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Haute Ecole d’Ingénierie et de Gestion du canton du Vaud SYSTEMES ELECTRONIQUES I PREMIERE PARTIE Marc Correvon

SYSTEMES ELECTRONIQUES I - cours, examens

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Systèmes électroniques I (complet)Haute Ecole d’Ingénierie et de Gestion du canton du Vaud
SYSTEMES ELECTRONIQUES I PREMIERE PARTIE
Marc Correvon
SYSTÈMES ÉLECTRONIQUES I , 1ÈRE PARTIE
T A B L E D E S M A T I E R E S
PAGE
1. INTRODUCTION...........................................................................................................................................1-1
2.4 RÉFÉRENCE DE TENSION EN TECHNOLOGIE XFET................................................................................2-15 2.4.1 Généralités......................................................................................................................... 2-15 2.4.2 Principe .............................................................................................................................. 2-15
2.6 ETUDE DE LA RÉFÉRENCE DE TENSION REF02.....................................................................................2-20 2.6.1 Description du circuit .......................................................................................................... 2-20 2.6.2 Exemple de dimensionnement ........................................................................................... 2-21
3.1 INTRODUCTION......................................................................................................................................3-1 3.1.1 Fonctionnement standard..................................................................................................... 3-1 3.1.2 Fonctionnement en mode LDO ............................................................................................ 3-1 3.1.3 Boucle de réglage et stabilité ............................................................................................... 3-2 3.1.4 Importance de la référence de tension ................................................................................. 3-2
3.3 STABILITÉ DES RÉGULATEUR LDO .......................................................................................................3-12 3.3.1 Introduction ........................................................................................................................ 3-12 3.3.2 Modèle simplifié par accroissement des composants du régulateur LDO .......................... 3-12 3.3.3 Modèle petits signaux du régulateur LDO .......................................................................... 3-13 3.3.4 Etude de la fonction de transfert en boucle ouverte. .......................................................... 3-14 3.3.5 Paramètres des régulateurs LDO....................................................................................... 3-17
3.4 LIMITATION DU COURANT DE SORTIE.....................................................................................................3-19 3.4.1 Généralités......................................................................................................................... 3-19 3.4.2 Caractéristique rectangulaire de la limitation de courant.................................................... 3-19 3.4.3 Caractéristique réentrante (foldback) de la limitation de courant........................................ 3-22
4.1 INTRODUCTION......................................................................................................................................4-1 4.1.1 Généralités........................................................................................................................... 4-1 4.1.2 Définition des sources et des récepteurs ............................................................................. 4-2 4.1.3 Semiconducteurs disponibles comme fonction interrupteur. ................................................ 4-3
4.5 ALIMENTATION DE TYPE PARALLÈLE OU ÉLÉVATRICE DE TENSION...........................................................4-15 4.5.1 Conduction continue........................................................................................................... 4-15 4.5.2 Ondulation du courant iL et de la tension uC. Choix de L et de C ....................................... 4-18 4.5.3 Ondulation de la tension uC. Choix de C ............................................................................ 4-18 4.5.4 Frontière entre le mode continu et intermittent ................................................................... 4-19 4.5.5 Conduction intermittente .................................................................................................... 4-20 4.5.6 Caractéristique statique avec tension sortie constante ...................................................... 4-21 4.5.7 Diagramme structurel ......................................................................................................... 4-23
4.6 ALIMENTATION À DÉCOUPAGE NON RÉVERSIBLE A LIAISON INDIRECTE....................................................4-24 4.6.1 Généralités......................................................................................................................... 4-24 4.6.2 Hacheur à stockage inductif ............................................................................................... 4-24 4.6.3 Conduction continue........................................................................................................... 4-25 4.6.4 Ondulation du courant iL et de la tension uC. Choix de L et de C ....................................... 4-28 4.6.5 Frontière entre le mode continu et intermittent ................................................................... 4-29 4.6.6 Conduction intermittente .................................................................................................... 4-29 4.6.7 Caractéristique statique avec tension de sortie constante ................................................. 4-31
4.6.8 Diagramme structurel ......................................................................................................... 4-33
5.1 INTRODUCTION......................................................................................................................................5-1 5.1.1 Relations de base................................................................................................................. 5-1 5.1.2 Circuits magnétiques............................................................................................................ 5-6
6.1 CONVERTISSEUR À STOCKAGE INDUCTIF AVEC ISOLATION GALVANIQUE ...................................................6-1 6.1.1 Montage FLYBACK.............................................................................................................. 6-1 6.1.2 Conduction continue............................................................................................................. 6-3 6.1.3 Limite de la conduction continue .......................................................................................... 6-2 6.1.4 Fonctionnement en conduction intermittente........................................................................ 6-3 6.1.5 Considération sur le transfert d’énergie................................................................................ 6-4 6.1.6 Dimensionnement du transformateur d’un montage Flyback ............................................... 6-6
6.4 ÉVALUATION ET DIMENSIONNEMENT DES CONVERTISSEURS DC-DC .....................................................6-19 6.4.1 Généralités......................................................................................................................... 6-19 6.4.2 Stress et taux d’utilisation des semiconducteurs (transistor) .............................................. 6-19
7.1 INTRODUCTION......................................................................................................................................7-1 7.2 LES CONDENSATEURS...........................................................................................................................7-1
7.3 LES MATERIAUX MAGNETIQUES ..............................................................................................................7-6 7.3.1 Les matériaux....................................................................................................................... 7-6 7.3.2 Grandeurs caractéristiques des matériaux magnétiques ..................................................... 7-6 7.3.3 Les matériaux magnétiques et les corps de bobines............................................................ 7-7 7.3.4 Dimensionnement d’une inductance .................................................................................. 7-13 7.3.5 Dimensionnement d’un transformateur .............................................................................. 7-14
7.4 LES SEMICONDUCTEURS DE PUISSANCE ...............................................................................................7-21 7.4.1 Les MOFSET ..................................................................................................................... 7-21
Volume VIII : Electronique Auteurs : J.D. Chatelain et R.Dessoulavy ISBN : 2-604-00010-5
[2] CIRCUIT ET SYSTEMES ELECTRONIQUES ELECTRONIQUE III, PARTIE I Auteur : M. Declercq
[3] THE ART OF ELECTONICS Auteurs : P. Horowitz, W. Hill ISBN : 0-521-37095-7
[4] Linear and Switching Voltage Regulator Fundamentals National Semiconductor Chester Simpson Member of Technical Staff Power Management Applications
