Etude du déséquilibre de l’alimentation d’un onduleur

République Algérienne Démocratique et Populaire Mministère de l’Enseignement Supérieur et de la Recherche Scientifique

Université des Sciences et de la Technologie d’Oran Mohamed Boudiaf

FACULTE DE GENIE ELECTRIQUE DEPARTEMENT D’ELECTRONIQUE

MEMOIRE EN VUE DE L’OBTENTION DU DIPLOME DE MAGISTER

SPECIALITE : ELECTRONIQUE Option : SYSTEMES PHOTOVOLTAÏQUES

Présenté par :

Mr. REBAOUI Brahim

Etude du déséquilibre de l’alimentation d’un onduleur multi niveaux

SOUTENU LE: 12/05/2014 Devant le jury : Mr Z. AHMED FOITIH Prof.U.S.T.O.MB Président Mr A. MIDOUN Prof.U.S.T.O.MB Encadreur Mr M.ZERIKAT Pro. ENSET. Oran Examinateur Mr M.BENDJEBAR MC. U.S.T.O.MB Examinateur

Remerciements Cette thèse a été préparée au sein du laboratoire de recherche d’Electronique de Puissance et

Energie Solaire (LEPES), sous la direction de monsieur MIDOUN Abdelhamid, Professeur à

l’Université des Sciences et de la Technologie d’Oran (USTO).

C’est un agréable plaisir pour moi d’exprimer mes remerciements à Monsieur MIDOUN

Abdelhamid, Professeur à l’Université des Sciences et de la Technologie d’Oran (USTO), qui,

en acceptant de diriger ce modeste travail ,m’a fait profiter de son expérience, ses

connaissances et ses conseils précieux.

Mes vifs remerciements sont adressés à Monsieur DELLA KRACHAI Mohamed, Docteur d’état

à l’Université des Sciences et de la Technologie d’Oran, pour son aide précieuse, ses qualités

scientifiques et humaines. Je lui exprime toute ma gratitude.

J’adresse mes sincères remerciements à Monsieur FOUATIH Zoubir Ahmed, Professeur à l’Université des Sciences et de la Technologie d’Oran, pour l’honneur qu’il nous a fait en acceptant d’être président du jury. Il m’est agréable de pouvoir exprimer ma reconnaissance envers, Monsieur ZERIKAT Mokhtar, Professeur à ENSET Oran. Monsieur BENDJEBAR Mokhtar, Maitre de conférence à l’Université des Sciences et de la Technologie d’Oran. Pour avoir accepté d’examiner et de rapporter ce travail.

Dédicaces

Je dédie ce modeste travail

A mes chères parents que j’aime beaucoup, dont l’aide, le soutien et les

encouragements permanents m’ont permis de poursuivre mes études

dans Les meilleures conditions.

A mes frères et mes sœurs.

A tous ceux qui me connaissent de prés ou de loin.

Table des matières

Table des matières

Introduction générale 1

Chapitre 1 Etudes et caractéristiques des onduleurs de tension 5

1.1 Introduction. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6

1.2 Définition des onduleurs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6

1.3 Structure de base des onduleurs autonomes monophasés . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7

1.4 Les onduleurs de tension. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8

1.4.1 Fonctionnement à deux séquences. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9

1.4.2 Fonctionnement à trois séquences . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11

1.5 Paramètre de performance dùn onduleur . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12

1.6 Différents types de commande des interrupteurs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13

1.6.1 Commande à onde rectangulaire. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14

1.6.2 Commande en créneaux de largeur variable . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15

1.6.3 Commande à paliers . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16

1.6.4 Commande à modulation de largeur d’impulsions. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16

1.6.4.1 MLI à échantillonnage naturel . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17

1.6.4.1.1 Caractéristique de la modulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18

1.6.4.2 MLI à échantillonnage régulier symétrique. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19

1.6.4.3 MLI à échantillonnage régulier asymétrique . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21

1.6.4.4 MLI calculée . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

1.6.4.5 La modulation vectorielle . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24

1.7 Choix de structure des semi-conducteurs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24

1.8 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26

Table des matières

Chapitre 2 : Les convertisseurs multi niveaux 27

2.1 Introduction . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28

2.2 Principe de l’onduleur multi niveaux . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29

2.3 Les différentes topologies des onduleurs multi niveaux . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31

2.3.1 Onduleur de tension à diodes de bouclage . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32

2.3.1.1 Principes de base . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32

2.3.1.2 Avantages et inconvénients . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39

2.3.2 Onduleur de tension à condensateurs flottants . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40

2.3.2.1 Principes de base . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40

2.3.2.2 Avantages et inconvénients . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43

2.3.3 Onduleurs multi niveaux en cascade . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43

2.3.3.1 Principes de base . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44

2.3.3.2 Avantages et inconvénients . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48

2.4 Autres topologies . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50

2.4.1 Convertisseur multi niveaux en cascades . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50

2.4.2 Le convertisseur à commutation douce . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51

2.4.3 Convertisseurs multi niveaux généralisés . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41

2.5 Synthèse comparative . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52

2.6 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53

Chapitre 3 : Fractionnement du bus continu et problème d’équilibrage

54

3.1 Introduction . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 55

3.2 Les différentes techniques de réglage du bus continu . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 55

3.2.1 Modification de la stratégie de commutation PWM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 60

3.2.3 Modification au niveau convertisseur . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61

3.3 Buck-Boost approche . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61

3.3.1 Principe de fonctionne du convertisseur boost . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61

3.3.2 Principe de fonctionne du convertisseur buck . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 64

3.3.3 Circuit d’équilibrage . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 66

3.3.3.1 Mode Buck . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67

3.3.3.2 Mode Boost . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 68

3.4 Résultat de simulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 69

3.5 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 73

Table des matières

Chapitre 4 : Réalisation du banc d’essai 74

4.1 Introduction . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 75

4.2 Description générale . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 75

4.3 Convertisseur NPC réalisé . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 77

4.3.1 Partie de puissance . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 78

4.3.2 Partie mesure . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 80

4.3.2.1Capteur de tension . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 80

4.3.2.2Traitements des signaux des capteurs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 81

4.4 Circuit d’équilibrage réalisé . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 83

4.5 Résultats expérimentaux . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 84

4.6 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 87

Conclusion Générale

88

IInnttrroodduuccttiioonn

GGéénnéérraallee

Introduction générale

2

Introduction générale:

Depuis la fin du XIXe siècle, on a inventé en électrotechnique des « machines » utilisant les

propriétés du magnétisme, et plus particulièrement du ferromagnétisme, pour réaliser les

diverses conversions possibles des formes d’énergie électrique.

Avec le développement de l’automatique, de l’électronique et de l’informatique, on peut

remplacer les « machines » par des convertisseurs statiques qui sont des montages utilisant

des interrupteurs à semi-conducteurs permettant par une commande convenable de ces

dernières de régler un transfert d’énergie entre un générateur et un récepteur. Ce transfert

pourra être, dans certains cas, réversible.

Donc, il joue le rôle d’interface entre source d’énergie électrique et consommateur. En réalité,

les convertisseurs statiques ne peuvent fournir qu’une tension (ou un courant) découpé(e), car

« l’électronique de puissance ne peut être qu’une électronique de commutation. Un grand

nombre de procédés industriels s’appuient sur des entraînements électriques à vitesse variable.

Dans beaucoup de ces applications, l’élément principal est un onduleur de tension qui

alimente une machine. Les onduleurs sont des structures en pont constituées le plus souvent

d'interrupteurs électroniques.

Dans ces dernières années, l’exigences des équipements de puissance à haute tension pour

l’industrie a augmenté, et atteint le niveau des mégawatts. La valeur limitée de la tension de

blocage des interrupteurs réalisables jusqu’à présent est à la base du développement des


3

onduleurs multiniveaux. Cette tension est inférieure à la tension de service des équipements

haute tension. Pour aller au-delà de ces limitations, nous disposons de deux possibilités :

La réalisation de macro-interrupteurs [1]. Ces macro-interrupteurs sont obtenus en

associant en série des interrupteurs de tension de blocage inférieure à la tension de

service souhaitée. Cette technique présente l’inconvénient de nécessiter la mise en

place de résistances d’équilibrage, afin que la tension à l’état bloqué se répartisse

uniformément entre les différents éléments constituant le macro-interrupteur.

La réalisation d’un convertisseur multi-niveau. Cette méthode consiste à employer un

convertisseur de topologie plus complexe. Le nombre d’interrupteurs utilisés est du

même ordre que pour le convertisseur constitué de macro-interrupteurs, mais les

éléments sont associés de manière différente. La commande nécessite d’avantage de

signaux, mais le convertisseur résultant présent de meilleures performances.

En plus de permettre d’obtenir une tension de service plus élevée sans recourir à des

macro-interrupteurs, l’adoption d’un convertisseur multi-niveau présente d’autres

avantages :

La qualité d’une onde en escalier : L’onduleur multi-niveau, en plus de générer une

tension avec une très faible distorsion, réduit la contrainte dv/dt ce qui améliore la

compatibilité électromagnétique (CEM) [2].

Tension de mode commun : Les onduleurs multiniveaux produisent des tensions de

mode commun réduites ; les contraintes sur les roulements du moteur commandé par

ce type d’onduleur s’en retrouve réduites. Encore plus, la tension de mode commun

peut être entièrement éliminée par des stratégies de commande évoluées [3].

La fréquence de commutation: L’onduleur multi-niveau peut fonctionner aussi bien à

la fréquence du fondamental qu’à des fréquences PWM plus élevées. Il faut noter


4

qu’une fréquence plus basse réduit les pertes par commutation et améliore le

rendement.

Malheureusement, les convertisseurs multiniveaux présentent quelques inconvénients.

Un désavantage particulier est Le déséquilibre des niveaux de tensions aux bornes des

condensateurs pour les convertisseurs qui utilisent des capacités pour former les sources de

tension continue, cas des convertisseurs à diode de bouclage , l’objectif de ce travail est

d’aborder la résolution du problème de l’équilibrage des tensions du bus continu .le mémoire

est scindé en quatre chapitres.

Dans le premier chapitre, on expose d'une manière générale certaines structures

des onduleurs monophasés ainsi que leurs modes de fonctionnement général, tout en

donnant un bref rappel sur certaines méthodes de commande appliquées pour des onduleurs.

Le deuxième chapitre est consacré à une présentation des structures de base de la

conversion multiniveaux ainsi que leur principe de fonctionnement.

