Analyseur de Spectre Analog

AMET Bruno IUP GEII CSE

GUILLAUMEE Cédric

PROJET ELECTONIQUE ANALOGIQUE

ANALYSEUR DE SPECTRE

Année 2001/2002

2

SOMMAIRE

I INTRODUCTION ……………………………………………………… 03

II Générateur de rampe ……………………………………………………… 04

III Oscillateur commandé en tension ……………………………………….. 06

IV Filtre d’entrée ……………………………………………………………… 08

V Mélangeur ……………………………………………………………………… 11

VI Amplificateur ……………………………………………………………… 14

VII Filtre passe-bande ………………………………………………………. 15

VIII Compresseur logarithmique ………………………………………………… 19

IX Détecteur de crête ……………………………………………………… 21

X Compression logarithmique des fréquences ………………………………… 22

XI Synthèse / Tests finaux ……………………………………………………… 23

CONCLUSION ……………………………………………………………… 24

3

I Introduction

Le but de ce projet est la conception et la réalisation d’un analyseur de spectre

fonctionnant dans la gamme des fréquences audibles (20 Hz – 20 kHz).

Contraintes :

- Bande passante en entrée : 20 kHz

- Utilisation de l’AD633 pour le multiplieur

- Utilisation du 4046 pour le VCO

Schéma fonctionnel du système :

Solutions techniques envisagées pour chaque élément :

Passe bas : Filtre classique à une cellule du 2° ordre

Générateur de rampe : NE555

VCO : 4046

Mélangeur : AD633

Amplificateur : TL081

Passe bande : Filtre à coefficient de qualité variable

Compression logarithmique : Ampli log. à base de transistor et d’AOP

[Détection d’enveloppe]* : Diode et condensateur

* NOTE : Pour observer correctement le spectre fréquentiel nous devrons ajouter une détection d’enveloppe à la

fin du montage ; En réalité, il faudra même ajouter ce bloc à l’entrée de l’amplificateur logarithmique afin de lui

adapter correctement le signal car celui-ci ne doit pas être négatif.

Passe bas

K

Passe bande

fo=fi

Compress.

log.

Générateur

de rampe

Entrée

Réjection

d’image Mélangeur

VCO

Ampli Filtre

d’analyse

Mise en

forme

Balayage des

fréquences

Oscillo Y

Oscillo X

4

1 2 3 4 5 6

A

B

C

D

654321

D

C

B

A

Title

Number RevisionSize

B

Date: 15-Jun-2002 Sheet of

File: C:\Mes Documents\Projets_IUP\Elec_anal\Simulations\Projet.ddbDrawn By:

TRIG2

OUT3

4

CVOLT5

THOLD6

DISCHG7

8

1

RESET VCC

GND

U?

555

VCC

Vcc5

VCCVCC

R3

10k

R2

47k

R1

120

Rien

100

C0

10n

C1

47n

Q?

2N2907

VCC

Rampe.IC

IC0

0

II Générateur de rampe

1 – Etude théorique

Pour générer la rampe d’entrée du VCO, nous utiliserons un NE555 car ce composant

nous permet de générer très simplement ce type de signal.

Schéma structurel :

(ici, la résistance Rien ne

sert à rien, elle est

simplement utilisée pour la

simulation)

Selon sa documentation technique lorsqu’il est monté en générateur de rampe, le

signal de sortie Vs a cette allure :

La fréquence des rampes nous est donnée par la formule :

1

211

31

R

RRRC

Tf

e

Pour le système, la vitesse de la rampe correspond à la vitesse de balayage des

fréquences ; ce signal sera aussi utilisé comme voie X sur l’oscilloscope.

Par conséquent il faut que la fréquence de la rampe soit assez élevée pour permettre un

affichage stable des fréquences sur un oscilloscope analogique classique (ref. fréquence de

l’œil f>30 Hz), sur un oscilloscope de type numérique qui serait capable de mémoriser les

différentes traces, le problème du minimum de fréquence ne se poserait pas. Mais il faut aussi

que cette fréquence ne soit pas trop élevée afin de laisser aux différents éléments du montage

le temps de se stabiliser (en particulier le filtre passe bande).

