3 - Electronique des Hautes Frýquences

Electronique des Hautes Fréquences

I. Introduction :.......................................................................................................................1

II. Les composants en haute fréquence : .............................................................................1 II.1. Rappel : résonance ..........................................................................................................1 II.2. Les inductances : .............................................................................................................2

II.2.a) Schéma équivalent :.............................................................................................................2 II.2.b) Réalisation des inductances :...............................................................................................3

II.3. Condensateurs. ................................................................................................................3 II.3.a) Technologies. ......................................................................................................................3 II.3.b) Exemple de réalisation d’un filtre passif « microstrip »......................................................4

II.4. Transformateurs : ...........................................................................................................4 II.4.a) Transformateur et autotransformateur : ...............................................................................4 II.4.b) Adaptation d’impédance :....................................................................................................4 II.4.c) Transformateur accordé ; autotransformateur accordé : ......................................................5

II.5. Quartz : ............................................................................................................................6 II.6. Diode à capacité variable( VARICAP)..........................................................................7 II.7. Diode PIN.........................................................................................................................8

III. Principaux montages : .....................................................................................................8 III.1. Filtrage :...........................................................................................................................8 III.2. Amplificateur HF:.........................................................................................................13 III.3. Oscillateur: ....................................................................................................................14 III.4. VCO et VCXO :.............................................................................................................17 III.5. Mélangeur (multiplicateur plus filtre) : .....................................................................17 III.6. Adaptateur d’impédance :............................................................................................19

IV. Chaîne d’émission :........................................................................................................20 IV.1. Exemple 1 : Emission A.M. dans la bande CB (27MHz). ..........................................21 IV.2. Emetteur FM piloté par Quartz : ................................................................................22

V. Chaîne de réception : .....................................................................................................25 V.1. Problème posé par une réception sans changement de fréquence. ...........................25 V.2. Récepteur à un changement de fréquence : ................................................................25 V.3. Récepteur à double changement de fréquence : .........................................................27

VI. Etude du Récepteur RC2500 (monophonique) ............................................................29

VII. Etude du Tuner AH106 Philips (stéréophonique) ....................................................30

ANNEXE A : STEREOPHONIE

ANNEXE B : MILIEU DE TRANSMISION ;PROPAGATION ; ANTENNES

ANNEXE C : Signal MULTIPLEX de TELEVISION

ANNEXE D :NICAM

ANNEXE E : Dolby Surround 5.1/ 7.1

ANNEXE F: Sdsl/Adsl

ANNEXE G : G.S.M.

ANNEXE H : Modulations

ANNEXE I: Mélange -Transposition de fréquence - Doubleur de fréquence.

Lycée P.E. MARTIN année universitaire 2003-204

F:\WINWORD\2004-2005\2EME ANNEE BTS ELECTRONIQUE\COURS\HF\HF.DOC DATE DE CREATION : SAMEDI 27 DECEMBRE 2003 DATE DE REVISION :LUNDI 25 AVRIL 2005 :15:16

1

I. Introduction : Le domaine de fréquence des ondes électromagnétiques est très vaste comme le montre le schéma ci-dessous. On retiendra que pour une onde électromagnétique progressive, fréquence (f) et longueur d’onde (λ) sont reliés par la formule suivante : avec 8c 3.10 m/s

3MHz 30MHz 300MHz 1GHz

HF VHF UHFSHF

hyper fréquences

On retiendra qu’à 100MHz ⇔ λ=3m (antenne FM 754 cmλ = ) Figure I.1

On distingue en électronique couramment les gammes de fréquences HF,VHF,UHF ;SHF.

II.Les composants en haute fréquence :

II.1.Rappel : résonance On distingue deux types de résonances : série ou parallèle. Dans les deux cas, elles correspondent à une annulation de la partie imaginaire de l’impédance. Soit pour un circuit (L,r), C à ZL=-ZC et donc

cf

λ =

12. .rf L Cπ

=



2

Résonance série :

Z

ffr

r

i

f

U/r

Figure II.2

Rq : à la résonance série, on a quasiment un interrupteur fermé (r faible). On a une résonance en courant.

Résonance parallèle: Circuit presque équivalent (si Q>>1) :

Avec : R=r.Q²

1 1r r

p pr r

R RZf fjQ jQf f

ω ωω ω

= = + − + −

UZI

=

f

R=rQ2

fr

∆f

3dB

Figure II.3 Rq : à la résonance parallèle, on a quasiment un interrupteur ouvert (R élevé). On a une résonance en tension

Remarque : circuits - (L,r),C alors Q compris entre qqs 10 et qqs 100aines.

- Quartz,C : Q>104. - f B∆ = = bande passante à 3dB

II.2.Les inductances :

II.2.a) Schéma équivalent : Compte tenu des imperfections, le schéma équivalent d’une inductance devient le suivant : Figure II.4

R = résistance du bobinage. C = Capacité répartie, capacité entre chaque spire de la

self.

R L

C

U

CLri Lr

C

i

U

C

L

R

i

U

.rp p

r

fRQ et QL fω

= =∆

. rrsL fQr fω

= =∆



3

L’évolution de l’impédance d’une inductance réelle est donc de la forme suivante : Z

f

R=rQ2

capacitébobine

fr Figure II.5 Conclusion : les catalogues des distributeurs électroniques précisent la fréquence de résonance propre et la résistance typique pour le choix d’une inductance HF.

II.2.b)Réalisation des inductances :

B

A

D(moy) ZoZo

µstrip

self impriméeself sur airself microstrip

self sur ferrite

Figure II.6 Les inductances peuvent être réalisées selon les méthodes suivantes :

- Self sur « air » : 2 2100.

4. 11.B nL

B A=

+ (nH) de qqs 10nH à qqs uH.

- Self imprimée : 538,5. .L D n= (nH). L<qqs 100nH.

- Self sur ferrite : 2.lL A n= (nH). Ferrite en nickel/zinc adaptée à la RF. 10<AL<50 en RF. - Self Micro strip (f > qqs 100MHz).(formules complexes dépendants des matériaux)

II.3.Condensateurs.

II.3.a) Technologies. En HF, compte tenu des valeurs très faibles des condensateurs utilisés( de qqs dizièmes de Pf à qqs centaines de pF) les condensateurs sont soit :

1. De technologie traditionnelle type « céramique » ( type 1 ) (voir cours de 1ere année) 2. De technologie traditionnelle type « mica». (voir cours de 1ere année) 3. De technologie traditionnelle type « téflon». (voir cours de 1ere année) 4. De technologie imprimée type « microstrip ».

C

Zo=50Ω Zo=50Ω

Figure II.7



4

II.3.b)Exemple de réalisation d’un filtre passif « microstrip » L1Zo

Zo

L3 L5

L2 L4

C1 C2

C3

Zo ZoC3L5

L4

C2

C1

L2

L1 L3

Figure II.8

II.4.Transformateur :

II.4.a) Transformateur et autotransformateur :

I1 I2

n1 n2U1 U2

m

bornes homopolaires(tensions en phase)

noyau(circuit magnétique)

U1n1

n

I1

I2

U2n2

Figure II.9

Transfo :2

1

21

U nmU n

= = ; 1 2*i m i= − ; Pe Ps= ; + isolement galvanique

force magnétomotrice * *F H l n i= = ( l : longueur du circuit magnétique) B est limité à Bmax par la saturation du noyau magnétique ; i1 engendre B qui engendre Φ qui engendre i2 Choix de la ferrite du noyau qui augmente L et canalise le flux (faible perte magnétique). Autotransfo : pas d’isolement galvanique !

