Analyseur de spectre à balayagedonpichol.free.fr/IFITEP/ANA/Analyseur_de_spectre.pdf · 2005-05-19 · Matthieu SIMON – Romain VINCENT Analyseur de spectre à balayage Projet d’électronique

Rapport de projet d’électronique

Analyseur de spectre à balayage

Matthieu Simon Romain Vincent

IFITEP 3 MAI 2005

Matthieu SIMON – Romain VINCENT Analyseur de spectre à balayage

Projet d’électronique 2005 IFITEP 3 Page 1 sur 23

Sommaire - Sommaire Page 1 - Introduction Page 2 - Etude du système Page 4

1. Principe de fonctionnement Page 42. Etude théorique Page 53. Atténuateur Page 74. Mélangeur Page 105. Filtre d’analyse Page 136. Détection Page 167. Générateur de rampe Page 178. Oscillateur contrôlé en tension Page 189. Réalisation Page 22

- Annexes Page 23



0 Fréquence

Amplitude

Y

X

Introduction Les débuts de l’analyse spectrale remontent au 18ème siècle par l’intermédiaire des travaux de Joseph Fourier (1768-1830). De nos jours, cet outil mathématique est utilisé dans bon nombre de domaines, en particulier l’électronique. Un analyseur de spectre est compliqué à réaliser et donc coûte cher, il reste cependant un appareil incontournable pour l’électronicien. Nous proposons de réaliser un système permettant d’afficher sur un oscilloscope le spectre d’un signal issu d’un générateur basse fréquence, dans une bande de fréquence allant de 0 à 80kHz. Spectre : C’est une représentation fréquentielle d’un signal, à chaque point défini du spectre correspond une sinusoïde de fréquence X et d’amplitude Y. Le signal représenté dans le domaine fré-quentielle par la courbe se trouve être, dans le domaine temporelle, la somme de toutes les sinusoïdes de fréquences Xi et d’amplitude Yi définies sur le domaine de définition. C’est la décomposition en série de Fourier, applicable aux signaux périodiques. Mathématiquement, on étend cette étude aux fonctions définies sur R par la transformée de Fourier, très utilisée en transmission numérique du signal. Un analyseur de spectre représente donc, sur son écran, la courbe correspondant à toutes les composantes fréquentielles du signal mesuré en entrée. Les utilisations d’un tel appareil en électronique sont nombreuses, on s’en sert par exemple lors de l’étude de modulateurs ou de démodulateurs. Les signaux sont généralement illisibles sur un oscilloscope, donc dans le domaine temporel, il est alors intéressant de pouvoir interpréter le signal via son spectre.

Note sur les analyseurs de spectres disponibles dans le commerce : L’analyseur de spectre ici présenté est entièrement réalisé à partir de composant analogique. Il parait évident que les solutions professionnelles n’utilisent pas de systèmes aussi simple que notre projet. En effet ce n’est pas le même principe de vobulation définit ci-joint qui est bien souvent retenu

dans les solutions spécialisées, mais un système de traitement numérique par



« transformations de Fourrier rapide » (notamment pour les applications basses fréquence type audio, comme c’est le cas pour nous). L’analyse se fait alors par des microprocesseurs dédiés au traitement du signal (DSP). La routine logicielle analyse un maximum d’échantillons du signal d’entrée, en définie les coefficients de Fourrier et trace la représentation de l’amplitude à chaque fréquence. L’avantage de ces méthodes est évidemment la précision et la linéarité due au traitement logicielle. Mais évidemment cette méthode a ses failles, la bande passante du spectre analysé est limitée par la vitesse d’échantillonnage en entrée.



Etude du système 1. Principe de fonctionnement On doit pouvoir visualiser un signal issu d’un générateur basse fréquence dans une bande allant de 0 à 80kHz. Le réglage du gain n’est pas prioritaire, le niveau du signal d’entrée pouvant être choisi précisément.

Il est utile de prévoir un réglage pour la dispersion, ainsi que pour la vitesse de balayage et la sélection de la fréquence centrale de visualisation. Le système utilise le principe d’un analyseur de spectre à balayage. Il se base sur une excursion périodique de fréquence, on mesure l’amplitude de chaque composante fréquentielle à l’aide d’un filtre d’analyse et d’un détecteur de crêtes. La fréquence de coupure du filtre d’analyse étant fixe, on réalise, en aval, un changement de fréquence sur le signal à mesurer. Afin de réaliser le balayage, de préférence linéaire, on utilise un générateur de rampe pour attaquer ensuite un oscillateur commandé en tension. La fréquence du signal émit évolue alors linéairement en fonction du temps, le mélangeur permet de réaliser l’excursion en fréquence. On visualise le spectre sur l’oscilloscope en mode XY, on trouve la rampe sur la voie X et l’amplitude des composantes sinusoïdales sur la voie Y. L’abscisse X de l’écran est donc balayée par le spot dont l’ordonnée Y correspond à l’amplitude de la fréquence mesurée pour ce point d’abscisse. On obtient alors une image continue du spectre du signal.

