Alaeddine AL-FAWAL - icapeople.epfl.chicapeople.epfl.ch/elfawal/Rapports/Diplome01.pdf · Conception et Réalisation de Réseaux d’Antennes pour les Mesures de ... réseaux d'antennes,

UNIVERSITE LIBANAISE FACULTE DE GENIE BRANCHE I

RAPPORT DE PROJET DE FIN D'ETUDES

Effectué au Laboratoire Composants et Systèmes pour Télécommunication de L’INSA de Rennes, France

par

Alaeddine AL-FAWAL

en vue de l’obtention du

Diplôme d’Ingénieur en Eléctricité et Eléctronique

Option Télécommunication et Informatique

De l’Université Libanaise Faculté de Génie I

Sujet :

Conception et Réalisation de Réseaux d’Antennes pour les Mesures de Propagation et de Transmission

Application aux Réseaux de Communication sans Fil UMTS, WLAN, WLL ET HIPERLAN/2

Dirigé par :

Jean Marie FLOC’H Ingénieur d'études au LCST

Ronan COSQUER Doctorant au LCST

Soutenu le 9 juillet 2001 devant le jury :

Youssef DAHER Professeur et directeur de la Faculté de Génie I

Mustapha ZIADEH Professeur à la Faculté de Génie I

Bassem BAKHACHE Professeur à la Faculté de Génie I

REMERCIEMENTS

D’abords, je profite de cette occasion pour adresser mes sincères remerciements à Dr

Ata JABBOUR, doyen de la Faculté de Génie de l’université libanaise, Dr Youssef DAHER,

le directeur de la Faculté de Génie Branche 1, ansi que Dr Khaled MOUCHREF, le chef de

département Eléctricité-Eléctronique-Informatique, pour leur gestion sage et les bonnes

conditions d’études qu’ils nous ont procurés.

Je tiens à remercier le cadre administratif dans le Laboratoire Composants et Systèmes

pour Télécommunication de l’INSA de Rennes, en particulier Monsieur le Professeur Jacques

CITERNES pour m’avoir accueilli dans son laboratoire.

Je tiens également à remercier mes responsables Dr Youssef DAHER, Dr Mustapha

ZIADEH et Dr Bassem BAKHACH pour l’attention qu’ils m’ont prêtée pendant toute la

durée de mon stage.

Ce travail ne serait rien sans l’omniprésence à mes côtés de monsieur le professeur

Ghaïs EL ZEIN, responsable de l’équipe Télécommunication. Il m’a fait bénéficier de ses

conseils et de ses compétences, soulignant ainsi l’intérêt constant qu’il porte à mes travaux. Je

le remercie pour sa pédagogie, sa patience, sa disponibilité et son dévouement.

Je remercie vivement Messieurs Jean Marie FLOC'H et Ronan COSQUER, ingénieur

d'études et doctorant au LCST, de m'avoir encadré durant ce stage et surtout Ronan pour son

soutien, son conseil et sa disponibilité durant toute cette période.

Ma pensée va aussi à l'ensemble du personnel du LCST ainsi qu'à toutes les personnes

que j'ai rencontrées durant ces quatre mois, pour leur sympathie et leur aide.

RESUME

Ce projet s'inscrit dans le cadre des deux projets RNRT-SIMPAA et Accès Radio-

ANVAR. Il consiste à concevoir et à réaliser deux types d'antennes qui servent en deux

applications différentes.

Le premier type sera utilisé dans la transmission binaire. Il est destiné à des

applications grand public. Ce qui fait du faible coût et de l'encombrement des contraintes

principales à respecter. La norme adoptée dans cette application nécessite une large bande

passante. Elle est de 200 MHz pour l'antenne qui résonne à 3.5 GHz et de 600 MHz pour

l'antenne qui résonne à 5.7 GHz. Pour les réaliser, nous avons choisi une structure trois

couches-deux dipôles.

Le deuxième type est destiné aux mesures de propagation. Ce sont deux antennes qui

résonnent respectivement à 2.2 GHz et à 3.5 GHz. Le cahier de charge impose une large

bande passante, une polarisation rectiligne pure et une ouverture de 60°.

Pour l'antenne 2.2 GHz, la structure utilisée est quatre couches-trois dipôles, tandis

que l'antenne 3.5 GHz possède la structure trois couches-deux dipôles.

Ces antennes sont parfaitement simulées.

La réalisation a vérifié leurs caractéristiques et elle a bien démontré leur faisabilité.

Mots clés: Antennes imprimées, antennes pour mesures de propagation, antennes pour

transmissions, réseaux d'antennes, antennes intelligentes, projet SIMPAA, projet Accés Radio

ANVAR, sondeur.

ABSTRACT

This project joins within the framework of the two projects RNRT-SIMPAA and

Radio- access ANVAR. It consists in conceiving and in realizing two types of antennas which

serve in two different applications.

The first type will be used in the binary transmission. It is intended for applications

general public. What makes of the low cost and the congestion of the main constraints respect.

The standard adopted in this application requires a wide busy bandwidth. it is 200 MHz for

the antenna which operate at 3.5 GHz and with 600 MHz for the antenna which operate to 5.7

GHz. To realize them, we chose a structure three dipoles- two layers.

The second type is intended for the measures of propagation. It is two antennas that

operate respectively at 2.2 GHz and at 3.5 GHz. The responsibility imposes a wide

bandwidth, a pure rectilinear polarization and a beam width of ± 60 °. For the antenna 2.2

GHz, the used structure is four dipoles-three layers, whereas the antenna 3.5 GHz possesses

the structure three dipoles-two layers.

These antennas are perfectly simulated.

The realization verified their characteristics and it demonstrated well their feasibility.

Présentation du Laboratoire Composants & Systèmes pour Télécommunications (LCST)

1 L'URER

L'Unité de Recherche en Electronique de Rennes (URER) est une unité de recherche

CNRS (FRE 2273), construite sur l'Université de Rennes I et l'INSA (qui sont deux

Etablissements Publics d'Enseignement Supérieur indépendants juridiquement situés sur le

même Campus). Cette unité rassemble environ 100 personnes, dont 30 enseignants-

chercheurs, 10 ITA et 30 thésards. Ses activités relèvent des domaines des composants et des

systèmes électroniques et s'appliquent aux télécommunications et aux radars.

2 Le LCST/INSALe Laboratoire Composants et Systèmes pour Télécommunications (LCST) est la "pro

parte INSA" de l'URER. D'abord construit en 1981 sur le thème des techniques et des

technologies microélectroniques pour les circuits et les antennes micro-ondes, le champ

d'investigation de ce laboratoire s'est élargi vers les Radiocommunications en 1984 et vers le

Radar en 1988 en veillant toujours à associer étroitement la technique et la technologie.

Dans l'URER, le LCST est le centre de ressources et de compétences de la filière de

formation d'ingénieurs INSA "Electronique et Systèmes de Communications" (ESC) et du

DEA Electronique de Rennes. Il est actuellement organisé en trois groupes :

Le groupe Hyperfréquences est spécialisé depuis sa création en 1981, dans la

modélisation électromagnétique de circuits et d'antennes hyperfréquences réalisées

à partir de technologies microélectroniques.

Le groupe Télécommunications est spécialisé depuis sa création en 1984, dans la

conception et la réalisation de nouveaux systèmes de communications numériques.

Le groupe Radar est spécialisé depuis sa création en 1988, dans l'étude des

phénomènes de diffraction et de détection Radar.

3 Groupe "Télécommunications" Ce projet de fin d'études a été mené au sein du groupe Télécommunications. La plupart

des études menées par ce groupe portent sur l'interaction entre les phénomènes de propagation

et les performances des systèmes de communications.

En effet, les travaux de recherche développés concernent la conception et la réalisation

de nouveaux systèmes performants, destinés aux communications numériques à hauts débits

et impliquant aussi bien les canaux hertziens (urbain, troposphérique, intra-bâtiment) que les

liaisons filaires (intra-véhicule).

Les différents travaux effectués sont orientés selon deux axes principaux :

- l'étude des phénomènes de propagation,

- l'étude de nouveaux systèmes de communications.

SOMMAIRE

Introduction :………………………………………………………………..1

Chapitre I : CADRE DU PROJET :………………………………………3 I.1 Introduction :……………………………………………………………………..4

I.2 Etat actuel et besoins :……………………………………………………………4

I.2.1 Trajets multiples :………………………………………………………………….. 4

I.2.2 Interférences des signaux :……………………………………………………….. 5

I.3 Réseaux d’antennes :…….. …………………………………………………….. 5

I.4 Sondeur :………………………………………………………………………… 7

I.5 Contexte du projet :……………………………………………………………….8

I.5.1 SIMPAA SImulateur Matériel de Propagation pour Antennes Adaptatives :8

I.5.2 ANVAR :………………………………………………………………………………9

I.5.3 CONTEXTE :………………………………………………………………………. 9

I.5 Cahier de charge :………………………………………………………………10

I.5.1 Antennes pour mesures de propagation :……………………………………...10

I.5.2 Antennes pour transmission :……………………………………………………10

I.6 Conclusion :…………………………………………………………………….11

Chapitre II : RAPPELS THEORIQUES :……………………………... 12

II.1 Introduction : …………………………………………………………………13 II.2 Caractéristiques des antennes :……………………………………………… 13

II.3 Choix de la technologie des antennes imprimées :………………………….. 15

II.4 Description de l’antenne imprimée :…………………………………………15

II.4.1 Substrats :……………………………………………………………………….. 16

II.4.2 Méthodes d’alimentation :……………………………………………………. 16

II.4.3 Caractéristiques de base :……………………………………………………..18

II.4.4 RAYONNEMENT :…………………………………………………………….. 19

II.4.5 LA MISE EN RESEAU D'ANTENNES IMPRIMEES :……………………. 20

II.5 Modélisation de l’antenne (logiciel ADS Momentum) :……………………. 21

II.6 Conclusion :…………………………………………………………………..22

Chapitre III : Antennes à Bande Etroite :………………………………23 III.1 Introduction :………………………………………………………………... 24

III.2 Structure adoptée :…………………………………………….………… 24 III.2.1 Choix des dipôles :…………………………………………………………….. 24

III.2.2 Choix de l’alimentation :……………………………………………………... 25

III.2.3 Choix du substrat :…………………………………………………………….. 26

III.3 Optimisation des paramètres :…………………………………….………... 27

III.4 Simulation :………………………………………………………………….30

III.5 Réalisation de la maquette :…………………………………………………32

III.5.1 Etapes de réalisation :………………………………………………………… 32

III.5.2 Résultats de réalisation :…………………………………………………….. 33

III.6 Changement de cahier de charge :…………………………………………. 35

III.7 Conclusion :……………………………………………………………….. 35

Chapitre IV : Simulation des Antennes Large Bande :……………… 36 IV.1 Introduction :………………………………………………………………...37

A : Antenne 2.2 GHz :…………………………………………………... 37 IV.A.1 Résumé de l'étude précédente :……………………………………………37

IV.A.2 Structure adoptée :………………………………………………………... 38

IV.A.2.1 Structure trois couches - deux dipôles :…………………………………. 39

IV.A.2.2 Structure quatre couches-trois dipôles :………………………………… 40

IV.A.2.3 Choix des différents éléments :……………………………………………. 40

IV.A.3 Optimisation des paramètres :…………………………………………42

IV.A.4 Simulation :……………………………………………………………….. 44

IV.A.5 Interprétation des résultats :46

B - Antennes 3.5 GHz et 5.7GHz large bande :………………………... 47 IV.B.1 Structure adoptée :………………………………………………………... 47

IV.B.2 Paramètres :………………………………………………………………. 48

IV.B.3 Simulation :……………………………………………………………….. 48

IV.B.4 Interprétation des résultats :……………………………………………… 51

IV.B.5 Conclusion :………………………………………………………………. 52

CHAPITRE V : Réalisation des Antennes à Large Bande :………….. 54

V.1 Introduction :…………………………………………………………………. 55

V.2 Appareils de mesure :………………………………………………………. ...55

V.2.1 Analyseur de réseaux :………………………………………………………… 55

V.2.2 Chambre anéchoïde :………………………………………………………….. 56

V.2.3 Manipulation et appareillage de mesure :…………………………………..57

V.3 Défauts de réalisation :…………………………………………………….. ...59

V.4 Réalisation de l’antenne 2.2 GHz :…………………………………………...60

V.4.1 Correction :………………………………………………………………………61

V.4.2 Interprétation des résultats :…………………………………………………..64

V.5 Réalisation de l’antenne 3.5 GHz :………………………………………….. 65

V.6 Conclusion :…………………………………………………………………...68

CONCLUSION GENERALE :…………………………………………... 69

ANNEXES:……………………………………………………………….. 72

BIBLIOGRAPHIE :……………………………………………………… 76

INTRODUCTION

INTRODUCTION

Les communications sans fil voient une évolution rapide avec une vitesse

exponentielle mais, victimes à ses succès, elles arriveront à saturation d’ici quelques années à cause de la limitation du spectre radio.