II.4.b)Adaptation d’impédance : Nous parlerons ici d’une des grandes applications des transformateurs en HF : l’adaptation d’impédance. Exemple : la sortie d’un émetteur HF présente une impédance de R0=50Ω (câble coaxial) et doit être connectée à une antenne désaccordée d’impédance Ra=300Ω. 20o effE V= .

i) Connexion directe : → Exprimer la puissance transférée, Pa, dans Ra en fonction des éléments caractéristiques du montage.

→ Pour quelle valeur de Ra, cette valeur est-elle maximale ? → Evaluer Pin avec les données numériques du montage.

Ro

RaEo

Antenne Figure II.10

Sans adaptation : 220 1.14

300 50Pin W= =

+

( )

2

2300*20 0.98300 50

Pa W= =+



5

22 *( )EoPin I Ra Ro

Ra Ro= = +

+

( )

22

2EoI

Ra Ro=

+

2

2

*( )Ra EoPaRa Ro

=+

extremum 0 max dp P pour Ra RodRo

= ⇒ = : max2PinP =

ii) Adaptation d’impédance grâce à un transformateur :

Figure II.11

Soit m=n2/n1 le rapport de transformation. → Quel est le montage équivalent, Ra ramené au primaire ? → Quel est le rapport de transformation optimal pour l’adaptation d’impédance ?

…

2 2

2 2 22

; * * ;1* * * *

Ps Pe Rs Is Rp Ip

Rs Is Rs Ip Rp Ipm

= → =

→ = =

Eo

Ro

2

Ram

Adaptation d’impédance :2

1

Ra nmRo n

= = Figure II.12

II.4.c) Transformateur accordé ; autotransformateur accordé : Ce sont en fait des transformateurs ayant au secondaire un circuit LC résonnant. Les caractéristiques principales sont : le rapport de transformation, la fréquence d’accord et le coefficient de qualité. On trouve notamment des transformateurs FI accordés sur : 440kHz à 490KHz et 10.7MHz pour la radiophonie civile, 32 à 40MHz en télévision. Schéma d’un transformateur accordé :

U1 U2

m

noyau plongeur(L réglable)

C

Lp

Ampliétage 2

Ampliétage 1

Ls

Figure II.13

Q élevé ( 100q ) Sert de liaison entre étage amplificateur (FI)

(m=1/1). Transfos accordés sur 455KHz ou 10.7MHz

souvent nommés transfo FI. La fréquence d’accord peut être ajustée à l’aide du noyau plongeur de réglage en ferrite.

Figure II.14

T1 5

4 8

Ro

RaEo

Antenne

n1 n2

Adaptation +pas de pertes transfo : 220 4

50 50Pin W= =

+

( )

2

250*20 250 50

Pa W= =+

Cette puissance au primaire Pa sera intégralement transmise au secondaire c’est à dire à la charge (antenne)



6

II.5.Quartz : Le quartz est un cristal de roche naturel de silice. Lorsqu’une lame de quartz subit une déformation, ses faces se couvrent de charges électriques de signes contraires. La différence de potentiel ainsi créée est d’autant plus élevée que la déformation est importante. Ce phénomène est appelé piézo-électricité. Il permet d’obtenir une conversion mécanique-électrique.

Figure II.15 La piézo-électricité est un phénomène réversible. Lorsqu’une tension est appliquée entre les faces de la lame de quartz, elle produit une déformation du cristal. Lorsque la tension appliquée entre les deux faces de la lame de quartz est alternative, celle-ci vibre. Pour une certaine fréquence, l’amplitude de la vibration devient très importante, le cristal entre en résonance. La fréquence de résonance dépend des dimensions de la lame, plus celle-ci est mince plus la fréquence est élevée.

Ordre de grandeur (pour une coupe AT de 1 à 100 Mhz) :

L : 10 à 1000 mH

Cs : 0,02 à 0,1 pF

R : 10 à 2000Ω

Cp : 5 à 10 pF

Figure II.16

Figure II.17

1 2 CsFp FsCp

+∼

L’inductance L et le condensateur Cs forment un circuit LC série dont l’impédance est nulle ou minimale à la fréquence de la résonance série soit :



7

aramètres du Quartz Figure II.18 A la résonance série --> court-circuit. A la résonance parallèle --> circuit ouvert. Au dessus de Fs comportement inductif

Un quartz sert souvent à remplacer une inductance ayant un Q élevé.

Paramètres du Quartz :

Fréquence nominale : suivant les dimensions et la coupe du quartz.(1 à 250MHz MHz )

Coefficient de Qualité ( 100≥ )

Boîtier : métal ou plastique.

Précision de la fréquence : de l’ordre de 50 10 –6 ( 50ppm).

Dérive de la fréquence en température : fT∆∆

de l’ordre de 10 10 -6 à 100 10-6 pour une gamme de

température de - 20 °C à + 70 °C.

II.6.Diode à capacité variable( VARICAP) La capacité de jonction d’une diode polarisée en inverse est généralement considérée comme un élément parasite. Dans le cas d’une diode varicap ou varactor , au contraire, on exploite cette capacité pour réaliser une capacité variable dont la valeur est contrôlée par une tension annexe.

VPOL

Fig. II.19 : Symbole de la diode varicap



8

Une diode varicap doit être polarisée en inverse, elle est alors équivalente à une capacité de jonction Cvar pour le régime petits signaux. On règle sa valeur en agissant sur la tension continue VPOL.

Cvar

VPOL

Cvar100pF

5V

Figure II.20 : Capacité équivalente de la varicap en régime petits signaux

Les caractéristiques importantes d’une varicap sont :

sa capacité pour une tension de polarisationVPOL donnée, sa tension de claquage VBR , son facteur de qualité Q pour une fréquence donnée.

Les diodes varicap sont principalement utilisées en radioélectricité pour réaliser des circuits LC dont la fréquence d’accord est réglable.

II.7. Diode PIN Une diode PIN est constituée d’une région p et d’une région n séparées par une région intrinsèque i, c’est à dire non dopée. Elle est particulièrement adaptée à une utilisation en H.F. En inverse : elle présente une impédance élevée et sa capacité de jonction est très faible (<1pF) ; elle est

quasiment équivalente à un circuit ouvert. En direct : elle peut servir de résistance variable (pour les petits signaux) :

3

0.9

26.10rIo

−

=

(13) I0 est le courant de polarisation de la diode exprimé en mA (relation vraie pour 10 100µ ≤ ≤A I mA environ). Ces diodes trouvent leurs applications dans : - les circuits de commutation H.F., - les atténuateurs et les modulateurs d’amplitude, les lignes à retard H.F.