[5] Fundamental Theory PMOS Low Dropout Voltage regulator Application report SLVA068
[6] AN-18 (PMI) Thermometer application of the REF02
[7] Technical review of Low Dropout Voltage Regulator Operation and performance Application Report SLVA072
[8] Understanding the Terms and Definitions of LDO Voltage Regulators Application Reports Texas Instruments, Incorporated SLVA079
[9] Digital Designer's Guide to Linear Voltage Regulators & Thermal Mgmt Application Report SLVA118
[10] Advantages of using PMOS-type low-dropout linear regulators in battery applications Analog applications, power management SLYT161
[11] LES CONVERTISSEURS DE L'ÉLECTRONIQUE DE PUISSANCE
Volume 3 : La conversion continue – continue (2ème édition) Auteurs : Robert Bausière, Francis Labrique, Guy Seguier Chapitre 3 ISBN : 2-7430-0139-9
[12] POWER ELECTRONICS Converters, Applications and Design Auteurs : Ned Mohan, Tore M. Undeland, William P. Robbins Chapitre 5 ISBN : 0-471-50537-4
[13] FUNDAMENTALS OF POWER ELECTRONICS Auteur : Robert W.Erickson Chapitre 2 & 5 ISBN : 0-412-08541-0
CHAPITRE 1 : INTRODUCTION Page 1-1
SYSTÈMES ÉLECTRONIQUES I , 1ÈRE PARTIE
1. Introduction
1.1 BUT Le cours « Systèmes Electroniques I » est une description des fonctions élémentaires de l’électronique industrielle. En effet, pour pouvoir réaliser un système électronique sur la base d’un cahier des charges, il est nécessaire de bien maîtriser l’ensemble des fonctions constituant le système. Il faut non seulement avoir de bonnes connaissances en électronique mais également de l’ensemble du problème à résoudre. Par exemple pour une commande de moteur, il faut être capable de dimensionner les composants en fonction de la puissance à fournir, du niveau de tension, de courant et pour finir des contraintes d’environnement (température, vibrations, humidité, …). Les progrès technologiques des circuits intégrés et des semiconducteurs de puissance permettent de réduire toujours plus l’encombrement de l’électronique, les contraintes thermiques et la tenue des diélectriques étant le dernier obstacle à la miniaturisation. Le concepteur de cartes électroniques doit avoir une très bonne connaissance des composants disponibles, il est donc important qu’il sache, de manière efficace, ou chercher l’information sur les plus récents développements et produits des fabricants.
1.2 FILS CONDUCTEURS ET CHAPITRES DU COURS Toutes cartes électroniques possèdent aux moins une alimentation sous la forme d’un régulateur de tension ou d’un convertisseur DC/DC. L’asservissement de ces composants nécessite l’utilisation de références de tension. Pour les composants travaillant en commutation, la commande des commutateurs électroniques (semiconducteurs) est un point important à comprendre et à maitriser. Selon les contraintes, il peut s’avérer nécessaire de réaliser une séparation galvanique entre divers fonctions. Dans ce cas, les signaux analogiques et logiques devront être découplés de manières optoélectronique, capacitive ou inductive. Pour les alimentations avec séparation galvanique, l’utilisation d’un transformateur est nécessaire. La pratique montre que la compréhension du transformateur et son dimensionnement sont en général mal connus et mal maîtrisés. Afin de répondre au mieux aux divers points soulevés ci-dessus, les chapitres du cours sont organisés selon la logique décrite ci-dessous. Le chapitre 2 – Références de tension est une description du design permettant la réalisation d’une référence de tension en tenant compte de sa sensibilité à la température. Le chapitre 3 – Régulateurs de tension donne un aperçu des composants réalisant un asservissement de la tension d’alimentation et des limites thermiques liées à la structure même de ces composants. Le chapitre 4 – Alimentations à découpage à inductance simple donne les bases théoriques du fonctionnement des convertisseurs DC/DC sans séparation galvanique.
CHAPITRE 1 : INTRODUCTION Page 1-2
SYSTÈMES ÉLECTRONIQUES I , 1ÈRE PARTIE
Convertisseurs DC/DC Régulateurs linéaires
Carte(s) électronique(s)
Tensions et courants d’entrée et de sortie Séparation galvanique Type de convertisseur Contraintes thermiques Protection ...
Référence de tension
Entrée
Standard ou planar Type de matériau Taille du circuit magnétique Nombre de spires ...
Tensions et courants d’entrée et de sortie Précision de la tension de sortie Contraintes thermiques Protection Stabilité ... Découplage des signaux
Driver de gate
Type Courant impulsionnel de sortie Alimentation uni/bi-polaire Tenue en tension Protection ...
Type de découplage Vitesse Tenue en tension Protection ...
Figure 1-1 : Structure de l’alimentation d’une carte électronique
CHAPITRE 1 : INTRODUCTION Page 1-3
SYSTÈMES ÉLECTRONIQUES I , 1ÈRE PARTIE
Le chapitre 5 – Transformateurs à impulsions donne les bases nécessaires à la réalisation non seulement des transformateurs utilisés pour les convertisseurs DC/DC avec séparation galvanique mais aussi pour la transmission découplée de signaux analogiques ou logiques. Puis dans la logique du déroulement du cours. Le chapitre 6 – Alimentations à découpage à transformateur est une description non exhaustive des convertisseurs DC/DC avec séparation galvanique. Le chapitre 7 – Composants des alimentations à découpage concerne le dimensionnements d’une inductance ou d’un transformateur pour les alimentations à découpage. Il donne également une brève description des divers composants passifs utilisables pour ce type d’application. Le chapitre 8 – Commande des éléments de commutation est une description des topologies les plus courantes pour réaliser des commandes pour MOSFET et IGBT en tenant compte des contraintes de l’application.
1.3 CONSIDÉRATIONS TECHNOLOGIQUES
1.3.1 Généralités L’électronique peut être soumise à des contraintes sévères. Chaque composant doit être choisi de manière optimale au niveau de ces caractéristiques, de son boitier, de sa disponibilité et de son coût. L’ensemble de ces exigences n’est pas simple à maitriser. Cette section donne description succincte des contraintes auxquelles il faut faire face. Dans le cadre de ce cours, les composants suivants seront abordés.
− Amplificateurs opérationnels. − Références de tension et de courant. − Régulateurs linéaires (LDO) − Circuits dédicacés aux abaisseurs (step-down) et aux élévateurs de tension (step-up) − Circuits dédicacés aux alimentations Flyback, Forward, push-pull − Driver de gate − Circuits magnétiques. − Semiconducteurs dédiés à la commutation, MOSFET, IGBT, Diode
Chacun de ces composants doit répondre à des exigences dépendant de l’application. Les références de tension doivent fournir des tensions indépendantes de la tension alimentation et de la température. Les régulateurs de tension et les convertisseurs DC/DC doivent être stables (asservissement de tension) sous certaines conditions bien maitrisée, ils doivent être protégés contre les courts-circuits et contre les surcharges thermiques. Les transformateurs doivent travailler dans leur zone linéaire, la saturation du circuit magnétique ne doit jamais se produire Enfin la commande des semiconducteurs de puissance (driver de gate) doit être réalisée de manière à optimiser le nombre et le coût des composants.
CHAPITRE 1 : INTRODUCTION Page 1-4
SYSTÈMES ÉLECTRONIQUES I , 1ÈRE PARTIE
1.4 NOTES D’APPLICATIONS Le cours a pour but de vous faire découvrir la théorie qui se cache derrière chaque fonction constituant un système électronique. Des notes d’applications, basées sur des exemples concrets sont aussi à disposition pour illustrer le cours par des aspects plus pratique.
1.5 AVERTISSEMENT Ce cours se base sur les cours suivants : ENA : Electronique analogique SES : Signaux et systèmes
CHAPITRE 2 : RÉFÉRENCES DE TENSION Page 2-1
SYSTÈMES ÉLECTRONIQUES I , 1ÈRE PARTIE
2. Références de tension.
2.1 INTRODUCTION
2.1.1 Généralité La majorité des références de tension modernes sont construites selon trois principes différents. Les caractéristiques principales d’une référence de tension sont la précision absolue de la tension, la dérive en température, le niveau de bruit, la consommation et la stabilité au vieillissement.
2.1.2 Référence de tension de type « bandgap » La référence de tension de type bandgap est basée sur l’exploitation des caractéristiques de la tension thermodynamique VT. La Figure 2-1 donne le schéma de principe de ce type de référence
Figure 2-1 : Architecture des références de tension « Bandgap »
2.1.3 Référence de tension de type « diode Zener enterrée » La référence tension de type « diode Zener enterrée » est basée sur l’utilisation de Zener enterrée (buried Zener diode) dans le but de minimiser le bruit, la dérive thermique et d’améliorer la stabilité dans le temps. La Figure 2-2 illustre le principe de base de ce type de référence de tension
CHAPITRE 2 : RÉFÉRENCES DE TENSION Page 2-2
SYSTÈMES ÉLECTRONIQUES I , 1ÈRE PARTIE
Figure 2-2 : Architecture des références de tension « Zener enterrée »
2.1.3.1 Référence de tension de type « XFET » La référence tension de type XFET est basée sur l’utilisation de la tension de pincement des transistors à effet de champ (XFET : eXtra implanted FET). La Figure 2-3 met en évidence la structure de base d’une référence de tension de type XFET.
Figure 2-3 : Architecture des références de tension « XFET »
CHAPITRE 2 : RÉFÉRENCES DE TENSION Page 2-3
SYSTÈMES ÉLECTRONIQUES I , 1ÈRE PARTIE
2.2 RÉFÉRENCE DE TENSION ISSUE D’UNE DIODE ZENER