Jusqu’à présent, les techniques employées pour accroître la capacité du système étaient l’accès multiple en temps et fréquence et le découpage en cellules.

Pour répondre à l’explosion des applications multimédia, la prochaine génération des

réseaux de communication sans fil devra être en mesure de transmettre des signaux très haut débit, avec différentes qualités de services, tout en permettant un déploiement rapide et une forte pénétration du marché, ce qui implique la nécessité d’améliorer les performances des systèmes et d’augmenter leurs capacité spectrales.

Ces nouveau systèmes mettront en oeuvre des réseaux d’antennes adaptatives. Grâce à l’apparition de nouvelles méthodes d’accès telles que le SDMA (Spatial Division Multiple Access), ces antennes intelligentes permettront d’augmenter la capacité des systèmes radiomobiles, en réduisant les interférences co-canal des cellules voisines et en autorisant même l’utilisation d’un même canal par plusieurs utilisateurs.

Les performances attendues dépendent étroitement des propriétés spatio-temporelles du canal de propagation qu’il est nécessaire de caractériser et de modéliser.

Dans ce sens deux projets ont lieu :

Le premier est le projet SIMPAA qui a pour but l’étude et la réalisation d’un simulateur matériel de canaux multicapteurs adaptés au futur UMTS.

Le deuxième est le projet accès radio (ANVAR) qui est en coopération avec la société SACET. Ce denier est divisé en deux parties :

• La première est destinée à sonder les canaux de propagation des bandes ISM, WLAN et HIPERLAN/2.

• La deuxième est destinée à la conception des antennes de transmission pour ces mêmes bandes.

Alors que le sujet de ce stage, qui s’est déroulé dans le LCST à l’INSA de Rennes, concerne ces deux projets et porte sur l’étude et la réalisation des réseaux d’antennes pour différentes bandes de fréquences ( 2.2 ; 2.4 ; 3.5 ; et 5.7 GHz ). Ces réseaux doivent servir dans deux types d’application :

Dans la première application, il s’agit de réaliser des antennes pour faire des mesures de propagation pour le sondage du canal. Dans ce cas on a des contraintes un sévères sur la largeur de la bande, l’ouverture et la polarisation.

Tandis que dans la deuxième application, les antennes seront étudiées pour être utilisées dans un contexte de transmission binaire dans une plateforme MIMO. Les contraintes à respecter maintenant sont celles du coût, de la simplicité et de l’encombrement.

Toutefois, mon stage a été divisé en 4 grandes parties :

1

• Une phase bibliographique : • Simulation et conception des antennes bande étroite pour la transmission binaire . • Simulation et conception des antennes large bande pour des mesures de

propagation • Réalisation et mesures dans la chambre anéchoïde. Pour cela le rapport est rédigé comme suit :

Chapitre I : Dans ce chapitre, on verra l’état actuel de la communication mobile, ses problèmes, la

nécessite des antennes intelligentes et ses applications. On présente les deux projets SIMPAA et Accès Radio tout en précisant le but de mon

travail et le cahier de charge.

Chapitre II :Il contient une description générale des antennes et leurs propriétés, un rappel

théorique sur les antennes imprimées dans laquelle je vais à mentionner rapidement les caractéristiques de base de cette technologie et les équations que j’ai utilisées.

Enfin, il y a une présentation du logiciel ADS-Momentum qui sert à modéliser et simuler les antennes imprimées.

Chapitre III :

Ce chapitre parle de la conception des antennes bande étroite. Il explique le choix de la structure adoptée, les différents éléments utilisés et la procédure d’optimisation de leurs paramètres. Il met en œuvre les simulations effectuées, la réalisation de ces antennes et une comparaison de leurs résultats. Notons qu’un changement de cahier de charge aura lieu dans ce chapitre, il est bien expliqué. Chapitre IV : Dans chapitre, j’ai mis en relief les conception des antennes large bande. Il présente les difficultés trouvées dans cette phase, les problèmes et comment ils ont été résolus. Il détaille la structure choisie et son objectif, tout en donnant les résultats de simulations et en vérifiant la compatibilité avec les contraintes imposées par le cahier de charge. Chapitre V : C’est le dernier chapitre, il comporte les résultats de réalisation des antennes large bande. Il démontre la faisabilité de ces antennes et qu’elles vérifient complètement le cahier de charge.

2

I

E

R

T

I

P

A

H

C

CADRE DU PROJET

3

Chapitre I : Cadre du Stage

Chapitre I : CADRE DU PROJET

I.1 Introduction :

Les opérateurs sont amenés à densifier leur réseau : ils augmentent le nombre de

stations de base et réduisent la taille des cellules (une cellule est la zone couverte par une

station de base). Cette évolution rapide de la communication mobile et l’introduction des

applications multimédia exigent l’amélioration des performances des systèmes et

l’augmentation de l’efficacité spectrale [1].

Pour assurer ces objectifs et afin d'éviter les problèmes qui s’y opposent, on a recours à

utiliser des réseaux d’antennes ou bien des antennes intelligentes.

I.2 Etat actuel et besoins : Le développement des communications sans fil est en forte expansion. Ceci est dû à la

forte croissance des demandes de services multimédia : voix, donnée et vidéo. Elles doivent

en outre supporter les déplacements des utilisateurs, ainsi que des changements de

configuration de l’environnement et permettre la transmission de débits élevés [2].

Pour répondre à ces besoins, ces systèmes doivent améliorer la qualité de leurs liaisons

et exploiter d'une manière optimale le spectre radio.

Mais ces objectifs sont ralentis par des problèmes qui dépendent du canal et de son

environnement. Ces problèmes sont principalement dus aux trajets multiples et aux

interférences qui peuvent dégrader sérieusement la qualité de la transmission.

I.2.1 Trajets multiples :Le canal de propagation radioélectrique entre une station fixe et une station mobile est

caractérisé par l’existence de trajets multiples.

Contrairement à d’autres types de transmission (faisceaux hertziens par exemple) où

l’on essaye de se placer dans les meilleures conditions, la communication avec les mobiles

s’avère plus délicate à cause de la mobilité d’une des extrémités. De plus, le mobile est dans

la plupart des cas en non-visibilité de la station de base. A la station de base, le signal est émis

dans une certaine ouverture. Suivant leur direction d’émission, les ondes empruntent des

chemins différents. En fonction du type d’obstacles (bâtiment, relief, végétation) rencontrés

sur leur parcours, elles subissent des phénomènes de réflexion, de réfraction, de diffraction et

4


de diffusion. Il en résulte une multitude de trajets élémentaires au niveau du récepteur (Figure

I.1), caractérisés chacun par un retard, une atténuation et un déphasage propres [1], [2], [3].

Figure I.1 : Propagation par trajets multiples

I.2.2 Interférences des signaux :Dans les systèmes actuels, on évite l’utilisation des porteuses consécutives sur

la même station de base afin de minimiser les interférences entre canaux adjacents ou

la même porteuse dans les cellules voisines afin de réduire l’interférence co-canal

entre les signaux [4].

I.3 Réseaux d’antennes : Ces dernières années, le domaine des communications mobiles sans fil s'est développé

avec une vitesse spectaculaire..

Afin d’accroître les débits de transmission et répondre à l’augmentation du trafic,

l’utilisation de réseaux d'antennes ou d'antennes dites "intelligentes" sont proposées pour les

futurs systèmes de télécommunications mobiles [1], [3], [4].

De nombreuses études ont démontré que l'utilisation des réseaux d'antennes dans les

systèmes de télécommunications mobiles, améliore les performances des systèmes, augmente

la capacité et l'efficacité spectrale en autorisant la transmission, sur la même ressource radio

(même fréquence, même intervalle de temps ou même code), de plusieurs communications à

partir d'une même station de base. Grâce à une combinaison appropriée des signaux reçus sur

les différentes antennes, il est possible d'isoler un signal utile d'un ensemble de signaux reçus

5


dans la même bande de fréquence (filtrage spatial). De même, en émission, un système

multicapteur peut par pondération former un faisceau vers le mobile utile et le suivre tout au

long de sa communication (planification dynamique). Dans les deux cas, le niveau de

brouillage est réduit et la portée accrue. Ces techniques permettent d'accroître de façon

significative la capacité des réseaux radiomobiles.

D'une manière générale, on peut distinguer trois types d'antennes [4]:

Réseaux d'antennes déphasées :

est un réseau de simples antennes telles que des

Antenne adaptative :

Un réseau d'antennes déphasées

antennes omnidirectionnelles, il combine les signaux incidents sur ses antennes pour

former la sortie du réseau. Chaque antenne forme un élément du réseau. La direction

du lobe principal est ajustée par les phases entre les différents éléments [5].

ptative" est utilisé pour le réseau quand les pondérations en gain Le terme "antenne ada

et en phase sur les différentes branches de réception sont modifiées avant d'être

combinées pour ajuster le gain et la directivité du réseau d'une façon dynamique

(Figure I.2).

Antenne à pondération optimale [5] :

sortie

Unité de contrôle de pondération

Figure I.2 :

Structure d’une antenne adaptative

est celle dans laquelle le gain et la phase de Une antenne à pondération optimale

chaque élément sont ajustés pour atteindre une performance optimale de ce réseau. Par

6


exemple, pour obtenir un rapport signal sur bruit (SNR) maximal à la sortie, en

annulant les interférences non désirées et en recevant les signaux désirés dans une

direction donnée sans distorsion, il existe une seule manière d'ajustement du gain et de

la phase de chaque élément. Mais cette opération présente une grande complexité

surtout lorsque l'ajustement est dynamique.

Notons que l’efficacité des réseaux n’apparaît pas que s’ils sont bien adaptés au

canal u

I.4 Sondeur :

tilisé, alors on doit d’abord sonder le canal, c.à.d extraire sa fonction de transfert ou

bien sa réponse impulsionnelle, par un système de mesure (sondeur) pour qu’on puisse le

modéliser.

n opérateur puisse bien choisir les techniques numériques à utiliser et

l'électro

nt liée à la largeur de bande du signal.

Dans n

ées, soit on utilise une antenne très directive, par

exempl

ire d'antennes, ainsi la direction

d'arrivé

Pour qu'u

nique qui est derrière les réseaux d'antennes, il faut connaître les paramètres

caractéristiques du canal de propagation c.à.d. le caractériser dans le domaine spatio-

temporel en mesurant le retard et l’angle d'arrivée des différents trajets multiples

composant la réponse impulsionnelle du canal [3].

La discrimination temporelle est inverseme

otre cas cette bande est de 100 MHz à - 3 dB, ce qui permet de détecter un retard de

10 ns entre deux signaux ayant la même source mais subissant des phénomènes de

propagation différents. Ce retard correspond à une séparation de 3 m entre les distances

parcourues par deux trajets différents.

Pour mesurer les angles d'arriv

e une antenne parabolique, mais le temps de révolution est trop long et cette

méthode ne nous permettra de faire des mesures que dans des milieux stationnaires. Afin

d'effectuer une caractérisation 3D (retards, angles et Doppler) sur des canaux variant dans

le temps, nous choisissons d'utiliser une autre méthode.

Cette méthode consiste à utiliser un réseau linéa

e sera calculée à partir des différences de phase sur les différents éléments des signaux

incidents (Figure I.3).

Les avantages de cette méthode sont les suivants [6]:

es translationnelles, qui sont utilisées

par les algorithmes de haute résolution JADE et ESPRIT,

cette structure possède des propriétés d'invarianc

7


l’utilisation d'un "switch" ayant une bonne vitesse de commutation, permet de réaliser

rapidement les mesures sur les différents capteurs. Cela laisse supposer que

Alors les antennes utili r des contraintes sévères pour

bande passante, la polarisation, le gain et l’ouverture..

l'environnement reste stationnaire durant la phase de mesure et permet la mesure d'un

Doppler élevé.

θ

i i+1 i+2 i+3

d

Direction d'arrivée des ondes

Figure I.3 : Réseau linéaire d'antennes

sées pour le sondeur doivent avoi

la

I.5 Contexte du projet :

Pour appliquer les techniques te

SDMA) ou le codage espace tem

lles que l'accès multiple par répartition d'espace

ps aux nouveaux systèmes de communications sans fil,

plusieu

ur Matériel de Propagation pour Antennes

(

rs projets de recherche sont lancés au LCST

Toutefois, mon stage s’inscrit dans le cadre de 2 projets en particulier, ce sont :

Le projet national RNRT - SIMPAA.

Le projet régional ANVAR.

I.5.1 SIMPAA : SImulate

Adaptatives :

d’effectuer une estimation de direction d’arrivée et/ou d’améliorer la

sensibi

al

Dans le domaine du contrôle du spectre, les équipements utilisés disposent de réseaux

de capteurs afin

lité des équipements par combinaison adaptative des signaux reçus sur les capteurs.

Le projet SIMPAA est un projet RNRT (Réseau National de la Recherche en

Télécommunications). Il a pour but l'étude et la réalisation d'un simulateur matériel de can

8


multicapteurs adapté au futur système UMTS. Ce type de produit permet de reproduire des

modèles du canal de propagation radiomobile. Ces modèles peuvent être statistiques,

enregistrés ou déterministes [7].