Nous choisirons donc une fréquence de balayage de 100Hz environ.

Vcc

2Vcc/3

Vcc/3

0

T

t

Vs

5

Nous fixons arbitrairement (avec l’ordre de grandeur indiqué dans la documentation) :

- C1 = 47nF

- Re = 47k

- R2 = 10k

Dans ces conditions R1 = 800

Mais cette valeur de R1 n’est pas suffisante car en pratique, pour que la rampe soit

générée, il faut que le transistor délivre un courant suffisamment important.

Comme la fréquence de 100Hz souhaitée n’est qu’approximative, nous choisirons

R1=1k, ainsi la fréquence théorique obtenue sera de 123Hz.

Le fait que la rampe aille de Vcc/3 à 2Vcc/3 et non 0-Vcc nous arrange beaucoup car

comme nous le verrons plus tard dans l’étude du VCO, le circuit 4046 a un comportement non

linéaire lorsque sa tension d’entrée est proche des tensions d’alimentation GND et Vcc.

La tension d’alimentation Vcc sera de +5V afin que le signal de sortie soit compatible

avec le VCO 4046 qui lui-même sera alimenté avec cette tension.

2 – Mise en pratique

(Valeurs pratiques 2)

Valeurs théoriques Valeurs pratiques 1 Valeurs pratiques 2

Vmin 1.6 V 1 V 1 V

Vmax 3.3 V 3.3 V 3.2 V

f 123 Hz 125 Hz 80 Hz Les valeurs pratiques 1 et 2 ont été obtenues lors de deux séances de TP différentes.

Pour la suite de l’étude, en particulier dans les calculs de la fréquence générée par le

VCO, nous allons utiliser les valeurs pratiques de Vmin et Vmax afin d’obtenir par la suite

des résultats cohérents.

Mais avec un tel écart entre les valeurs théoriques et les valeurs pratiques, nous

pouvons remettre en cause le type de montage utilisé. En particulier au niveau de la fréquence

qui a varié d’environ 50% en quelques jours pour un même montage comportant exactement

les mêmes composants. Etant donné que la précision des mesures de fréquences de

l’analyseur de spectre dépend des tensions Vmin et Vmax (qui font correspondre aux valeurs

Vmax

Vmin

6

min et max des fréquences que nous allons relever), ce type de montage ne serait pas adapté

pour une production en grande échelle car ce montage n’est pas très reproductible ; à moins

de pouvoir jouer sur ces tensions à l’aide de potentiomètres.

La température pourrait avoir un rôle sur le comportement du transistor, celui-ci

influant sur la valeur de la fréquence. Dans notre montage, la fréquence de la rampe n’est pas

un élément critique à régler précisément. Mais si elle devait l’être, il faudrait penser à un

circuit de correction de l’influence de la température.

III Oscillateur commandé en tension


La tension d’alimentation de ce circuit se fera à Vcc = +5V du fait que les formules

données par la documentation constructeur pour les calculs de fréquences ne sont en fait

réellement valables qu’avec cette tension d’alimentation.


Fréquence du signal de sortie en fonction de la tension d’entrée :

6 7 5 11 12

9 4046 4

16

Vcc

C1 R2 R1

Vs Ve

0 1 3.3 5

Fmax’

Fmax

Fmin

Fmin’ Ve

f

7

La documentation constructeur nous donne les formules suivantes :

VàVepFCR

f

àVepFCR

f

532

1'

032

1'

11

max

12

min

nous fixons C1=2.2nF

Nous voulons obtenir fmin=10kHz pour Ve=1V et fmax=30kHz pour Ve=3.3V (Le

choix des valeurs fmin et fmax sera développé dans la partie « mélangeur »).

Donc la courbe de réponse f=f(Ve) est linéaire et a la forme f=8000Ve+2000

(Toujours selon la documentation, cette courbe de réponse n’est pas linéaire lorsque l’on

approche des tensions d’alimentation, mais comme nous ne pouvons pas quantifier cette non-

linéarité avec exactitude, nous allons la négliger dans les prochains calculs).

Par extrapolation et à l’aide d’un produit en croix nous déterminons les valeurs fmin’

et fmax’ qui correspondent aux valeurs de Ve de 0 et 5V qu’il faudra utiliser pour les calculs.