Le troisième chapitre est dédié à l’étude des différentes méthodes utilisées pour

résoudre le problème de l’équilibrage des tensions du bus continu

Le quatrième chapitre traite la réalisation expérimentale du banc d’essai pour valider

les résultats issus de la simulation. Ce chapitre détaille en particulier la réalisation des

cartes de commande, de puissance et de mesure.

Finalement, on va clôturer ce présent travail par une conclusion générale, exposant les

différents résultats obtenus, et dégageant les perspectives à envisager.

CChhaappiittrree 11

Etudes et caractéristiques des onduleurs de tension

Chapitre 1 Etudes et caractéristiques des onduleurs de tension

6

1.1 Introduction

Les onduleurs de tension constitue une fonction incontournable de l`électronique de

puissance présente dans les domaines dàpplication les plus variés, dont le plus connu est sans

doute celui de la variation de vitesse des machines à courants alternatifs. La forte évolution de

cette fonction sèst appuyée, dùne part sur le développement de composants à semi-

conducteurs entièrement commandables, puissants, robustes et rapides, dàutre part, sur

lùtilisation quasi-généralisée des techniques dites de Modulation de Largeur dÌmpulsion

(MLI ou Pulse Width Modulation). Ces dernières sàppuyant sur les performances en

fréquence de découpage permises par les premiers. Au caractère (noble) de cette fonction

(convertisseurs entièrement réversibles, forme sophistiquée de la conversion d`énergie)

correspond à des applications particulières intéressantes. Lòbjective dans ce chapitre est de

présenter làrchitecture et le mode de commande de ces onduleurs, leurs principales

applications, des plus classiques aux plus récentes.

1.2 Définition des onduleurs

Un onduleur est un convertisseur statique assurant la conversion continu alternatif .Par

exemple, si on dispose à l̀ entrée dùne tension continue et si grâce à des semi-conducteurs, on

relie chacune des bornes du récepteur tantôt à lùne, tantôt à làutre des bornes dèntrée, on

peut obtenir entre les bornes du récepteur une tension tantôt positive, tantôt négative. Par une

séquence adéquate de commande des semi-conducteurs, il est donc possible de produire à la

sortie du convertisseur une tension alternative de valeur moyenne nulle.


7

Cette tension peut comporter un ou plusieurs créneaux par alternance suivant quìl sàgit

dùne commande à un créneau par alternance ou dùne commande par Modulation de Largeur

dÌmpulsions (Pulse Width Modulation).

Fig1.1 : Synoptique d’une conversion continue-alternative.

1.3 Structure de base des onduleurs autonomes monophasés

Comme tous les convertisseurs statiques, un onduleur autonome est très tributaire des

caractéristiques du générateur et du récepteur entre lesquels il est inséré. De ces

caractéristiques découle notamment la nature des commutations à effectuer et, par là, les

semi-conducteurs à employer. Pour aborder les structures des onduleurs, on caractérise

le générateur et le récepteur, continu ou alternatif, de tension ou de courant au point de

vue des commutations, ceci nous conduit à distinguer deux types d'onduleurs:

les onduleurs de tension.

les onduleurs de courant.

Les premiers sont alimentés par une source de tension continue, les seconds par une

source de courant continu. La nature de la source continue impose celle du récepteur


8

alternatif, les onduleurs de tension alimentent des récepteurs de courant, les onduleurs

de courant alimentent des récepteurs de tension [4][5][6].

1.4 Les onduleurs de tension

Un onduleur de tension est un onduleur qui est alimenté par une source de tension

continue, sa tension Ve n'est pas affectée par les variations du courant qui la traverse,

la source continue impose la tension à l'entrée de l'onduleur et donc à sa sortie. La

configuration la plus générale de l'onduleur de tension monophasé est celle dont la

structure est en pont complet tel que c'est représenté à la figure 1.2. On considère que la

tension d'alimentation Ve est constante et égale à E.

Un tel circuit peut avoir deux modes de fonctionnement:

fonctionnement à deux séquences,

fonctionnement à trois séquences.

Fig1.2 : Structure d’un onduleur de tension en pont.

Ve

T1

T2

T4

T3

I

V


9

1.4.1 Fonctionnement à deux séquences

Ce fonctionnement correspond à la fermeture et l'ouverture simultanées des deux couples

d'interrupteurs (Tl ,T3) et (T2,T4),ces deux couples d'interrupteurs sont complémentaires.

On peut représenter les séquences de fonctionnement du convertisseur par la figure 1.3.

Fig1.3 : fonctionnement à deux séquences.

La première séquence correspond à la fermeture de Tl et T3 et l'ouverture de T2 et T4

la deuxième séquence correspond à l'ouverture de Tl et T3 et la fermeture de T2 et T4 .

De ce fait on peut obtenir le même fonctionnement du convertisseur avec un nombre

inférieur d'interrupteurs, on est conduit donc à la structure en demi-pont représentée à la

figure 1.4.

Fig1.4 : Structure d’un onduleur de tension en demi-pont.

Ve=E V I

Ve=E V I

E

E

T1

T2

I

V


10

Tl et T2 sont deux interrupteurs complémentaires et les deux séquences de fonctionnement

sont les mêmes que celles du convertisseur en pont complet tel que c'est présenté à la

figure1.3.

En pratique, pour l'alimentation d'un onduleur, on utilise une seule source

d'alimentation. Pour la configuration en demi-pont on emploie deux condensateurs montés

en parallèle avec la source d'alimentation, de valeurs égales et assez élevées pour

pouvoir maintenir un potentiel fixe au point milieu, ils permettent donc d'obtenir deux

tensions égales, chacune d'elles alimente un bras d'onduleur. La structure de ce

convertisseur est représentée par la figure 1.5.

La configuration en demi-pont présente un inconvénient concernant le dimensionnement

des interrupteurs. Cependant, pour une même puissance transmise par une source

d'alimentation de tension E, le courant débité par la source dans le cas de la configuration

en demi-pont est le double de celui de la configuration en pont complet. Le

dimensionnement en courant des interrupteurs dans le premier cas doit être, donc, deux

fois plus élevé que dans le deuxième cas. Par contre, vu la réduction de moitié du

nombre d'interrupteurs, l'onduleur en demi-pont est assez utilisé lorsque la tension de la

source continue est de l'ordre de la centaine de volts, dans ce cas le doublement du

courant n'est pas trop gênant et la réalisation du diviseur capacitif pas trop onéreuse.


11

Fig1.5 : Structure d’un onduleur de tension en demi-pont alimenté avec une seule source de

tension.

1.4.2 Fonctionnement à trois séquences

Dans ce cas une autre séquence de fonctionnement est ajoutée aux deux séquences

précédentes: séquence de roue libre. Cette séquence correspond à la fermeture de T2 et T3

et à l'ouverture de Tl et T4 et alternativement à la fermeture de T2 et T3 et l'ouverture

de Tl et T4 Les trois séquences se résument dans la figure 1.6 .La fonction de

modulation prend dans ce cas trois valeurs, f= -1, 0, 1.

Fig1.6: Fonctionnement à trois séquences d’un onduleur de tension.

C

C

T1

T2

I

V

E

Ve=E V I V I Ve=E

I V

Ve=E I V


12

Le fonctionnement à trois séquences a l'avantage de pouvoir faire varier l'amplitude de la

fondamentale de la tension de sortie et ceci en faisant varier le temps relatif à la période

de roue libre.

1.5 Paramètre de performance dùn onduleur Les performances des onduleurs résident dans la stabilité de la fréquence et de la tension.

Cependant, leurs grandeurs de sortie présentent des harmoniques qui nuisent à la machine et

son fonctionnement.

En appliquant le théorème de Fourier, les grandeurs (tension) de sortie de lònduleur

peuvent être mises sous la forme suivante :

sin20 nwtVVtV n

Dans le cas des onduleurs V0 est égale à zéro. La valeur efficace dùne grandeur périodique est donnée par lèxpression suivante :

21 T

0eff dttv

T1V 2

Làpplication de cette formule générale donne avec la représentation harmonique :

12

21

nnV veff

Facteur de nième harmonique :

1/VVHF n

Facteur de distorsion :

21

22,..3,21)( 1

nV

VDF n

n


13

Facteur de distorsion dùne harmonique individuelle est :

1².2

VnVnDF

1.6 Différents types de commande des interrupteurs

La classification des stratégies de commutations des onduleurs est illustrée par la figure 1.7.

On regroupe ces stratégies en deux grandes familles suivant la fréquence de commutation, soit en

commutation à fréquence fondamentale ou fréquence haute. Toute technique utilisée peut être classifie

dans l’une ou l’autre des familles. Mais les objectifs communs aux techniques de commutation dans

ce cas sont :

Régulation en fréquence st amplitude de la tension ou du courant générées par le

convertisseur.

La minimisation du taux d’harmonique de la tension ou du courant généré.


14

Fig1.7: Différentes techniques de modulation des onduleurs.

Dans cette section on va passer en revue le principe de quelques méthodes de commande

traditionnellement appliquées pour les onduleurs.

Parmi les différents types de commande, il existe :

1. commande à onde rectangulaire.

2. commande en créneaux de largeur variable.

3. commande à paliers.

4. commande à MLI.

STRATEGIES DE COMMUTATION

Commutation à la fréquence fondamentale

Commutation à haute fréquence

Modulation en Escalier

Elimination sélective d’harmonique

MLI Sinusoïdale MLI Vectorielle


15

1.6.1 Commande à onde rectangulaire

Pour la forme d’onde de cette commande, comme schématisé par la figure 1.8, la

valeur efficace de la tension n’est pas réglable et dépend de la tension continue d’entrée.

Elle est nommée, aussi, commande pleine onde.

Fig1.8: commande à onde rectangulaire.

1.6.2 Commande en créneaux de largeur variable

Cette commande est obtenue par l’association des ondes rectangulaires déphasées

l’une par rapport à l’autre avec un angle variable, d’où, une commande à trois états de sortie

(figure 1.9).La valeur efficace de la tension de sortie est variable en agissant seulement sur la

durée du créneau.

Fig1.9: commande en créneaux de largeur variable.


16

1.6.3 Commande à paliers

Elle est constituée par la somme ou la différence de créneaux de largeur variable. La

forme générale se rapproche au mieux de la sinusoïde. Elle est nommée, aussi, commande en

marche d’escalier (figure 1.10).

