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LNA-DCS1800 Page 1
RAPPORT FINAL
PROJET RF – LNA
Application DCS 1800
4GE
2010-2011
Cédric LAUZIER
Dinh Dong DOAN
Cuong Hung TRAN
Nicolas PLAN
Taous RAAF
Xavier HENNEMANN Département Génie Electrique
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Sommaire
I) Etude de l’application radio DCS 1800 ............................................................................................ 4
1) Historique .................................................................................................................................... 4
2) Principe ........................................................................................................................................ 6
3) Norme .......................................................................................................................................... 7
4) Transmission radio ...................................................................................................................... 8
5) Modulation .................................................................................................................................. 9
6) Canaux physiques ...................................................................................................................... 10
II) Etat de l’art du LNA ....................................................................................................................... 11
1) Présentation .............................................................................................................................. 11
2) Notion de bruit .......................................................................................................................... 11
a) Les différents bruits ............................................................................................................... 12
b) Facteur de bruit d'un amplificateur ...................................................................................... 13
c) Facteur de bruit d'une chaîne ............................................................................................... 14
d) Mesure du facteur de bruit ................................................................................................... 15
3) Paramètre S ............................................................................................................................... 15
4) Les caractéristiques d’un LNA ................................................................................................... 16
a) Classification du LNA ............................................................................................................. 17
b) Consommation en DC ............................................................................................................ 17
c) Gain de l’amplificateur .......................................................................................................... 17
d) Impédance d’entrée et de sortie ........................................................................................... 17
e) Linéarité du LNA .................................................................................................................... 17
f) Le produit d’intermodulation d’ordre 3 IP3 .......................................................................... 18
5) Caractéristiques de quelques LNA existants ............................................................................. 19
III. Simulation ......................................................................................................................................... 22
1. Simulations DC ........................................................................................................................... 22
2. Simulations Ft et Fmax .............................................................................................................. 25
3. Simulations paramètre S ........................................................................................................... 25
4. Simulation de NF et de la stabilité du système ......................................................................... 27
5. Optimisations du montage ........................................................................................................ 27
5.1 Principe .................................................................................................................................... 27
5.2 Adaptation en entrée .............................................................................................................. 28
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5.3 Adaptation en sortie ................................................................................................................ 29
5.4 Montage final .......................................................................................................................... 31
6. Simulation de la compression du gain à 1dB ............................................................................. 34
7. Simulation du point IP3 ............................................................................................................. 35
V. Conclusion ......................................................................................................................................... 37
Bibliographie.......................................................................................................................................... 38
Annexe 1 : Simulations comparatives de divers transistors .................................................................. 39
A. Etudes de transistors ..................................................................................................................... 39
I. Transistor bipolaire BJT ............................................................................................................. 39
1. Etude Statique ....................................................................................................................... 39
2. Etude dynamique .................................................................................................................. 40
3. Paramètres S ......................................................................................................................... 40
4. Adaptation ............................................................................................................................. 44
II. Transistor MOS .......................................................................................................................... 45
1. Etude Statique ....................................................................................................................... 45
2. Paramètres S ......................................................................................................................... 46
III. Le JFET .................................................................................................................................. 48
1. Etude Statique ....................................................................................................................... 48
2. Paramètres S ......................................................................................................................... 49
B. Conclusion ..................................................................................................................................... 50
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I) Etude de l’application radio DCS 1800
1) Historique
Le Digital Communication System (DCS 1800) est aussi appelé GSM 1800. Le GSM
(Global System for Mobile Communication) est une norme élaborée au cours des années ’80
et ’90, et qui est toujours en évolution afin de définir les paramètres pour un réseau de
communication cellulaire numérique. La norme GSM est utilisée pour les réseaux de
communication sans fil à travers le monde. Sauf en Amérique du Nord où elle est en
concurrence avec la norme IS-95 (CDMA). Il existe un réseau GSM au Canada et il est
exploité par Microcell (FIDO) [1].
L’idée d’un système radio mobile basé sur une structure cellulaire a été élaborée au
début des années ’70, dans les laboratoires de Bell aux USA. Cependant, ce n’est qu’au cours
des années ’80 que l’on a vu l’implantation et l’exploitation commerciale de réseaux de
téléphones cellulaires analogues.
Chaque pays développait son propre réseau ce qui ne permettait pas à un abonné
d’utiliser son téléphone dans un autre pays. Cette situation était particulièrement critique en
Europe où les passages d’un pays à l’autre sont assez fréquents. Parallèlement, le marché des
équipements étant limité, aucune économie d’échelles ne pouvait être réalisée.
Au vu de la croissance des réseaux cellulaires, les problèmes de capacité ont été
anticipés. En 1982 le Groupe Spécial Mobile fut créé afin d’élaborer une norme pour un
réseau de communication mobile européen répondant aux critères suivants:
Bonne qualité subjective de la voix.
Baisse des coûts des équipements et des services.
Passage d’un pays à l’autre sans interruption de service.
Habilité à supporter de nouveaux services.
Utilisation efficace du spectre de fréquences.
Compatibilité avec d’autres systèmes, dont RNIS.
Le groupe opta pour un réseau numérique pour trois raisons principales :
1. Capacité : pour répondre à la croissance de la demande, de nouvelles bandes de fréquences
auraient été nécessaires aux systèmes analogiques ; ce à quoi plusieurs pays se sont opposés
en raison du spectre de fréquences disponibles restreint. De nouvelles technologies analogues
furent proposées mais leurs coûts étaient très élevés.
2. Compatibilité avec d’autres systèmes : l’industrie des télécommunications venait de se
convertir à la technologie numérique avec, entre autres, le réseau RNIS.
