Convertisseurs statiques Machines électriques - Eklablogekladata.com/aysWtohlt7Rprp9ZxlGfnAXZmPM/Cahier-TP-electrotech-… · TABLE DES MATIERES Rotation des TP Binôme Séance 1

MASTER 1 EEA Parcours CESE

Travaux Pratiques

Convertisseurs statiques &

Machines électriques EM7ECEBM

Responsable: Equipe pédagogique: D. Malec D. Risaletto D. Malec N. Merbahi V. Bley J. Dedieu

2015-2016

TABLE DES MATIERES

Rotation des TP Binôme

Séance 1

Séance 2

Séance 3

Séance 4

Séance 5

Séance 6

Séance 7

Séance 8

1 TP1 TP8 TP7 TP6 TP5 TP4 TP3 TP2








Localisation des TP TP N°1 .................................................................................................... Platine 3 TP N°2 ............................................................................................................... 6 TP N°3 ............................................................................................................... 8 TP N°4 ............................................................................................................. 10 TP N°5 ............................................................................................................... 4 TP N°6 ............................................................................................................. 13 TP N°7 ............................................................................................................. 12 TP N°8 ............................................................................................................... 9

Sommaire TP N°1 : étude de l’alternateur synchrone ....................................................................4

TP N°2 : hacheur série .................................................................................................9

TP N°3 : moteur asynchrone ...................................................................................... 24

TP N°4 : gradateur monophasé................................................................................... 30

TP N°5 : raccordement au réseau de l’alternateur synchrone ...................................... 35

TP N°6 : onduleur de tension monophasé ................................................................... 42

TP N°7 : machine à courant continu alimentée par un hacheur ................................... 51

TP N°8 : redresseur triphasé ....................................................................................... 55

Master 1 EEA-TP électrotechnique 2015/2016 3

RECOMMANDATIONS

1) Préparer les TP avant chaque séance. 2) La modification du câblage doit être réalisée hors tension. 3) Faire impérativement vérifier le câblage après chaque modification. 4) Raccorder les connecteurs de Terre (jaune et vert) des équipements mobiles

(autotransformateur, moteur, alimentation…) aux connecteurs de Terre de la platine. 5) Respecter les valeurs nominales (U, I, puissance, vitesse…) des plaques signalétiques

de tous les équipements. 6) Ne pas alimenter l’induit des moteurs à courant continu (MCC) sans avoir

préalablement alimenté l’inducteur. Ce qui provoquerait l’emballement du moteur. 7) Respecter la polarité des condensateurs chimiques pour éviter leurs destructions. 8) Utiliser des appareils de type Ferromagnétique (RMS) pour mesurer une valeur

efficace (alternatif), et de type Magnétodynamique pour mesurer une valeur moyenne (continu).

9) Régler le calibre des appareils de mesure (voltmètre, ampèremètre et wattmètre) avant de les utiliser.

10) Enfoncer complètement les connecteurs des cordons dans les connecteurs des équipements pour éviter un faut contact.


TP N°1 : ETUDE DE L’ALTERNATEUR SYNCHRONE

1. OBJECTIFS L’objectif de ce TP est d’étudier le modèle linéaire (ou modèle à réactance constante) et le modèle pseudo-linéaire (ou modèle à réactance saturée) de la machine synchrone. Cette étude comprend :

- L’identification des paramètres des deux modèles. - La simulation du fonctionnement en charge pour prédéterminer le courant

d’excitation correspondant à un point de fonctionnement donné. - L’essai en charge de l’alternateur pour comparer les valeurs du courant d’excitation

obtenues par simulation aux valeurs mesurées expérimentalement. Remarque : un point de fonctionnement est caractérisé par la tension V, le courant débité I et le facteur de puissance de la charge cos .

2. MANIPULATIONS L'alternateur synchrone est entrainé par un moteur à courant continu à excitation indépendante. Matériel :

- Une machine synchrone triphasée à rotor bobiné (MS). - Une machine à courant continu à excitation indépendante (MCC). - Un rhéostat de 500 /1,6A pour contrôler l’excitation de la MCC. - Une alimentation continue variable pour délivrer le courant d'inducteur de

l'alternateur. - Un plan de charge résistif triphasé. - Un plan de charge inductif triphasé. - Un commutateur de wattmètre.

Un wattmètre analogique, des voltmètres, des ampèremètres.

2.1. Essais à puissance réduite pour identification des paramètres

2.1.1. Caractéristique à vide L’alternateur est entraîné par un moteur à courant continu à excitation shunt (voir schéma de montage de la Figure 1) dont la vitesse est maintenue constante et égale à la vitesse de synchronisme de l’alternateur.

Figure 1


L’inducteur de l’alternateur est alimenté par une source de tension continue variable. On fera croire J à partir de sa valeur minimale jusqu’à obtenir U0=1,2Un (U0 tension à vide composée aux bornes de l’induit) puis on fera décroître J jusqu’à sa valeur minimale.

Tracer la courbe de première aimantation de E(J), qui correspond à la moyenne des caractéristiques obtenues pour J croissant et pour J décroissant, la f.e.m. E par phase

de l’étoile équivalente étant égale à 30U .

2.1.2. Caractéristique en court-circuit Court-circuiter les phases de l’induit comme indiqué sur la Figure 2 (le groupe étant à l’arrêt).

Figure 2

L’inducteur est alimenté comme pour le relevé de la caractéristique à vide. Le groupe étant entraîné à sa vitesse nominale.

Tracer la caractéristique Icc(Jcc) en faisant varier Jcc jusqu’à obtenir Icc=1,2In. Pour une valeur donnée de Jcc, vérifier expérimentalement (et justifier) l’influence de la vitesse sur la valeur de Icc.

2.1.3. Mesure de la résistance Mesurer par la méthode volt-ampèremétrique (source V, voltmètre et ampèremètre), la résistance entre phases de l’induit de l’alternateur qui représente le double de la résistance par phase de l’étoile équivalente.

2.2. Essais en charge L’alternateur alimente un plan de charge triphasé pour les essais à cos =1. Ce plan de charge est mis en parallèle avec une inductance triphasée pour les cos différents de 1. Le schéma de montage est représenté Figure 3 :

Figure 3


Mesurer les valeurs du courant d’excitation J pour les points de fonctionnement suivants, en fixant la vitesse à sa valeur nominale et en réglant la tension à sa valeur nominale (U=Un) :

Cos =1 I=In (pleine charge)

I=In/2 (demi-charge)

Cos =0,8 AR I=In

I=In/2

En pratique, on commence par régler la composante réactive du courant désiré Ir=I sin (plan de charge ouvert), puis on règle I à la valeur souhaitée en utilisant les résistances du plan de charge.

3. RESULTATS Calculer la réactance constante X. Calculer puis tracer la courbe Xs(V) pour V variant de 0 à 1,2Vn. Calculer le courant d’excitation J par la simulation des points de fonctionnement en charge, à l’aide du modèle à réactance constante, puis en utilisant le modèle à réactance saturée.

Comparer les valeurs de J obtenues par simulation aux valeurs mesurées expérimentalement. En déduire le domaine de validité des deux modèles.

4. RAPPELS 4.1. Modèle à réactance constante

C’est le modèle linéaire d’un convertisseur électromécanique à entrefer constant appliqué à la machine synchrone pour en décrire le fonctionnement en régime permanent. La description par équations de ce modèle comprend une équation vectorielle et une équation scalaire :

RI+ jXIkJ

Ce modèle est donc caractérisé par trois paramètres: - R : résistance d’induit. - X : réactance constante. - k : pente de la caractéristique à vide (assimilée à une droite dans l’hypothèse de

définition du modèle linéaire).

4.2. Modèle à réactance saturée C’est un modèle pseudo-linéaire obtenu par simplification du modèle de Potier, pour que les équations qui le décrivent aient la même forme que celles du modèle à réactance constante :

Es RI+ jXs

Es ksSa mise en œuvre est identique à celle du modèle à réactance constante, la différence entre les deux modèles provient de leurs domaines de validité respectifs. En effet, les paramètres qui caractérisent le modèle à réactance saturée (Xs et ks) ne sont constants que pour un fonctionnement sous tension constante. Dans le cas d’une utilisation à tension constante V, la mise en œuvre des deux modèles est rigoureusement identique, seuls différent les valeurs des paramètres (X et k dans un cas, Xs et


ks dans l’autre). La comparaison avec les valeurs mesurées expérimentalement permettra de déterminer le domaine de validité de chacun des deux modèles.

4.3. Identification des paramètres

4.3.1. Modèle à réactance constante 4.3.1.1.Pente de la caractéristique à vide k

L’hypothèse simplificatrice du modèle linéaire implique l’absence de saturation du circuit magnétique. Cela suppose qu’à vide le flux embrassé par l’enroulement d’induit est proportionnel au courant inducteur J, donc la f.e.m. E étant proportionnelle à ce flux, elle est aussi proportionnelle au courant J. La caractéristique à vide de la machine réelle est remplacée arbitrairement par la droite passant par l’origine, qui est à peu près confondue avec le bas de la caractéristique réelle. Cette droite porte le nom de droite d’entrefer et elle a pour pente le paramètre k.

4.3.1.2.Réactance X Dans un essai en court-circuit (V=0) on a :

Ecc RIcc jXIcc avec Ecc kJccComme R<<X, on peut écrire :

Icc kJcc (1/ )Jcc

Le modèle à réactance constante implique donc que la caractéristique en court-circuit Icc (Jcc) est une droite de pente 1/ . On en dédit l’expression de la réactance X :

4.3.2. Modèle à réactance saturée

4.3.2.1.Pente de la pseudo-caractéristique à vide kS Si J0 est le courant d’excitation permettant d’obtenir la tension V aux bornes de l’induit dans un fonctionnement à vide, on a (cf. Figure 4) :

ks V/J0

4.3.2.2.Réactance saturée XS Conformément au modèle de Potier simplifié, on a :

Jcc IccD’où :

Xs ksRemarque : deux essais permettent une identification rapide des deux paramètres Xs et ks pour une tension d’utilisation donnée V. La mesure de J0 (donnant V à vide à la vitesse de synchronisme) permet de déterminer :

ks V/J0La mesure du courant d’excitation Jcc (donnant le courant de court-circuit triphasé équilibré Icc) permet d’obtenir :

Jcc/Icc et donc Xs ks


Figure 4


TP N°2 : HACHEUR SERIE

1. OBJECTIFS L’objectif de ce TP est d’étudier le fonctionnement d'un hacheur abaisseur de tension (appelé « hacheur série », « dévolteur » ou « buck ») commandé par Modulation de Largeur d'Impulsion (MLI). Cette étude comprend :

- La méthode de commande par MLI (principe, rapport cyclique). - Le fonctionnement sur charge résistive et l’expression de la tension de sortie

moyenne. - Le filtrage du courant de sortie par une self en série avec la résistance de charge

(formes d'onde, influence de la fréquence et du rapport cyclique, tension moyenne de sortie).