III.Principaux montages :

III.1.Filtrage : →Passe bas :

Figure III.1 filtre en T

Figure III.2 filtre en PI

Figure II.21 diode HF



9

On peut concevoir un filtre passe-bas de deux manières différentes comme indiqué ci-dessus, dans un cas on utilisera deux inductances et 1 condensateur, dans l'autre cas, deux condensateurs et une seule inductance. Les résultats sont identiques. →Passe bande : . Seconde image, une combinaison série, //

Figure III.3 circuit résonnant série

Son impédance est minimum à la résonance et croît rapidement en dehors de celle-ci

Figure III.4 combinaison série , //

→ Filtre à quartz ou céramique, filtre à onde de surface (FOS ou SAW) ou à onde de volume (FOV):

1. quartz

Figure III.5 Lorsqu’on veut un facteur de qualité plus élevé, on peut avoir recourt à de tels types de filtres. Le filtre à quartz étroit est un ensemble coûteux. Pour les filtres à quartz les valeurs sont normalisées tant pour ce qui concerne la bande passante que la fréquence d'utilisation. On trouvera essentiellement du 455 KHz (plutôt filtre céramique que quartz), du 9 MHz, du 10,7 MHz et pas mal d'autres valeurs plus ou moins exotiques. Un filtre à quartz est composé d'une suite de quartz dans le but de réduire la bande passante à la valeur souhaitée.

Figure III.6 Ci-dessus la courbe de réponse d'un filtre à quartz, nous allons détailler ce qui caractérise un filtre à quartz.

Fréquence centrale Fréquence centrale de la bande passante du filtre, exemple, valeur

courante en émission d'amateur 10.7MHz, 455kHz, 9 MHz. Nombre de pôles Nombre de quartz que contient le filtre. Typiquement 6 pôles chez les

radioamateurs, parfois 8 pour les très bons filtres. Perte d'insertion Atténuation procurée par le filtre quand son atténuation est minimum.

Ondulation Variation de l'atténuation dans la bande passante. Moins il y a d'ondulation, naturellement, meilleur est le filtre.

Bande passante à -3 dB Voir dessin ci-dessus. La bande passante à -3 dB représente l'écart de fréquence F2-F3.

Bande passante à -60 dB Voir dessin ci-dessus. La bande passante à -60 dB représente l'écart de fréquence F1-F4.

Facteur de forme Cette valeur traduit la pente du filtre. Idéalement, l'atténuation du filtre devrait ressembler à un signal carré, ce n'est jamais le cas. On calcule



10

le facteur de forme comme suit :2314

ffffFF

−−

=

Impédance de terminaison

L'impédance de charge du filtre

Impédance d'entrée L'impédance d'entrée du filtre ( 600 Ω - valeur courante)

Phase Différence de phase entre le signal entrant et le signal sortant

Délais de groupe Concerne plus particulièrement les filtres à large bande passante, il s'agit du temps qui s'écoule pour le passage dans le filtre d'un signal modulé

Ci-dessous deux filtres céramiques 455 kHz et un filtre à quartz 10.7Mhz:

Figure III.7 Figure III.8 2. Ligne à retard

Un filtre peut être considéré comme un réseau à retard, ou à avance. Cela signifie que le signal met un certain temps pour traverser le filtre, ce qui provoque un déphasage de la tension d'entrée par rapport à la tension de sortie.

Le principe de fonctionnement des premières lignes à retard télévision était assez simple. Le signal est injecté sur un petit cristal piézoélectrique. La propriété de ce cristal est de se déformer lorsqu'il est soumis à une tension électrique. Cette propriété est réversible, ce qui signifie que le cristal va produire une tension électrique lorsqu'il sera soumis à une déformation mécanique.

Figure III.8

Dans la pratique, le signal] arrive sur le premier cristal qui se met en vibration ultrasonore. Cette vibration met un certain temps pour traverser le corps en verre de la ligne à retard, avant d'arriver sur le second cristal qui va transformer cette vibration en tension électrique. La durée du retard dépendra des dimensions mécaniques du corps de la ligne à retard. Le trajet du signal fera perdre de l'amplitude à la vibration, donc à l'amplitude de la tension fournie par le second cristal. Cette perte de tension sera facilement compensée par un étage amplificateur.

Ce genre de ligne à retard a été très utilisé jusqu'au milieu des années 80. Ensuite, de nouvelles technologies sont apparues et les téléviseurs récents sont maintenant équipés de lignes à retard sous forme de circuits intégrés. Ils fonctionnent selon le principe du transfert de charges CCD.

exemple pratique de ligne à retard à cristal piézoélectrique (64µs)



11

3. Filtres à onde de surface F.O.S (S.A.W.)

FIGURE III.9 Le transducteur d'entrée qui transforme le signal électrique en onde acoustique. Comme nous l'avons vu précédemment, le transducteur se déforme en fonction du signal électrique et va créer une onde acoustique comme les transducteurs des anciennes télécommandes TV à ultra son.

Le transducteur de sortie qui transforme l'onde acoustique ( vibration mécanique ), en signal électrique. Ce transducteur fonctionne de la même manière que celui de l'entrée.

Substrat piézoélectrique sur lequel l'onde va se propager. Il est en nobiate de lithium ( Li NbO3 ). Cette matière a été choisie en fonctionne de son coefficient de couplage qui est élevé et des faibles pertes en signal.

Eléments absorbant acoustique. Ce sont deux bandes placées aux extrémités du substrat qui vont absorber les ondes qui se dirigent vers elles. Elle sont là pour éviter une réflexion des ondes, ce qui provoquerait des interférences néfastes pour la courbe du filtre ( voir cours d'électroacoustique ).

Eléments coupleurs. Ce sont les éléments les plus importants du filtre, car ce sont eux qui lui donnent ses caractéristiques, en fonction de leur dimensions. L'onde de surface ne peut être transmise que si la fréquence est telle que les noeuds de vibration se trouvent tous entre deux dents successives.

Si le peigne inter-digité du transducteiur d’entrée ou de sortie présente des écarts de dents légèrement différents, ce n'est plus une seule fréquence, mais une plage de fréquences qui peut traverser le filtre. Nous obtenons alors la bande passante désirée.

Ces filtres sont actuellement très utilisés dans les étages HF et MF des récepteurs RTV. Leurs caractéristiques varient en fonction de leur application. Le principal avantage de ces filtres est d'offrir la possibilité d'une très grande sélectivité. Selon la forme des coupleurs sur le substrat, il sera accordé sur une fréquence bien précise, pour être utilisé comme filtre bouchon, ou sur une bande de fréquences, comme filtre passe-bande.



12

Figure III.10

Cette courbe représente la réponse en fréquence du filtre RW 153A, utilisé dans les étages MF des téléviseurs. Elle correspond au gabarit MF normalisé. On remarquera l’atténuaton importante entre la banded passante et la bande coupée ( 50 à 60dB∼ ) et la raideur des flancs du filtre.

4. Condensateur de Bypass Condensateur utilisé en HF pour relier un point à un autre à l’aide d’un conducteur, au travers d’un plan de masse. Ceci permet de faire transiter des signaux sensibles (Hautes fréquences,faibles niveaux, impédance moyenne à forte) d’une zone d’influence à une autre zone. La capacité formée par le cylindre de conduteur isolé (verre,céramique air)en regard du trou de plan de masse, est très faible (0.05pF<Cby<5pF)

FIGURE III.11

On voit que jusque vers 1 MHz, le comportement de ce condensateur est semblable à celui d'un condensateur au mica avec des pattes de 6 mm. Par contre dès 10 MHz l'inductance des pattes de ce dernier le rendent totalement inefficace, alors que le condensateur de traversée conserve une caractéristique de condensateur.



13

III.2.Amplificateur HF: Les caractéristiques essentielles d’un amplificateur sont : o le gain en puissance (en dB). o l’impédance d’entrée. o l’impédance de sortie. o les caractéristiques de bruit.(rapport S/N, Figure de bruit F)

Amplificateurs en cascade.