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3. Qualité de la voix : les réseaux analogiques mobiles font face à des problèmes de
perturbations radio qui entraînent une baisse de la qualité du signal reçu. La transformation du
signal en bits, combinée à d’autres techniques, empêche ces problèmes.
L’ère des communications mobiles numériques débute à la mi-91. Le sigle GSM
change également de signification pour devenir Global System for Mobile communications. Il
s'agit d'un réseau radio fonctionnant autour de la fréquence 900 MHz avec accès multiple à
répartition dans le temps (TDMA).
Au début de l’année 1994, on comptait 1.3 millions d’abonnés, 5 millions au début de
1995 et 55 millions en octobre 1997.
Pour augmenter la plage des fréquences disponibles, et donc la capacité des réseaux
GSM européens ; une norme de réseau concurrente : le DCS 1800, fondée sur le système
cellulaire britannique, a été adaptée à l'architecture GSM. La norme DCS est principalement
utilisée en France par l’opérateur Bouygues Telecom.
Plusieurs extensions de GSM ont été définies depuis. Elles ont surtout pour but
d‘augmenter le débit binaire. On peut mentionner notamment le GPRS (General Packet Radio
Service) et le EDGE (Enhanced Data rates for GSM Evolution).
Figure 1 : Premier Téléphone GSM français.
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2) Principe Sur un relais GSM, les antennes panneaux assurent les liaisons avec les mobiles et
pour assurer une couverture optimale du réseau GSM, de nombreux relais sont implantés sur
tout le territoire.
Pour permettre aux différents relais de transmettre les communications téléphoniques
et les échanges de données entre eux et vers les stations principales du réseau, un réseau
maille filaire et hertzien est utilisé [2].
Le réseau hertzien fait appel à des faisceaux radios transmis par des paraboles
généralement installées en contrebas des antennes panneaux sur les pylônes. Ces faisceaux
hertziens utilisent plusieurs gammes de fréquences qui leur sont réservées.
Le réseau GSM est constitué de zones circulaires se chevauchant permettant ainsi une
couverture géographique étendue, comme illustrée sur la figure 2 :
Figure 2: Découpage d'une région couverte en cellules.
La dimension d’une cellule est fonction de la puissance de son émetteur-récepteur. Si
un émetteur-récepteur est très puissant, alors son champ d’action sera très vaste, mais sa
bande de fréquence peut être rapidement saturée par des communications. Par contre, en
utilisant des cellules plus petites, (émetteur-récepteur moins puissant) la même bande de
fréquence pourra être réutilisée plus loin, ce qui augmente le nombre de communications
possibles.
Dans la conception d’un réseau cellulaire, il faut considérer les aspects suivants:
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La topographie (bâtiments, collines, montagnes, etc.).
La densité de la population (ou de communications) pour établir la dimension des
cellules.
Deux cellules adjacentes ne peuvent utiliser la même bande de fréquence afin d’éviter
les interférences. La distance entre deux cellules ayant la même bande doit être de 2 à
3 fois le diamètre d’une cellule.
La taille des cellules peut varier entre 0.5 et 35 km et dépend de la densité d’utilisateurs et
de la topographie. Les cellules sont regroupées en bloc (appelé motif ou cluster). Le nombre
de cellules dans un bloc doit être déterminé de manière à ce que le bloc puisse être reproduit
continuellement sur le territoire à couvrir. Typiquement, le nombre de cellules par bloc est de
4, 7, 12 ou 21. La forme, la dimension des blocs et le nombre de cellules sont fonctions du
nombre de fréquences (canaux) disponibles [3].
3) Norme
Le DCS 1800 doit répondre à une norme bien spécifique dont les principaux points
caractéristiques sont résumés dans le tableau suivant (figure 3) [4]:
Figure 3 : Spécifications du GSM 900 et DCS 1800.
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4) Transmission radio
La norme GSM impose une transmission numérique des données. Les avantages du
numérique par rapport a l’analogique sont [5]:
- Une phonie de meilleure qualité.
- Une augmentation du nombre d’utilisateurs dans le réseau.
- Une ouverture de nouveaux services (textes ou SMS, images ou MMS).
- Une confidentialité des réseaux (cryptage des informations).
- Un contrôle de la puissance d’émission.
- Un accès au RNIS.
La transmission de données est réalisée par paquets. La norme GSM prévoit quatre types
de paquets (voir figure 4) :
Les paquets d’accès :
Pour prendre contact avec la station de base (BTS), le mobile émet un paquet d’accès sur
le canal d’accès dédié. Le paquet d’accès est le plus petit des quatre types de paquets. Grâce à
un temps de garde GP important, le paquet d’accès peut établir des communications avec des
terminaux distants de 35 Km. Le réseau estime en permanence la durée de voyage d’un
paquet et asservit en conséquence l’instant du début d’émission du terminal pour compenser
le retard du à la propagation des ondes.
Les paquets de synchronisation :
Ils détiennent les informations pour les terminaux mobiles sur la localisation dans le
réseau et de la fréquence d’accès dans ce réseau (identification de la station de base, identité
de la cellule, identité de la zone). Ces informations sont codées sur 78 bits parmi les 142 bits
qui se trouvent dans ce paquet.
Les paquets normaux :
Ils correspondent aux paquets qui transportent les informations de la communication d’un
abonné du réseau. Dans un paquet, 26 bits correspondent aux réglages des paramètres de
réception. 2 bits indiquent le type d’utilisation du canal et 6 bits marquent la montée et la
descente en amplitude du signal.
Les paquets de correction de fréquence :
Ils transportent les bits d’information concernant la station de base.
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Figure 4 : Typologie du GSM.
Quel que soit son type, le paquet est défini par 4 zones : deux zones TB qui précèdent
et suivent le corps porteur du paquet et une période de garde GP qui sert à compenser la durée
de transmission, variable d’un paquet à l’autre pour le récepteur car celui-ci ou l’émetteur
aura bougé entre l’envoi des deux paquets.