Fmax’=42kHz

Fmin’=2kHz

Dans ces conditions, R1 = 10.6k et R2 = 224k

Pour prendre des valeurs normalisées dans la série E12, nous prendrons R1=10k +

potentiomètre ; et R2=220k + potentiomètre.

Le circuit 4046 nous délivre en sortie un signal carré (0-5V), nous effectuerons donc

en sortie du VCO un filtrage basique du 1° ordre pour éliminer la plupart des harmoniques

indésirables.


Mode opératoire : Nous appliquons en entrée du VCO des tensions continues égales aux

tensions limites de la rampe (Vmin et Vmax) :

Mesure de fmin ; Ve=1V :

fmin=7kHz [pour R2 = 220k]

fmin=10.2kHz [pour R2 = 440k]

La valeur théorique de R2 doit être doublée pour obtenir en sortie la fréquence fmin

voulue avec Ve=Vmin=1V.

8

1 2 3 4 5 6

A

B

C

D

654321

D

C

B

A

Title

Number RevisionSize

B


File: C:\Mes Documents\Projets_IUP\Elec_anal\Simulations\passebande.ddbDrawn By:

2

3

74

6

1

5 U?

TL081V

0

R3

1.2k

R2

1.2k

C2

3.3nF

GNDGND

GND

VCC

VDD

entree

C1

15nF

R1

1.2k

Sortie

Mesure de fmax ; Ve=3.3V :

fmax=33kHz [pour R1 = 10k]

fmax=30.2kHz [R1 = 12k]

La valeur de R1 ne nécessite qu’un petit réglage pour obtenir en sortie la fréquence

fmax voulue.

Ainsi réglé, le VCO va sortir une « rampe » de fréquences allant de 10kHz à 30kHz

avec une fréquence de balayage d’environ 100Hz (rythme du générateur de rampes).

Le fait que les valeurs des résistances soient différentes de celles attendues en pratique

est principalement dut au fait que nous nous sommes basés sur une droite linéaire pour les

calculs alors qu’en fait la réponse fréquence / tension n’est pas linéaire.

IV Filtre d’entrée


Ce filtre nous sert à ne laisser passer que le signal que nous allons analyser, ceci afin

de ne pas récupérer de fréquences images lors du changement de fréquence.

Caractéristiques attendues : - Bande passante : 20kHz (à –3dB)

- Gain constant de 1 sur toute la bande passante


Nous avons utilisé une structure de Rauch classique pour synthétiser ce filtre.

9

A partir de ce bloque « filtre d’entrée », les circuits seront alimentés en 15V afin

d’avoir la plus grande plage possible d’amplitude du signal d’entrée.

On pose R1=R2=R3=R

La fonction de transfert du montage est :

221 3²²1

1

jRCCCRVentrée

Vsortie

La pulsation de coupure est :

21

0

1

CCR

Le coefficient d’amortissement réduit est :

2

1

3

1

C

Cm

Nous voulons m=0.707 afin qu’il n’y ait pas d’amplification du signal (pas de dépassement

sur une réponse indicielle).

Nous déduisons donc que C1=4.5*C2

Nous fixons ensuite R=1.2 k

De là, nous pouvons calculer C2=3.3nF et C1=15nF pour obtenir la bonne fréquence de

coupure f0=20kHz.

2 – Simulation

D’après le résultat de la simulation, nous voyons que le gain est nul sur quasiment

toute la bande passante. A 20kHz, le gain est de –3dB, ce qui correspond à la théorie.

10

-30

-25

-20

-15

-10

-5

0

5

1 10 100


F G

1 kHz 0.0 dB

5 kHz 0.0 dB

10 kHz -0.3 dB

15 kHz -1.3 dB

16 kHz -1.6 dB

17 kHz -2.0 dB

18 kHz -2.4 dB

19 kHz -2.8 dB

20 kHz -3.1 dB

22 kHz -4.2 dB

50 kHz -16.5 dB

100 kHz -28.8 dB

La fréquence de coupure à –3dB est donc de 20kHz

Sur toute la bande passante, le gain est quasiment nul, mais de 17 à 20kHz, le gain

varie entre –2 à –3dB.