2.2.1 Généralités Une diode Zener présente, dans le sens passant, des caractéristiques identiques à celles d’une diode normale. Par contre dans le sens inverse, un courant peut circuler si la tension appliquée aux bornes de l’élément semiconducteur est suffisamment élevée. La tension inverse permettant la conduction brusque de la diode est appelée tension Zener. Pour obtenir une tension Zener, il faut fortement doper la jonction p-n de la diode de manière à permettre un passage « facile » des électrons de la bande de valence de la zone dopée p à la bande de conduction de la zone dopée n. Les porteurs de charges (des éléments de dopage) ainsi libérés sont assez nombreux pour que le courant augmente brutalement et pour que la tension aux bornes de la diode ne varie pratiquement pas. Cet effet, appelé « effet Zener » a été découvert par un physicien américain du nom de Clarence Melvin Zener. Pour d’autres diodes Zener, il est possible que sous l’action du champ électrique interne, les porteurs de charges minoritaires (du silicium) de la zone isolante acquièrent une énergie telle qu’il puisse y avoir ionisation par choc, provoquant un effet d’avalanche, le courant croît extrêmement vite. La tension aux bornes de la diode ne varie pratiquement pas non plus. C’est ce qui est appelé effet d’avalanche. La Figure 2-4 montre clairement que le courant croit plus vite pour l’effet avalanche. En réalité ces deux effets sont présents dans une diode Zener. Pour une diode Zener au silicium, jusqu’à 5.1V, c’est l’effet Zener qui est qui est prédominant. Ces diodes présentent une tension Zener avec une dérive en température négative. Au dessus de 5.1V, c’est l’effet avalanche qui devient le plus important et du même coup la tension Zener présente un dérive en température positive
0 1 2 V [V]
109876543
z
0
10
20
30
40
50
Effet Zener
Figure 2-4 : Caractéristique de diodes Zener pour un courant de polarisation constant de 5mA
L’effet de la température sur la tension Zener peut être annulé, ou fortement diminué, en ajoutant une diode en série (dérive en température de -2.28mV/°C @ T=27°C) dans le sens passant. On parle alors de diode Zener compensée en température. Dans ce cas la tension Zener est de 6.2V au lieu des 5.1V (correspondant au coefficient de température le plus faible).
CHAPITRE 2 : RÉFÉRENCES DE TENSION Page 2-4
SYSTÈMES ÉLECTRONIQUES I , 1ÈRE PARTIE
ΔV [V]z 0.8
Tj [°C] 0 20 40 60 80 100 120 140
25V 15V
5.6V
5.1V
4.7V3.6V
Figure 2-5 : Dérive de la tension Zener en fonction de la température.
2.2.2 Diode Zener enterrée (buried Zener) La diode Zener est un élément abondamment utilisé dans les applications non critiques. Les designers de circuits intégrés utilisent les jonctions Base – Emetteur des transistors NPN, polarisées en inverse, comme diode Zener de référence. L’effet Zener apparait à la surface de la puce, là où les effets de contamination et les charges d’oxyde sont les plus importantes. Ces jonction sont bruyantes et souffrent de dérives en température et dans le temps qui ne sont pas prédictibles. Les diodes Zener enterrées placent la jonction en dessous de la surface du silicium, loin des effets de contamination et d’oxydation. Le résultat est une diode Zener avec une grande stabilité dans le temps, un faible bruit et une bonne précision initiale. La Figure 2-6 montre le début de la fabrication d’une diode Zener enterrée. Une région enterrée dopée n+ est située sous la structure Zener afin de la protéger des prochaines diffusions de contact avec le substrat. Après croissance de la couche épitaxiale n-, une diffusion p+ est répandue par une petite ouverture au centre de la structure Zener. En même temps, la diffusion p+ est répandue à la périphérie pour former un caisson isolé contenant la structure Zener entière.
OUVERTURE DE L’OXIDE POUR DIFFUSION p ISO
p – SUBSTRAT
n + BURIED LAYER
+
Figure 2-6 : Structure initiale lors de la fabrication d’une diode Zener enterrée
La diffusion p+ centrale est protégée d’un contact avec le substrat p- par la couche enterrée n+, alors qu’on permet aux diffusions latérales p+ d’atteindre le substrat et de former un caisson d’isolement.
CHAPITRE 2 : RÉFÉRENCES DE TENSION Page 2-5
SYSTÈMES ÉLECTRONIQUES I , 1ÈRE PARTIE
Il est important de noter que la concentration la plus élevée p+ se produit directement sous l’ouverture du masque et que la concentration de dopant est la plus faible aux franges d’une diffusion. Les dernières étapes incluent une diffusion de base p- et une diffusion d’émetteur n+, situées au centre de la structure Zener (voir la Figure 2-7). L’émetteur n+ devient la cathode, tandis que l’isolement combiné et la diffusion de base p- sert d’anode. La jonction fortement dopée se trouve au fond de la cathode, là où l’émetteur n+ et la diffusion p+ présentent les concentrations les plus riches. Les concentrations latérales, plus légères ont comme conséquence une tension Zener plus élevée et par conséquent ces zones ne sont pas actives. Le résultat est une tension Zener extrêmement stable de très faible bruit et insensible aux effets extérieurs de contamination ou d’oxydation.
p – SUBSTRAT
n + EMETTEUR
Figure 2-7 : Structure d’une diode Zener enterrée
2.2.2.1 Exemple d’une référence de tension basée sur une diode Zener Une diode Zener est polarisée par une source de courant. Un diviseur résistif permet d’extraire une fraction de la tension Zener. Un amplificateur de tension à gain positif permet d’une part de présenter une haute impédance du côté du diviseur de tension résistif et d’autre part de fournir une source de tension de référence avec une faible impédance de sortie. Pour avoir une faible dérive en température, la diode Zener, de 6.2V, est compensée en température (ajout d’une diode série).
Figure 2-8 : Structure de base d’une référence de tension de type « buried Zener »
CHAPITRE 2 : RÉFÉRENCES DE TENSION Page 2-6
SYSTÈMES ÉLECTRONIQUES I , 1ÈRE PARTIE
Zout V R R
2 1 2.1
2.2.3 Références de tension intégrée Pour obtenir des références de tension précises, il existe des circuits intégrés dans lesquels on trouve une diode Zener compensée en température, alimentée par une source de courant. Pour des performances accrues, cette diode Zener est enterrée afin de la protéger des impuretés, des contraintes mécaniques et des imperfections de surface qui contribuent à accroître le bruit et à dégrader la stabilité à long terme. Si les performances globales (précision, bruit, coefficient de température, stabilité à long terme) sont suffisamment bonnes pour autoriser leur emploi dans les systèmes à haute résolution, elles sont plus coûteuses que les références de type bandgap. De plus, elles sont peu adaptées aux systèmes basse tension, ce qui prend à contresens la tendance générale des systèmes électroniques embarqués. Cela tient au fait que les meilleurs résultats en stabilité dans le temps et en température sont obtenus avec des Zener de 6.2V, qu’il est nécessaire d’alimenter à partir d’une source de tension d’au moins 1.5V à 2V supérieure. La tension de 6.2V est ensuite rapportée à une valeur plus faible par le biais d’un réseau résistif, puis est ajustée à la valeur souhaitée par l’intermédiaire d’un amplificateur opérationnel, qui fait par ailleurs office d’adaptation d’impédance. Des réseaux plus ou moins complexes sont chargés de compenser la variation non linéaire de la tension de sortie en fonction de la température. Ainsi, dans ses différentes séries VRE à diode Zener, Thaler fait usage d’un réseau de compensation non linéaire du troisième ordre formé de thermistances et de résistances ajustées au laser. Avec les références à diode Zener enterrée, les caractéristiques suivantes peuvent être atteintes :
− précision comprise entre ±0.01 et ±0.04%, − dérive en température de 1 à 10 ppm/°C (dans la gamme commerciale 0 à + 70°C), − dérive sur le long terme entre 6 et 20ppm/1000hrs.
Figure 2-9 : Zener avec réseau de compensation
CHAPITRE 2 : RÉFÉRENCES DE TENSION Page 2-7
SYSTÈMES ÉLECTRONIQUES I , 1ÈRE PARTIE
2.3 RÉFÉRENCE DE TENSION PAR EXPLOITATION DE LA BANDE INTERDITE
2.3.1 Généralités L’utilisation dans les circuits intégrés de sources de tension de référence, stables en température, est capitale. Il existe des circuits de tension de référence appelés « bandgap » très stables vis-à-vis des variations de la température.
2.3.2 Principe Le principe d’une référence de tension bandgap est de compenser le coefficient de température négatif d’une jonction pn par le coefficient de température positif de la tension thermodynamique donnée par la relation
q kTVT = 2.2
avec :
− k = 1.3806503⋅10-23 J/K : constante de Boltzmann (8.62 10-5 eV/K) − T : température exprimée en degrés Kelvin − q = 1.602177⋅10-19 C : charge élémentaire
Le schéma synoptique d’un tel circuit est donné en Figure 2-10. Le but est d’obtenir une tension de référence avec une stabilité en température de l’ordre de 10ppm/°C. Dans ce cas la dérive en température de VBE doit être connue de manière plus précise que simplement ∂VBE/∂T =-2mV/°C.
q kTVT = K
Figure 2-10 : Schéma synoptique d’une référence de tension « bandgap »
CHAPITRE 2 : RÉFÉRENCES DE TENSION Page 2-8
SYSTÈMES ÉLECTRONIQUES I , 1ÈRE PARTIE
2.3.2.1 Détermination de la dérive en température La densité de courant de collecteur JC est définie comme
T
avec :
− JC=I/AE : densité de courant de collecteur, − Dn : constante moyenne de diffusion pour les électrons, − WB : largeur de la base, − VBE : tension Base – Emetteur, − Aipo Nnn /2= : concentration d’électron à l’équilibre dans la Base,
− T
G
= : concentration intrinsèque de porteurs, − D : constante indépendante de la température, − VG0=1.205V : tension « bandgap » pour le silicium, − NA : concentration en dopage d’accepteur.
)(3 0 0
)(
= γ 2.5
)(
C γ 2.7
De la relation précédente, il est possible d’exprimer la tension Base – Emetteur en fonction de la température.
CHAPITRE 2 : RÉFÉRENCES DE TENSION Page 2-9
SYSTÈMES ÉLECTRONIQUES I , 1ÈRE PARTIE