Atténuateur Mélangeur Filtre

d’analyse Détection

OscillateurGénérateur de rampe

OscilloscopeX

Y

Signal



2. Etude théorique On peut voir, ci-dessous, le principe du changement de fréquence :

Le signal X1 est le signal à mesurer qui peut contenir des composantes fréquentielles allant de 0 à 80kHz, X2 est le signal sinusoïdale, donc une seule raie, issu de l’oscillateur commandé en tension. Dans cet exemple, la fréquence du signal X2 va de 40kHz à 120kHz. On fixe pour le moment la fréquence de coupure du filtre d’analyse à 40kHz, nous verrons plus loin pourquoi. Les signaux W+ et W- représentent le signal issu du mélangeur, il faut rappeler que ce circuit réalise la multiplication de ces deux signaux d’entrée. Mélangeur : On pose x1(t) et x2(t) deux signaux sinusoïdaux d’amplitude respective X1 et X2 :

( )tXtx ⋅⋅= 1cos1)(1 ω Et )2cos(2)(2 tXtx ⋅⋅= ϖ On a alors en sortie du mélangeur :

( )( ) ( )( )21cos(21cos2

21)(2)(1)( ωϖωϖ −⋅++⋅⋅⋅

=⋅= ttXXtxtxts

Deux composantes de fréquence différente, l’une est l’addition des deux fréquences d’entrées, l’autre la soustraction. A noter l’amplitude des deux raies égale à la multiplication des signaux d’entrées divisée par 2. Dans la figure ci-dessus, W+ représente le signal issu de l’addition du signal à mesurer et de celui du VCO (Voltage Controlled Oscillator), W- celui de la

40kHz 80kHz 120kHz

Repliement du spectre !

X2X1

W+ W-

W- : signal issu de X1 – X2

W+ : signal issu de X1 + X2



soustraction. Les pointillés représentent les signaux images. On remarque aussi que le spectre de X1 est translaté et « swappé » en W-, c’est d’ailleurs la composante qui nous intéresse. Pour X2 à 120kHz : On voit que le signal W- a été translaté de 40kHz. La fréquence mesurée par le filtre d’analyse est alors 80kHz. Pour X2 à 80kHz : W- est simplement « swappé », on mesure à 40kHz. Pour X2 à 40kHz : W- est translaté de -40kHz, on mesure le 0Hz, la composante continue. On remarque que le signal W- commence à se replier sur lui-même, ce phénomène s’appelle le repliement du spectre. Il entraîne une déformation du signal rendant sa mesure impossible. Par ailleurs, on peut voir que l’on se trouve à la limite, dans cette configuration, le signal se replie mais pas dans la bande passante du filtre d’analyse, il n’y a donc aucun problème de mesure. C’est pourquoi on choisi la fréquence de coupure du filtre d’analyse à 40kHz. Pour un souci de simplification de réalisation, les fréquences de travail doivent être les plus basses possibles. 40kHz est la fréquence adéquate, supérieur serait inutile et compliquerait la conception du système, plus bas, le repliement du spectre influe sur la mesure. Aussi, on souhaite mesurer un signal allant de 0Hz à 80kHz avec un filtre d’analyse situé à 40kHz : on en déduit donc la plage de fréquence nécessaire de l’OCT : de 40kHz à 120kHz. Remarque sur le repliement du spectre : On a considéré auparavant que le signal à mesurer se composait uniquement de composantes fréquentielles comprises entre 0 et 80kHz or en réalité le spectre d’un signal se compose de plusieurs composantes. Par exemple prenons un signal carré, il se décompose en une somme de sinusoïdes dont les fréquences sont les multiples de la fréquence du fondamental (f, 3*f, 5*f, 7*f, …) et dont les amplitudes respectives varient suivant une relation hyperbolique (1/n) (1, 1/3, 1/5, 1/7, …). Si on choisi un signal carré à 50kHz, on retrouvera une composante à 150kHz avec une amplitude non négligeable et le repliement du spectre perturbera alors la mesure. Il est donc obligatoire de filtrer fortement le signal d’entrée afin qu’aucune composante supérieure à 80kHz viennent perturber la mesure. D’où l’atténuateur présent sur le schéma fonctionnel. Le principe même du système est de visualiser sur un oscilloscope l’amplitude d’un signal correspondant à une fréquence bien précise contenue dans le signal à mesurer. Une rampe vient commander le balayage, à chaque point de cette rampe l’amplitude du signal en sortie du filtre d’analyse correspond à l’amplitude de la raie dans le spectre correspondant. Puisque aucune synchronisation entre le signal issu du filtre d’analyse et la rampe n’est prévu, il est nécessaire d’afficher sur l’oscilloscope la valeur maximum et non le signal sinusoïdal lui-même. Il faut donc réaliser une « détection de crêtes », en d’autre termes, obtenir un signal continu image de l’amplitude maximum du signal d’entrée du montage de détection.

Par contre, l’amplitude est susceptible de varier brusquement lorsque qu’une raie est détectée, le montage doit donc répondre rapidement.

