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8/3/2019 Communications numriques avancs_CH1_cor
1/75
Systmes de communicationsnumriques avancs
Professeur Francois Gagnon
1
8/3/2019 Communications numriques avancs_CH1_cor
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Sommaire du chapitre 1 Introduction aux communications numriques
Modulateur
Rcepteur numrique
Filtrage adapt
ISI et Nyquist
Taux derreur binaire sans ISIPerformance des modulations
2
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Modulateur
3
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Schma-blocs dune chane de
transmission
Source Codeur
source
Codeur
CanalModulateur
Canal
Dcodeur
sourceDcodeur
CanalDmodulateur
Source
estime
4
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Dbit binaire
Conversion bits/symboles
DbModulateur
DsCanal
Dbit binaire : Db= 1/Tb o Tb est la dure d'un bit en seconde
Symbole: Signal lectrique de dure Ts
Pour M symboles, un symbole code Log2(M) bits
Db=Ds.Log2(M)
5
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Symboles en bande de base, M=4
Pour dfinir le symbole s(t) peut jouer sur un de ces paramtres : Amplitudefrquence , ou une combinaison de ces paramtres.
)2cos()(iiii
tfAts +=Symbole numro i
iA
if
i
6
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Symboles sur frquence porteuse
)2sin()sin()2cos()cos()( tfAtfAtsiiiiiii
=
Un symbole est reprsent par un vecteur dans le diagramme de Fresnel (cosinus /sinusou I/Q)
iiiii
)(1
ts)(2
ts
)(3
ts)(4
ts
Diagramme de Fresnel vectoriel
)(1
ts)(2
ts
)(3
ts)(4
ts
Diagramme de constellation 7
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Exemple de modulations (1/2)
8
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Exemple de modulations (1/2)d
Symboles repartis sur leplan IQ: Augmentationde la distance entre deuxsymboles
d
16-PSK16-QAM
32-QAM 9
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Capacit du canal (Shannon)metteur
Bits misCanal
AWGN deBande B
RcepteurPs
AWGN: Additive white Gaussian noisePs= puissance du signal reuPn= uissance du bruit re u La capacit du canal AWGN est donne par:
Pn
-B +B
SNR=Ps/Pn
C=B.log2(1+SNR) (bits/sec)
Ex: SNR(dB)=40 dB; B=3100 HzC=??
KbpsLnLnC 41)2(/)101(.3100)101(log.3100
44
2=+=+=
Canal pass-bas
10
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Rcepteur numrique
11
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Rcepteur numrique
Architecture dun rcepteur numrique
Prise de dcision
12
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Architecture dun rcepteur
numrique
Rcepteur
-1
-0.5
0
0.5
1
1.5
2
Aplitude
-1
0
1
2
3
Aplitude
0 20 40 60 80 100 120 140 160 180-2
-1.5
Temps
0 20 40 60 80 100 120 140 160 180-3
-2
Temps
Objectifs:
-Prendre des dcisions sur les symbolesreus chaque instant Ts-Faire le moins derreurs possible
Besoins:
-Retrouver le rythme des symboles-Prendre des dcisions les Ts
13
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Architecture dun rcepteur
numrique, bande de base
ModulateurBits, Tb Symboles, Ts
Canal
0 20 40 60 80 100 120 140 160 180-3
-2
-1
0
1
2
3
Temps
Aplitude
Dcisions
Synchronisation horloge symboles (Ts)
k.Ts
Suite de symboles
reusSuite de
bits reus
Rgle decodage
sur les bits (BER)TES: Taux derreur
sur les symboles
(SER)
14
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Exemple de metteur/rcepteur
numrique:8-PSK
ConversionDes bits en
signauxI/Q
BitsDb
I(t)
Canal
Q(t)
)2cos(0tf
)2sin(0tf
8-PSK
Dmodulateur
I/Q
Ir(t)
8-PSK
Qr(t)
Testdeladistance
entrelepo
intreude
coordonn
s(Ir,Qr)et
lespointsdela
conste
llation
Suite de bitsDb
15
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Notion de diagramme de lil
16
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Diagramme de lil: principe
Immunit la gigue dhorloge des symboles
17
Time (Tb)
Amplitude
Marge de bruit
bT
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Diagramme de lil principe
Canal parfaitsans bruit
Bit mis
Sortie du canal
Bit reu
tt