Pour aboutir à des modèles statistiques ou enregistrés, il est nécessaire d'effectuer des

mesures de propagation, en mettant en œuvre un sondeur permettant d'extraire les

caractéristiques spatio-temporelles du canal de propagation.

Les applications sont nombreuses : test d'équipements radio (stations de base et

mobiles), contrôle du spectre...

I.5.2 ANVAR : Le deuxième est le projet régional ANVAR portant sur les réseaux d'accès radio, en

collabo té SACET. Ce projet est divisé en deux parties :

et HIPERLAN/2. tennes de

I.5.3

ration avec la socié

• La première est destinée à concevoir et réaliser des antennes large bande, pour sonder les canaux de propagation dans les bandes ISM, WLAN

• La deuxième est destinée à la conception et la réalisation des antransmission pour ces mêmes bandes.

CONTEXTE :

Mon projet s'est déroulé au sein du laboratoire LCST (Laboratoire Composants et

ystèm ons) à l’INSA (Institut National des Sciences Appliquées) de

Rennes

, des retards relatifs et des Dopplers afin de mieux connaître les

mécani

(2.2 ; 2.4 ; 3.5 et 5.7

GHz).

La première consiste à réaliser des antennes pour effectuer des mesures de

propag

S es pour Télécommunicati

, en France.

Le LCST développe des sondeurs de canaux permettant la détermination conjointe des

directions d'arrivée

smes de propagation des ondes. En effet, une modélisation réaliste du canal de

propagation, basée sur la connaissance de ces paramètres caractéristiques, permet d'envisager

un dimensionnement correct des systèmes de transmissions numériques.

Ainsi, le sujet de ce stage concerne ces deux projets et porte sur l’étude et la

réalisation des réseaux d’antennes pour différentes bandes de fréquences

Il est clair qu'il s'agit de deux types d’applications :

ation pour le sondage du canal, donc pour le sondeur développé au LCST. Dans ce cas

on a des contraintes très sévères sur la largeur de la bande, l’ouverture et la polarisation.

9


Tandis que dans la deuxième, les antennes seront étudiées pour être utilisées dans un

contexte de transmission binaire dans une plateforme MIMO. Les contraintes à respecter

dans ce cas sont celles du coût, de la simplicité et de l’encombrement.

I.5 Cahier de charge :

Comme on a vu précédemment, il y a deux types d’antennes à réaliser qui

esures de propagation et transmission. correspondent à deux types d’applications : m

I.5.1 Antennes pour mesures de propagation :

• Fréquence de résonance : 2.2 GHz et 3.5 GHz.

tre alimentée par une ligne microruban,

de masse et la ligne d’alimentation est

s sont en mousse : εr =1.06.

•

).

et complexité quelconques.

I.5.2 Antennes pour transmission :

• Gain : le gain doit être supérieur à 0 dB dans la bande passante et constant.

• Bande passante : une large bande passante, d'environ 180 MHz à –10 dB.

• Polarisation : rectiligne verticale pure.

• Ouverture de rayonnement : ± 60° pour chaque élément dans le réseau.

• Technologie utilisée : antenne imprimée.

• Type d'alimentation: l'antenne doit ê

d'épaisseur 17 µm.

• Matériaux : la couche qui est entre le plan

en FR4, de permittivité εr = 4.3 et d’épaisseur 0.8 mm. Tandis que les autres

couches diélectrique

• Impédance de la ligne d’alimentation : est égale à l’impédance du câble coaxial,

qui est de 50 Ω.

Connecteur : SMA femelle.

• Espacement : la distance entre 2 éléments du réseau est λ0 (λ0 = longueur

d’onde dans l’air

• Divers : Encombrement, coût

• Gain : le gain doit être supérieur à 0 dB dans la bande passante et constant.

% de la fréquence centrale.

• Fréquence de résonance : 2.4, 3.5 et 5.7 GHz.

• Bande passante : étroite de l’ordre de 1

• Coût : faible.

10


• Encombrement : limité.

• Structure : simple.

• Technologie utilisée : antenne imprimée.

entée par une ligne microruban,

de masse et la ligne d’alimentation est

s sont en mousse : εr =1.06.

•

).

ne forment pas de contraintes sévères.

I.6 Con

• Type d'alimentation: l'antenne doit être alim

d'épaisseur 17 µm.

• Matériaux : la couche qui est entre le plan

en FR4, de permittivité εr = 4.3 et d’épaisseur 0.8 mm. Tandis que les autres

couches diélectrique

• Impédance de la ligne d’alimentation : est égale à l’impédance du câble coaxial,

qui est de 50 Ω.

Connecteur : SMA femelle.

• Espacement : la distance entre 2 éléments du réseau est λ0 (λ0 = longueur

d’onde dans l’air

• L’ouverture et la polarisation

clusion : Les réseaux d’antennes vont être largement utilisés dans les prochains systèmes de

ommunications sans fil, tout en se basant sur la technologie SDMA et en utilisant les

lutions.

les caractériser dans les deux domaines : spatial et temporel.

c

techniques de hautes réso

Dans ce but, et pour bien adapter les systèmes utilisés aux canaux, les efforts sont

maintenant consacrés à modéliser les canaux multicapteurs moyennant un simulateur. Ce

dernier nécessite un sondeur pour

Alors cette étude porte sur la conception et la réalisation de deux types de réseaux. Le

premier, de large bande passante, sera utilisé pour le sondage des canaux, tandis que le

deuxième sera utilisé pour la transmission des données binaires dans un contexte MIMO.

Le chapitre qui suit présentera des généralités sur les antennes et rappelle les bases

théoriques des antennes imprimées.

11

II

E

R

T

I

P

A

H

C

RAPPELS THEORIQUES

Chapitre II : Rappels Théoriques

Chapitre II : RAPPELS THEORIQUES.

II.1 Introduction : Dès l'origine, l’antenne est l’élément qui est utilisé pour diffuser les ondes

éléctromagnétiques par rayonnement. Elle joue deux rôles réciproques : la transmission et la

réception [4], [8]. Ainsi, dans une chaîne de communication, elle est toujours le premier

élément dans une chaîne de réception ou le dernier élément d’une chaîne d’émission.

Il y a une grande variété de techniques pour réaliser les antennes, chacune d’elles

possède ses propres caractéristiques et sert à une application bien déterminée.

Ce chapitre rappelle les principales caractéristiques des antennes et leurs technologies.

L'accent est ensuite porté sur les antennes en technologie imprimée.

II.2 Caractéristiques des antennes : Dans les communications sans fil, chaque application met en relief certaines

caractéristiques des antennes. D'une manière générale, une antenne utilisée dans un type

d’application ne peut pas l'être dans d’autres.

Une antenne peut être caractérisée par [9]:

Représentation en quadripôles :

Une antenne peut être représentée comme un quadripôle (Figure II.1), défini par les

paramètres S :

A1, A2, B1 et B2 sont des ondes de puissance.

On a les relations suivantes :

B

11 S

12S 21S

22 S

1 A

1 B

2 A

2 B

Figure II.1 : Représentation en quadripôle

(2.1)

(2.2)

B1 = S11×A1 + S12×A2

BB2 = S21×A1 + S22×A2

13


Le coefficient S11 correspond à la réflexion en entrée des quadripôles lorsque A2 = 0.

Le coefficient S12 représente la transmission de la puissance entrant en sortie vers

l’entrée lorsque A1 = 0.

Le coefficient S21 est le gain du quadripôle lorsque A2 = 0.

Le coefficient S22 est la réflexion en sortie du quadripôle lorsque A1 = 0.

Coefficient de réflexion S11:

Le coefficient de réflexion S11 met en évidence l’absorption de l’énergie par l’antenne. C’est sur ce paramètre que l’on se base lors de l’optimisation.

Directivité :

Elle indique la concentration du rayonnement dans une direction donnée.

Considérons deux antennes, la première est isotrope idéale et la deuxième est

quelconque, caractérisées respectivement par J0(θ,ϕ) et J(θ,ϕ), les intensités de rayonnement

pour la même puissance rayonnée. Alors la directivité de la deuxième antenne est :

D(θ,ϕ) = J(θ,ϕ)/J0(θ,ϕ) (2.3)

θ et ϕ sont l’azimut et l’élévation.

Rendement de l’antenne :

Le rendement de l’antenne est le rapport entre la puissance rayonnée et la puissance

fournie à l’antenne, soit : r

f

PP

η =

Ce rapport caractérise la perte à l’intérieur de l’antenne.

(2.4)

Gain :

Le gain est le résultat de deux effets : la directivité et la perte.

Si G est le gain, alors : ( , ) ( , )G Dθ ϕ η θ ϕ= × (2.5)

Ouverture : Si Gm est le gain maximal d’une antenne donnée dans un plan bien déterminé, alors

son ouverture dans ce plan est l’angle qui se trouve entre deux directions de ce plan ayant

la moitié du gain maximal (gain à –3 dB), soit 2mG .

Impédance d’entrée : L’impédance d’entrée de l’antenne est l’impédance vue de la part de la ligne

14


d’alimentation au niveau de l’antenne.

Cette impédance est donnée par la formule :

110

11

(1 )(1 )in

SZ ZS

+=

−

Z0 = impédance caractéristique de la ligne d’alimentation.

(2.6)

N.B. Comme S11 est fonction de la fréquence, alors Zin varie aussi avec la fréquence.

II.3 Choix de la technologie des antennes imprimées :

Actuellement, les antennes imprimées deviennent de plus en plus importantes en

raison de la grande variété des formes géométriques qu'elles peuvent prendre et qui les

rendent applicables aux différentes situations d'intégration [10], [11].

Parmi les avantages de cette technologie d'antennes, on peut citer : le faible poids, leur

volume réduit, la conformabilité et la possibilité d'intégrer les circuits micro-ondes au niveau

des antennes [12]. Ajoutons que la simplicité de leurs structures fait que ce type d’antenne est

adapté au faible coût de fabrication. Ceci est une propriété clé qui explique l’introduction des

antennes imprimées dans les applications de la communication mobile.

D’une façon générale, les avantages des antennes imprimées sont [10] [12]:

Simples,

Robustes,

non encombrantes,

adaptées aux surfaces planes et non planes,

à faible coût.

Alors, cette technologie répondant bien aux besoins de notre application, ainsi qu'une

forte expérience développée au sein du laboratoire LCST, son choix fut indiscutable afin de

réaliser nos antennes.

Cependant,elle présente les inconvénients suivants [10] :

faible efficacité,

faible puissance,

impureté de la polarisation,

bande relativement étroite.

Donc, la conception des antennes doit répondre à des compromis en termes de

performances et de complexité de réalisation.

15


II.4 Description de l’antenne imprimée : Dans sa structure de base (Figure II.2), une antenne imprimée est constituée d'un

conducteur métallique de forme arbitraire, déposé sur un substrat diélectrique au-dessus d’un

plan de masse. Généralement, t << λ0 , 00.003 0.05h 0λ λ≤ ≤ et lorsqu’il s’agit d’un dipôle

carré, rectangulaire ou circulaire, 0 3 L 0 2λ λ≤ ≤ [10], [13], [14].

tL

h

patch

substrat

Plan de masse

Figure II.2 : Présentation d'une antenne imprimée

II.4.1 Substrats : Dans la pratique, les formes des éléments rayonnants les plus souvent utilisées sont le

carré, le rectangle, le disque et l'anneau. Des géométries plus élaborées sont toutefois

employées pour répondre à des contraintes spécifiques sur l'antenne (en particulier pour

générer de la polarisation circulaire).

Les substrats exploités dans la conception des antennes imprimées sont nombreux.

Leurs permittivités relatives varient de 1 à 12 (1 12)rε< < .

Parfois, il est préférable d’utiliser des substrats diélectriques de grande épaisseur et de

basse permittivité dans le but d’avoir une grande efficacité, une large bande passante. Mais

dans ce cas la perte par onde de surface augmente et l’antenne devient de plus en plus

encombrante.

Au contraire, l’utilisation de minces substrats de permittivités élevées est conseillée

pour les circuits micro-ondes parce qu’elle minimise les ondes de surfaces, les radiations non

désirées et le volume de l’antenne. Toutefois, l’efficacité et la bande passante diminuent à

cause de la grande perte dans le substrat [11], [15], [16].

16


II.4.2 Méthodes d’alimentation : L’antenne imprimée peut être alimentée de plusieurs façons. Les quatre méthodes les

plus utilisées sont (Figure II.3) : ligne micro-ruban, sonde liée à un câble coaxial, couplage

par fente et couplage par proximité [18], [19], [20].

Les avantages et les inconvénients de chacune de ces méthodes sont résumés dans

l’annexe 2.

(a) Alimentation par ligne microruban

(b) Alimentation par câble coaxial

(c) Alimentation par f t

(d) Couplage par i ité

Figure II.3 : Différents types d’alimentation d’une antenne imprimée

17


II.4.3 Caractéristiques de base : A cause des dimensions finies du patch en longueur et en largeur, les lignes de champs

ne sont pas totalement immergées dans le substrat, comme l’indique la (Figure II.3), c’est ce

qu’on appelle le fringing [10], [20], [21].