Fig1.10: Commande en créneaux de largeur variable

1.6.4 Commande à modulation de largeur d’impulsions

L’onde de sortie se compose d’un train d’impulsions de largeur variable. L’intérêt de

ce type de commande est de réduire le taux d’harmonique afin d’approcher l’onde de sortie à

la sinusoïde par conséquent devient facilement filtrable (figure 1.11)

Fig1.11: Commande à modulation de largeur d’impulsions


17

Il existe plusieurs méthodes pour la génération de la MLI, elles ont été proposées et

analysées dans la littérature. Parmi ces méthodes nous allons citer :

1.6.4.1 MLI à échantillonnage naturel [7][8] [9]

la méthode de modulation de largeur d’impulsion à échantillonnage naturel, est la

plus utilisée jusqu'à nos jours pour la commande des onduleurs monophasés et surtout

des onduleurs triphasés. Cette technique est basée sur la détermination en temps réel des

instants de fermeture et d'ouverture des interrupteurs, obtenue par l'intersection d'une

onde de référence de forme sinusoïdale et d'une onde de modulation de forme

généralement triangulaire.

Son implantation en pratique est relativement simple, lorsqu’il s’agit d’utiliser des

circuits analogiques.

Dans les applications à commande numérique la génération des largeurs d’impulsions

l’onde de référence n’est plus un signal analogique mais un signal numérique échantillonné.

Fig1.12 : MLI à échantillonnage naturel


18

1.6.4.1.1 Caractéristique de la modulation :

Si la référence est sinusoïdale, deux paramètres caractérisent la commande :

L’indice de modulation mf est égal au rapport des fréquences de la porteuse (fp) et du signale

modulant (fm).Il est définit comme suit :

mf = fp/fm

Ce rapport découle entre un compromis, entre une bonne neutralisation des harmoniques et un

bon rendement de l’onduleur. Ce dernier se détériore au fur et à mesure que la fréquence de

commutation augmente.

Le coefficient de réglage en tension r ou le taux de modulation est égal au rapport de

l’amplitude de la tension de référence (Am) à la valeur de l’onde porteuse (Ap).

Il est définit comme suit :

r= Am/Ap

Dans la pratique, on s’arrange toujours à avoir un rapport cyclique inférieur à l’unité .De

façon à éviter les ratés de commutation qui pourront entraîner des discontinuités de

fonctionnement, et en particulier dans les applications à vitesse variables ou l’on fait varier la

fréquence et la tension.

où:

Am : Amplitude de la tension de référence

Ap : Valeur de crête de l’onde de modulation


19

On distingue généralement deux types de modulation de largeur d’impulsion à

échantillonnage naturel : asynchrone et synchrone, dans les deux cas, l’amplitude de

la tension de sortie varie avec le coefficient de réglage r.

Modulation synchrone :

la modulation est dite synchrone si L'onde de modulation et la référence sinusoïdale

sont synchrones de façon que la fréquence de la tension de référence fm soit un

multiple entier naturel de la fréquence de l'onde de modulation fp. La sortie de

modulation est donc périodique et ne contient que les harmoniques multiples de la

fondamentale.

Modulation asynchrone :

L'onde de modulation et la référence sont asynchrones. Plus L’indice de

modulation mf est élevé, plus la fréquence des harmoniques non voulues est éloignée

L'inconvénient de cette approche est la non périodicité de la M.L.I. Qui peut

engendrer des composantes subharmoniques.

1.6.4.2 MLI à échantillonnage régulier symétrique [7] [8]

Cette technique a été décrite pour la première fois par BOWES en 1975.

Contrairement à la MLI naturelle, dans cette technique, l’échantillonnage des tensions de

référence (la sinusoïde) se fait à des instants périodiquement espacés.

Cette technique de modulation est une version des précédentes ou l’on cherche à

rendre le signal symétrique à l’instant Te.


20

L’onde modulante est échantillonnée à chaque sommet positif de la porteuse. Cette

valeur est maintenue constante pendant une période de hachage Te (période du signal

triangulaire) à l’aide d’un bloqueur d’ordre zéro (boz).

Le principe de cette modulation est présenté sur la figure1.13.

Fig1.13 : MLI à échantillonnage symétrique

a) principe de la modulation.

b) Impulsion de commande.

c) La tension de sortie de l’onduleur.

2 1…

3

(a)

(b)

(c)

Vs


21

Courbe1 : porteuse triangulaire .

Courbe 2 : référence sinusoïdale.

Courbe 3 : version échantillonnée de l’onde modulante.

Cette procédure génère une onde en palier qui est l’approximation de la référence sinusoïdale.

L’onde en palier est ensuite comparée à la porteuse triangulaire.

1.6.4.3 MLI à échantillonnage régulier asymétrique [8][9]

La distorsion due aux harmoniques peut être réduite en effectuant deux

échantillonnages de la référence sinusoïdale par période de l’onde triangulaire.

Ainsi, tout en gardant la même fréquence pour les commutations des interrupteurs, on

peut doubler la fréquence d’échantillonnage, et améliorer la réponse en diminuant la

distorsion.

Pour cela, on effectue un échantillonnage toute les demi- période de la MLI (ou bien la

période d’échantillonnage, est divisée par deux : (Te=Th/2) et on calcule indépendamment

l’instant de passage à 1 et l’instant du retour à 0.

La figure 1.14 montre le principe.


22

Fig1.14 : MLI à échantillonnage asymétrique.

a) principe de la modulation.

b) Impulsion de commande.

c) La tension de sortie de l’onduleur.

Courbe 1 : porteuse triangulaire.

Courbe 2 : référence sinusoïdal de la phase.

Courbe 3 : version échantillonnée de l’onde modulant.

t

1

t

Vs

0

3 2 1

t

(a)

(b)

(c)


23

12

3

44

321

1.6.4.4 MLI calculée

Cette technique de MLI consiste à calculer les instants de commutation des interrupteurs de

manière à reprendre à certains critères portant sur le spectre fréquentiel de lònde résultante.

Ces séquence sont alors mémorisées et restitue cycliquement pour assurer la commande des

interrupteurs.

Les critères usuellement retenus sont :

élimination d` harmonique de rang spécifiée.

élimination d` harmonique dans une bande de fréquence spécifiée.

Généralement, on utilise une onde qui présente une symétrie par rapport au quart de

période puis, déduire les autres angles par symétrie. La figure 1.15, nous montre après

décomposition en série de fourrier d’un signal MLI bipolaire symétrique par rapport au quart

de période et antisymétrique par rapport à la demi période. L’existence d’harmoniques d’ordre

impaires.

Les angles de commutations 1, 2, 3, 4 nous permettent, en les contrôlant,

d’éliminer les trois harmoniques et de contrôler la fondamentale.

UC

0 /2 3 /2 2

Fig1.15 : signal MLI bipolaire.


24

1.6.4.5 La modulation vectorielle

Utilisée dans les commandes modernes des machines asynchrones pour obtenir

des formes d’ondes arbitraires non nécessairement sinusoïdales. Le principe de la MLI

vectorielle consiste à reconstruire le vecteur tension statorique Vs à partir de huit

vecteur tension. Chacun de ces vecteurs correspond à une combinaison des états des

interrupteurs d'un onduleur de tension triphasé, Cette méthode de MLI peut désormais être

implantée dans des circuits intégrés numériques. Elle nécessite toute fois des calculs

numériques rapides et précis. De ce fait, la fonction MLI est séparée des fonctions de

"commande algorithmique" et implantée dans un circuit intégré spécifique.[10][11]

1.7 Choix de structure des semi-conducteurs

Les semi-conducteurs les plus couramment utilisés pour réaliser les interrupteurs sont les

transistors de puissance (MOSFET, IGBT, Bipolaires) et les thyristors.

Les progrès technologiques accomplis dans le domaine des transistors de grandes

puissances permettent maintenant de réaliser des onduleurs de forts courant et tension.

L’expérience a montré que l’utilisation des transistors pour la commutation de grandes

puissances est devenue facile.


25

Cependant, pour un thyristor, un circuit auxiliaire peut engendrer des conséquences

néfastes, surtout s’il comporte lui-même un thyristor sur le circuit de commande :

Faible vitesse de commutation,

Pertes calorifiques élevées,

Bruits acoustiques générés sur l’inductance de commutation,

Encombrement.

Le transistor évite bien ces inconvénients, en plus de ses possibilités à fonctionner à

fréquence de commutation élevée. Toutefois, pour les faibles et moyennes puissances, il est

préférable d'envisager une technologie à transistors plutôt qu’à thyristors malgré toutes les

contraintes qui peuvent découler (fréquence de commutation, circuit d’aide à la commutation,

tenue en tension, etc.…), moyennant quelques précautions ; en l’occurrence, la surveillance

des pertes en puissance dans les transistors aussi bien en conduction qu’en commutation et

veiller à leurs bon refroidissement.

Tandis que pour les puissances supérieures, le thyristor GTO semble être mieux adapté, si

nous prenons en considération certaines analogies vis-à-vis du transistor, qui se favorise, par

rapport au thyristor classique, de l'élimination des circuits d’extinction forcée.


26

1.8 Conclusion

Dans ce chapitre, nous avons présenté une étude de l’onduleur à deux niveaux et leur

principe de fonctionnement ainsi leur commande, par les techniques de modulation de largeur

d’impulsion. Chaque technique possède un domaine d’application, des avantages ainsi que

des inconvénients.

Les onduleurs à deux niveaux sont généralement limités en tension et en puissance. Afin de

palier à cet inconvénient, les onduleurs multiniveaux commencent à être utilisés dans le

domaine des puissances allant jusqu’à plus de 10 MVA avec des tensions qui peuvent

facilement atteindre plus de 6 kV. Le chapitre suivant sera consacré à faire une étude sur les

onduleurs multiniveaux.

CChhaappiittrree 22

Les convertisseurs multi niveaux

Chapitre 2 les convertisseurs multi niveaux

28

2.1 Introduction

Les convertisseurs multi niveaux constituent des associations de semi-conducteurs et

de sources de tension qui permettent d’obtenir une tension de sortie au-dessus des calibres

unitaires de chaque interrupteur ainsi qu’une fréquence apparente supérieure à celle de

commutation de chaque interrupteur[12].

En général, les onduleurs de tension multi niveaux peuvent êtres vu comme des

synthétiseurs de tension, dans lesquels la tension de sortie est synthétisée de plusieurs

niveaux, [13][14][15] Les avantages les plus importants de la topologie multi niveaux par

rapport à la topologie bi niveaux conventionnelle sont les suivants :

La tension de sortie est échelonnée avec au moins trois niveaux de tension et donc, elle

présente un meilleur spectre fréquentiel. En conséquence, les éléments de filtrage nécessaires

sont plus réduits et moins coûteux.