E e Dia ram
18
Signal NRZ de priode T la sortie dun canal parfait
-5 0 5
-1
-0.8
-0.6
-0.4
-0.2
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
Time
Am
plitude
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Diagramme de lil principe
Rponse impulsionnelledu canal
Bit emis
t
Priode T
-0.5
0
0.5
1
1.5
Amplitude
1919
Sortie du canal
Signal NRZ de priode TCanal: Filtre passe bas du 1er ordre fc=1/(T)
-5 0 5-1
-0.8
-0.6
-0.4
-0.2
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
Time
Amplitude
Eye Diagram
0 20 40 60 80 100 120 140 160 180 200-1.5
-1
Temps
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Diagramme de lil principe
Rponse impulsionnelledu canal
Bit emis
t
Priode T
-0.5
0
0.5
1
1.5
Amplitude
202020
Sorite du canal
Signal NRZ de priode TCanal: Filtre passe bas du 1er ordre fc=1/(4T)
-5 0 5-1.5
-1
-0.5
0
0.5
1
1.5
Time
Amplitude
Eye Diagram
0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000-1.5
-1
Temps
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Diagramme de lil principe
Rponse impulsionnelledu canal
Bit emis
t
Priode T
-0.5
0
0.5
1
1.5
Amplitude
21212121
Sortie du canal
Signal NRZ de priode TCanal: Filtre passe bas du 1er ordre fc=1/(10T)
-5 0 5
-1
-0.8
-0.6
-0.4
-0.2
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
Time
Amplitude
Eye Diagram
0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000-1.5
-1
Temps
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Filtrage adapt
22
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Filtrage adapt (1)
Un problme qui se pose souvent dans l'tude des systmes decommunication est celui de la dtection d'une impulsion transmise
sur un canal noy par le bruit de canal
23
tUne impulsion rectangulairet
Impulsion reue
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Filtrage adapt (2)Un filtre adapt est un filtre linaire conu :
-Minimiser le taux derreur binaire
-Maximiser le rapport signal sur bruit la sortie du filtre
)(tg )(tx Rponse impulsionnelle
)(ty )(iTy
)()()( twtgtx += )()()( 0 tntgty +=
24
)(tw
du filtre linaire invariant
dans le temps h(t)chantillonnage
t=T
x(t), la somme du signal g(t) et du bruit additif w(t), est lentre du filtre de rponseimpulsionnelle h(t). On considre que le rcepteur connait la forme donde du signal g(t). La
seule incertitude pour le rcepteur provient du bruit w(t).
La fonction de notre rcepteur est de dtecter le signal g(t) de manire optimale partir du
signalx(t)
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Filtrage adapt (3)Le but est de concevoir une rponse impulsionnelle h(t) du filtre permettant demaximiser le rapport signal sur bruit la sortie
Soient G(f) et H(f) les transformations de Fourrier de g(t) et h(t)alors:
+
25
0
La puissance du signal :
22
0 )2exp()()()(
+
=dfftjfGfHtg
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Filtrage adapt (4)Le bruit w(t) est un bruit blanc additif Gaussien de densit spectral de puissance gale N0/2, alors la densit spectrale du bruit n(t) est
20 )()( fH
NfS
N=
26
La puissance du bruit:
+
= dffH
N
tnE
202
)(2)]([
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Filtrage adapt (5)
Le rapport signal sur bruit:
+
+
=
dffHN
dfftjfGfH2
0
2
)(2
)2exp()()(
=
27
Notre problme maintenant consiste trouver partir de G(f) une forme particulire de lafonction de transfert H(f) du filtre maximisant
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Filtrage adapt (6)
Ingalit de Schwarz
Si et
alors
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)()()2exp()()(222
+
+
+
dffGdffHdfftjfGfH
Filtrage adapt (7)En appliquant lingalit de Schwarz au numrateur de , on aura:
29
)1)2exp((=
ftjavec En remplaant dans le rapport signal sur bruit:
dffGN
2
0)(
2
+
O
0
2
N
E
Avec cest lnergie du signal transmisdffGE2
)(+
=
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Filtrage adapt (8)A noter que le rapport signal sur bruit ne dpend pas de la fonction de transfert H(f) du filtremais seulement de lnergie du signal transmis.