5) Modulation
L’émission d’une onde électromagnétique de forme purement sinusoïdale ne permet
pas la transmission d’information. Pour que ce soit possible, il faut faire varier un des
paramètres caractérisant cette sinusoïde appelée « porteuse ». Les trois paramètres sur
lesquels il est possible d’agir sont : l’amplitude, la fréquence et la phase. Ce processus est
appelé « modulation » [6].
La modulation spécifiée pour la norme GSM est la modulation GMSK (Gaussian
Minimum Shift Keying), qui est une modulation de fréquence à enveloppe constante, ce qui
est plutôt intéressant lorsqu'on travaille sur un canal affectant l'amplitude du message. La
modulation GMSK est le résultat du filtrage par un filtre gaussien d'une modulation MSK.
Sans trop rentrer dans les détails, le signal MSK est construit à partir de deux
porteuses : l'une ayant une fréquence double à celle de l'autre. Le signal binaire à moduler est
d'abord décomposé en somme de deux signaux binaires distincts (dit "bits pairs" et "bits
impairs"). Selon la valeur des ces deux bits à un instant donné, la porteuse MSK aura une
fréquence instantanée f ou f/2, multipliée par +1 ou -1. L'intérêt de cette modulation est
qu'elle donne un signal particulièrement "lisse", sans changements de phase abrupts.
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Figure 5 : Principe de la modulation GSMK
6) Canaux physiques
Au niveau de l’interface entre le terminal mobile de l’abonné et la station de base, le
GSM met en œuvre deux techniques de multiplexage :
l’AMRF (accès multiple à répartition de fréquences) :
L’AMRF partage les deux plages de fréquences (890-915 MHZ et 935-960 MHZ) en 124
canaux de 200 KHZ pour offrir 124 voies de communication duplexes en parallèle, chaque
sens de communication possédant une voie de communication qui lui est réservée.
l’AMRT (accès multiple a répartition temporel) :
L’AMRT partage l’usage d’une voie de transmission en huit communications différentes.
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II) Etat de l’art du LNA
1) Présentation
Un amplificateur faible bruit LNA (Low Noise Amplifier en anglais) est un
dispositif électronique permettant de mettre en forme des signaux de très faible amplitude,
issue d’une antenne. Il est en général en tête de ligne de la partie réceptrice de l’antenne
(figure 6) afin de minimiser les pertes en ligne. C’est pourquoi, il est très souvent appelé
préamplificateur. Ce type de disposition est très fréquemment utilisé pour les systèmes
travaillant à de hautes fréquences.
Le LNA a pour rôle essentiel d’amplifier le signal d’émission, sans ajouter de bruit.
Pour des signaux de forte amplitude, il ne doit pas ajouter de distorsion au signal et doit
éliminer les interférences. En effet, suivant la distance séparant l’émetteur du récepteur, le
signal est plus ou moins atténué. C’est pourquoi il est nécessaire de l’amplifier [6].
Figure 6 : Chaîne de réception complète.
Comme on peut le voir sur cette figure, la chaine de réception se compose de plusieurs
composants, eux-mêmes caractérisés par un gain et un bruit interne : d’où l’importance de la
notion de bruit dans une chaine de réception.
2) Notion de bruit Le bruit correspond à une fluctuation aléatoire des tensions ou des courants dans un
circuit, créant alors un signal aléatoire se superposant au signal utile qui transporte
l’information. Les origines physiques du bruit dans un composant semi-conducteur sont liées
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aux mouvements des électrons et aux mécanismes de collision des porteurs ainsi qu’aux
interactions entre ces porteurs et le réseau cristallins.
Dès lors, plusieurs bruits ressortent des composants comme le bruit de diffusion, le
bruit de grenaille, le bruit d’excès et le bruit thermique [7].
a) Les différents bruits
Le bruit de diffusion :
Il est lié à la fluctuation de la vitesse des porteurs. On peut distinguer deux types de
bruit de diffusion : le bruit thermique et le bruit en excès.
Le bruit de grenaille :
Le bruit de grenaille (ou bruit de Scottky) est d’origine physique et se manifeste
essentiellement dans les composants où les porteurs sont peu nombreux et circulent à grande
vitesse, comme par exemple dans le cas d’une barrière de potentiel.
Le bruit en excès :
Ce bruit est un bruit basse fréquence dû à la fluctuation de la densité des porteurs liés
aux défauts de piégeages. On distingue 2 types de bruit en excès : le bruit dégénération-
recombinaison, ou bruit en 1/f², et le bruit de scintillation ou bruit en 1/f.
Le bruit thermique :
Il s’agit d’un bruit intrinsèque à l’amplificateur, que l’on retrouve au niveau des
résistances. Le bruit thermique est crée par l’agitation thermique des porteurs de charges, c’est
à dire les électrons dans une résistance électrique. Le bruit est exprimé à l’aide de la relation
de Nyquist :
Avec :
V²b est la variance de la tension aux bornes de la résistance
Kb constante de Boltzmann qui vaut 1,3806 x 10-23 J.K-1
R résistance en ohms
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Facteur de bruit NF (Noise Factor)
Ce paramètre définit la sensibilité d'un récepteur et est indépendant de tout signal
détecté. Il traduit la détérioration du rapport signal/bruit présent à l'entrée du récepteur en
tenant compte du bruit généré par les différents étages composant le récepteur. Cette
définition se traduit par l'expression suivante :
Ce rapport est toujours supérieur à 1 et est le plus souvent exprimé en dB, noté NF
dans ce cas là.
b) Facteur de bruit d'un amplificateur
Soient, pour l'étude d'un amplificateur, les notations suivantes [8] :
- Ne, Ns : les puissances de bruit totales disponibles respectivement en entrée et en
sortie de l'amplificateur.
