Etude de la technologie 4G/LTE : implémentation des

UNIVERSITÉ D’ABOMEY-CALAVI

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ÉCOLE POLYTECHNIQUE D’ABOMEY-CALAVI

*****

DÉPARTEMENT DE GÉNIE INFORMATIQUE ET TÉLÉCOMMUNICATIONS

Option : Réseaux et Télécommunications (RT)

MÉMOIRE DE FIN DE FORMATION

POUR L’OBTENTION DU

DIPLÔME D’INGÉNIEUR DE CONCEPTION

Thème :

Etude de la technologie 4G/LTE : implémentation des

techniques OFDMA et SC-FDMA

Réalisé et présenté par : Maître de mémoire :

Ange Mikaël Mahougnon Dr. Max Fréjus O. SANYAHOUNMENOU Enseignant Chercheur à l’EPAC

Année académique : 2016 - 2017

10 ème Promotion

Sommaire

Sommaire ii

Dédicaces iii

Remerciements iv

Liste des sigles et des abréviations viii

Liste des tableaux ix

Liste des figures x

Résumé xii

Abstract xiii

Introduction générale 1

I SYNTHESE BIBLIOGRAPHIQUE 4

1 Généralités sur la technologie 4G LTE 5

2 Techniques d’accès LTE : OFDMA et SC-FDMA 22

II APPROCHE METHODOLOGIQUE 33

3 Différentes chaînes de transmission et modèles de canaux 34

4 Environnement et critères de performance 40

III RESULTATS ET DISCUSSIONS 46

5 Résultats et discussions 47

Conclusion générale et perspectives 55

i

SOMMAIRE

Références bibliographiques 58

Annexes 60

English version 62

Table des matières 79

Réalisé par Ange Mikaël M. HOUNMENOU ii

Dédicaces

Je dédie ce travail

À mon défunt père Gervais !

qui demeure mon modèle, mon héros et mon guide.

À ma mère Olga !

cette source de tendresse, de patience et de générosité.

À mes frères Emmanuel et David !

qui, par un mot,

m’ont donné la force de continuer ce travail.

« Certes, il y a des travaux pénibles ;

mais la joie de la réussite n’a-t-elle pas à

compenser nos douleurs ? »

Jean de la bruyère

iii

Remerciements

La réalisation de ce mémoire a été rendue possible grâce au concours de plusieurs personnes

à qui je voudrais témoigner toute ma reconnaissance. Mes remerciements vont à l’endroit :

� du Docteur Léopold DJOGBE, Chef du département de Génie Informatique et Télécommu-

nications (GIT) de l’EPAC ;

� du Docteur Max Fréjus 0. SANYA, enseignant à l’EPAC, pour la qualité de son enseignement,

sa rigueur, sa grande patience, sa disponibilité et pour avoir accepté suivre ce travail en y

consacrant une attention particulière en dépit de ses multiples responsabilités ;

� des honorables membres du jury qui m’ont fait l’honneur d’accepter d’évaluer ce travail

malgré leurs multiples occupations ;

� de tous les enseignants du département de GIT pour la formation de qualité reçue ;

� de Monsieur Joël K. FIOSSI, chef du Centre Réseau Sans Fil à Bénin Télécoms Services, pour

sa disponibilité, ses conseils et explications ;

� de tout le personnel du Centre Réseau Sans Fil de Bénin Télécoms Services S.A

� de Mr José SINGBO, pour ses conseils et son soutien pour la réalisation de ce travail ;

� des familles HOUNTONDJI et AGBO-PANZO pour leur soutien et leurs conseils tout au long

de mon cursus.

� de mon cher ami Jean-Claude VITOFODJI qui m’a toujours soutenu.

� de Mademoiselle Mariline NOBRE VIGOUROUX, pour sa patience, sa compréhension à

mon endroit, et pour les sacrifices qu’elle a consenti pour me soutenir dans les moments

où j’en avais eu le plus besoin.

� de toute la 10ème promotion du Secteur Industriel de l’EPAC.

� de toutes les personnes dont je n’ai pas pu citer les noms ici, mais qui de près ou de loin ont

contribué à la réalisation de ce travail.

iv

Liste des sigles et des abréviations

Nombres

1G première génération.

2G deuxième génération.

3G troisième génération.

3GPP 3rd Generation Partnership Project.

4G quatrième génération.

A

AMC Adaptive Modulation and Coding.

AMPS Advanced Mobile Phone System.

AWGN Additive White Gaussian Noise.

B

BPSK Binary Phase Shift Keying.

BSC Base station Controller.

BTS Base Transceiver station.

C

CAC Call Admission Control.

CDMA Code Division Multiple Access.

CP préfixe cyclique.

D

DFDMA Distributed Frequency Division Multiple Access.

v


DFT Discrete Fourier Transform.

DwPTS Downlink Pilot Time slot.

E

EDGE Enhanced Data for GSM Evolution.

eNodeB Evolved Node B.

EPC Evolved Packet Core Network.

E-UTRAN Evolved Universal Terrestrial Access Network.

F

FAI Fournisseur d’Accès à Internet.

FDD Frequency Division Duplex.

FDMA Frequency Division Multiple Access.

G

GP Guard Period.

GPRS General Packet Radio Service.

GSM Global System for Mobile.

H

HSDPA High Speed Downlink Packet Access.

HSPA High Speed Packet Access.

HSS Home Subscriber Server.

HSUPA High Speed Uplink Packet Access.

I

IDFT Inverse Discrete Fourier Transform.

IFDMA Interleaved Frequency Division Multiple Access.

IMS IP Multimedia Subsystem.

IS-136 Interim Standard-136.

Réalisé par Ange Mikaël M. HOUNMENOU vi


IS-95 Interim Standard-95.

L

LFDMA Localized Frequency Division Multiple Access.

LTE Long Term Evolution.

M

MAC Medium Access control.

MIMO Multiple Input Multiple Output.

MME Mobile Management Entity.

MMS Multimedia Message Service.

N

NMT Nordic Mobile Telephone.

O

OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing.

OFDMA Orthogonal Frequency Division Multiple Access.

P

PAPR Peak Average Power Ratio.

PCRF Policy and Charging Rules Function.

PDCP Packet data Convergence Protocol.

PDN-GW Packet Data Network Gateway.

Q

QAM Quadrature Amplitude Modulation.

QoS Quality of Service.

QPSK Quaternary Phase Shift Keying.

R

Réalisé par Ange Mikaël M. HOUNMENOU vii


RB Resource Block.

RF Radio Fréquence.

RLC Radio Link Control.

RNC Radio Network Controller.

RRC Radio Resource Control.

RRM Radio Ressource Management.

S

SAE System Architecture Evolution.

SC-FDMA Single Carrier Frequency Division Multiple Access.

SGW Serving Gateway.

SMS Short Message Service.

T

TACS Total Access Communication System.

TDD Time Division Duplex.

TDMA Time Division Multiple Access.

TEB Taux d’Erreur Binaire.

U

UE User Equipment.

UIT Union Internationale des Télécommunications.

UMTS Universal Mobile Telecommunication System.

UpPTS Uplink Pilot Time Slot.

W

WCDMA Wideband Code Division Multiple Access.

WiMAX Worldwide Interoperability for Microwave Access.

Réalisé par Ange Mikaël M. HOUNMENOU viii

Liste des tableaux

1.1 Comparaison des technologies GSM, UMTS Release 99, HSPA et HSPA+ release 8

[UMTS FORUM, 2010] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7

1.2 Bandes de fréquences exploitées en LTE [14] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13

1.3 Configuration des largeurs de bande de transmission [16] . . . . . . . . . . . . . . . . 17

2.1 Comparaison des technologies GSM, UMTS Release 99, HSPA et HSPA+ release 8

[UMTS FORUM, 2010] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28

2.2 Tableau récapitulatif des paramètres du système SC-FDMA en fonction des largeurs

de bandes autorisées [23] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30

5.1 Paramètres de simulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48

ix

Liste des figures

1.1 Architecture détaillée d’un réseau LTE . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10

1.2 Architecture détaillée d’un réseau LTE [13] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11

1.3 Architecture des protocoles LTE autour de la couche physique [15] . . . . . . . . . . . 15

1.4 Structure de trame LTE Type 1 [16] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16

1.5 Structure de trame LTE Type 2 [16] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16

1.6 Schéma de bloc de ressources [16] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18

1.7 FDD et TDD [17] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19

1.8 Constellations des différentes modulations . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21

2.1 Environnement multi-trajets [19] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

2.2 N sous-porteuses orthogonales pour un système OFDM . . . . . . . . . . . . . . . . . 24

2.3 Intervalle de garde (préfixe cyclique) [20] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26

2.4 Intégration du signal avec intervalle de garde [20] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26

2.5 Espacement entre sous-porteuses . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29

2.6 Représentation temporelle du slot d’un système SC-FDMA à 5MHz de largeur de

bande [23] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31

2.7 Mapping de sous-porteuses [24] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32

3.1 Diagramme bloc d’un système OFDMA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35

3.2 Diagramme bloc d’un système SC-FDMA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36

3.3 Différents modes de mapping des sous-porteuses SC-FDMA . . . . . . . . . . . . . . 37

4.1 Schéma synoptique général de la chaîne de transmission . . . . . . . . . . . . . . . . 42

4.2 Canal de Rayleigh simulé . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43

5.1 BER vs Eb/No pour les deux types de SC-FDMA (IFDMA et LFDMA) . . . . . . . . . . 49

5.2 Comparaison IFDMA et LFDMA pour Q = 2 et Q = 4 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50

5.3 Comparaison OFDMA et SC-FDMA (avec Q=1) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50

5.4 Etude du BER en OFDMA - AWGN vs Rayleigh . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51

5.5 Comparaison OFDMA et SC-FDMA (avec Q = 2) pour un canal de Rayleigh . . . . . . 52

5.6 Etude du PAPR pour différentes modulations en IFDMA et en LFDMA . . . . . . . . . 53

5.7 Représentation de signaux IFDMA et LFDMA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53

x

LISTE DES FIGURES

5.8 Etude du PAPR pour différentes modulations - IFDMA vs OFDMA . . . . . . . . . . . 54

9 LTE Network Architecture . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 66

10 LTE frame Type 1 structure [16] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 68

11 LTE frame Type 2 structure [16] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 68

12 Resource block scheme [16] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 69

13 OFDMA diagram block . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 70

14 SC-FDMA diagram block . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 71

15 Subcarriers mapping [24] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 71

16 BER vs Eb/No for two types of SC-FDMA (IFDMA and LFDMA) . . . . . . . . . . . . . 73

17 IFDMA and LFDMA comparaison for Q = 2 et Q = 4 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 74

18 OFDMA and SC-FDMA (with Q=1) comparison . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 74

19 Study of BER in OFDMA - AWGN vs Rayleigh channel . . . . . . . . . . . . . . . . . . 75

20 OFDMA et SC-FDMA (avec Q=2) comparison . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 76

21 Study of the PAPR for different modulations in IFDMA and LFDMA . . . . . . . . . . 76

22 Study of the PAPR for different modulations - IFDMA vs OFDMA . . . . . . . . . . . . 77

Réalisé par Ange Mikaël M. HOUNMENOU xi

Résumé

Les systèmes de communications mobiles ont considérablement évolué durant ces dernières

années. La 4G accompagne l’avènement des smartphones et le développement de nouveaux usages

fortement consommateurs de données numériques et de bande passante. La 4G LTE présente

deux techniques d’accès : l’OFDMA et le SC-FDMA ; toutes deux basées sur la technique OFDM. Ce

document présente les chaînes de transmissions OFDMA, SC-FDMA et évalue leurs performances

pour différents schémas de modulation utilisés en LTE (BPSK, 4-QAM, 16-QAM, 64-QAM) en se ba-

sant sur le TEB (Taux d’Erreur Binaire) et le PAPR (Peak Average Power Ratio). Des résultats de nos

simulations, nous observons que pour une valeur d’Eb/No donnée, les schémas de modulation

d’ordre inférieur (BPSK et 4-QAM) présentent un TEB meilleur par rapport aux autres modula-

tions. A constellation égale, nous montrons que le SC-FDMA présente un meilleur TEB par rap-

port à l’OFDMA qui réalise un meilleur débit de transmission. Aussi, à débit utile identique, nous

montrons que l’OFDMA présente par contre de meilleures performances en TEB. Par ailleurs, on

montre que le PAPR du SC-FDMA (IFDMA) est moins important que celui de l’OFDMA. De cette

étude, nous montrons pourquoi, il est plus intéressant d’utiliser le SC-FDMA avec des modulations

de faibles ordres en liaison montante. Les résultats obtenus permettront d’orienter les opérateurs

et équipementiers télécoms quant au choix de la modulation à utiliser et selon les applications.

Mots-clés : 4G LTE, OFDMA, SC-FDMA, TEB, PAPR

xii

Abstract

Mobile communications systems have significantly shifted over in recent years. Consumers use

an increasing number of smartphone applications that requires more and more digital data and

bandwith fufilled by 4G. 4G LTE has two access techniques: OFDMA and SC-FDMA; Both based

on the OFDM technical. This document presents the OFDMA and SC-FDMA transmission chains.

It also evaluates their performance for different modulation schemes used in LTE (BPSK, 4-QAM,

16-QAM, 64-QAM) based on BER (Bit Error Rate) and PAPR (Peak Average Power Ratio). From the

results of our simulations, we observe that for a given Eb/No (binary SNR) value, lower order mod-

ulation schemes (BPSK and 4-QAM) have a better BER than other modulations. At equal constella-

tion, we show that SC-FDMA has better BER compared to OFDMA which achieves a better trans-

mission rate. Also, at the same useful data rate, we show that OFDMA has better performance in

BER. In addition, it is shown that the SC-FDMA (IFDMA) PAPR is smaller than OFDMA PAPR. From

this study, we show why it is more interesting to use SC-FDMA with low order modulations in up-

link. The obtained results will help telecom operators and equipment manufacturers to choose

modulation type for each application.

Keywords : 4G LTE, OFDMA, SC-FDMA, BER, PAPR

xiii

Introduction générale

Le GSM (Global System for Mobile) et son évolution à travers le GPRS (General Packet Radio

Service), l’EDGE (Enhanced Data for GSM Evolution), le WCDMA (Wideband Code Division Mul-

tiple Access) et le HSPA (High Speed Packet Access), sont des technologies de choix pour la grande

majorité des opérateurs mobiles du monde. Les utilisateurs veulent que leurs débits de données

augmentent, avec une réduction spectaculaire des frais de communication ; ils s’attendent main-

tenant à payer moins pour recevoir plus. Par conséquent, en décidant des prochaines étapes, il

doit y avoir une meilleure approche : l’amélioration considérable des performances à un coût ré-

duit doit être fournie par des systèmes moins coûteux à installer et à entretenir. Le LTE (Long Term

Evolution) et le LTE-Advanced représentent ces prochaines étapes et constituent la base des futurs

systèmes de télécommunications mobiles [1].

La convergence fixe-mobile et l’ubiquité des services large-bande constituent deux défis ma-

jeurs pour les opérateurs télécoms. L’émergence de nouvelles applications très consommatrices

de débits et accessibles via les terminaux mobiles de nouvelle génération met d’ores et déjà en

évidence les limites de capacité des réseaux radio-mobiles actuels (UMTS(Universal Mobile Tele-

communication System)). Le développement des réseaux alternatifs de quatrième génération (4G)

à haute capacité de transmission confirme cette insuffisance [2]. Dans les pays en voie de déve-

loppement comme le Bénin, la technologie 4G/LTE se révèle rapidement comme une technologie

qui jouera un rôle clé dans les réseaux sans fil à large bande. Il représente ainsi une technologie de

prochaine génération qui est destinée à atteindre un débit de données élevé, une faible latence et

une efficacité radio élevée en plus du faible coût et de la mobilité élevée.

Pour un accès à internet « haut débit », la technologie LTE est associée à l’utilisation de formats

de modulation avancés tels que l’OFDMA (Orthogonal Frequency Division Multiple Access) et le

SC-FDMA (Single Carrier Frequency Division Multiple Access) qui permettent d’exploiter efficace-

ment les ressources radio disponibles. Le multiplexage par répartition orthogonale de la fréquence

(OFDMA) est utilisé pour la liaison descendante, et le SC-FDMA est utilisé pour la liaison montante

comme systèmes à accès multiple LTE. Ces deux techniques basées sur l’OFDM (Orthogonal Fre-

quency Division Multiplexing) présentent plusieurs avantages qui font du LTE un réseau mobile

très intéressant.

1

1. Contexte, justification et problématique

Aujourd’hui, les utilisateurs demandent des connexions « haut débit » et souhaitent pouvoir se

déplacer tout en étant connectés[3]. Pour répondre à ces différents besoins, les FAI (Fournisseurs

d’Accès à Internet) et les opérateurs mobiles doivent surmonter des difficultés liées aux facteurs

de : bande passante, zone de couverture et coûts d’infrastructure. Cela implique la conception de

nouveaux types de réseaux de communication sans fil offrant une connectivité avec des débits

plus importants et des services Internet innovants pour des abonnés fixes ou mobiles.