Figure II.3 : Fringing et permittivité effective

Ceci crée deux effets :

Le premier est l’apparition de la constante de permittivité relative effective εreff, elle est

généralement comprise entre 1 et la constante de permittivité relative du substrat : 1< εreff < εr.

En effet, pour compenser le fringing, on suppose que le patch et les lignes de champs

sont totalement plongés dans un seul substrat diélectrique équivalent, ce substrat remplace le

substrat original et l’air, et il donne les mêmes résultats que ces deux derniers. Ce substrat a

εreff comme constante de permittivité relative. Elle est exprimée par : 1 21 1 1 12

2 2r r

reffh

Wε εε

−+ − ⎡ ⎤= + +⎢ ⎥⎣ ⎦ (2.7)

Le deuxième effet est l’apparition des dimensions électriques de patch qui sont

généralement plus grandes que les dimensions physiques. La variation de la longueur est

donnée par :

( 0.3) 0.2640.412

( 0.258) 0.8

reff

reff

WL h

Whh

ε

ε

⎛ ⎞+ +⎜ ⎟Δ ⎝ ⎠=⎛ ⎞− +⎜ ⎟⎝ ⎠

(2.8)

La longueur effective sera : 2effL L L= + Δ (2.9)

18


Pour le mode dominant TM010, l’antenne résonne pour une longueur effective :

Leff = λg/2

où λg est la longueur d’onde dans le substrat, donnée par :

gr reff

Cf

λε

= . (2.10)

Alors la fréquence de résonance fr peut être exprimée par :

2 2( 2 )reff reff reff

C CfL L Lε ε

= =+ Δ

(2.11)

C = la célérité de la lumière dans le vide.

II.4.4 RAYONNEMENT : Le diagramme de rayonnement de l'antenne caractérise la variation de la puissance

rayonnée à grande distance dans les différentes directions de l'espace.

Lorsque la polarisation de l'antenne est linéaire, le diagramme de rayonnement est

celui d’un dipôle magnétique [9],[22], il est généralement représenté dans deux plans de

coupe particuliers (Figure II.5) [6] :

• le plan E,

• le plan H.

Z (

Ces 2 plans contiennent le vecteur de courant surfacique Juv

dirigé suivant l'axe du

mode excité. Toutefois, à ce courant principal vient s'ajouter un courant surfacique

Y

X

Plan

Plan

Courant de surface lié à la polarisation

Courant de surface liés à la polarisation

Mode excité: = 0)θ

(φ = π /2)

(φ = 0) et (θ = π

Hθ

r

Hφ

r Eφ

rErθ

le plan E et le plan H d'une antenne plaquée

Figure II.5: Représentation des courants surfaciques dans

19


perpendiculaire (Figure II.5) dû à l'excitation des modes supérieurs de la cavité. De ce fait, ce

courant perpendiculaire favorise l’apparition de composantes croisées du champ rayonné.

Généralement, le niveau de la polarisation croisée des champs est normalisé par rapport au

niveau des champs de la polarisation principale.

II.4.5 LA MISE EN RESEAU D'ANTENNES IMPRIMEES : L'utilisation d'une antenne unitaire s'avère souvent insuffisante pour répondre aux

contraintes de rayonnement imposées. Des caractéristiques spécifiques, un gain élevé, un lobe

formé ne peuvent généralement être obtenus que par le regroupement de plusieurs sources

rayonnantes pour former un réseau d'antennes [6].

On forme ainsi des réseaux linéaires et des réseaux plans (Figure II.6).

Réseau linéaire Réseau plan

Pour le réseau linéaire, on cherche à former le diagramme de rayonnement dans un

seul plan.

Élément rayonnant

Onde d’espace

Onde de surface

Figure II.6: Architecture de base des é

Figure II.7: Mécanisme des rayonnements parasites

20


Cette mise en réseau des sources crée des rayonnements parasites (Figure II.7) qui

sont dus au débordement des champs magnétiques, à l'épaisseur de substrat utilisé, à

l'orientation et à la distance entre les sources.

II.5 Modélisation de l’antenne (logiciel ADS Momentum) : Durant ces dernières années, le développement de techniques rigoureuses permettant

de résoudre les équations de Maxwell a introduit et imposé des outils informatiques

électromagnétiques. Ces outils sont de plus en plus utilisés dans l'analyse et la conception de

dispositifs hyperfréquences utilisés dans les applications micro-ondes et de communications

sans fil.

Notre projet est basé sur une série de simulations de structures rayonnantes à diverses

fréquences à l'aide d'un simulateur électromagnétique de Hewllet Packard qui s'appelle ADS

Momentum.

La technique de simulation qui est utilisée pour calculer les champs

électromagnétiques dans les trois dimensions à l’intérieur d'une structure est basée sur la

méthode des moments appliquée aux équations intégrales utilisant les fonctions de Green.

Bien que la connaissance de l’implémentation de cette méthode ne soit pas nécessaire à

l’utilisateur de Momentum, il a été utile d’avoir une vue globale sur la question.

Afin de pouvoir modéliser le fonctionnement de la source élémentaire, nous avons

procédé par la méthode suivante pour représenter de façon informatique notre antenne à l'aide

de l'outil Momentum :

Création du substrat diélectrique : définir les différentes couches de substrats

diélectriques et de métallisation.

Création du dessin des différentes couches actives : représenter la zone de

métallisation de la ligne d'alimentation, l'élément rayonnant et l'élément parasite.

Maillage de la structure : fixer le degré de précision des calculs, ce qui influera sur la

durée de la simulation. Afin de bien modéliser les effets de bord, on affine le maillage

sur les bords.

Simulations :

• Définir les fréquences extrêmes de la simulation.

• Présentation des résultats.

• Visualiser les principaux paramètres ( , diagramme de rayonnement,

polarisation et gain).

11S

21


II.6 Conclusion : Les antennes ont des propriétés et des caractéristiques, selon lesquelles elles sont

valorisées. Plusieurs techniques existent pour les réaliser. Alors, pour assurer un bon

fonctionnement, il faut choisir celle la plus adaptée à l’application envisagée.

Dans notre cas, le choix s'est porté sur la technologie des antennes imprimées. Leurs

avantages nombreux permettent de les utiliser dans différents secteurs et surtout dans les

communications mobiles (satellite, avion, voiture, missile, téléphone portable, …). Pour la

conception de nos antennes, nous avons utilisé un logiciel permettant une résolution

rigoureuse des équations d’électromagnétisme ADS momentum..

Après cette révision rapide des caractéristiques de base des antennes imprimées, le

chapitre suivant va décrire les techniques d’élargissement de la bande passante, la structure

adoptée pour réaliser les antennes demandées et les résultats de simulation obtenus.

22

III

E

R

T

I

P

A

H

C

ANTENNES A BANDE ETROITE

23

Chapitre III : Antennes à Bande Etroite


III.1 Introduction : Après une étude bibliographique générale sur les différents types de réseaux

d'antennes et leurs domaines d'applications, l'effort s'est porté sur la compréhension de la

théorie des antennes imprimées. Ainsi, les différentes structures existantes, leurs domaines

d’utilisation, leurs avantages et leurs inconvénients, ont été analysés.

Dans le cadre de ce stage, la technologie d'antennes imprimées s'avère bien adaptée

aux besoins, que ce soit pour l'application de sondage large bande de la propagation en

multicapteurs ou bien pour la transmission numérique à bande plus étroite.

D'abord, la conception des antennes est réalisée en s'appuyant sur l’outil de simulation

ADS-Momentum. Une fois les paramètres optimisés, la réalisation matérielle de l'antenne est

effectuée. Ensuite, vient la phase de test et de validation en mettant en œuvre différents types

de mesures (analyseur de réseaux, chambre anéchoïde).

Ce chapitre présente l'étude menée sur les antennes à bande étroite. Il explique la

structure choisie et analyse les résultats obtenus.

III.2 Structure adoptée :

Pour réaliser les antennes bande étroite, nous avons choisi une structure

qui présente plusieurs avantages, mais qui se caractérise principalement par la

simplicité. Bien sûr, celle-ci doit répondre aux contraintes imposées par le cahier

de charge. Par la suite, nous allons expliquer les choix des différents éléments

constituant l'antenne.

III.2.1 Choix des dipôles :

Une antenne imprimée est modélisée par un guide d’onde fermé [22]. C’est une cavité

limitée de haut et de bas par l’élément rayonnant et le plan de masse qui sont considérés

comme diélectriques parfaits, et des quatre côtés par quatre surfaces fictives magnétiques

parfaites. Cette cavité rayonne de deux surfaces avant et arrière, perpendiculaires à la ligne

d’alimentation. Ces deux dernières, assimilées à deux fentes rayonnantes, se comportent

comme un dipôle magnétique (voir Figure III.1).

24


Alors, la bande passante augmente avec les surfaces de ces deux fentes [10]. Par

conséquent, un patch carré a une bande passante beaucoup plus grande (10 % à – 6 dB de S11)

qu’un rectangle étroit que l’on appelle dipôle (jusqu’à 3 % à – 6 dB) [13].

εr

Plan de masse Surfaces

magnétiques

Patch

Figure III.1 : Antenne imprimée modélisée par une cavité

Mais cet élargissement de la bande est contrebalancé par un fort abaissement du gain.

Comme la bande ici n'est pas une contrainte en soi, nous avons choisi l’utilisation des dipôles

pour assurer un gain élevé.

III.2.2 Choix de l’alimentation :

Pour l'alimentation de l'antenne, nous avons choisi le couplage par proximité. En effet,

l’utilisation d’une alimentation microruban (voir Figure II.2) crée une discontinuité entre la

ligne microruban et l’élément rayonnant. Ceci augmente le coefficient de réflexion S11, par

suite l’adaptation de l’impédance d’entrée de l’antenne se dégrade. De plus cette méthode

donne une bande plus étroite [13], [22].

Les deux autres méthodes possibles, à savoir l’alimentation par fente ou l’alimentation

par sonde coaxiale, malgré leur large bande, sont compliquées et donc ne vérifient pas la

contrainte de simplicité de la structure.

Finalement, le couplage par proximité réunit la simplicité et la large bande. Son

inconvénient est le rayonnement parasite de la partie non masquée de la ligne d’alimentation.

Dans notre application, ce point n’a pas beaucoup d’influence et sera minimisé par la suite.

L'impédance de cette ligne est donnée par [21] :

25


( )

e0

e

60 8h VlnV 4h

Z120

V h 1.393 0.667ln V h 1.444

⎧ ⎛ ⎞+⎜ ⎟⎪ ε ⎝ ⎠⎪= ⎨ π⎪⎪ ε + + +⎡ ⎤⎣ ⎦⎩

Pour V h 1≤

Pour V h 1≥

eε = Coefficient de permittivité relative effective.

V h

Figure III.2 : Géométrie de la ligne d’alimentation

Ligne d’alimentation

Dipôle

Plan de masse

Substrats diélectriques

Connecteur SMA

Figure III.3 : Alimentation par couplage par proximité

III.2.3 Choix du substrat :

Pour réaliser ces antennes, nous avons utilisé deux types de substrat :

3.4=rε , tg =δLe premier type est le FR4 : 210− .

L’utilisation du FR4 sous la ligne d’alimentation offre une grande simplicité et une

grande facilité à usiner la structure à cause de ses contraintes mécaniques très favorables.

Le FR4 se trouve sous forme de plaques métallisées de deux faces et d’épaisseurs

normalisées. Dans ce cas, une face constitue le plan de masse et, sur l’autre face, la ligne

26


d’alimentation sera imprimée photoélectriquement. Alors, le support de l’alimentation est

rigide et facile à traiter, surtout lorsqu’on veut le connecter à un câble coaxial à travers un

connecteur SMA.

h

HV

mn

W d

Ligne d’alimentation Dipôle

L

Figure III.4 : Différents paramètres de la structure

Son problème est la grande perte diélectrique due à un εr et tgδ élevés. Pour cela, on

n’utilise q’une mince couche de FR4 tandis que les autres couches sont de la mousse de

1≈rε .

Le deuxième substrat est la mousse (HF 51), il est caractérisé par ,

.

rε = 1.05-4tgδ= 10

L’effet de l’utilisation d’un substrat diélectrique de faible coefficient de permittivité

est la diminution de la perte diélectrique dans le substrat, l'augmentation du gain de l’antenne

et une bande passante plus large [10], [13], [22].

Ses inconvénients sont le volume relativement encombrant de l’antenne et

l’amélioration des ondes de surface qui causent encore des pertes. Mais dans notre

application, les résultats obtenus en ce qui concerne le volume et le gain sont très acceptables.

Donc nous avons décidé de le retenir pour la réalisation.

Notons que l’élément rayonnant ne peut pas être imprimé directement sur la mousse, il

doit y être collé.

III.3 Optimisation des paramètres :

En définitive, la structure obtenue est formée :

♦ d’un plan de masse,

♦ d’une couche diélectrique de FR4,

27


♦ d’une ligne d’alimentation,

♦ d’une couche diélectrique de la mousse (HF 51),

♦ D’un dipôle en cuivre.