Détection2 4 6 8

-1

-0.5

0.5

1



3. Atténuateur

Afin d’éviter le repliement spectrale et donc de ne pas perturber la mesure, le signal à mesurer doit être filtré. Toutes les fréquences supérieures à 80kHz doivent être enlevées dans l’absolue or on sait qu’un filtre n’est pas idéal. La courbe d’atténuation suit une pente plus ou moins raide en fonction de l’ordre du filtre qui doit donc être le plus grand possible. Il est aussi important que le gain soit nul et ne varie pas dans la bande passante, donc de 0 à 80kHz. La fonction d’approximation de Butterworth, dite de « Maximally Flat », est alors celle qui convient le mieux, elle offre une réponse fréquentielle la plus plate possible en bande passante. Réaliser un filtre d’ordre élevé est compliqué, le nombre de pôles complexes devenant nombreux, il est plus difficile de ne pas avoir un système oscillant, voir divergent. Nous nous réduirons à un ordre 6 qui nécessite donc 3 cellules du 2nd ordre cascadées.

Les abaques de Butterworth nous donnent la fonction de transfert normalisée à 3dB d’un filtre passe bas du 6ème ordre.

( ) ( ) ( )15176.0²14142.1²19318.1²1)(

+⋅+⋅+⋅+⋅+⋅+=

sssssssFT

Pour réaliser ce filtre on utilisera 3 cellules de Sallen Key cascadées.

Il faut maintenant calculer les différents composants pour chaque cellule.

Atténuateur Mélangeur Signal

Atténuation

Fréquence 0 80kHz

3dB

Pente de 36dB par octave

1

q*C0

m*C0

R0R0VE VS



Cellule 1 : 9659.0=m et 0352.1=q , on fixe Ω= kR 10 100 =⋅⋅ pCR ω Avec kHzp 802 ⋅⋅= πω nFC 20 =

On obtient : nFCm 2.20 =⋅ et nFCq 2.20 =⋅

Cellule 2 : 7071.0=m et 4142.1=q , on fixe Ω= kR 2.10 100 =⋅⋅ pCR ω Avec kHzp 802 ⋅⋅= πω nFC 7.10 =

On obtient : nFCm 10 =⋅ et nFCq 2.20 =⋅

Cellule 3 : 2588.0=m et 8636.3=q , on fixe Ω= kR 3.30 100 =⋅⋅ pCR ω Avec kHzp 802 ⋅⋅= πω pFC 6000 =

On obtient : pFCm 1500 =⋅ et nFCq 2.20 =⋅

Nous avons maintenant les valeurs normalisées des composants pour les trois cellules, il faut ensuite simuler le bon fonctionnement du filtre. Afin de ne pas saturer les amplificateurs opérationnels, il est préférable de placer les cellules dans l’ordre décroissant de leur coefficient d’amortissement. Simulation :

-12V

+12V

V112Vdc

V212Vdc

+12V

-12V

0

V3

FREQ = 1kHzVAMPL = 1VVOFF = 0V

AC = 1V

0

VEU1ATL084

+3

-2

V+4

V-11

OUT1

+12V

-12V

+12V

-12V

VS

U2BTL084

+5

-6

V+4

V-11

OUT7

R3

1.2k

R4

1.2k

C3

2.2nF

C41nF

0

U2CTL084

+10

-9

V+4

V-11

OUT8

R5

3.3k

R6

3.3k

C5

2.2nF

C6150pF

0

R1

1k

R2

1k

C1

2.2nF

C22.2nF

0

Il est important de réaliser une simulation dans le domaine fréquentiel et de tracer les diagrammes de Gain et de Phase du filtre, mais il est aussi nécessaire de simuler en temporel pour vérifier la non saturation des amplificateurs.



Ci-dessous, les courbes de Gain et de Phase des 3 cellules cascadées.

Frequency

10KHz 30KHz 100KHz 300KHz 1.0MHzP(V(VS)/V(VE))

-800d

-400d

0d

SEL>>

(81.300K,-270.209)

DB(V(VS)/V(VE))-150

-100

-50

-0

(400.311K,-83.787)

(200.308K,-47.227)

(81.190K,-2.9825)

On remarque que le gain est bien nul en bande passante, il commence à chuter un peu au dessous de 80kHz pour atteindre -3dB à 81.2kHz, à cette même fréquence la phase vaut -270°. L’écart de 1.2kHz sur la fréquence de coupure théorique est dû aux arrondissements des valeurs des composants, ces dernières devant être normalisées. On peut voir aussi qu’à 200kHz, nous avons un gain de -47dB, de même, à 400kHz nous avons un gain de -83dB. Ceci montre bien l’ordre 6 du filtre avec 36dB d’atténuation par octave. Une autre simulation, dans le domaine temporel cette fois, a été faite avec un signal carré de fréquence 50kHz en entrée du filtre.