Le cahier des charges ne spécifie pas l’atténuation maximale acceptable dans la bande

passante. Nous avons donc choisi le cas classique de la bande passante à –3dB. Au maximum

nous aurons une baisse de 30% (-3dB) du signal à 20 kHz dans la bande passante.

Si les signaux à mesurer devaient être plus précis dans la bande passante, il faudrait

soit choisir un filtre de meilleure qualité (ordre plus élevé – synthèse plus complexe), soit

prendre une fréquence de coupure un peu plus élevée (25 ou 30kHz), quitte à faire passer un

peu de signaux non désirés, et ainsi n’atténuer les signaux qu’un peu plus haut en fréquence.

11

V Mélangeur


Principe du changement de fréquence à l’aide d’un multiplieur :

tBb

tAa

ol

p

cos

cos

Le signal b sera le signal provenant de notre oscillateur local, le VCO (fréquence fol variable)

Le signal a sera le signal à étudier ; à transposer en fréquence (plage de fréquences fp)

ttAB

S olpolp coscos2

Exemples : [Fréquences extrêmes générées par le VCO]

Fol=10kHz Fol=30kHz

Le spectre de fp est décalé de +fol (0Hz se retrouve en fol / 20kHz se retrouve en

20kHz+fol) et de –fol. Dans le deuxième cas, lorsque les fréquences sont théoriquement

négatives, on a en pratique leur valeur absolue, ce qui entraîne dans certains cas à des

recouvrements de spectres qu’il ne faut pas ignorer afin de ne pas avoir de mauvaises

surprises.

Fp-fol

a

b

S

ttBAbaS olp coscos

fp+fol fp+fol Fp-fol

0 10k 20k 30k f 0 10k 20k 30k f

Amplitude du

signal résultant

Composante

additive

Composante

soustractive

Spectre de base

transposé en

fréquence de +fol

12

Cas réels : fol varie de 10kHz à 30kHz / fp est un spectre aléatoire qui va de 0 à 20kHz :

On remarque d’après ces spectres qu’il y a deux fréquences particulières à 10kHz et

30kHz où toutes les fréquences passent :

Si on considère la bande fp+fol, 30kHz est la fréquence particulière où on va retrouver

progressivement toutes les composantes du spectre du signal d’entrée. A fur et à

mesure que fol va augmenter, on va obtenir sur cette fréquence 20kHz 0Hz

fp

fp-fol fp+fol

fp-fol fp+fol

fp-fol fp+fol

fp-fol fp+fol

fp-fol fp+fol

0 10k 20k 30k f 0 10k 20k 30k f

0 10k 20k 30k f

0 10k 20k 30k f

0 10k 20k 30k f

0 10k 20k 30k f

0 10k 20k 30k f

fol

S

S

S

S

S

fol = 10kHz

fol = 15kHz

fol = 20kHz

fol = 25kHz

fol = 30kHz

13

Si on considère la bande fp-fol, 10kHz est la fréquence particulière où on va retrouver

progressivement toutes les composantes du spectre du signal d’entrée. A fur et à

mesure que fol va augmenter, on va obtenir sur cette fréquence 0Hz 20kHz

Nous pourrions choisir 10kHz comme fréquence fi du fait que les fréquences reçues

vont dans le sens croissant en fonction de la rampe alors que la réception se fait à l’envers sur

30kHz.

Mais nous remarquons tout de même qu’à certains moments plusieurs fréquences sont

présentes sur les deux fréquences particulières :

Sur 30kHz, quand fol=30kHz nous recevons la composante 0Hz (0+30kHz) du signal

d’entrée (ce qui est normal) ainsi que cette même fréquence 0Hz donnée par

|0-30kHz|. Donc sur 30kHz, nous recevrons le spectre inversé avec une amplitude

doublée en 0Hz.

Sur 10kHz, quand fol=10kHz nous recevons la composante continue donnée par

|0-10kHz| (ce qui est normal dans ce cas), ainsi que cette même fréquence donnée par

0+10kHz, ainsi que la fréquence 20kHz donnée par 20kHz-10kHz. Donc sur 10kHz

nous obtenons une grosse erreur lorsque nous voulons mesurer 0Hz.