La demande d’un accès sans fil « haut débit » s’est faite croissante grâce au développement de

nombreux services comme la visio-conférence, la téléphonie sur IP (VoIP) et bien d’autres[4]. La

nécessité d’un système radio avec des données et des débits élevés a augmenté progressivement.

Après le système cellulaire UMTS, le système 4G/LTE est actuellement en train d’être déployé au

Bénin. L’accent initial est mis sur la couverture et la réutilisation de l’infrastructure 2G et 3G exis-

tante.

En effet, dans la technologie LTE, les deux techniques utilisées sont l’OFDMA et le SC-FDMA.

Elles permettent l’attribution et le partage d’une ressource radio commune (bande de fréquence)

entre plusieurs utilisateurs. Ceci pour une efficacité spectrale et une meilleure qualité de service.

Elles sont toutes deux basées sur la technique OFDM [5].

L’idée derrière cette étude est l’implémentation des techniques employées en LTE afin de pro-

poser des solutions contextualisées pour atteindre de meilleures performances.

2. Objectifs

L’objectif de ce travail est d’implémenter les techniques d’accès employées en LTE afin de

mieux comprendre la technologie pour aider à accompagner son déploiement ou son adaptation

dans des contextes liés aux contraintes d’énergie, de débit.

Il s’agira spécifiquement de :

� décrire l’ensemble des éléments entrant dans la faisabilité de la 4G/LTE depuis la 3G/UMTS

avec le besoin des opérateurs de déployer une infrastructure « low-cost » à long terme qui

satisfasse les besoins des usagers en « haut-débit » ;

� étudier les techniques OFDMA et SC-FDMA utilisées dans la transmission 4G/LTE ;

� implémenter chacune des deux techniques pour des canaux sans fil radio de type AWGN et

Rayleigh puis comparer leurs performances en termes de TEB (Taux d’Erreur Binaire) et de

PAPR (Peak Average Power Ratio) ;

� réaliser des simulations des différentes chaines de transmissions OFDMA et SC-FDMA en

utilisant le logiciel Matlab ;

Réalisé par Ange Mikaël M. HOUNMENOU 2

Le présent document qui est la synthèse de notre travail comprend trois parties :

� La première partie est consacrée à la présentation de la technologie 4G/LTE ainsi que les

techniques d’accès qui y sont implémentées ;

� La deuxième partie est consacrée à la description et à la représentation des chaînes de trans-

mission OFDMA et SC-FDMA ;

� Enfin, la troisième partie présente les simulations effectuées pour l’étude des performances

des différentes techniques d’accès ainsi que les résultats obtenus.


Première partie

SYNTHESE BIBLIOGRAPHIQUE

4

Chapitre 1

Généralités sur la technologie 4G LTE

Contenu

1.1 Evolution des radiocommunications mobiles . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6

1.2 Le Long Term Evolution (LTE) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8

1.2.1 Normes et exigences du LTE . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8

1.2.2 Architecture . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9

1.2.3 Bandes de fréquences allouées . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13

1.3 Description de la couche physique LTE . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14

1.3.1 Structure de trame et sous-trame . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15

1.3.2 Blocs de ressources . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17

1.3.3 Schémas duplex FDD et TDD . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18

1.3.4 Différents canaux LTE . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20

1.3.5 Adaptive Modulation and Coding (AMC) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20

5

1.1. EVOLUTION DES RADIOCOMMUNICATIONS MOBILES

Introduction

Ce chapitre présente, dans un premier temps, l’évolution des réseaux mobiles. Ceci permettra

de mieux appréhender le contexte d’émergence du LTE, qui constitue un système dit de quatrième

génération. Pour finir, la description de cette nouvelle génération de systèmes mobiles sera abor-

dée.

1.1 Evolution des radiocommunications mobiles

Les réseaux mobiles ont beaucoup évolué depuis leur apparition dans les années 1970 à nos

jours. L’histoire des réseaux mobiles est jalonnée par trois étapes principales auxquelles on donne

couramment le nom de génération. On parle des première, deuxième et troisième générations de

réseaux mobiles, généralement abrégées respectivement en 1G, 2G et 3G. Ces trois générations

diffèrent principalement par les techniques mises en œuvre pour accéder à la ressource radio.

La première génération (1G) des réseaux cellulaires est apparue vers le début des années 1970

avec un mode de transmission analogique et des appareils de taille relativement volumineuse en

offrant un service médiocre et très couteux de communication mobile. Les standards les plus utili-

sés à l’époque étaient l’AMPS (Advanced Mobile Phone System), le TACS (Total Access Communi-

cation System) et le NMT (Nordic Mobile Telephone) [6]. La 1G avait beaucoup de défauts, comme

les normes incompatibles d’une région à une autre, une transmission analogique non sécurisée

(l’écoute des appels), pas de roaming vers l’international [7].

Une deuxième génération (2G) lui a succédé avec l’apparition du traitement numérique des

données à partir de 1990. Il devient ainsi possible de transmettre, en plus de la voix, des données

numériques de faible volume telles que les SMS (Short Message Service) et les MMS (Multime-

dia Message Service). Les standards 2G les plus utilisés sont le GSM, l’IS-95 (Interim Standard-95)

qui est basé sur le codage CDMA (Code Division Multiple Access) et l’IS-136 (Interim Standard-

136) qui se base sur le codage TDMA (Time Division Multiple Access). Le GSM est cependant le

standard ayant connu la plus grande percée avec l’utilisation de la bande des 1900MHz en Amé-

rique du Nord et au Japon et de la bande des 900MHz et 1800MHz sur les autres continents. C’est

d’ailleurs sur ce standard que se basent les réseaux (GPRS : 2.5G et EDGE : 2.75G) qui sont venus

corriger les faibles débits du GSM (environ 9,6 kbps). Le GPRS propose un débit théorique de 114

kbps permettant ainsi la transmission simultanée de la voix et des données. L’utilisation des appli-

cations multimédias est rendue possible par l’EDGE qui offre des débits allant jusqu’à 384 kbps [6].

Poussés par la nécessité d’augmenter les débits de données dans le cadre de la troisième géné-

ration (3G), les standards ont évolué avec l’utilisation de modulations à forte capacité spectrale,

et avec des techniques d’accès optimales, afin de pouvoir implémenter des applications telles que


1.1. EVOLUTION DES RADIOCOMMUNICATIONS MOBILES

l’internet mobile [8]. La troisième génération des réseaux mobiles (3G) est apparue pour établir

des normes internationales afin de garantir une compatibilité mondiale, une mobilité globale, la

compatibilité avec les réseaux 2G et des débits de 2 Mbps pour une mobilité faible et allant jus-

qu’à 144 kbps pour une mobilité forte. Les principales normes 3G sont le CDMA2000 et l’UMTS.

La norme CDMA2000 est une amélioration de la norme IS-95 et n’est pas compatible avec le GSM.

D’autres améliorations ont été apportées plus tard en terme de débit à l’UMTS donnant lieu aux

normes HSDPA (High Speed Downlink Packet Access) 3.5G qui offre un débit théorique maximum

de 14.4 Mbps en liaison descendante et HSUPA (High Speed Uplink Packet Access) 3.75G offrant

un débit théorique maximum en lien montant de 5.76 Mbps. Ces deux normes sont regroupées

sous le nom de HSPA [6].

Avec l’augmentation de la charge des réseaux, la qualité de service fournie aux clients se dé-

grade, ce qui pose un véritable problème aux opérateurs de réseaux mobiles. Ceci donna ainsi

naissance aux réseaux mobiles 4G. Elle est caractérisée par une mobilité accrue, des services di-

versifiés et des débits plus élevés [8].Elle projette des débits théoriques de 100 Mbps pour une

mobilité forte et jusqu’à 1 Gbps pour une faible mobilité. Les principales normes 4G sont le LTE

et le WiMAX (Worldwide Interoperability for Microwave Access). Des améliorations sont en cours

donnant ainsi la norme LTE-Advanced qui prévoit atteindre un débit maximum de 1 Gbps en lien

descendant et la moitié en lien montant [6].

Le tableau 1.1 présente une comparaison des différentes technologies de radiocommunications

[8] :

TABLEAU 1.1 – Comparaison des technologies GSM, UMTS Release 99, HSPA et HSPA+ release 8 [UMTSFORUM, 2010]

GSM/GPRS/EDGE UMTS Release 99 HSPA HSPA+ release 8

Débit maximal UL 118 Kbit/s 384 Kbit/s 5,8 Mbit/s 11,5 Mbit/s

Débit maximal DL 236 Kbit/s 384 Kbit/s 14,4 Mbit/s 42 Mbit/s

Latence 300ms 250 ms 70 ms 30 ms

Largeur de canal 200 KHz 5 MHz 5 MHz 5 MHz

Techniques d’accès FDMA/TDMA CDMA CDMA/TDMA CDMA/TDMA

multiples

Modulation DL GMSK QPSK QPSK, 16QAM QPSK, 16QAM, 64QAM

Modulation UL 8PSK BPSK BPSK, QPSK BPSK, QPSK, 16QAM

Bande de fréquences 900/1800 900/2100 900/2100 900/2100

usuelles

Dans le cadre de ce mémoire, la technologie LTE sera considérée pour faire une extension du

réseau 3G. Ce choix est justifié par le fait que plusieurs entreprises opérant en télécommunica-

tions, comme Bénin Télécoms Services se tournent de plus en plus vers cette technologie qui offre

une variété d’options pour améliorer les capacités de leur réseau.


1.2. LE LONG TERM EVOLUTION (LTE)

1.2 Le Long Term Evolution (LTE)

La norme LTE, définie par le consortium 3GPP (3rd Generation Partnership Project), a d’abord

été considérée comme une norme de troisième génération " 3.9G " (car plus proche de la 4G), spé-

cifiée dans le cadre des technologies IMT-2000, car dans les « versions 8 et 9 » de la norme, elle

ne satisfaisait pas toutes les spécifications techniques imposées pour les normes 4G de l’Union

Internationale des Télécommunications. La norme LTE n’est pas figée, le consortium 3GPP l’a fait

évoluer en permanence. En octobre 2010, l’UIT (Union Internationale des Télécommunications)

a accordé aux normes LTE et WiMAX (définies avant les spécifications «IMT-Advanced 1» et qui

ne satisfaisaient pas complètement à ses pré-requis), la possibilité commerciale d’être considé-

rées comme des technologies « 4G ». Ceci du fait du niveau substantiel d’amélioration des perfor-

mances comparées à celles des premiers systèmes " 3G ". Les réseaux mobiles LTE sont mainte-

nant commercialisés sous l’appellation " 4G " par les opérateurs de nombreux pays [9].

À l’instar de chaque nouvelle génération de réseau d’accès, le LTE a pour objectif de propo-

ser une capacité accrue et fait appel à une nouvelle technique d’accès à la ressource fréquentielle.

L’objectif majeur du LTE est d’améliorer le support des services de données via une capacité ac-

crue, une augmentation des débits et une réduction de la latence. Aussi les ressources radio se

faisant rares, le besoin d’un système dit agile en fréquence, capable de s’adapter à des allocations

spectrales variées se fait ressentir. Au-delà des aspects techniques, les enjeux industriels, straté-

giques et financiers ont largement contribué à l’avènement du LTE [8].

1.2.1 Normes et exigences du LTE

Dans la définition de la norme LTE, certaines exigences doivent être respectées. Il est important

de considérer la capacité des systèmes LTE, le débit, la latence, l’efficacité et la flexibilité spectrale

ainsi que la mobilité. Il s’agit de caractéristiques majeures qui font du LTE un système performant.

• La capacité : c’est le nombre maximal d’utilisateurs par cellule qui sont en mesure de se connec-

ter simultanément lorsque le réseau est entièrement chargé [10]. Pour avoir une bonne capacité,

nous devons avoir une bonne efficacité spectrale. Le problème se pose lorsque plusieurs utilisa-

teurs se connectent au réseau en même temps, donc la vitesse (bit/s) vient à être réduite et parta-

gée entre tous les autres utilisateurs. Par conséquent, la vitesse pour un seul utilisateur peut être

affectée à l’efficacité spectrale, divisée en nombre d’utilisateurs actifs[10].

Il est attendu qu’au moins 200 utilisateurs simultanés par cellule soient acceptés à l’état actif

pour une largeur de bande de 5 MHz, et au moins 400 utilisateurs pour des largeurs de bande

supérieures [8].

1. International Mobile Telecommunications-Advanced



• Les Débits : Les objectifs de débit maximal définis pour le LTE sont les suivants :

- 100 Mbit/s en voie descendante pour une largeur de bande allouée de 20 MHz, soit une efficacité

spectrale crête de 5 bit/s/Hz ;

- 50 Mbit/s en voie montante pour une largeur de bande allouée de 20 MHz, soit une efficacité

spectrale crête de 2,5 bit/s/Hz [8].

• La latence : La latence en LTE est le retard généré et causé par le système. Il existe deux types

de latence :

- La latence du plan contrôle : est le temps nécessaire pour la connexion et l’accès au réseau.

L’objectif fixé pour le LTE est d’améliorer la latence du plan de contrôle par rapport à l’UMTS, via

un temps de transition inférieur à 100 ms entre un état de veille de l’UE et un état actif autorisant

l’établissement du plan usager.

- La latence du plan utilisateur : représente le temps nécessaire pour transmettre les paquets

de données juste après la connexion. Le LTE vise une latence du plan usager inférieure à 5 ms dans

des conditions de faible charge du réseau et pour des paquets IP de petite taille [8].

• L’agilité en fréquence : le LTE doit assurer une utilisation flexible du spectre grâce à des largeurs

de bande modulables/extensibles de 1,4 MHz, 3 MHz, 5 MHz, 10 MHz, 15 MHz et 20 MHz. Cette

flexibilité est effective grâce aux procédures duplex FDD et TDD [8].

• La mobilité : La mobilité est une fonction clé pour un réseau mobile. Le LTE vise à rester fonc-

tionnel pour des UE se déplaçant à des vitesses élevées (jusqu’à 350 km/h, et même 500 km/h en

fonction de la bande de fréquences), tout en étant optimisé pour des vitesses de l’UE faibles (entre 0

et 15 km/h).

Comme autres exigences, on peut énumérer :

- Intégration d’antennes intelligentes MIMO (Multiple Input Multiple Output) dans la norme

- Faibles coûts de transmission par bit pour l’interface aérienne

- Architecture simple, modulable, éléments de réseau moins nombreux, interfaces ouvertes

- Consommation d’énergie aussi faible que possible des appareils utilisateurs (grande autonomie)

[11].

1.2.2 Architecture

Les réseaux 4G présentent la même architecture générale que les autres types de réseaux mo-

biles. On peut distinguer trois parties à savoir les terminaux des utilisateurs, le réseau d’accès et le

réseau cœur.



1.2.2.1 Terminaux des utilisateurs : UE

Les terminaux des utilisateurs sont les appareils utilisés par les clients. Ils comprennent les ap-

pareils fixes, mobiles et portables et permettent aux utilisateurs d’accéder aux services auxquels

ils ont souscrit. Ces terminaux peuvent être tout appareil disposant du protocole IP tel qu’un or-

dinateur, un téléphone intelligent ou une télévision IP.

1.2.2.2 Réseaux d’accès : E-UTRAN

Le réseau d’accès LTE est constitué d’un nœud unique l’Evolved Node B ou eNode B. Il re-

groupe en une entité unique les fonctionnalités des nœuds Node B et RNC de l’UMTS. La prin-

cipale fonction de l’eNode B (Evolved Node B) est d’acheminer les flux de données de l’UE (User

Equipment) vers l’EPC (Evolved Packet Core Network) au moyen des fonctions comme la RRM

(Radio Ressource Management) et le CAC (Call Admission Control). Cette opération est réalisée en

utilisant l’interface S1 qui relie l’E-UTRAN aux composantes de l’EPC. L’E-UTRAN dispose d’une

nouvelle interface X2 unique au réseau LTE [12]. Cette interface a pour principal rôle de réaliser

des échanges de données et de signaux de connexion avec des liaisons en fibres optiques et des

liens IP entre différents E-UTRAN.

FIGURE 1.1 – Architecture détaillée d’un réseau LTE

L’eNode B est l’équivalent de la BTS (Base Transceiver station) dans le réseau GSM et NodeB

dans l’UMTS. Et la fonctionnalité de handover est plus robuste en LTE. Ce sont des antennes qui

relient les UE avec le réseau cœur du LTE via les RF air interface. La fonctionnalité du contrôleur

radio réside dans l’eNodeB, le résultat est plus efficace et le réseau est moins latent. Par exemple

la mobilité est déterminée par l’eNodeB à la place de la BSC (Base station Controller) ou de la RNC

(Radio Network Controller) [7].