- Le filtrage de la tension de sortie par une cellule LC (régime de conduction continu et discontinu, forme d'ondes, ondulations, expression de la tension moyenne de sortie).

- Les propriétés en régime périodique. Remarques : Il est vivement conseillé de revoir le fonctionnement d’un oscilloscope, en particulier la distinction entre les positions AC et DC! De plus, il est impératif d'utiliser la sonde différentielle double ST1000 pour visualiser les différentes tensions.

2. MANIPULATIONS Matériel :

- Une alimentation continue réglable 0-60V/20A. - Une platine de commande de hacheur (Figure 5). - Un hacheur 80V/10A (Figure 5). - Deux résistances 6,8 et 10 , et un rhéostat 33 /6A. - Une boîte d’inductances. - Une boite de condensateurs. - Une sonde de courant instantané PR30 (20A). - Un oscilloscope numérique avec sonde différentielle de tension double ST1000.

Figure 5


Recommandations : Ne pas dépasser 10A de courant de charge moyen. Lorsqu'un nouveau montage est demandé, ne pas décâbler le précédent avant d'avoir vérifié si une partie ne peut pas être conservée.

2.1. Etude du hacheur série commandé par MLI

2.1.1. Fonctionnement de la platine de commande On se propose d'étudier la platine représentée sur la Figure 5. Le circuit intégré utilisé pour réaliser le signal de commande MLI est le circuit SG3524, dont la fiche technique est fournie en annexe (cf. Figure 13). Le principe de base (représenté Figure 6) consiste à générer une dent de scie asymétrique (DS), et de la comparer à une tension de référence continu réglable (Vref accessible sur la borne « tension de commande »). Le résultat de la comparaison est un signal carré de rapport cyclique variable (Vcom accessible sur la borne « sortie »), utilisé pour commander l’interrupteur de puissance.

T: rapport cyclique (avec T la période de découpage)

Conseil : les observations qui suivent doivent être effectuées rapidement et de manière qualitative. Elles permettent principalement de mieux comprendre la commande MLI.

Figure 6

Observer à l'oscilloscope la tension de commande Vref , la dent de scie DS, et la sortie Vcom.

Vérifier que les valeurs minimale et maximale de DS ne dépendent pas de la fréquence de découpage et les relever.

Vérifier rapidement qu’à Vref constante, le rapport cyclique ne dépend pas de la fréquence de découpage.

A fréquence de découpage constante, expliquer pourquoi la courbe liant le rapport cyclique et la tension de référence Vref est une droite. Retrouver par le calcul l'équation de cette droite.

2.1.2. Notion de valeur moyenne La commande par MLI fixe ainsi la durée du cycle de base, appelée période de découpage T. On définit alors pour toute variable du temps f(t) la valeur moyenne « dynamique »:

t

Tt

dfT

tf )(1)(

Propriété : si f(t) est périodique, alors est constante.

Remarque : La valeur moyenne est aussi notée parfois .

f)t(f


Le paragraphe 4 de ce TP rappel les propriétés essentielles des variables moyennes.

2.1.3. Étude du hacheur sur charge résistive Le hacheur est constitué d'un transistor MOS de puissance IRF540 et d'une diode rapide de puissance BYW81PI-200 dont les caractéristiques sont données dans les fiches techniques fournies en annexes (cf. Figure 14 et Figure 15). Le transistor est protégé en courant au delà de 10A. Les ordres de commande sont transmis à travers un optocoupleur intégré à la platine, de manière à isoler la commande du circuit de puissance. Le transistor travaille en commutation :

- Il est passant lorsque l'on applique une tension comprise entre 10V et 18V sur la grille par rapport à la source et se comporte alors comme une très faible résistance RDS(on)=77m .

- Il est bloqué lorsque l'on applique une tension de 0V sur la grille par rapport à la source.

- Réaliser le montage de la Figure 7, la charge étant une résistance de puissance de 10 . Ajuster la source de tension continue à 30V. Utiliser un câble coaxial pour envoyer la commande au hacheur.

Le principe de la sonde de courant est donné en annexe. Sa principale fonction est d'isoler électriquement la mesure du circuit de puissance.

Figure 7

Pour une fréquence de découpage d'environ 10kHz, relever la courbe liant la tension moyenne de sortie vs et le rapport cyclique (5 points, relever à l'oscilloscope).

Vérifier que v Es et expliquer à partir de la forme de la tension vs. Vérifier rapidement que pour une résistance de charge de 4 (6,8 //10 ), la formule précédente est toujours valable.

Pour un rapport cyclique constant, vérifier que la tension moyenne de sortie ne dépend pratiquement pas de la fréquence de découpage.

2.2. Principe d’une alimentation à découpage continu-continu : cas de l’abaisseur de tension

Le but de cette partie est de construire pas à pas le filtre de la tension de sortie du hacheur précédent, en vue d'obtenir une tension pratiquement continue et réglable aux bornes de la charge. Ce réglage s'effectue normalement au moyen du rapport cyclique, à fréquence de découpage constante. Dans la suite, on étudiera cependant qualitativement l'influence de la fréquence.

2.2.1. Réalisation du montage de base Afin d'éviter de refaire systématiquement le câblage à chaque nouveau montage et bien que cela ne soit pas particulièrement didactique, réaliser le montage de la Figure 8 qui sera conservé tout au long de cette partie. On prendra L=1,5mH, Cs=220 F et R=10 . Faire vérifier le montage. Attention à la polarité des condensateurs chimiques!


Figure 8

2.2.2. Filtrage du courant de sortie du hacheur en utilisant une self en série avec la résistance de charge

Réaliser le montage de la Figure 9, en déconnectant simplement l'une des bornes du condensateur Cs de la Figure 8. Prendre L=500 H (ou 370 H suivant la boite disponible) et R=10 .

Figure 9 Observer qualitativement l'influence de la fréquence de découpage et du rapport cyclique sur la tension et le courant aux bornes de la charge. Vérifier en particulier que, à rapport cyclique constant, les ondulations crête à crête diminuent lorsque la fréquence augmente et qu’à fréquence constante, la tension moyenne augmente avec le rapport cyclique.

Relever la courbe donnant la tension moyenne aux bornes de la charge résistive en fonction du rapport cyclique pour une fréquence de découpage voisine de 10kHz (5 points). Vérifier que l'on a toujours v Es .

Remarque : Une mesure simple du rapport cyclique peut être réalisée en déplaçant la voie 1 de l'oscilloscope juste en sortie du hacheur. Cette remarque est valable pour toute la suite du TP.

Vérifier sur quelques points de fonctionnement que la tension moyenne aux bornes de la self vL est bien nulle, puisque le courant qui la traverse est périodique. On a donc bien v v Es D .

Pour une fréquence de découpage de 10kHz et un rapport cyclique de 0,5 observer et expliquer qualitativement l'influence de la valeur de l'inductance de la self sur la forme de la tension de sortie. Couper la commande du hacheur pour changer de self, afin d'éviter des surtensions !

2.2.3. Filtrage de la tension de sortie aux bornes de la charge par un condensateur

Réaliser le montage de la Figure 8 (connecter pour cela le condensateur de sortie), toujours pour une résistance de charge de 10 . Utiliser une self de 1,5mH et un condensateur chimique de 220 F.

Observer qualitativement l'influence de la fréquence de découpage et du rapport cyclique sur la tension et le courant aux bornes de la charge. Vérifier en particulier que pour une fréquence suffisamment élevée, la tension est pratiquement continue et varie avec le rapport cyclique.


Relever la courbe donnant la tension moyenne aux bornes de la charge en fonction du rapport cyclique pour une fréquence de découpage voisine de 10kHz. Vérifier que l'on a toujours v v Es D .

Pour une fréquence de découpage de 10kHz et un rapport cyclique de 0,5 observer qualitativement l'influence de la valeur (10 F; 220 F; 1,4mF) de la capacité du condensateur sur la forme de la tension de sortie, et en particulier l'ondulation résiduelle.

Rappel : on montre que l'ondulation résiduelle crête à crête a pour expression :

v E TLCs

s

( )18

2

2.2.4. Étude du courant dans la self en régime de conduction continue (i ne s'annule jamais)

Afin de visualiser le courant qui traverse la self, déplacer la sonde de courant de façon à réaliser le montage de la Figure 10 en gardant une résistance de sortie de 10 . Prendre une self de 500 H et un condensateur 220 F.

Figure 10

Pour une fréquence de découpage de 10kHz, observer et justifier les formes d'onde du courant lorsque le rapport cyclique varie. Relever précisément l'évolution du courant i sur une période de découpage pour =0,6. Mesurer les pentes d'évolution du courant sur les différentes portions et comparer aux valeurs théoriques. Montrer

graphiquement que ii im M

2, où im est la valeur minimale et iM la valeur maximale

de i sur chaque période de découpage. Pourquoi peut-on dire par ailleurs que, en régime établi et donc périodique, i is ? Toujours pour une fréquence de découpage de 10kHz, relever l'ondulation crête à crête

i en fonction de (5 points) et vérifier que . 2.2.5. Modes de conduction continue, critique et discontinue

Régler la fréquence de découpage au voisinage de 5kHz. Faire varier le rapport cyclique et constater l'apparition du mode de conduction discontinue (annulation du courant i pendant un certain intervalle de temps sur chaque période de découpage).

Vérifier que dans le cas de la conduction discontinue, la relation v Es n'est plus applicable.

Dans le cas du régime de conduction discontinue, dessiner le circuit électrique équivalent de l'abaisseur dans chaque phase de fonctionnement. Comparer au cas du régime de conduction continue.

Pour un rapport cyclique de 0,2 relever à l'oscilloscope la tension vD aux bornes de la diode, le courant i dans la self et la tension de sortie vs. Mesurer la tension moyenne de sortie vs .

Expliquer la forme de la tension vD. Montrer graphiquement que v vs D .

i E TL

( )1


2.2.6. Caractéristiques de sortie (si le temps le permet) Les caractéristiques de sortie du convertisseur sont le réseau de courbes v f is s( ) tracées pour différentes valeurs du rapport cyclique, à fréquence de découpage constante. Sur le montage précédent (Figure 10), déplacer la sonde de courant pour visualiser le courant de charge (Figure 8) et remplacer la résistance de charge par un rhéostat.