G1F1

G2F2

GmFm

GF

e

e

s

s

2eme ampli1er ampli dernier ampli

Figure III.12

Lorsque l'on connecte m amplificateurs en cascade, on peut montrer que le facteur de bruit total vaut:

2 31 1

1 1 2

1

1 1 1*

mm

i

F F FF FG G G Gi

−

=

− − −= + + + +

∏ (Règle de Friss)

1

1 2 3

1

. . .m

m

i

G G G G G Gi−

=

= =∏

avec iF et iG qui représentent respectivement, le facteur de bruit et le gain du ième amplificateur

Comme en pratique le gain de chaque amplificateur est beaucoup plus grand que chaque facteur de bruit, le facteur de bruit de la mise en cascade vaut approximativement le facteur du premier étage.

Le premier étage apporte donc la plus forte contribution à la dégradation du rapport signal/bruit. En d'autres termes, le premier étage est celui pour lequel la conception doit prendre le plus en compte le problème du bruit. Il importe de garder ce point à l'esprit lors de toute réalisation dans laquelle le critère "bruit" est important. Exemple d’amplificateur à transistor bipolaire émetteur commun très employé :

Figure III.14

Cl1 et Cl2 capacités de liaison (impédance faible à la fréquence de travail)

L1 et L2 selfs de choc (transmettent la polarisation , mais impédance élevée à la fréquence de travail ;la HF ne remonte pas aux alimentations)

Amplification en tensionZcAZe

≈ − (formule

générale)

Zc

Ze

Vout

Vcc

R1

L1

Re

Q 3

21

Cdec

L2

Cl1

Cl2R2

Vin



14

Polarisation (schéma équivalent en continu) on remplace les C de liaison par des circuits ouverts et les bobines par des court-circuits.

R2

R1Re

Ibo

Ico

Ieo

Figure III.15

hypothèse : on prend 10*p boi i≥

1 * 1 0.7

Re 1 2VccIeo RR R

≈ − +

Amplification (schéma équivalent en alternatif)

r βIb

R1//R2

Ve Vs

Ze

Zc

Figure III.16 * *

( * )*Vs Zc ibVe r Ze ib

ββ

= −+

A

ZcVs Ver Zeββ

⇒ −+

Avec Ce : 0Ze ∼ à la fréquence de travailG

*ZcVs Ver

β− or 326*10 *r

Ieoβ

−

voir note de

bas de page 1

3

* *26*10Ieo Zcvs Ve−⇒ − l’amplification peut être

réglée par la polarisation (voir plus loin C.A.G.)

III.3.Oscillateur:

i) Schéma de principe :

Figure III.17 Si nous appelons A le gain de l'amplificateur et B le gain du système de réaction, nous considérerons que la condition pour le système entre en oscillation est : A . B > 1 Une fois amorcée, l'oscillation se maintient pour AB = 1, si AB<1 l'oscillation cesse.

L1 self de choc (choc HF), C4 C de liaison

(coupure de la composante continue).

Transistor bipolaire jonction de commande

c’est JBE ;le diviseur capacitif C1,C2 ré-injecte

une fraction de la tension de sortie à l’entrée

(l’émetteur) variation de vBE variation de

Ic(amplifiée par T) oscillation.

Résonance (L2, C1 en série avec C2).

Atténuation de 2

1 2C

C C+ qui doit être

compensée par T

Oscillateur à circuits LC :

Exemple : L'oscillateur Colpitts base commune. La tension de ré-injection est envoyée sur l'émetteur ce qui provoque bien des variations de polarisation de la jonction base-émetteur et conséquemment une variation de courant Ic. On reconnaît un oscillateur Colpitts à son pont diviseur capacitif.

1 Figure III.18

1

* * 1 avec n 1 pour le Silicium

1 1 1 1* * * 1 1 * 1

be

Tbo

be be bebo T T T

be T T T

Ibo

VnVIeo I Is e

V V VdI V V VIs e Is e Is e Is

r dV V V V

β β = = −

= = = − + = − −

∼

31 * *26*10 d'où bo Tbo

T

I VI Is rr V Ieo Ieo

β β −

⇒ =



15

ii) Oscillateurs à Quartz : On se propose ainsi de remplacer l’inductance précédente du circuit LC par un quartz : La fréquence de résonance d'un quartz dépend de ses dimensions physiques, ceci limite forcément la fréquence maximale atteignable puisque plus la fréquence croît, plus la lamelle est mince. Pour des fréquences allant jusqu'à 30 MHz, le quartz oscille sur sa fréquence fondamentale, au-dessus il faudra recourir à une astuce.

Ci-dessous, le schéma d'un oscillateur Colpitts, la capacité en série avec le quartz permet d'ajuster (très modérément) la fréquence d'oscillation.

XTALZ

ffs fp

Figure III.19

LchocHF

100pF

10k

10pF10k

10pF470

2-56pF

16.7MHz

C filtre

Figure III.20

Le quartz remplace l’inductance Si les variations de la valeur d’un composant sont minimes, la pente entre fs et fp étant très forte, la variation de

fréquence reste faible stabilité en fréquence d’un oscillateur à quartz. Les possibilités de légères variations de la fréquence d’accord permet de réaliser des VCXO (Voltage Control Xtal

Oscillator : oscillateur à fréquence variable commandé en tension ou des TCXO (Temperature Control Xtal Oscillator

oscillateur compensé en température (F très stable)).

L’oscillateur suivant est très utilisé pour générer des signaux d’horloge de microprocesseurs :

in out osc

Quartz

74HCT04

1 2

74HCT04

1 2

Rp

C2 C1

Rs

OUT

IN

point de polarisation

Rp

2Vdd

( )Rp qqsMΩ sert à polariser le 74HCT04(1)en ampli linéaire. Gain <1 ;phase π−

à la résonance XTAL = impédance faible atténuation

compensée par G : XTAL Phase π− . Rs limite le courant dans le Quartz puissance dissipée

C1 et C2 (12pf à 22pF) modifie le gain de la réaction.

74HCT04(2) mise en forme du signal (rapport cyclique =0.5)

Figure III.21



16

iii)Génération de fréquences plus élevées : Oscillateur overtone (harmonique):

Plus la fréquence demandée croît, plus la lamelle de quartz est mince, on aboutit rapidement aux limites physiques de la taille. Pour contourner ce problème, on utilise un quartz taillé pour une fréquence donnée 0f et on le fait osciller sur un harmonique(3,5 ou 7). Pour mettre cette oscillation en évidence, l'élément actif (transistor) est chargé par un circuit accordé sur la fréquence désirée( 0 0 03 ;5 ;7f f f ). Ce type de montage est appelé Overtone, on trouve dans le commerce des quartz pour les rangs 3,5 et 7. (harmoniques 3, 5, 7). C'est la taille particulière du quartz qui permet ceci, celui-ci est marqué sur à fréquence finale d'oscillation, exemple 65 MHz P5. On rappelle pour finir la caractéristique d’impédance complète d’un quartz en fonction de la fréquence : Exemple:

Sortie

VCC

C

Rgs

Q2JFET N

Quartz

T1 5

4 8

Cv ar

Rd

XTALZ

f

1fs 3fs5fs

Figure III.22 Figure III.23

Le transformateur accordé permet de filtrer l’harmonique voulue : overtone 3,5,7,9 on n’obtient pas tout à fait les harmoniques 3, 5, 7 (voir courbes quartz)

Multiplicateur de fréquence à PLL (Phase Locked Loop : Boucle à verrouillage de phase) :

oscillateur deréférence

comparateur de phase

filtre de boucle

V.C.O.

diviseurprogrammable

/N

0 0,f ϕ 0( )rkϕ ϕ ϕ∆ = −fs

,r rf ϕ

Figure III.24

PLL boucle d’asservissement de la phase de la tension de sortie du diviseur par N à la phase d’un oscillateur « stable » de référence.