La valeur optimale de H(f) est
)2exp()()( * fTjfkGfH =
30
La transforme inverse de Fourier de H(f) est
[ ]dftTfjfGkth +
= )(2(exp)()( *
)()(* fGfG = Pour les signaux rels
[ ]dftTfjfGkth +
= )(2(exp)()(
)()( tTkgth =
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Filtrage adapt (9)
)()( tTkgth =
La rponse impulsionnelle du filtre adapt est:
31
retarde de la forme donde du signal mis. Adapt la forme donde mise
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Filtrage adapt (10)Exemple du filtre adapt
Pour un signal rectangulaire
A
g(t)
32
Tt
T t
kA
h(t)
La rponse impulsionnelle du filtre adapt a exactement la mme forme du signal g(t)
T t
)(0 tg
TkA2
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Filtrage adapt (11)
Le filtre adapt est implment en utilisant le circuit intgration dchargecomme le montre la figure
Ralisation du filtre pour une forme rectangulaire
33
)(tr
T
0chantillonnage a chaque t=T
)(ty
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Filtrage adapt (12)Ralisation du filtre dans le cas gnral
Prenons la sortie du filtre )()()( thtrty =
dthrt
= 0 )()(
34
)()( tTkgth=Remplaons h(t) par
dtTgrtyt
= 0 )]([)()(Pour t=T
dgrTyt
= 0 )()()( )(tr
T
0
)(ty
)(tgCorrlateur
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ISI et Nyquist
35
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Interfrence inter-symbole (not en anglais Intersymbol interference(ISI) ) auralieu lorsque une pulse stale et interfre avec les autres pulses adjacents au tempsd chantillonnage
Lexemple si dessus montre ltalement des pulses la sortie du canal (Tb devient 2Tb), ce phnomne est caus par des canaux bandes limits
Interfrence inter-symbole
36
Data 1
bT
0 bT0bT bT
Data 0
bT 0 bT0bT bT
Pulse delargeur Tb
Sortie du canal
Pulse de largeur Tb
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Interfrence inter-symboleEntre binaire
La sortie du canal est la superposition de la sortie de chaque bit
1 1110 0
bT bT2 bT3 bT40 bT5
37
bT bT2 bT3 bT40 bT5
1 1110 0
bT bT2 bT3 bT40 bT5
Signal rsultant la sortie du canal
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)(thc
1
)(tx
A
2
* =)(tr
h+b
Interfrence inter-symbole
Transmettre deux bits dos dos sur un canal bande limit cause des interfrences inter-
symbole
39
h t
avecTh < Tb
tb
1 bit 0 bit
-A Th
t
b
1 bit 0 bit
Interfrence inter-symbole
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Combattre les interfrences inter-symbole1- Attendre un temps Th entre deux pulses successifs (Th intervalle de garde)
2- Concevoir un filtre qui combat les ISI
40
h t
)(thc
1
On suppose que Th < Tb
* =
tb
)(tx
A
1 bit 0 bit
h+b
t
)(ty
-A Thb
1 bit 0 bit
h+b
h
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Les interfrences inter-symbole (modle
mathmatique )
)(th )(thc )(thr)(ta )(ty )(ky
Mise en forme Canal Filtre galiseur
41
)(the
+
=
=n
bnnTtbta )()(
)()(*)()(ben ne
nTthbthtaty ==
+
=
chantillonnage t=t0+KTb
))(()()()(000 be
knn
nenbTnkthbthbkTtyky ++=+=
+
=
= Info utile + ISI
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)(th )(thc
)(thr
)(ta )(ky
Mise en forme Canal Filtre galiseur
)(the
Les interfrences inter-symbole
1er critre de Nyquist
42
=
=
0,1
0,0)(
k
kkTh
be
1er critre de Nyquist pour transmission sans ISI :
Dans le cas gnral:
sk
s
eT
T
kffH = )(*)(
1er it d N i t
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1er critre de Nyquist
Design du filtreFonction vrifiant le 1er critre de NyquistSupport spectral [-1/Tb, +1/Tb]
Symtrie par rapport au pointf=1/(2Tb)
)( fH
43
Tb
Tb/2
1/(2Tb) 1/Tb f
1er critre de Nyquist
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Tb
)( fHe
1er critre de Nyquist
Design du filtreFiltres de Nyquist coupure cosinusoidale (Raised cosine roll of filter )
44
1/(2Tb) 1/Tbfc f
factoroffRollarrondidFacteur
T
Tf
b
b
c
==
= '
2
1
2
1
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Filtre en RCF
Filtres de Nyquist : Raised cosine filters
/cos/sin TtTt
factoroffRollarrondidFacteur
T
Tf
b
b
c
==
='
2
1
2
1
b
c
Tf
2
)1( +=
45
RCF(f)
RCF(f)
RCF(f) 0
2
)/2(1/ bb TtTt
trc
=
bT
c
b
fT
f
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Filtre en rcf(t): roll off
0.6
0.8
1
e
he(t) pour =1
he(t) pour =0.5
he
(t) pour =0
Rponses impulsionnelles
46
-1 -0.8 -0.6 -0.4 -0.2 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1-0.4
-0.2
0
0.2
.