Pour une fréquence de découpage de 10kHz et un rapport cyclique de 0,5 tracer la tension moyenne aux bornes de la charge en fonction du courant en prenant soin de ne pas dépasser 6A. Recommencer pour un rapport cyclique de 0,2 et 0,8. Commenter.

3. RESULTATS Après cette étude fonctionnelle de l'abaisseur de tension et en guise de conclusion, on peut aborder le problème du dimensionnement, en particulier du filtre (L, Cs). Considérons la

formule v E TLCs

s

( )18

2

, donnant l'ondulation résiduelle crête à crête de la tension de

sortie. On suppose que la source de tension E est constante. Tout étant égal par ailleurs, quelle valeur du rapport cyclique donne l'ondulation maximale v smax?

Pour v smax fixée, comment a-t-on intérêt de choisir la période de découpage T et le produit sCL pour minimiser le volume de l'alimentation ?

A période de découpage et produit sCL donnés, comment choisir L pour repousser l'apparition du mode de conduction discontinue aux faibles rapports cycliques?

Il est en effet évident que la démarche d’un concepteur d’alimentation à découpage est l’inverse de celle adoptée dans le TP. A partir d’un cahier des charges précis (tension de sortie, ondulation de sortie acceptable, type de charge …), il devra dimensionner les divers éléments de l’alimentation :

- Les semi-conducteurs en fonction des tensions à supporter à l'état bloqué, et des courants (moyens et/ou crête) les traversant à l'état passant, ainsi que leur technologie en fonction de la fréquence de découpage choisie.

- Dimensionner les composants passifs et choisir leur technologie (circuit magnétique de l’inductance, type de condensateur : chimiques, polypropylène, céramique …).

- Veiller à un bon assemblage de l’ensemble des composants (prise en compte des câblages, en particulier les inductances parasites associées) et à une optimisation du volume total du convertisseur pour une bonne intégration au sein du système global.

Nous avons pu observer dans le TP que l’augmentation de la fréquence de découpage entraîne une diminution de la valeur des composants passifs (L et Cs) et par conséquence de leur volume et de leur coût (surtout vrai pour l’inductance). Il devient alors très intéressant d’augmenter les fréquences de découpage, mais ceci ne s'obtient pas sans inconvénients quand on dépasse la trentaine de kilohertz (augmentation des pertes par commutation dans les interrupteurs, problèmes de Compatibilité Electro Magnétique (CEM), apparition de phénomènes tel que l’effet de peau dans les spires des inductances, augmentation des pertes dans les circuits magnétiques...). Tout ceci met en évidence la complexité de la conception d’une alimentation à découpage et plus généralement de systèmes électriques, qui nécessitent la prise en compte des interactions entre les phénomènes électriques, magnétiques mais aussi thermiques et mécaniques.


4. RAPPELS 4.1. Les inductances et les condensateurs

Propriétés des inductances linéaires et constantes :

(t) = L i(t) ( Flux magnétique total embrassé par la bobine),

u(t) = (loi de Faraday, convention récepteur),

d’où :

Propriété de la tension moyenne aux bornes de l'inductance sur une période de découpage

)()()(T1)(

T1(t)u titi

TLi

TLd

ddiLdu

t

Tt

tTt

t

Tt

si i(t) est périodique )Tt(i)t(i d'où 0u . La valeur moyenne de la tension aux bornes d'une inductance parcourue par un courant périodique est nulle. Propriétés des condensateurs linéaires et de capacité constante :

q(t) = C u(t) (quantité de charges stocké par la capacité),

i(t) = dt)t(qd (définition du courant),

d’ou i(t) = C dt)t(du

.

Propriété du courant moyen traversant un condensateur sur une période de découpage

)t(u)t(uTC)(u

TCd

dduC

T1d)(i

T1(t)i

t

Tt

tTt

t

Tt

si u(t) est périodique )Tt(u)t(u d'où 0i . La valeur moyenne du courant traversant un condensateur soumis à une tension périodique est nulle.

dt)t(d

dtdi(t) L )t(u


5. ANNEXES 5.1. Schéma de principe du hacheur utilisé et de sa commande rapprochée

Figure 11

Principe d’un optocoupleur : Un optocoupleur est un ensemble transistor optoélectronique - diode électroluminescente. La transmission de l’information se fait de manière optique entre ces deux composants (la longueur d’onde est comprise entre le rouge et l’infrarouge : limite du visible 0,76µm). L’optocoupleur permet un isolement galvanique entre 2 signaux afin de s’affranchir des problèmes de masses et offre une sécurité au matériel et aux personnes en découplant la commande du circuit de puissance. Le schéma de principe est présenté Figure 12 :

Figure 12


Figure 13: circuit intégré spécialisé SG3524



Figure 14



Figure 15


i

(n-1)T

i

t nT

iM

im

0

5.2. Expression de l’ondulation de courant dans la self en régime de conduction continue

Considérons le montage du hacheur abaisseur et de son filtre LC débitant sur une charge R. L'alimentation, pilotée par M.L.I., est supposée travailler en régime permanent, c'est à dire périodique : La tension moyenne de sortie sv est donc constante. De plus, l'ondulation de la tension de sortie est supposée négligeable, donc ss vv . La forme d'onde du courant dans la self est alors celle représentée sur la Figure 16.

Figure 16

Sur une période quelconque nT , T)1n( nous avons, sur l'intervalle où l'interrupteur est

fermé et où le courant croît TL

vEii s

mM , d'où :

TL

vEiii s

mM

Par ailleurs )t(v)t(v)t(v sLD et donc )t(v)t(v)t(v sLD . Or en régime permanent (donc périodique) 0vL d’où )t(v)t(v sD . De plus, en régime de conduction continue

EvD , ce qui donne Evs . En remplaçant dans (1) il vient :

ELF

)1(EL

)1(Ti

5.3. Introduction aux régulateurs linéaires Les régulateurs linéaires sont très utilisés pour les alimentations stabilisées comprises entre quelques volts et une quarantaine de volts (pour des puissances ne dépassant pas les quelques dizaines de watts). On distingue 2 types de régulation (Figure 17) :

- Une régulation série : L'élément de régulation est placé en série avec la charge. La tension de sortie est régulée par cet élément qui est en général un transistor dont la conduction (VCE, IC) varie constamment de façon à maintenir VS constante.

- Une régulation parallèle (ou shunt) : La tension de sortie est maintenue constante grâce à un élément de contrôle placé en parallèle par rapport à la charge. Il module ainsi le courant shunt afin de compenser les variations.


Figure 17 Les régulateurs peuvent avoir une régulation interne (tension de sortie fixe : série 78xx ou 79xx ou externe (tension de sortie variable : LM117 ou LT 1086 par exemple). Un schéma fonctionnel d’un circuit régulation série (Figure 18) comporte les éléments suivants:

Figure 18 - Une source de référence (Réf) fournie une tension aussi indépendante que possible

de la tension d’entrée Ue. - Un amplificateur de comparaison (A), qui compare la tension de référence à un

échantillon de la tension Us, pour agir sur un organe de commande ou ballast (B). - Le ballast (B) agit sur la tension de sortie suivant la commande donnée par

l’amplificateur de comparaison. - Les résistances R1 et R2, permettent d’obtenir un échantillon de la tension de

sortie. - Les caractéristiques principales de ces régulateurs linéaires intégrés sont :

Une très bonne stabilité de la tension de sortie 1%. Une puissance jusqu’à 100W. Une faible variation de la charge (<10%).


TP N°3 : MOTEUR ASYNCHRONE

1. OBJECTIFS Ce TP est consacrée à l’étude du modèle linéaire d’un moteur asynchrone triphasé, à rotor en cage d’écureuil (ou à rotor bobiné en court-circuit). La réalisation d’essais à puissance réduite permet l’identification des paramètres du modèle, et la simulation du fonctionnement en charge. Des essais en charge permettront de comparer les mesures au modèle simulé.

2. MANIPULATIONS La charge du moteur MAS est constituée d’une génératrice à courant continu à excitation indépendante MCC, débitant sur un plan de charge. Matériel :

- Une machine asynchrone triphasée à cage (MAS). - Une machine à courant continu (MCC). - Un plan de charge. - Un rhéostat 500 pour contrôler l’excitation de la MCC. - Un autotransformateur triphasé (pour l’essai en court-circuit). - Un commutateur de wattmètre. - Un couple mètre et tachymètre (intégrés à la paillasse). - Un wattmètre, des voltmètres, des ampèremètres.

Recommandations : Il est impératif de faire vérifier tous les montages à chaque modification. Veiller à respecter les valeurs nominales des plaques signalétiques de tous les équipements utilisés.

2.1. Essais à puissance réduite

2.1.1. Essai à vide Le plan de charge n’est pas raccordé à la MCC. Alimenter la MAS à partir du réseau alternatif triphasé (voir schéma de la Figure 19).

Relever les valeurs de la tension composée U1, du courant I10 et des puissances absorbées Q10 et P10 ainsi que la vitesse de rotation N.

Figure 19 2.1.2. Essai en court-circuit

La machine étant à l’arrêt avec le rotor bloqué par un dispositif approprié (voir schéma de la Figure 20), alimenter le stator à l’aide d’une source de tension triphasée variable


(autotransformateur). Régler la tension d’alimentation de manière à ce que le courant absorbé par le stator atteigne sa valeur nominale.

Relever rapidement (car le moteur n’est pas refroidit à l’arrêt) les valeurs de U1CC, I1CC, Q1CC et P1CC.

Figure 20 2.1.3. Mesure de la résistance R1

Mesurer la résistance entre phase du stator par la méthode volt-ampèremétrique (source V, voltmètre et ampèremètre), puis en déduire la résistance d’un enroulement.

2.2. Essais en charge Alimenter le stator du moteur à partir du réseau alternatif (voir schéma de la Figure 21).

Relever les valeurs de la tension d’alimentation U1 et du courant absorbé I1, des puissances P1 et Q1, de la vitesse N et du couple C (mesuré à l’aide du couplemètre intégré à la platine) pour des points de fonctionnement compris entre la marche à vide et la marche à pleine charge (couple nominal).

Remarque : en vue d’obtenir des relevés de qualité, vous veillerez à recueillir au moins six points de fonctionnement distincts avec un incrément de couple constant.

Figure 21


3. RESULTATS La tension d’alimentation du moteur étant fixé, le point de fonctionnement du moteur ne dépend que d’une variable. On choisit pour cette variable le couple électromagnétique assimilé en première approximation au couple mécanique mesuré sur l’arbre.

3.1. Paramètres du modèle Calculer les cinq paramètres du modèle circuit équivalent pratique : R0, X0, R1, R2, et X.

3.2. Courbes Tracer les points de mesure représentant les variations du glissement g, du courant absorbé I1 et du facteur de puissance cos 1 en fonction du couple mesuré C. Superposer aux tracés précédents les courbes obtenues par simulation représentant les variations des mêmes grandeurs.