Frequency

0Hz 50KHz 100KHz 150KHz 200KHz 250KHz 300KHz 350KHz 400KHz 450KHz 500KHzV(VS)

0V

0.5V

1.0V

1.5V

(50.000K,1.2453)

V(VE)0V

0.5V

1.0V

1.5V

SEL>>

(50.000K,1.2736)

On voit bien les différentes raies à f = 50kHz, 3*f, 5*f, 7*f, …, qui composent le signal carré d’amplitude maximum 1V. On retrouve en sortie du filtre (VS), un signal composé d’une seule raie à 50kHz de même amplitude que celle du signal d’entrée. Le filtre ne sature donc pas.



4. Mélangeur

La fonction du mélangeur est de réaliser le changement de fréquence du signal à mesurer par l’intermédiaire de l’oscillateur local. Comme vu précédemment, il fait la multiplication de ses deux signaux d’entrées afin d’obtenir en sortie deux composantes fréquentielles, l’une dont la fréquence est égale à la soustraction des deux d’entrées, et l’autre à l’addition. Certains mélangeurs utilisent le principe des cellules de Gilbert pour réaliser la multiplication, le circuit que nous utiliserons dans notre application est un multiplieur analogique quatre cadrans, l’AD633. Possédant une bande passante de 1MHz, un slew rate de 20V/µs et une tension d’alimentation allant de ±8V à ±18V, il convient très bien à notre application. On peut voir dans la documentation constructeur la relation liant la sortie du circuit à ses trois entrées :

( ) ( ) 11.02121 −⋅−⋅−+= VYYXXZW Si on pose X2 = Y2 = Z = 0, et x1(t) et y1 (t) deux signaux sinusoïdaux d’amplitude X1 et Y1 comme précédemment :

( )tXtx ⋅⋅= 1cos1)(1 ω Et )2cos(1)(1 tYty ⋅⋅= ϖ

On a alors en sortie de l’AD633 :

( )( ) ( )( )( )V

ttYXW20

21cos21cos11 ⋅++⋅−⋅⋅=

ωωωω

Nous avons bien la multiplication des signaux x1(t) et y1 (t). A noter l’amplitude des com-posantes égale à la multiplication des amplitudes des signaux d’entrées divisées par 20.

Atténuateur Mélangeur Filtre

d’analyse

Oscillateur



Représentation spectrale :

Il faudra donc mettre tout simplement à la masse les broches 2, 3 et 6 du circuit comme l’indique le schéma ci-dessous (il est alimenté en ±12V) :

AD633

W7

X11

X22

Y13

Y24

Z6

+VCC8

-VCC5-12V

+12V

MELANGEURATTENUATEUR

VCO

Simulation : Le logiciel PSpice que nous utilisons ne fournit malheureusement pas d’instance simulable du circuit intégré AD633. La simulation s’effectuera alors avec les composants idéaux proposés à la place, comme celui dans la librairie /PSpice/ABM. L’instance MULT réalise la multiplication des deux signaux d’entrées de façon idéale, sans prendre en compte la constante de 1/10V, il faut donc la rajouter. Nous choisissons comme signaux d’entrées un signal carré d’amplitude 1V et de fréquence 10kHz, le signal à mesurer, ainsi qu’un signal sinusoïdal d’amplitude 1V et de fréquence 120kHz, le VCO. Soit le schéma de simulation suivant :

ω

V

X1

ω1

ω

V

ω2 X2

ω

V

ω2

X2

X1(X1.X2)/20

ω1

ω1-ω2 ω1+ω2

V2


V2

0

V1

0

V(%IN)/10 Vs

V1




En simulation temporelle on obtient la représentation spectrale de 0 à 200kHz ci-dessous :

Frequency

0Hz 20KHz 40KHz 60KHz 80KHz 100KHz 120KHz 140KHz 160KHz 180KHz 200KHzV(VS)

0V

20mV

40mV

60mV

SEL>>

(130.000K,49.973m)(110.000K,49.981m)

V(V1) V(V2)0V

0.4V

0.8V

1.2V

(120.000K,0.9995)(10.000K,1.0000)

On peut remarquer les deux signaux V1 et V2 d’amplitude 1V et de fréquence respective 10kHz et 120kHz. On retrouve aussi le signal de sortie VS composé de deux raies de 50mV d’amplitude chacune (1V divisé par 20) à 110kHz (120kHz – 10kHz) et 130kHz (120kHz + 10kHz).



+3

-2

OUT1

R

L1 2

C

VE

VS

5. Filtre d’analyse

Le filtre d’analyse est un filtre passe bande qui permet de garder uniquement la fréquence image de la composante fréquentielle mesurée, celle du signal d’entrée de l’analyseur de spectre. Dans l’idéal, sa fréquence propre, de résonance, doit être de 40kHz et son facteur de qualité le plus faible possible, donc un filtre le plus sélectif possible.