Dans tous les cas, nous commettons une erreur quand nous mesurons la fréquence 0Hz.

Mais de toute façon, le cahier des charges n’impose pas de mesure sur cette fréquence. Donc

les deux fréquences 10kHz et 30kHz sont valables pour servir de fréquence fi.

Nous choisirons donc de fixer fi à 30kHz afin d’éviter qu’il y ait trop de

recouvrements en basse fréquence. Certes la mesure des fréquences du spectre se fera dans le

sens décroissant, mais nous utiliserons le mode « inversion » de l’oscilloscope sur la rampe

pour finalement avoir une image correcte du spectre.

2 – Simulation

[illustration du changement de fréquence]

fp

fol

(fp+fol)

& (fp-fol)

On met juste ici en évidence le changement de fréquence ; Nous récupérons en sortie

deux harmoniques à fp+fol et fp-fol et par filtrage nous n’allons en garder qu’une seule.

14


Sur les entrées du multiplieur, nous avons appliqué la rampe de fréquences (sortie du

VCO) ainsi qu’une sinusoïde quelconque (correspondant au signal réel à analyser).

Vu les spectres obtenus en simulation, nous devions obtenir en sortie du multiplieur un

signal modulé AM. Et en effet, le signal de sortie obtenu est bien un signal correspondant à de

la modulation AM. Nous n’avons pas pu obtenir le spectre de ce signal car la fréquence de la

rampe de fréquences (100Hz) n’est pas assez rapide pour permettre une analyse correcte du

signal.

VI Etage d’amplification


Pour rentrer le signal du VCO dans le multiplieur, nous utilisons un condensateur de

liaison, l’amplitude du signal est alors de 2.5V.

A la sortie du multiplieur nous obtenons donc un signal d’amplitude 20

5.2Ve et nous

ne voulons que l’amplitude de Ve (qui est celle à analyser).

De plus nous verrons par la suite que le filtre passe bande amènera un certain gain sur

la fréquence fi que nous voulons étudier.

Sortie du VCO

Sortie du VCO

Signal d’entrée

Signal d’entrée

15

Cet étage d’amplification devra donc compenser les atténuations entraînées dans la

multiplication du signal et l’amplification ainsi que le gain du filtre passe-bande.

Nous devons donc réaliser un amplificateur ajustable sur une base de 20/2.5=8.

Nous prenons un schéma classique à amplificateur opérationnel (nous utiliserons un TL081) :

2

11

2

218

R

R

R

RR

Ve

Vs

Donc 72

1

R

R

Les meilleures valeurs de résistances normalisées vérifiant ce rapport sont :

R1=10k et R2=1.5k

R2 sera associée à un potentiomètre pour le réglage de la correction à effectuer sur le gain du

passe-bande.

VII Filtre passe-bande


Le passe bande doit donc être capable de nous restituer uniquement la fréquence fi

prédéterminée à 30kHz.

Nous allons utiliser une structure permettant de fixer indépendamment la fréquence

centrale f0 et le facteur de qualité Q.

R1

R2

Vs

Ve

16

1 2 3 4 5 6

A

B

C

D

654321

D

C

B

A

Title

Number RevisionSize

B


File: C:\Mes Documents\Projets_IUP\Elec_anal\Simulations\passe _bande_gui.DdbDrawn By:

C1

1.66n

C2

1.66n

R1

100k

R5

1k

R3

100k

R2

10k

R4

20k

V1

0

2

3

74

6

1

5 U1

TL081

2

3

74

6

1

5

U2

TL081

VCC

VCC

VDD

VDD

GND

sortie

entree


La fonction de transfert de ce montage est :

²²2 521

3

4211

2

CRRRR

RRRCjRRR

CRjR

Ve

Vs

ss

s

La fréquence centrale est donnée par :

s

s

RRR

RR

Cf

21

1

02

1

Le facteur de qualité Q s’obtient par :

42351

51523

2 RRRRR

RRRRRQ

17

Le gain à la fréquence centrale est :

42151

532

02 RRRRR

RRRH

Nous voulons f0=fi=30kHz, un facteur de qualité le plus élevé possible (~30), ainsi

qu’un gain nul à la fréquence centrale.