Après une analyse des variations obtenues, comparer les valeurs mesurées aux valeurs obtenues par simulation.

3.3. Valeurs limites du couple Comparer les valeurs du couple obtenues en utilisant l’expression complète et en utilisant les valeurs limites C0 au point g = gn et C au point g = 1.

3.4. Modèle linéaire simplifié Les cours théoriques développent un modèle linéaire simplifié dans lequel on néglige l’influence de R1. Ce modèle est utilisé pour obtenir l’expression du couple en fonction du glissement g. Cela revient à admettre que pour une machine réelle R2= Rcc.

Comparer les valeurs du glissement obtenues par simulation au point nominal gn, du couple de démarrage Cd, du couple maximum Cmax et du glissement correspondant gm en utilisant successivement :

- Le modèle théorique. - Le modèle pratique simplifié avec R1=0 donc R2= Rcc.

- Le modèle pratique donnant à R2 sa valeur réelle (R2=Rcc-R1). Conclure en rappelant le domaine de validité du modèle linéaire.

4. RAPPELS 4.1. Circuit équivalent théorique

Comme pour le transformateur, on peut utiliser plusieurs modèles de type circuit pour décrire le fonctionnement de la machine asynchrone en régime permanent, pour une fréquence des courants statoriques donnée. Dans le cas du moteur à cage d’écureuil, on s’intéresse essentiellement au régime du primaire (stator) de la machine. On ramène donc naturellement tous les éléments au primaire et l’on peut alors supprimer le transformateur parfait dont le secondaire se retrouve en court circuit. Le modèle linéaire en régime permanent d’un moteur asynchrone à rotor en cour circuit peut donc être représenté par le circuit de la Figure 22.


Figure 22

Ce modèle comporte cinq paramètres : R0, R1, R2, X0, X.

4.2. Circuit équivalent pratique En pratique, pour simplifier le calcul du couple électromagnétique, on utilise un circuit pratiquement équivalent au circuit précédent obtenu, en déplaçant R1 par rapport à X0. Le calcul de la puissance mise en jeu dans la résistance R2/g est alors simplifié, puisque la branche qui contient R2/g se retrouve directement soumise à la tension d’alimentation V1.

Figure 23 C’est ce circuit que l’on utilise en pratique pour simuler le fonctionnement en régime permanent du moteur asynchrone et ce sont les paramètres R0, R1, R2, X0, et X de ce modèle que l’on identifie par les essais à puissance réduite.

4.3. Identification des paramètres L’identification des paramètres se fait à puissance réduite, ce qui permet de caractériser des machines dont la puissance est très supérieure à celle de la machine disponible pour les essais.

4.3.1. Essais à vide L’essai à vide (I2=0) permet d’identifier la réactance magnétisante X0 et la résistance R0 représentant les pertes fer.

4.3.2. Essai en court-circuit Cet essai permet d’identifier la réactance de fuite X et la résistance en court circuit : RCC=R1+R2. Le moteur étant à l’arrêt (g=1), on alimente le primaire sous une tension réduite U1CC pour que le courant absorbé par le moteur corresponde au courant statorique nominal. Dans le cas d’une machine à rotor bobiné, on veillera à ce que le courant rotorique ne dépasse pas les 20% du courant nominal. Cet essai doit se faire à température normale de fonctionnement de la machine et doit être réalisé rapidement (pas de refroidissement). On mesure les valeurs efficaces de la tension composée U1CC, du courant par fil de ligne I1CC et des puissances active P1CC et réactive Q1CC. A partir des mesures de puissance P1CC et Q1CC et du circuit équivalent pratique (représentant une branche de l’étoile équivalente), on détermine les puissances actives P2CC et réactives


Q2CC dissipées dans la branche R1, X et R2. On en déduit l’expression du courant de branche I2 en fonction de V1CC, P2CC et Q2CC et par conséquent les valeurs de RCC et X.

4.3.3. Mesure de R1 La mesure de R1 (résistance d’une phase de l’étoile équivalente du stator) permet de déterminer R2 connaissant RCC.

4.4. Simulation du fonctionnement en charge Un moteur est avant tout destiné à fournir un couple mécanique sur son arbre. La simulation doit permettre de prévoir comment varie la vitesse du moteur et sa consommation (rendement) en fonction du couple qui lui est demandé. Pour un moteur asynchrone à rotor en court circuit alimenté sous tension et fréquence constantes, le point de fonctionnement ne dépend que d’une variable. En pratique, on choisit le couple comme variable indépendante en notant cependant que la simulation ne donne accès qu’au couple électromagnétique Cem légèrement supérieur au couple utile Cu. Les données retenues pour la simulation du fonctionnement du moteur en régime permanent seront donc :

- Les grandeurs constantes : valeur efficace V1, fréquence f de la tension d’alimentation du stator et vitesse de synchronisme s de la machine.

- La variable indépendante : le couple électromagnétique Cem. - Les inconnues : vitesse de rotation ou glissement g, valeur efficace du courant

absorbé I1 et facteur de puissance cos 1.

4.4.1. Expression du couple électromagnétique D’après le circuit équivalent, la puissance transmise à travers l’entrefer a pour expression :

22

23 Ig

RPtr

Les pertes joules au rotor s’écrivent : P jr 3R2I2

2

soit : trjr gPP La différence Pjr Ptr 1 g Ptr représente la puissance convertie sous forme mécanique qui est égale au produit du couple électromagnétique Cem par la vitesse de rotation du rotor

Sg1 ce qui conduit à l’expression fondamentale :

S

trem

PC

Soit en considèrent le circuit équivalent :

22

21

21

222

2 33

Xg

RR

VgRI

gR

PC

SSS

trem

Finalement, comme :

pS


Donc :

2221

2221

22

1

23

RgRRgXRgRpVCem

Cette expression présente une valeur maximale :

2

13

122

1

21

maxRXR

pVC pour gmR2

R12 X 2

Et des valeurs limites :

2

0 RgkC pour g 0 avec pVk

213

22

gXRkC pour g car 1 X R

Compte tenu des valeurs habituelles des paramètres du modèle, C0 donne une estimation du couple valable jusqu’au point nominal où g 0,05 ce qui implique que le couple d’un moteur asynchrone est pratiquement proportionnel au glissement entre la marche à vide et la charge nominale. De même C fournit une approximation du couple de démarrage.

4.4.2. Calcul du glissement A partir d’une valeur du couple C, le glissement peut être obtenu en résolvant l’équation du second degré en g :

R12 X 2 Cemg2 2R1 Cem k R2g R2

2Cem 0

Suivant la valeur de Cem il y aura plusieurs racines (ou aucune) mais un seul point de fonctionnement stable.

4.4.3. Courant absorbé et facteur de puissance La détermination du courant absorbé et du facteur de puissance pourra se faire de manière simple en utilisant la méthode du bilan des puissances (Méthodes de Boucherot).


TP N°4 : GRADATEUR MONOPHASE

1. OBJECTIFS Le gradateur est un convertisseur qui permet de moduler la puissance fournit à une charge alternative. Il est alimenté par une source de tension alternative et délivre une tension de valeur efficace réglable. Ses applications sont diverses : variation de puissance d’une résistance de chauffe, variation d’intensité lumineuse d’une lampe à incandescence, variation de vitesse d’un moteur asynchrone... L’objectif de ce TP est d’étudier le fonctionnement (formes d’ondes, puissances, harmoniques, stratégie de commande) d’un gradateur monophasé sur différents types de charges (R et RL). Ce gradateur fonctionne en mode « modulation par angle de phase ».

2. PREPARATION Pour le fondamental (indice 1) du courant i(t) dans la charge, calculer la valeur efficace I1 ainsi que tg 1. En déduire P1 (Q1=0 dans le cas d’une charge résistive) que l’on compare à P. On prendra =90°. Pour cette question on peut utiliser:

tdttiIA p .sin2211

tdttiIB q .cos2211

avec tIti sin2 max L’indice p indique une intensité en phase avec la tension de la source, et l’indice q indique une intensité en quadrature avec la tension de la source. max2I est l’amplitude de l’onde sinusoïdale de courant lorsque =0 (ce qui revient à court-circuiter le gradateur).

Figure 24

3. MANIPULATIONS Le gradateur est constitué d’un triac (deux thyristors raccordé en tête-bêche) et de son circuit de commande qui délivre les impulsions de gâchettes. Les signaux de commande du triac sont synchronisés sur la source de tension et isolés. Réaliser le montage gradateur monophasé représenté Figure 25. Matériel :

- Un transformateur abaisseur 220V/70V. - Deux thyristors. - Une platine de commande.


- Un rhéostat de 33 /6A. - Une inductance réglable. - Un oscilloscope (avec la fonction mathématique FFT). - Des appareils de mesure (sonde de tension différentielle et pince de courant, un

ampèremètre ferromagnétique, un voltmètre ferromagnétique, deux wattmètres analogiques).

La charge est composée dans un premier temps d’une résistance (rhéostat) de 33 . Dans un deuxième temps, une inductance réglable sera placée en série avec la résistance. Les wattmètres seront placés entre le transformateur et le gradateur (cf. Figure 25 et Figure 26).

Figure 25 3.1. Fonctionnement sur charge résistive (R)

R est fixé à 33 . Vérifier que la platine de commande est en position « mono-impulsion ». Pour les valeurs de déphasage de commande de gâchette =30° et =90°, représenter l’allure de la tension aux bornes de la charge et d’une impulsions de gâchette (borne « sortie1 » et « sortie2 » de la platine), en fonction du temps. Expliquer le fonctionnement du gradateur.

Peut-on mesurer la puissance active P avec le wattmètre fourni, sachant que le courant absorbé n’est pas sinusoïdal et que la bande passante du wattmètre est de 400Hz?

Expliquer la consommation de puissance réactive du montage sur une charge résistive. Comment peut-on mesurer la puissance réactive Q avec le wattmètre ?

Figure 26

Pour =0 (vérifier que I=Ve/R), puis =30° jusqu’à 180°, au pas de 15°, dresser un tableau des valeurs de :


- La tension de commande du gradateur (borne « tension de commande » de la platine).

- La puissance active P. - La puissance réactive Q. - Le courant efficace I. - La tension efficace Vs. - La puissance apparente S=Ve.I fournie par la source. - Le facteur de puissance k=P/S. - La puissance déformante D. Tracer la courbe donnant la valeur de en fonction de la tension de commande du gradateur (borne « tension de commande » de la platine).