On se propose de réaliser un filtre passe bande actif du 2nd ordre à cellule LC. Soit le schéma suivant : On remarque un amplificateur inverseur, on a donc :

RZ

VeVs

−= Avec

pLpC

CLZ1

1//+

==

Si on simplifie on obtient :

LCpRLp

pLpCR

VeVs

²111

+−=

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛+⋅

−=

On en déduit alors la fréquence de résonance : CL

f⋅⋅⋅

=π2

10

Pour des raisons de stock on fixe tout de suite mHL 1= . Sachant que kHzf 400 = on a nFC 8.15= . On voit aussi que la valeur de la résistance R influe sur la bande passante, on la fixera à Ωk1 .

Fréquence

Gain 40kHz 20log K

Bande Passante

-3dB

Mélangeur Filtre

d’analyse Détection



Simulation : L’inductance n’est malheureusement pas idéale, elle possède une résistance série non négligeable, dans notre cas elle est de Ω60 . Soit le schéma de simulation suivant :

U1A

TL082

+3

-2

V+8

V-4

OUT1

+12V

-12VR1

1k

L

1mH

1 2

C1

15.8nF

Vs

0

Ve

0

V212Vdc

V312Vdc

0

+12V

-12V

R2

60

V1

FREQ = f VAMPL = 1VVOFF = 0V

AC = 1V

Ci-dessous, la courbe gain en dB du filtre en fonction de la fréquence.

Frequency

30KHz 32KHz 34KHz 36KHz 38KHz 40KHz 42KHz 44KHz 46KHz 48KHz 50KHzDB(V(Vs)/V(Ve))

-8.0

-6.0

-4.0

-2.0

0

2.0

(45.847K,-3.0022)(34.781K,-3.0108)

(39.980K,690.462m)

On peut remarquer que l’on obtient un peu de gain à la fréquence propre 40kHz. Cependant le facteur de qualité du filtre n’est pas très bon. La bande passante à -3dB est beaucoup moins étroite que prévu ( kHzkHzkHz 11781.34847.45 =− ), ceci est dû à la résistance série de l’inductance.



Pour contrer l’effet de cette dernière, il est possible d’ajouter une résistance comme l’indique le schéma suivant :

U1A

TL082

+3

-2

V+8

V-4

OUT1

+12V

-12VR1

10k

L

1mH

1 2

Vs

C1

33nF

0

Ve

0

V212Vdc

V312Vdc

0

+12V

-12V

PARAMETERS:r = 260f = 39kHz

R2

60

C2

33nF

R3r

0

V1

FREQ = f VAMPL = 1VVOFF = 0V

AC = 1V

On remarque que le condensateur précédemment dénommé C est remplacé par la mise en série de deux condensateurs. nFnFCCC 6.318.152221 =⋅=⋅== , nous choisirons comme valeur normalisée nFCC 3321 == . La résistance R3 permet de corriger l’influence de la résistance R2, afin de connaître la valeur de R3 qui donne le plus de sélectivité au filtre il est nécessaire de simuler le montage pour différentes valeurs de résistance. Une analyse paramétrique est parfaitement adaptée à ce type de simulation, c’est pourquoi on peut voir le paramètre r sur le schéma. Ci-dessous, la courbe gain en dB du filtre en fonction de la fréquence pour le paramètre r variant de Ω200 à Ω300 par pas de Ω10 :

Frequency

34KHz 36KHz 38KHz 40KHz 42KHz 44KHz 46KHz... DB(V(Vs)/V(Ve))

-30

-20

-10

0

10

20

30

(39.829K,-3.0719)(38.420K,-3.1108)

(39.120K,20.668)

On remarque une valeur de résistance comprise entre les deux extrêmes pour laquelle la meilleure sélectivité est obtenue ( Ω= 250r ). La fréquence propre n’est plus tout à fait à 40kHz ( kHz12,39 ), dû aux arrondis lors de la normalisation des valeurs des condensateurs), par contre nous avons beaucoup plus de gain ( dB20 ), même avec une résistance Ω= kR 101 . La bande passante est elle aussi bien meilleure kHzkHzkHz 5.15.3840 =− .



6. Détection

On appelle cette fonction la détection de crêtes, elle permet d’obtenir en sortie une valeur continue image de l’amplitude maximum du signal d’entrée. Il est possible de réaliser une détection synchrone mais nous nous limiterons à une simple diode de détection. La tension de seuil d’une diode étant d’environ 0.7V il est préférable de l’annuler en ajoutant un suiveur. Le principe est de charger un condensateur lors de l’alternance positive du signal et de le maintenir chargé lors de l’alternance négative. Puisque l’amplitude est susceptible de varier brusquement le système doit pouvoir répondre rapidement, il faut donc ajouter un réglage afin de contrôler la décharge du condensateur. On considère le schéma de simulation suivant :

On réalise une simulation dans le domaine temporel avec un signal sinusoïdal d’amplitude 5V et de fréquence 40kHz. La résistance R1 fait l’objet d’une analyse paramétrique.