Nous allons déjà fixer C, R1, R2 et R5 pour obtenir la bonne fréquence centrale :

Nous fixons d’abord C=1.5nF, on en déduit ensuite les valeurs de résistances :

R1=100k R2=12k R5=1k

Ensuite nous cherchons les conditions sur R3 et R4 pour avoir un gain de 0 à la

fréquence f0 :

H0=1 R4=R3/100

Enfin, nous fixons R3 qui règle le facteur de qualité Q :

Q=30 R4=2000*R3

Nous obtenons donc ici deux équations impossibles à vérifier en même temps. Nous

allons donc faire un choix en accordant plus d’importance à la valeur Q=30 car

l’amplification H0 est corrigeable en amont grâce au montage amplificateur.

De manière empirique, nous obtenons les meilleurs résultats avec les composants :

R4=20k et R3=100k

(voir simulation)

18

2 – Simulation

La fréquence centrale est de 30kHz et la bande passante est de 1kHz, donc Q=30.

En revanche, nous avons une amplification de 8dB à la fréquence centrale, mais elle pourra

être corrigée par le circuit amplificateur.


Courbe de réponse du filtre :

Nous avons notre fréquence centrale à 30kHz ; la bande passante est de 1.5kHz

Donc Q=20.

Le gain Ho est de 2dB à la fréquence centrale ; Ce gain sera donc corrigé en amont.

Seul inconvénient, en dehors de la bande passante, le filtre n’atténue pas autant que nous le

souhaiterions.

-15

-10

-5

0

5

10000

19

1 2 3 4 5 6

A

B

C

D

654321

D

C

B

A

Title

Number RevisionSize

B


File: E:\Mes Documents\Projets_IUP\Elec_anal\Projet pas à nous\Simulation_Projet pas a nous.ddbDrawn By:

2

3

74

6

1

5 U1

TL081

R

GND

Vs

Ve

GND

V1

VSIN

T12N2222

GND

VCC

VEE

2

3

74

6

1

5 U?

TL081

VCC

VEE

GND

R1

1k

R2

1k

Vs2

VIII Amplificateur logarithmique


Le bloc « amplificateur logarithmique » va effectuer une compression logarithmique

du signal à visualiser afin de permettre une lecture des amplitudes en dB.

L’inconvénient est que le système complet mis en œuvre nous délivre beaucoup de

bruit de faible et moyenne amplitude. Si l’on donne plus d’importance à ces signaux que les

signaux de grande amplitude, les signaux utiles risquent d’être noyés dans le bruit.


VeKVs ln2 avec K=-Vt=-25mV

=R*Iss

Nous voudrions une équation du type : Vs=K*lnVe ; avec K positif

Nous allons donc compenser la valeur de K par un montage inverseur ayant une amplification

de base de 1/Vt=40 et variable permettant d’ajuster le niveau de réception.

Et nous ramènerons à 1 en choisissant R=1/Iss ; Comme nous ne connaissons pas avec

exactitude la valeur de Iss, nous allons prendre un potentiomètre pour R.

Dans notre montage inverseur, R1 sera égal à 39k et R2 à 1k.

Ampli. log. Montage inverseur

20

2 – Simulation

Réponse à un signal sinusoïdal : Réponse à une rampe :

Courbe d’amplification du montage Vs/Ve:

Le montage a donc une amplification plus importante lorsque le signal d’entrée Ve est faible.

Ve

Vs/Ve

50mV 0.2V 0.37V 0.53V 0.7V 0.85V 1V 1.2V 1.33V

9

2.4

0.4

21

1 2 3 4 5 6

A

B

C

D

654321

D

C

B

A

Title

Number RevisionSize

B


File: C:\Mes Documents\Projets_IUP\Elec_anal\Simulations\Projet.ddbDrawn By:

2

3

74

6

1

5 U?

TL081

VCC

VEE

C

R

GND

GND

D?

1N4148

Vs

Ve

IX Détecteur de crête

Le précédent montage nécessite un signal d’entrée positif pour les équations qui lui

sont associées soient valables.

De plus, pour permettre de visualiser correctement le spectre sur l’oscilloscope nous

ne devrons garder que l’enveloppe du signal.