Tracer Vs=f( ), k=f( ) et D=f( ). Tracer les points de fonctionnement dans le plan D(P), en fonction du paramètre . Puis donner l’équation de D(P), qui est l’équation d’un cercle du type:

220

20 RYYXX

3.2. Fonctionnement sur charge résistive et inductive (RL) R est toujours fixé à 33 et L est variable.

3.2.1. Fonctionnement à <180° Ajouter l’inductance variable en série avec la résistance. représente l’argument de la charge. Ne connaissant pas à priori la valeur de , placez-vous à =180° puis réduisez la valeur de tout en restant proche de 180°.

Pour une valeur légèrement inférieure à 180°. Représenter l’allure du courant en sortie du gradateur, de la tension aux bornes de la charge et des impulsions de gâchettes (borne « sortie1 » et « sortie2 » de la platine), en fonction du temps. Expliquer le fonctionnement du gradateur.

3.2.2. Fonctionnement à < En réduisant la valeur de , celui-ci devient inférieur à .

Visualiser l’allure du courant en sortie du gradateur, de la tension aux bornes de la charge et des impulsions de gâchettes (borne « sortie1 » et « sortie2 » de la platine), en fonction du temps. Expliquer le comportement du gradateur.

Basculer la platine de commande en position « train d’impulsion ». Représenter l’allure du courant en sortie du gradateur, de la tension aux bornes de la charge et des impulsions de gâchettes (borne « sortie1 » et « sortie2 » de la platine), en fonction du temps. Expliquer le comportement du gradateur.

Tracer Vs=f( ) pour une charge fortement inductive. Se servir de la courbe donnant la valeur de en fonction de la tension de commande.

Tracer également l’évolution de Vs en fonction de ( est l’angle de conduction, il correspond au temps de conduction d’un thyristor sur une demi-période).

3.3. Stratégie de commande Comparer l’évolution de Vs=f( ) pour une charge résistive et inductive. En déduire une stratégie de commande d’un gradateur monophasé fonctionnant avec différents types de charges.


3.4. Harmoniques Pour une charge purement résistive et =90°. Dresser le tableau des harmoniques pour l’intensité (jusqu’au rang 13) en ampère et en pourcentage du fondamentale. Comparer ces résultats avec ceux de la préparation en ce qui concerne le fondamentale.

Ajouter ensuite l’inductance. Agir sur la valeur de l’inductance de charge et observer l’effet sur les harmoniques consommés par le montage.

4. RAPPELS La modulation de la puissance délivrée à un récepteur alternatif à partir d’une source de tension alternatif sinusoïdal monophasé, peut se faire en général, selon deux modes :

- Modulation par train d’ondes: le nombre de périodes contenues dans un cycle est variable.

Figure 27 - Modulation en angle de phase: l’angle de retard à l’amorçage est variable. C’est

le mode de fonctionnement étudié dans ce TP.

Figure 28 est l’angle de conduction:

Figure 29


est le déphasage entre la tension et le courant : tg = Q/P

Lorsque =0, le courant et la tension aux bornes de la charge sont sinusoïdaux, donc la puissance apparente s’écrit:

22 QPS avec S en VA, P en W, Q en VAR Par contre pour 0°< <180°, les déformations de l’intensité et/ou de la tension (dues aux coupures intermittentes) entraine l’apparition d’une puissance déformante D (exprimée en volt ampère déformant) liée aux tensions et/ou courants non sinusoïdaux, donc à leurs harmoniques. Dans ce cas la puissance apparente s’écrit:

222 DQPS avec D en VAD Ainsi dans le cas d’une résistance pure, on a cos =1 et Q=0 bien que k<1.

SPk et k cos


TP N°5 : RACCORDEMENT AU RESEAU DE L’ALTERNATEUR SYNCHRONE

1. OBJECTIFS Etude du modèle de Potier de la machine synchrone fonctionnant en alternateur et étude des échanges de puissance au sein d’un groupe convertisseur tournant synchrone-continu.

1.1. Modèle de Potier Comme dans l’étude de tout modèle on retrouve :

- L’identification des paramètres du modèle à partir d’essais à puissance réduite. - La simulation de points de fonctionnement en charge à l’aide du modèle étudié,

pour prévoir par calcul la valeur d’une ou plusieurs grandeurs relatives à ces points de fonctionnement.

- La réalisation expérimentale des points de fonctionnement étudiés par simulation (essais en charge), pour comparer les valeurs effectivement mesurées aux valeurs prédites par le modèle, afin d’en déduire la précision du modèle et son domaine de validité.

- Le problème étudié dans cette simulation est la détermination de la valeur du courant d’excitation, correspondant à un régime donné aux bornes de l’induit de la machine synchrone fonctionnant en alternateur (tension U, courant I et facteur de puissance cos ).

1.2. Echanges de puissance La machine synchrone (MS) étant accouplée à une machine à courant continu (MCC) pour constituer un groupe convertisseur tournant synchrone-continu, les échanges de puissance active entre la machine synchrone et le réseau alternatif, correspondent aux échanges de puissance entre le réseau alternatif et le réseau continu. Les deux machines constituant le groupe étant réversibles, cette étude doit permettre de savoir obtenir un point de fonctionnement quelconque d’une machine synchrone accrochée sur le réseau : fonctionnement en moteur ou en alternateur (courant absorbé ou fourni) et le facteur de puissance avec indication du sens de déphasage. Le deuxième objectif est d’être capable de caractériser un point de fonctionnement donné (type de fonctionnement de la machine synchrone et sens du déphasage courant-tension).

2. MANIPULATIONS L'alternateur synchrone est entrainé par un moteur à courant continu à excitation indépendante. Matériel :

- Une machine synchrone triphasée à rotor bobiné (MS). - Une machine à courant continu à excitation indépendante (MCC). - Un rhéostat de 500 /1,6A pour contrôler l’excitation de la MCC. - Une alimentation continue variable pour délivrer le courant d'inducteur de

l'alternateur. - Un shunt et un voltmètre analogique bidirectionnel pour observer le sens du courant

d'induit de la MCC. - Un coupleur pour connecter l'alternateur au réseau. - Un commutateur de wattmètre.


Un wattmètre analogique, des voltmètres, des ampèremètres.

2.1. Essais à puissance réduite pour identification des paramètres

2.1.1. Caractéristique à vide L’alternateur est entraîné par un moteur à courant continu à excitation shunt (voir le schéma de montage de la Figure 30) dont la vitesse est maintenue constante et égale à la vitesse de synchronisme de l’alternateur.

Figure 30 L’inducteur de l’alternateur est alimenté par une source de tension continue variable. On fera croire J à partir de sa valeur minimale jusqu’à obtenir U0=1,2Un (U0 tension à vide composée aux bornes de l’induit) puis on fera décroître J jusqu’à sa valeur minimale.

Tracer la courbe de première aimantation de E(J), qui correspond à la moyenne des caractéristiques obtenues pour J croissant et pour J décroissant, la f.e.m. E par phase

de l’étoile équivalente étant égale à 30U .

2.1.2. Caractéristique en court-circuit Court-circuiter les phases de l’induit comme indiqué sur la Figure 31 (le groupe étant à l’arrêt).

Figure 31 L’inducteur est alimenté comme pour le relevé de la caractéristique à vide, le groupe étant entraîné à sa vitesse nominale.

Tracer la caractéristique Icc(Jcc) en faisant varier Jcc jusqu’à obtenir Icc=1,2In.


2.1.3. Mesure de la résistance Mesurer par la méthode volt-ampèremétrique (source V, voltmètre et ampèremètre), la résistance entre phases de l’induit de l’alternateur qui représente le double de la résistance par phase de l’étoile équivalente.

2.2. Accrochage sur le réseau

2.2.1. Montage et procédure La machine synchrone est accouplée à une machine à courant continu câblée en moteur à excitation shunt. On réalisera le montage de la Figure 32. Le shunt permet de déterminer si la machine synchrone fonctionne en alternateur (IC>0) ou en moteur (IC<0).

Figure 32 En pratique, on procédera ainsi :

- Démarrer le moteur à courant continu et l’amener à une vitesse proche de la vitesse de synchronisme.

- Exciter la machine synchrone pour obtenir une tension à ses bornes égales à la tension du réseau.

- Vérifier que l’ordre des phases de l’alternateur est identique à l’ordre des phases du réseau. Pour cela vérifier que les lampes s’allument simultanément, dans le cas contraire les lampes s’allument successivement, il faut donc permuter 2 phases (réseau ou machine). Cette permutation doit se faire en coupant l’excitation de la machine synchrone et l’alimentation du réseau.

- Régler la fréquence de battement des lampes de manière à pouvoir détecter leur extinction.

- Fermer le contacteur du coupleur au moment où les lampes sont éteintes (tension instantanée nulle entre l’alternateur et le réseau).

2.2.2. Point de fonctionnement à courant déwatté arrière Cet essai caractéristique du modèle de Potier s’effectue immédiatement après l’accrochage sur le réseau. On se place d’abord à Q=0 (minimum de courant dans l’induit de la machine synchrone), si l’accrochage à été correctement effectué cette condition est déjà réalisée, sinon modifier la valeur de Js. Puis on se place à P=0 (W1=W2=0) en réglant la valeur de Jc. On surexcite ensuite la machine synchrone de manière à obtenir le courant In dans l’induit (sans toucher à Jc).


Relever pour ce point le courant d’excitation Js et la tension aux bornes du réseau alternatif. Ceci nous donne les coordonnées du point M de la construction de Potier (cf. Figure 34). On revient ensuite au point précédent (Q=0 et P=0).

En pratique, on relèvera toutes les valeurs mesurées (machine synchrone : U, I, Js, W1, W2 et machine à courant continu : V, Ic, Jc) pour permettre la détection ultérieure d’éventuelles erreurs de manipulation.

2.2.3. Essais en charge Pour les 3 questions qui suivent la machine synchrone est raccordée au réseau, on relèvera toutes les valeurs mesurées sur la machine synchrone : U, I, Js, W1, W2 et sur la machine à courant continu : V, Ic, Jc.

2.2.3.1.Courbes en V (courbes de Mordey) La machine synchrone fonctionnant en alternateur (IC>0), on relèvera les courbes I(Js) et cos =f(Js) pour P=Pn/3.

2.2.3.2.Test de points de fonctionnement en alternateur On cherchera à régler quelques points de fonctionnement en alternateur synchrone (IC>0) :

P=Pn/3 pour cos =0,8 AV et cos =0,8 AR

2.2.3.3.Test de points de fonctionnement en moteur On cherchera à régler de la même manière quelques points de fonctionnement en moteur synchrone (IC<0) :

P=Pn/3 pour cos =0,8 AV et cos =0,8 AR

3. RESULTATS Commenter les courbes en V. Calculer les paramètres du modèle de Potier. Calculer la valeur du courant d’excitation (JS) de l’alternateur et du moteur par

simulation en utilisant le modèle de Potier pour les points de fonctionnement obtenus précédemment.