- Se, Ss : les puissances des signaux respectivement à l'entrée et à la sortie de
l'amplificateur.
- g : le gain de l'amplificateur.
- NA : le bruit ajouté par l'amplificateur.
On obtient alors les relations suivantes :
D'où le facteur de bruit de l'amplificateur :
Si on note N = NA / g le bruit ajouté par l'amplificateur ramené à l'entrée, on obtient :
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Pour les amplificateurs opérationnels, les constructeurs fournissent généralement les
tensions et courants de bruit en entrée de l'amplificateur. La détermination du facteur de bruit
en fonction de ses éléments est fournie ci-après.
A partir des courants, de la tension de bruit et de la prise en compte du bruit thermique
généré par les résistances externes, on peut facilement calculer le bruit ajouté par
l'amplificateur et en déduire son facteur de bruit.
La modélisation du bruit pour les amplificateurs opérationnels est la suivante (figure 7)
Figure 7 : Modélisation du bruit pour un amplificateur opérationnel.
La densité de bruit équivalente en entrée du montage correspond donc à la somme des
densités de bruit. On définit donc :
Le bruit de la source étant défini comme le bruit inévitable est donné par la relation suivante :
c) Facteur de bruit d'une chaîne
Le facteur de bruit global d'une chaîne de n éléments placés en cascade est obtenu par
une méthode de calculs assez simple.
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Soit une suite d'étages d'amplificateurs, notés A1, A2, ...An ayant les caractéristiques
suivantes: Facteurs de bruit nf1, nf2, ...nfn et Gains en puissance g1, g2, ...gn.
Figure 8 : Répartition des gains et des facteurs de bruit dans une chaîne de réception.
Le facteur de bruit total, noté nf, vu de l'entrée est donné par la relation suivante :
Il s’agit de la formule Friis. Dans celle-ci, le facteur de bruit et le gain sont exprimés
de façon linéaire (et non en décibels).
On remarque que plus le gain des étages, situés entre l'entrée du système et l'entrée
d'un étage, sont élevés et moins le facteur de bruit de la chaîne sera fonction du facteur de
bruit de l'étage. On peut donc en déduire que le facteur de bruit total est essentiellement
déterminé par le facteur de bruit des premiers étages.
d) Mesure du facteur de bruit
Il existe, au moins, deux méthodes pour déterminer le facteur de bruit d'un récepteur.
La première consiste à comparer la puissance de bruit du récepteur à la puissance de
bruit générée par une diode à bruit.
La seconde est un peu moins immédiate. En effet, elle consiste à relever la puissance
de bruit dans une bande de 1 Hz avec un analyseur de spectre. Puis on en déduit la valeur du
facteur de bruit, grâce aux formules précédentes [8].
3) Paramètre S
Pour un quadripôle [9] on peut définir une matrice S :
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Figure 9 : Définition de la matrice S à partir d'un quadripôle.
Avec
a1 : signal d'entrée
a2 : signal réfléchi en sortie
b1 : signal réfléchi en entrée
b2 : signal de sortie
On définit le paramètre S :
Avec les équations suivantes:
b1=S11.a1+S12.a2
b2=S21.a1+S22.a2
En conséquence si a2 = 0, ce qui signifie que la sortie du quadripôle est adaptée, alors
S11 = b1/a1 est le coefficient de réflexion vu à l’entrée et S21 = b2/a1 est le coefficient de
transmission de l’entrée à la sortie.
De même, si a1 = 0, ce qui signifie que l’entrée du quadripôle est adaptée, alors S22 =
b2/a2 est le coefficient de réflexion vu à la sortie et S12 = b1/a2 est le coefficient de
transmission de la sortie vers l’entrée.
4) Les caractéristiques d’un LNA
De nombreux paramètres doivent être contrôlés dans un LNA, conformément à
l’antenne et au circuit le précédent :
La classification.
Le gain.
La consommation en régime continu (DC).
L’impédance d’entrée.
L’impédance de sortie.
La linéarité vis-à-vis du point de compression à 1dB.
La linéarité, vis-à-vis du point d’intermodulation d’ordre 3 IP3.
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a) Classification du LNA
Pour un LNA, il est essentiel de savoir la bande de fréquence dans laquelle on
travaille, c'est-à-dire la fréquence minimale et la fréquence maximale :
F1 : fréquence de basse coupure : dans notre application F1=1780MHz
F2 : fréquence de haute coupure : dans notre application F2=1860MHz
Il faut savoir que le rapport de F2/F1 définit la sélectivité de l’amplificateur.
b) Consommation en DC
Dans toute notre étude et notre choix de composant (bipolaire, Jfet, Mosfet), nous
allons tenir en compte de la consommation en courant de ce dernier en statique, car il faut
qu’elle soit la plus faible possible.
c) Gain de l’amplificateur
Le LNA sert à amplifier le signal, il est donc caractérisé par un gain. Ce n’est autre
que le rapport entre la puissance de sortie sur la puissance d’entrée de notre amplificateur. Le
gain permet d’optimiser la sensibilité au bruit dans la partie réception de l’antenne.
G=10 log ( / ) en dB
d) Impédance d’entrée et de sortie
Comme on a pu le voir dans la caractérisation d’une antenne, le LNA est en tête de
ligne de la chaîne de réception du signal, et on sait d’autre part que le LNA a pour rôle
d’atténuer le bruit au maximum. Ceci revient à minimiser au maximum les phénomènes de
réflexion à l’entrée et à la sortie du LNA. Il est donc essentiel d’adapter au maximum
l’impédance d’entrée et celle de la sortie, pour éviter toute perte de puissance au sein de notre
amplificateur faible bruit.
e) Linéarité du LNA
Souvent, on idéalise le LNA à un amplificateur parfait c'est-à-dire qu’on schématise
son gain comme constant quelque soit la puissance fournie à ce dernier. Cela n’est pas vrai
dans la pratique. Il existe bien un phénomène de saturation qui apparait à partir d’un certain
seuil. Pour modéliser sa linéarité on s’intéresse principalement à son point de compression à
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1dB (c'est-à-dire que le LNA engendre une perte de 1dB par rapport à la puissance fournie en
entrée) [10].