Pour optimiser cette structure et pour faire résonner l’antenne à la fréquence voulue,

nous avons plusieurs paramètres à régler, ces paramètres sont montrés sur la figure III.4.

N.B. Dans la simulation, les longueurs et les largeurs du plan de masse et des couches

diélectriques sont supposées infinies.

Paramètres h et V :

L’épaisseur de la couche FR4 est normalisée : h = 0.8 mm.

Alors, il reste à choisir la largeur de la ligne d’alimentation. La contrainte imposée à la

ligne d’alimentation est qu’elle doit avoir une impédance caractéristique de 50 Ω. Le

rapport h/V est exprimé en fonction de cette impédance par la formule suivante [21] :

( ) ( )

⎧⎪⎪⎨ ⎡ ⎤⎧ ⎫⎪ ⎨ ⎬⎢ ⎥⎪ ⎩ ⎭⎣ ⎦⎩

A

2A

r

r r

8ee - 2V =

h 2 ε - 1 0.61B - 1 - ln 2B - 1 + ln B - 1 + 0.39 -π 2ε ε

V/h < 2

V/h > 2

⎛ ⎞⎜ ⎟⎝ ⎠

0 r r

r r

Z ε + 1 ε - 1 0.11A = + 0.23 +60 2 ε + 1 ε

0 r

377pB =2Z e

Ce qui donne : V = 1.99 h ≅ 1.6 mm.

Paramètre m :

Plusieurs valeurs de m ont été essayées, mais la valeur optimale correspond à

m = L/2.

Paramètre n :

Le mieux est de diminuer la valeur de n pour minimiser le rayonnement parasite de

cette partie non masquée de la ligne d’alimentation. Pour cette raison, n est inférieur à m : n <

28


m. Pour cette partie de la ligne de longueur n, nous avons choisi de l’utiliser comme un stub

pour adapter l’impédance de l’antenne. Dans ce cas le connecteur sera placé à la frontière

entre les deux parties m et n (Figure III.5).

Paramètre L :

Pour avoir le mode TM010, L doit être égal à, voir équations (II.9), (II.10) :

= −gL 2 2 Lλ Δ

λg = longueur d’onde dans le substrat diélectrique de la fréquence de résonance.

Mais, nous avons deux couches de substrats différents et il n’y a pas d'équations

disponibles qui caractérisent ce type de structure. Alors il ne reste qu’à obtenir λg d’une

manière itérative. Comme l’épaisseur majeure des couches est de la mousse, εr ≈ 1, nous

avons commencé par :

0λL = 2

λ0 est la longueur d’onde dans le vide de la fréquence de résonance

Enfin, nous sommes arrivés à une valeur de L :

Pour : L = 53.6 mm. 2.4GHz0f =

Pour : L = 37.9 mm. 3.5GHz0f =

Paramètres W et H :

Comme on a vu dans le paragraphe III.2.1, la bande passante augmente avec W

et H. Mais pour adapter l’impédance de l’antenne, ces deux paramètres varient dans

des sens opposés, c.à.d. si on augmente W, on doit diminuer H et inversement.

L’expérience montre qu’en augmentant W, on peut gagner en bande passante plus

qu’en augmentant H.

Stub

Connecteur SMA

Figure III.5 : Connecteur à travers le plan de

29


Pour obtenir une polarisation rectiligne pure, on doit conserver L beaucoup plus grand

que W, pour cela W a été limité à environ : LW 3≤ , cette valeur est empirique.

Les valeurs numériques optimisées sont :

2.4GHz0f = : L = 53.6 mm ; W = 20 mm ; H = 2.6 mm.

3.5GHz0f = : L = 37.9 mm ; W = 5.5 mm ; H = 3.1 mm.

Paramètres d :

Le paramètre d influe directement sur le couplage entre la ligne d’alimentation et le

dipôle. En essayant plusieurs positions du dipôle par rapport à la ligne d’alimentation, la

meilleure a été celle de la symétrie c.à.d. pour d = 0.

III.4 Simulation : Pour bien comprendre comment les caractéristiques de la couche adoptée varient en

fonction de ses paramètres, nous avons effectué un très grand nombre de simulations. Après,

nous avons optimisé les paramètres pour les deux fréquences de résonances 2.4 GHz et 3.5

GHz.

Les valeurs numériques obtenues sont résumées dans le tableau III.1.

f0 h H V W n m L d

2.4 GHz 0.8 mm 2.6 mm 1.6 mm 20 mm 9 mm 26.5 mm

53.6 mm 0

3.5 GHz 0.8 mm 3.1 mm 1.6 mm 5.5 mm 5.7 mm 19.4 mm

37.9 mm 0

Tableau III.1 : Valeurs numériques des èt

30


Alors les caractéristiques simulées des antennes sont :

Fréquence Bande à

centrale adaptation Re(Zin) | Zin |

-6 dB 2.4 GHz -36 dB 48.61 Ω 49.7 Ω 69.4 MHz

3.488 GHz -36 dB 51.32 Ω 51.326 Ω 106.5 MHz

Tableau III.2 : Caractéristiques simulées

Les résultats de simulation obtenus pour les antennes 3.5 GHz et 2.4 GHz, sont montrés sur

les Figures III.5 et III.6 . Ces diagrammes représentent le coefficient de réflexion S11 et

l’impédance d’entrée de l’antenne.

Figure III.5 : Coefficient de réflexion de l’antenne

3.5 GHz

31


Figure III.6 : Coefficient de réflexion de l’antenne 2.4 GHz

Donc ces résultats montrent que les caractéristiques obtenues par simulation sont

largement suffisantes pour répondre au cahier de charges. La bande demandée est de 1

%, tandis que nous avons pour l’antenne 2.4 GHz une bande de 69 MHz (2.9 %) et pour

l’antenne 3.5 GHz une bande de 105 MHz (3 %). Notons que la simplicité est bien

conservée dans cette structure.

III.5 Réalisation de la maquette : Afin de vérifier rapidement les caractéristiques simulées des antennes bande

étroite 2.4 et 3.5 GHz avant la fabrication, nous avons réalisé manuellement un

prototype pour chaque fréquence de résonance.

III.5.1 Etapes de réalisation :

Nous avons procédé comme ce qui suit :

32


D’abord, nous avons pris une couche de FR4 métallisée de deux faces, l'une

constitue le plan de masse et l’autre est imprimée pour faire la ligne

d’alimentation.

Un connecteur SMA a été soudé au bout de la ligne d’alimentation, au lieu qu’il

traverse le plan de masse pour réaliser le stub. Ceci a été ignoré parce que c’est

une simple réalisation dont le but est de vérifier rapidement la faisabilité d'une telle

solution.

Les éléments rayonnants ou dipôles ont été découpés dans des plaques de cuivre

selon les dimensions obtenues par simulation. Leur épaisseur est de 0.3 mm.

Enfin, vient la mousse. Comme son coefficient de permittivité est très proche de 1,

elle peut être assimilée à l’air. Mais elle est utilisée simplement pour soutenir le

dipôle en cuivre. L’épaisseur de cette couche a été ajustée manuellement à l’aide

d’un cutter.

Figure III.7 : Morceaux de mousse (HF 51 : εr = 1.05)

III.5.2 Résultats de réalisation :

Après que la réalisation des antennes a été terminée, nous avons mesuré leurs

différentes caractéristiques en utilisant l’analyseur de réseaux (voir Figure III. ? ). Nous

avons constaté que la fréquence centrale est décalée vers le bas, elle est diminuée d'environ

100 MHz . Ce décalage peut être expliqué par l’effet que le coefficient de permittivité relative

de la mousse n’est pas exactement identique à 1 comme il a été pris en simulation. En réalité,

il est légèrement supérieur (εr = 1.05).

33


La correction des deux exemplaires a été faite en raccourcissant les dipôles d'environ

1.5 mm, puis en jouant sur l’épaisseur de la mousse pour bien adapter les nouveaux éléments

rayonnants.

Alors, les résultats obtenus comparés à ceux obtenus par simulation sont :

Antenne 3.5 GHz :

Fréquence Centrale

Adaptation Re(Zin) Im(Zin) Bande à | Zin | -6 dB

Simulation 3.488 GHz -35 dB 51.32 Ω -0.8 Ω 51.3 Ω 106.5 MHz

Réalisation 3.54 GHz -25 dB 48 Ω 4.8 Ω 48.2 Ω 85 MHz

Figure III.8 : Antenne 3.5 GHz bande étroite réalisée

Tableau III.3 : Comparaison entre les caractéristiques simulées et mesurées pour l’antenne 3.5 GHz

Antenne 2.4 GHz :

Figure III.9 : Antenne 2.4 GHz bande étroite réalisée

34


Fréquence Centrale

Bande à Adaptation | Zin | -6 dB

Simulation 2.46 GHz -52 dB

49.7 Ω 63.6 MHz

Réalisation 2.43 GHz -17 dB

66.4 MHz 59.8 Ω

Tableau III.3 : Comparaison entre les caractéristiques simulées et mesurées pour l’antenne 2.4 GHz

Alors, de cette façon et par cette méthode de réalisation manuelle, les résultats sont très

satisfaisants et la faisabilité, la simplicité et le bas coût de ces antennes sont démontrés.

III.6 Changement de cahier de charge : Pour les antennes de transmission, nous avons vu qu’on a besoin de trois antennes

bande étroites pour trois fréquence : 2.4 GHz , 3.5 GHz , 5.7 GHz.

Au milieu de juin, un changement de cahier de charge a eu lieu.

La société SACET a changé ses normes et les antennes bande étroite 3.5 GHz et 5.7 GHz sont

devenues large bande.

Cette modification de cahier de charge a atteint seulement la bande passante : au lieu

de 1 % pour l’antenne 3.5 GHz et 5.7 GHz, elle est maintenant de 200 MHz (5.7 %) pour 3.5

GHz et 575 Mhz pour 5.7 GHz (10 %).

Pour cela, l’antenne 5.7 GHz bande étroite n’est pas simulée, tandis que nous avons

fait la simulation d’une antenne 5.7 GHz large bande, comme on verra après.

III.7 Conclusion : Apres une phase bibliographique qui a englobé le cadre de mon stage, des rappels

théoriques et aussi les outils de mesures, j’ai commencé la conception des antennes bande

étroite.

J’ai conçu les deux antennes 2.4 GHz et 3.5 GHz. Les résultats obtenus par simulation

vérifient complètement le cahier de charge.

La faisabilité, la simplicité et le bas coût de ces antennes ont été démontrés par les

deux prototypes réalisés manuellement.

Un changement dans le cahier de charge nous poussé à concevoir une antenne 5.7

GHz large bande au lieu de l’antenne 5.7 GHz bande étroite.

Pour finir, l’étude des antennes large bande, les simulations faites et les différentes

techniques adoptées pour elles sont détaillées dans le chapitre suivant.

35

IV

E

R

T

I

A

P

H

C

SIMULATION DES ANTENNES LARGE

BANDE

36

Chapitre IV : Simulation des Antennes Large Bande

IV.1 Introduction : Les simulations déjà effectuées pour les antennes bande étroite ont permis de bien

mettre en évidence l’effet des différents paramètres de l'antenne. Ceci va constituer la base

pour la conception des antennes large bande abordées dans ce chapitre.

Notons toutefois que leurs contraintes sévères imposées dans le cahier de charge, les

rendent plus difficiles à réaliser, avec des structures plus complexes.

Donc, nous avons maintenant à concevoir trois antennes qui résonnent respectivement

à 2.2 GHz, 3.5 GHz et 5.7 GHz. Leur difficulté apparaît dans la large bande – qui est de 200

MHz pour les 2.2 GHz et 3.5 GHz, et le maximum qu’on peut atteindre pour la 5.7 GHz –

avec, dans les trois cas, une polarisation rectiligne pure.

Nous avons adopté deux structures différentes, la première pour l’antenne 2.2 GHz et

la deuxième pour les antennes 3.5 GHz et 5.7 GHz, ce qui justifie la division de ce chapitre en

deux grandes parties, chacune concerne une structure.


A : Antenne 2.2 GHz .

La conception de l’antenne 2.2 GHz a été lancée l’année dernière dans le cadre d'un

stage DEA [6]. L'objectif recherché ici est de compléter cette étude et d’améliorer la structure

déjà adoptée.

IV.A.1 Résumé de l'étude précédente : La partie de ce stage concernant l’antenne 2.2 GHz large bande constitue la suite d’un

stage DEA de l’année dernière [6].

La structure qui a été choisie est à base de dipôles, de substrat FR4 seulement et

l’alimentation était le couplage par proximité.

Les structures qui ont été essayées sont :

1. structure deux couches à un seul dipôle,

2. structure deux couches à deux dipôles.

37


Deux couchesdiélectriques Deux dipôles

Ces deux structures n’ont pas donné de résultats intéressants, pour une troisième a été

adoptée : trois couches - deux dipôles.