+

++


−=
= =
T TV γ 2.8





+












∂ ∂
+



∂ ∂
+




∂ ∂
++−= ∂

==
=
0 TTCC JJTT =
∂ ∂ 2.11
et, sachant que la densité de courant de collecteur est proportionnelle à Tα.
TJ J
La dérive en température de la tension Base – Emetteur devient
( ) q kV
T V
TT V
TTBEG TT
BE γα −++−= ∂
11 2.13
Les valeurs typiques de α et γ sont α=1 et γ=3.2. En supposant que VV TTBE 6.0
0 =
CmV T
SYSTÈMES ÉLECTRONIQUES I , 1ÈRE PARTIE
2.3.2.2 Réalisation d’une tension de référence compensée en température Soit deux jonctions pn de surfaces différentes AE1 et AE2. Ces jonctions sont traversées par des courants différents.
Figure 2-11 : Circuit de base permettant la mesure de la dérive en température
A partir de la Figure 2-11, on peut écrire


=


=




=
T VBE 2.16
Pour avoir une dérive en température nulle à la température nominale de travail, il faut satisfaire à la relation suivante :
0'' 0
BEREF 2.17
Où ''K est à définir pour satisfaire l’égalité. A partir des relations 2.13, 2.16 et 2.17 on peut écrire
0ln'' 0
0
SYSTÈMES ÉLECTRONIQUES I , 1ÈRE PARTIE
Pour 10 2
= =
et T0=300°K, on a K=25.469. La tension de sortie de la
source de référence « bandgap » vaut donc
0
000000
γα 2.20
Soit pour une température de travail de 27°C, VREF=1.205+0.02582⋅2.2=1.262V Pour une température de travail différente de T0, la dérive en température de VREF ne sera pas nulle (∂VREF/∂T≠0).
-100 -50 0 50 100 150
1.25
1.255
1.26
1.265
1.27
1.275
1.28
EF [
V ]
Variation de la tension de référence en fonction de la température
T0=350°K
T0=250°K
T0=300°K
δVREF/δT=0
δVREF/δT=0
δVREF/δT=0
Figure 2-12 : Variation de la tension de référence en fonction de la température de fonctionnement
2.3.3 Référence de tension bandgap de Widlar La Figure 2-13 illustre une source de tension classique appelée Widlar. En observant cette figure, on peut écrire la relation suivante :
3221 RIVV RBEBE +≅ 2.21
La différence entre les tensions Base - Emetteur de Q2 et Q3 correspond à la chute de tension aux bornes de R3
3221 RIVVV RBEBEBE =−=Δ 2.22


=





SYSTÈMES ÉLECTRONIQUES I , 1ÈRE PARTIE


=


=
33 11
Figure 2-13 : Référence de tension « Bandgap » de Widlar
Exemple : Choisissons K=25 et IS2=10IS1 et par conséquent R2=10R1=10kΩ. On peut écrire
Ω=⇒==
2 2.26
2.3.4 Référence de tension bandgap de Brokaw La Figure 2-14 montre une autre structure de référence de tension dit de Brokaw. Dans cette structure, les deux transistors NPN sont réalisés dans la même puce de silicium et présentent des caractéristiques que l’on peut considérer comme identiques. L’amplificateur impose des tensions de collecteur identiques VCQ1=VCQ2. On peut donc écrire
CHAPITRE 2 : RÉFÉRENCES DE TENSION Page 2-13
SYSTÈMES ÉLECTRONIQUES I , 1ÈRE PARTIE
2211 RR IRIR = 2.27
)( 215,42 RRBEREF IIRVV ++= 2.28
Figure 2-14 : Référence de tension « BandGap » de Brokaw