t
Ampl
itud
-Tb Tb2Tb-2Tb
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Filtre en RCF(f) roll off
)( fHe
47
f1/(2Tb)1/(4Tb)
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Filtre en RCF(f) roll off
48
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Choix du filtre en RCF
On choisira le filtre en cosinus surlev avec le roll off le plus grand possible pour les
raisons suivantes:
-1 Plus facile raliser car les pentes sont plus faibles
49
-2 Moins sensible la gigue de phase
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)(th )(thc
)(thr
)(ta )(ky
Mise en forme Canal Filtre galiseur
Critre de Nyquist : Filtre adapt
)(the
50
..rc
Filtre adapt : )2exp().().()(0
**ftjfHfHfH
cr=
)()( fRCFfHr
=
alors:
)(
)()(
fH
fRCFfH
c
= avec: 02))(( ftfRCFphase =
02))(())(())(( ftfHphasefHphasefHphase
rc=++
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Taux derreur binaire sans ISI(TEB)
51
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Rcepteur optimal ?M symboles
)(tei
Meee ,..., 21 )( fCCanal )(tn
)(trk
Dcision
te est re rsent ar un vecteur de dimension N dans une base de si naux de dimension Ns
52
NiNiii sasasae ....2211 ++=
kikner +=
i
i
kime observation reue
Exemple:
Modulation 64-QAMM=64
N=2: les composantes I(t) et Q(t)
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Rcepteur optimal MAP
Le rcepteur optimal MAP ( Maximum A posteriori) choisit chaque instant de prisede dcision, le symbole mis qui a la plus grande probabilit davoir t mis,connaissant le signal reu partir des observations
ie
kr = Signal reu linstant k.Ts
53
Objectif : trouver qui maximise la probabiliti
e ki rep
)(
)/().()/(
kr
ikri
ki
rp
erpePrep =
Il faut connaitre )(i
eP
)(i
eP = probabilit dmission du symbolei
e
)/(ikr
erp
= Densit de probabilit du bruit)/( ikr erp
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Rcepteur optimal MAP
Le rcepteur MAP cherche qui maximisei
e )/().( ikri erpeP
)/()/( iiknikr eerperp =
Dans le cas ou le bruit et les symboles sont indpendants:i
n
54
)()/(iknikr
erperp =
0
)(apn
)/(ir
eap
ieb
ieb
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Rcepteur optimal MAP
Dans le cas dun bruit additif Gaussien de moyenne nulle et de variance
Le rcepteur MAP doit choisir qui minimise :
2
ie
55
iik ePLner .22
b ( )
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Taux derreur binaire (TEB)
10...Modulateur
kTs
DcisionCanal
Pas de ISI et sans bruit : Niveau V1 1 misNiveau V0 0 mis
56
Pas de ISI et AVEC bruit : Niveaux proches de V1 1 misNiveaux proches de V0 0 mis
V0 V1
Amplitudes aux instants de prise de dcisionDensit de probabilit
d bi i ( )
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Taux derreur binaire (TEB)
Observation
+
+
+
2)(
0
)1(
Variance
centrGaussientn
pV
pV
=
Seuil
57
V0 V1
.k
)1().1/( misPbitrpk
=
Zone de dcision du bit 1Zone de dcision du bit 0
T d bi i (TEB)
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Taux derreur binaire (TEB)
Fixer le seuil de dcision selon la rgle MAP
Seuil
58
Zone de dcision du bit 0
Erreur m s Erreur m s
Seuil optimal : Croisement des deux courbes
Zone de dcision du bit 1
V0 V1
Seuil
Ta derre r binaire (TEB)
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Taux derreur binaire (TEB)
Courbe V0:
2
2
0
2
)(
exp2
1
Vx
p
Pour un bruit Gaussien
Courbe V1: 2)(1 Vx
59
22exp
2 p
Seuil Optimal:
2)
1( 01
01
2VV
VVp
pLn
+
p: Prob demettre 0 = Prob de recevoir V0+n(t)1-p: Prob demettre 1 = Prob de recevoir V1+n(t)
= Ecart type du bruit
Taux derreur binaire (TEB)
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60/75
Taux d erreur binaire (TEB)
duu
pduu
pTEB VSVS
+
+
=
0
21 2
exp1
exp1
)1(
+
+=S
S
VCourbeVCourbeTEB 21
60
+
=
01)1(
VSpQ
SVQpTEB
S= Seuil optimal= cart type du bruit
Taux derreur binaire (TEB)
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Taux d erreur binaire (TEB)
Loi de Normal rduite:
)2
1exp(2
1)(
2
zzp =
61
+
=z
duupzQ )()(
Taux derreur binaire (TEB)
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Fonction Q(z) et erfc(z)
Relations entre Q(z) et erfc(z)
duuzQz
+
= )21exp(