Comparer les valeurs expérimentales aux valeurs calculées. Les résultats seront présentés sous forme d’un tableau synthétique.

4. RAPPELS 4.1. Modèle de Potier

On utilise le modèle de Potier dans le cas des alternateurs à pôles lisses et pour tenir compte de la saturation. La description du modèle de Potier comporte deux équations vectorielles, illustrées par la Figure 33, et une courbe représentant les variations de la tension à vide E en fonction du courant d’excitation Js. En convention générateur on obtient la caractéristique E(Js) :

Er RI jxp

Js JrCe modèle est caractérisé par trois paramètres et par la caractéristique non-linéaire E(Js) :

- : coefficient d’équivalence entre les courants circulant dans l’induit et dans l’inducteur en ce qui concerne les champs créés dans l’entrefer.

- xp : réactance de Potier qui tient compte du flux de fuites de l’induit.


- R : résistance d’une phase de l’induit. On désire déterminer Js (module de Js) pour un point de fonctionnement (V,I, ) de la machine synchrone. On détermine Er à l’aide de Er = V + RI + jxpI. Jr est par hypothèse identique à celle de Er. Remarquons que Er et Jr ne sont que des intermédiaires de calcul qui n’ont pas de signification physique réelle. Le courant d’excitation Js (module de Js) est obtenu à partir de Jr et de la relation vectorielle Js = Jr + j I.

Figure 33 4.2. Identification des paramètres

L’identification des paramètres et xp est obtenue à partir des essais à puissance réduite :

- Caractéristique à vide E(Js).

- Caractéristique en court-circuit triphasé symétrique Icc(Js). - Point de fonctionnement correspondant à un courant fourni par la machine en retard

de /2 par rapport à la tension et égal au courant nominal. On parle de point « déwatté arrière ».

- Cette identification s’obtient de manière graphique (cf. Figure 34).

Figure 34 Le point M a pour coordonnées le courant d’excitation (B) nécessaire pour obtenir le courant déwatté arrière nominal à la tension d’induit correspondante (V). Le segment PM (=OA) à pour longueur la valeur du courant d’excitation (A) nécessaire pour obtenir le courant nominal dans l’induit en court-circuit triphasé symétrique. La demi-droite PT est parallèle à la tangente à l’origine de la caractéristique E=f(Js) et coupe cette dernière au point L. Enfin, N est la projection orthogonale de L sur le segment PM.


et xp sont obtenus à partir des relations : LN xpIn et MN In

4.3. Fonctionnement du groupe convertisseur Dès que la machine synchrone est accrochée sur le réseau alternatif, la machine à courant continu restant couplée sur le réseau continu, les seuls paramètres de réglage d’un point de fonctionnement du groupe sont les courants d’excitation de la machine à courant continu Jc et celui de la machine synchrone Js. Les tensions aux bornes des induits des deux machines sont imposées par les réseaux respectifs auxquels elles sont couplées. La vitesse du groupe est imposée par la fréquence du réseau alternatif.

4.3.1. Réglage de la puissance active P Le courant d’excitation Js de la machine synchrone ne peut agir que sur la puissance réactive Q échangée avec le réseau. C’est donc le courant d’excitation de la machine à courant continu Jc qui va permettre de modifier le couple sur l’arbre, et ainsi modifier les échanges de puissance active P entre la machine synchrone et le réseau alternatif. Echange de puissance active que l’on retrouve aux pertes près, entre la machine à courant continu et le réseau continu, les deux machines étant couplées mécaniquement. L’effet du réglage du courant d’excitation Jc peut être illustré en s’intéressant au fonctionnement électrique de la machine à courant continu (Figure 35).

Figure 35

En convention générateur, on peut écrire : Vc=E-RI soit I=(E-Vc)/R avec Vc tension aux bornes de l’induit imposée par le réseau continu. Si E est supérieur à Vc (Jc>J0) alors I est positif et la machine à courant continu fonctionne en générateur, et donc la machine synchrone en moteur. Inversement, pour Jc<J0, on a E<Vc et donc I<0. La machine à courant continu fonctionne en moteur et la machine synchrone en alternateur. Suivant la valeur de Jc, la machine synchrone fonctionne donc en moteur ou en alternateur. Il est nécessaire de réaliser un test pour déterminer le type de fonctionnement du groupe :

- Alternateur synchrone et moteur à courant continu. - Moteur synchrone et génératrice à courant continu.

Si à partir d’une petite variation positive du courant d’excitation Jc, on observe une variation positive de la puissance active P, alors on peut en conclure que l’on travaille en moteur


synchrone. Inversement, si pour la même variation de Jc la puissance active P à tendance à diminuer, alors la machine synchrone fonctionne en alternateur.

4.3.2. Réglage de la puissance réactive Q Les échanges de puissance réactive Q entre le réseau alternatif et la machine synchrone se règlent essentiellement à l’aide du courant d’excitation Js. Pour une puissance active P donnée, il existe une valeur du courant d’excitation Jsmin pour laquelle la puissance réactive échangée Q est nulle. Ce fonctionnement correspond à un courant minimum dans l’induit de la machine synchrone. Si l’on règle le courant Js à une valeur supérieure à Jsmin on dit qu’on surexcite la machine. La machine synchrone fournit alors de la puissance réactive au réseau alternatif. Inversement, pour Js<Jsmin, la machine synchrone est sous-excitée et absorbe de la puissance réactive.

4.3.3. Sens du déphasage Le sens de déphasage du courant par rapport à la tension est toujours indiqué en pratique par le qualificatif AV ou AR. Sa valeur correspond à la détermination principale de la fonction Arc tg. Comme tg =Q/P, si P et Q sont de même signe, est positif et correspond à un déphasage AR. Si P et Q sont de signes contraires, le déphasage est un déphasage AV. Quelle que soit la convention utilisée, on a donc :

- Déphasage AR P et Q transitent dans le même sens. - Déphasage AV P et Q transitent dans le sens contraire.

Par exemple, si le groupe fonctionne en alternateur synchrone (P positif en convention générateur) et que l’on surexcite la machine synchrone (Q positif en convention générateur), le déphasage sera dit AR.


TP N°6 : ONDULEUR DE TENSION MONOPHASE

1. OBJECTIFS L’objectif de ce TP est d’une part d’étudier le fonctionnement des onduleurs monophasé de tension et d’autre part le filtrage des formes d’ondes obtenues. Les solutions de filtrages « actifs » et « passifs » seront abordées. L’onduleur autonome est un convertisseur statique assurant la conversion continu-alternatif. A la différence d’un onduleur non autonome (ou assisté) qui est connecté à un réseau alternatif

2. MANIPULATIONS Recommandations : Avant de démarrer, vérifier que l’alimentation de puissance est limitée à 3A : placer les potentiomètres V et I au minimum. Réaliser un court circuit de l’alimentation hors tension, mettre sous tension, augmenter le courant jusqu'à 3A. Eteindre l’alimentation sans toucher au potentiomètre de réglage de I, remettre sous tension à vide et ajuster la valeur de la tension de la source. Placer la platine didactique hors tension pour toutes modifications de câblage! Attention à l’isolation galvanique des mesures : les masses BNC sont reliées entre elles. Matériel :

- Maquette C0 1020 « Banc d’étude de la conversion continu/alternatif ». - Platine didactique onduleur à IGBT. - Source de tension stabilisée 0-60V/0-20A. - Source de tension symétrique -15V/0/+15V (partie commande). - Oscilloscope numérique TDS 380 avec module mathématique (FFT). - Rhéostat 100 /5A (réalisé par la mise en série de deux rhéostats de 50 ). - Inductance 3mH. - Boîte à décade de condensateurs ou condensateur fixe.

Dans ce qui suit, on travaillera avec une tension de bus continu de 24V, source limitée à 3A, et une fréquence fondamentale de 100Hz. Ne pas oublier l’alimentation de la commande de l’onduleur (-15V/0/+15V).

2.1. Onduleur en pont commande « pleine onde » En utilisant l’onduleur pleine onde à vide, réaliser à l’aide de l’oscilloscope l’acquisition du spectre du signal de sortie.

A partir des caractéristiques d’acquisition de l’oscilloscope (durée d’acquisition et fréquence d’échantillonnage) retrouver l’étendu du spectre et sa résolution fréquentielle F.

Proposer un réglage de la base de temps de l’oscilloscope permettant de visualiser correctement les amplitudes du fondamental et de l’harmonique de rang 3.

Justifier l’absence de composante continue, vérifier expérimentalement. Mesurer l’amplitude du fondamental et des 5 premiers harmoniques, à l’aide de l’oscilloscope.

Choisir le calibre de l’oscilloscope approprié, vérifier l’étendue spectrale en fonction de la fréquence d’échantillonnage.

Comparer les amplitudes précédentes avec le calcul théorique. Donner l’expression de l’évolution instantanée du fondamental V1(t) en fonction de E. Faire débiter l’onduleur sur le rhéostat de 100 Ohm, justifier la chute de potentiel observée sur les harmoniques.


Relever le taux de distorsion harmonique. Conclusion sur la commande pleine onde (avantages / inconvénients…).

2.2. Onduleur en pont commande « décalée » Programmer l’angle de décalage (d) de façon à supprimer l’harmonique 3. Mesurer à l’oscilloscope l’amplitude du fondamental et des 3 premiers harmoniques. Comparer les amplitudes mesurées avec le calcul théorique. Expliquer la chute de valeur efficace du signal par rapport au cas précédent. Relever le taux de distorsion harmonique et le comparer à la valeur précédente. Conclusion sur la commande décalée.

2.3. Onduleur en pont commande MLI calculée +E/-E Etudier le spectre de tension de sortie en utilisant le mode deux coupures. Relever en particulier l’amplitude de l’harmonique de rang 9 et le taux de distorsion harmonique.

Conclusion sur la commande MLI « à coupures ». 2.4. Onduleur en pont commande MLI calculée +E/0/-E

Etudier le spectre de tension de sortie en utilisant le mode deux coupures. Mesurer le taux de distorsion harmonique. Conclusion sur les commandes MLI calculées. Comparer les spectres et les taux de distorsion harmonique correspondants.

2.5. Onduleur en pont commande MLI modulée On utilise à présent le montage didactique d’un onduleur à IGBT représenté Figure 36.