Plan de masse

Ligne microruban

d’alimentation

Éléments rayonnant

ε1

ε2

ε3

Figure IV.1 : Structure deux couches - deux dipôles

Figure IV.2 : Structure trois couches - deux dipôles

Un réseau de dix éléments a été réalisé et les résultats sont [6] :

Bande passante à –10 dB : 80 MHz.

Ouverture de l’élément dans le réseau dans le plan H : ± 40°.

Gain : 2.5 dB.

IV.A.2 Structure adoptée : En simulant les antennes bande étroite, nous sommes arrivés à une bande passante

maximale de 69.4 MHz à –6 dB pour l’antenne 2.4 GHz et une bande de 40 MHz à –10 dB,

ce qui est équivalent à 1.6 % de la fréquence centrale.

Tandis que la bande passante demandée pour l’antenne 2.2 GHz est de 180 MHz à –10

dB , ce qui est équivalent à 8 % de la fréquence centrale. Alors une structure à un seul dipôle

n’est pas valable pour remplir le cahier de charge.

38


IV.A.2.1 Structure trois couches - deux dipôles : Cette structure consiste à monter deux résonateurs, l’un au dessus de l’autre. Ceux ci

résonnent à deux fréquences voisines, distantes d’une centaine de MHz dans le but d’obtenir

une bande équivalente plus large, formée de deux bandes élémentaires (Figure IV.3).

L’étude de cette structure n’était pas facile parce qu’elle possède beaucoup de

paramètres. Pour bien comprendre l’effet de chacun d’eux, nous avons effectué plus d’une

centaine de simulations. L’effet le plus difficile à comprendre était le couplage entre les deux

dipôles qui peut perturber totalement les résultats.

Les résultats obtenus par simulation ont été très bons et très proches de ce qui est

demandé dans le cahier de charge. Mais la bande passante est restée inférieure à 180 MHz à –

10 dB. Elle était de 148 MHz pour la même adaptation, ce qui est équivalent à 6.7 % de la

fréquence centrale.

Alors , nous étions obligés à chercher une autre structure qui était à quatre couches-

trois dipôles.

IV.A.2.2 Structure quatre couches-trois dipôles : Figure IV.3 : Bande passante de la structure trois couches - deux dipôles

39


Pour élargir la bande passante de l’antenne 2.2 GHz , nous avons pensé à ajouter un

troisième résonateur. Dans ce cas, on peut avoir trois résonances l’une à côté de l’autre et par

suite on récupérerait une bande beaucoup plus large.

En réalité, par cette structure, nous avons abouti à vérifier parfaitement le cahier de

charge mais en utilisant le troisième dipôle comme un élément parasite et non pas comme un

résonateur, comme on le verra après.

Enfin, nous avons proposé une nouvelle méthode d’alimentation, elle est expliquée

plus tard.

IV.A.2.3 Choix des différents éléments :

Choix des dipôles :

Dans ce type d’antennes, on a des contraintes sévères en ce qui concerne la

polarisation. C’est une polarisation rectiligne pure. Pour cela, on n’a qu’à utiliser les

dipôles comme éléments rayonnants pour les raisons citées dans le paragraphe III.2.1.

Choix de la structure multicouche :

Une des techniques d’élargissement de la bande passante est l’utilisation de deux

éléments rayonnants [13]. C’est pourquoi nous avons fait la simulation en montant

deux dipôles. Cette méthode a donné une bande quatre fois plus large (148 MHz à –10

dB) qu’avec un seul dipôle. Cependant, elle reste insuffisante.

Nous avons ajouté un troisième dipôle, au-dessus des deux premiers, en espérant

obtenir 3 résonances et par suite aboutir à une bande vérifiant le cahier de charge.

Choix du substrat :

En utilisant une structure multicouche, l’épaisseur du substrat sera augmentée. Si le

coefficient de permittivité du substrat est élevé, alors on aura une forte perte

diélectrique qui affecte le gain. En outre, une grande valeur de εr augmente le

coefficient de réflexion S11 et par suite elle affaiblit l’adaptation.

Alors on a laissé le FR4 sous la ligne d’alimentation et la mousse, qui est assimilée à

l’air, comme support des trois dipôles.

Choix de l’alimentation :

40


Les mesures de propagation des canaux sont très sensibles, d’où le besoin d’une

polarisation rectiligne très pure.

Mais la ligne d’alimentation possède son propre rayonnement parasite.

Une des méthodes proposées est l’alimentation par fente [10]:

De cette façon, le rayonnement de la ligne est rejeté en arrière. Mais cette méthode est

compliquée et demande beaucoup de temps pour l’étudier , ce qui dépasse largement

la durée de ce stage.

Ajoutons que la ligne d’alimentation, qui est en arrière, n’est pas masquée, alors son

rayonnement peut être réfléchi par n’importe quel obstacle, ce qui peut perturber

fortement la polarisation de l’antenne.

Figure IV.4 : Alimentation par fente

Alors, nous avons inventé une nouvelle structure d’alimentation.

En effet, d'après les simulations déjà effectuées pour les antennes bande étroite, nous

avons constaté que pour alimenter le dipôle, nous n’utilisons qu’une partie de la ligne

d’alimentation dont la longueur est la moitié de celle du dipôle (voir paragraphe III.3),

tandis que l’autre partie est utilisée comme stub.

C’est pour cela que nous avons essayé d’utiliser une ligne d’alimentation dont la

longueur est la moitié de celle du dipôle et cet essai a été couronné de succès.

Cette ligne doit être centrée sous les dipôles, sa largeur relativement étroite la fait

masquée par les patchs au-dessus d’elle. Ainsi, son rayonnement parasite et la perte

par ce rayonnement sont éliminés.

Notons qu’elle doit être liée au câble coaxial par une sonde à travers le plan de masse.

Cette sonde est soudée au bout de la ligne et non pas à son milieu, car sinon on aura

deux courants opposés et le rayonnement sera minimisé.

41


Sonde

Ligne d’alimentation centrée sous le dipôle

Figure IV.5 : Nouvelle structure d’alimentation utilisée pour éliminer le rayonnement parasite

IV.A.3 Optimisation des paramètres : La structure est formée :

d’un plan de masse,

d’une couche diélectrique FR4 ,

d’une ligne d’alimentation,

de trois dipôles l’un au-dessous de l’autre,

de trois couches de mousse constituants les supports des trois dipôles.

Nous allons utiliser la même nomenclature des paramètres déjà cités dans le chapitre

précédent et les paramètres additifs sont donnés par la Figure IV.6 et le Tableau IV.1.

H2

H1

H

Dipôle 2

Dipôle 1

Dipôle 0 m

Figure IV.6 : Paramètres de la structure quatre couche trois dipôles

42


longueur largeur

Alimentation

m V

Dipole 0

L W

Dipole 1

L1 W1

Dipole 2

L2 W2

Paramètre m :

Tableau IV.1 : Paramètres de la structure quatre couche trois dipôles

Comme nous l 'avons vu dans le Paragraphe IV.A.2.3, m vaut la moitié de L :

m = L / 2.

Paramètres V et h :

Ils sont calculés de la même façon que dans le paragraphe III.3 et ils ont les mêmes

valeurs.

Paramètres L, L1 et L2 :

Ces trois longueurs doivent être déterminées de façon à donner une bande passante

centrée sur la fréquence de résonance 2.2 GHz.

Lorsque le dipôle 0 de longueur L, isolé, résonne à une fréquence f0 , alors sa

résonance lors de l’existence des deux autres dipôles sera décalée par l’effet de

couplage entre eux. Donc, il n’y a que la méthode itérative pour déterminer ces

trois longueurs.

Ajoutons que pour ne pas masquer le rayonnement des dipôles qui sont en dessous

par les dipôles qui sont au-dessus, il faut prendre [13]: L > L1 > L2.

Surtout, les deux bornes du dipôle 0 ne doivent pas être masquées par les autres

dipôles, et de même pour le dipôle 1, ses bornes doivent ne pas être masquées par

le dipôle 2, (voir Figure IV.7).

43


Paramètres W, W1 et W2 :

Pour que les trois dipôles puissent être alimentés, il faut que : W < W1 < W2.

Bonne structure Mauvaise structure

Bornes du dipôle 0 Ligne

d’alimentation

Figure IV.7 : Dimensions et positions relatives des dipôles

Sinon, les dipôles qui sont en haut ne seront pas alimentés et l’antenne ne

fonctionnera pas.

IV.A.4 Simulation : Toujours, l’optimisation des paramètres se fait par analyse des résultats de

simulations successives afin d’aboutir finalement aux meilleurs résultats.

Pour l’antenne 2.2 GHz, les résultats obtenus sont groupés dans le tableau IV.2 et les Figures IV.8 et IV.9.

f0Bande à –10

dB Ouverture Gain max. Adaptation

dans la bande

2181 MHz 199 MHz 46° 8.861 dB De –12 dB

à -23 dB

Tableau IV.2 : Résultats numériques de

simulation

44


Figure IV.8 : Bande de l’antenne 2.2 GHz

Elément isolé

Figure IV.9 : Ouverture de l’antenne 2.2 GHz Elément isolé

45


Les valeurs numériques correspondant à ces résultats sont données dans le tableau IV.3.

L L1 L2 W W1 W2 H H1

H2 61 mm 59 mm 57 mm 6 mm 12 mm 15 mm 1.5 mm 3.7 mm 4.2 mm

IV.A.5 Interprétation des résultats : En comparant les caractéristiques des antennes simulées à celles données par le cahier

de charge, on voit clairement que les contraintes sont bien vérifiées, même pour l’ouverture.

En effet, l’ouverture demandée de ± 60° est pour l’antenne placée dans un réseau

d’antennes, tandis que celle mentionnée dans le tableau IV.2 est pour l’antenne isolée.

L’ouverture pour un réseau de cinq antennes est donnée sur la figure IV.10.

Tableau IV.3 : Valeurs numériques des paramètres de l’antenne 2.2 GHz

Figure IV.10 : Ouverture de l’antenne 2.2 GHz : Réseau de cinq éléments

Alors, cette ouverture est de ± 60° pour cinq éléments, donc pour un réseau de 8

éléments, va être sûrement plus grande.

Ajoutons qu’en observant le gain à différentes fréquences dans la bande passante, nous avons vu une variation maximale de 0.2 dB, au moment où le gain est supérieur à 8 dB

(variation de 2.5 %), donc nous pouvons dire que le gain est constant dans la bande passante.

46


Finalement, cette antenne vérifie parfaitement le cahier de charge. On verra plus loin

les résultats de la réalisation.

B - Antennes 3.5 GHz et 5.7GHz large bande

Comme nous avons vu dans le cahier de charge, ce type d'antennes exige des bandes

passantes de 200 MHz. Ce qui correspond à 9.1 % pour la fréquence 2.2 GHz, 5.7 % pour la

fréquence 3.5 GHz et une bande la plus large possible pour l’antenne 5.7 GHz.

Donc l'antenne la plus difficile à concevoir, c’était l’antenne 2.2 GHz qui correspond

au pourcentage le plus élevé, pour cela sa structure était bien compliquée.

Toutefois, nous constatons qu’avec une structure trois couches-deux dipôles, nous

sommes arrivés à une bande de 148 MHz pour l’antenne 2.2 GHz, ce qui est équivalent à 6.7

%. Par conséquent, nous avons décidé de compléter les essais de simulation avec cette

structure pour les fréquences 3.5 GHz et 5.7 GHz large bande.

Ces simulations vérifient largement le cahier de charge.

IV.B.1 Structure adoptée : C’est une structure trois couches-deux dipôles, (voir Figure IV.11), elle comporte :

deux dipôles, l’un au-dessus de l’autre,

la même alimentation utilisée pour l’antenne 2.2 GHz large bande (voir

paragraphe IV.A.2.3),

une couche de FR4,

deux couches de mousse supportant les deux dipôles.

L’élargissement de la bande passante pour ces antennes est réalisé en créant deux

résonances l’une à côté de l’autre.

47


Figure IV.11 : Structure des antennes 3.5 GHz et 5.7 GHz large bande

IV.B.2 Paramètres : En éliminant le dipôle de la structure de l’antenne 2.2 GHz et ses paramètres L2, W2

et H2, on aura les mêmes paramètres que pour les antennes 3.5 GHz et 5.7 GHz large bande.

Ils ont les mêmes propriétés et la même description.

IV.B.3 Simulation : Le tableau IV.4 donne les résultats des simulations des deux antennes, (voir Figures

IV.12-15).

f0 Bande à –10 dB Ouverture Adaptation Gainmax

3500 MHz 335 MHz ± 46° -15 dB 8.7 dB

5700 MHz 733 MHz ± 47° -20 dB 8.6 dB

Tableau IV.4 : Résultats de simulation des antennes 3.5 GHz et 5.7 GHz

Figure IV.12 : Ouverture de l’antenne 3.5 GHz

Elément isolé

48


Figure IV.13 : Bande de l’antenne 3.5 GHz Elément isolé

Figure IV.14 : Ouverture de l’antenne 5.7 GHz Elément isolé

49


Figure IV.15 : Bande de l’antenne 5.7 GHz Elément isolé

Les valeurs numériques des différents paramètres donnant ces résultats sont groupées

dans le tableau IV.5.

f0 H H1 W W1 L L1

3.5 GHz 1.45 mm 5 mm 4 mm 8 mm 38 mm 35.7 mm

5.7 GHz 1.3 mm 4 mm 3 mm 6 mm 22.8 mm 20.8 mm

Tableau IV.5 : Valeurs numériques des paramètres de 3.5

50


IV.B.4 Interprétation des résultats : Les résultats obtenus sont biens et surtout ceux des bandes passantes.