Nous allons donc réaliser un détecteur d’enveloppe que nous insèrerons avant

l’amplificateur logarithmique.


Ce sera donc un signal de 30kHz d’amplitude variable qui attaquera ce montage.

Comme il faut que toutes les amplitudes soient restituées, nous créons tout d’abord une diode

sans seuil grâce à un montage à amplificateur opérationnel qui divise par K (coefficient

d’amplification de l’AOP – Très élevé) le seuil de la diode (initialement de 0.7V).

Ensuite nous effectuons un filtrage passe-bas grâce à l’association de R et C.

Comme la fréquence à lisser est de 30kHz, nous prenons RC~40µs.

Alors C=47nF et R=820.

Résultat de simulation :

22

X Compression logarithmique des fréquences

Afin de permettre une visualisation des fréquences sur une échelle logarithmique, nous

pouvons effectuer une petite modification du système.

A la place de balayer les fréquences de façon linéaire, nous pourrions le faire de

manière logarithmique et ainsi passer plus de temps sur les basses fréquences.

Cela fait penser à une charge de condensateur. En effet, plutôt que d’utiliser une rampe

pour faire varier le VCO, nous pourrions utiliser un circuit qui ne nous fournirait que des

charges de condensateurs.

Nous pouvons donc créer un montage astable (ayant un temps à l’état bas négligeable),

toujours à base de NE555, qui chargera un condensateur C.

Lorsqu’il est monté en astable, le NE555 possède deux résistances Ra et Rb qui fixent

les temps à l’état haut et bas. Nous pourrons donc fixer Rb à 0. Donc Ra et C serviront à fixer

la fréquence de fonctionnement.

La sortie pourra directement se prendre aux bornes du condensateur.

23

XI Mise en situation de l’ensemble

Une fois les différentes fonctions testées et câblées ensemble, nous branchons la rampe

sur la voie X d’un oscilloscope et la sortie du système sur la voie Y.

Avec le filtre passe-bande accordé à 30kHz, nous utilisons le mode « invert » de

l’oscilloscope pour la voie X.

Grâce au mode XY, nous pouvons visualiser l’amplitude des différentes fréquences du

signal d’entrée sur l’écran de l’oscilloscope.

Lorsque nous appliquons un signal sinusoïdal à l’entrée de l’analyseur de spectre, nous

pouvons observer un lobe qui se trouve totalement à gauche de l’écran pour un signal continu,

et totalement à droite pour un signal à 20kHz.

La largeur du lobe n’est pas négligeable et ne nous permet pas de mesurer avec

précision la fréquence affichée.

Le VCO utilisé nous délivre un signal carré, cela entraîne la création d’une multitude

d’harmoniques qui passent dans le multiplieur pour le changement de fréquence. Il y a ainsi

plusieurs duplications du spectre d’entrée à des amplitudes différentes. C’est ce qui est

principalement responsable de la mauvaise visualisation du signal de sortie.

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CONCLUSION

L’étude d’un analyseur de spectre n’est pas chose simple car elle demande beaucoup

de rigueur et de précision dans le choix et le calcul des composants pour permettre d’obtenir

au final une courbe de fréquences exploitable à l’oscilloscope.

Pour permettre une meilleure précision de la lecture des fréquences, il faudrait utiliser

un VCO le plus sinusoïdal possible ainsi qu’un filtre passe-bande ayant un coefficient de

qualité idéalement infini (en pratique il faudrait déjà essayer d’obtenir Q=1000). De plus le

VCO n’est pas totalement stable et dépend de la rampe générée par le NE555 ; nous pourrions

faire une synthèse de fréquence numérique à base d’un quartz, d’une PLL et d’un diviseur de

fréquence programmable ce qui permettrait d’avoir un changement de fréquence stable et

précis.

Tel que nous l’avons conçu, le système n’est pas très reproductible. Pour une

industrialisation d’un appareil basé sur les schémas et technologies utilisés ici, il faudrait

placer une multitude de potentiomètres pour permettre d’effectuer des réglages précis et fins

sur chaque appareil, et malheureusement augmenter ainsi leur prix de fabrication par le

nombre de composants supplémentaires utilisés et le temps passé aux différents réglages

individuels.