1.2.2.3 Réseau cœur : EPC

Connu aussi sous le nom de System Architecture Evolution (SAE), l’EPC représente le réseau

cœur de LTE. Il utilise des technologies « tout-IP », c’est-à-dire basées sur les protocoles Internet

pour la signalisation qui permet des temps de latence réduits, le transport de la voix et des don-

nées. Il assure la gestion des utilisateurs, la gestion de la mobilité, la gestion de la qualité de service

et la gestion de la sécurité, au moyen des équipements tels que le MME, le SGW, le P-GW et le PCRF,

comme indiqué sur la Figure 1.2 [12].

FIGURE 1.2 – Architecture détaillée d’un réseau LTE [13]

Le cœur réseau est composé de deux parties séparées :

- La partie signalisation Elle gère la mobilité et le rattachement des abonnés sur le réseau à tra-

vers le MME (Mobility Management Entity) puis la base de données permettant entre autre d’au-

thentifier l’abonné, de consulter son abonnement et de chiffrer les communications, via le HSS

(Home Subscriber Server). Elle gère aussi l’accès au réseau de données (PDN) en fonction du for-

fait de l’abonné selon une politique de tarification à partir du PCRF (Policy and Charging Rules

Function).

• MME (Mobility Management Entity (3GPP Release 8)) : Il comporte les fonctionnalités de

base de la signalisation dans la connexion du terminal mobile au réseau. Il fournit les informations

nécessaires à l’identification de l’usager au moment de son authentification dans le système, en

se servant des informations provenant du HSS. Grâce à des fonctions du plan de contrôle, il fait

la gestion des sessions des utilisateurs authentifiés. Il est responsable des fonctions de gestion de

la mobilité telles que la coordination de la signalisation pour les relèves inter-SGW, et négocie la



qualité de service à offrir. Le MME est responsable de la diffusion des messages de paging quand

l’UE est dans l’incapacité de recevoir les paquets qui lui sont destinés. Il fait la mise à jour des

paramètres de localisation de l’UE se retrouvant dans une zone qui n’est pas prise en charge par le

MME. Il joue un rôle clé dans la relève entre les différentes technologies, en sélectionnant le nœud

qui va mettre en place la porteuse, le default bearer, afin d’établir la communication entre les deux

architectures [12].

• SGW (Serving Gateway (3GPP Release 8)) : défini pour gérer les "données utilisateur", il

est impliqué dans le routage et la transmission de paquets de données entre les Evolved Universal

Terrestrial Access Network (E-UTRAN) et le réseau cœur. L’échange des paquets est acheminé par

le SGW au PDN-GW par l’interface S5. Le SGW est connecté à l’ E-UTRAN via l’interface S1-U qui

sert de relai entre l’utilisateur et l’EPC. Il opère comme une ancre locale qui sert pour la mobilité

inter-eNode B et permet de faire la relève entre les systèmes mobiles de différentes générations,

comme LTE et UMTS [12].

• P-GW (Packet-Switch GetWay) : c’est le nœud qui relie l’utilisateur mobile aux autres ré-

seaux PDN, tels que les réseaux IP, PSTN et non-3GPP. L’accès aux réseaux IP et PSTN se fait par

l’intermédiaire de l’IMS. Le PDN Gateway agit comme un routeur par défaut par lequel transitent

les requêtes de l’utilisateur. Il effectue l’allocation d’adresses IP pour chaque Terminal Mobile, le

filtrage des paquets pour chaque usager, et comptabilise les octets échangés dans la session de ce

dernier à des fins de facturation [12].

• HSS (Home Suscriber Service) : il se présente comme une version évoluée du HLR. Il per-

met de stocker des informations d’abonnement pouvant servir au contrôle des appels et à la ges-

tion de session des utilisateurs réalisée par le MME. Il entrepose, pour l’identification des utili-

sateurs, la numérotation et le profil des services auxquels ils sont abonnés. En plus des données

d’authentification des utilisateurs, il contient les informations de souscription pour les autres ré-

seaux, comme le GSM, le GPRS, la 3G, le LTE et l’IMS (IP Multimedia Subsystem) [12].

• PCRF (Policy and Charging Rules Function (3GPP Release7)) : c’est une entité qui exécute

principalement deux grandes tâches. La première est de gérer la qualité de service que requiert le

réseau, et alloue en conséquence les porteuses bearer appropriées. La deuxième tâche se rapporte

principalement à la tarification. En effet, le PCRF gère les politiques de facturation qui doivent être

prises en compte par le PDN-GW et applicables en fonction des actions de l’utilisateur [12].

- La partie IMS (IP Multimedia Sub-system) : c’est une architecture appliquée dans les réseaux

mobiles qui permettent aux opérateurs de télécommunications d’offrir des services sur IP à valeur

ajoutée. Cette nouvelle architecture permet d’établir des sessions multimédia indépendamment

du type d’accès à Internet utilisé. Cette architecture est aussi capable de supporter, sur un réseau



tout IP dans une même session, des applications en temps réel telles que la voix et la vidéo ; et des

applications non temps réel telles que le Push to Talk et la messagerie instantanée [12].

1.2.3 Bandes de fréquences allouées

Le spectre est une ressource rare. D’un point de vue fréquentiel, le déploiement du LTE peut

ainsi se concevoir de deux manières :

• déploiement sur une bande de fréquences déjà allouée à un système 2G ou 3G ;

• déploiement sur de nouvelles bandes de fréquences

Le spectre FDD (Frequency Division Duplex) nécessite des paires de bandes, l’une en liaison

montante et l’autre en liaison descendante. Le spectre TDD (Time Division Duplex) nécessite une

bande unique car la liaison montante et la liaison descendante sont sur la même fréquence mais

séparées dans le temps. En conséquence, il existe deux types d’allocations de bande LTE : TDD et

FDD. Dans certains cas, ces bandes peuvent se chevaucher et il est donc possible, bien que peu

probable, que les transmissions TDD et FDD puissent être présentes sur une bande de fréquences

LTE particulière. A partir du release 10, Les spécifications LTE présentent 34 bandes de fréquence,

23 bandes FDD et 11 bandes TDD [14] (Tableau 1.2).

TABLEAU 1.2 – Bandes de fréquences exploitées en LTE [14]

Bandes UL Bandes DL

Bande E-UTRA Réception BS Emission BS Mode duplex

Emission BS Réception BS

FUL,mi n −FUL,max FDL,mi n −FDL,max

1 1920 MHz - 1980 MHz 2110 MHz - 2170 MHz FDD








9 1749.9 MHz - 1784.9 MHz 1844.9 MHz - 1879.9 MHz FDD






15 Reserved Reserved FDD


1.3. DESCRIPTION DE LA COUCHE PHYSIQUE LTE

16 Reserved Reserved FDD




20 832 MHz - 862 MHz 1495.9 MHz - 1510.9 MHz FDD


24 1626.5 MHz - 1660.5 MHz 1525 MHz - 1559 MHz FDD

...

33 1900 MHz - 1920 MHz 1900 MHz - 1920 MHz TDD











Note 1 : La bande 6 n’est pas applicable

1.3 Description de la couche physique LTE

Avant de nous concentrer sur la couche physique LTE, il est judicieux de connaître les diffé-

rentes couches LTE ainsi que leur comportements pour mieux appréhender le fonctionnement de

la couche physique.

Dans la technologie LTE, il existe trois grandes couches :

Couche 1 : couche physique Elle contient toutes les informations provenant des canaux de trans-

port MAC sur l’interface air. Elle prend en charge la fonction de codage / décodage, modulation /

démodulation et le mapping de ressources.

Couche 2 Elle comprend trois (03) sous couches :

� Packet data Convergence Protocol (PDCP) : cette sous-couche a pour but de réduire le

nombre de bits à transmettre, et de réaliser la compression et la décompression d’en-têtes

des données IP, du transfert de données (plan utilisateur ou plan de contrôle).



� Radio Link Control (RLC) : responsable de la segmentation, la concaténation et la retrans-

mission.

� Medium Access control (MAC) : responsable de l’ordonnancement (scheduling) en liaison

Uplink / downlink, retransmissions des Hybrid-ARQ, choix de la modulation et l’assigne-

ment de ressource.

Couche 3 Le Radio Resource Control (RRC) : responsable de la diffusion d’informations Sys-

tème, configuration des sous-couches RLC, MAC et PDCP, des fonctions de mobilités, et des fonc-

tions de gestion de QoS.

FIGURE 1.3 – Architecture des protocoles LTE autour de la couche physique [15]

Pour le travail que nous voulons effectuer, nous allons nous limiter qu’à l’étude de la couche

physique. En effet, La couche physique LTE est la première et la plus basse couche de système

d’exploitation informatique. Cela s’appelle souvent la couche LTE PHY. Le fonctionnement fon-

damental de cette couche est de prendre en charge l’implémentation matérielle de la norme LTE.

Cette couche ne gère que les flux de bits et la nature logique des paquets n’est pas pertinente. En

LTE, les bits sont stockés dans des symboles et des slots puis transmis par des trames sur la liaison

RF.

La compréhension détaillée de la couche physique LTE implique la compréhension de la struc-

ture de trame générique LTE pour supporter les FDD et TDD.

1.3.1 Structure de trame et sous-trame

Afin que le système LTE puisse maintenir la synchronisation et soit capable de gérer les diffé-

rents types d’informations qui doivent être transportées entre l’e-NodeB et l’UE, une structure de

trame et de sous-trame a été définie pour l’E-UTRAN. Les structures de trame pour le LTE diffèrent

entre les modes TDD et FDD, car il y a des exigences différentes sur la séparation des données

transmises. Il existe deux types de trames LTE :



- Type 1 : utilisé par les systèmes opérant en mode LTE FDD

- Type 2 : utilisé par les systèmes opérant en mode LTE TDD

1.3.1.1 La trame LTE de type 1

La trame de type 1 a une longueur totale de 10 ms. Celle-ci est ensuite divisée en un total de 20

slots individuels. La sous-trame se compose de deux slots, en d’autres termes, il y a dix sous-trames

LTE au sein d’une trame.

FIGURE 1.4 – Structure de trame LTE Type 1 [16]

1.3.1.2 La trame LTE de type 2

La structure de la trame de type 2 utilisée dans le LTE TDD est peu différente. Les 10 ms de

la trame se composent en deux demi-trames, chacune de 5 ms. Les demi-trames sont divisées en

cinq sous-trames, chacune dure 1 ms.

FIGURE 1.5 – Structure de trame LTE Type 2 [16]



Les sous-trames peuvent être divisées en sous-trames de types sous-trames spéciales. Les sous-

trames spéciales sont composées de trois champs :

• DwPTS : Downlink Pilot Time slot, elle est utilisée pour la synchronisation download

• GP : Guard Period, Il assure la transmission de l’UE sans avoir des interférences entre UL et

DL

• UpPTS : Uplink Pilot Time Slot, Il est utilisé par l’e-NodeB pour déterminer le niveau de

puissance reçu et la durée de la puissance de l’UE.

1.3.2 Blocs de ressources

L’unité de base attribuée à un abonné est le « Resource Block (RB) ». Chaque RB (bloc de res-

sources radio) est constitué de 12 sous-porteuses de 15 KHz de largeur. Chaque sous-porteuse

comporte 7 symboles temporels pour une durée totale de 0,5 ms. Un bloc élémentaire en LTE uti-

lise donc un spectre de 12×15kHz = 180 kHz. Le nombre de symboles dépend du préfixe cyclique

(CP) utilisé. Lorsqu’un CP normal est utilisé, le bloc de ressources contient 7 symboles. Lorsqu’un

CP étendu est utilisé, le bloc de ressources contient six symboles. Une propagation de délai qui

dépasse la longueur normale du CP indique l’utilisation de CP étendu [16].

Le LTE est scalable, il permet d’exploiter des largeurs de bande de 1,4 MHz, 3 MHz, 5 MHz, 10

MHz, 15 MHz et 20 MHz. Le nombre de ressources blocs dépend donc de la largeur de bande du

canal.

TABLEAU 1.3 – Configuration des largeurs de bande de transmission [16]

Largeur de bande Nombre maximum de Largeur de bande

(MHz) blocs de ressources maximale occupée

(MHz)

1.4 6 1.08

3 15 2.7

5 25 4.5

10 50 9.0

15 75 13.5

20 100 18.0



Un (01) symbole peut transmette 1 à 6 bits selon la modulation choisie (BPSK à 64-QAM). Une

trame LTE dure 10 ms. Elle est découpée en 10 sous trames d’une durée de 1 ms. Chaque sous-

trame est divisée en deux slots de 0,5 ms. Un slot dure donc 0,5 ms, durée pendant laquelle sont

transmis 7 symboles par bande OFDM. Or, nous avons vu qu’il y avait 12 bandes. Par conséquent,

7s ymboles ×12bandes = 84 symboles sont transmis en 0,5 ms

Si l’opérateur a une bande de :

• 15 MHz : Il possède 75 RB, il peut donc transmettre 75×84s ymboles×6bi t s en 0,5 ms. Autrement

dit, 37800 bits sont transmis en 0,5 ms. Le débit s’exprime en bit par seconde dont 37800/0.0005 =

75,6 Mbits/s

• 20 MHz : Il possède 100 RB, il peut donc transmettre 100×84s ymboles ×6bi t s transmis en 0,5

ms. Autrement dit, 50400 bits sont transmis en 0,5 ms. Le débit s’exprime en bit par seconde dont

50400/0.0005 = 100,8 Mbits/s

FIGURE 1.6 – Schéma de bloc de ressources [16]

1.3.3 Schémas duplex FDD et TDD

Pour que les systèmes de communications radio puissent être en mesure de communiquer

dans les deux directions, il est nécessaire d’avoir ce qu’on appelle un schéma duplex. Un système

duplex offre une façon d’organiser l’émetteur et le récepteur de sorte qu’ils puissent transmettre

et recevoir.

Il existe plusieurs méthodes qui peuvent être adoptées. Pour les applications y compris les com-

munications sans fil et cellulaires, où il est exigé que l’émetteur et le récepteur soient en mesure de



fonctionner simultanément, deux schémas sont possibles. L’un appelé FDD ou frequency division

duplex utilisant deux canaux, l’un pour l’émission et l’autre pour la réception. L’autre schéma est

connu sous le nom de TDD, time division duplex utilisant une seule fréquence, mais attribue des

times slots différents pour l’émission et la réception.

FIGURE 1.7 – FDD et TDD [17]

1.3.3.1 Frequency-division Duplex (FDD)

Dans le cas du FDD, nous avons deux fréquences porteuses (paire de bandes), une pour la

transmission en liaison montante et une pour la transmission en liaison descendante. Elles sont

séparées par une bande de garde de taille suffisante pour éviter les interférences. Cette séparation

en fréquence des voies montante et descendante permet aux UE et stations de base d’émettre et

de recevoir simultanément [17].

Il existe une variante du mode FDD, appelée FDD half-duplex. Dans ce mode, les UE ne peuvent

émettre et recevoir simultanément. Une manière simple de mettre en œuvre le mode FDD half-

duplex est de diviser les UE en deux groupes, chaque groupe émettant lorsque les UE du deuxième

groupe reçoivent, et inversement. Ce mode n’a pas été utilisé jusqu’à présent pour les systèmes

radio mobiles, vraisemblablement en raison de la complexité d’implémentation à la station de

base d’un ordonnanceur adapté, et de la réduction du débit maximal qu’il entraîne pour les UE

[8].

1.3.3.2 Time-division Duplex (TDD)

En mode TDD, les voies montante et descendante utilisent la même fréquence porteuse, et les

transmissions en liaison montante et descendante sont séparées dans le domaine temporel. Cer-

tains intervalles de temps de transmission sont réservés à la voie montante, tandis que les autres



sont réservés à la voie descendante. Un temps de garde est nécessaire aux changements de direc-

tion de transmission, notamment pour laisser aux équipements le temps de basculer d’émission

à la réception[8]. Ce basculement prend un petit temps dans lequel aucune donnée ne peut être

transférée dans les deux sens.

Pour cette période d’accommodement, il existe une trame spéciale définie dans la trame radio

TDD. Cette trame spéciale s’occupe du retard de propagation dans les deux directions (Uplink et

Downlink) [5].

1.3.4 Différents canaux LTE

Afin que les données puissent être transportées à travers l’interface radio LTE, différents ‘’ca-

naux” sont utilisés. Ils sont utilisés pour séparer les différents types de données et leur permettre

d’être transportées à travers le réseau d’accès radio d’une façon ordonnée.

En effet, les différents canaux fournissent des interfaces vers les couches supérieures dans la struc-

ture de protocoles LTE et permettent une séparation ordonnée et définie des données.

Il y a trois catégories dans lesquelles les canaux de données différents pourraient être groupés.