En utilisant la même structure pour la fréquence 2.2 GHz, la bande passante maximale

atteinte est de 6.7 % à –10 dB. Tandis que celle à 3.5 GHz est de 10 % et à 5.7 GHz est de 13

%, bien sûr à – 10 dB.

Cela peut être expliqué par l’effet que la largeur relative de la ligne d’alimentation

augmente, c.à.d. que le rapport de la largeur de la ligne d’alimentation sur la largeur des

dipôles augmente.

Alors au lieu d’obtenir une bande passante de 200 MHz à 3.5 GHz pour répondre au

cahier de charge, nous avons maintenant 335 MHz, et pour l’antenne 5.7 GHz une bande de

734 MHz ce qui permet de les utiliser simultanément dans deux applications : HIPERLAN2

indoor et outdoor.

Notons que dans cette structure, si on veut améliorer l’adaptation, c.à.d. diminuer le

coefficient de réflexion), alors on va perdre sur la largeur de la bande, (voir Figure IV.16).

51


Figure IV.16 : Antenne 3.5 GHz à large bande et à

adaptation limitée

Finalement, nous pouvons noter que les résultats obtenus par simulation sont

largement suffisants pour remplir les conditions du cahier de charge.

IV.B.5 Conclusion : Parmi les antennes large bande, la plus difficile est celle qui résonne à 2.2 GHz, ce qui

justifie la grande complexité de sa structure. Tandis que les autres antennes 3.5 GHz et 5.7

GHz restent plus simples malgré leurs complexités.

Nous avons vu que dans de telles structures, le nombre des paramètres à régler est plus

grand et par suite l’optimisation est plus difficile. Malgré cette difficulté, nous sommes

arrivés à les optimiser et les résultats obtenus sont très satisfaisants et remplissent largement

les conditions du cahier de charge.

52


Finalement, il reste à visualiser la réalisation et ses résultats, ce qui constituent

l’objectif du chapitre suivant.

53

V A

P

I

T

R

E

REALISATION DES ANTENNES LARGE

BANDE

C

H

54

Chapitre V : Réalisation des Antennes à Large Bande

CHAPITRE V : Réalisation des Antennes à Large Bande

V.1 Introduction :

Nous avons vu dans le chapitre IV que les résultats obtenus par simulation vérifient

parfaitement le cahier de charge. Alors, il ne reste plus qu'à réaliser les antennes et les valider

par des mesures.

Dans cet objectif, nous sommes passés par quatre étapes : l’étape de fabrication des

antennes, l’étape de mesures avec l'analyseur de réseaux, l’étape de correction et l’étape de

mesures du diagramme du rayonnement dans la chambre anéchoïde.

Notons que l’étape de correction nous a obligés de répéter les deux premières étapes

plusieurs fois.

Ce chapitre décrit ces différentes étapes et présente les différents résultats obtenus.

Mais pour commencer, nous allons rappeler les caractéristiques des différents appareils de

mesure utilisés.

V.2 Appareils de mesure : V.2.1 Analyseur de réseaux : L’analyseur de réseaux sert à mesurer les paramètres S de l’antenne (voir le

Paragraphe II.2).

L’appareil utilisé est le HP8573D qui permet des mesures de 30 KHz jusqu’à 6 GHz.

Cette bande couvre les bandes GSM, DCS, UMTS, WLAN, HIPERLAN/2 et ISM…

Dans la majorité des cas, l’antenne est liée à l’analyseur de réseaux à travers des

câbles et des connecteurs (Figure V.1) qui rajoutent au signal un affaiblissement et un

déphasage. Alors, il faut éliminer l’influence de cette liaison. L’opération qui permet

d’éliminer les erreurs systématiques dues aux câbles et à l’analyseur est appelée calibrage ou

étalonnage. C’est une opération classique mais néanmoins indispensable qui permet de

compenser les erreurs par égalisation. Elle se fait en liant au bout de la liaison, au lieu de

l’antenne, une charge assimilée à un circuit ouvert, une charge de 50 Ω et enfin un court

circuit.

55


Lecteur de disquette

Antenne

Câble à compenser

Figure V.1 : Analyseur de réseaux

V.2.2 Chambre anéchoïde : L’utilité de la chambre anéchoïde réside dans l’absorption de tous les trajets multiples.

Dans cette situation, le diagramme de rayonnement de l’antenne peut être mesuré en

s'approchant des conditions de propagation en espace libre. Ainsi, le signal capté est dû

seulement au chemin direct.

Généralement, les trajets multiples sont causés par des réflexions sur les différents

obstacles existants autour de l’antenne. Pour les éviter, les six côtés de la chambre anéchoïde

sont couverts par des absorbants ayant la forme pyramidale (FigureV.2 et V.3). Ces derniers

sont serrés les uns aux autres, leurs sommets sont distants de λ/2 où λ est la longueur d’onde

de la plus petite fréquence mesurable dans la chambre. Alors chaque chambre anéchoïde est

destinée à une bande bien limitée.

56


Figure V.2 : Chambre anéchoïde

Figure V.3 : Pyramides absorbants

V.2.3 Manipulation et appareillage de mesure :

V.2.3.1 Mesure du coefficient de réflexion :

57


Cette mesure se fait au laboratoire en utilisant l’analyseur de réseaux. Les

étapes de mesures sont les suivantes :

Choisir la bande de fréquence dans laquelle nous allons faire la mesure, par

exemple : une bande centrée sur 2.2 GHz et de 500 MHz de largeur.

On monte les liaisons (câbles, connecteurs..) nécessaires pour connecter

l’antenne et faire le calibrage

On lie l’antenne à la liaison et on voit directement le coefficient de réflexion en

fonction de la fréquence.

Toutefois, on peut choisir le format avec lequel le coefficient de réflexion sera

affiché, par exemple : format logarithmique, amplitude, phase, Abaque de Smith..

L’analyseur est relié à une imprimante et dispose d'un lecteur de disquette où on

peut enregistrer les résultats (Figure V.1).

V.2.3.2 Mesure du diagramme de rayonnement :

Cette mesure se fait en ne considérant que le chemin direct et en éliminant tous les

trajets multiples. Elle s’effectue dans la chambre anéchoïde.

Le matériel utilisé pour cette mesure comporte :

une antenne (cornet) d’émission de polarisation rectiligne pure,

une antenne à caractériser, fixée sur le positionneur,

le positionneur qui peut faire pivoter l’antenne de 360° en azimut et il peut la

faire déplacer dans le plan OXY (plan horizontal),

Le pilote du positionneur : C’est la boîte électronique à travers laquelle on

commande le positionneur.

une chaîne d’acquisition (Figure V.4), liée aux deux antennes par des câbles et

constituée d'un ordinateur et d'un analyseur de réseaux.

Le PC est connecté à l’analyseur et au pilote à travers un port GPIB. Il contrôle la

position de l’antenne à travers le pilote et l’acquisition à travers l’analyseur. Dans ce but, un

programme a été fait sur le logiciel CVI.

58


Pilote

Ordinateur

Analyseur des réseaux

Figure V.4 : Chaîne d’acquisition

Ainsi, on peut obtenir deux diagrammes de rayonnement :

Le diagramme de rayonnement principal correspondant à une position des

antennes pour laquelle les positions principales des champs de chaque antenne

sont dans le même plan.

Le diagramme de rayonnement en polarisation croisée correspondant à une

position des antennes pour laquelle leurs polarisations principales sont

perpendiculaires.

C’est dans la position croisée qu’on doit minimiser le signal reçu par l’antenne en test,

parce que l’absence de la polarisation croisée indique que la polarisation de l’antenne est

rectiligne pure.

V.3 Défauts de réalisation : Quand nous sommes arrivés à la réalisation, nous avons été confrontés à quelques

problèmes, qui sont dus principalement à la différence entre la simulation purement théorique

et ses paramètres approximatifs, et les paramètres effectifs des éléments utilisés.

Parmi ces différences, on peut citer les points suivants :

En simulation, on ne peut pas fixer les dimensions des plans de masse et des

diéléctrique, elles sont imposées par le logiciel comme infinies, tandis qu’en

59


réalité elles sont bien limitées. Leurs largeurs sont légèrement inférieures à

λ0/2 et leurs longueurs sont à peu près égales à λ0.

Les dipôles dans la simulation sont des plans matériels c.à.d. ils n’ont pas

d’épaisseur. Les dipôles utilisés ont une épaisseur de 140 μm. Ceci affecte la

fréquence centrale et cause un décalage de la bande. Cela se traduit aussi par

une désadaptation de l’antenne.

En simulation, nous avons considéré la mousse comme de l’air, en prenant son

coefficient de permittivité relative égale à l’unité et en négligeant ses pertes.

Ajoutons les défauts mécaniques des matériaux, la tolérance de la machine de la

fabrication et les conditions de fabrication (ondulation de la surface de la mousse, dilatation

par chaleur du cuivre pendant le découpage des dipôles). Et n’oublions pas l’incertitude

propre aux appareils de mesure.

Tout ça, et en rappelant que les structures utilisées sont sensibles à 50 μm près,

explique le décalage et la désadaptation qu’on peut obtenir pour les premiers essais et les

difficultés qu’on a trouvées pour les corrections.

V.4 Réalisation de l’antenne 2.2 GHz : D’abord, nous avons commencé par la réalisation de l’antenne 2.2 GHz. Pour

compenser l’épaisseur des dipôles, nous avons appliqué les valeurs obtenues par

simulation au milieu des épaisseurs des dipôles.

Le premier prototype (Figure V.5) a donné la bande montrée dans la (Figure

V.6)

Connecteur SMAPlan de masse

Figure V.5 : Antenne 2.2 GHz

60


Figure V.6 : Résultat du premier essai à 2.2 GHz:

Bande désadaptée et décalée

La Figure V.5 montre une bande décalée avec une mauvaise adaptation. En

effet, elle est centrée sur 2050 MHz au lieu de 2200 MHz et le coefficient de réflexion

dans la bande arrive jusqu’à –7 dB seulement au lieu de –13 dB comme dans la

simulation.

Pour cela, nous avons effectué une autre simulation avec les mêmes dimensions

mais en mettant εr de la mousse égale à 1.05 , la valeur réelle, au lieu de 1, la valeur

approximative choisie initialement. Le résultat est un décalage de 60 MHz de la

fréquence 2.2 GHz vers le bas, soit une fréquence centrale de 2140 MHz. Alors entre

la simulation et la réalisation, nous avons un décalage de 90 MHz vers le bas.

V.4.1 Correction : Le Paragraphe II.4.3 montre que la longueur électrique du dipôle doit être

égale à la longueur d’onde dans le substrat divisé par deux :

2gL Lλ

+ Δ =

Pour compenser un décalage de fréquence, il faut faire varier la longueur du

dipôle en l’allongeant ou en le raccourcissant selon le sens du décalage.

61


Dans notre cas, pour augmenter la fréquence de résonance, il faut raccourcir les

dipôles.

En ce qui concerne l’adaptation, nous avons vu dans le Paragraphe IV.A.3 que

tous les paramètres sont optimisés, il ne reste qu'à jouer sur l’épaisseur des substrats

séparant les différentes couches métalliques. Ceci affecte directement le couplage entre

les dipôles et leurs alimentations.

Lors de la correction de cette antenne, nous avons abouti finalement, après

plusieurs essais, à une antenne assurant une bande qui couvre la bande demandée par

le cahier de charge, avec une bonne adaptation car la réflexion atteint–16 dB.

Ses caractéristiques sont données dans les Figures V.6, V.7, V.8 et elles sont

comparées aux résultats de simulation dans le Tableau V.1.

Figure V.7 : Gain en fonction de la fréquence (antenne 2.2 GHz)

62


Figure V.8 : Ouverture dans le plan H et E

(antenne 2.2 GHz)

2 résonances

Figure V.9 : Bande passante à –10 dB (antenne 2.2 GHz)

63


f0 Gainmax Ouverture* Bande

Simulation 2181

MHz 8.861 dB ± 46° 199 MHz

Réalisation 2207

MHz 6.54 dB 212 MHz ± 54°

* ouverture dans le plan H

Tableau V.1 : Comparaison entre les caractéristiques de

simulation et de réalisation (antenne 2.2 GHz)

V.4.2 Interprétation des résultats : La bande demandée dans le cahier de charge est de 180 MHz centrée sur 2.2 GHz,

donc elle doit commencer à 2110 MHz pour aller jusqu'à 2290 MHz. La Figure V.8 montre

que la bande obtenue qui est de 212 MHz commence à 2101 MHz et se termine à 2313 MHz.

La réflexion dans cette bande est à –10 dB, alors il est clair qu’elle vérifie bien le cahier de

charge.