=


En négligeant les courants de base, on peut dire que :
13 RR II = 2.30
TBETBEREF KVVV R R
SYSTÈMES ÉLECTRONIQUES I , 1ÈRE PARTIE
Exemple : Choisissons R1=5R2 et sachant que VBE=0.6V, ∂VBE/∂T=-2.222mV/°C et ∂VREF/∂T=0 à T=300°K, il est possible de définir le rapport entre R4,5 et R3.
)4.2( ln1
− = °= 2.33
Puis la valeur de la tension de référence à T=300°K
VV KTREF 2.1
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2.4 RÉFÉRENCE DE TENSION EN TECHNOLOGIE XFET
2.4.1 Généralités Introduite il y a cinq ans par Analog Devices, la technologie bipolaire baptisée XFET (eXtra implanted FET) a pour ambition de réaliser le meilleur compromis entre bruit et consommation. La technologie met en œuvre des transistors à effet de champ dont les drains sont parcourus par des courants identiques. La tension de pincement de l’un des Fet est accentuée par implantation d’un canal additionnel. La tension de référence en sortie est proportionnelle à la différence amplifiée entre les tensions de pincement des deux transistors. Le coefficient de température intrinsèque d’un XFET (112ppm/°C) est environ trente fois plus faible que celui d’une référence « bandgap », et la courbe de variation est pratiquement linéaire jusqu’aux températures extrêmes de la gamme industrielle étendue. Finalement, il en résulte un design de correction en température simplifié et, par conséquent, moins bruyant. Cette correction s’effectue par le biais d’un courant proportionnel à la température absolue (IPTAT : Proportional To Absolute Temperature current). L’argument de la linéarité du coefficient de température, mis en exergue par le fabricant, est justifié par le fait qu’aux températures extrêmes les phénomènes non linéaires sont sans cohérence d’un produit à l’autre. Ce qui exclut l’utilisation d’un circuit de compensation. Enfin, à la différence d’une référence à Zener enterrée, un circuit XFET se satisfait d’une tension d’alimentation réduite. Si les caractéristiques générales des premiers composants XFET les situaient à mi-chemin des bandgap et des Zener enterrées, ils sont aujourd’hui plus proches des secondes citées. Ainsi, les circuits de dernière génération sont caractérisés par un bruit en sortie digne des meilleures références à Zener enterrée, tout en consommant un courant cinq fois plus petit.
2.4.2 Principe La topologie de base de la technologie XFET est illustrée à la Figure 2-15. Le cœur de la référence de tension est constituée des transistors JFET Q1 et Q2. Deux sources de courants I1 et I2 appairées (matched current sources) alimentent les transistors JFET. Le transistor Q1 possède un second canal, ce qui explique la différence de 500mV entre les tensions de pincement Vp des deux transistors pour des courants I1 et I2 identiques.
21 PPP VVV −=Δ 2.35
avec
VII 2.36
Lorsque la température de fonctionnement d’un JFET augmente 2 effets antagonistes interviennent :
− la tension de seuil des jonctions Grille-canal diminue, donc l’épaisseur des zones désertées diminue, le canal devient plus large, le courant ID augmente, ou dans le cas présent la tension VGS à diminue,
− la mobilité des porteurs µn des porteurs diminue, donc le courant ID devrait diminuer.
CHAPITRE 2 : RÉFÉRENCES DE TENSION Page 2-16
SYSTÈMES ÉLECTRONIQUES I , 1ÈRE PARTIE
I1 I2
VP
Figure 2-15 : Topologie de base d’une source de référence basée sur la technologie XFET
Pour des faibles valeurs de courant de drain ID, c’est le premier phénomène qui l’emporte et par conséquent la dérive en température est négative pour la tension de commande ∂VGS/∂T < 0. Pour de plus fortes valeurs de courant de drain ID, c’est le deuxième phénomène qui est prédominant et donc ∂VGS/∂T > 0. Pour les références de tension de type XFET, les courants de drains sont très faible, la dérive en température correspond donc à un coefficient TC négatif. Une source de courant proportionnelle à la température compense les effets de la température sur les tensions de commande des JFET. Finalement, la tension de sortie est donnée par la relation
PTATpREF IRV R
RRV 3 1
+ += 2.37
La technologie XFET offre des améliorations sensibles par rapport aux technologies « bandgap » et de diodes zener enterrées, en particulier pour des systèmes où le courant de fonctionnement est critique De plus la dérive thermique et le bruit présentent d’excellentes caractéristiques. Les valeurs typiques sont :
− dérive en température linéaire de l’ordre de 3 à 8 ppm/°C, − hystérésis thermique inférieur à 50 ppm sur la plage -40°C à +125°C, − dérive sur le long terme excellente, typiquement 0.2 ppm/1000 heures.
CHAPITRE 2 : RÉFÉRENCES DE TENSION Page 2-17
SYSTÈMES ÉLECTRONIQUES I , 1ÈRE PARTIE
2.5 DÉFINITIONS DES PARAMÈTRES PROPRE AUX TENSIONS DE RÉFÉRENCE
2.5.1 Définition des paramètres Le Tableau 2-1 montre quelques paramètres pertinents d’une référence de tension. Il permet notamment une comparaison entre les divers technologies de références de tension
Temperature Range–40°C To +85°C Paramètres Thaler corp.
VRE3050 Maxim MAX6250 Analog Devices ADR293
Tension de sortie 5.0000 V 5.0000 V 5.0000 V
Erreur initiale 0.01 % 0.04 % 0.06 % Coefficient de température 0.6 ppm/°C 3.0 ppm/°C 8.0 ppm/°C
Bruit (0.1 – 10Hz) 3.0 μVp-p 3.0 μVp-p 15 μVp-p
Hystérésis thermique 25°C → 50°C → 25°C 2 ppm 20 ppm 15 ppm
Stabilité long terme 6.00 ppm/1000hrs 20.0 ppm/1000hrs 0.20 ppm/1000hrs
Alimentation 8.0V – 36V 8.0V – 36V 6.0V – 15V Temps de stabilisation à l’enclenchement 10 μs 10 μs < 10 μs Régulation de ligne 8V ≤ Vin ≤ 10V 25 ppm/V 35 ppm/V 100 ppm/V
Régulation de charge 0mA ≤ Iout ≤ 15mA 5 ppm/mA 7 ppm/mA 100 ppm/mA
Tableau 2-1 : Comparaison entre trois références de tension
2.5.1.1 Erreur initiale (Initial error) Correspond à l’erreur sur la valeur de la tension de sortie après la mise sous tension du circuit et la stabilisation de la température de fonctionnement. Cette mesure se fait sans charge. Dans la plupart des applications cette mesure est la plus importante des spécifications.
2.5.1.2 Coefficient de température (Temperature coefficient (TC)) Correspond à une variation de la tension de sortie avec un changement de la température de fonctionnement exprimée en ppm/°C. Cette valeur est, après l’erreur initiale, la seconde plus importante spécification donnée par le fabricant. Parmi toutes les manières de définir le coefficient de température, la plus utilisée tient compte des valeurs minimale, maximale et nominale de la tension de sortie ainsi que des extrémums de la température de fonctionnement.
CHAPITRE 2 : RÉFÉRENCES DE TENSION Page 2-18
SYSTÈMES ÉLECTRONIQUES I , 1ÈRE PARTIE
]/[10 )(
MINMAX ° −
− = 2.38
Cette méthode permet de garantir les spécifications en termes d’erreur pour une plage de température donnée. Néanmoins elle ne donne pas d’indications sur la forme de la courbe d’erreur du composant testé.
-50 -25 0 25 50 75 100
5.0004
5.0003
5.0002
5.0001
5.0000
V
[V ]
- 5.0002
- 5.0001
- 5.0003
- 5.0004
V
Figure 2-16 : Tension de référence en fonction de la température
A titre d’exemple la Figure 2-16 montre le comportement en température d’une source de tension de référence de 5V avec un coefficient de température de 0.6 ppm/°C sur une plage de température correspondant à la plage industrielle (-40°C à 85°C). Pour un convertisseur A/N de 14 bits avec une température industrielle, le coefficient de température doit être de 1ppm/°C pour une erreur de conversion de 1 LSB.
2.5.1.3 Hystérèse thermique (Thermal hysteresis) Sans modification de la tension d’alimentation et de la charge, un changement de la tension de sortie est provoqué par un changement de la température de fonctionnement. Lors d’un cycle de température, c’est-à-dire lorsque la température passe d’une valeur initiale à une température maximum et revient à sa valeur initiale, la tension de sortie ne reprend pas toujours la valeur correspondant à la température de départ. Ce comportement correspond à une hystérèse thermique. L’hystérèse thermique est difficile voir impossible à corriger.
2.5.1.4 Bruit large bande en 1/f (Noise 1/f and broadband) Le bruit thermique comprend une partie large bande et une partie en 1/d de bande étroite. Le bruit thermique large bande peut être filtré par un simple réseau RC. Le bruit en 1/f, inévitable pour une référence de tension ne peut pas être filtré. En général le bruit en 1/f est spécifié dans la bande 0.1Hz – 10Hz. Ce paramètre est important pour le designer.
2.5.1.5 Dérive sur le long terme (Long-term drift) Correspond à ne variation lente de la tension de sortie sur plusieurs mois de fonctionnement. La dérive à long terme est en général définie en ppm/1000hrs. Pour ces diodes Zener, la dérive à long terme est
CHAPITRE 2 : RÉFÉRENCES DE TENSION Page 2-19
SYSTÈMES ÉLECTRONIQUES I , 1ÈRE PARTIE
de l’ordre de 6ppm/1000hrs. Cette dérive décroit exponentiellement avec le temps. Des cycles thermiques sur le composant peuvent accélérer la stabilisation de la diode Zener de référence. Pour des références de tension XFET, la dérive à long terme est de l’ordre de -0.2ppm/1000hrs.
2.5.1.6 Temps de stabilisation à l’enclenchement (Turn-on setting time) Correspond au laps de temps nécessaire pour que la sortie atteigne sa valeur nominale (valeur finale) avec une tolérance définie. En général la tolérance est définie comme les 0.1 % de la valeur finale.
2.5.1.7 Régulation de ligne (Line regulation) Correspond à une modification, continue dans le temps, de la tension de sortie lorsque la tension d’entrée (alimentation) est modifiée. Cette spécification DC n’inclut pas les transitoires ou les ondulations de la tension d’entrée.
2.5.1.8 Régulation de la charge (Load regulation) Correspond à une modification, continue dans le temps, de la tension de sortie lorsque la charge est modifiée. Cette spécification DC n’inclut pas les transitoires lors de modifications de la charge.
2.5.1.9 Design du circuit imprimé (PCB layout) Une mauvaise qualité du routage du circuit imprimé peut affecter les performances de la référence de tension en termes de bruit et de comportement thermique. Les contraintes sur le support du PCB peuvent provoquer une dérive de la tension de sortie.
CHAPITRE 2 : RÉFÉRENCES DE TENSION Page 2-20
SYSTÈMES ÉLECTRONIQUES I , 1ÈRE PARTIE
2.6 ETUDE DE LA RÉFÉRENCE DE TENSION REF02
2.6.1 Description du circuit PMI est à l’origine du circuit intégré REF02. Le design de ce circuit a été repris par Analog Devices et Burr Brown (Texas Instruments). Le schéma simplifié donné par le fabricant est donné à la Figure 2-17. La base de la référence bandgap est constituée des transistors Q1 et Q2 ainsi que des résistances R1, R2, R3, R4, R11 et R12. Les transistors Q3 et Q4 représente une paire différentielle suivi d’un montage amplificateur. On peut donc remplacer la partie droite du schéma par un amplificateur opérationnel classique. Un point intéressant à relever est l’existence d’une capacité de compensation C1 permettant une bonne stabilité de la sortie de la référence. Le transistor Q15 et la résistance R15 permettent de limiter le courant de sortie (limitation rectangulaire).
REF02 OPTION R9 R11 R12
P, S, J, Z PACKAGES 18kΩ 4.5kΩ 15kΩ
OUTPUT RESISTORS
Figure 2-17 : REF02, schéma simplifié donné par Analog Devices
Dans le but de facilité la compréhension, on peut encore simplifier le schéma de la Figure 2-18.
Figure 2-18 : REF02 : schéma simplifié
CHAPITRE 2 : RÉFÉRENCES DE TENSION Page 2-21
SYSTÈMES ÉLECTRONIQUES I , 1ÈRE PARTIE