� canaux physiques : ce sont des canaux de transmissions qui transportent les données utili-

sateur et les messages de contrôle

� canaux de transport : les canaux de transport de la couche physique fournissent le transfert

des informations au Medium Access Control (MAC) et aux couches supérieures

� canaux logiques : fournissent des services au niveau de la couche Medium Access Control

(MAC) vers les couches supérieures, dans la structure des protocoles du LTE

1.3.5 Adaptive Modulation and Coding (AMC)

La modulation et le codage adaptatif se réfèrent à la capacité des réseaux à déterminer dyna-

miquement le type de modulation et le taux de codage basés sur les conditions actuelles du canal

RF rapporté par l’UE lors des mesures. Ceci pour fournir une efficacité spectrale et un débit de

données flexible pour les services haut débit mobiles en ajustant les paramètres de transmission

en fonction de la qualité de la liaison pour atteindre les limites de capacité des canaux [18].

Les modulations numériques RF utilisées pour transporter les informations sont BPSK, 4-QAM,

16-QAM et 64-QAM. Dans le cas du 4-QAM, il y a quatre états de symboles possibles et chaque

symbole porte deux bits d’information. En 16-QAM, il y a 16 états de symboles. Chaque symbole

16-QAM comporte 4 bits. En 64-QAM, il y a 64 états de symbole. Chaque symbole 64-QAM com-

porte 6 bits. La modulation d’ordre supérieur est plus sensible aux mauvaises conditions de canal

que la modulation d’ordre inférieur car le détecteur dans le récepteur doit résoudre des différences

plus petites quand les constellations deviennent plus denses.



FIGURE 1.8 – Constellations des différentes modulations

Le codage se réfère à une méthode de correction d’erreur qui ajoute des bits supplémentaires

au flux de données qui permettent une correction d’erreur. Spécifiés en fractions, les taux de code

spécifient le nombre de bits de données au numérateur et le nombre total de bits au dénomina-

teur. Ainsi, si le taux de code est de 1/3, des bits de protection sont ajoutés de sorte qu’un bit de

données est envoyé en trois bits [16].

Conclusion

Dans ce chapitre, nous avons montré l’évolution des réseaux mobiles ces dernières années

avant de présenter la 4ème génération de réseaux mobiles qui présente de nombreux avantages

tant pour les opérateurs que pour les utilisateurs finaux.

Dans le chapitre suivant, nous allons parler des techniques d’accès permettant de gérer la couche

physique.


Chapitre 2

Techniques d’accès LTE : OFDMA et SC-FDMA

Contenu

2.1 OFDM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

2.1.1 Caractéristiques du canal . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

2.1.2 Notion d’orthogonalité . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24

2.1.3 Préservation de l’orthogonalité (Intervalle de garde) . . . . . . . . . . . . . . . 25

2.2 OFDMA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27

2.2.1 Accès multiple . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27

2.2.2 Insertion du préfixe cyclique . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27

2.2.3 Utilisation efficiente du domaine fréquentiel . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28

2.3 SC-FDMA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29

2.3.1 Allocation de ressources . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30

2.3.2 Signaux de références : pilotes . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30

2.3.3 Mapping de sous-porteuses . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31

22

2.1. OFDM

Introduction

La technologie 4G LTE est basée sur les techniques OFDMA pour la liaison descendante et

SC-FDMA pour la liaison montante. Pour mieux comprendre ces deux différentes techniques, il

serait bien d’avoir un aperçu de la technique OFDM dont elles sont les dérivées. Ensuite, nous

présenterons les différentes techniques dans les détails.

2.1 OFDM

Transmettre un train numérique par voie hertzienne n’est pas une mince affaire et c’est la rai-

son pour laquelle c’est la technologie qui a demandé le plus de temps pour émerger.

2.1.1 Caractéristiques du canal

Le canal est caractérisé par plusieurs phénomènes physiques :

• La réflexion du signal sur un obstacle.

• La réfraction du signal lorsque celui-ci traverse un milieu d’indice différent de celui d’où il

provient.

• La diffraction due à un obstacle.

Tous ces phénomènes physiques entraînent des échos (propagation par trajets multiples due à

la présence d’obstacles) pouvant engendrer des évanouissements (fading) qui sont des « trous de

transmission » résultant de l’annulation du signal à un instant pour une fréquence donnée. Par

conséquent, lorsqu’on est en réception fixe ou mobile, la probabilité de recevoir uniquement une

onde directe provenant d’un émetteur est très faible. On va donc recevoir le signal émis par l’émet-

teur ainsi qu’une multitude de signaux atténués et retardés provenant des différents échos.

FIGURE 2.1 – Environnement multi-trajets [19]


2.1. OFDM

Les informations susceptibles d’être acheminées par une porteuse unique sont dès lors limi-

tées en cas de trajets multiples. Si une porteuse ne peut transporter le débit de symboles néces-

saire, on arrive tout naturellement à diviser ce débit de données élevé en plusieurs flux parallèles

de débit moins élevé, acheminés chacun par sa propre porteuse. Leur nombre peut être élevé. Il

s’agit d’une forme de MRF (Multiplex par répartition en fréquence), première étape vers l’OFDM.

Un très grand débit impose une grande bande passante, et si cette bande couvre une partie

du spectre comportant des creux, il y a perte totale de l’information pour la fréquence correspon-

dante. Le canal est dit alors sélectif en fréquence. Pour remédier à ce désagrément, l’idée est de

répartir l’information sur un grand nombre de porteuses, créant ainsi des sous-canaux très étroits

pour lesquels la réponse fréquentielle du canal peut être considérée comme constante. Ainsi, pour

ces canaux, le canal est non sélectif en fréquence, et s’il y a un creux, il n’affectera que certaines

fréquences, qui pourront être récupérées grâce à un codage convolutif. On utilise des porteuses

orthogonales qui présentent l’avantage de pouvoir retrouver leur phase et amplitude indépen-

damment les unes des autres [20].

2.1.2 Notion d’orthogonalité

La différence fondamentale entre les différentes techniques classiques de modulation multi-

porteuses et l’OFDM est que cette dernière autorise un fort recouvrement spectral entre les sous-

porteuses, ce qui permet d’augmenter sensiblement leur nombre ou d’amoindrir l’encombrement

spectral. Cependant, pour que ce recouvrement n’ait pas d’effet néfaste, les porteuses doivent res-

pecter une contrainte d’orthogonalité, à la fois dans les domaines temporel et fréquentiel. L’utili-

sation d’un très grand nombre de porteuses est une perspective presque effrayante : il faut sûre-

ment beaucoup de modulateurs / démodulateurs et de filtres. Il faut aussi davantage de largeur de

bande. Il est heureusement simple de résoudre ces deux problèmes en spécifiant un espacement

rigoureusement régulier de fu = 1/Tu entre les sous-porteuses, où Tu est la période (utile ou active)

du symbole pendant laquelle le récepteur intègre le signal démodulé.

FIGURE 2.2 – N sous-porteuses orthogonales pour un système OFDM


2.1. OFDM

En considérant tout d’abord le signal OFDM comme un simple multiplexage en fréquence, la

sous-porteuse k (en bande de base) peut s’écrire sous la forme : Ψk (t ) = e j kω t

avec ω = 2πTu

Les porteuses doivent satisfaire la condition d’orthogonalité

∫ τ+T

τΨk (t )Ψ∗

k (t )dt = 0 ,k 6= 1 (2.1)

∫ τ+T

τΨk (t )Ψ∗

k (t )dt = Tu ,k = 1 (2.2)

Donc, cette contrainte est une condition d’orthogonalité pour les fonctions Ψk (t ) et Ψ∗k (t ) qui

forment une base orthogonale de l’espace temps-fréquence. Ce qui permet de retrouver facile-

ment les symboles et autorise donc un recouvrement spectral sans perte de l’information [20].

2.1.3 Préservation de l’orthogonalité (Intervalle de garde)

Une même suite de symboles arrivant à un récepteur par deux chemins différents se présente

comme une même information arrivant à deux instants différents, elles vont donc s’additionner

provoquant ainsi les deux types de défauts suivants :

• L’interférence intra symbole : addition d’un symbole avec lui-même légèrement déphasé.

• L’interférence inter symbole : addition d’un symbole avec le suivant plus le précédant légè-

rement déphasé.

Entre chaque symbole transmis, on insère une zone "morte" appelée intervalle de garde. De

plus, la durée utile d’un symbole sera choisie suffisamment grande par rapport à l’étalement des

échos. Ces deux précautions vont limiter l’interférence inter symbole. La durée Tu pendant la-

quelle est émise l’information diffère de la période symbole Ts car il faut prendre en compte, entre

deux périodes utiles, un "temps de garde" Tg qui a pour but d’éliminer l’ISI qui subsiste malgré

l’orthogonalité des porteuses. Pour que cet intervalle de garde soit efficace, sa durée doit être au

moins égale à l’écho non négligeable le plus long (celui qui a le retard maximal). Entre la période

du symbole, la période utile et l’intervalle de garde s’instaure donc la relation : Ts = Tu + Tg

Le temps de garde, s’il peut être un intervalle de garde "blanc" pendant lequel on n’émet rien, est

plus généralement une copie de la fin de la trame OFDM. Si cette méthode est efficace pour lutter

contre l’ISI, elle pénalise cependant sensiblement le débit de transmission, et certains systèmes

OFDM profitent des progrès dans le domaine de l’égalisation pour s’en affranchir.

Toutes les porteuses étant cycliques à l’intérieur de Tu, il en va de même pour l’ensemble du

signal modulé. Le segment ajouté au début du symbole pour former l’intervalle de garde est donc

identique au segment de même longueur à la fin du symbole. Tant que le retard d’un trajet par

rapport au trajet principal (le plus court trajet) est inférieur à l’intervalle de garde, les composantes


2.1. OFDM

FIGURE 2.3 – Intervalle de garde (préfixe cyclique) [20]

du signal à l’intérieur de la période d’intégration viennent toutes du même symbole : Le critère

d’orthogonalité est satisfait. Les brouillages ICI 1 et ISI 2 ne se produisent que lorsque le retard

relatif est plus long que l’intervalle de garde.

FIGURE 2.4 – Intégration du signal avec intervalle de garde [20]

Le fait de transmettre sur N porteuses orthogonales augmente bien évidemment la résistance

de l’OFDM aux parasites, brouilleurs et autres perturbations, et c’est d’autant plus vrai que ce

nombre N est en pratique assez élevé. D’autre part, la présence de l’intervalle de garde permet

d’éviter les interférences entre symboles qui pourraient provoquer des pertes d’information.

Même si une partie du signal a été fortement endommagée par les perturbations dues au canal, on

se rend compte que seules certaines fréquences en ont pâti, mais que globalement l’information

est quand même parvenue jusqu’au récepteur [20].

1. Inter Code Interference2. Inter Symbol Interference


2.2. OFDMA

2.2 OFDMA

L’OFDMA est un type de multiplexage par division de fréquence (FDM) dans lequel la bande

de fréquence disponible est divisée en nombre de sous-porteuses de fréquence orthogonale. Les

données sont d’abord converties en flux de bits parallèles, puis elles sont modulées sur chaque

sous-porteuse en utilisant des schémas de modulation classiques. L’OFDMA permet un faible dé-

bit de données de nombreux utilisateurs et a un délai plus court et constant. Il existe une flexi-

bilité dans le déploiement dans différentes bandes de fréquences. L’effet de trajets multiples est

réduit en utilisant l’OFDMA car les données de chaque utilisateur sont modulées sur plusieurs

fréquences orthogonales plutôt que sur une fréquence fixe pour toute la période de connexion.

De plus, l’OFDMA facilite non seulement le partage des capacités de la bande passante dispo-

nible, mais aussi augmente la capacité de chaque utilisateur en raison de l’utilisation de plusieurs

fréquences.

La différence entre l’OFDM et l’OFDMA est que cette dernière a la capacité d’affecter dynami-

quement un sous-ensemble de ces sous-porteuses à des utilisateurs individuels, ce qui en fait la

version multi-utilisateurs d’OFDM, en utilisant l’accès multiple par répartition temporelle (TDMA)

(intervalle de temps séparé) ou l’accès multiple par division de fréquence (FDMA) (canaux sépa-

rés) pour plusieurs utilisateurs. L’OFDMA supporte simultanément plusieurs utilisateurs en leur

attribuant des sous canaux spécifiques pour des intervalles de temps. Les systèmes point à point

sont OFDM et ne supportent pas l’OFDMA. Les systèmes fixe et mobile point à multipoints uti-

lisent l’OFDMA [21].

2.2.1 Accès multiple

L’OFDMA permet et est optimisé pour l’accès multiple, c’est-à-dire le partage de la ressource

spectrale (bande de fréquence) entre de nombreux utilisateurs distants les uns des autres. L’OFDMA

attribue un groupe de sous-porteuses à chaque utilisateur. Les sous-porteuses font partie du grand

nombre de sous-porteuses utilisé pour implémenter l’OFDM en LTE. Les données peuvent être de

la voix, de la vidéo ou autre chose, et elles sont assemblées en segments de temps qui sont ensuite

transmis sur certaines sous-porteuses assignées.

Pour implémenter l’OFDMA, chaque utilisateur reçoit un groupe de sous-canaux et de time slot

relatifs. Le plus petit groupe de sous-canaux attribués est 12 et appelé bloc de ressource (RB). Le

système attribue le nombre de RB à chacun au besoin.

2.2.2 Insertion du préfixe cyclique

Le préfixe cyclique représente une période de garde au début de tous les symboles OFDMA

qui protègent contre les trajets-multiples. La durée du préfixe cyclique doit être plus grande que le

délai d’une propagation de multi-trajets.


2.2. OFDMA

A l’émission Le signal émis est une onde sinusoïdale, dont l’amplitude et la phase changent d’un

symbole à un autre. Comme indiqué précédemment, chaque symbole contient un nombre exact

de cycles de l’onde sinusoïdale, de sorte que l’amplitude et la phase au début de chaque symbole

soient égales à l’amplitude et la phase à la fin. À cause de cela, le signal émis change en douceur

quand nous passons de chaque préfixe cyclique au symbole suivant.

A la réception Dans un environnement multi-trajets, le récepteur récupère plusieurs copies du

signal émis avec plusieurs temps d’arrivée. Celles-ci s’ajoutent à l’antenne de réception, donnant

une onde sinusoïdale avec la même fréquence mais d’amplitude et de phase différentes.

Le signal reçu change toujours en douceur lors de la transition d’un préfixe cyclique au symbole

qui suit. Il y a quelques problèmes, mais ce ne sont qu’au début du préfixe cyclique et à la fin du

symbole, où les symboles précédents et suivants commencent à interférer. Le récepteur traite le

signal reçu dans une fenêtre dont la longueur est égale à la durée du symbole et se débarrasse du

reste. Si la fenêtre est correctement placée, le signal reçu est exactement ce qui a été émis, sans

aucun défaut et soumis uniquement à une variation d’amplitude et à un déphasage. Mais le ré-

cepteur peut les compenser en utilisant les techniques d’estimation et d’égalisation des canaux

. Certes, le système utilise plusieurs sous-porteuses, mais elles n’interfèrent pas et peuvent être

traitées de manière indépendante, de sorte que l’existence de plusieurs sous-porteuses n’affecte

pas cet argument [22].

Le LTE spécifie les longueurs de préfixe cycliques normales et étendues. Le préfixe cyclique

normal est destiné à être suffisant pour la majorité des scénarios, tandis que le préfixe cyclique

étendu est destiné à des scénarios avec une propagation de délai particulièrement élevée. Les du-

rées pour le préfixe cyclique normal et le préfixe cyclique étendu sont présentées dans le tableau

2.1 :

TABLEAU 2.1 – Comparaison des technologies GSM, UMTS Release 99, HSPA et HSPA+ release 8 [UMTSFORUM, 2010]

Préfixe cyclique normal Préfixe cyclique étendu

Sous-porteuses de 15 KHz Sous-porteuses de 15 KHz Sous-porteuses de 7.5 KHz

160 Ts 144 Ts 512 Ts 1024 Ts

Durée 5.2 µs 4.7 µs 16.7 µs 33.3 µs

Distance équivalente 1.6 km 1.4 km 5 km 10 km

Limite 160/2048 = 7.8 % 144/2048 = 7.0 % 512/2048 = 25 % 144/4096 = 25 %

2.2.3 Utilisation efficiente du domaine fréquentiel

Dans le FDMA analogique traditionnel, un mobile doit mesurer le signal sur une sous-porteuse

en présence des interférences de tous les autres. Ainsi, pour minimiser la quantité d’interférences,

les sous-porteuses doivent être séparées par de larges bandes de garde. Le besoin de ces bandes


2.3. SC-FDMA

de garde implique que le système utilise le domaine fréquenciel d’une manière inefficace.

Maintenant, considérons l’OFDMA. Dans le domaine temporel, chaque sous-porteuse commence

sa vie comme une onde sinusoïdale, mais le processus de modulation provoque le changement

de son amplitude et de sa phase à des intervalles de temps équivalant à la durée du symbole T

(66,7 µs). Ceci élargit le signal dans le domaine fréquentiel, avec une bande passante d’environ

T-1 (Figure 2.5).