21)( 2
62
dvvzerfc z
+
= )exp(
2
)(2
)2(2
1
)(
z
erfczQ =
Taux derreur binaire (TEB)
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Taux d erreur binaire (TEB)
-Pour Symboles quiprobables, p=(1-p)=0.5
-Bruit Gaussien
Symboles quiprobables
63
=
2QTEB
= 2
DistanceQTEB
+= 2
01 VVS
optimalSeuil
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Performances des modulations
Performances des modulations
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Chaine de transmission passe bas
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quivalenten(t) N0/2
)2cos( ft
)2sin( ft
r(t)
r(t)
)(tSI
)(tSQ
65
n(t) N0/4)2cos( ft
)2sin( ft
r(t)
r(t)
)(tSI
)(tSQ
n(t) N0/4
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Performance BPSK cohrentLa performance dune modulation peut tre valu en fonction du taux derreur
symbole (TES) ou en fonction du taux derreur binaire (TEB)
bE
bE
bE
nergie par bit
nergie par symbolebs
nEE =
66
=
==
00212
NEerfc
NEQTEBTES bbBPSKBPSK
0 1Nombre de bits par symbolen
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Performance QPSK cohrent
67
=
00
22 N
EerfcN
EQTES bbQPSK
)(2
12
00GraycodageN
E
erfcN
E
QTEBTEBbb
BPSKQPSK
=
==
QPSK mme TEB que BPSK car :QPSK est considre comme une modulation en quadrature vue comme deux modulations
BPSK indpendantes sur I et Q respectivement
Constellation QPSK (codage gray)
Performance M PSK cohrent
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Performance M-PSK cohrent
22min
d
QTES PSKMmin
d
Une approximation du TES pour M et E / N levs est :
68
nb
PSKMM
MN
EnQTES 2;sin220
=
)(1 GraycodageTESn
TEB PSKMPSKM
Performance M QAM
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Performance M-QAM
M-QAM rectangulaire
La constellation rectangulaire est sous-optimale car elle ne maximise pas lespace entre
les points pour une nergie donne
pTES : Taux derreur symbole par porteuse
69
Pour un nombre n de bits par symbole lexpression est:pTES
=
01
3112
N
E
MQ
MTES s
p
I
Q2)1(1p
TESTES =Constellation 16-QAM rectangulaire
Performance M-QAM
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Performance M-QAM
Le taux derreur binaire par porteuse est:p
TEB
)(1
311420
GraycodageNnE
MQ
MnTES
nTEB bpp
=
70
A porteuses in pen antes:
TEBTEBp =
Si n est impaire (ex 8-QAM, n=3) la borne suprieure est:
0)1(
34NM
EQTES s
Performance M-QAM
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Performance M-QAM
M-QAM non rectangulaire
Difficile pour calculer pour certains M alors la borne suprieure est :
71
0
2
min
2)1(
NdQMTES
Gnralement ce type de constellation est optimal pour certains M, mais M-QAMrectangulaire est beaucoup plus utilise cause de modulation dmodulation plus simple
Constellation 16-QAM circulaire
Performance de modulation a
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dmodulation non cohrenteASK avec dmodulation par dtection denveloppe:
0
__
21exp
21
NETEB b
coherentenonASK
72
0
__
21exp
21
NETEB b
coherentenonFSK
DBPSK avec dmodulation diffrentielle:
0
__
2
1exp
2
1
N
ETEB b
coherentenonDBSK
Performance des modulations
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Performance des modulations
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Vision vectorielle de la modulation et
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Section 4.2 du livre de Proakis
Concept de base orthonomale, ex Permet la transformation de signal en vecteur
cos(2 / ) / 2t kT T
du codage
et v ce-versa
Le bruit est simplement transform en unevariable alatoire de variance No/2,
gaussienne et indpendante chaquedimension
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Vision vectorielle de la modulation et
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Dfinition du produit vectoriel:
Base orthonormale: i(t) donc i j=0 si ij eti j=1 ssi i=j
du codage1 2 1 2
0
( ) ( )
T
f t f t dt f f =
T
nerg e: 1 = 1 1 ;
Si la base est complte, la reprsentation
vectorielle conserve toute linformation... Rgion de dcision, calcul de probabilit...
75
1 1( ) ( )j j f t f t =
1 1 1
0
( ) ( ) ( ) ( ) j j j
f f t t dt f t t = =