q kTVVV BEQBEQBE 2.39
Lorsque ΔVBE est amplifiée et ajoutée à VBE, on obtient une tension de référence VZ avec un coefficient de température nul (TC= 0mV/°C) si :
{ { V q
γα @ 25°C 2.40
Le circuit simplifié de la Figure 2-18, montre que la densité de courant d’émetteur dans Q2 est 16 fois supérieure à celle de Q1, produisant une tension ΔVBE de 71.2mV à 25°C. Cette tension, aux bornes de R1, est amplifiée d’un facteur 9.3 pour que le coefficient de température (-2.222mV/°C) de VBEQ2 soit compensé par le coefficient de température de +2.222mV/°C de TCVTEMP. La tension VTEMP est alors égale à 9.3 fois la tension ΔVBE. La tension de référence de sortie VREF correspond à la tension VZ amplifiée du facteur 3.97. Le Tableau 2-2 donne un aperçu des tensions en fonction de la température.
Température ambiante Tension TA=-75°C TA=25°C TA=125°C
)16ln( q
BETEMP VV Δ= 30.9 440mV 662mV 884mV
)2(QBEV 810mV 600mV 390mV
Tableau 2-2 : Tensions nominales
2.6.2 Exemple de dimensionnement A l’aide du circuit présenté ci-dessous, on désire réaliser une mesure de température dont les caractéristiques sont les suivantes :
− Echelle de température de 10mv/°C, 100mV/°C ou 10mV/°F − Lien directe entre la tension mesurée et la température, par exemple -0.55V correspond à
-55°C, 0V à 0°C et 1.25V à 125°C.
CHAPITRE 2 : RÉFÉRENCES DE TENSION Page 2-22
SYSTÈMES ÉLECTRONIQUES I , 1ÈRE PARTIE
Figure 2-19 : Mesure de température
Les potentiomètres permettent d’ajuster l’offset et le gain.
REF a
c TEMPc
+ += 1 2.41
Le Tableau 2-3 donne un exemple de valeurs pour les résistances externes. Les dérives en températures sont prises en compte lors de la calibration.
Plage de température et sensibilité
TA=-55°C à 125°C TA=-55°C à 125°C TA=-67°F à 257°F
10mV/°C 100mV/°C 10mV/°F
Plage de Vout -0.55V à 1.25V -0.55V à 1.25V -0.67V à 2.57V
Offset [email protected]°C [email protected]°C [email protected]°F
Ra (±1%) 9.09kΩ 15kΩ 8.25kΩ
Rb0 (±1%) 1.5kΩ 1.82kΩ 1.0kΩ
RbP (potentiomètre) 200Ω 200Ω 200Ω
Rc (±1%) 5.11kΩ 84.5kΩ 7.5kΩ
Tableau 2-3 : Valeurs des composants (série E96)
Note : conversion degrés Celsius → Fahrenheit : 32 5 9
+°=° CF
SYSTÈMES ÉLECTRONIQUES I , 1ÈRE PARTIE
3. Régulateurs linéaires de tension.
3.1 INTRODUCTION
3.1.1 Fonctionnement standard Les circuits électroniques ne peuvent fonctionner que sous une ou plusieurs alimentations délivrant des tensions continues. Les régulateurs linéaires de tensions sont des éléments qui peuvent remplir ce rôle. Le régulateur linéaire est constitué d’une source de courant contrôlée en tension et dont la sortie est asservie de manière à fournir une tension continue stable.
Figure 3-1 : Asservissement de la tension sur une charge par asservissement d’une source de courant
3.1.2 Fonctionnement en mode LDO Dans ce mode de fonctionnement, le régulateur travaille comme une résistance variable. La valeur de la résistance est contrôlée en tension de manière à garantir une tension continue stable aux bornes de la charge (diviseur résistif).
Figure 3-2 : Asservissement de la tension sur une charge par asservissement d’une résistance série
Ce mode de fonctionnement est appelé LDO (Low Dropout) pour désigner une faible différence de tension entre l’entrée et la sortie. Pour des charges demandant un courant faible, certains régulateurs en mode de fonctionnement LDO peuvent avoir une chute tension entre 30mV et 100mV.
CHAPITRE 3 : RÉGULATEURS LINÉAIRES DE TENSION Page 3-2
SYSTÈMES ÉLECTRONIQUES I , 1ÈRE PARTIE
3.1.3 Boucle de réglage et stabilité Malgré sa facilité d’utilisation, il ne faut pas perdre de vue qu’un régulateur linéaire de tension est dépendant de la qualité de sa boucle de réglage interne. Il est primordial de bien comprendre le fonctionnent de chaque élément de la boucle afin d’assurer une contre-réaction (réaction négative), condition indispensable pour assurer la stabilité d’un système asservi. Les variations de la tension d’entrée, du courant de sortie (variation de la charge) ainsi que la température de fonctionnement sont autant de perturbations agissant sur le régulateur.
Figure 3-3 : Mise en évidence de la boucle de contre-réaction dans un régulateur linéaire
3.1.4 Importance de la référence de tension La qualité de la tension de sortie en termes de stabilité est fortement dépendante de la qualité de la référence de tension. En effet cette dernière doit être aussi indépendante que possible des variations de la tension d’entrée et de la température de fonctionnement. Pour plus d’information, se référer au chapitre 2 – Références de tension.
CHAPITRE 3 : RÉGULATEURS LINÉAIRES DE TENSION Page 3-3
SYSTÈMES ÉLECTRONIQUES I , 1ÈRE PARTIE
3.2 TOPOLOGIES DES RÉGULATEURS LINÉAIRES DE TENSION
3.2.1 Description du fonctionnement La forme la plus générale d’un régulateur linéaire de tension est illustrée à la Figure 3-4. A l’entrée du régulateur est appliqué une tension variable dans le temps Vin. Le régulateur délivre à sa sortie une tension stable et constante dans le temps. Un point commun entre l’entrée et la sortie montre qu’il n’y a pas de séparation galvanique entre elles. La charge doit être un élément dissipatif qui peut être représenté par une source de courant ou plus simplement par une résistance. La puissance totale électrique fournie au circuit est donnée par la relation :
)( outGNDinininin IIVIVP +== 3.1
outoutout IVP = 3.2
GNDinoutoutinoutinD IVIVVPPP +−=−= )( 3.3
On voit que la puissance dissipée dans le régulateur est directement proportionnelle à la différence entre les tensions d’entrée Vin et de sortie Vout et le courant circulant dans la charge Iout. Le second terme de la relation 3.3 montre qu’une partie de la puissance dissipée est directement dépendante du courant de masse IGND, c'est-à-dire le courant de polarisation interne au régulateur.
Figure 3-4 : Forme de base d’un régulateur de tension
Lors de l’utilisation de transistor ballast bipolaire le courant de masse IGND peut devenir soudainement très important lors de la saturation dudit transistor ballast. Par contre si le transistor ballast est un MOSFET, ce phénomène n’existe pas car les MOSFET sont commandés en tension et non en courant. La Figure 3-5 montre plus en détail le contenu d’un régulateur linéaire de tension. L’ensemble des éléments constituant le régulateur doit être considéré comme nécessaire, exception faire de la détection de la surcharge (Overload Saturation Sensor) et de la commande d’activation / désactivation (Shutdown Control) du régulateur. Un point important d’un régulateur est la stabilité en tension. Il est donc primordial d’avoir une référence stable dans le temps, le plus indépendant possible de la température et de faible bruit (voir Chapitre 2 – Références de tension : § 2.2).
CHAPITRE 3 : RÉGULATEURS LINÉAIRES DE TENSION Page 3-4
SYSTÈMES ÉLECTRONIQUES I , 1ÈRE PARTIE
Figure 3-5 : Structure de base d’un régulateur linéaire
L’amplificateur d’erreur, qui joue le rôle de régulateur de tension est un amplificateur de tension classique ou un amplificateur à transconductance. En fonctionnement statique normal, la tension de sortie est liée à la tension de référence par la relation suivante :
REFout V R RV
11 3.4
On voit que la tension de sortie, en première approximation, est indépendante de la tension d’entrée. Pour limiter le courant de masse IGND, il faut que le courant circulant dans le circuit donnant la tension de référence, le courant de commande du transistor ballast ainsi que le courant dans le diviseur résistif soient les plus petits possibles. Pour la technologie bipolaire, le courant de masse est de quelques milliampères (mA) alors que pour du CMOS, ce courant est réduit à quelques microampères (μA). La commande de désactivation du régulateur doit permettre non seulement de supprimer le courant de charge mais également de limiter au maximum le courant de masse IGND. La limitation de courant est en général constitué d’une résistance shunt pour la mesure suivi d’un circuit permettant de limiter le courant à une valeur maximum (limitation de courant rectangulaire) ou de réduire le courant maximum en fonction des conditions de charges (limitation réentrante (foldback). La mesure de la température à l’intérieur de semiconducteur peut se faire de plusieurs manières (voir Chapitre 2 – Références de tension : § 2.2.6)
3.2.2 Structure de l’élément de ballast L’élément de ballast (pass devices) est constitué de un ou plusieurs transistors bipolaires ou MOS. La Figure 3-6 donne, de manière non exhaustive, quelques topologies couramment utilisées. Le Tableau 3-1 est une comparaison entre les diverses topologies d’éléments de ballast. On voit que les topologies NPN et Darlington NPN sont des éléments suiveurs, ce qui signifie qu’ils ont une relativement grande largeur de bande et sont peu sensibles aux caractéristiques des condensateurs de sortie en raison de leur basse impédance de sortie. Par contre ils présentent une chute de tension entre l’entrée et la sortie relativement élevée. La raison est due à la présence de la tension Base – Emetteur VBE en série avec l’entrée.
CHAPITRE 3 : RÉGULATEURS LINÉAIRES DE TENSION Page 3-5
SYSTÈMES ÉLECTRONIQUES I , 1ÈRE PARTIE
NPN Darlington NPN
MOSFET N MOSFET P
Figure 3-6 : Eléments ballast
Le montage inverseur propre aux topologies PNP et MOSFET permet à l’élément de ballast de travailler à la limite de la zone de saturation. Il est donc possible de minimiser la différence de tension entre l’entrée et la sortie et par conséquent d’augmenter les performances du régulateur en termes de rendement. La topologie MOSFET permet d’obtenir une tension minimale aux bornes de l’élément ballast. Le transistor MOSFET peut être dimensionné pour travailler dans la région linéaire.
NPN Darlington NPN PNP PNP/NPN MOSFET P
Vin-Vout > 1 Vin-Vout > 2 Vin-Vout > 0.1 Vin-Vout > 1.5 Vin-Vout > RDSONIout
AIout 1< AIout 1> AIout 1< AIout 1> AIout 1> Suiveur Suiveur Inverseur Inverseur Inverseur
Zout faible Zout faible Zout grande Zout grande Zout grande Grande largeur de
bande Grande largeur de
bande Faible largeur de
bande Faible largeur de
bande Faible largeur de
bande Insensible à Cout Insensible à Cout Sensible à Cout Sensible à Cout Sensible à Cout
Tableau 3-1 : Comparaison entre éléments de ballast
CHAPITRE 3 : RÉGULATEURS LINÉAIRES DE TENSION Page 3-6
SYSTÈMES ÉLECTRONIQUES I , 1ÈRE PARTIE
Dans ce cas il est important de minimiser la résistance RDSON. Pour des raisons d’optimisation, il existe des circuits intégrés permettant le contrôle d’un MSOFET externe. Dans ce cas on parle de contrôleurs de tension par opposition aux régulateurs ou l’élément de ballast est intégré. Les topologies PNP, PNP/NPN et MOSFET, en fonctionnement normal (source de courant) présentent des impédances de sortie élevées, nécessitant la présence d’un condensateur sur la sortie. Les valeurs en termes de capacité et de résistance série équivalente (ESR : equivalent serial resistor) du condensateur de sortie doivent être prises en considération par le designer afin d’assurer la stabilité de la tension de sortie. Ce point est extrêmement important et doit être traité avec soin, ces valeurs dépendant de la température et des tolérances de fabrication. L’utilisation d’un MOSFET N impose une tension VGS supérieure à la tension de seuil VTH. Dans ce cas il est nécessaire d’avoir une tension de commande plus élevée que la tension d’entrée Vin pour pouvoir travailler avec une faible différence de tension entre l’entrée et la sortie
3.2.3 Les régulateurs standards Dans le cas des régulateurs standards, le transistor de ballast (Q25, Q26 est un montage Darlington) travaille en source de courant contrôlée (zone saturée) en tension. Le régulateur linéaire LM317, est un grand classique du genre. La Figure 3-7 représente le schéma simplifié de ce régulateur.
Figure 3-7 : Schéma simplifié du régulateur LM317
En examinant sa structure on voit que la référence est basée sur la cellule de tension de référence bandgap de Brokaw (Q18,Q16, Q19, Q17, R15, R14). La tension de référence VREF est fixée à 1.25V avec un courant de sortie de la cellule de IP = 50μA. Les résistances externe R1 et B2 permettent d’ajuster la tension de sortie à la valeur désirée.