L’utilisation des tensions de sortie plus élevées permet d’augmenter la puissance du

convertisseur sans augmenter le courant.

L’augmentation de la fréquence apparente de sortie permet une dynamique du système

plus élevée.

Cependant ces convertisseurs présentent aussi quelques inconvénients :

Au fur et à mesure que les niveaux de tension augmentent la structure de

contrôle devient plus complexe.


29

Des problèmes de déséquilibres de tension des condensateurs apparaissent.

Une révision des publications de ces dernières années nous montre que l’étude des

convertisseurs multi niveaux (analyse de la topologie, contrôle, modulation, etc.) est à présent

un des sujets le plus important de l’électronique de puissance.

Le développement de la technologie multi niveaux a été marqué par deux facteurs.

D’un côté, l’évolution technologique des matériaux semi-conducteurs permettant la

réalisation de convertisseurs de puissance et de tension plus élevées. D’un autre côté, même si

le contrôle des convertisseurs multi niveaux est compliqué, l’évolution des processeurs

numériques de signal avec capacité de calcul et vitesse de réaction très élevée et coût réduit

ont rendu possible la mise en œuvre de ce contrôle [12].

Il est à noter que le choix de la meilleure topologie multi niveaux et de la stratégie de

contrôle ou de commande la mieux adaptée à chaque application donnée n'est souvent pas

facile à trouver. [14]

2.2 Principe de l’onduleur multi niveaux

Ce paragraphe a pour but d'introduire le principe général du comportement multi

niveaux. La figure 2.1 aide à comprendre comment travaillent les convertisseurs multi

niveaux. Un convertisseur à deux niveaux est représenté à la figure 2.1.a), dans laquelle les

commutateurs semi-conducteurs ont été remplacés par un interrupteur idéal. La tension de

sortie ne peut prendre que deux valeurs: 0 ou E. Sur la figure 2.1.b), la tension de sortie de

trois niveaux peut prendre trois valeurs: 0, E ou 2E.

Dans la figure 2.1.c) le cas général de n niveaux est présenté. [16][17].


30

Fig2.1 : Onduleur à niveaux multiples :

a) à deux niveaux.

b) à trois niveaux.

c) à N niveaux.

L’augmentation de nombre du niveau permet d’améliorer les formes d’ondes en

sortie du convertisseur, notamment en termes de contenu harmonique, mais cela nécessite une

commande beaucoup plus complexe et un nombre important des semi-conducteurs utilisés.

Cela rend le système global plus couteux et surtout plus complexe.


31

2.3 Les différentes topologies des onduleurs multi niveaux

Cette section est consacrée à la présentation du fonctionnement des principales

structures des onduleurs multi niveaux : l’onduleur en cascade, l’onduleur à diode de

bouclage, l’onduleur à capacités flottantes.

La figure 2.2 représente les topologies des onduleurs multi niveaux les plus récentes

[18]:

Fig2.2 : Différentes topologies des convertisseurs multi niveaux

Onduleurs MULTI NIVEAUX

Onduleurs Clampé

Onduleurs à Condensateurs

flottants

Onduleurs en cascade

Autres topologies


32

2.3.1 Onduleur de tension à diodes de bouclage

La première topologie, de l’onduleur de tension multi niveaux est la structure NPC

(Neutral-Point-Clamped). Elle a été proposée, la première fois en 1981, par Nabae et al.

[15][19][20].En ce moment, c’est la topologie la plus utilisée dans l’industrie.

2.3.1.1 Principes de base

Pour des raisons de simplicité, nous limiterons l'étude à un bras d'onduleur NPC de

trois niveaux, l'objectif visé est de déterminer les valeurs que peut prendre la tension Vao

pour les différents états possibles des interrupteurs statiques, de montrer les séquences

de conductions des interrupteurs.

Dans sa version la plus simple, chaque branche de cet onduleur comporte quatre :

interrupteurs contrôlables et six diodes, et deux condensateurs branchés en parallèle avec la

tension d’entrée Vdc comme représenté à la Figure 2.3 (a).

Pour assurer les niveaux de tension. Les interrupteurs T11, T’11 et T12, T’12 présentes

deux cellules de commutations ou les deux interrupteurs de chaque cellule sont

complémentaires.


33

(a) (b)

Fig2.3 : Circuit d’une phase d’un convertisseur NPC.

a) à trois niveaux. b) à cinq niveaux.

Pour un convertisseur NPC à N-niveaux de tensions, nous avons N séquences de

fonctionnement possible permettant de générer les N niveaux de tensions.

Vdc

T11

T12

T’11

T’12

. a

Vdc

T11

T12

T13

a T’11

T14

T’12

T’13

T’14

C1

C2

C3

C4

C1

C2

0

0

Vdc/2

Vdc/2


34

Et en particulier pour le NPC à trois niveaux on a trois séquences de fonctionnent:

Séquences 1 : Génération du niveau maximum

Dans ce cas, les interrupteurs T11, T12 sont passants et T’11, T’12 sont bloqués comme le

montre la figure 2.4(a). Et la tension de sortie Vao est: Vao = +Vdc/2.

La tension appliquée aux interrupteurs T’11, T’12 vaut: +Vdc/2.

Séquences 2 : Génération du niveau intermédiaire

Les interrupteurs T12, T’11 sont passants et T11, T’12 sont bloqués, dans ce cas le point a

est relié directement au point 0 à travers l'une des diodes de maintien, comme le montre la

figure 2.4(b). Et la tension de sortie Vao est donc nulle, Vao = 0.

La tension appliquée aux interrupteurs T11, T’12 vaut: +Vdc/2.

Séquences 3 : Génération du niveau minimum

Dans ce cas, les interrupteurs T11, T12 sont bloqués et T’11, T’12 sont passants comme le

montre la figure 2.4(c). Et la tension de sortie Vao est: Vao= -Vdc/2.

La tension appliquée aux interrupteurs T11, T12 vaut:+Vdc/2.


35

Figure 2.4 : Séquences de fonctionnement d'un bras d'onduleur NPC trois niveaux.

Les trois états de commutation possibles sont résumés au Tableau 2.1, L’état 1

représente l’interrupteur fermé et l’état 0 représente l’interrupteur ouvert.

T11 T12 T’11 T’12 Vao 1 1 0 0 Vdc/2

0 0 1 1 -Vdc/2

0 1 1 0 0

Tableau 2.1 : Etats possibles de l’onduleur NPC à trois niveaux.

Vdc

T11

T12

T’11

T’12

. a

C1

C2

Vdc

T11

T12

T’11

T’12

. a

C1

C2

Vdc

T11

T12

T’11

T’12

. a

C1

C2

0 0 0

(a) (b) (c)


36

La figure 2.5 illustre les séquences de commande d’un bras de l’onduleur et les tensions de

phases Va0, Vb0 (tension de sortie du 2ème bras) et la tension entre phases Vab.

Fig2.5 : les séquences de commande d’un bras de l’onduleur et les tensions de phases Va0, Vb0

et la tension entre phases Vab le cas d’un onduleur monophasé

T11

T12

T’11

T’12

180 360

180

180

360

360 0

0

0

Va0

Vb0

Vab

0

0

0

Vdc/2

-Vdc/2

Vdc/2

-Vdc/2 Vdc

-Vdc

0 180 360

0

0

0 180

180

180 360

360

360


37

Pour générer les impulsions de commande MLI de cet convertisseur deux porteuses

triangulaires sont nécessaires. Ces porteuses ont la même fréquence fp et la même

amplitude Ap (figure 2.6)a.

Ils sont ensuite comparés au signal de référence (sinus) d' amplitude Am et de

fréquence fm. Chaque comparaison donne 1 si une porteuse est supérieure ou égale à la

référence, et 0 dans le cas contraire.

Fig2.6 : Principe de commande MLI pour un onduleur NPC à trois niveaux.

a) Signale de référence et de porteuses triangulaires.

b) Signale de commande T11.

c) Signale de commande T12.

Les interrupteurs T’11 et T’12 sont commandés de manière complémentaire aux T11 et T12

respectivement.

La Figure 2.7 présente les résultats de simulation des tensions de sortie de l’onduleur

NPC commandé par la technique MLI. Pour un bus continu Vdc=100, une charge composée

d’une résistance R=1 en série avec une inductance L=15 mH, un coefficient de réglage

r=0.8 et on a varié l’indice de modulation en fréquence mf pour les valeurs de 8 et 16.

(a)-Signale de référence et de porteuses triangulaires

(b)-Signale de commande T11

(c)-Signale de commande T12


38

(a) (b)

Fig2.7 : Résultats de simulation de la commande en MLI de l’onduleur NPC.

a) Vab pour r=0.8, mf=8.

b) Vab pour r=0.8, mf=16.

Nous remarquons à partir de la figure 2.7, cette structure permet d’avoir 3 niveaux de tension

distincts ; et que les premiers harmoniques dus au découpage sont autour de deux fois la

fréquence de découpage. Cette propriété est assez intéressante en termes de filtrage car elle

permet d’avoir une réduction du volume des composants du filtre de sortie.

Temps(s) Temps(s)

Fréquence (Hz) Fréquence (Hz)

Tension(V) Tension(V)

Amplitude(%) Amplitude(%)


39

2.3.1.2 Avantages et inconvénients

Les topologies NPC présentent plusieurs avantages dont quelques uns sont énumères ci-

dessous [21] :

Toutes les phases partagent le même bus continu.

La méthode de contrôle est relativement simple.

N’utilise pas des transformateurs.

Par contre l'inconvénient de cette structure est [21][22]

Déséquilibre de la tension des condensateurs. Dans certaines conditions de

fonctionnement, la tension du point milieu capacitif peut avoir des variations

très importantes. Afin d'assurer le bon fonctionnement, il faut prévoir une

stratégie de commande pour assurer la stabilité de cette tension. Ce problème

devient plus complexe lorsque le nombre de niveaux est plus important.

L’exigence des diodes a fréquence de commutations élevée et qui doivent

supporter le courant maximale circulent dans le circuit.

L’inégalité des tensions inverses supportées par les diodes


40

2.3.2 Onduleur de tension à condensateurs flottants

La topologie de l’onduleur multi niveau à cellule imbriquées ou à condensateurs

flottant (flying capacitor multilevel inverter), a été proposé par Meynard et Foch en 1992

[22][23][24][25]. Cette structure est proposée pour résoudre d’une part le problème de

l’équilibre des tensions, et d’autre part pour réduire le nombre excessif de diodes. Dans cette

topologie, les capacités remplacent les diodes de blocage, d’où l’appellation « onduleur à

condensateur flottants ».