FIGURE 2.5 – Espacement entre sous-porteuses

Dans le domaine fréquentiel, l’amplitude de chaque sous-porteuse oscille des 2 côtés de zéro

et croise le zéro à la normale à des intervalles réguliers T-1.

Soit l’espacement f, l’intervalle entre sous-porteuses adjacentes. Si f = T-1, les sous-porteuses

se chevauchent dans le domaine fréquentiel, mais la réponse maximale d’une sous-porteuse coïn-

cide avec les zéros de tous les autres. En conséquence, le mobile peut échantillonner une sous-

porteuse et peut mesurer son amplitude et sa phase sans les interférences des autres. Les sous-

porteuses avec cette propriété sont considérées comme orthogonales. Cette propriété signifie que

l’OFDMA utilise le domaine de fréquence de manière très efficace et est l’une des raisons pour

laquelle l’efficacité spectrale du LTE est tellement supérieure à celle des précédents systèmes de

télécommunications mobiles [22].

2.3 SC-FDMA

La modulation SC-FDMA est une technique de transmission mono-porteuse mais très proche

de la modulation OFDM. Cette technique consiste à répartir sur un grand nombre de porteuses,

non pas directement les symboles source comme en OFDM, mais leur représentation fréquentielle


2.3. SC-FDMA

après les avoir réparties sur la bande du système selon un certain mode que nous présenterons.

Le système SC-FDMA a des ressemblances à bien des égards avec le système OFDMA. Mais ces

techniques n’ont pas que des points communs. La différence majeure entre elles, réside dans le

fait que l’OFDMA est une technique de transmission multiporteuse tandis que le SC-FDMA est

quant à elle est une technique mono-porteuse : elle utilise, en plus, une «DFT (Discrete Fourier

Transform)» du signal pour précoder l’OFDMA conventionnel.

2.3.1 Allocation de ressources

Dans les systèmes LTE, les ressources radio sont allouées à chaque utilisateur en temps et en

fréquence. La plus petite ressource allouée est appelée RB « Resource Block ». Chaque utilisateur

se voit attribuer un multiple de la ressource RB selon ses besoins de communication. La largeur

de bande allouée est donc un multiple de 180 KHz et la couche physique emploie le mode localisé

pour le partage des ressources. Compte tenu du mode localisé, le système ne peut allouer que des

ressources block consécutives. Le nombre de RB maximal utilisable dans un système à 1.4 Mhz

est de 6 alors que ce nombre atteint 100 pour les systèmes à 20 MHz. Le Tableau 2.2 montre les

différents paramètres du système selon la largeur de bande utilisée. On peut constater que tous

les sous-canaux de l’IDFT (Inverse Discrete Fourier Transform) ne contiennent pas toutes des in-

formations, en effet une bande de garde est réservée dans le domaine fréquentiel pour éviter les

radiations hors bande : On peut le constater sur le tableau en remarquant que le nombre de sous-

porteuses réellement modulées est différent de la taille de l’IDFT (N).

D’autre part, dans le domaine temporel, comme nous l’avons déjà vu dans le paragraphe pré-

cédent, une ressource block RB qui n’est rien d’autre qu’un slot, est constituée de 6 ou 7 symboles

SC-FDMA selon la configuration de l’intervalle de garde CP [23].

TABLEAU 2.2 – Tableau récapitulatif des paramètres du système SC-FDMA en fonction des largeurs debandes autorisées [23]

Bandes passantes du canal (MHz) 1.4 3 5 10 15 20

Nombre de Ressource Bloc (RB) utilisé RULRB 6 15 25 50 75 100

Nombre de sous-porteuses modulées RRBSC ×RUL

RB 72 180 300 600 900 1200

Taille N : IDFT(Tx) et DFT(Rx) 128 256 512 1024 1536 2048

Fréquence d’échantillonnage (MHz) 1.92 3.84 7.68 15.36 23.04 30.72

Nombre d’échantillons par slot 960 1920 3840 7680 11520 15360

2.3.2 Signaux de références : pilotes

Dans la norme LTE, en plus du signal informatif émis, et des signaux de contrôle de la trans-

mission, on utilise des signaux de références (ou pilotes). Ces signaux servent à estimer le canal de

transmission pour la démodulation ou pour l’application d’un algorithme de CDS (Channel De-


2.3. SC-FDMA

pendent Scheduling) afin d’allouer les meilleurs RB à chaque utilisateur lui permettant d’obtenir

un bon débit. Ainsi, dans une RB, le symbole N°4 est réservé pour véhiculer les signaux de réfé-

rences. Ainsi, lorsqu’un intervalle de garde dit normal est utilisé, un symbole sur sept du signal

SC-FDMA transmis sera constitué de signaux pilotes. Notons que les symboles de références utili-

sés sont des séquences de CAZAC ou « Constant Amplitude Zero Auto-correlation ». Les séquences

Zadoff-Chu en sont un exemple. Elles sont réputées pour avoir une faible auto-corrélation, une

amplitude constante, une réponse fréquentielle plate, et une faible inter-corrélation circulaire

entre elles [23].

FIGURE 2.6 – Représentation temporelle du slot d’un système SC-FDMA à 5MHz de largeur de bande [23]

2.3.3 Mapping de sous-porteuses

Dans le SC-FDMA, l’accès multiple est atteint en allouant des bandes de fréquences qui ne se

chevauchent pas aux différents utilisateurs. Ceci est mis en œuvre en assignant des coefficients

zéro IDFT dans la position des autres utilisateurs (dans le domaine fréquentiel avant IDFT). Par

conséquent, au récepteur, les interférences des autres utilisateurs peuvent être supprimées après

DFT en réduisant à zéro la bande de fréquence attribuée aux autres utilisateurs. La sortie DFT des

symboles de données est répartie sur un sous-ensemble de sous-porteuses, un processus appelé

mapping de sous-porteuses. Le mapping de la sous-porteuse affecte les sorties DFT aux sous-

porteuses sélectionnées. Le mapping de sous-porteuses, comme le montre la figure 2.7, peut être

classé en deux types :

Mode localisé : chaque terminal utilise un ensemble de sous-porteuses adjacentes pour trans-

mettre des symboles, ce qui les limite à une fraction seulement de la largeur de bande du système.


2.3. SC-FDMA

Mode distribué : les sous-porteuses utilisées par un terminal sont réparties sur toute la bande

passante. Une réalisation de SC-FDMA distribué est l’IFDMA (Interleaved FDMA) où les sous-

porteuses occupées sont espacées l’une de l’autre d’un pas égal.

FIGURE 2.7 – Mapping de sous-porteuses [24]

Conclusion

Dans ce chapitre, les techniques d’accès 4G LTE que sont l’OFDMA et le SC-FDMA ont été pré-

sentées ainsi que l’OFDM qui est une technique très efficace utilisée dans les communications ra-

dio mobiles. L’OFDMA et le SC-FDMA bien qu’étant très proches ont une particularité essentielle :

le premier étant une technique multi-porteuses, et le second une technique mono-porteuse.

A présent, nous parlerons des chaines de transmission radio et surtout des différents modèles de

canaux rencontrés.


Deuxième partie

APPROCHE METHODOLOGIQUE

33

Chapitre 3

Différentes chaînes de transmission et

modèles de canaux

Contenu

3.1 Chaîne de transmission OFDMA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35

3.2 Chaîne de transmission SC-FDMA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36

3.3 Modèle de canal . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37

3.3.1 Canal AWGN . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37

3.3.2 Canal de Rayleigh . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38

3.3.3 Canal de Rice . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38

34

3.1. CHAÎNE DE TRANSMISSION OFDMA

Introduction

Nous nous proposons de présenter dans ce chapitre les différentes composantes intervenant

dans une liaison radio 4G. Nous présenterons également les différents modèles de canaux utilisés

en communication radio.

3.1 Chaîne de transmission OFDMA

Les détails de la structure de l’émetteur et du récepteur OFDMA sont présentés dans le schéma

ci-dessous. Nous notons que les systèmes OFDM impliquent essentiellement les blocs représentés

à la Figure 3.1 :

FIGURE 3.1 – Diagramme bloc d’un système OFDMA

Dans la conversion série/parallèle du système OFDM, chaque canal peut être divisé en diffé-

rentes sous-porteuses. L’utilisation de sous-porteuses permet une utilisation optimale du spectre

de fréquence, mais nécessite également un traitement supplémentaire par l’émetteur et le récep-

teur. Ce traitement supplémentaire est nécessaire pour convertir un train de bits en série en plu-

sieurs flux de bits parallèles répartis entre les porteuses individuelles. Dans le sens descendant du

système LTE, le flux de données à débit élevé passe par un modulateur, où des schémas de modu-

lation adaptatifs tels que BPSK, 4-QAM, 16-QAM, 64-QAM sont appliqués. Les données modulées

sont converties et réparties sur différentes sous-porteuses. Un bloc IFFT vient ensuite moduler ces

symboles et le signal de sortie précédé d’un préfixe cyclique est transmis dans le canal. Les don-

nées résultant de l’IFFT sont souvent nommés "Symboles OFDM".

En réception, le préfixe cyclique est supprimé puis les symboles OFDM démodulés via un FFT.

On procède à l’estimation du canal suivie d’une égalisation des symboles OFDM reçus. Ensuite,

une démodulation est faite [21] comme illustré à la figure 3.1.


3.2. CHAÎNE DE TRANSMISSION SC-FDMA

3.2 Chaîne de transmission SC-FDMA

Son architecture est similaire au schéma de principe OFDMA, seulement qu’ici quatre (04)

blocs additionnels sont présents (Cf. Figure 3.2). L’émetteur SC-FDMA convertit les données bi-

naires en une séquence de sous-porteuses modulées qui doit être transmise par le canal radio.

FIGURE 3.2 – Diagramme bloc d’un système SC-FDMA

A l’émission, les données binaires sont modulées (soit BPSK, 4-QAM, 16-QAM ou 64-QAM) et

les symboles résultants aussi modulés par groupe de N par un bloc DFT de taille N par exemple.

Cette opération permet de faire un multiplexage fréquentiel dans le temps.

L’étape suivante est le mapping de sous-porteuses qui consiste à répartir les N symboles en sortie

du bloc DFT vers l’une des M entrées (ou sous-porteuses) du bloc modulateur OFDM (IFFT) de

sorte que M = N×Q où Q est le facteur d’expansion de la bande passante ou le nombre maximum

d’utilisateurs pouvant être pris en charge par le système.

Par exemple, si N = 128 et M = 512, alors Q = 4, le nombre maximal d’utilisateurs pouvant

être pris en charge par le système simultanément est quatre (04). Cette répartition se fait suivant

deux modes : le mode localisé et le mode distribué (Cf. Figure ??). En mode distribué (DFDMA),

les données sont réparties sur des sous-porteuses espacées les unes des autres, avec des zéros

occupant les sous-porteuses inutilisées. En mode localisé (LFDMA), les données sont réparties

sur un ensemble de N sous-porteuses successives. Une variante spéciale du mode distribué est le

mode IFDMA (Interleaved FDMA). La différence entre le DFDMA et l’IFDMA est que les données

de l’IFDMA sont allouées à des sous-porteuses espacées les unes des autres d’un pas égal, ce qui

n’est pas le cas en DFDMA [25].


3.3. MODÈLE DE CANAL

FIGURE 3.3 – Modes de mapping des sous-porteuses SC-FDMA

En clair, le processus de Mapping consiste simplement à raisonner suivant l’une ou l’autre des

trois méthodes d’allocation des symboles en SC-FDMA : la DFDMA, la LFDMA et l’IFDMA. Si M

= N, alors on se retrouve avec une architecture spécifique de l’OFDM connu sous le nom de DFT-

Spread OFDM [26]. Ensuite, le reste du fonctionnement est quasi-identique à l’OFDMA, excepté

la présence des blocs Demapping et IDFT en réception après démodulation OFDM (FFT). Notons

que le bloc Demapping assure la fonction inverse du traitement opéré à l’émission par le bloc

Mapping. Il s’agira de récupérer les symboles selon la méthodologie utilisée à l’émission [27].

3.3 Modèle de canal

Dans le domaine des communications sans fil, l’évanouissement du signal est une considéra-

tion importante parce qu’il met en évidence les modèles d’évanouissement dans diverses condi-

tions.Il existe trois modèles de canaux basiques à savoir : le canal AWGN, le canal de rice et le canal

de rayleigh.

3.3.1 Canal AWGN

Le canal AWGN (Additive White Gaussian Noise) est un modèle de canal dans lequel la seule

déficience à la communication est un ajout de bruit large bande ou blanc avec une densité spec-

trale constante et une distribution d’amplitude gaussienne. Ce modèle ne tient pas compte de la

décorrélation, de la sélectivité en fréquence,de l’interférence, de la non-linéarité ou de la disper-

sion. L’AWGN est commun à tous les canaux de communication, ce qui est statistiquement un

bruit radio aléatoire caractérisé par une large gamme de fréquences en ce qui concerne un signal



dans un canal de communication. Les hypothèses sont que le bruit est additif, blanc et les échan-

tillons de bruit ont une distribution gaussienne [28].

En prenant x comme l’information utile, lors de sa transmission à travers le canal AWGN, un

bruit n s’ajoute. Ainsi la variable décisionnelle Y serait égale à Y = x + n. Elle suit alors une loi

normale de moyenne my = x,µ = 0.5 et de variance σ2.

Par ailleurs la densité de probabilité d’une variable aléatoire x de moyenne m et de variance σ2 est

donnée par la relation 3.1 :

PX(x) =1

σp

2πe

−(x−µ)2

σ2 (3.1)

Les simulations effectuées sur ce modèle de canal sont réalisées en considérant le rapport si-

gnal sur bruit (Eb/No en dB).

3.3.2 Canal de Rayleigh

Dans les canaux de radiocommunication mobile, la distribution de Rayleigh est couramment

utilisée pour décrire la nature variable du temps statistique de l’enveloppe reçue d’un signal d’éva-

nouissement plat, ou l’envelope d’une composante multi-trajets individuelle.

Les signaux de bruit gaussien obéissent à une distribution de Rayleigh. L’affaiblissement du

signal peut faire en sorte que la composante principale ne soit pas remarquée parmi les compo-

santes de trajets multiples, originaires du modèle de Rayleigh. L’évanouissement de Rayleigh est

un modèle raisonnable quand il y a de nombreux objets dans l’environnement qui dispersent le

signal radio avant sa réception.

L’évanouissement de Rayleigh est le modèle spécialisé pour un évanouissement stochastique

quand il n’y a pas de signal en visibilité directe, et est parfois considéré comme un cas particulier

du concept plus généralisé d’évanouissement de Rice. Dans l’évanouissement de Rayleigh, le gain

d’amplitude est caractérisé par une distribution de Rayleigh. La condition qu’il y ait beaucoup de

dispersions présentes signifie que l’évanouissement de Rayleigh peut être un modèle utile dans

les environnements de constructions lourdes des centres-villes où il n’y a pas de visibilité directe

entre l’émetteur et le récepteur. Le signal subit des phénomènes d’atténuation, de réflexion, de

réfraction dus aux bâtiments et autres objets [28].

La distribution de rayleigh est donnée par la relation : 3.2 :

f (x;σ) =x

σ2e

−x2

2σ2 (3.2)

pour x ∈ [0,+∞[

3.3.3 Canal de Rice

Quand il y a une composante dominante du signal stationnaire présent, comme un trajet de

propagation en visibilité directe, la distribution de l’enveloppe de l’évanouissement est à l’échelle



de Rice. Dans une telle situation, les composantes de trajets multiples aléatoires arrivant à diffé-

rents angles sont superposées à un signal dominant stationnaire. À la sortie d’un détecteur d’en-

veloppe, cela a pour effet l’ajout d’une composante DC au multi-trajet aléatoire.

Le modèle de canal de Rayleigh est un modèle stochastique pour une anomalie de la propaga-

tion radio provoquée par une annulation partielle du signal radio par lui-même. Le signal arrive au

récepteur en subissant les interférences de différents trajets multiples et au moins un des chemins

est en train de changer. L’évanouissement de Rice se produit quand l’un des chemins, générale-

ment un signal en visibilité directe, est beaucoup plus fort que les autres. Dans l’évanouissement

de Rice, le gain d’amplitude est caractérisé par une distribution ricienne [28].

Soient deux variables de Gauss centrées, indépendantes, de même varianceσ2. Si on considère

qu’elles représentent les deux coordonnées d’un point du plan, la distance de ce point à l’origine

suit une loi de Rayleigh (relation 3.2)

En supposant que la distribution est centrée sur un point de coordonnées polaires (νcosΘ,ν si nΘ),

la densité de probabilité devient [29] :

f (x|ν,σ) =x

σ2exp

(−(x2 +ν2)

2σ2

)I0

(xν

σ2

)(3.3)

Où Io(Z) est la fonction de Bessel modifiée de première espèce et d’ordre 0.