Figure 36 La source de tension d’entrée E (en général le réseau alternatif redressé puis filtré par des condensateurs de fortes capacités) sera réalisée à l’aide d’une alimentation continu réglée à 50V avec un courant de sortie limité à 6A. La charge sera constituée soit par une résistance non inductive de 16,8 (charge R), soit par cette résistance mise en série avec une inductance à noyau réglée à son maximum (charge RL). On utilisera un ampèremètre analogique pour mesurer le courant efficace, ainsi qu’un wattmètre numérique et un voltmètre numérique pour mesurer la valeur moyenne du signal de sortie. Vérifier sur la face avant du pupitre de l’onduleur que les commutateurs de commande des transistors sont en position « c » (commandés). Basculer l’onduleur en commande externe et y relier un GBF.


2.5.1. Charge résistive seule : Régler le GBF sur l’amplitude minimale en modulation sinusoïdale (Vcom) et ajuster sa composante continue pour supprimer la composante continue en sortie de l’onduleur (on retrouve la commande complémentaire précédemment étudiée). Régler la fréquence de découpage à 10kHz et la fréquence de modulation (GBF) à 100Hz.

Observer l’allure de la tension de sortie de l’onduleur (sonde différentielle) et celle du courant dans la charge (sonde de courant intégrée de l’onduleur ou pince ampèremétrique).

Analyser les valeurs du courant indiquées par le wattmètre et l’ampèremètre. Conclure sur l’origine de la différence de valeur indiquée et proposer l’appareil le plus approprié.

Augmenter suffisamment la tension de modulation Vcom et observer les formes d’ondes.

Réaliser l’analyse spectrale et comparer la richesse harmonique avec les méthodes de filtrages actifs vues avec la maquette précédente.

Conclure sur le rôle de la commande MLI modulée. 2.5.2. Charge résistive et inductive

Visualiser à nouveau les formes d’ondes de courant et de tension, puis comparer avec les résultats obtenus avec la charge purement résistive.

Noter l’indication des 2 ampèremètres et justifier les valeurs observées. Faire varier l’amplitude de la composante sinusoïdale de la tension de commande Vcom de l’onduleur et relever la courbe de puissance de sortie P= f(Vcom).

Conclure sur le mode de réglage de la puissance de sortie. 2.5.3. Filtrage passif de l’onduleur

Pour une fréquence de modulation de 250Hz, sachant que la charge nominale est de 16,8 et que l’on accepte une variation relative de tension de 5% entre le fonctionnement à vide et en charge.

Calculer les éléments du filtre et vérifier expérimentalement son effet. On fixera L=3mH.

Pour la charge résistive nominale, mesurer l’atténuation (en dB) du premier harmonique, vérifier à l’aide de la réponse fréquentielle asymptotique du filtre LC réalisé.

3. RAPPELS 3.1. Transformée de Fourier

Toute fonction périodique f(t) de période T peut être développée en série de Fourier, c'est-à-dire en la somme d’une constante et d’une somme de fonctions sinusoïdale du temps de fréquence f, 2f…nf avec f=1/T. Avec = 2 f

)sin(cos)(0

0 tnBt)(nAAtf nn

n

Avec

dttfT

AT

00 )(1 la valeur moyenne du signal.


E22

dttntfT

AT

n0

)cos()(2 dttntfT

BT

n0

)sin()(2

Avec 22nnn BAC module de l’harmonique et )arctan(

n

nn A

B phase de l’harmonique on peut

écrire :

)t(nCAtf nn

n1

0 cos)(

Propriétés : - Si la fonction f(t) est paire : f(-t)= f(t) les termes Bn sont nuls.

- Si la fonction f(t) est impaire : f(-t)=-f(t) les termes An sont nuls. - Si la fonction est à symétrie glissante : f(t+T/2)=-f(t) les harmoniques pairs sont

nuls, on calculera alors les termes A2k+1 et B2k+1.

3.2. Filtrage actifs La notion de filtrage actif repose sur les stratégies de commande des éléments actifs afin d’atténuer au mieux les harmoniques et en particulier ceux de rang faible (3,5,7….).

3.2.1. L’onduleur « pleine onde »

A0 = 0 la valeur moyenne du signal est nulle. Le signal est pair donc les termes Bn sont nuls, il possède une symétrie glissante et les harmoniques pairs sont nuls :

12)1(4

122

)12(sin4

12)12(sin4)12(cos

242

12

12

2

0

2

012

kEA

k

kEA

kkEdkEA

k

k

k

k

On note que les harmoniques sont en alternance en phase ou en opposition de phase avec le fondamental (le module est évidement positif).


E

2 2

3.2.2. Onduleur +E/0/–E ou à commande décalée C’est la première solution de filtrage « actif ».

A0=0 car la valeur moyenne est nulle. Le signal est pair donc les termes Bn sont nuls, il possède une symétrie glissante et les harmoniques pairs sont nuls (n=2k+1) :

))2

)(12cos((12

)1(4

12

)22

)(12(sin4

12)12(sin4)12(cos4

12

12

22

0

22

012

kk

EA

k

kEA

kkEdkEA

k

k

k

k

Si l’on veut éliminer le « (2k+1)ème » harmonique et ses multiples on pose:

12

0))2

)(12cos((

k

k

Pour annuler l’harmonique 3, k=1 d’où 3

3.2.3. MLI calculée : « deux coupures » par demi périodes +E/-E On est toujours dans le cas d’un onduleur +E/-E avec deux degrés de libertés a et b (définis par rapport au plus petit axe de symétrie), permettant de supprimer deux harmoniques.


E

2a

b

1)12cos(2)12cos(212

)1(4

))12sin(())12sin(())12sin(()12(

4

)12(cos)12(cos)12(cos4

12

2

2

2

2

2012

2

2

2

2

2

012

akbkk

EA

kkkkEA

dkEdkEdkEA

k

k

a

a

b

b

k

a

a

b

b

k

La solution analytique permettant de supprimer l’harmonique 3 et 5 (k = 1 et k = 2) n’existe pas, une résolution numérique s’impose on peut la réaliser via MATLAB, OCTAVE, MAPPLE… Par exemple sous MATLAB : [A,B]=solve('2*cos(3*b)-2*cos(3*a)+1=0','2*cos(5*b)-2*cos(5*a)+1=0'); % pour le 3 et le 5 a=eval(a) ; % solution numérique b=eval(b) ; (a<pi/2) & (b<pi/2) & (a<b) % conditions à respecter pour la solution numérique Seul le couple a=0.4127 b=0.5817 permet de satisfaire toutes les conditions… a = 2.76035931566268 2.55991491321908 2.55015531340670 2.23345962366578 2.14868169321696 1.67162221135445 1.51001394259937 1.40133446750771 0.74501158076910 0.41268212756294 0.27373562482196 0 + 0.15935066339103i

b = 0.90813302992401 2.72891052602685 1.46997044223534 0.38123333792712 1.74025818608208 0.59143734018309 2.86785702876783 0.99291096037284 3.14159265358979 - 0.15935066339103i 0.58167774037071 1.63157871099042 2.39658107282070

Ces solutions sont exprimées en radians, la résolution numérique donne finalement : a=23.6449°, b=33.3277° sur notre onduleur de TP nous règlerons donc 24° et 33°.


E

2

ab

On peut étendre ce résonnement pour supprimer d’autres harmoniques en introduisant d’autres coupure, cependant il n’est pas directement possible d’ajuster la valeur du fondamental avec ce type de MLI calculé.

3.2.4. MLI calculée : « deux coupures » par demi période +E/0/-E Comme pour le cas précédent 2 coupures par demi période mais avec un retour à 0.

2

2

2012

2

2

2

012

))12sin(())12sin(()12(

4

)12(cos)12(cos4

a

b

k

a

b

k

kkkEA

dkEdkEA

Finalement, on obtient : a=17,8318° et b=37,9660° 3.3. Filtrage passif

L’onduleur de tension est dans sa version de base un convertisseur direct, on passe en effet d’une source continue de tension en une source alternative de tension. Si l’on veut introduire un filtre en respectant les règles d’interconnexion des sources il est naturel d’utiliser un filtre de type LC.

Figure 37: filtre LC chargé.

On note 1 la pulsation du fondamental, n la pulsation naturelle de résonance et r la pulsation de résonance du filtre chargé. On rappelle :

21nr la pulsation de résonance diminue légèrement lorsque l’on charge le filtre. Le filtre doit satisfaire plusieurs critères :

- Le dimensionnement de ce filtre doit permettre de ne pas atténuer le fondamental tout en atténuant suffisamment les premiers harmoniques. C’est le critère de l’atténuation des harmoniques ou de la « pureté » du signal de sortie.

- Les caractéristiques du filtre évoluent en fonction de la charge, on doit donc se fixer un critère de variation relative de tension à vide et en charge.


- Le filtre doit être « transparent » c'est-à-dire ne pas augmenter l’impédance de sortie de l’onduleur (effet négatif de L ) ni provoquer de circulation de courant capacitif trop forte, cela conduirait à un surdimensionnement de l’onduleur et des difficultés de régulation.

On veillera, outre le critère de respect de gabarit qui fixe le dimensionnement minimal, à respecter :

chZL 1 et chZC 1

1

Dans ces conditions on a les relations : Vs Vond et ich iL

Pour le premier critère, on comprend l’intérêt de chercher à éliminer les harmoniques de rang faible au moins le 3 et le 5 par une méthode de filtrage actif (stratégies de commande) ou mieux en utilisant une structure d’onduleur MLI modulée, multi niveaux…

Figure 38: effet de l’amortissement sur la réponse. On peut exprimer la chute de tension relative, en posant :

- Vs1 amplitude du fondamental de Vs en charge.

- Vs10 amplitude du fondamental à vide.

- 1 phase du fondamental de Vs par rapport au fondamental de Vond.

2

1

221

21

10

10

)(1

)(11

RchLV

VV

n

n

s

ss et 21

1

1

)(1n

RchL

Arctg


0,0 0,1 0,2 0,3 0,4 0,50

2

4

6

8

10

12

14

Paramètre 1/ 0

1/51/4

1/3

1/2

DV s

1/Vs1

0 en

%

Rapport L /Rch

Figure 39 : chute de tension relative fonction de L /Rch.

On voit que pour un rapport 1/ n supérieur à 1/3 et pour une variation relative admissible de 5% le rapport L 1/Rch se situe autour de 0,3. En conclusion, il n’est pas utile d’éloigner n de plus de 3 1 car l’atténuation des harmoniques sera moins importante. L’estimation de l’atténuation A des harmoniques peut être réalisée par :

n2 u avec 1

uA

Dans un contexte industriel la définition d’un cahier des charges (volume, masse du filtre, ondulation de tension admissible, atténuation minimale, stabilité de la régulation…) et son respect doivent guider le concepteur.