En régime permanent 0rϕ ϕ= donc0

0 0* *rd dfr f cte fs N fr N fdt dtϕ ϕ

= = = = ⇒ = =

Il existe des montages améliorés de ce montage de base. Filtre de boucle passe-bas

Les synthétiseurs de fréquence à PLL ont un gros défaut : ils sont terriblement bruyants et n'égalent pas en pureté spectrale les oscillateurs classiques ou à quartz. Un oscillateur bruyant, utilisé comme oscillateur local d'un récepteur, fournira une réception dégradée en présence de puissants signaux adjacents.( intermodulation , transmodulation)



17

III.4.VCO et VCXO : VCO = voltage controled oscillator = oscillateur commandé en tension (OCT). L’idée est de modifier la fréquence de résonance (L,C) du circuit de réaction de l’oscillateur en ajoutant une diode varicap agissant comme une capacité variable avec la tension d’entrée du VCO. VCXO = VCO incorporant un quartz, assurant la stabilité en fréquence. Nous avons vu qu'un quartz avait deux fréquences de résonance propres, Fs et Fp correspondant l'une à la fréquence de résonance série et l'autre à la fréquence de résonance parallèle. On a également vu que l'on pouvait ajuster la fréquence d'oscillation en modifiant les capacités du montage (cf. oscillateur colpitts). De tout ce qui précède, l'idée de réaliser un oscillateur variable (légèrement) contrôlé par un quartz est née. La grande difficulté bien sûr consiste à obtenir une variation de fréquence suffisante pour l'application choisie. Exemple de VCXO :

VCC

OUT VCXO

L3820nH

C5100p

R133k

Q5

BF199

13

2

C310p

IN VCXO1

R356k

C4

120p

L210uH

C1

47n

C2

27p

R2

100k

X

27.005Mhz

BB148

DH03

L1

3.3uH

Rv ar

47k

13

2C6

27p

Une diode varicap est toujours polarisée en inverse !

Figure III.25

III.5.Mélangeur (multiplicateur plus filtre) : Tout circuit non linéaire auquel on applique deux signaux sinusoïdaux F1 et F2 fournit en sortie le spectre suivant : Une combinaison de termes simples

|F1 , 2F1 , 3F1 , ... nF1 F2 , 2F2 , 3F2 , ... nF2 F1 + F2 F1 - F2

et une combinaison de produits d'inter modulation 2F1 - F2 et 2F2 - F1 pour le 3ème ordre

3F1 - 2F2 et 3F2 - 2F1 pour le 5ème ordre etc. Le principe général sera le suivant : un élément non linéaire sera utilisé, on lui injectera les deux fréquences à mélanger et on positionnera un filtre passe bande sélectif en sortie pour conserver la composante (F1+F2 ou |F1-F2| )qui nous intéresse. Exemple pratique : Nous polarisons de manière convenable un transistor et lui appliquons une fréquence F1 de 27MHz et une fréquence F2 de 16.3 MHz, dans la Jonction BE (non linéaire). Représenter les raies (non normalisées)du spectre de sortie (on se limitera au 3ieme ordre).



18

sortie( Vcollecteur)

32.6MHz

27MHz

54MHz f

16.3MHz

f1 f2

2f1 2f2

48.9MHz

81MHz

3f1 3f2

10.7MHz

43.3MHz

f2-f1f1+f2

6.2MHz

2f1-f2

2f2-f1

37.7MHz

filtrepasse-bas

Figure III.26

Réalisation : l’élément non linéaire sera soit une (des) diode(s), soit un transistor(c’est la jonction E-B polarisée en direct

qui est non linéaire ( *nqVbeKTb BSSI I e= ). On trouve donc deux types de montages.

i) Mélangeurs en anneau (diodes) : Ce mélangeur contient essentiellement quatre diodes de commutation rapides à bas niveau de seuil (Schottky) et deux transformateurs à point milieu. Leurs rôles consistent à déphaser de 180° les deux signaux à mélanger. Ce type de mélangeur est certainement ce qui se fait de mieux, en revanche il est affecté de quelques petits défauts.

Ce type de mélangeur à diodes introduit une perte du signal de 8 à 10 dB qu'il faudra compenser par de l'amplification.

Pour obtenir les meilleures caractéristiques, il faut lui fournir un signal OL (Oscillation Locale) puissant, typiquement +10 dBm et plus pour les modèles haut niveau. 10 dBm (décibel milliwatt) représentent 10 mW.

Pour offrir les meilleures performances, ces mélangeurs demandent d'être chargés par les impédances définies par le constructeur à savoir 50Ω , ce qui n'est pas toujours simple à réaliser.

Figure III.27

On le retrouve sous forme d'un boîtier à 8 broches, les références les plus connues aujourd'hui sont le MCL1, SBL1, SRA1 etc. Ils sont compatibles broche pour

broche et coûtent environ 8 Euros. Ils peuvent mélanger des signaux jusqu'à 500 MHz dans la gamme courante. Certains modèles notés H pour "high" offrent de meilleures performances d'inter modulation et demandent 17 dBm sur l’entrée OL.

ii) Les mélangeurs à transistors :

On peut réaliser un mélangeur en utilisant seulement un transistor. C'est tout à fait applicable pour un émetteur ou un récepteur mais pas n'importe où car ce type de mélangeur a des caractéristiques d'inter modulation fortement dégradées par rapport au mélangeur à diodes. En clair ceci signifie que l'on retrouvera en sortie les signaux F1, F2 , F1 + F2, F1 - F2, 2F1-F2 et 2F2 - F1

Voici un exemple de mélangeur à FET. Le signal F1 est envoyé sur la gate tandis que le signal F2 est injecté sur la source. On retrouve toutes nos fréquences (celles que l'on veut et les autres...) sur le drain qui comporte un circuit accordé. Ce schéma est transposable naturellement aux transistors bipolaires.

Figure III.28

Fol signal fort

Fr

FT



19

III.6.Adaptateur d’impédance : On a déjà vu que pour assurer la transmission d’un maximum de puissance, l’impédance de sortie de l’étage émetteur (1) doit être égale à l’impédance d’entrée de l’étage suivant (2). Ce n’est pas toujours réalisable, d’où l’idée d’insérer entre les deux étages, un étage supplémentaire « adaptateur d’impédance ».

Exemple de désadaptation : Rs1≠Ri2 (dans le cas général, Zs1≠Zi2).