Conclusion

Dans ce chapitre, nous avons présenté de façon simplifiée le synoptique des chaînes de trans-

mission OFDMA et SC-FDMA . Ainsi, nous avons abordé tous les éléments constitutifs de l’émet-

teur et du récepteur au niveau des deux chaînes. Pour finir, nous avons présenté les différents types

de canaux adaptés à notre contexte d’étude.

Dans le chapitre suivant, nous parlerons de l’environnement de simulation et des critères de per-

formances étudiées.


Chapitre 4

Environnement et critères de performance

Contenu

4.1 Environnement de simulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41

4.1.1 Contexte de simulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41

4.1.2 Choix du simulateur . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41

4.1.3 Modèle de chaîne de transmission . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42

4.2 Critères de performance . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43

4.2.1 TEB : Taux d’Erreur Binaire . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43

4.2.2 Eb/No : Rapport entre l’énergie par bit d’un signal et la densité spectrale du

bruit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44

4.2.3 PAPR : Rapport entre la puissance crête et la puissance moyenne du signal . . 44

40

4.1. ENVIRONNEMENT DE SIMULATION

Introduction

Une compréhension approfondie de la chaîne radio est cruciale pour la conception, le test et

l’optimisation de performance des systèmes radio mobile existants et futurs. C’est pourquoi la

modélisation du système de communication est nécessaire. Il existe deux façons d’étudier le com-

portement des techniques de communications :la mesure et la simulation [30].

La mesure n’est pas simple parce qu’elle prend beaucoup de temps et n’est pas facilement réali-

sable ; les ressources ne sont pas facilement disponibles. Pour cette raison, la technique de simu-

lation est une meilleure option dans laquelle diverses possibilités sont offertes. Dans notre cas, il

s’agira d’implémenter et de simuler avec MATLAB, l’impact des techniques OFDMA et SC-FDMA

dans la transmission d’un signal radio mobile.

Dans ce chapitre, nous nous proposons de présenter l’outil de simulation utilisé ainsi que les

critères sur lesquels nous nous pencherons pour évaluer les performances de nos techniques d’ac-

cès.

4.1 Environnement de simulation

4.1.1 Contexte de simulation

Pour la validation de l’implémentation des techniques OFDMA et SC-FDMA, des simulations

ont été faites sous MATLAB après avoir conçu les codes traduisant chacune des méthodes OFDMA,

LFDMA et IFDMA. Chaque bloc des figures 3.1 et 3.2 a été implémenté avec MATLAB et validé.

En utilisant MATLAB pour la simulation de systèmes de communications numériques, on a l’avan-

tage d’exploiter les fonctionnalités puissantes de sa boîte à outils de communication avec un joli

langage de programmation.

4.1.2 Choix du simulateur

MATLAB est un des logiciels les plus utilisés en télécommunications, il a été notre premier

choix compte tenu de sa renommée, sa capacité à manipuler des données plus ou moins impor-

tantes, ces outils orientés télécommunication.

Il intègre de nombreux utilitaires pour le traitement numérique du signal. Il nous a servi à :

� concevoir et simuler des systèmes de communications numériques simples et multipor-

teuses

� implémenter une chaîne de transmission LTE ;

� modéliser un canal AWGN et de Rayleigh ;


4.1. ENVIRONNEMENT DE SIMULATION

� évaluer les performances des techniques d’accès LTE OFDMA et SC-FDMA

4.1.3 Modèle de chaîne de transmission

4.1.3.1 Présentation générale

La chaîne de transmission permet le transport, en bande de base, d’une information sous

forme de données numériques codées en binaire. Elle est composée d’un émetteur, d’un canal

et d’un récepteur. Les perturbations sont modélisées par un bruit blanc gaussien (de puissance

réglable), centré qui est ajouté au signal utile en sortie du canal. Le synoptique général de la ma-

nipulation est présenté à la Figure 4.1

FIGURE 4.1 – Schéma synoptique général de la chaîne de transmission

4.1.3.2 L’émetteur

Il comprend dans notre implémentation : le générateur de trame binaire produisant N bits.

Ces bits sont modulés en M-QAM puis modulés OFDM (IFFT). Le signal temporel résultant est

précédé d’un préfixe cyclique puis transmis à travers le canal.

4.1.3.3 Le récepteur

Le récepteur est constitué d’une partie détection optimale et d’une partie de remise en forme

des données numériques reçues. Le détecteur optimal est réalisé à l’aide d’une FFT et d’une dé-

modulation QAM. La partie remise en forme des données numériques est chargée de paralléliser

les symboles binaires de façon à reconstituer l’information reçue.

4.1.3.4 Le canal

Dans un premier temps, pour souci de validation de notre étude, le canal modélisé et simulé,

a été choisi idéal (sans distorsion aucune et un seul trajet). Cependant, il est tout à fait possible de

choisir un modèle plus réel qui prendrait en compte une atténuation, une réponse en fréquence

non uniforme et aussi les phénomènes d’échos et de trajets multiples. Ce qui est notre cas en


4.2. CRITÈRES DE PERFORMANCE

communications mobiles. En communication numérique, le modèle le plus fréquemment utilisé

est le canal de Rayleigh ou son cas spécifique de première validation (canal de Rice). La Figure 4.2

présente la réponse impulsionnelle du canal de Rayleigh utilisé.

FIGURE 4.2 – Canal de Rayleigh simulé

4.2 Critères de performance

4.2.1 TEB : Taux d’Erreur Binaire

Le TEB (Taux d’Erreur Binaire) est calculé à partir du nombre de bits erronés reçus divisé par

le nombre de bits transmis.

TEB =nombr e de bi t er r onés

nombr e tot al de bi t s r eçus(4.1)

En communications numériques, le TEB peut être calculé de deux manières. La première méthode

est basée sur la méthode du Monte-Carlo (MC) généralement simplifiée dans nos simulations par

l’équation 4.1 pour des fins de vitesse d’exécution du calcul. Sachant que la méthode MC pourrait

devenir très gourmand en complexité de calcul pour de longues trames de bits simulés, une alter-

native a été proposée pour faciliter son estimation. Il s’agit de la méthode dite "analytique" basée

sur le calcul de l’EVM ou du SNR [31]. Dans notre étude, nous avons validé la méthode MC.



4.2.2 Eb/No : Rapport entre l’énergie par bit d’un signal et la densité spectrale

du bruit

Eb/No est un paramètre normalisé du rapport signal sur bruit (SNR), également appelée «SNR

par bit». Il est souvent utilisé dans la littérature pour mener une étude comparative des perfor-

mances pour différents formats de modulations numériques. Le rapport signal-à-bruit ( SNR :

Signal-to-Noise-Ratio) est aussi un paramètre utilisé pour quantifier le niveau de bruit dans un

signal. Pour un canal plat à bruit gaussien ou AWGN, le SNR est défini par le rapport entre puis-

sance du signal ES et puissance du bruit N0 , soit :

SNR = ES/N0 =k ×Eb

N0(4.2)

4.2.3 PAPR : Rapport entre la puissance crête et la puissance moyenne du si-

gnal

Le PAPR (Peak to Average Power Ratio) est actuellement considéré comme un important para-

mètre dans la mise en place des systèmes de communication à base d’OFDM. Plus précisément,

à l’émission du signal radio au niveau équipements radio-mobiles à contraintes d’énergie limitée

[32].

Les signaux d’émission dans un système OFDM peuvent avoir des valeurs de crête élevées

dans le domaine temporel, car de nombreuses composantes de sous-porteuses sont ajoutées par

une opération inverse de la transformée de Fourier rapide (IFFT). En fait, le PAPR élevé est l’un

des aspects les plus préjudiciables dans un système OFDM car il diminue le rapport signal sur

bruit de quantification (SQNR) du convertisseur analogique-numérique (CAN) et du convertis-

seur numérique-analogique (CNA) tout en dégradant l’efficacité de l’amplificateur de puissance

au niveau de l’émetteur. Aussi, le problème PAPR est plus préoccupant dans la liaison montante

puisque l’efficacité de l’amplificateur de puissance est critique en raison de la puissance limitée

de la batterie dans un terminal mobile.

L’expression du signal OFDM discret est donnée par :

s[n] =N−1∑k=0

Xk e j 2π knN (4.3)

où Xk correspond au symbole QAM transmis sur la sous-porteuse k, N le nombre de sous-porteuses

de l’IFFT/FFT. Ainsi, le PAPR est donné par la relation 4.4 et souvent exprimé en décibel, par l’équa-

tion 4.5 :



PAPR =Pmax

Pav=

max(|s[n]|2)

E(|s[n]|2)=

max

(∣∣∣∑N−1k=0 Xk e j 2π kn

N

∣∣∣2)

1N

∑N−1k=0

∣∣X2k

∣∣ (4.4)

PAPRdB = 10l og10(PAPR) (4.5)

On remarquera d’après la relation 4.4 que le PAPR est fonction du nombre de sous-porteuses N

et des symboles Xk émis par chacune des sous-porteuses. Comme l’obtention d’un signal OFDM

n’est rien d’autre que la sommation de plusieurs sous-porteuses modulées indépendamment au

travers d’un bloc IFFT, leurs amplitudes peuvent statistiquement s’ajouter de manière construc-

tive, résultant à des pics d’amplitude très élevés. La notion de PAPR prend tout son sens au mo-

ment d’émettre un signal à PAPR élevé [33].

Dans la littérature, une figure de mérite est souvent employée pour analyser les effets dus au

PAPR. Cette figure de mérite porte le nom de fonction de distribution cumulative complémentaire

ou CCDF (Complementary Cumulative Distribution Function) et représente la probabilité pour

qu’un PAPR dépasse un seuil PAPR0 cible [33]. Elle s’exprime par :

CCDF = Pr (PAPR > PAPR0) (4.6)

Conclusion

En somme, nous avons présenté la chaîne de transmission utilisée pour les différentes simula-

tions puis l’outil utilisé pour réaliser chaque partie de la chaîne. Aussi, les critères de simulations

ont-ils été présentés pour nous permettre dans la suite de ce travail d’analyser de manière efficace

les résultats obtenus.


Troisième partie

RESULTATS ET DISCUSSIONS

46

Chapitre 5

Résultats et discussions

Contenu

5.1 Méthodologie de travail . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48

5.2 Résultats obtenus . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48

5.2.1 BER vs Eb/No . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 49

5.2.2 PAPR . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52

47

5.2. RÉSULTATS OBTENUS

Introduction

L’environnement de nos simulations décrit au chapitre précédent nous a permis de procéder

à différentes simulations. Ces simulations ont conduit à des résultats. Dans le présent chapitre,

nous présenterons et discuterons des résultats obtenus.

5.1 Méthodologie de travail

La première étape de notre étude a été d’évaluer le taux d’erreur binaire en fonction du rapport

signal à bruit électrique binaire Eb/No pour un canal AWGN. A ce niveau, la méthode de Monte

Carlo a été utilisée comme méthode d’estimation du TEB.

Ensuite le PAPR des différentes techniques d’accès a été analysé à partir de la fonction de distri-

bution cumulative complémentaire. Enfin, nous avons évalué la probabilité d’erreur pour chaque

technique d’accès.

Il faut noter que l’évaluation de ces performances s’est faite à chaque fois pour différents for-

mats de modulations (BPSK, 4-QAM, 16-QAM et 64-QAM).

5.2 Résultats obtenus

Les résultats sont présentés en procédant par technique d’accès pour différents formats de

modulations. Les paramètres utilisés sont consignés dans le tableau 5.1

TABLEAU 5.1 – Paramètres de simulation

PARAMETRES VALEURS

Taille du FFT Nifft = 512 (Nombre de sous-porteuses)

Taille du DFT Nidft = 256 (pour le SC-FDMA)

Nombre de symboles Symb = 500

Taille du Préfixe cyclique CP = 64

Plage du SNR 0 - 25 (dB)

Type de canal AWGN

Formats de modulation BPSK, 4-QAM, 16-QAM, 64-QAM

Fading Rayleigh (frequency selective)

Paramètres du Rayleigh fading Input sample period = 6.2500e-12 sec

Maximum Doppler shift = 666.6667 Hz

Vector path delays = [0.0 ,244e-9, 488e-9, 732e-9, 936e-9,

1220e-9, 1708e-9, 1953e-9]*Ts sec

Average path gain vector = [0.0, -2.4, -6.5, -9.4, -12.7, -13.3,

-15.4, -25.4] dB



5.2.1 BER vs Eb/No

Avant d’évaluer les performances du TEB (ou BER : Bit Error Rate) des différentes techniques

d’accès (OFDMA et SC-FDMA) pour un canal radio réaliste, nous les avons tout d’abord validées

pour un canal AWGN.

5.2.1.1 Résultats pour un canal AWGN

Pour le canal type AWGN, la figure 5.1 présente les résultats du BER en fonction des valeurs du

SNR binaire électrique correspondant aux techniques IFDMA et LFDMA.

FIGURE 5.1 – BER vs Eb/No pour les deux types de SC-FDMA (IFDMA et LFDMA)

L’analyse de la Figure 5.1 montre que les courbes de performances BER sont superposées deux

à deux en fonction des QAM quelle que soit la technique. Ce qui démontre que les deux techniques

IFDMA et LFDMA offrent des performances similaires en AWGN. Ceci dépend du fait, que quelle

que soit la QAM considérée le nombre de symboles transmis en LFDMA ou IFDMA est le même. On

observe également que les performances en BPSK et 4-QAM sont quasi similaires. Ceci s’explique

par le fait que la puissance électrique du signal transmis en 4-QAM est quasi le double de celle en

BPSK. L’énergie pour transmettre un bit est la même en BPSK qu’en 4-QAM.

Plus on augmente en Eb/No, on obtient une bonne performance du BER qui est justifié par le fait

que à Eb/No élevé, le canal est bon impliquant une meilleure transmission, donc amélioration du

BER. Exemple avec un Eb/No de 5 dB, le BER est de 2.10−4 en 4-QAM pour respectivement 10−2

et 8.10−1 en 16-QAM et 64-QAM. Inversement, pour garantir un BER de 10−4 , Eb/No en 4-QAM

est de 5.5 dB pour respectivement 9.3 et 13.8 dB en 16-QAM et 64-QAM : soit respectivement une

pénalité en SNR de 3.8 et 8.3 dB par rapport à la 4-QAM. En conclusion, les techniques LFDMA et

IFDMA présentent des performances similaires en termes de BER quelle que soit la QAM.



La Figure 5.2 présente une étude comparative des performances du BER fonction de Eb/No

entre l’IFDMA et le LFDMA pour Q = 2 et Q = 4.

FIGURE 5.2 – Comparaison IFDMA et LFDMA pour Q = 2 et Q = 4

L’analyse des résultats de la Figure 5.2 montre que plus Q est grand, meilleure est la perfor-

mance quelle que soit la QAM. Ceci s’expliquerait par le fait que plus Q augmente, plus le nombre

de zéros en entrée de l’IFFT à l’émission augmente également et meilleur sera le BER. Par ailleurs,

le débit utile diminue du ratio de l’augmentation de Q : par exemple, si Q passe de 2 à 4, le débit

diminue aussi de moitié. Par contre, il faudra souligner que si Q = 1, l’implémentation reviendrait

au DFT-Spread OFDMA [26] présentant des performances BER similaires à l’OFDMA. (Figure 5.3).

FIGURE 5.3 – Comparaison OFDMA et SC-FDMA (avec Q=1)



5.2.1.2 Résulats pour un canal de Rayleigh

Pour un déploiement LTE, le canal de transmission est souvent représenté sous forme de canal

de Rayleigh. Ce qui motive les résultats des sections suivantes après validation des résultats obte-

nus en AWGN.

La Figure 5.4 présente une étude comparative des performances du BER en OFDMA à travers

un canal de type AWGN vs Rayleigh pour différentes constellations.

FIGURE 5.4 – Etude du BER en OFDMA - AWGN vs Rayleigh

Les résultats de la Figure 5.4 montre pour les paramètres de canal Rayleigh simulé, une lé-

gère perte de gain en comparaison avec l’AWGN. Ceci provient simplement du type de canal en

visibilité directe simulé (Canal de Rice). En testant d’autres paramètres de Rayleigh, on obtient

de mauvaises performances ne permettant pas de mener des études comparatives entre les deux

techniques traitées dans ce travail.

Par contre, avec les paramètres simulés, pour Q = 2 en SC-FDMA, le débit utile pour une même

constellation M-QAM est moitié de celui de l’OFDMA. Pour obtenir un débit utile identique, il fau-

dra comparer les performances d’un M2 −QAM SC-FDMA (Q = 2) avec un M-QAM OFDMA. La

Figure 5.5 présente le BER fonction de Eb/No pour l’OFDMA versus SC-FDMA en canal Rayleigh

pour une étude en termes de débit utile identique.