Filtre d’analyse Détection

Y

Oscilloscope

U1ATL082

+3

-2

V+8

V-4

OUT1

-12V

+12V

D1

Vs

R1r

C1100nF

0

VeVe

V112Vdc

V212Vdc

0

+12V

-12V

V3


0

PARAMETERS:r = 30k



Ci-dessous, la courbes de Vs en fonction du temps pour le paramètre r variant linéairement de Ωk20 à Ωk100 par pas de Ωk20 :

Time

0s 50us 100us 150us 200us 250us 300us 350us 400us 450us 500usV(VS)

4.0V

4.2V

4.4V

4.6V

4.8V

5.0V

Lorsque la résistance de décharge est grande, le montage délivre une tension très stable en amplitude mais il met du temps à répondre. Dans le sens inverse, lorsque la valeur devient trop petite le signal n’est plus stable mais le système répond plus rapidement à une variation d’amplitude en entrée. 7. Générateur de rampe L’objectif de ce module est de fournir au convertisseur ‘tension - fréquence’ (V.C.O) un signal image des fréquences de balayage nécessaire a l’analyse du spectre. Le but est donc de générer une dent de scie aussi ‘propre’ que possible : C’est a dire avec un temps de monté aussi court que possible et un temps de descente dès plus linéaire. De plus la période D et l’amplitude T doit pouvoir être réglable.

Ωk100

Ωk20

Tension image de fin de « scan » de la fréquence (dans notre cas 120 kHz)

T

D

Tension image du début de « scan » de la fréquence (dans notre cas 40 kHz)



8. Oscillateur contrôlé en tension Le V.C.O est un traducteur tension / fréquence. Il produit un signal alternatif sinusoïdal de sortie dont la fréquence est directement proportionnelle à la tension continue du signal d’entrée. L’objectif du bloc est de fournir au mélangeur le signal sinusoïdal de période variable adapté pour le balayage en fréquence adapté. Réalisation des bloc V.C.O + Générateur de dents de scies conjoint : Pour des raisons de simplicité de réalisation il est plus facile de réaliser séparément les deux modules et de les réunir dans un second temps par l’intermédiaire d’un circuit d’adaptation.

L’oscillateur contrôlé en tension est réalisé avec un ICL8038. Le 8038 est un générateur de fonction capable de produire des signaux sinusoïdaux, carrés, triangulaires et des dents de scies. Une de ses spécificité c’est que la fréquence du signal généré est dépendant de la tension que l’on lui administre en entrée (pâte 8 du composant). C’est fonction permet d’utilisé l’ICL8038 comme VCO dans notre montage.

Représentation simplifiée du fonctionnement du V.C.O

U3 ICL8038

V+6

V-/GND11

SWOUT2

TOUT3

SQWOUT9

DCFADJ4

DCFADJ5

FMBIAS7

FMSIN8

SWADJ1

SWADJ12

TC10

-12V

C31220pF-12V

R3322k

R3212k

R3112k

VE

VS



Ce type d’utilisation est couramment utilisé dans le monde du modélisme, pour des applications de transmission de signaux (télécommande sans fils), les variations de fréquence étant plus faciles à transmettre que les variations de tensions. Il faut noter que le XR-2206 peut aussi être utilisé dans cette fonction, mais il semble que la linéarité tension/ fréquence soit de meilleure qualité. Son câblage est classique, en effet il est identique a celui fournit par le datasheet du fabricant. Il se trouve que les fréquence que l’on cherche a balayé sont facilement accessible avec le câblage traditionnel. L’étalonnage de ce composant n’étant vraiment pas facile il a été plus simple de mesurer expérimentalement les tensions nécessaire en entré pour obtenir une variations de fréquences de 40 a 120 KHz, et ensuite de réaliser un circuit d’adaptation a base d’amplificateur opérationnel qui adapte la rampe pour le bon balayage de fréquence. La seul astuce de conception est liée au fait que la tension de commande est définie par différence de potentielle avec la référence d’alimentation supérieure (+Vcc) Comme le circuit d’adaptation est réalisé avec des amplificateur opérationnel de type : TL082 (saturation de la tension de sortie aux environs des 8V pour une alimentation de 12V) il a était nécessaire d’alimenter le ICL8038 entre 0 et –12V pour pouvoir accéder a toute la plage de fréquence voulu.

La rampe est générée avec un autre générateur de fonction l’XR-2206, le câblage utilisé est lui aussi donné dans la documentation constructeur. La fréquence du signal généré est selon trois paramètres

- Sa fréquence - Son rapport cyclique - Son amplitude

0

20000

40000

60000

80000

100000

120000

140000

160000

-5 -4 -3 -2 -1 0

Série1Série3Série2

Fig. : Représentation graphique de la linéarité de la fréquence générée en fonction de la tension d’entrée



On trouve dans la documentation les formules :