Dans cette topologie, chaque branche de cet onduleur, dans le cas d’un onduleur à

onduleur à trois niveaux, comporte quatre interrupteurs contrôlables et quatre diodes, et trois

condensateurs ; deux sont branchés en parallèle avec la tension d’entrée Vdc et la troisième

capacité remplace les deux diodes de blocage. Comme représenté à la Figure 2.8 (a).

Pour un convertisseur à condensateurs flottants à N-niveaux de tensions, nous avons 2N-1

séquences de fonctionnement possible permettant de générer les N niveaux de tensions.

Et en particulier pour un convertisseur à condensateurs flottants à trois niveaux on a

quatre séquences de fonctionnent:

Le tableau 2.2 montre la tension de sortie (Vao) et les états de commutations possibles pour

trois niveaux.


41

T11 T12 T’11 T’12 Vao 1 1 0 0 Vdc 1 0 0 1 Vdc/2 0 1 1 0 Vdc/2 0 0 1 1 0

Tableau 2.2 : Etats possibles de l’onduleur à condensateurs flottants à trois niveaux.

Fig2.8: Circuit d’une phase d’un convertisseur à condensateur flottant.

a) à trois niveaux.

b) à cinq niveau.

Vdc

T11

T12

T’11

T’12

. a

C1

C2

C12

(a) (b)

Vdc

T11

T12

T13

a .

T’11

T14

T’12

T’13

T’14

C1

C2

C3

C4

C11

C12

C12

C13

C13

C13

0 0

N

N


42

La commande MLI pour le cas du convertisseur à condensateurs flottants à trois niveaux se fait de la même manière du convertisseur NPC, ce seulement la position des interrupteurs qui change.

La Figure 2.9 présente les résultats de simulation des tensions de sortie de l’onduleur à condensateurs flottants à trois niveaux. Les paramètres de la charge, du bus continue, de coefficient de réglage ainsi que de l’indice de modulation sont identiques à la structure NPC précédente.

(a) (b)

Fig2.9 : Résultats de simulation de la commande en MLI de l’onduleur à condensateurs flottants.

a) Vab pour r=0.8, mf=8.

b) Vab pour r=0.8, mf=16.

Temps(s) Temps(s)





43

2.3.2.2 Avantages et inconvénients [21] [22] [26] Cette topologie présente plusieurs avantages, notamment :

Elle élimine le problème des diodes de blocage dans la topologie NPC.

La tension de blocage des interrupteurs est partout la même.

Puisqu’elle est modulaire l’existence pour un nombre de niveaux élevé est facile.

Les condensateurs n’étant jamais mis en série entre niveaux différents, le problème du

déséquilibre de leur tension n’existe plus.

Cependant, la contrainte de ces convertisseurs est la nécessité d’un grand nombre de

condensateur, notamment pour une configuration triphasée ce qui augmente le volume de

l’onduleur.

Si son application exige des tensions initiales non nulles aux bornes des

condensateurs, on doit associer à la stratégie de commande une stratégie de pré-charge.de

plus, il est évident que des courants de grandes valeurs efficaces circuleront à travers ces

condensateurs. Il y a un potentiel de résonance parasite entre les condensateurs découplés.

2.3.3 Onduleurs multi niveaux en cascade

Une des premières applications des connexions en série des topologies des

convertisseurs monophasés en pont en était pour la stabilisation de plasma Par Marchesoni et

al. en 1988 [23][24][27]. Le principe de base de cette topologie est la connexion de plusieurs onduleurs

monophasés à sources continues séparées.


44


Pour mieux comprendre le fonctionnement de la structure cascade en pont H à

trois niveaux de tension, nous allons limiter notre étude à sa structure monophasée, figure

2.10(a).

La structure d'un bras d'onduleur trois niveaux de type cascade en pont H est

identique à celui d'un onduleur classique monophasé en pont complet voir figure2.10(a).

Cependant la technique de commande est différente ce qui permettra d' avoir les trois

niveaux de tension.

Fig2.10 : Structure d’un bras d’onduleur multi-niveaux de type cascade.

a) à trois niveaux. b) à cinq niveaux.

E1

T11 T12

T’11 T’12

T13 T14

T’13 T’14

a

O E2 Vdc

Vdc

T11 T12

T’11 T’12

a O

E

(a) (b)


45

L'objectif visé est donc de déterminer les valeurs que peut prendre la tension Vao pour les

différents états possibles des interrupteurs, de montrer les séquences de conductions des

interrupteurs.

Comme pour le cas de l'onduleur NPC trois niveaux, nous avons trois séquences de

fonctionnement possibles:

Séquences 1 : Génération du niveau maximum

Dans ce cas, les interrupteurs sont bloqués et T’11, T12 sont passants comme le montre la

figure 2.11(b). Et la tension de sortie Vao est: Va0=+Vdc.

La tension inverse appliquée aux interrupteurs T11, T’12 vaut: +Vdc

Séquences 2 : Génération du niveau intermédiaire

Dans ce cas, les interrupteurs T11, T12 sont bloqués et T’11, T’12 sont passants comme le

montre la figure 2.11(c). Et la tension de sortie Vao est: Va0=0.

La tension inverse appliquée aux interrupteurs T11, T12 vaut: +Vdc.

Séquences 3 : Génération du niveau minimum

Dans ce cas, les interrupteurs T11, T’12 sont passants et T’11, T12 sont bloqués comme le

montre la figure 2.11(a). Et la tension de sortie Vao est: Va0=-Vdc.

La tension inverse appliquée aux interrupteurs T’11, T12 vaut: +Vdc.


46

Fig2.11 : Séquences de fonctionnement d'un bras d'onduleur trois niveaux en Cascade.

Les trois états ou séquences de commutation possibles sont résumés au tableau 2.3

T11 T12 T’11 T’12 Vao 1 0 0 1 Vdc

0 1 1 0 -Vdc

0 0 1 1 0

Tableau 2.3 : Etats possibles de l’onduleur cascade à trois niveaux.

La commande MLI pour le cas du convertisseur en cascade à trois niveaux se fait de la

même manière du convertisseur NPC, ce seulement la position des interrupteurs qui change.

Vdc

T11 T12

T’11 T’12

a O

T11 T12

T’11 T’12

a O

T11 T12

T’11 T’12

a O Vdc

(a) (b) (c)

Vdc


47

La Figure 2.12 présente les résultats de simulation les tensions de sortie de

l’onduleur en cascade. Les paramètres de la charge, du bus continue, de coefficient de

réglage ainsi que de l’indice de modulation sont identiques à la structure NPC précédente.

(a) (b)

Fig2.12: Résultats de simulation de la commande en MLI de l’onduleur en cascade.

(a)-Vab pour r=0.8, mf=8.

(b)-Vab pour r=0.8, mf=16.


Temps(s) Temps(s)




48

On a bien remarqué que la qualité des signaux obtenus est bonne et elle n’est pas identique

pour les trois topologies discutées précédemment. On remarque aussi une nette amélioration

du spectre d’harmonique par l’augmentation de la fréquence de découpage car les

harmoniques sont repoussées vers les fréquences les plus élevée. Cette propriété est assez

intéressante en termes de filtrage car elle permet d’avoir une réduction du volume des

composants du filtre de sortie.

2.3.3.2 Avantages et inconvénients [15] [21] [22] Les convertisseurs multi niveaux en cascade présentent les avantages suivants :

La construction de ce type de topologie est modulaire vue qu’elle est formée de

circuits redondants ce qui permet d’atteindre des niveaux de tension très élevées.

Ils ont besoin d’un nombre de composants moins important que les autres topologies

multi niveaux pour fournir le même nombre de niveaux. Ils n’utilisent ni diodes de

bouclage ni condensateurs flottants.

Les interrupteurs supportent la même tension de blocage.

Il devient possible d’alimenter une charge en haute ou moyenne tensions à partir de

plusieurs alimentations basse tension (par exemple dans le cas de l’énergie solaire).

Elle ne présente pas de problèmes liés à l’équilibrage des points de raccordement des

tensions d’alimentation.


49

Un autre atout de cette topologie est sa capacité à fonctionner même si un onduleur est

en court-circuit, avec un nombre de niveaux de tensions générées plus bas.

En plus la commande est simplifiée car les convertisseurs élémentaires présentent la

même structure.

Les limitations de ce type d’onduleur :

Les sources continues présentes dans le circuit de cette topologie sont obtenues par

l’utilisation d’un transformateur à plusieurs secondaires comme première solution, ou

bien plusieurs transformateurs distincts. Mais dans tous les cas on se trouve obligé de

prévoir un système de correction du facteur de puissance pour remédier aux effets de

pollution du réseau électrique causée par les redresseurs.

Les sources continues nécessaires, limitant ainsi leur utilisation dans certains

domaines d’application.

Cette topologie s’adopte mieux à des systèmes alimentés par panneau solaire.


50

2.4 Autres topologies

2.4.1Convertisseur multiniveaux en cascades

En Application de la haute tension il est possible d’exploiter les avantages des topologies

décrites ci-dessus. Un convertisseur multi niveaux en cascade est réalisé en remplaçant

l’onduleur monophasé formant la topologie En cascade par à diode de bouclage ou à

condensateurs flottants. La figure illustre le circuit de cette nouvelle topologie [23].

Fig2.13 : Convertisseur à neuf niveaux par association en cascade de convertisseurs à

condensateurs flottants.

N

A


51

2.4.2 Le convertisseur à commutation douce

La commutation douce est une méthode qui a pour objectif de diminuer les pertes de

commutation et d’augmenter le rendement du convertisseur, cette technique est réalisée des

convertisseurs conventionnels [24][28].

2.4.3 Convertisseurs multi niveaux généralisés

Cette topologie fut présentée par Peng en 2001 comme une structure de convertisseur

de laquelle les convertisseurs à diode de bouclage et condensateurs flottants peuvent être

déduits [11].

Outre ces topologies discutées précédemment, d'autres topologies de convertisseurs

multi niveaux ont été proposées, mais la plupart d'entre elles sont à base de circuits

"hybrides", combinaisons de deux topologies de base ou de légères variations de celles-ci. Ces

topologies sont :

a) Le convertisseur asymétrique hybride [29],

b) Le convertisseur avec des ponts en cascade et sources CC/CC avec isolement [26],

c) Les convertisseurs reliés par transformateur [16][30][31],

d) Le convertisseur Diode/Capacitor-Clamped : variante de l’onduleur NPC [32],

e) Le convertisseur New Diode-Clamped : autre variante de l’onduleur NPC [10].