Eo Ri2

Rs1

Etage 2Etage 1

Figure III.29

Insertion d’un étage adaptateur d’impédance :

Eo

Rs1

Ri2

Ri =

Rs1

Eo

Rs = Ri2

Etage 1 Etage 2Adaptateur d'impédance Figure III.30

Exemples d’adaptateur d’impédance, circuits en T et en PI :

adaptateur en PI

C2

18pF

vers 1

0

vers 1L2

10uH

1 2

adaptateur en T

vers 2

C1

18pF

0

L3

10uH

1 2

0

C3

33pF

vers 2L1

10uH

1 2

Figure III.31

Valeur des composants pour l’adaptateur en PI :

[ ]2

1 2 1 2

1 2 1 2 2 1 2

1 2 1 2

( ) 2. . 2. .1 22. . ( ) . 1( ) . .( )

: 2.(1 2. ²) . ( ² ²)

Ro Ri Q Ro A Q Ri AL C CQ Ro Ri A Ro Ro Ri Ri Ro Ri

Avec A Q Ro Ri Ro Ri

ω ω ω− − − +

= = =+ − − −

= + − +

Allure de la fonction de transfert du réseau d’adaptation : 1 2 1125 ; 75 ; 200LRo Ri Q= Ω = Ω =

Frequency

10MHz 30MHz 100MHz 300MHzDB(V(R3:2))

-30

-20

-10

0

Figure III.32

Remarques :

Gain en dB



20

- Les calculs des éléments des circuits d’adaptation sont fastidieux et ne seront pas abordés ici. - On dispose souvent d’élément(s) ajustable(s) (ici C2) afin d’adapter selon les conditions expérimentales (l’impédance d’une antenne varie suivant son environnement proche : distance au sol, proximité d’objets métalliques…). - Les montages ci-dessus se retrouvent très souvent entre le dernier étage d’amplification et l’antenne pour un émetteur.

Figure III.33 Figure III.34

En réception on dispose très souvent à l’étage d’entrée d’un transformateur (autotransformateur) utilisé en Balun (Bal’eun’) juste après l’antenne (Balanced/Unbalanced):

Figure III.35 Intérêt du Balun :

Ce montage peut servir en plus d’adaptateur d’impédance (cf. chapitre sur les transformateurs) en ayant un nombre de spires différent entre l’étage ‘asymétrique’ (antenne) et l’étage symétrique (récepteur).

IV.Chaîne d’émission : Un émetteur comprend les 4 sous ensembles suivants : - un circuit de traitement en bande de base. - un modulateur (AM, FM,…). - un amplificateur de puissance.

- un étage d’adaptation d’impédance au canal de transmission (antenne, fibre optique, câble coax,…). La structure ‘ressemble’ alors la suivante :

signal en bande de base

Traitement en bande de base

FiltragePréaccentuationcodage

ModulateurM élangeur

Oscillateurstable

et précis

Dans le cas d'unetransposition de fréquence

VCO

filtre deboucle

%N

Diviseur

référence stable fref

Oscillateur stable et précis,PLL ou

oscillateur à quartz

f0Filtre

passe-bande

Amplificateurde sortie

Signalémis

f1-f0

f0+f1

Figure III.36



21

IV.1.Exemple 1 : Emission A.M. dans la bande CB (27MHz). On se propose d’étudier les schémas suivants :

Figure IV.1.a : amplificateur BF

Figure IV.1 b : Emetteur AM.

i) Etude rapide de l’ampli BF :

Rôle de T1(a) ? Amplification BF/ R1C1 filtre passe-bas constante de temps dépendant de P1 (niveau BF niveau de modulation )

3 12 6max

5min max

( 1 ) ( 1/ 4 1) 1 250.10 .150.10 37.5.102 / 6.28 / 3.75.10 4C

P mi course P R CF KHzτ

π τ

− −

−

− = + ≈

≈ =

∼∼

amplification 1* 3TGm R∼

Rôle de C3(a) ?

condensateur de liaison max 5 3max

1 120 0.82. . 3 2*3.14*10 *20*10

BFBF

f KHzC fπ −= → = = Ω impédance

négligeable( idem pour C5) Etude de T2(a) :



22

Amplificateur de tension émetteur commun (charge d’émetteur découplée-par C5)

0.

/ 3 2 / 3*4 3.27 8

1.8*3.2 2200.026

C

T

Rc Rc IAvr VVcc VccsiVCE V ICo mA

R R

Av

β− ≈ −

≈ = → = ≈+

≈ ∼

Pourquoi pas de condensateur entre T2 et T3(a) ? liaison directe BF + polarisation de T3 à partir du potentiel de Collecteur de T2

Rôle de C2, C5 ? découplage…des charges de source et emetteur de T1 et T2

Rôle de T3 (a)? ADAPTATION D’impédance amplification en courant +R9->source de courant ic impédance de sortie ~22KHoms ii) Etude de l’émetteur AM : Associer un découpage fonctionnel à la figure b). Décrire le rôle et le principe de fonctionnement des différentes fonctions.

Rôle de T1 (b)?

Oscillateur HF sinusoïdal à 27MHz (léger ajustement possible de la fréquence avec Cv1)

Rôle de T3 (b)?

Amplificateur de courant T3 module de courant de collecteur de T2

Rôle de T2 (b)?

Modulateur /ampli HF IC est la résultante du BFIc∆ produit par le transistor T3 et le HFIc∆ induit par le HFIb∆ provenant

de l’oscillateur à 27MHz.

Remarque : T2 n’est pas polarisé ; la base est simplement reliée à la masse par R4--> ampli classe C : ce sont les salves

positives de 27MHz (centrées sur 0V) qui font conduirent T2 ; Le circut accordé de sortie (qui réalise également

l’adaptation à l’antenne) filtre (et remet en forme ) le sinus modulé à 27MHz (l’amplitude crête à crêtre est voisinne de

VCC =12V soit une valeur efficace de 4.25Veff

Rôle de CV2,L3,CV3 (b)?

Adaptation d’impédance : coté transistor Zc=impédance de L2 (self de choc HF) // ρ (T2) ( 2)Tρ∼ car 2 27MhzL ω ρ

Ordre de grandeur 50kρ Ω∼ et antenne / 4 73Zλ → Ω adaptation indispensable réalisée par L3 et Cv2,Cv3

IV.2.Emetteur FM piloté par Quartz : Le schéma structurel est donné en page suivante.

Reconnaître les structures associées aux transistors Q1, Q2, Q6, Q7, Q3. Q1 :amplificateur de tension émetteur commun R4+R6 SOMMATEUR Q2 Oscillateur (VCO à diode varicap) R5/C3filtrage alimentation Q6 Adaptateur d’impédance C5 filtrage HF Q7 Ampli de puissance HF (classe A) Q3 Oscillateur de référence

Quel est le rôle de D1 ? Diode varicap : ajustement de la fréquence fs produite par le VCO (qui est variante par nature : environ 5%min sans asservissement )

Etude du pré diviseur SDA2101 : Prédiviseur de fréquence : broche 5(MC) en l’air %64 (technologie ECL jusqu’à 1GHz voir doc). Entrée asymétrique C17 à la masse (voir doc)



23

Q4 amplificateur /inverseur adaptateur de niveau logique 0 5V à 0 12V. Entrée à fréquence Fs sortie fs/64

Etude de la boucle à verrouillage de phase :

*512512 16 16

2.734*512pour Fosc=2.734MHz ( ) 87.48816

3.375*512pour Fosc=3.375MHz ( ) 10816

fs fosc foscfs

fs Mhz MHz

fs Mhz MHz

= → =

→ = =

→ = =

le choix du quartz fixe la fréquence d’émission.

fosc

Oscillateur

quartz filtrepasse- bas

%64 filtreHF

VCO87.5-

108MHz

de référence

% NA

NA=16

% NB

NB=8

adap.niveau

C14,C11,L3,R13C10,XTAL, R10 et Q3 1/2 CD4520

fosc/16 fs

fs/512 fs/64fs/512

1 6 14

3

13com p.de

phase n°2

136 2

9

UBF

1/2 CD4520

R16,C16,C15,R15,R6

R11,R14 et Q4

CD4046

D1,C4,Cv1,C6,L1,C7,R9,R7,R8 etQ2

SAB6456

C13

1 2ϕ ϕ−

Figure IV.2

En vous aidant du schéma fonctionnel général d’une chaîne d’émission(ci dessous), procéder à un découpage fonctionnel du schéma structurel.