FIGURE 5.5 – Comparaison OFDMA et SC-FDMA (avec Q = 2) pour un canal de Rayleigh

On observe donc qu’à débit utile identique les performances en OFDMA sont meilleures qu’en

SC-FDMA (Q = 2). Ceci s’explique par le fait qu’en SC-FDMA (Q = 2), vu que le nombre de bits émis

par sous-porteuse utile est plus grand qu’en OFDMA, le signal subit plus de dégradation de la part

du canal qu’en OFDMA.

De manière générale, il faut remarquer que lorsque le SNR est nul, le TEB est mauvais et ceci,

d’autant plus pénalisant quand la constellation augmente. On déduit donc que plus l’ordre de

modulation est élevé, plus le signal est sensible au bruit. On peut alors conclure que lorsque la

puissance du signal est égale à celle du bruit (SNR = 0 dB), la transmission est sérieusement dégra-

dée. Ceci pour refléter ce qui se passe dans la réalité.

A présent, nous allons présenter les résultats obtenus en termes de PAPR.

5.2.2 PAPR

La Figure 5.6 présente une étude comparative des techniques LFDMA et IFDMA en termes de

PAPR.

On remarque que lorsque la constellation augmente, le PAPR augmente également. On peut

alors conclure que le signal présente un fort PAPR pour les fortes constellations QAM.

On remarque également que quelle que soit la constellation l’IFDMA présente un PAPR inférieur

à celui du LFDMA. On déduit donc que la technique IFDMA présente de meilleures performances

en termes de PAPR par rapport au LFDMA. Ceci s’explique par le fait que le signal IFDMA présente

des pics quasi proches de la moyenne contrairement au signal LFDMA qui présente des pics assez



FIGURE 5.6 – Etude du PAPR pour différentes modulations en IFDMA et en LFDMA

éloignés de la moyenne (Cf. Figure 5.7). Il faut noter également que la fréquence d’apparition des

pics au niveau du signal LFDMA est élevée.

FIGURE 5.7 – Représentation de signaux IFDMA et LFDMA

La Figure 5.8 présente les résultats obtenus en termes de PAPR entre l’IFDMA (meilleure tech-

nique SC-FDMA démontrée) et l’OFDMA.



FIGURE 5.8 – Etude du PAPR pour différentes modulations - IFDMA vs OFDMA

On remarque que le PAPR de l’IFDMA est inférieur à celui de l’OFDMA quel que soit l’ordre de

modulation (constellation QAM). Pour l’OFDMA, les modulations d’ordre élevé ont un faible PAPR

par rapport aux modulations de faible ordre. On peut donc conclure que le SC-FDMA (IFDMA) a

l’avantage de consommer moins d’énergie que l’OFDMA.

Conclusion

Ce chapitre a permis de présenter et d’analyser les résultats des simulations effectuées pour

les différentes chaînes de transmissions afin de ressortir les performances de l’OFDMA et du SC-

FDMA. Des études comparatives ont été faites en termes de taux d’erreur binaire et de PAPR, es-

sentielles pour la caractérisation et le dimensionnement des systèmes LTE.


Conclusion générale et perspectives

La 4G LTE est la technologie par excellence des réseaux sans fil à l’échelle des pays en voie de

développement comme le Bénin. Elle est nettement supérieure aux technologies précédentes. Le

LTE offre une expérience internet plus rapide, plus riche, et plus fluide que jamais. De plus, elle

possède la capacité de permettre à un plus grand nombre d’utilisateurs d’accéder au réseau sans

fil à grande vitesse sans compromettre la performance. Pour mieux orienter le choix technologique

des opérateurs dans le cadre d’un déploiement LTE, ce projet a réalisé l’étude et l’implémentation

des techniques OFDMA et SC-FDMA.

Notre travail a consisté à implémenter les chaînes de transmissions OFDMA et SC-FDMA et à

évaluer leurs performances avec des canaux de types AWGN et Rayleigh. A travers les différents

résultats, les modulations de faibles ordres (BPSK, 4-QAM) présentent de bonnes performances

en matière de TEB (Taux d’Erreur Binaire) pour l’OFDMA. Au niveau du SC-FDMA, les techniques

LFDMA et IFDMA présentent des performances similaires en termes de TEB quelle que soit la

QAM. On note également que le débit utile diminue en fonction du facteur d’expansion Q (rap-

port entre les tailles de la DFT et de l’IFFT) de l’architecture SC-FDMA. Autrement dit, lorsque la

valeur de Q diminue, les performances sont meilleures en termes de débit utile. Aussi, le SC-FDMA

offre un gain en TEB meilleur par rapport à l’OFDMA à constellation identique. Par contre, le dé-

bit utile possible en OFDMA est nettement meilleur à celui réalisable en SC-FDMA. Les résultats

obtenus pour le PAPR montrent que la technique IFDMA présente de meilleures performances

par rapport au LFDMA et que le SC-FDMA (IFDMA) a l’avantage de consommer moins d’énergie

que l’OFDMA. Pour un déploiement LTE dans les réseaux d’accès, on conseillerait la technologie

SC-FDMA dans le sens montant tandis que dans le sens descendant, l’OFDMA est un meilleur

candidat.

En guise de perspectives, nous proposons qu’une étude soit faite, en intégrant des blocs de co-

dages et de synchronisation avec des paramètres de canal radio réalistes. Il sera alors possible de

pouvoir caractériser tout un réseau LTE : ce qui serait d’une utilité pratique pour les opérateurs.

Pour améliorer le travail, l’étude de nouvelles méthodes de réduction de PAPR en plus de tech-

niques de modulations adaptatives devrait permettre d’atteindre des performances LTE capables

de booster la montée en débit dans les réseaux d’accès.

55

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ANNEXES

59

Annexes

Chronogramme

Figure : Chronogramme du projet

60

ENGLISH VERSION

Study of 4G/LTE technology : implementation of OFDMA andSC-FDMA techniques

61

Study of 4G/LTE technology : implementation

of OFDMA and SC-FDMA techniques

Contents

Introduction . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 63

1. Project Overview . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 64

1.1. Context, justification and problematic . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 64

1.2. Objective of the project . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 64

2. Long Term Evolution . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 65

2.1. Standards and requirements . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 65

2.2. Architecture . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 66

2.3. LTE Physical Layer description . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67

3. LTE access techniques . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 69

3.1. OFDMA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 69

3.2. SC-FDMA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 70

4. Results and discussions . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72

Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 78

62

Introduction

The Global System for Mobile (GSM), and its evolution through the General Packet Radio Ser-

vice (GPRS), Enhancement Data for GSM Evolution (EDGE), Wide Code Division Multiple Access

(WCDMA) and High Speed Packet Access (HSPA), is the technology flow of choice for the large ma-

jority of the world’s mobile operators. Users have the experience to increase the data rate, with a

spectacular reduction of communications charges; they expect now to pay less and receive more.

Therefore, in deciding the next steps, there is a need of a dual approach: the goal of improving

performance at reduced cost and improved this performance must be provided by installing and

maintaining a lower cost systems. Long Term Evolution (LTE) and LTE-Advanced, are those next

steps and they provide the foundation for future mobile telecommunications systems to be built

[1].

Fixed-mobile convergence and the ubiquity of broadband services are two major challenges

for telecom operators. The emergence of new highly consuming applications and accessible via

new generation mobile devices already highlight the limited capacity of current mobile radio net-

works (Universal Mobile Telecommunication System (UMTS)). The development of fourth gener-

ation alternative networks (4G) high transmission capacity confirms this deficiency [2]. In devel-

oping countries, like Benin, 4G/LTE technology is rapidly emerging as a technology that play a key

role in broadband wireless networks. It represents a technology of next generation that is intended

to achieve high data rate, low latency and high radio efficiency in addition to low cost and high

mobility .

For broadband Internet access, LTE technology is associated with the use of advanced modula-

tion formats such as the Orthogonal Frequency Multiple Access Division (OFDMA) and the Single

Carrier Multiple Frequency Division Access (SC-FDMA) which allow an effective exploitation of

available radio resources. OFDMA is used for the downlink, and the SC-FDMA is used for the up-

link as multiple access systems in the LTE system. These two techniques based on OFDM have

several advantages that make LTE a very interesting mobile network.


1. Project Overview

1.1. Context, justification and problematic

Today, users are demanding fast broadband connections and want to be able to move while

connected [3]. To meet these different needs, the internet access providers and mobile operators

have to overcome difficulties related to: bandwidth, coverage area and infrastructure costs. This

implies the design of new types of wireless communication networks providing connectivity with

higher data rates and innovative internet services for fixed or mobile subscribers.

The demand for high-speed wireless access has been growing thanks to the development of

many services such as videoconferencing, IP telephony (VoIP) and many others [4]. The need for

a radio system with high data rate has gradually increased. After the UMTS cellular system, the

4G/LTE system is currently being deployed in Benin. The initial focus is on the coverage and reuse

of the existing 2G and 3G infrastructure.

Indeed, in LTE technology, OFDMA is used in downlink and SC-FDMA in uplink; with Orthog-

onal Frequency Division Multiplexing (OFDM) as basic element. OFDMA is used to obtain a high

downlink spectral efficiency; while the SC-FDMA is used for uplink multiple access in the LTE sys-

tem [5].

The idea behind this study is the implementation of the techniques used in LTE to better un-

derstand the technology to help support its deployment or adaptation in contexts related to energy

constraints, data rate and cost of deployment.

1.2. Objective of the project

The goal of this work is to address this new technology that is current in our country and de-

ployed by BTS (Benin Telecom Service) and MTN.

It will specifically:

� Describe all the elements involved in the feasibility of 4G/LTE since 3G/UMTS with the need

for operators to deploy a long-term "low-cost" infrastructure that meets users needs in "high

data rate".

� Study the techniques used in 4G/LTE transmission including OFDMA and SC-FDMA.

� Present each of the two techniques and a performance comparison in terms of Bit Error Rate

(BER) and Peak Average Power Ratio (PAPR) for a radio wireless channels AWGN (Additive

White Gaussian Noise) and Rayleigh channel.

� Perform system simulations using Matlab;


2. Long Term Evolution

The LTE standard, defined by the 3rd Generation Partnership Project (3GPP) consortium, first

considered a third-generation standard "3.9G" (because closer to 4G), specified as part of IMT-

2000 technologies, because in "versions 8 and 9" of the standard, it did not meet all the technical

specifications imposed for 4G standards by International Telecommunication Union (ITU). The

LTE standard is not fixed, the 3GPP consortium has made it evolve permanently. In October 2010,

ITU has given LTE and WiMAX standards defined prior to the «IMT-Advanced 1» specifications

and which did not fully meet its prerequisites, the commercial possibility of being considered as

"4G" technologies. This, because of the substantial level of performance improvement compared

to those of the first "3G" systems. LTE mobile networks are now marketed under the name "4G" by

operators in many countries [9].

As with each new generation of access network, LTE aims to propose increased capacity and

uses a new technique for accessing the frequency resource. The major goal of LTE is to improve

support for data services through increased data rate and reduced latency. Also the radio resources

are scarce, the need for a agile system in frequency, able to adapt to varied spectral allocations is

felt. Beyond the technical aspects, the industrial, strategic and financial stakes have largely con-

tributed to the advent of LTE [8].

2.1. Standards and requirements

In the definition of LTE, certain requirements must be met. It is important to consider the ca-

pacity of LTE systems, data rate, latency, efficiency and spectral flexibility as well as mobility. These

are major features that make LTE a powerful system.

• Capacity : This is the maximum number of users per cell that can connect to each other simul-

taneously when the network is fully charged [10].

It is expected that at least 200 simultaneous users per cell will be accepted in the active state for a

bandwidth of 5 MHz, and at least 400 users for higher bandwidths. A much higher number of users

will have to be possible in the waking state [8].

• Data rate : The maximum data rate objectives defined for LTE are as follows [8]:

- 100 Mbit/s downlink for an allocated bandwidth of 20 MHz, an efficiency peak spectral 5 bit/s/Hz;

- 50 Mbit/s in uplink for an allocated bandwidth of 20 MHz, an efficiency peak spectral 2.5 bit/s/Hz.

• Latency : The latency in LTE is the delay generated and caused by the system. There are two

types of latency:

1. International Mobile Telecommunications-Advanced


- Latency of the control plane: is the time required for connection and access to the network. It

must be less than 100 ms.

- latency of the user plane: represents the time needed to transmit the packets of data after the

connection. The LTE aims for a latency of the user plane must be less than 5 ms [8].

• Frequency agility : LTE must ensure flexible use of spectrum through widths 1,4 MHz, 3 MHz,

5 MHz, 10 MHz, 15 MHz and 20 MHz scalable / expandable bandwidths. This flexibility is effective

thanks to duplex FDD and TDD procedures [8].

• Mobility : Mobility is a key function for a mobile network. The LTE aims to remain for UE mov-

ing at high speeds (up to 350 km/h, and even 500 km/h in function of the frequency band), while

being optimized for low UE speeds (between 0 and 15 km/h).

2.2. Architecture

4G networks have the same general architecture as other types of mobile networks. We can

distinguish three parts namely user terminals, the access network and the core network.

Figure 9 – LTE Network Architecture

• User terminals (UE): User terminals are devices used by customers. They include the fixed,

mobile and portable devices and allow users to access the services to which they subscribed. These

terminals can be any devices with IP protocol such as PC, smartphone or an IP TV.

• Access networks (E-UTRAN): The LTE access network consists of a single Evolved Node B or

eNode B. It regroups into a single entity the functionalities of Node B and RNC nodes of UMTS. The


main function of eNode B is to route the data flows from the User Equipment (UE) to the Evolved

Packet Core Network (EPC) using functions such as Radio Resource Management (RRM) and Call

Admission Control (CAC). This operation is performed using the interface S1 which connects the

Evolved Universal Terrestrial Access Network (E-UTRAN) to the components of the EPC. E-UTRAN

has a new X2 interface unique to the LTE network [12]. This interface has for main role to exchange

data with optical fibers and IP links between different E-UTRAN.

• Core network (EPC): Also known as System Architecture Evolution (SAE), the EPC represents

the network heart of LTE. It uses "all-IP" technologies, i.e based on the Internet protocols for

signaling that allows reduced latency, the transport of voice and data. It ensures the manage-

ment of users, the management of the mobility, the management of the quality of service and

security management, using equipment such as Mobile Management Entity(MME),Serving Gate-

way (SGW), Packing Data Network Gateway (PDN-GW), and Policy and Charging Rules Function

(PCRF) [12].

2.3. LTE Physical Layer description

2.3.1. Frame and subframe structure

So that LTE system can maintain the synchronization and be able to manage the different types

of information that must be transported between the base station or e-NodeB and the UE, the sys-

tem has defined a frame and sub-frame structure for E-UTRAN. The frame structures for the LTE

differ between TDD and FDD modes because there are different requirements on the transmitted

data separation. There are two types of LTE frames:

LTE frame type 1 The type 1 frame has a total length of 10 ms. This one then divided into a total

of 20 individual slots. The subframe consists of two slots, in other words, there are ten LTE sub-

frames within a frame.


Figure 10 – LTE frame Type 1 structure [16]

LTE frame type 2 The structure of the type 2 frame used in the TDD LTE is little different. The 10

ms of the frame consist of two half frames, each of 5 ms. The half frames are further divided in five

subframes, each lasts 1 ms. The sub-frames can be divided into sub-frames of special subframe

types.

Figure 11 – LTE frame Type 2 structure [16]

2.3.2. Resource block

The base unit assigned to a subscriber is the Resource Block (RB). Each RB consists of 12 sub-

carriers of 15 KHz wide and 7 time symbols having a total duration of 0.5 ms. An elementary block

in LTE therefore uses a spectrum of 12 × 15kHz = 180 kHz. The number of symbols depends on the

cyclic prefix (CP) used. When a normal CP is used, the resource block contains 7 symbols. When

an extended CP is used, the block of resources contains six symbols. A delay propagation that ex-

ceeds the normal length of the CP indicates the use of extended CP [16]. LTE is scalable, it allows


to exploit bandwidths of 1.4 MHz, 3 MHz, 5 MHz, 10MHz, 15 MHz and 20 MHz. The number of

block resources therefore depends on the bandwidth of the channel.

Figure 12 – Resource block scheme [16]

3. LTE access techniques

4G LTE technology is based on OFDMA for the downlink and SC-FDMA for the uplink. They

are both derived from the OFDM technique.

3.1. OFDMA

OFDMA is a type of frequency division multiplexing (FDM) in which the band available fre-

quency is divided into the number of orthogonal frequency subcarriers. The data are first con-

verted to parallel bit streams, then they are modulated on each subcarrier using conventional

modulation schemes. The OFDMA allows a small data bit rate of many users and has a shorter

and constant delay. There is flexibility deployment in different frequency bands, as it is necessary

to modify little by little the air interface. The multipath effect is reduced by using the OFDMA be-

cause each user’s data is modulated over several orthogonal frequencies rather than on a fixed

frequency for the entire connection period. Moreover, the OFDMA facilitates not only sharing the

capacity of the available bandwidth, but also increases the capacity of each user due to the use of

multiple frequencies [21]. The details of the OFDMA transmitter and receiver structure are shown

in the diagram below.