211

)21(2

RRR

RRCFosc

+=

+= α

Où R1 est la résistance équivalente connectée à la pâte 7 du 2206, et R2 la résistance équivalente connectée à la pâte 8. On en déduis donc que pour obtenir un rapport cyclique le proche possible de « 0 » (la rampe étant inversé par l’étage d’adaptation, il est nécessaire de réaliser une rampe au rapport possible le plus bas possible) ; tout en ayant la possibilité de jouer sur la fréquence de balayage il est nécessaire de fixé R1 a une valeur basse par rapport a R2. Nous avons choisie une valeur de R1 a 3.6 KΩ et une valeur de R2 de 719 KΩ plus un potentiomètre en série de 1MΩ. Pour un condensateur de 470nF. Ce qui nous permet une plage d’utilisation théorique de : 2,47 a 5.88 Hz Le réglage de l’amplitude est directement lié à la plage de fréquence analysée par l’analyseur de spectre. Ainsi il est indispensable de pouvoir le régler par l’intermédiaire d’un potentiomètre. Ce réglage s’effectue par un potentiomètre câblé sur la pâte 3 de l’XR-2206. Les valeurs conseillées typiquement par le fabricant étant parfaitement adapté pour un réglage de l’amplitude sous alimentation +-12V nous les avons utilisé directement dans notre montage.



L’étage d’adaptation permet comme nous l’avons vue précédemment de rajouter un offset à la dent de scie. Le montage a amplificateur opérationnel utilisé est un montage « soustracteur inverseur ».

Le montage permet donc de « décaler » la rampe par soustraction d’une tension d’offset, cela permet de régler la dent de scie aux tensions adaptées pour que le VCO génère le signal variable de 40 à 120 KHz.



C32

390kR34

100nFVS

VE

9. Réalisation Pour la mise en commun des différentes fonctions nous avons dû ajouter quelques cellules d’adaptation, particulièrement un filtre passe haut à la sortie de l’oscillateur local et un amplificateur sommateur inverseur en complément de celui déjà présent en sortie du générateur de rampe. Il permet de polariser la rampe utilisée sur l’oscilloscope, en voie X. Nous avons remarqué que le signal sinusoïdal produit par le VCO possédait une composante continue, cette dernière influe sur le mélangeur en provoquant une sur-modulation en sortie de ce dernier. Il a donc fallu l’éliminer à l’aide d’un simple filtre passe haut passif du 1er ordre :

CRFc

⋅⋅⋅=

π21 , avec Ω= kR 390 et nFC 100=

HzFc 4= Afin de pouvoir régler proprement la position de la trace sur l’abscisse de l’oscilloscope il est nécessaire de pouvoir appliquer une composante continue à la rampe issue du générateur de rampe. Ayant déjà réalisé une cellule inverseuse pour commander le VCO nous avons décidé d’utiliser une cellule identique pour d’une part remettre la rampe dans le sens croissant et d’autre part pouvoir régler l’ « offset ».

Le montage sur plaque d’essai a assez bien fonctionné du premier coup, nous avons donc décidé de réaliser un circuit imprimé afin d’améliorer les performances générales du système. Outre l’ajout de prises BNC pour faciliter la connectique de laboratoire que nous utilisons à l’école, nous avons aussi ajouté quelques points de test pour rendre les mesures plus aisées avec des sondes. A noter aussi les différents potentiomètres qui permettent la calibration du système. Cf. schémas d’ensemble et routage en annexe. Les quelques améliorations qui auraient été judicieuse sont l’ajout d’un amplificateur logarithmique avant la voie Y de l’oscilloscope afin de redonner un peu de gain au signal et de permettre un affichage logarithmique sur l’oscilloscope, c’est d’ailleurs généralement ce que l’on trouve sur les analyseurs de spectre du commerce. Il aurait fallu aussi pouvoir modifier la fréquence centrale d’étude ainsi que la dispersion, dans sa configuration actuelle le système est figé pour un affichage de 0 à 80kHz.

VOIE_X

-12V

+12V

R68 1k

R661k

R65 1k

R67 1k+12V

U6BTL082

+5

-6

V+8

V-4

OUT7

SOM_INVERSEUR



Annexes - Schémas et routage de la carte analyseur de spectre à balayage.