52

2.5 Synthèse comparative

Le tableau 2.3 [33] récapitule, pour le même nombre de niveaux N de la tension

simple de sortie, le nombre de composants nécessaires à la conception de chacune des trois

structures multi niveaux permettant l’équilibrage de la contrainte en tension exercée sur les

interrupteurs les constituant.

Structure du convertisseur

Les composants

NPC A Condensateurs

flottants Cascade

Composants de commutations

principales

)1(2 N )1(2 N )1(2 N

Diodes principales )1(2 N )1(2 N )1(2 N

Diodes de blocage )2(2 N 0 0

Condensateurs continus

(Alimentation)

)1(N )1(N 2/)1(N

Condensateurs d’équilibrage

0 2/)2.(2 N 0

Tableau 2.4 : Nombre de composants nécessaires à la réalisation des trois structures d’onduleurs multi niveaux


53

Du point de vue du nombre de composants, les onduleurs à cellules cascadées

paraissent être la solution multiniveau la plus avantageuse, surtout lorsque le nombre de

niveaux devient important [34]. C’est effectivement le cas pour les applications monophasées

telles que le ltrage actif ou la compensation statique, lorsque le convertisseur n’a pas besoin

de fournir d’énergie au système. Pour les applications triphasées et pour un petit nombre de

niveaux, les onduleurs NPC sont intéressants, car les condensateurs sont partagés par les

différentes branches, ce qui permet un équilibrage de la puissance circulant entre les phases.

Cet équilibrage permet une réduction notable de la taille des condensateurs intermédiaires.

2.6 Conclusion

On a exposé dans ce chapitre le principe de convertisseurs multi niveaux, on a passé

en revue les différents topologies en énumérant les avantages et les inconvénients de chacune

d’elle. On a ensuite exposé les stratégies de commutation appliquées à ce type de

convertisseur en donnant quelque exemple de simulation pour les convertisseurs de type NPC,

cascade et à condensateur flottants de trois niveaux.

Le chapitre suivant traite le problème de déséquilibre de tension aux bornes des capacités qui

demeure l'obstacle principal dans le cas des convertisseurs à diode de bouclage et à

condensateurs flottants.

CChhaappiittrree 33

Fractionnement du bus continu et problème D’équilibrage

Chapitre 3 Fractionnement du bus continue et problème d’équilibrage

55

3.1 Introduction

Dans le chapitre précédent, différentes familles de convertisseurs ont été

présentées. Parmi elles, certaines utilisent le fractionnement du bus continu pour avoir les

différents niveaux de tension en sortie. Une des structures les plus connues utilisant ce

principe sont les structures de type Neutral Point Clamped (NPC). Pour cette structure

l’équilibrage des tensions aux bornes des condensateurs du bus continu demeure l'obstacle

principal [23][35].ce problème engendre des distorsions d'harmoniques aux niveaux des

tensions générées par ce convertisseur, en plus d'un déséquilibre des niveaux de tensions

bloquées par les interrupteur d’où augmentation des pertes par commutations.

3.2 Les différentes techniques de réglage du bus continu

Dans la littérature, plusieurs solutions sont déjà proposées pour résoudre ce problème,

parmi ces solutions, on distingue la modification de la stratégie de commutation PWM et la

modification du convertisseur par l’ajout d’un circuit d’équilibrage.


56

3.2.1 Modification de la stratégie de commutation PWM

Cette commande devra conserver l’équilibrage des tensions aux bornes des

condensateurs flottants .les caractéristiques des convertisseurs NPC figure (3.1) offrent la

possibilité d’assurer l’équilibre et l’évolution des tensions aux bornes des condensateurs

flottants en agissant directement sur les signaux de commande du convertisseur[36][37].

D’abord il est nécessaire de connaitre l’évolution de la tension aux bornes des condensateurs

flottants et le sens du courant du bus continue. il est nécessaire aussi de connaitre tous les

états possibles du convertisseur (tableau 3.1) ainsi que l’évolution de la tension aux bornes

des condensateurs flottants et le niveau de tension en sortie du convertisseur pour chacun des

états voici la table (tableau 3.2), donnant la tension de sortie théorique (Vs), la charge ou

décharge des condensateurs (c1, c2) en fonction des commandes des interrupteurs et du sens

du courant (Is1,Is2).

Dans le tableau 3.2, le signe de la variation de la tension aux bornes des condensateurs

flottants, est expliqué de la façon suivante : les (0) traduisent une inutilisation du

condensateur, les (+) correspondent à une augmentation de la charge du condensateur tandis

que les (-) interprètent une diminution.


57

Fig3.1 : Circuit d’un convertisseur NPC monophasé à trois niveaux.

Vdc

C1

C2

T11

T12

T’12

T’11

T21

T22

T’22

T’21

Vc1

Vc2

Vs

Is

Is1

Is2


58

Bras1 Bras2 Tension de sortie

T11 T21 T12 T22 Vs

1 1 1 1 0

Vc1

Vc1+Vc2

-Vc1

0

Vc2

-Vc1-Vc2

-Vc2

0

1 1 0 1

1 1 0 0

0 1 1 1

0 1 0 1

0 1 0 0

0 0 1 1

0 0 0 1

0 0 0 0

Tableau 3.1 : Séquence MLI de l’onduleur NPC 8 interrupteurs.

Les signaux de commande des interrupteurs des demi cellules du bas sont liés à ceux du

haut afin d’éviter tout court-circuit des deux condensateurs et toute ouverture de la

charge:

11 = , 21 = ,


59

Tableau 3.2: Effet des vecteurs de tension sur l’équilibrage

Grâce à cette table (Tableau 3.2), nous pouvons établir un algorithme de commande

permettant de maintenir l’équilibrage des tensions aux bornes des condensateurs, quelque soit

le sens du courant (moteur au génératrice). Cet algorithme nécessite la connaissance de la

déviation des tensions aux bornes des condensateurs (Vc2-Vc1) ainsi que le signe du

courant (alternatif Is).

T11 T21 T12 T22

Tension de sortie

Vs Is1 Is2

Is>0 Is<0

Vecteur Vc1 Vc2 Vc1 Vc2

Z1 1 1 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0

A11 1 1 0 1 Vc1 1/2Vdc Is -Is - + + -

A12 0 1 0 0 Vc2 1/2Vdc 0 Is + - - +

B11 1 1 0 0 Vc1+Vc2 Vdc Is 0 0 0 0 0

Z2 0 1 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0

A21 0 1 1 1 -Vc1 -1/2Vdc -Is Is + - - +

A22 0 0 0 1 -Vc2 -1/2Vdc 0 -Is - + + -

B21 0 0 1 1 -Vc1-Vc2 -Vdc -Is 0 0 0 0 0

Z3 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0


60

Comme nous pouvons le voir, si nous voulons générer une tension nulle les

condensateurs ne sont pas sollicités. De même pour générer une tension (Vdc ou -Vdc) les

condensateurs ne sont pas sollicités dans ce cas non plus. de ce fait, la tension de ces

derniers demeure inchangée.par contre si nous voulons produire une tension de (Vc1 ou

Vc2) et ( –Vc1 ou -Vc2), pour garder l’équilibrage il faudra utiliser la commutation entre les

commande A11 et A12 pour le demi niveau positif et A21 et A22 pour le demi niveau négatif.

Par exemple (Tableau 3.2), lorsque Is>0, l'utilisation du vecteur A11 ou A22 a

chargera le condensateur C2 (symbolisé par +). L'utilisation du vecteur A12 ou A21 a

diminuera sa tension (symbolisé par -). Ce choix possible est un degré de liberté utilisé pour

régler l'équilibrage du bus continu.

3.2 Modification au niveau convertisseur

Ce type de solution vise à équilibrer la tension des capacités par modification du

circuit du convertisseur en ajoutant un dispositif passif ou actif au niveau des capacités dans

le but de rééquilibrer le potentiel aux point de connexion des capacités. C’est la technique

qu’on a adopté et implémenté. En utilisant un hacheur de type BUCK et un autre de type

BOOST [38][39].


61

3.3 Buck-Boost Approche

3.3.1 Principe de fonctionne du convertisseur boost

Le convertisseur boost tire son nom du mot anglais qui veut dire augmenter, passer

de quelque chose de petit à quelque chose de plus grand, ici la tension. C’est un circuit

élévateur. Permis Ces avantages sa simplicité de topologie, son rendement élevé et ses basses

pertes. Le schéma d’un boost est le suivant :

Fig3.2 : Convertisseur Boost.

Le convertisseur peut alors travailler suivant deux modes de fonctionnement dépendant de ca

capacité de stockage d’énergie et de la période de commutation.ces deux modes de

fonctionnement sont :

Mode continue : dans ce cas, l’énergie emmagasinée dans l’inductance L est transférée

partiellement et donc le courant de celle-ci ne s’annule pas.

Mode discontinue : dans ce cas, au contraire, l’énergie emmagasinée dans

l’inductance L est transférée totalement et donc le courant dans celle-ci s’annule.

Vc

Vdc T

L

D

C

R


62

En mode de conduction continu, le fonctionnement du circuit peut se diviser en deux selon

l’intervalle de commutation (Ton, Toff). L’intervalle Ton commence quand on ferme

l’interrupteur T à t = 0. Le courant d’entrée, qui s’élève, traverse l’inductance L et

l’interrupteur T. La diode est polarisée en inverse; la charge est donc isolée de la source.

Fig3.3 : Circuit équivalent du Convertisseur Boost pour Ton.

L’intervalle Toff commence quand on ouvre l’interrupteur T1. À t = t1. Le

courant de l’inductance L diminue car l’énergie emmagasinée dans l’inductance

L est transférée à l’étage de sortie(la charge +la capacité C).

Fig3.4 : Circuit équivalent Convertisseur Boost pour Toff.

Vc C

Vdc

L

ic

i1

i2 D1

Vc C

L

ic

Vdc


63

Dans l’intervalle Ton le courant de l’inductance vaut :

11

1

)( ItL

Vti

dtdiLV

dc

dc

Où I1 est le courant à l’instant pour l’intervalle Ton.

Le courant pendant l’intervalle Toff peut s’exprimer :

22

2

)( ItL

VVti

VdtdiLV

cdc

cdc

Ou I2 est le courant initial pour l’intervalle Toff.

En mode de conduction continue la période de commutation est T = Ton +Toff et le rapport

cyclique D :

T

TD on

D’un autre coté, nous pouvons exprimer la tension de sortie en fonction de la tension d’entrée

et du rapport cyclique selon :

dcc VD

V1

1


64

3.3.2 Principe de fonctionne du convertisseur buck

La topologie des convertisseurs buck est largement utilisée dans le domaine de

l’électronique de puissance grâce à sa simplicité et son rendement élevé, un convertisseur

buck fournit une tension moyenne aux bornes du récepteur, inférieure à celle de la source.