Figure 10 : Illustration du phénomène de non linéarité du LNA, grâce au point de compression à 1dB.
f) Le produit d’intermodulation d’ordre 3 IP3
On place en entrée d'un LNA un signal qui comporte 2 fréquences relativement
voisines. En sortie de notre amplification on observe alors des problèmes d’intermodulations,
c'est-à-dire la présence d’autres fréquences non désirables, appelées fréquences
d’intermodulation. En général, on retrouve sur la sortie 4 fréquences, f1, f2 évidement mais
aussi des fréquences supplémentaires telle que 2f1-f2 et 2f2-f1 pour une intermodulation
d’ordre 3.
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Figure 11 : Spectre fréquentiel de sortie d'un LNA à la suite d'une entrée comportant deux raies f1 et f2.
Le problème qui se pose est que si les fréquences f1 et f2 sont très proches, les
fréquences 2f1-f2 et 2f2-f1 sont évidemment proches aussi (voir figure 11). Ainsi, il sera
difficile de les éliminer, sans pour autant détériorer notre signal (ce qui n’est évidemment pas
recherché). On préférera les minimiser au maximum, ce qui dépend essentiellement de la
puissance en entrée.
L’IP3 est l’amplitude que doit avoir le signal d’entrée pour que les 2 fréquences du
système f1 (fréquence basse de coupure) et f2 (fréquence haute de coupure) aient la même
amplitude. Donc plus l’IP3 est grand et plus notre système se rapproche d’un système linéaire.
On détermine ce point grâce à la figure suivante (figure 12).
Figure 12 : Détermination du produit d'interception d'ordre 3 IP3.
5) Caractéristiques de quelques LNA existants
Afin d’avoir une idée des performances attendues en simulation, il est intéressant de pouvoir
connaître différentes caractéristiques de LNA existants. Au cours de nos recherches, nous avons
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remarqué que la plupart des LNA sont le plus souvent soit à base de transistors bipolaires, soit à
base de transistors GaAs FET.
LNA STB7003 de chez ST Electronics
Il s’agit d’un LNA tri-bande, spécialement conçu pour l’application GSM/DCS 1800, alimenté
sous une tension de 2.8V. Ses principales caractéristiques sont résumées dans le tableau suivant :
Figure 13 : Extrait de la datasheet du LNA STB7003 de chez ST Electronic pour la fréquence de travail du DCS 1800.
En termes de gain, caractérisé par la composante S21, on constate qu’il est relativement
constant sur la plage de fréquence de travail du DCS 1800, comme en atteste la figure 14 :
Figure 14 : Evolution du S21 du LNA STB7003 en fonction de la fréquence.
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Le LNA MAAM12032 de chez MA-COM :
Ce LNA est constitué d’un transistor GaAs FET. Les principales caractéristiques sont
résumées par les données numériques suivantes (figure 15):
Figure 15 : Extrait de la datasheet du MAAM12032 de chez MA-COM.
Le LNA MPS-1718A9-82 de chez MicroWave Technology :
Ce LNA est également à base de transistor GaAs Fet et est spécialement prévu pour
l’application DCS 1800. Les principales grandeurs sont données par le tableau suivant (figure
16) :
Figure 16 : Extrait de la datasheet du MPS-1718A9-82 de chez Micro Wave Technology.
Grâce à ces 3 produits existants, on peut se donner des valeurs de caractéristiques
attendues, notamment au niveau de la valeur du gain (S21) et du facteur de bruit. Ainsi, on doit
pouvoir s’attendre aux valeurs suivantes :
Un gain S21 compris entre 10 et 20 dB.
Un facteur de bruit NF proche de 2 dB.
OIP3 compris entre 30 et 40 dB.
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III. Simulation
1. Simulations DC
La simulation DC permet de déterminer où on va positionner le point de polarisation (Ic et
Vce) du transistor afin qu’il fonctionne en mode linéaire.
Suite aux simulations comparatives du rapport précédent (voir annexes) et à quelques
recherches complémentaires, nous avons fait le choix pour réaliser notre montage, d’utiliser un
transistor BJT : le AT41411. En effet, ce dernier possédait les meilleurs caractéristiques sur tous
les aspects importants pour notre montage (facteur de bruit, isolation, gain...).
Schéma de simulation Selon la datasheet de notre transistor : Vce_max = 12V, Icmax=50mA.
On va se servir de ces maximums pour notre plage de polarisation. On va donc tracer Ic en
fonction de Vce.
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Dans notre cas, 2 critères principaux vont nous permettre de choisir le point de fonctionnement : un faible NF (<2dB) et un gain élevé (>12dB). Il faudra veiller à garder une consommation acceptable (<100mW). On va simuler ces 2 critères en fonction de la tension Vce avec les paramètres S et à notre fréquence d’application.
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On retient que c’est la tension Vce (tension de collecteur-emmetteur) qui va jouer sur la valeur du facteur de bruit plutôt qu’une variation du courant de base. Au contraire, les 2 paramètres vont jouer sur le gain le gain S(2,1) du transistor.
Un LNA fonctionnant toujours dans une classe de consommation A ; c'est-à-dire autour de
20% de son courant maximum et à la moitié de sa plage de tension ; nous polariserons notre
montage sous Vce=8V et Ic=50mAx20%=10mA. Vu le β de 170; nous utiliserons donc Ib=60µA. Ce
point de fonctionnement, compromis entre un gain élevé et un facteur de bruit faible est confirmé
par la datasheet du composant.