%N

filtrede

boucle

Fref

OL1

P.L.L.

VCO Adap.d'impé-dance

UBF UBF AMPLIHF

filtreHF

détecteur de

crête

TEST

Vant.

C18,R20,R19,R21 et Q6

AmpliBF

fs

visu émission

R12,D2,D3,Q5,R18

C1,R1,C2,Q1,R3,C9 et R4C21,Q7,R22,R23,L2

R25,C24et C23

Q2E Q6E Q7C

L4, CV2,CV3 C30

C25,D4,D5, R24 et C26

Figure IV.3



24

C2115p

P

Q2

Q2N3904

CV3

3/15p

K

Q5

Q2N3904

C12100n

R7100k

+12V

C25

3.9p

C6

10p

R310k

C2100n

R210k

R2539

ZE

NE

R5,

1V

D2

masse1

+12V

C73.9p

I

R1933k

C1133p

R12

10k

C1

1uF

D BERQUET <RevCode>

Emetteur FM 100MHz synthétisé

A4

1 1Friday, February 06, 2004

<OrgAddr1>Title

Size Document Number Rev

Date: Sheet of

R171500.5W

C29

100uF

L

test

1

C15

22uF

LD1

C23

1n

entrée audio1

R94.7k

U478121 3

2

IN OUT

RE

F

+12V

M

C28470uF

R2047k

Q4

Q2N3904

R10680k

R142.2k

+12V

L5

1s

R8680

U3

CD4046

3

5

67

15

14

1112 9

1

213

4

10

16

8

COMP_IN

INH

C1C2

ZEN

ER

SIG_IN

R1R2 VCO_IN

PH_PULSE

COMP1_OUTCOMP2_OUT

VCO_OUT

DEMO_OUT

VD

D*

VS

S*

D4

D1N4148

J

L4

0.15uH

1 2

U2B

CD4520B

9

10

15

11121314

CLK

EN

RE

SE

T

Q1Q2Q3Q4

+12V

D3

D1N

4148

C30

22p

R1470

C27100n

+12VL3

180uH

1

2

D1BB106

R18

1k

C20

100n

C14

15p

+12V

L2

180uH

1

2

R21220

CV13/15p

C8100n

R134.7k

C19100n

C9

470n

C22100n

R15220

L1

0.15uH

1

2

C18

15p

Q7

BFR92A/PLP

R5

10k

%64;%256

U1

SAB6456

2

3 7

8

4

85

E

/E S

/S

VE

E

VD

DM

C

H

Q3

Q2N3904

C171.5n

E

R11 5.6k

CV2

3/15p

bloc secteur1

C

C51n

Q

U2A

CD4520B

1

2

7

3456

CLK

EN

RE

SE

T

Q1Q2Q3Q4

G

R24680k

ZENER9,1V

D2

R4

100k

N

A

C1310p

C4

22p

C24470p

D

O

F

Q6Q2N3904

R6100k

R2210k

+12V

B

R232.2k

XTAL1

3.115625MHz

R16

2.2kC16100uF

C1033p

Q1

Q2N3904

+12V

C26100n

C3

1uF

Figure IV.4



25

V.Chaîne de réception :

V.1.Problème posé par une réception sans changement de fréquence. La chaîne de réception à priori est la suivante :

Amplificationsélective

Sortie signal en bande de base

Démodulationfiltrage

Entréeporteusemodulée

Figure V.1

Ce schéma pose problème des qu’on veut réaliser un récepteur capable de sélectionner un canal parmi n. Prenons par exemple la réception d’une station FM dans la bande 87.5-108MHz, par exemple à 100MHz. Chaque station occupe une bande passante de 200kHz, chaque canal est espacé du suivant par 300kHz, comme le montre le schéma suivant :

Figure V.2

87.65 87.787.85 f (MHz)100.310099.7

canalà 100MHz

canal2

gabarit dufiltre à réaliser

108

canal41

canal68

canal1

300kHz

107.788 Il faut donc insérer en entrée un filtre passe bande centré sur 100MHz et de bande passante 200kHz. La fréquence centrale du filtre doit varier suivant le canal qu’on veut recevoir : très délicat !

Le facteur de qualité du filtre doit être de :0 100 500

0.2fQf

= = =∆

;dur à obtenir à cette fréquence !

V.2.Récepteur à un changement de fréquence : On a alors recours au schéma suivant :

Amplificateur


Démodulateur

Entréeporteusemodulée filtre

de bandefiltragefiltrede bande

AmplificateurFI

filtreFI

filtragefiltreFI

Oscillateur local

commande de l'oscillateur local

fr

fr

fol

fFIfFI

Figure V.3

Le filtre d’entrée doit pouvoir balayer la bande occupée par l’ensemble des canaux à recevoir (ici87.5 108MHz− ) L’oscillateur local, fol, crée en sortie du mélangeur les fréquences fol+fr et |fol-fr|. On dispose en sortie du mélangeur d’un filtre passe bande, sélectionnant une de ces deux fréquences(la plus basse évidemment). Un récepteur à fréquence intermédiaire (basse et surtout constante) sélectionne la fréquence fi=|fol-fr|. On réalise alors un abaisseur de fréquence. Le signal à la fréquence FI est modulé de la mëme façon que le signal capté et sélectionné à la fR. Exemple : fr=107.7MHz, fol=118,4MHz.Quelle est la valeur de fFI ?. La bande passante étant de 200kHz, quel est alors le coefficient de qualité minimal du filtre en sortie du mélangeur permettant de sélectionner le dernier canal à 107.7MHz ?



26

118.4 107.7 10.7FIf MHz= − = ; 200f kHz∆ = ;

10.7 540.2

FIfQf

= =∆

;réalisable à cette fréquence(10.7MHz) ; rem :supra-hétérodyne :infra-hétérodyne :

OL r

OL r

f ff f

> <

Ce changement de fréquence se traduit graphiquement comme suit : Figure V.4

bande occupée par les canaux

à recevoir

f (MHz)

107.6 107.8107.7

118.4

frfFI

10.710.6 10.8

fol

fol +fr

226.1226 226.2

87.5

10.7MHz

gabarit du filtre HF

accordableéliminant

la fréquence image

Remarque : la fréquence centrale de l’oscillateur fOL doit varier en fonction du canal à recevoir (utilisation de VCO ou de synthétiseur de fréquence à PLL).

Autre intérêt du changement de fréquence : l’amplification est scindée en deux parties. On soulage l’amplification d’entrée (difficile à réaliser) par l’amplification centrée sur la fréquence intermédiaire ;

Fréquences images. Une autre fréquence, f’r va se retrouver en sortie du filtre post mélangeur :

f’r = fr+2.fi est appelé fréquence image Prenons l’exemple, fr=100MHz, fol=103MHz.