TP N°7 : MACHINE A COURANT CONTINU ALIMENTEE PAR UN HACHEUR

Les machines à courant continu permettent la réalisation de systèmes d’entrainement performants (en dynamique et précision) en utilisant des structures de conversion de type hacheur réversible en puissance relativement simples à réaliser.

1. OBJECTIFS Caractériser un groupe de machines à courant continu et proposer un modèle équivalent adapté. Réaliser les caractéristiques en charge en utilisant le hacheur 1, 2 et 4 quadrants, identifier les paramètres électriques du hacheur et de la machine.


- Un groupe de machines à courant continu à aimants. - Une génératrice tachymétrique en bout d’arbre 6V/1000 tr.min-1. - Une alimentation à courant continu régulée en tension 60V-18A. - Une platine hacheur à IGBT didactique. - Une inductance de lissage de 3mH. - Un rhéostat de 33 /6A utilisé comme plan de charge de la génératrice. - Un oscilloscope numérique et une sonde différentielle de tension ST1000. - Des appareils de mesures conventionnels.

Recommandations : Il est impératif de faire vérifier tous les montages à chaque modification.

- Veiller à respecter les valeurs nominales des plaques signalétiques de tous les équipements utilisés.

- La source de tension sera limitée à 6A au début du TP. - Lire les annexes du TP avant de commencer les manipulations.

2.1. Détermination des paramètres de la MCC

2.1.1. Essai à vide La MCC étudiée fonctionne en génératrice, elle est entrainée à vitesse constante par l’autre machine qui est directement alimentée par la source de tension continue.

La génératrice étant à vide (induit en circuit ouvert), mesurer la force électromotrice E quelle délivre en fonction de la vitesse de rotation jusqu’à N = 3000 tr.min-1.

Tracer la caractéristique à vide E=f( ) et en déduire la constante de f.e.m. Kv telle que E=Kv .

2.1.2. Détermination de la résistance d’induit La génératrice est à présent chargée par le rhéostat de 33 /6A.

Mesurer successivement pour des vitesses de 1000, 2000 et 3000 tr.min-1 la tension d’induit Ug en fonction du courant d’induit I que la génératrice délivre. On veillera à maintenir la vitesse constante durant la variation du courant de charge I.

Tracer sur le même graphe pour chaque vitesse la caractéristique Ug=f(I). Déduire des caractéristiques obtenues, la résistance interne R de la machine et conclure.


Proposer un modèle circuit équivalent à votre machine.

2.2. Hacheur

Figure 40 La fréquence de fonctionnement du hacheur sera fixée à 15kHz et sa tension d'alimentation à 40V. Le courant sera mesuré à l’aide de la sonde de courant intégrée à la platine, ou à l’aide d’une sonde à effet hall de type PR30. La valeur moyenne du courant sera mesurée à l’aide d’un ampèremètre analogique adapté. La tension de sortie du hacheur sera visualisée à l’oscilloscope via une sonde différentielle. Pour la mesure de la tension moyenne un voltmètre analogique sera utilisé.

2.2.1. Mode 1 quadrant Exprimer la relation liant tension moyenne de sortie du hacheur U en fonction de la tension d’alimentation Va et du rapport cyclique .

Donner la relation liant la vitesse de rotation N à Va et . Calculer la valeur du rapport cyclique permettant d’obtenir les vitesses de 750, 1000 et 2000 tr.min-1.

Vérifier vos calculs en réalisant successivement l’essai en génératrice à vide et l’essai en charge pour un courant I maintenu constant à 4A.

Conclure. 2.2.2. Mode 2 quadrants

Réaliser le montage en mode deux quadrants, mettre en évidence la réversibilité de puissance du montage.

Réaliser les relevés de la tension et du courant dans la machine en faisant apparaître les chronogrammes de conductions des interrupteurs.

Conclusion sur l’intérêt de ce type de montage.

2.2.3. Mode 4 quadrants Tracer les formes d’ondes théoriques de i (t) et u (t) du montage quatre quadrants pour des valeurs de rapport cyclique de 0,25 et 0,75.

Donner la relation liant U à Va et , déduite de U(t). Donner l’expression de l’ondulation de courant de sortie, en déduire la valeur de l’inductance de la machine et comparer à la documentation du constructeur.

Câbler le montage en mode quatre quadrants, pour trois valeurs du rapport cyclique, vérifier la relation liant la tension moyenne du moteur Um au rapport cyclique à vide et en charge.

Pour un rapport cyclique de 0,25 et 0,75 observer les formes d’ondes obtenues et les comparer aux formes d’ondes théoriques.


Mesurer puis tracer les évolutions de U et I en fonction du rapport cyclique, comparer à la courbe théorique.

Pour une valeur fixe du rapport cyclique successivement égale à 0,3/0,5/0,7 faire varier la charge de la génératrice en relevant les valeurs moyennes de U, I et la vitesse N du moteur. Tracer les caractéristiques U(I) et N(I) pour chaque valeur du rapport cyclique.

Donner la caractéristique du couple électromagnétique Cem(I) et Cem(N) à partir du bilan de puissance, comparer la courbe obtenue avec la caractéristique Cem=KI en utilisant la caractérisation de K réalisée.

La charge du moteur est constituée d’une génératrice à courant continu débitant sur un plan de charge. Comparer les caractéristiques en charge U(I) obtenue par le modèle et la caractéristique expérimentale, conclure.

3. ANNEXES 3.1. Connaissance des équipements

La Figure 41 présente le schéma du hacheur à IGBT didactique utilisé :

Figure 41 : hacheur didactique à IGBT Cet étage peut être utilisé selon trois configurations.

3.1.1. Configuration 1 quadrant Les connexions se feront autour de Kh1 et Kb1 (bras N°1) après avoir inhibé une des deux commandes à l’aide de l’un des deux sélecteurs : c = commandé / nc = non commandé.


3.1.2. Configuration 2 quadrants Cette fois on opérera sur les connexions du bras N°1 (bornes blanche et noire) en autorisant les commandes de Kh1 et Kb1

3.1.3. Configuration 4 quadrants On opère sur les deux bras d’onduleur (bornes blanche et verte) en autorisant les commandes du bras N°1.

3.2. Précautions La manipulation des sélecteurs doit toujours se faire après avoir éteint l’alimentation de puissance. Caractéristiques des machines :

Figure 42


TP N°8 : REDRESSEUR TRIPHASE

1. OBJECTIFS L’objectif de ce TP est de comparer le fonctionnement (tension de sortie, échange de puissance) de deux types de ponts triphasés : le pont double tout thyristor et le pont mixte (thyristors et diodes) sur charge résistive et/ou inductive.


- Un autotransformateur triphasé. - Un commutateur de wattmètre. - Une platine redresseur triphasé à thyristor et son boitier de commande. - Un boitier de diodes. - Une inductance variable. - Un rhéostat de 33 /6A. - Un oscilloscope numérique avec sonde différentielle de tension double ST1000,

raccordé à une imprimante. - Une sonde de courant instantané PR30 (20A). - Un wattmètre numérique, des voltmètres, des ampèremètres.

2.1. Pont triphasé double tout thyristor 2.1.1. Montage

Réaliser le montage redresseur représenté Figure 43. Le pont sera alimenté par le secondaire d’un autotransformateur dont la tension composée sera réglée à 100V (ne plus toucher au réglage de l’autotransformateur par la suite de la manipulation). La tension de synchronisation (connectée derrière le module de commande) sera assurée par la tension simple V1 de sortie de l’autotransformateur. Les mesures de I, V, P, Q seront obtenues grâce à un wattmètres-multimètre numérique (ampèremètre voltmètre wattmètre). L’inductance sera réglée à sa valeur maximale.

Calculer la valeur de la résistance R permettant d’obtenir un courant Ic de 5A lorsque l’angle de retard à l’amorçage de thyristors vaut =0.

On rappelle que correspond au retard à l’amorçage des thyristors par rapport à l’amorçage naturel des diodes qui remplaceraient ces thyristors. Prendre la résistance dont la valeur est la plus proche (et supportant 5A).

Figure 43


2.1.2. Caractéristique de sortie Tracer la caractéristique UC=f( ) pour une charge purement résistive (R) puis avec une charge inductive (R+L) avec la sonde différentielle sur la sortie du pont. Comparer et commenter les courbes obtenues avec la courbe théorique que l’on tracera également sur le même graphe.

On rappelle la relation théorique : = 2 sin cos . VM=tension simple max d’entrée du pont, q=nombre de phases. Distinguer les deux modes de fonctionnement du pont (résistif et inductif).

Pour =0, imprimer l’allure du courant dans l’une des phases de sortie de l’auto-transformateur (visualiser à l’aide d’une pince de courant). Relever la valeur de I et IC , puis retrouver le rapport entre ces deux courants.

Compte-tenu de la forme non-sinusoïdale du courant I, peut-on encore appliquer les formules 2313 WWP et 23133 WWQ établies pour des grandeurs sinusoïdales ? Si oui, pourquoi ?

2.1.3. Mode de fonctionnement du pont Toujours pour la charge inductive (R+L), tracer le diagramme Q(P) pour des valeurs croissante de à Ic=cte=5A. On s’arrêtera lorsque la tension de sortie du pont atteindra approximativement 25V. Le pont ne pouvant fonctionner en onduleur (charge passive), on tracera le symétrique de la portion de courbe déjà tracée en redresseur.

Expliquer la forme de la caractéristique Q(P) à Ic=cte. Dans cet essai, comment évolue la puissance apparente S en fonction de ? Donner alors le sens de variation du facteur de puissance fp en fonction de .

2.2. Pont triphasé mixte

2.2.1. Montage Modifier le montage précédent en remplaçant les trois thyristors du bas par trois diodes (cf. Figure 44). La commande des thyristors reste inchangée.

Figure 44

2.2.2. Caractéristique de sortie Tracer la caractéristique de sortie UC=f( ) pour une charge inductive (R+L).

Comparer avec la courbe théorique donnée par : = 2 sin .


2.2.3. Mode de fonctionnement du pont Toujours pour la charge inductive, tracer Q(P) pour des valeurs croissante de à Ic=cte=5A. On s’arrêtera lorsque la tension de sortie du pont atteindra approximativement 25V.

Expliquer la forme de la caractéristique Q(P) à Ic=cte. Le pont peut-il fonctionner en onduleur ?

3. RESULTATS Comparer les deux types de ponts étudiés (réversibilité redresseur-onduleur, caractéristique de sortie).

Documents

Convertisseurs statiques Machines électriques - Eklablogekladata.com/aysWtohlt7Rprp9ZxlGfnAXZmPM/Cahier-TP-electrotech-… · TABLE DES MATIERES Rotation des TP Binôme Séance 1