Ainsi, on établit le circuit de polarisation pour le transistor comme suivant :
Ib augmente
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2. Simulations Ft et Fmax Tout transistor micro-onde a des fréquences critiques de fonctionnement qu’il faut connaître
pour bien appréhender son comportement en haute fréquence. La fréquence de transition fT est fréquence de coupure : c'est-à-dire, la fréquence à partir de laquelle le gain va chuter (pour notre transistor).
Avec des blocs S_parameter, MaxGain et MeasEqn du logiciel ADS, on obtient les résultats de simulation suivants :
3. Simulations paramètre S
Cette simulation permet de trouver le coefficient de réflexion à l’entrée (S11), le coefficient de réflexion à la sortie (S22), coefficient de transmission direct de l’entrée à la sortie (S21) et le coefficient de transmission inverse de la sortie vers l’entrée (S12).
Pour cela, il faut donc simuler les paramètres S en entrée et sortie du montage. A 1.8 GHz, on
obtient déjà un assez bon gain de S21=12.583 dB et une bonne isolation S12=-23.348dB bien que
l’entrée et la sortie du système ne soient pas adaptées. Cette observation est confirmé par le tracé
de l’abaque de Smith : plus les points sont proches du centre de l’abaque et meilleur l’adaptation est
(on aurait alors une impédance de 50 ohms).
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A l’aide de ces paramètres S, on peut calculer d’autres caractéristiques du montage : les
VSWR d’entrée (VSWR1) et de sortie (VSWR2).
Les valeurs élevées de ces derniers confirment le fait que le montage n’est pas adapté.
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4. Simulation de NF et de la stabilité du système
La fonction CalcNoise intégrée dans le bloc S-parameters et le bloc StabFact nous permettent
d’observer le facteur de bruit et la stabilité du système. D’ailleurs, le bloc Options est ajouté pour
établir la température ambiante de la simulation. La valeur par défaut de "Temp" est 25°C qui est
convenable pour les semi-conducteurs. Pourtant, pour analyser le NF précisément, la température
doit être mise à 16.85°C.
Avec un tel circuit de polarisation, on obtient NF=2.175dB que l’on va optimiser dans la suite. La
stabilité du système est déjà assurée puisque le facteur de Rollet est >1.
5. Optimisations du montage
5.1 Principe
Afin de faire des adaptations en entrée et en sortie, on y met une structure composée d’éléments inductifs et capacitifs (structure en T, en L, en π …). Puis le logiciel fait varier la valeur de ces composants pour une meilleure optimisation des caractéristiques. On cherche à minimiser les 2 paramètres S11 et S22 en assurant en même temps un NF le plus faible possible.
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5.2 Adaptation en entrée
On utilise une structure en T avec 2 inductances en série (Lserie1 et Lserie2) et une capacité
en parallèle (Cshunt).
La présence de Lserie1 est très importante car son influence sur le NF est non négligeable. La simulation suivante va montrer le rôle indispensable de Lserie1 dans notre circuit d’adaptation. On va fixer une valeur pour Lserie2 et faire varier Cshunt + Lserie1 en premier temps afin de choisir une valeur adéquate pour Lserie1.
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Les résultats de simulation nous confirment l’intérêt de Lserie1 : à Cshunt=2.5 pF et Lserie1=4 nH, on améliore le NF (1.797dB par rapport à 2.175 dB obtenu en 1.1.4) mais aussi l’adaptation en entrée S11= -25.632 dB
Ensuite, on fixe cette valeur de Lserie1 et fait varier Cshunt +Lserie2 pour obtenir une meilleure valeur de S11 :
On trouve finalement, sur la courbe de Cshunt = 2.5 nF, Lserie2 = 6.6 nH qui donne la
meilleure valeur de S11 (-32.841dB) et une valeur du NF plus petit (1.762dB)
5.3 Adaptation en sortie
En gardant le circuit d’adaptation en entrée, on insère à la sortie une structure en T suivant e:
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En fait, l’adaptation en sortie s’effectue de telle sorte qu’à la fois S22 et S11 soient les plus
faibles possible. Cependant en simulation, ce n’est pas le cas. En effet, ces 2 paramètres varient de
façon inverse : plus S22 diminue, plus S11 augmente. Avec plusieurs valeurs de C et L essayées en
simulation on constate qu’il ne serait pas possible d’obtenir les meilleures adaptations en entrée et
en sortie en même temps en assurant toujours un aussi faible NF (1.762dB)
Les meilleures valeurs de Cserie1, Cserie2 et Lshunt trouvées pour satisfaire aux adaptations
en entrée et sortie ainsi qu’à l’optimisation du NF sont Cserie1 = 0.28 pF, Cserie2 = 0.3 pF et Lshunt =
15.1 nH
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5.4 Montage final
Notre montage est finalement constitué du circuit de polarisation du transistor, des circuits
d’adaptation en entrée et en sortie
On retrouve dans ce qui suit toutes les caractéristiques importantes de notre LNA en application
DCS1800 : NF = 1.762 dB => faible bruit
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K = 1.021 et | |=0.544 => système inconditionnellement stable
S(2,1) = 15.69 dB => très bon gain
S(1,2) = -20.267 => bonne isolation S(1,1) = -12.102 dB et S(2,2) = -14.901 dB => assez bonne adaptation en entrée et en sortie
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VSWR_in = 1.66, VSWR_out = 1.439 => signaux en entrée et en sortie beaucoup moins dégradés par le bruit
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6. Simulation de la compression du gain à 1dB
La compression est un effet non linéaire due à la saturation. Dans la zone linéaire, lorsque la
puissance d'entrée augmente, celle de sortie augmente suivant le gain. A partir d'un certain niveau
d'entrée, la puissance de sortie devient plus faible que prévue. On spécifie le point de compression à
1 dB comme étant le point pour lequel la puissance de sortie est de 1dB inférieure à la puissance
théorique idéale.