5

5

4

4

3

3

2

2

1

1

D D

C C

B B

A A

+12V

-12V -12V

+12V

-12V

+12V

+12V

-12V

MESURE

ATTENUATEUR

Title

Size Document Number Rev

Date: Sheet o f

1/5 0.1

Projet Elec I3 - Analyseur de spectre : Attenuateur

A

1 1Friday, May 13, 2005

C13

2.2nF

R15

3.3k

C11

2.2nF

U1BTL084

+5

-6

V+

4V

-11

OUT 7R14

1.2k

C1+100nF

R13

1.2k

R12

1k

R11

1k

TP1

1

C1-100nF

U1ATL084

+3

-2

V+

4V

-11

OUT 1

U1CTL084

+10

-9

V+

4V

-11

OUT 8

C16150pF

C141nF

C122.2nF

C15

2.2nF

R16

3.3k

5

5

4

4

3

3

2

2

1

1

D D

C C

B B

A A

-12V

+12V

+12V

-12V

+12V

-12V

+12V

-12VMELANGEUR

VOIE_Y

Title


Date: Sheet o f

2/5 0.1

Projet Elec I3 - Analyseur de spectre : Filtre d'analyse et detecteur de cretes

A

1 1Friday, May 13, 2005

TP2

1

L21 1mH1 2

R24100

C23100nF

R2247

U2CTL084

+10

-9

V+

4V

-11

OUT 8

C2+100nF

R21

10k

U2BTL084

+5

-6

V+

4V

-11

OUT 7

C21

33nF

R23 1k

C2-100nF

R25

10k

C22

33nF

U2ATL084

+3

-2

V+

4V

-11

OUT 1

D21

5

5

4

4

3

3

2

2

1

1

D D

C C

B B

A A

-12V

-12V

-12V+12V

-12V

+12V

-12V

-12V

ATTENUATEUR MELANGEUR

SOM_INVERSEUR

Title


Date: Sheet o f

3/5 0.1

Projet Elec I3 - Analyseur de spectre : VCO et Melangeur

A

1 1Friday, May 13, 2005

TP4

1

C4-100nF

C32

390k

R3620k

R3212k

TP3

1

J7CON3

1 2 3

R34

100nF

U4

AD633

W 7X11X22Y13Y24Z6

+VCC8-VCC5

C3-100nF

R3322k

U3 ICL8038

V+6V-/GND11

SWOUT 2TOUT 3

SQWOUT 9

DCFADJ4DCFADJ5FMBIAS7FMSIN8SWADJ1SWADJ12

TC10

R3510K

C31220pF

C4+100nF

R3112k

5

5

4

4

3

3

2

2

1

1

D D

C C

B B

A A

+12V

-12V

+12V+12V

-12V

+12V-12V

+12V

+12V

+12V

-12V

SOM_INVERSEUR

VOIE_X

Title


Date: Sheet o f

4/5 0.1

Projet Elec I3 - Analyseur de spectre : Generateur de rampe

A

1 1Friday, May 13, 2005

U6ATL082

+3

-2

V+

8V

-4

OUT 1

TP5

1

U5 XR2206

AMSI1

STO 2MO 3

VCC4

TC15TC26

TR17TR28

FSKI9

BIAS10

SYNC 11

GND12

WAVEA1 13WAVEA2 14

SYMA1 15SYMA2 16

C6+100nF

R531M

TP61

1

TP62

1

C51470nF

R68 1k

R513.6k

C6-100nF

R5410k

R64 15k

R67 1k

R661k

C5+100nF

R63 1k

R6215k

R558.2k

R65 1k

R5239k

C521uF

R568.2k

R57680k

U6BTL082

+5

-6

V+

8V

-4

OUT 7

R61 12k

5

5

4

4

3

3

2

2

1

1

D D

C C

B B

A A

+12V

-12V

MESURE

VOIE_X VOIE_Y

Title


Date: Sheet o f

5/5 0.1

Projet Elec I3 - Analyseur de spectre : Connecteurs

A

1 1Friday, May 13, 2005

D2D1N4001

C14.7uF

J1

+12V

1

C24.7uF

J2

GND

1

J4BNC

1

2

J6BNC

1

2

J3

-12V

1

D1D1N4001

J5BNC

1

2

Item Number Part Reference Value1 C1 4.7uF2 C2 4.7uF3 C11 2.2nF4 C12 2.2nF5 C13 2.2nF6 C14 1nF7 C15 2.2nF8 C16 150pF9 C21 33nF10 C22 33nF11 C23 100nF12 C31 220pF13 C32 390k14 C51 470nF15 C52 1uF16 C1+ 100nF17 C1- 100nF18 C2+ 100nF19 C2- 100nF20 C3- 100nF21 C4+ 100nF22 C4- 100nF23 C5+ 100nF24 C6+ 100nF25 C6- 100nF26 D1 D1N400127 D2 D1N400128 D21 D1N414829 J1 +12V30 J2 GND31 J3 -12V32 J4 BNC33 J5 BNC34 J6 BNC35 J7 CON336 L21 1mH37 R11 1k38 R12 1k39 R13 1.2k40 R14 1.2k41 R15 3.3k42 R16 3.3k43 R21 10k44 R22 4745 R23 1k46 R24 10047 R25 10k48 R31 12k49 R32 12k50 R33 22k51 R34 100nF52 R35 10K53 R36 20k54 R51 3.6k55 R52 39k56 R53 1M57 R54 10k58 R55 8.2k59 R56 8.2k60 R57 680k61 R61 12k62 R62 15k63 R63 1k

64 R64 15k65 R65 1k66 R66 1k67 R67 1k68 R68 1k69 TP1 TEST POINT70 TP2 TEST POINT71 TP3 TEST POINT72 TP4 TEST POINT73 TP5 TEST POINT74 TP61 TEST POINT75 TP62 TEST POINT76 U1 TL08477 U2 TL08478 U3 ICL803879 U4 AD63380 U5 XR220681 U6 TL082

Documents

Analyseur de spectre à balayagedonpichol.free.fr/IFITEP/ANA/Analyseur_de_spectre.pdf · 2005-05-19 · Matthieu SIMON – Romain VINCENT Analyseur de spectre à balayage Projet d’électronique