Figure 13 – OFDMA diagram block

In the serial / parallel conversion of the OFDM system, each channel can be divided into differ-

ent subcarriers. The use of sub-carriers allows an optimal use of the spectrum frequency, but also

requires additional processing by the transmitter and receiver. This additional processing is neces-

sary to convert a series bits streams in parallel bits streams to be distributed among the individual

carriers. In LTE downlink, the data stream passes through a modulator, where adaptive modula-

tion such as BPSK, 4-QAM, 16-QAM, 64-QAM are applied. The modulated data are serialized in

parallel and distributed over different subcarriers. IFFT distributed data is performed to convert

the data into their corresponding time domain. The IFFT block is followed by the addition of the

cyclic prefix (CP). Once the cyclic prefix has been added to the subcarriers channels, they must

be transmitted in one single signal. Thus, the parallel to serial conversion step is the process of

adding all subcarriers and combine them into one signal. As a result, all subcarriers are generated

perfectly simultaneously. The output signal is converted into serial data called OFDM symbols.

At the receiver, the cyclic prefix is removed first, then the subcarriers are converted sequence

parallel to serial. FFT step further converts OFDM symbols into the domain frequency followed by

equalization and demodulation [21].

3.2. SC-FDMA

SC-FDMA modulation is a single carrier transmission technique but very close to the OFDM

modulation. This technique consists in spreading over a large number of carriers, not directly the

source symbols as in OFDM, but their frequency representation after having distributed them on

the band of the system according to a certain mode that we will present. SC-FDMA is similar in

many aspects to the OFDMA system. But these techniques do not have only common points.

The major difference between them lies in the fact that the OFDMA is a multicarrier transmis-

sion technique while the SC-FDMA is a single carrier technique: it uses, in addition, a "Discrete

Fourier Transform (DFT) "signal to precode the conventional OFDMA. This diagram is similar to

the OFDMA block diagram except for four blocks.


Figure 14 – SC-FDMA diagram block

First, the data symbols are modulated by a baseband modulator to form a sequence of modu-

lated complex symbols. The next step is to convert the serial modulated data into N parallel data

streams or to group the data into blocks of N modulated symbols. Then, it performs an N-point

discrete Fourier transform (DFT), this step transforms time domain modulated symbols into fre-

quency domain symbols.

The next step is the mapping of subcarriers which distribute the N-DFT output symbols to one of

the M orthogonal subcarriers according to two (02) modes.

Localized mode: Each terminal uses a set of adjacent subcarriers to transmit symbols, which

limits them to only a fraction of the system bandwidth.

Distributed mode: The subcarriers used by a terminal are distributed over the entire bandwidth.

One embodiment of distributed SC-FDMA is IFDMA (Interleaved IFDMA) where the occupied

subcarriers are also spaced apart from each other [21].

Figure 15 – Subcarriers mapping [24]

M is the number of orthogonal frequency subcarriers, which is greater than N, and N must be


an integer multiple of M so that M = N×Q where Q is the bandwidth expansion factor or the num-

ber maximum number of users that can be supported by a system. After that, just like in OFDM,

an inverse DFT (IDFT) is performed; it transforms complex frequency domain symbols into time

domain signals. Then, each symbol is modulated by a single high frequency carrier and transmit-

ted sequentially. Then the cyclic prefix (CP) will be added.

At the receiver, we will do exactly the opposite of what we did on the show. First, we demodulate

our signal at a lower frequency, we will sample it for digital processing. After removing the CP, the

receiver transforms the received signal into the frequency domain with the help of the DFT block.

It then breaks down the subcarriers and performs an equalization in the frequency domain. The

equalized signal is then transformed into the time domain by the IDFT and the detection takes

place in the time domain [27].

4. Results and discussions

For the validation of the implementation of OFDMA and SC-FDMA techniques, simulations

were performed using different methods. This MATLAB-based simulation includes the perfor-

mances of the OFDMA and SC-FDMA techniques for different types of modulations. Then we

performed simulations based on Rayleigh and AWGN channel models. To present the results, we

proceed by evaluate the BER in function of Eb/No and the PAPR.

4.1. BER vs Eb/No

Before evaluating the BER (Bit Error Rate) performance of different access techniques (OFDMA

and SC-FDMA) for a realistic radio channel, we first validated them for an AWGN channel.

4.1.1. Results for AWGN channel

For the AWGN type channel, the figure 16 presents the BER results as function of the electrical

binary SNR values corresponding to the IFDMA and LFDMA techniques.


Figure 16 – BER vs Eb/No for two types of SC-FDMA (IFDMA and LFDMA)

The analysis of the Figure 16 shows that the BER performance curves are superimposed two by

two according to the QAM regardless of the technique. This demonstrates that both IFDMA and

LFDMA techniques offer similar performance in AWGN. This depends on the fact that, whatever

the QAM considered, the number of symbols transmitted in LFDMA or IFDMA is the same. It is

also observed that the performances in BPSK and 4-QAM are almost similar. This is explained by

the fact that the electrical power of the signal transmitted in 4-QAM is almost double that in BPSK.

The energy to transmit a bit is the same in BPSK as in 4-QAM.

If we increase in Eb/No, we notice a good performance. Since the channel is good (Eb/No high),

this would mean a better transmission, hence a decrease in BER. By increasing the constellation,

the BER decreases. Example with a 5 dB SNR, the BER is 2.10−4 in 4-QAM for 10−2 and 8.10−1 in

16-QAM and 64-QAM, respectively. Conversely, to guarantee a BER of 10−4, Eb / No in 4-QAM is

5.5 dB for respectively 9.3 and 13.8 dB in 16-QAM and 64-QAM: respectively an SNR penalty of 3.8

and 8.3 dB compared to 4-QAM.

In conclusion, the LFDMA and IFDMA techniques show similar performances in terms of BER re-

gardless of the QAM.

Figure 17 presents a comparative study of the BER performance in function of Eb/No between

IFDMA and LFDMA for Q = 2 and Q = 4.

The analysis of the results of the Figure 17 shows that if Q is larger, the the performance re-

gardless of the QAM is better. This would be explained by the fact that as Q increases, so does the

number of leading zeros of the IFFT on transmission also increase, and better the BER will be. In

addition, the data rate decreases the ratio of the increase of Q: for example, if Q goes from 2 to

4, the data rate also decreases by half. On the other hand, it should be emphasized that if Q = 1,


Figure 17 – IFDMA and LFDMA comparaison for Q = 2 et Q = 4

the implementation would return to the OFDMA DFT-Spread [26] presenting BER performances

similar to the OFDMA (Figure 18).

Figure 18 – OFDMA and SC-FDMA (with Q=1) comparison

4.1.2. Results for Rayleigh channel

For an LTE deployment, the transmission channel is often represented as a Rayleigh chan-

nel. This motivates the results of the following sections after validation of the results obtained in

AWGN.


Figure 19 presents a comparative study of OFDMA BER performances through an AWGN vs

Rayleigh type channel for different constellations.

Figure 19 – Study of BER in OFDMA - AWGN vs Rayleigh channel

The results in Figure 19 show for the simulated Rayleigh channel parameters a slight loss of

gain compared to the AWGN. This is simply the simulated line-of-sight channel type (Rice Chan-

nel). By testing other Rayleigh parameters, poor performance is obtained which makes it impossi-

ble to conduct comparative studies between the two techniques treated in this work.

On the other hand, with the simulated parameters, for Q = 2 in SC-FDMA, the useful rate for

the same M-QAM constellation is half that of the OFDMA. To obtain an identical data rate, it will

be necessary to compare the performances of a M2 −QAM SC-FDMA (Q = 2) with an OFDMA M-

QAM. The Figure 20 shows the BER function of Eb/No for OFDMA versus SC-FDMA in Rayleigh for

a study in terms of identical useful data rate.

It is therefore observed that, at the same useful data rate, the performance in OFDMA are better

than in SC-FDMA (Q = 2). This is explained by the fact that in SC-FDMA (Q = 2), since the num-

ber of bits transmitted by useful subcarrier is greater than in OFDMA, the signal undergoes more

degradation on the part of the channel than in OFDMA.


Figure 20 – OFDMA et SC-FDMA (avec Q=2) comparison

At present, we will present the results obtained in terms of PAPR.

4.2. PAPR

Figure 21 presents a comparative study of LFDMA and IFDMA techniques in terms of PAPR.

Figure 21 – Study of the PAPR for different modulations in IFDMA and LFDMA

Note that as the constellation increases, the PAPR also increases. We can then conclude that

the signal has a strong PAPR for strong QAM constellations.

It is also noted that whatever the constellation, the IFDMA has a PAPR lower than that of the


LFDMA. It is therefore deduced that the IFDMA technique has better performance in terms of

PAPR compared to the LFDMA. This is explained by the fact that the IFDMA signal has peaks al-

most close to the mean unlike the LFDMA signal which has peaks quite far from the average. It

should also be noted that the frequency of appearance of the peaks at the level of the LFDMA

signal is high.

Figure 22 presents the results obtained in terms of PAPR between IFDMA (best demonstrated

SC-FDMA technique) and OFDMA.

Figure 22 – Study of the PAPR for different modulations - IFDMA vs OFDMA

It is noted that the PAPR of the IFDMA is lower than that of the OFDMA regardless of the modu-

lation order (QAM constellation). For OFDMA, high order modulations have a low PAPR compared

to low order modulations. It can therefore be concluded that SC-FDMA (IFDMA) has the advan-

tage of consuming less energy than OFDMA.


Conclusion

Our work consisted in implementing the OFDMA and SC-FDMA transmission chains and ob-

serving the different results to evaluate their performances with AWGN and Rayleigh type chan-

nels. Through these different results, the low-order modulations have good performance in the bit

error rate for the OFDMA. At the SC-FDMA level, the LFDMA and IFDMA techniques have simi-

lar performances in terms of BER regardless of the QAM. It is also noted that data rate decreases

as function of the Q factor (ratio between the DFT and IFFT sizes) of the SC-FDMA architecture.

In other words, when the expansion factor Q decreases, the performance is better in terms of the

useful data rate. Also, the SC-FDMA offers a better gain in BER compared to OFDMA with identical

constellation. On the other hand, the possible useful data rate in OFDMA is much better than that

achievable in SC-FDMA. The results obtained for the PAPR show that IFDMA technique has bet-

ter performances compared to the LFDMA and that the SC-FDMA (IFDMA) has the advantage of

consuming less energy than the OFDMA. For LTE deployment in access networks, the SC-FDMA

technology would be advised in the uplink while in the downlink, the OFDMA is a better candidate.


Table des matières

Sommaire ii

Dédicaces iii

Remerciements iv

Liste des sigles et des abréviations viii

Liste des tableaux ix

Liste des figures x

Résumé xii

Abstract xiii

Introduction générale 1

1. Contexte, justification et problématique . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2

2. Objectifs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2

I SYNTHESE BIBLIOGRAPHIQUE 4

1 Généralités sur la technologie 4G LTE 5

1.1 Evolution des radiocommunications mobiles . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6

1.2 Le Long Term Evolution (LTE) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8

1.2.1 Normes et exigences du LTE . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8

1.2.2 Architecture . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9

1.2.3 Bandes de fréquences allouées . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13

1.3 Description de la couche physique LTE . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14

1.3.1 Structure de trame et sous-trame . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15

1.3.2 Blocs de ressources . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17

1.3.3 Schémas duplex FDD et TDD . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18

1.3.4 Différents canaux LTE . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20

1.3.5 Adaptive Modulation and Coding (AMC) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20

79

TABLE DES MATIÈRES

2 Techniques d’accès LTE : OFDMA et SC-FDMA 22

2.1 OFDM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

2.1.1 Caractéristiques du canal . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

2.1.2 Notion d’orthogonalité . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24

2.1.3 Préservation de l’orthogonalité (Intervalle de garde) . . . . . . . . . . . . . . . 25

2.2 OFDMA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27

2.2.1 Accès multiple . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27

2.2.2 Insertion du préfixe cyclique . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27

2.2.3 Utilisation efficiente du domaine fréquentiel . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28

2.3 SC-FDMA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29

2.3.1 Allocation de ressources . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30

2.3.2 Signaux de références : pilotes . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30

2.3.3 Mapping de sous-porteuses . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31

II APPROCHE METHODOLOGIQUE 33

3 Différentes chaînes de transmission et modèles de canaux 34

3.1 Chaîne de transmission OFDMA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35

3.2 Chaîne de transmission SC-FDMA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36

3.3 Modèle de canal . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37

3.3.1 Canal AWGN . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37

3.3.2 Canal de Rayleigh . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38

3.3.3 Canal de Rice . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38

4 Environnement et critères de performance 40

4.1 Environnement de simulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41

4.1.1 Contexte de simulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41

4.1.2 Choix du simulateur . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41

4.1.3 Modèle de chaîne de transmission . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42

4.2 Critères de performance . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43

4.2.1 TEB : Taux d’Erreur Binaire . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43

4.2.2 Eb/No : Rapport entre l’énergie par bit d’un signal et la densité spectrale du

bruit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44

4.2.3 PAPR : Rapport entre la puissance crête et la puissance moyenne du signal . . 44

III RESULTATS ET DISCUSSIONS 46

5 Résultats et discussions 47

5.1 Méthodologie de travail . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48


TABLE DES MATIÈRES

5.2 Résultats obtenus . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48

5.2.1 BER vs Eb/No . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 49

5.2.2 PAPR . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52

Conclusion générale et perspectives 55

Références bibliographiques 58

Annexes 60

Chronogramme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 60

English version 62

Introduction . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 63

1. Project Overview . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 64

1.1. Context, justification and problematic . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 64

1.2. Objective of the project . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 64

2. Long Term Evolution . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 65

2.1. Standards and requirements . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 65

2.2. Architecture . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 66

2.3. LTE Physical Layer description . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67

3. LTE access techniques . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 69

3.1. OFDMA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 69

3.2. SC-FDMA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 70

4. Results and discussions . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72

Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 78

Table des matières 79


Résumé

Les systèmes de communications mobiles ont considérablement évolué durant ces dernières

années. La 4G accompagne l’avènement des smartphones et le développement de nouveaux usages

fortement consommateurs de données numériques et de bande passante. La 4G LTE présente

deux techniques d’accès : l’OFDMA et le SC-FDMA ; toutes deux basées sur la technique OFDM. Ce

document présente les chaînes de transmissions OFDMA, SC-FDMA et évalue leurs performances

pour différents schémas de modulation utilisés en LTE (BPSK, 4-QAM, 16-QAM, 64-QAM) en se ba-

sant sur le TEB (Taux d’Erreur Binaire) et le PAPR (Peak Average Power Ratio). Des résultats de nos

simulations, nous observons que pour une valeur d’Eb/No donnée, les schémas de modulation

d’ordre inférieur (BPSK et 4-QAM) présentent un TEB meilleur par rapport aux autres modula-

tions. A constellation égale, nous montrons que le SC-FDMA présente un meilleur TEB par rap-

port à l’OFDMA qui réalise un meilleur débit de transmission. Aussi, à débit utile identique, nous

montrons que l’OFDMA présente par contre de meilleures performances en TEB. Par ailleurs, on

montre que le PAPR du SC-FDMA (IFDMA) est moins important que celui de l’OFDMA. De cette

étude, nous montrons pourquoi, il est plus intéressant d’utiliser le SC-FDMA avec des modulations

de faibles ordres en liaison montante. Les résultats obtenus permettront d’orienter les opérateurs

et équipementiers télécoms quant au choix de la modulation à utiliser et selon les applications.

Mots-clés : 4G LTE, OFDMA, SC-FDMA, TEB, PAPR

Abstract

Mobile communications systems have significantly shifted over in recent years. Consumers

use an increasing number of smartphone applications that requires more and more digital data

and bandwith fufilled by 4G. 4G LTE has two access techniques : OFDMA and SC-FDMA ; Both

based on the OFDM technical. This document presents the OFDMA and SC-FDMA transmission

chains. It also evaluates their performance for different modulation schemes used in LTE (BPSK,

4-QAM, 16-QAM, 64-QAM) based on BER (Bit Error Rate) and PAPR (Peak Average Power Ratio).

From the results of our simulations, we observe that for a given Eb/No (binary SNR) value, lo-

wer order modulation schemes (BPSK and 4-QAM) have a better BER than other modulations. At

equal constellation, we show that SC-FDMA has better BER compared to OFDMA which achieves

a better transmission rate. Also, at the same useful data rate, we show that OFDMA has better per-

formance in BER. In addition, it is shown that the SC-FDMA (IFDMA) PAPR is smaller than OFDMA

PAPR. From this study, we show why it is more interesting to use SC-FDMA with low order modu-

lations in uplink. The obtained results will help telecom operators and equipment manufacturers

to choose modulation type for each application.

Keywords : 4G LTE, OFDMA, SC-FDMA, BER, PAPR

Documents

Etude de la technologie 4G/LTE : implémentation des