Pour la simuler, on utilise le bloc HARMONIC BALANCE en ADS et on place en entrée un générateur de puissance avec une seule harmonique (P_1Tone). En sortie on place une charge d’impédance standard 50Ω.
Nous allons faire varier la puissance d’entrée et mesurer la puissance résultante en sortie. La
simulation se fera à une fréquence unique de 1.8 GHz correspondant à notre application.
On trouve qu’à Pin = -5.4 dBm commence la compression (ou distorsion) du gain à 1dB. La
conséquence sur notre système est que ce dernier doit être utilisé à une puissance d’entrée inférieur
à cette valeur ce qui correspond à 0.3mW. Un dépassement de cette valeur ne sera pas nuisible pour
le montage mais le gain ne sera pas optimal.
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7. Simulation du point IP3
Le point d'interception IP3 est une caractéristique définissant l'intermodulation. Au point
d'interception d'ordre trois, les produits d'intermodulation possèdent le même niveau que le
fondamental du signal de mesure. Plus ce point est éloigné de l’origine, plus le composant est
linéaire.
Pour le simuler, on remplace le PORT P_1Tone par P_nTone où n est le nombre de
fréquences du signal envoyé à l’entrée du LNA, dans ce cas n=2. On définit donc 2 fréquences
fondamentales de la façon suivante :
où RF = 1800 MHz et fspacing=1MHz
Pour obtenir les courbes de puissance du fondamental et de l’IM3, on a besoin de certaines
équations suivantes :
(1)
(2)
(3)
(4)
(5)
(6)
(7)
(8)
LNA-DCS1800 Page 36
1 : calcul de la partie réelle de la puissance apparente complexe à la sortie dont l’équation est
avec le conjugué de l'intensité complexe, tension complexe et la puissance
apparente complexe en valeur efficace (d’où la division par 2).
2 : Spectrum_W étant en watt, on y ajoute 30 pour le mettre en dBm
3 & 4 : calcul de la puissance de chaque fondamental f1 et f2
5 : la somme de ces deux puissances en dBm
6 & 7 : calcul de la puissance de IM3 : 2*f1-f2 et 2*f2-f1
8 : la somme de ces deux IM3 en dBm
Résultat de simulation : l’extrapolation de 2 courbes Pload_dBm et P3rdOrd_dBm nous
permet de déterminer le point d’interception IP3. On trouve IIP3 = 5dBm et OIP3 = 23.657 dBm
La valeur de l’OIP3 obtenue est assez élevée, celle-ci assure que notre LNA est peu sensible à
l’intermodulation d’ordre 3.
IP3
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V. Conclusion Le montage que nous avons conçu répond à toutes les exigences d’un LNA pour une application DCS1800. Voici un récapitulatif des caractéristiques de notre montage :
Caractéristique Conditions Valeur
Composant BJT, AT41411
Fréquence de fonctionnement TAMB = 25°C 1.700 MHz – 1900 MHz
Alimentation DC TAMB = 25°C 8V
Consommation TAMB = 25°C 80mW
Gain typique TAMB = 25°C, f = 1.8 GHz 15.7dB
Noise Figure (NF) TAMB = 25°C, f = 1.8 GHz 1.76dB
Point de compression à 1dB TAMB = 25°C, f = 1.8 GHz -5.4dBm
OIP3 typique TAMB = 25°C, f = 1.8 GHz 20dBm
VSWR Out TAMB = 25°C, f = 1.8 GHz 1.44 :1
VSWR In TAMB = 25°C, f = 1.8 GHz 1.66 :1
Sa réalisation nous a permis d’étudier plus en détails les différents concepts liés à la réalisation d’une antenne ainsi que les difficultés et les compromis nécessaires aux différentes étapes de la conception. Pour mener à bien cette étude, nous avons également découvert et appris à utiliser les fonctionnalités du logiciel de simulation ADS.
LNA-DCS1800 Page 38
Bibliographie
[1] Wikipedia
http://fr.wikipedia.org/wiki/Global_System_for_Mobile_Communications
[2] Pierre Brisson, Université de Montréal
www.iro.umontreal.ca/~kropf/ift-6052/notes/gsm.pdf
[3] Willy Pirard, Institut Scientifique de Service Public
http://www.issep.be/files/files/Fonctionnement%20des%20reseaux%20GSM1%20Octobre%2
02003.pdf
[4] Technologies of Information and Telecommunications
Thèse « Antennes Larges Bandes destinées aux normes GSM »
[5] Jean Philippe Muller
[6] Wikipedia
http://fr.wikipedia.org/wiki/Amplificateur_faible_bruit
[7] Wikipedia
http://fr.wikipedia.org/wiki/Amplificateur_faible_bruit
[8] Site perso d’électronique et télécommunication
http://f5zv.pagesperso-orange.fr/RADIO/RM/RM04/RM04c04.html
[9] Institut National d’électronique du sud
http://www.ies.univ-montp2.fr/equipes/GEHF/spip.php?article91
[10] Florent Portelatine, site perso d’électronique et télécommunication
http://portelatine.chez-alice.fr/electronique/hf/mesures.html
Guide de design de LNA : http://www.qsl.net/va3iul/LNA%20design.pdf
Cours de 4ème
année Génie Electrique à l’INSA Lyon
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Annexe 1 : Simulations comparatives de divers transistors (extraits du rapport n°1)
A. Etudes de transistors
I. Transistor bipolaire BJT
1. Etude Statique
On peut tracer la caractéristique Ic (VCE), à laquelle on va superposer la droite de charge statique en
se plaçant dans la zone de fonctionnement linéaire du transistor :
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On peut également tracer le gain statique
:
2. Etude dynamique
Pour faire cette étude, il suffit de faire varier légèrement les grandeurs électriques d’entrée. Les
petites variations du courant Ic en fonction du courant Ib donne le β dynamique :
On trouve une valeur β_dyn=99 pour un VCE de 2V.