L'avantage principal de ce type est ses basses pertes de puissance et bonne stabilité de

commande.

La figure (3.5) montre Le schéma de base de convertisseur Buck.

Fig3.5 : Convertisseur Buck.

En mode de conduction continu, le fonctionnement du circuit peut se diviser en deux selon

l’intervalle de commutation (Ton, Toff). ). L’intervalle Ton commence quand on ferme

l’interrupteur T à t = 0. Le courant d’entrée, qui s’élève, traverse l’inductance L et dans

l’ensemble formé par la charge et la capacité C.

VC

T

Vdc

L

D C R


65

Fig3.6 : Circuit équivalent du Convertisseur Buck pour Ton.

L’intervalle Toff commence quand on ouvre l’interrupteur T1. À t = t1. Dans ce cas, le

courant de l’inductance décroisant vient de la diode D et s’écoule vers l’ensemble formé par

la charge et la capacité C.

Fig3.7 : Circuit équivalent du Convertisseur Buck pour Toff.

Dans l’intervalle Ton le courant de l’inductance vaut :

11

1

)( ItL

VVti

VdtdiLV

cdc

cdc

Vc C

L

ic

i2

D

Vdc

Vc C

L

ic

i1


66

Où I1 est le courant à l’instant pour l’intervalle Ton.

Le courant pendant l’intervalle Toff peut s’exprimer :

22

2

)( ItLVti

dtdiLV

c

c

Ou I2 est le courant initial pour l’intervalle Toff.

Nous pouvons exprimer la tension de sortie en fonction de la tension d’entrée et du rapport

cyclique selon :

dcc VDV

3.3.3 Circuit d’équilibrage

Afin de rééquilibrer les tensions aux bornes de diviseur capacitif un circuit

d’équilibrage (figure 3.8) est mise en place qui combine le convertisseur buck avec le

convertisseur boost.

T1, D1, L1 et C2 se composent le convertisseur Buck. T2, D2, L2 et C1 se composent

convertisseur Boost. En mode d'équilibrage, ces deux convertisseurs fonctionnent dans des

périodes complémentaires.


67

Fig3.8 : Circuit d’équilibrage

On distingue deux modes de fonctionnement :

3.3.3.1 Mode Buck

Dans ce mode lorsque la tension du condensateur C1 (Vc1) est supérieure à celle du

condensateur C2 (Vc2), le convertisseur Buck (T1, L1, D1 et C2) commence à fonctionner

afin de réguler la tension aux bornes du condensateur C2 pour maintenir l'équilibre de la

tension de point neutre. Le convertisseur boost ne fonctionne pas pendant cette période.

Puisque Vdc=Vc1+Vc2 la tension de C1 diminue et par conséquent la tension Vc2

augmente.

Quand l’interrupteur T1 est fermé et D1 polarisée en inverse, est bloquée. Le courant

de source circule dans l’ensemble L1 e C2. Lorsque l’interrupteur T1 est ouvert le

condensateur C2 reçoit l'énergie emmagasiné dans L1 à travers la diode D1.

La commande se fait avec un rapport cyclique constant

T1

T2


68

3.3.3.2 Mode Boost

Dans ce mode (Vc2>Vc1), le convertisseur Buck ne fonctionne pas.et l'énergie dans le

condensateur C2 est indirectement transféré au condensateur C1 parce que Vc2>Vc1.

Lorsque l'interrupteur T2 est fermé Le courant circule dans C2, L2 et de l'interrupteur T2

vers la masse. L’énergie est emmagasinée dans L2. Lorsque l’interrupteur T2 est ouvert,

l'énergie stockée dans L2 est transmis dans C1 par D2. Pendant cette période en réglant la

tension de C1 jusqu' ou l'équilibrage.

Dans ces deux modes la commande se fait avec un rapport cyclique constant.

Afin de minimiser le cout de dispositif et augmenter la fiabilité de système, un circuit

d'équilibrage simplifie peut être appliqué au réglage de la tension de point neutre avec un

nombre moins important de composant, comme montré dans la figure 8. On élimine D1, D2

et L2 .Les diodes parallèles aux interrupteurs T1 et T2 fonctionné comme D2 et D1,

respectivement. Ce circuit garde les mêmes performances et le principe de fonctionnement de

premier circuit.


69

Fig3.9 : Circuit d’équilibrage simplifie

3.4 Résultat de simulation

Afin de confirmer le bon fonctionnement de cette technique, nous avons simulé cette

structure sur le logiciel MATLAB. Le schéma de simulation de convertisseur NPC avec le

circuit d'équilibrage du point neutre est représenté dans la figure 3.10:

T1

T2


70

Fig3.10 : Le convertisseur NPC avec le circuit d'équilibrage.

Nous avons effectué deux tests. Dans le premier test Les valeurs des éléments utilisés sont :

la tension du bus continu Vdc=30V.C1=3000 µF et C2=2200 µF (afin de créer un

déséquilibre de charge aux bornes de ces deux condensateurs).

Les figures 3.11 et 3.12 illustre les résultats de simulation de convertisseur NPC à vide avec

et sans l’équilibreur. Les figures 3.11.a, 3.11.b représente respectivement la tension de sortie

de l’onduleur Vab et les tensions aux bornes des condensateurs sans équilibreur.

VS

Mesure

Commande MLI pour contrôler le point neutre

NPC SPWM

Vdc


71

Les figures 3.12.a, 3.12.b, 3.12.c représente respectivement la tension de sortie de l’onduleur

Vab, les tensions aux bornes des condensateurs et ordre de commande des interrupteurs de

circuit d’équilibrage avec l’équilibreur.

Fig3.11 : Formes d’ondes à vide sans l’équilibreur :

a) la tension de sortie de l’onduleur Vab. b) des tensions des capacités du bus continu.

(a)

(b)

Vc1(V) Vc2

Temps(s)

Temps(s)

Tension(V)

Tension(V)


72

Fig3.12 : Formes d’ondes à vide avec l’équilibreur :


c) séquence de commande des interrupteurs de circuit d’équilibrage.

(b)

(a)

(c)

Vc1(V) Vc2

T1 T2

Tension(V)

Tension(V)

Temps(s)

Temps(s)

Temps(s)

0

5

Tension(V)


73

Nous remarquons une légère déformation du signal de sortie Vab (figure 3.11.a) due

en partie à l'inégalité des valeurs des condensateurs utilisés en entrée de l’onduleur

NPC(figure 3.11.b) . Nous constatons aussi que les tensions aux bornes des condensateurs

sont parfaitement équilibrées après le démarrage du circuit d’équilibrage (La figure 3.12.b),

et par conséquent l’amélioration de la forme d’onde de signale de sortie Vab voire la figure

(3.12.b).

La comparaison entre ces résultats montre que cette technique d’équilibrage ne perturbe pas

le fonctionnement du convertisseur tout en assurant bonne répartition de la tension sur les

déférentes cellules de commutation.

3.5 Conclusion

Les solutions pour équilibrer les tensions des condensateurs du bus continu sont

nombreuses et possèdent chacune des caractéristiques différentes. La stabilisation des

tensions est essentielle pour assurer une conversion correcte et de bonne qualité. La

solution présentée fait appel à l’utilisation de circuits auxiliaires dédiés à l’équilibrage des

tensions. Le principe de l’équilibrage est un transfert d’énergie du condensateur en

surcharge vers un condensateur moins chargé. Ce transfert d’énergie se fait par

l’intermédiaire d’un élément de stockage inductif. L’inconvénient majeur de cette

technique est l’ajout de composants supplémentaires pour assurer la conversion

d’énergie. Mais un des avantages de cette technique est le fonctionnement quels que soient la

profondeur de modulation et le facteur de puissance.

CChhaappiittrree 44

Réalisation du banc d’essai

Chapitre 4 Réalisation du banc d’essai

75

4.1 Introduction

Dans ce chapitre, nous allons présenter la réalisation d’une maquette expérimentale afin de

valider les résultats issus de la simulation. D’abord, nous allons présenter les différentes

parties du montage en montrant le rôle de chacune des cartes utilisées. En suite nous

présenterons la mise en œuvre d’un convertisseur NPC à trois niveaux.

.

4.2 Description générale

Pour valider expérimentalement les techniques de commande présentées dans le cadre de ce

travail, nous avons construit un banc d’essais complet.

La figure 4.1 montre un synoptique du banc d’essais réalisé. Ce schéma met en évidence

quatre différentes parties :

La partie puissance qui regroupe :

Le convertisseur NPC à trois niveaux.

Les cartes de drivers.

Le circuit d’équilibrage du bus continu.

La partie mesure qui constituée de :

Capteurs de tension (pour mesurer les tensions des condensateurs flottants).

Circuit de traitement des signaux des capteurs.

La partie commande : constituée d’une carte de contrôle à base d’un microcontrôleur

de type DSPIC 30f4011.


76

La partie interface qui permet l’isolation optique des sorties de la carte de commande,

donc de prévenir des perturbations de fonctionnement des équipements et matériels.

Fig4.1 : synoptique du banc d’essai réalisé.

PARTIE COMMANDE

PARTIE D’INTERFACE

PARTIE DE MESURE

PARTIE DE PUISSANCE AAN

DRIVERS

Circuit d’équilibrage

DSPIC

Isolation par optocoupleurs

Onduleur

Carte de mesure


77

La photo de ce banc expérimentale est donnée sur la figure 4.2.

Fig4.2 : Photo du banc d’essais

4.3 Convertisseur NPC réalisé

La figure 4.3 représente le circuit de puissance d’un onduleur monophasée à trois niveaux de

type NPC :

.

Fig4.3 : Schéma simplifié d’un onduleur monophasée à trois niveaux de type NPC.

Vdc

C1

C2

T11

T12

T’1

T’1

T21

T22

T’2

T’2

Vc2

A

B

CARTE DE COMMADE CARTE DE MESURE

DRIVERS

CIRCUIT D’EQUILIBRAGE

ONDULEUR


78

Fig4.4: Photo du convertisseur NPC réalisé

Nous présentons, dans ce qui suit, les parties constitutives de ce convertisseur.