PREFout IRV R RV 2
1
21 +
SYSTÈMES ÉLECTRONIQUES I , 1ÈRE PARTIE
En choisissant un courant de polarisation de 5mA, dans le diviseur résistif composé de R1 et R2, le courant de polarisation IP peut être négligé dans les calculs.
3.2.4 Les régulateurs LDO
3.2.4.1 Description La tension dit Dropout voltage correspond à la différence de tension entre l’entrée et la sortie Vin-Vout du régulateur pour laquelle l’asservissement de la tension de sortie n’est plus possible. Cette situation se produit lorsque la tension d’entrée décroit pour s’approcher de la tension de sortie qui elle doit rester constante. La Figure 3-8 montre un régulateur utilisant un transistor MOSFET P comme transistor ballast. L’utilisation d’un MOSFET N n’est pas possible car il faudrait alimenter le circuit de contrôle avec une tension supérieure à la tension d’entrée Vin.
R1
Figure 3-8 : Schéma simplifié d’un régulateur LDO
Le fonctionnement d’un régulateur LDO peut être expliqué en observant la caractéristique ID=f(VDS,VGS) d’un transistor MOSFET canal P. La Figure 3-9 (a) illustre les deux régions dans lesquelles le transistor MOSFET canal P peut travailler. Dans la région linéaire, le transistor se comporte, en première approximation, comme une résistance variable. Dans la région saturée, il peut être assimilé à une source de courant commandée. Les régulateurs de tension ont leurs points de fonctionnement dans la région saturée. La Figure 3-9 (b) représente le circuit équivalent du transistor lorsqu’il travaille dans la zone linéaire alors que la Figure 3-9 (c) correspond à un point de fonctionnement dans la zone saturée. Dans la zone saturée, le courant de drain est donné par la relation :
( )2 THGSD VVI −≅ β 3.6
Pour un transistor MOSFET canal P, β, ID, VGS et VTH sont des valeurs négatives. VTH représente la tension de seuil (threshold). Lorsque |VGS| < |VTH| le transistor est bloqué. On voit que pour une tension VGS donnée, le transistor travaille comme une source de courant idéale (pas de résistance interne). La tension VGS sert donc de tension de commande pour la source de courant. Dans la zone linéaire, on peut écrire :
( ) ( ) DSTHGSDS
THGSTHGSDSD
SYSTÈMES ÉLECTRONIQUES I , 1ÈRE PARTIE
En fonctionnement standard, les points de fonctionnent se trouvent dans la zone saturée.
0
Mode résistance
(a) : Caractéristique ID=f(VDS, VGS)
(b) : Résistance variable (Région linéaire) (c) : Source de courant (Région saturée)
Figure 3-9 : Caractéristiques du MOSFET Canal P
Le transistor de ballast travaille dans le mode source de courant. En fonctionnement normal, la tension sortie Vout est constante. P0 représente un point de fonctionnement à courant minimal. Le point de fonctionnement P2 correspond un courant de sortie maximum. La tension d’entrée Vin est supérieure pour le P2 en regard de P0. Le passage entre les points de fonctionnement P0 et P2 ne pose aucun problème excepté une augmentation de la puissance dissipée dans le transistor ballast. Si par contre, pour un courant de sortie compris dans la plage de fonctionnement, la tension d’entrée diminue, le nouveau point de fonctionnement peut se trouver dans la région linéaire. Le transistor ballast travaille comme une résistance variable. Ce cas est représenté par le point de fonctionnement P1. Lorsque la tension VGS atteint sa valeur maximum, le circuit d’asservissement ne peut maintenir la tension de sortie à sa valeur nominale. Le régulateur ne fonctionne donc plus correctement.
3.2.4.2 Trajectoire du point de fonctionnement en fonction de la tension d’entrée La description qui suit se réfère à la Figure 3-10. Comme point de départ (P0), on admet que la tension d’entrée est égale à la valeur maximale admissible. Le courant de sortie est fonction de la tension de sortie Vout, qui est constante, et de la résistance de charge Rch, qui est également constante. La tension d’entrée Vin est ensuite diminuée, entraînant une diminution de la tension VDS aux bornes du MOSFET P. Comme ce dernier travaille en mode source de courant, et que la tension de sortie Vout et la résistance de charge de varient pas, la tension VGS ne change pas et par conséquent le point de
CHAPITRE 3 : RÉGULATEURS LINÉAIRES DE TENSION Page 3-9
SYSTÈMES ÉLECTRONIQUES I , 1ÈRE PARTIE
fonctionnement se déplace horizontalement pour atteindre P1 puis P2. En P2 le point de fonctionnement se trouve à la limite entre les modes source de courant et résistance variable. Si la tension d’entrée Vin continue à diminuer, il faut que la tension -VGS augmente pour maintenir le courant de sortie constant. En P3, la tension -VGS est égale à la tension d’alimentation Vin. Par conséquent, une diminution de Vin provoque une diminution de -VGS. Le courant de sortie va diminuer et par conséquent la tension de sortie aussi puisque la résistance de charge est constante. Depuis P4, le courant de sortie est proportionnel à 2
GSV . La tension de sortie diminue donc plus vite que la tension d’entrée. Il en résulte une augmentation de la tension -VDS. Lorsque la tension d’entrée Vin atteint la valeur de la tension de seuil -VTH de la tension -VGS (POFF), le MOSFET P se bloque et la tension de sortie devient nulle.
0
-VGSMax
P0
Mode résistance variable
P5
Figure 3-10 : Déplacement du point de fonctionnement pour une diminution de la tension d’entrée à Rch=cte
La Figure 3-11 montre l’évolution des tensions de sortie Vout et Drain – Source VDS en fonction de la tension d’entrée Vin. On voit sur cette figure que dès que la tension d’entrée est plus élevée que la tension de seuil du MOSFET P (Vin > VTH), la tension de sortie suit la tension d’entrée jusqu’à ce qu’elle atteigne sa valeur nominale.
Vin
Vout
-VDS
-VTH
Zone de blocage
Figure 3-11 : Tensions VDS,et de sortie Vout en fonction de la tension d’entrée Vin pour une résistance Rch=cte
CHAPITRE 3 : RÉGULATEURS LINÉAIRES DE TENSION Page 3-10
SYSTÈMES ÉLECTRONIQUES I , 1ÈRE PARTIE
La différence de tension minimale entre l’entrée et la sortie correspond au point où la tension de sortie atteint sa valeur de réglage. Cette valeur dépend du courant traversant l’élément de ballast.
_
+
Figure 3-12 : Régulateur LDO avec transistor ballast MOSFET P (TPS7350)
L’utilisation de MOSFET P impose un choix particulier du condensateur placé sur la sortie de l’alimentation. La raison de cette contrainte est expliquée à la section 3.3. La Figure 3-13 illustre le cas d’un régulateur avec un transistor PNP comme ballast.
THERMAL PROTECTION CC
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Un condensateur de compensation CC permet garantir une bonne stabilité du circuit même avec un condensateur dont la capacité est de l’ordre de 1μF sur la sortie. L’utilisation d’un transistor ballast de MOSFET N ou plus exactement un DMOS permet de diminuer encore la résistance RDSON. De plus il est possible de travailler en suiveur et par conséquent d’obtenir un système d’asservissement stable, même sans condensateur de sortie. Par contre la difficulté majeure vient du fait qu’il est nécessaire d’avoir une tension de Gate supérieure de 1V au moins à la tension de sortie (commande du DMOS par imposition de la tension Gate – Source VGS). En mode low dropout (région linéaire), la tension de Gate est même supérieure à la tension d’entrée Vin. Il est donc nécessaire de créer une alimentation interne à découpage (sans inductance) sous la forme d’une pompe de charge. Pour des raisons de place, la charge à disposition pour la commande du DMOS est limitée. Par conséquent la rapidité de l’asservissement est limitée, lors de fortes variations de la tension d’entrée Vin ou de la charge.
Over-Current Over Temp Protection
Figure 3-14 : Régulateur LDO avec transistor ballast MOSFET N (REG102)
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3.3 STABILITÉ DES RÉGULATEUR LDO
3.3.1 Introduction Pour pouvoir réaliser une étude de la stabilité des régulateurs LDO, nous partirons d’un régulateur LDO intégré, utilisant un transistor MOSFET P. La structure de ce régulateur est illustrée à la Figure 3-15.
Figure 3-15 : Régulateur LDO, schéma électrique fonctionnel simplifié
Dans ce schéma, le transistor ballast est un MOSFET canal P, les condensateurs de sortie sont d’une part un condensateur électrolytique de capacité élevée (CT ≥ 10μF) et un condensateur céramique de faible valeur (C < 470nF). La charge est représentée par une source de courant Ich.
3.3.2 Modèle simplifié par accroissement des composants du régulateur LDO Selon le modèle par accroissement choisi pour les divers composants constituant l’alimentation, la complexité des calculs peut devenir inutilement compliquée. Nous allons donc choisir des modèles simples mais représentatifs du fonctionnement réel du régulateur. Le modèle par accroissement dynamique du transistor MOSFET est représenté la Figure 3-16.
Figure 3-16 : Modèle dynamique petit signaux du transistor MOSFET canal P
Ce modèle correspond au fonctionnement du MOSFET en source de courant. Le modèle simplifié de l’amplificateur différentiel est celui présenté à la Figure 3-17. La fonction de transfert du gain en tension est du premier ordre.
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VdiffAVVdiff
Vout
Ra
Figure 3-17 : Modèle simplifié de l’amplificateur opérationnel
Le condensateur électrolytique est présenté par un condensateur idéal C et une résistance équivalente série RESR. Toujours dans un but de simplification, on admet que la l’inductance série équivalente LESL est négligeable. De même la résistance d’isolation Risol peut être considérée comme infinie.
Figure 3-18 : Modèle du condensateur électrolytique
3.3.3 Modèle petits signaux du régulateur LDO A partir des modèles simplifiés des composants du régulateur LDO, il est possible de construire le modèle petits signaux du régulateur complet. On rappelle, si besoin est, que les sources non contrôlées peuvent être :
− remplacé par un court-circuit s’il s’agit d’une source de tension constante, − remplacé par un circuit ouvert s’il s’agit d’une source de courant constant.
Figure 3-19 : Modèle petits signaux du régulateur LDO
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Du modèle petits signaux, on peut déterminer le schéma bloc d’asservissement (régulation de maintien) du régulateur LDO. La consigne de tension correspond à la tension de référence alors que la grandeur à régler est la tension de sortie. L’étude de la stabilité du système est réalisée par l’observation de la fonction de transfert en boucle ouverte. Le signe (+) de la dans la boucle signifie qu’un des blocs contient un signe (-), soit un déphasage de 180°.
Figure 3-20 : Schéma bloc de la boucle d’asservissement de la tension de sortie
3.3.4 Etude de la fonction de transfert en boucle ouverte.
3.3.4.1 Fonction de transfert de l’amplificateur opérationnel La fonction de transfert liant la tension de sortie de l’amplificateur différentiel à la tension différentielle d’entrée correspond à l’amplification en tension dudit amplificateur.
C
V
)()( 0 3.8
3.3.4.2 Fonction de transfert liant IG à VGS pour le MOSFET La source de tension commandée de l’amplificateur différentiel est connectée à la résistance Ra en série avec le condensateur CGS, la sortie correspond à la tension VGS aux bornes du condensateur
GSa
sVsG +
== 1
1 )( )()(
0
3.9
3.3.4.3 Fonction de transfert de la transconductance du MOSFET Le courant circulant dans le MOSFET est issu d’une source de courant contrôlée par la tension VGS. Il s’agit en fait de la transconductance gm du MOSFET. Attention pour un MOSFET P la conductance gm est négative.
m GS
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3.3.4.4 Fonction de transfert liant IDS du MOSFET à la tension de sortie Vout Le courant issu de la source contrôlée du MOSFET passe aux travers des divers composants du circuit RDS//(R1+R2)//(1/SCT+RESR)//SC. Sachant que R1+R2 >> RDS, on peut écrire
( ) ( )CCRRsRCCRCs RsCRsZ
1)( ++++
+ = 3.11
( )