3. Paramètres S
Pour étudier les paramètres S du transistor, on utilise le schéma suivant :
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On remarque que la polarisation du transistor se fait avec un courant de base Ibb=200 et un VCE=6V.
On obtient alors les résultats suivants :
Pour notre application DCS-1800 dont la fréquence de travail se situe aux alentours de 1.8 GHZ, nous
obtenons des résultats assez satisfaisants. En effet, le coefficient de réflexion à l’entrée S11 est
plutôt faible (-15 dB). Le gain (S21) est assez élevé puisqu’il est de 12 dB. Quant au coefficient S12, il
est vraiment faible dans la fréquence de travail. Il n’y a que le S22 qui nécessiterait une adaptation en
sortie, afin d’avoir une valeur plus faible de ce coefficient.
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La représentation de Smith souligne encore ce problème. Mais elle permet de voir l’effet capacitif
due au transistor au niveau de S22. Ainsi il faudra rajouter un effet selfique pour le compenser.
L’étude en paramètre S permet également de connaitre la fréquence max (fmax) et la fréquence de
transition (fT).
La fréquence fT se détermine en traçant le gain en courant H21 en fonction de la fréquence
et en relevant la valeur de la fréquence pour laquelle |H21|=0 dB :
On trouve fT=16 Ghz >> fréquence d’utilisation, donc il n’y aura pas de problèmes.
La fréquence fmax se détermine en traçant le gain unilatéral U en fonction de la fréquence et
en relevant la valeur de la fréquence pour laquelle |U|=0 dB :
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Là encore, on remarque que la fréquence fmax >> fréquence d’utilisation et par conséquent on
n’aura pas de problèmes pour cela.
Facteur de Rollet :
Pour notre fréquence de travail, on a : |Delta|<1 et |K|>1, le transistor est donc
inconditionnellement instable.
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4. Adaptation
Pour adapter au mieux le transistor, il faut s’arranger pour que les facteurs S11, S22 et S12 soient les
plus faibles possibles. Pour ce faire on va adapter l’entrée et la sortie du transistor en plaçant des
filtres dits en « T » constitués de 2 condensateurs et de 2 inductances, dont on fait varier les valeurs
pour la fréquence de travail. Le schéma utilisé est le suivant :
Finalement en jouant sur les valeurs du filtre, on obtient des bons résultats :
Pour les 3 paramètres S11,S12 et S22, on a presque une impédance purement réelle.
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2 4 6 8 10 12 14 16 180 20
0.0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
0.6
-0.1
0.7
Vds
Id.i
7.8790.364
m1
Readout
m2
13.1311.023E-20
m3dro
ite
m1indep(m1)=plot_vs(Id.i, Vds)=0.364Vgs=10.000000
7.879m2indep(m2)=plot_vs(Id.i, Vds)=1.034E-20Vgs=3.684211
19.798
m3indep(m3)=plot_vs(Id.i, Vds)=0.202Vgs=7.368421
13.131
II. Transistor MOS Schéma global pour toutes nos études sur ce transistor :
1. Etude Statique
Droite de charge statique du MOSFET : Id=f(Vds) pour différents Vgs fixé. M3 correspond au point de
polarisation choisit : Vds=13,3 V et Vgs= 7,4 V
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2. Paramètres S
Evolution des paramètres S en fonction de la fréquence. Pour l’application à 1,8 GHz, les paramètres
sont acceptables (S11 et S22 <0 et S21>1) mais très moyens.
Gain H21 en fonction de la fréquence. La fréquence de transition se situe pile à notre fréquence
d’utilisation donc il va falloir prendre un autre transistor pour notre application.
Gain de Mason en fonction de la fréquence. Ce graphe nous permet de déterminer la fréquence
maximum d’oscillation : ici 5,6 GHz.
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Abaque de Smith pour les paramètres S11 et S22. Pour notre fréquence d’utilisation, le quadripôle
associé au transistor n’est pas du tout adapté car les coefficients S22 et S11 se situent trop loin du
centre de l’abaque (adaptation).
Facteur de Rollet :
Pour notre fréquence de travail, on a : |K|>1, le transistor est donc inconditionnellement instable.
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III. Le JFET
1. Etude Statique
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2. Paramètres S
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Evolution des paramètres S en fonction de la fréquence : pour l’application à 1,8 GHz, les paramètres
S11 et S22 sont négatifs mais élevés => adaptations nécessaires en entrée et en sortie ; On a obtenu
une bonne valeur de S12 (<27,5dB à 1,8GHz) alors que S21 > 2 dB à 1,8GHz mais encore très
modeste.
Gain H21 et Gain de Mason en fonction de la fréquence. La fréquence maximum d’oscillation est
suffisamment grande alors que la fréquence de transition se situe inférieure à notre fréquence
d’utilisation donc il va falloir prendre un autre modèle de JFET ou nous orienter vers un autre type de
transistor pour notre application.
B. Conclusion Avec les résultats des transistors choisis, le transistor bipolaire est le plus adapté à la fréquence de notre application DCS-1800. Au vu des paramètres testés (Paramètres S, fmax, ft, Gain, facteur de Rollet), le modèle du transistor bipolaire est plus performant que les 2 autres modèles. Une étude plus complète (détermination IP3, adaptation entrées/SOTIES, puissances de sortie et d'entrée...) devrait nous permettre de confirmer ce choix ou de nous orienter vers un autre modèle.