4.3.1 Partie de puissance

Les interrupteur de puissance utilisés dans le convertisseur réalisé sont des transistors

MOSFET (MOSFET : Metal Oxyde Semiconductor Field Effect Transistor) type IRF730, ces

transistors supportent une tension 600V et permettent de passer un courant de 20A. Les

interrupteurs de puissance sont montés sur un circuit imprimé afin de minimiser les

inductances de câblage, et sont placés sur un dissipateur thermique, lui-même ventilé pour

évacuer la chaleur. Pour les diodes de clamping nous avons choisi des BYT12. Voir

caractéristiques dans l’Annexe A.1


79

Les MOSFET sont pilotés par des drivers qui permettent d’adapter les signaux de commande,

fournis par la carte de commande, aux caractéristiques des interrupteurs. Chaque carte drivers

permet de piloter un MOSFET. Afin d’assurer une isolation, entre la carte de commande et la

carte de puissance, cette isolation nous permet de protéger la partie électronique faible

puissance et lui permet d’être moins sensibles aux bruits générer par la partie de puissance, on

utilise un driver isolé par photo coupleur (HCPL 2601).

La figure 4.5 montre le schéma principal du driver.

Fig4.5: circuit d’interface de puissance


80

La figure 4.6 représente le résultat de test du driver.

Fig4.6 : Signaux de test de la carte du driver. a) signal PWM à l’entre du driver.

b) signal PWM à la sortie du driver.

4.3.2 Partie mesure

4.3.2.1Capteur de tension

Les tensions aux bornes des condensateurs sont mesurées grâce à un capteur à effet hall (LEM

LV-25P) ; dont les caractéristiques se trouvent dans l’Annexe A.2. Ce capteur a un temps de

réponse 40µs et un rapport de conversion entre 1000 :2500.les valeurs des résistances RT, RM,

sont dimensionnées pour un courant primaire de 10 mA et un courant secondaire de 25 ma.la

figure présent le schéma de principe de et la figure 4.6 représente la carte de mesure réalisée.

(a)

(b)


81

Fig4.7: connections du capteur LEM LV25-P

4.3.2.2Traitements des signaux des capteurs

Nous avons réalisé une carte de conditionnement dont le circuit de base est présenté sur la

figure 4.8. Ce circuit va récupérer Les deux informations délivrées par les capteurs de

tensions. L’une étant la tension à la borne du condensateur C1 du bus continue, l’autre étant la

tension à la borne de condensateur C2.

Fig4.8 : Schéma de base de traitement des signaux des capteurs.

a) Circuit non inverseur avec gain. b) Comparateur.

+15V

-15V

A1

Vc1

Vc2 A2

A3

(a)

(b)


82

Le circuit est divisé en deux blocs selon ses différentes fonctions

A. Circuit non inverseur avec gain

Le signale provenant du capteur de tension est amplifie est ajusté par un amplificateur

opérationnel TL082.

B. Le comparateur

Ce bloc va comparer les deux tensions mesurées par un amplificateur opérationnel

LM311. Le comparateur va ainsi générer un signale vers le Microcontrôleur Dspic

30F4011.

Fig4.9 : la carte de mesure réalisée.


83

Vdc

T1

C2

C1

T2

4.4 Circuit d’équilibrage réalisé

La figure 4.10 représente le schéma simplifié de circuit d’équilibrage réalisé :

Fig4.10 : Schéma simplifié de circuit d’équilibrage.

La photo du circuit d’équilibrage réalisée est donnée sur la figure 4.11 :

Fig4.11 : Circuit d’équilibrage.


84

4.5 Résultats expérimentaux

Après avoir présenté le matériel de l’équipement de la maquette. Nous allons présenter

quelques résultats expérimentaux obtenus sur un onduleur NPC à trois niveaux pour valider le

banc d’essai.

Cette stratégie de commande a été validée pour la commande de l’onduleur monophasé à

trois niveaux utilisant deux condensateurs différentes C1=4700 µF et C2=2200 µF, pour

obtenir une variation importante aux bornes de ces condensateurs et la tension du bus continu

Vdc=30V.

Les figures 4.12 et 4.13 illustre les résultats obtenues expérimentalement de convertisseur

NPC à vide avec et sans l’équilibreur. Les figures 4.12.a, 4.12.b représente respectivement la

tension de sortie de l’onduleur Vab et les tensions aux bornes des condensateurs sans

équilibreur.

Les figures 4.12.a, 4.12.b, 4.12.c représente respectivement la tension de sortie de l’onduleur

Vab, les tensions aux bornes des condensateurs et ordre de commande des interrupteurs de

circuit d’équilibrage avec l’équilibreur.


85

Fig4.12 : Formes d’ondes à vide sans l’équilibreur :


(a)

(b)

Vc1

Vc1+VC2

Vc2


86

Fig4.13 : Formes d’ondes à vide avec l’équilibreur : a) la tension de sortie de l’onduleur Vab.

b) des tensions des capacités du bus continu. c) séquence de commande des interrupteurs de circuit d’équilibrage.

Nous remarquons une déformation du signal de sortie Vab (figure 4.10.a) mais le

signal obtenu en simulation est meilleur (moins déformé) que celui obtenu

expérimentalement, due en partie aux choix des valeurs des condensateurs utilisés

Vc1

Vc2

Vc1+Vc2

(a)

(b)

(c)


87

(C1=4700 µF et C2=2200 µF) . Nous constatons aussi que malgré cet écart important entre

les tensions aux bornes des ces deux condensateurs, le système d’équilibrage a pu d’éliminer

cet écart (La figure 4.11.b), et par conséquent l’amélioration de la forme d’onde de signale de

sortie Vab voire la figure (4.11.b).

Il est possible d’observer que cette structure auxiliaire est optimale pour l’équilibrage des

tensions aux bornes des condensateurs du bus continu.

4.6 Conclusion

Dans ce chapitre, nous avons détaillé les différentes parties du montage réalisé au laboratoire

LEPES de l’USTO. Cette réalisations est conçue autour d’une carte de commande a base de

microcontrôleur DSPIC 30f4011.une carte de protection réalisée pour assurer la protection du

dispositif contre les surtensions et surintensités ainsi que contre les défauts d’alimentations

des cartes.

Nous avons finalement détaillé les blocs les plus importants, constituant les cartes de

puissance et commande de convertisseur.

Les essais expérimentaux montrent une dynamique d’équilibrage satisfaisante, qui permet en

particulier de démarrer le convertisseur.

CCoonncclluussiioonn

GGéénnéérraallee

Conclusion générale

89

Conclusion Générale

Le convertisseur NPC permet d’obtenir des performances statiques et dynamiques très

intéressantes par rapport à une structure à deux niveaux et ses applications sont diverses de

nos jours : entraînement moyenne tension pour l’industrie, appareillages pour la marine,

activité minière et traction. Le NPC apparaît également prometteur dans le domaine de

l’énergie solaire, ainsi que pour les applications basse tension. Cependant, l’utilisation d’un

pont diviseur capacitif fait apparaître des problèmes d’équilibrage du point milieu. Le

potentiel de celui-ci peut onduler avec une amplitude importante, voir diverger dans certains

cas. De nombreuses solutions ont été étudiées et ont permis d’apporter des réponses à ce

problème soit par utilisation de commandes actives soit par introduction de circuits annexes

assurant une stabilité du potentiel du point milieu. Ces solutions, très performantes, sont

également très pénalisantes en termes de complexité et de coût global du convertisseur et

condamnent, dans la plupart des cas, l’utilisation de la topologie NPC pour un nombre de

niveaux supérieur à trois.

Le travail effectué et décrit dans cette thèse avait pour objectif une contribution à

l’amélioration des performances du convertisseur multiniveaux de type NPC, le contrôle de

cette topologie engendre une complexité supérieure dans les algorithmes de commande

puisque le maintien des tensions aux bornes des condensateurs est une contrainte

supplémentaire à satisfaire pour assurer une conversion correcte et de bonne qualité. La

Conclusion générale

90

solution présentée fait appel à l’utilisation de circuits auxiliaires dédiés à l’équilibrage des

tensions. Le principe de l’équilibrage est un transfert d’énergie du condensateur en

surcharge vers un condensateur moins chargé. Ce transfert d’énergie se fait par

l’intermédiaire d’un élément de stockage inductif.

Des résultats expérimentaux de test de la technique proposé ont été donnés et

comparés à ceux de la simulation.

En perspective, nous pensons à l’avenir approfondir ce travail par :

La réalisation d’un onduleur triphasé à trois niveaux et l’utilisation

l’algorithme SVM pour l’équilibrage des tensions aux bornes des

condensateurs.

Contribution des convertisseurs multiniveau au raccordement de la production

d’origine solaire sur un réseau électrique.

BBiibblliiooggrraapphhiiee

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AAnnnneexxee

ANNEXE

A.1 Caractéristiques physiques des MOSFET IRF730 et diodes utilisés

Tableau 1 : Caractéristiques physiques des MOSFET IRF730 et diodes utilisés.

A.1 Caractéristiques du capteur de tension

Caractéristiques Valeurs Tension primaire efficace maximale Vp_max 10..500V Courant primaire efficace nominale Ipn 10mA Tension d’alimentation ±12..15 Rapport de transformation (Kmv) 2500 :1000 Courant secondaire efficace maximale ISv_max 25mA

Tableau 2 : Caractéristiques du capteur de tension.

IRF730(MOSFET)

VCE Tension Collecteur-Emetteur 600 V IC Courant Collecteur 5.5 A VGE Tension Grille Emetteur ± 20 V td (on) Temps de retard à la conduction 17 ns td (off) Temps de retard au blocage 56 ns

BYT12 (diode) VRWM Tension inverse 400 V IF Courant direct nominale 12 A

Résumé Le travail effectué et décrit dans cette thèse avait pour objectif une contribution à

l’amélioration des performances du convertisseur multiniveaux de type NPC, le contrôle de cette topologie engendre une complexité supérieure dans les algorithmes de commande puisque le maintien des tensions aux bornes des condensateurs est une contrainte supplémentaire à satisfaire pour assurer une conversion correcte et de bonne qualité. La solution présentée fait appel à l’utilisation de circuits auxiliaires dédiés à l’équilibrage des tensions. Le principe de l’équilibrage est un transfert d’énergie du condensateur en surcharge vers un condensateur moins chargé. Ce transfert d’énergie se fait par l’intermédiaire d’un élément de stockage inductif.

Des résultats expérimentaux de test de l’algorithme de commande proposé ont été donnés et comparés à ceux de la simulation par MATLAB, ces derniers confirment le bon fonctionnement de ces algorithmes.

NPC.

.

. MATLAB

.

Documents

Etude du déséquilibre de l’alimentation d’un onduleur