L’ouverture de l’antenne réalisée dans le plan H est de ± 54° au lieu de ± 46° en

simulation. Ce résultat concerne l’antenne isolée, alors dans un réseau on peut espérer aboutir

facilement à ± 60° pour remplir le cahier de charge (voir Paragraphe IV.B.4).

En ce qui concerne l’adaptation, l’antenne réalisée est adaptée et la réflexion est à –16

dB donc mieux qu'en simulation qui donnait une réflexion à –13 dB.

Mais le gain est de 6.5 dB au lieu de 8.8 dB par simulation, cet écart peut s'expliquer

par les pertes dans la mousse et le cuivre, et de plus l’ouverture est plus grande. Alors cette

chute du gain est prévisible mais ne constitue pas un problème car le cahier de charge exige

un gain supérieur à 1 (0 dB). Notons que la variation de gain dans la bande peut être

compensable par logiciel, elle est seulement de 1.4 dB au maximum.

Les paramètres de réalisation comparés avec ceux de simulations sont donnés dans le

Tableau V.2.

L L1 L2 H H1 H2

Simulation 61 mm 59 mm 57 mm 1.5 mm 3.7 mm 4.2 mm

Réalisation 57.5 mm 55.5 mm 53.5 mm 1.44 mm 3.14 mm 5.02

Tableau V.2 : Comparaison entre les paramètres de simulation et de réalisation (antenne 2.2 GHz)

64


Nous voyons bien la grande différence entre les deux. Cette différence est due

principalement à l’épaisseur du cuivre et aux caractéristiques effectives de la mousse (voir

Paragraphe V.3). Cette différence met en relief les difficultés qu’on a trouvées pour la

correction.

Notons que cette correction, bien sûr, se base sur le même principe théorique qu’on a

adopté dans la simulation (couplage, alimentation…), dans laquelle on cherche à aboutir à

deux résonances équivalentes ce qui donne le maximum de bande passante (Figure V.8).

V.5 Réalisation de l’antenne 3.5 GHz : La réalisation de l’antenne 3.5 GHz est plus facile que celle de l’antenne 2.2 GHz en

terme de correction, car elle a moins de paramètre à corriger.

En effet, le premier essai (Figure V.10) a donné une bande excellente à –10 dB mais le

seul problème est le décalage (Figure V.11). Mais nous n’avons pas eu le temps pour la

recentrer à 3.5 GHz. Notons que le décalage peut être corrigé en raccourcissant les dipôles, et

s’il ya une male adaptation, elle peut être corrigée en jouant sur les épaisseurs des couches

diéléctriques.

Figure V.10 : Antenne 3.5 GHz

Les paramètres de l’antenne réalisée sont les mêmes que pour la simulation. Les

caractéristiques de cette antenne sont données par les Figures V.10, V.11,V.12, et elles sont

comparées avec celles simulées dans le Tableau V.3.

65


Figure V.11 : Bande passante à –10 dB (antenne 3.5 GHz)

Figure V.12 : Gain des polarisations principale et croisée en fonction de la fréquence (antenne 3.5 GHz)

66


f0 Gainmax

Figure V.13 : Ouverture dans le plan E et H (antenne 3.5 GHz)

Ouverture* Bande

Simulation 3500 MHz 8.7 dB ± 46° 335 MHz

Réalisation 3381 MHz 7 dB 344 MHz ± 45° * ouverture dans le plan H

Tableau V.3 : Comparaison entre les caractéristiques de simulation et de réalisation (antenne 3.5 GHz)

L’ouverture dans le plan H est de ± 45° pour l’antenne isolée, alors lorsqu’elle est

dans un réseau, une ouverture de ± 60° sera atteinte.

La polarisation croisée est rejetée à –21 dB dans le plan H et à –25 dB dans le plan E,

donc la polarisation principale est rectiligne pure.

Alors, toutes les caractéristiques vérifient complètement le cahier de charge sauf la

fréquence centrale qui est décalée vers le bas. On peut la corriger en raccourcissant les dipôles

de 1 mm près, mais cette variation des longueurs des dipôles peut entraîner une mauvaise

adaptation de l’ouverture, alors il faut jouer sur les épaisseurs des couches de substrat pour

qu’elle soit adaptée.

67


V.6 Conclusion : Après que nous avons obtenu par simulation de bons résultats qui vérifient le cahier de

charge, nous sommes passés à la réalisation de ces antennes.

Dans ce chapitre, nous avons vu les outils de mesures utilisés comme l’analyseur de

réseaux, la chambre anéchoïde et tout l’équipement utilisé.

Les résultats obtenus par cette réalisation pour l’antenne 2.2 GHz vérifient

complètement et parfaitement le cahier de charge tandis que pour l’antenne 3.5 GHz le seul

défaut est le décalage de la fréquence centrale et toutes les autres caractéristiques obéissent au

cahier de charge. Ce décalage peut être corrigé facilement mais n’a pas été fait par manque de

temps.

68

CONCLUSION GENERALE

69

CONCLUSION GENERALE

70

CONCLUSION GENERALE

Les futurs systèmes de télécommunication sans fil mettront en oeuvre des réseaux

d’antennes adaptatives. Grâce à l’apparition de nouvelles méthodes d’accès telles que le

SDMA (Spatial Division Multiple Access), ces antennes intelligentes réponderont à

l’évolution rapide de ces systèmes et aux besoins multimédia.

Pour les implanter, il est nécessaire de modéliser les canaux multicapteurs moyennant

un simulateur. Ce qui nécessite un sondeur pour relever les caractéristiques spatio-temporelles

de ces canaux.

Une partie de mon stage s’inscrit dans le projet RNRT SIMPAA (SImulateur Matériel

de Propagation pour Antennes Adaptatives) dont le but est l’étude et la réalisation d’un

simulateur pour modéliser les canaux multicapteurs. Cette partie consiste à concevoir et à

réaliser des antennes à large bande et de polarisation rectiligne pure en vue de les utiliser pour

le sondeur.

L’autre partie de ce stage s’inscrit dans le cadre du projet régional Accès Radio-

ANVAR en collaboration avec la société SACET. Son but est de réaliser des antennes pour la

transmission de données binaires.

La technologie des antennes imprimées présente beaucoup d’avantages et elle

convient à notre cahier de charge, pour cela elle a été choisie comme la base des structures de

ces antennes.

Nous avons à réaliser deux types d’antennes : Une antenne à bande étroite qui résonne

à 2.4 GHz et d’autres antennes à large bande passante et qui résonnent à 2.2 GHz , 3.5 GHz et

5.7 GHz. Celles résonnant à 2.2 GHz et 3.5 GHz ont une bande de 200 MHz et celle qui

résonne à 5.7 GHz doit avoir le maximum de la largeur de bande qu’on peut atteindre.

La plus difficile à réaliser était l’antenne 2.2 GHz. Celle-ci possède la structure la plus

complexe. La polarisation rectiligne pure était une contrainte principale. Pour l’assurer, les

dipôles ont constitué les éléments rayonnants. En tenant compte de la bande étroite des

dipôles, nous étions obligés de chercher une nouvelle structure tout en conservant les dipôles

comme éléments rayonnants. Nous avons proposé une structure quatre couches-trois dipôles

dans le but d’obtenir trois résonances proches pour augmenter la bande passante.

Malgré la grande difficulté qu’on a trouvée dans la simulation et dans la réalisation à

cause du grand nombre de paramètres qu’on a eu à optimiser, les antennes répondent à touts

les contraintes exigées.

Pour concevoir nos antennes, une nouvelle structure d’antennes et une nouvelle

méthode d’alimentation.ont été réalisées.

CONCLUSION GENERALE

Vue la courte durée de ce stage (4 mois), nous n’avions pas assez de temps pour faire

la caractérisation de touts les antennes conçues, pour cela, c’est seulement pour les deux

antennes 2.2 GHz et 3.5 GHz que la caractérisation a été faite.

Le prolongement de ce travail peut se faire suivant deux axes :

Le premier est de compléter l’étude sur l’antenne 2.2 GHz pour atteindre une bande

encore plus large et pour la modéliser. En effet, dans sa structure actuelle, il y a trois dipôles.

Comme le troisième dipôle est masquée par les deux autres, et parsuite mal alimenté, il

possède une bande étroite. L’idée proposée est de faire une fente dans le deuxième dipôle à

travers laquelle le troisième sera alimenté.

Le deuxième axe consiste à effectuer des mesures de phase sur les sources

élémentaires, ainsi que les mesures des différentes caractéristiques en bout de bande.

Toutefois pour optimiser les performances de ces réseaux, l’idée est de modéliser la source

élémentaire dans son environnement réseau. Des outils de simulation, tels que la méthode des

Différences Finies dans le Domaine Temps (FDTD), permettent d’observer ces effets réseau

et de déterminer des solutions (écart entre les sources, dimensionnement et positionnement

des éléments rayonnants…) afin de réduire les variations d’amplitude et de phase des

diagrammes de rayonnement.

Sur le plan personnel, cette expérience professionnelle m’a permis d’approfondir les

techniques acquises au cours de ma formation.

En conclusion, ce sujet fort intéressant a couvert à la fois le domaine des

communications mobiles et celui des réseaux locaux sans fil (UMTS, WLAN et WLL). Il

pourra être transposé à d’autres bandes de fréquences et d’autres applications.

71

ANNEXES

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ANNEXE 1

ANVAR : Agence Nationale pour VAlorisation de recherche.

INSA : Institue Nationale des Sciences Appliquées.

ISM : Industriel System Mobile.

LCST : Laboratoire Composants et Systèmes pour Télécommunication.

MIMO : Multiple Input Multiple Output.

RNRT : Réseau National de la Recherche en Télécommunications.

SDMA : Space Division Multiple Access.

SIMPAA : SImulateur Matériel de Propagation pour Antennes Adaptatives.

UMTS : Universal Mobile Telecommunication Systems.

WLAN : Wireless Local Area Network

73

ANNEXE 2

Principales méthodes d'alimentation des antennes imprimées (1)

74

Principales méthodes d'alimentation des antennes imprimées (2)

75

BIBLIOGRAPHIE

76

BIBLIOGRAPHIE

77

BIBLIOGRAPHIE [1] Sandra GALLIOU

Rapport de Stage : Etude et Validation de Méthodes Hautes Résolutions Bidimensionnelles pour la Determination des Directions d’Arrivées du Champ Radioelectrique. CENT - Juin 1999

[2] Achmad AFFANDI

Rapport de Thèse : Caractérisation et Modélisation de la Propagation à l’Interieur des

Batiments dans les Bandes de 450 – 900 – 1800 – 2400 – 5800 MHz.

INSA de Rennes – Mai 2000 [3] Mostafa TAJANI

Rapport de Thèse : Egalisation Adaptative de Multi-Trajet dans des Liaisons de

Télémesure à Haut Débit.

Ecole Doctorale Science pour l’ Ingénieur de Nantes- Janvier 1996 [4] IEEE Transaction on Antennas and Propagation,Vols. AP-17, No. 3. May 1969; AP-20,

No. 1, january 1974 and AP-31, No. 6, Part II, Novembre 1983. [5] Thomas QUINIOU

Rapport de Thèse: Conception et Réalisation de Sondeurs Spatio-Temporels du Canal à

1800 MHz- Mesures de Propagation à l’ Interieur et à l’Exterieur des Bâtiments.

INSA de Rennes – Février 2001 [6] Patrice VERSIN

Rapport de Stage : Conception d’un Réseau d’Antennes Imprimées pour un Sondeur Multicapteurs et Optimisation des Phénomènes de Couplage. INSA de Rennes – Juin 2001

[7] Réseau National de Recherche en Télécommunication – SIMPAA

www.RNRT 99 - Projet SIMPAA - SImulateur Matériel de Propagation pour les

Antennes Adaptatives - N° 12.htm

[8] Webster’s Dictionary [9] Antenne – Cours Universiraire Préparé par Dr Youssef DAHER

Université Libanaise – Faculté de Génie – Branche 1 [10] Constantine A. BALANIS

Antena Theory, Analysis and Design. Second Edition [11] D. M. Pozar, “Microstrip Antennas,” Proc.IEEE, Vol. 80,No. 1, pp. 79-80, Jannuary

1992

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Rectangular Microstrip Pacth Antennas ,”with Infinite and Finte Ground Plane Dimensions,” IEEE Trans. Antennas Propagat., Vol. AP-31, No.6, pp.978-984, November 1983

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Effect of Microstrip Antenna Substrate Thickniss and Permittivity: Comparision of Theories and Experiment, IEEE Trans. Antennas Propagat., Vol. AP-37, No.6, pp.677- 682, June 1989

[21] D. M. Pozar

Microwave Engeneering [22] J. R. James, P. S. Hall and Wood

Microstrip Antenna : Theory and Design

78

Documents

Alaeddine AL-FAWAL - icapeople.epfl.chicapeople.epfl.ch/elfawal/Rapports/Diplome01.pdf · Conception et Réalisation de Réseaux d’Antennes pour les Mesures de ... réseaux d'antennes,