Que vaut alors la fréquence image ? 103 100 3

' 100 2*3 106FI

R

f MHzf MHz

= − == + =

Problème : Sans filtre HF ,cette fréquence image, appartenant à la plage 88-108MHz serait donc elle aussi démodulée et donc on aurait en sortie (autour de la FI à 3MHz), une superposition de deux stations radios, démodulées en même temps. Figure V.5

bande occupée par les canaux

à recevoir

f (MHz)

100

fr

fFI

3

fol

fol +fr

fréquence image

87.5 106 108103 203

f'r

Quelle est la fréquence intermédiaire minimale, fFImin, afin que la fréquence image soit toujours en dehors de la bande

88-108MHz, quelle que soit la station sélectionnée ?

minon choisit ' 108.1Rf MHz=

min min

FImin

' 2108.1 87.6 2

108.1 87.6 10.252

R R FI

FI

f f ff

f MHz

= += +

−⇒ = =

On prend maintenant fFI =10,7MHz. En aval, on va vouloir réaliser un filtre passe bande HF centré sur fRmax de manière à sélectionner plusieurs canaux. Le facteur de qualité Q de cet ampli HF,à la fréquence fRmax , vaut 105Q = ? Quelle est la bande passante f∆ de ce filtre ? en déduire les fréquences inf et sup ? A combien de canaux cela correspond-il ?de



27

quoi est composé le signal présenté à l’entrée du transposeur de fréquence (mélangeur) ? même question à la sortie du mélangeur ?A la sortie du filtre FI ?conclusion.

max

107.7 1105

1 107.7 0.5 107.2 et 2 107.7 0.5 108.2

fRQf

f MHz

f MHz f MHz

=∆

∆ =

− = + =

soit approximativement 5 canaux ; A l’entrée du mélangeur on se retrouve avec le spectre des 5 canaux (donc potentiellement avec 5 émissions si tous les canaux sont occupés par un émetteur) ; ces 5 canaux se retrouvent transposés autour de la FI à 10.7MHz ; mais le filtre FI centré sur 10.7MHz et de largeur de bande de 0.2 MHz élimine les 2 *2 canaux adjacents pour ne laisser passer que l’émission dont le canal est centré sur 10.7MHz (l’emission souhaitée). En résumé : C’est le principe des récepteurs super-hétérodynes ou à changement de fréquence qui déplace le problème de sélectivité (1 émission parmi d’autres) de l’amplificateur –filtre HF d’entrée( ce que l’on ne sait pas très bien réaliser ou en tout cas à faible coût) vers l’amplificateur-filtre FI (fonctionnant à une fréquence globalement 10 fois plus faible, ce que l’on sait faire). La sélectivité globale du récepteur ne dépend quasiment que le la sélectivité du filtre FI ! Compromis : Plus la fréquence intermédiaire est élevée, plus il sera facile d’éliminer la fréquence image en amont du mélangeur. En contrepartie, plus la fréquence intermédiaire est haute plus le filtrage (sélection du canal) et l’amplification dans la chaîne à la fréquence intermédiaire seront délicats.

Le choix de Fi=10,7MHz pour la bande 88-108MHz respecte le compromis énoncé ci-dessus.

V.3.Récepteur à double changement de fréquence : Un double changement de fréquence résout le compromis précédent, notamment lorsque la largeur de chacun des canaux est très étroite. On va opérer en deux étapes ; un premier changement de fréquence facilite l’élimination de la fréquence image et un second changement de fréquence permet de sélectionner facilement un canal étroit.

Amplificateur HF


Démodulateur

Entréeporteusemodulée filtre

de bandeAmplificateur

FI

filtreFI

filtragefiltreFI

Oscillateur localà fréquence fixe

fr

fr

fol2

fFI2fFI

AmplificateurFI

filtreFI

filtreFI

fol1

fFI1fFI1

filtrede bande

%N

VCO

filtrede

boucle

Fref

OL1 OL2

P.L.L.

1er

mélangeur2eme

mélangeur

1ere fréquence intermédiaire 2ème fréquence intermédiaire

Figure V.6



28

Exemple : On considère la bande VHF :418MHz-436MHz composée de 720 canaux de largeur BW=25kHz . On voudrait recevoir le canal 16 centré sur 418.4125MHz. Pour cela on procède à un double changement de fréquence. Schéma de la bande 418-436MHz :

418MHZ f (MHz)418.425MHz418.400MHz

2

436MHz

canal1 16 720

418.025

BW=18MHzN°canal

418.050

Figure V.7

1er changement : on veut fi1=21,4MHz (valeur normalisée). - Que vaut fol1 afin de recevoir le canal 16 sachant qu’on travail en infra-héterodyne ?

1 1

418.4125 ; 418.4125 21.4 397.0125

R OL R

OL R FI

f MHz f ff f f MHz−

= <= = − =

- Quelle est la fréquence image? La fréquence intermédiaire est-elle suffisamment élevée ?

2* 418.4125 42.8 375.6125

9 OK2

IM R FI

FI

f f f MHzBWf MHz

= − = − =

> = →

FIGURE V.8

f (MHz)418.4125MHz375.6125MHz

fIM fR

397.0125MHz

fOL

- On se demande si le second changement de fréquence est nécessaire. Quel est le coefficient de qualité minimal du filtre FI(1) de manière à sélectionner uniquement le canal 16 ? Conclusion ?

21.4 856 irréalisable à 21.4MHz0.025

FIfQf

= = = →∆

2eme changement de fréquence : on impose fi2= 455Hz. - Que vaut fol2 sachant qu’on travaille en hyper-hétérodyne pour ce changement?

2 21.4 0.455 21.855OLf MHz= + = - Quel est la fréquence image ? Représenter le schéma fréquentiel de ce changement.

21.4 2*0.455 22.31IMf MHz= + =

Figure V.9

f (MHz)

21.855MHz0.455MHz

fFI2fFI1

21.4MHz

fOL2

fIM

22.31MHz

En déduire la bande passante (et donc le coefficient de qualité) du filtre passe bande centrée sur la première fréquence intermédiaire, fi1.

1 2( ) 2*(418.4125 375.0125) 86.821.4on prend BW1=5MHz 4.28 à 21.4 MHz réalisable

5

R IMBW f f MHz

Q

<< − = − =

= = →

- Quel doit être la bande passante et donc le coefficient de qualité du filtre sur fi2 de manière à ne sélectionner que le canal 16 ? Conclusion.

2 0.0250.4552 18.2 très facile à réaliser0.025

BW MHz

Q

=

= =



29

VI.Etude du Récepteur RC2500 (monophonique) Repérer les fonctions principales en distinguant bien la partie réception AM et FM

Figure VI.1



30

VII.Etude du Tuner AH106 Philips (stéréophonique) Même travail après avoir consulté l’annexe A consacré à la stéréophonie.

Figure VII.1



31

Figure VII



32

Bibliographie

Systèmes de télécommunications PG Fontollier DUNOD ISBN 2-04-015725-5 Electronique appliquée aux hautes fréquences F. de Dieulevault DUNOD ISBN 2-10-004090-1 Les micro-ondes (circuits microrubans fibres) R. Badoual MASSON ISBN 2-225-80116-9 Les antennes D. Benssoussan DUNOD ISBN 2-04-012084-x Microelectronique J.Millman & A. Grabel McGRAW HILL ISBN 2-7042-1185-x Guide du technicien en électronique C. Cimelli &R Bourgeron HACHETTE ISBN 2-01-11-6575.x Systèmes de radiocommunication avec les mobiles JG. Remy,J.Cueugniet EYROLLES ISBN 2-212-05230-8

Documents

3 - Electronique des Hautes Frýquences