+
+++
+ ≅
ESRDS DSESRT
ESRT DS
RR RRsCRRsC
RsCRsZ 1)(1
1)(0 3.12
3.3.4.5 Fonction de transfert de l’organe de mesure L’organe de mesure correspond à un diviseur de tension constitué des résistances R1 et R2
21
2
== 3.13
( )( )

+
++++
+ +

==
21
2
00
3.14
3.3.4.7 Exemple numérique Pour illustrer les conditions de stabilité des régulateurs LDO, on prendra un composant fabriqué par Texas Instruments. Il s’agit du TPS76433, dont les caractéristiques sont données ci-dessous :
VREF = 1.2V : tension de référence pour 300°K, RDS = 65Ω : résistance en série avec la source de source équivalente, gm = -8 S : conductance du MOSFET P, RESR = 10mΩ … 20Ω : résistance équivalente en série avec le condensateur
tantale, CT = 10μF : condensateur tantale de sortie, C = 470nF : condensateur céramique de sortie,
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CGS = 200pF : condensateur Gate – Source du MOSFET P, Ra = 300kΩ : résistance de sortie de l’amplificateur, AV = 56 : gain en tension de l’amplificateur, FC = 160kHz : fréquence de coupure de l’amplificateur de tension
(système du 1er ordre).
La Figure 3-21 montre les diagrammes de Bode d’amplitude et de phase pour les valeurs extrêmes et une valeur nominale de la résistance RESR. On voit que pour des résistances équivalentes séries de 10mΩ et 20Ω et les marges de phase sont trop faibles. La stabilité de l’asservissement n’est pas garantie. Par contre pour une résistance RESR de 2Ω, la marge de phase est de plus de 60°. Dans ce dernier cas la stabilité est assurée. La Figure 3-22 met en évidence la réponse fréquentielle du système asservi (boucle fermée). On voit effectivement que des résonnances se produisent pour les valeurs extrêmes de la résistance RESR alors que une valeur intermédiaire, la réponse est optimale. La Figure 3-23 fait partie intégrante des données fournies par le fabricant. On voit que les conditions de stabilité sont peu dépendantes du courant de sortie. Il en est de même pour les valeurs des condensateurs céramiques.
10 1
10 2
10 3
10 4
10 5
10 6
10 7
101 102 103 104 105 106 107 -270
-180
-90
0
-60
-40
-20
0
20
40
(f) en boucle fermée
SYSTÈMES ÉLECTRONIQUES I , 1ÈRE PARTIE
0.1
TYPICAL REGIONS OF STABILITY COMPENSATION SERIES RESISTANCE (CSR)†
vs OUTPUT CURRENT
TYPICAL REGIONS OF STABILITY COMPENSATION SERIES RESISTANCE (CSR)†
vs ADDED CERAMIC CAPACITANCE
RS C
CO = 10 μF
Region of Instability
Region of Instability
Figure 3-23 : Condition sur la résistance RESR pour assurer la stabilité de l’asservissement
3.3.5 Paramètres des régulateurs LDO
3.3.5.1 Tension d’entrée La tension d’entrée Vin minimale doit être supérieure à la tension de sortie Vout + VLDO, indépendamment de la valeur minimale donnée dans le tableau de sélection.
3.3.5.2 Rendement En négligeant le courant de repos (Iq) du LDO, le rendement peut se calculer ainsi : Vout/Vin.
3.3.5.3 Dissipation de puissance (PD) PD = (Vin – Vout) Iout; PD est limité par le boîtier, TA et Tjmax. Pour une dissipation de puissance supérieure ou des besoins de rendement plus élevé, il est recommande d’utiliser des convertisseurs/contrôleurs abaisseurs CC/CC de tension (Buck).
3.3.5.4 Besoin en condensateurs Certains LDO nécessitent des condensateurs polarisés au tantale, avec ESR élevé. Si un LDO est stable sans condensateur polarisé ou avec des condensateurs polarisés céramiques à faible ESR, il est en général stable avec t