TD HyperFrequ Adaptation

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    10-Jul-2015

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<p>ADAPTATION DES DISPOSITIFS MICRO-ONDESJG TARTARIN Universit Paul Sabatier, TOULOUSE III LAAS-CNRS,</p> <p>tartarin@laas.fr NOTIONS GENERALES DADAPTATION : POURQUOI ADAPTER ? Au-del du simple plaisir de compliquer la vie des tudiants de cycle Universitaire, ladaptation de dispositifs HF est une phase indissociable de la conception de circuits et systmes radiofrquences. Lutilisation de labaque de SMITH reprsente une comptence incontournable que doit possder le concepteur de circuit, afin de mettre en uvre le principe dadaptation le plus adquat pour la fonction quil dsire raliser. En effet, si la notion que vhicule au premier ordre le principe de ladaptation dimpdance concerne la minimisation des retours de puissance (onde rgressive), la technique utilise pour raliser ladaptation influe galement sur un ensemble de paramtres dclins dans le cahier des charges : ainsi, ladaptation dun amplificateur faible bruit (LNA, Low Noise Amplifier) devra satisfaire un certain nombre de contraintes secondaires ladaptation de son entre (sortie) en vue dune fonction optimale vis--vis du gain et du caractre faible bruit. Un amplificateur de puissance privilgiera le transfert maximum de puissance et loptimisation du rendement de puissance ajoute, etc Dans la planche suivante, nous illustrons les effets lorsquon utilise un dispositif nonadapt pour raliser une fonction (amplificateur en loccurrence).</p> <p>La puissance incidente (onde progressive) subit une rflexion sur la charge quivalente vue de lentre du dispositif transistor (ch). -Londe rgressive (rflchie) peut tre pnalisante lorsquelle retourne sur les dispositifs en amont du circuit. -De plus, les utilisateurs proposeront des coefficients de rflexion diffrents (phase A, phase B, phase C resp. pour les utilisateurs A, B, C) selon la distance laquelle ils se connecteront la charge. Conformment la figure reprsente sur labaque de SMITH, le gain associ aux diffrents coefficients de rflexion varie selon la valeur de la phase (en fonction du cercle gain constant sur lequel lutilisateur est positionn). Lintgrit de la fonction damplification nest ainsi pas assure, puisquelle dpend fortement des conditions de connexion ! Dans la planche ci-dessous, nous proposons une solution dadaptation pour ce transistor base dlments CMS reports sur la ligne microruban (reprsentation planaire). Nous supposons pour cela que la taille de chacun de ces lments est ngligeable devant la longueur donde : on est alors en approche localise.</p> <p>Aprs adaptation, la totalit de londe incidente se rpartit dans les diffrentes voies du rseau dadaptation et de la charge ch. Le dispositif possde ainsi un coefficient de rflexion nul (vu par les utilisateurs A et B), et se situe donc au centre de labaque polaire (abaque de SMITH). Quelle que soit la longueur de ligne ou de cble dimpdance caractristique ZC, ce coefficient de rflexion ne change pas (cercle ROS constant unitaire, i.e. de rayon nul !). Lintgrit des performances en transmission est conserve (gain constant identique pour utilisateur A et B).</p> <p>Cependant, tous les rseaux dadaptation ne sont pas quivalents vis--vis des performances en transmission. Selon si limpdance parallle est leve ou faible vis--vis de la branche principale, une proportion plus ou moins importante de signal sera applique au dispositif (voir exemple adaptation LC et LL par lments localiss). Lutilisation dinductance srie sur la voie principale du signal peut impliquer ladjonction de pertes rsistives nuisibles pour des applications faible bruit. On cherchera donc minimiser la valeur de cette inductance galement. Dautres considrations (stabilisation inconditionnelle de lamplificateur, polarisation, linarit, ) peuvent venir compliquer les compromis appliquer lors de la conception de notre circuit.</p> <p>LES TECHNIQUES PRINCIPALES Selon la technologie employe (MMIC, hybride) et la frquence laquelle on travaille, on utilisera lune ou lautre des techniques suivantes : -adaptation par lments localiss lorsque ces lments (gnralement L ou C, rarement R cf explications cours) sont de dimensions ngligeables devant la longueur donde. -adaptation par lments distribus, lorsquon utilise des lignes de longueur nonngligeable devant la longueur donde.</p> <p>APPROCHE DISTRIBUEE : lorsque la dimension des tronons de ligne nest pas ngligeable devant la longueur donde. La ligne connecte au transistor positionne le coefficient de rflexion (en tournant vers le gnrateur) sur un cercle ROS constant. Deux types de solutions videntes peuvent tre envisages (points singuliers de labaque de SMITH) : 1) se positionner sur le cercle y ou z (admittance rduite, impdance rduite) de partie Re(y) ou Re(z) gale 1. (ex. solution adaptation simple stub) 2) se positionner sur laxe des rsistances pures, soit Im(z) ou Im(y) nulle (adaptation par ligne /4). 1) ADAPTATION SIMPLE STUB Tout dabord, il est primordial de remarquer que sur le point de connection de la ligne L1 et du stub Lstub, les impdances respectives des charges ramenes en ce point se recombinent en parallle. Nous travaillerons donc naturellement en admittance rduite y pour exprimer chacune de ces charges. 1- positionnement en coordonnes polaires de ch, soit zch sur SMITH. 2- passage en ych par symtrie centrale.</p> <p>Une analyse prliminaire du circuit nous indique que la ligne L1 connecte au transistor ne peut que nous faire tourner en bourrique, et galement sur un cercle ROS constant. Pour sa part, le stub driv L2 (en court-circuit CC ou circuit-ouvert CO) se dplace galement sur un cercle ROS constant infini (extrieur de labaque de SMITH). Ce cercle</p> <p>possde galement la particularit de proposer une impdance (ou admittance) imaginaire pure (donc pas de contributions en partie relle). Si le stub ne peut pas influer sur la partie relle, la ligne L1 doit avoir une longueur telle quon obtient une partie relle de Re(ych-ligne)=1. Sa partie imaginaire sera ensuite compense par le rglage de la longueur du stub, soit Im(ystub)=-Im(ych-ligne). La somme des admittances ystub+ych-ligne=1 indique bien que le dispositif est adapt en entre. Nota Bene : tous les dplacements de charge seffectuent ici vers le gnrateur, pour la charge terminale du stub CO (ou CC) comme pour la charge ch. 2) ADAPTATION PAR LIGNE /4 Un autre technique consiste se positionner sur un endroit o la charge quivalente (y ou z, indiffremment) est purement rsistive zR (ZR). Il est alors possible de mettre en uvre un tronon de ligne /4 (inverseur dimpdance selon la formule Zin=Z0/ZR). Z0 tant gnralement li la relation Z 0 =L pour une ligne sans perte, et Zin devant tre de 50 C</p> <p>dans notre cas, on comprend bien la ncessit davoir ZR rel. Il faut donc utiliser une ligne Lligne pour annuler la partie ractive de la charge Zch en tournant sur un cercle ROS constant. La synthse de lignes Z0 est aborde en TD (lignes caractre capacitif parallle basse impdance, lignes caractre inductif srie haute impdance).</p> <p>APPROCHE LOCALISEE : lorsque la dimension des lments LC(R) est ngligeable devant la longueur donde. De nombreux logiciels sont disponibles pour dterminer les topologies et valeurs associes pour adapter des charges complexes laide dlments ractifs L et C. Cependant, certains dentre eux noffrent quune palette restreinte des solutions possibles (pas de topologie L-L ni C-C dans lexemple ci-dessous). La dmarche intellectuelle de lingnieur reste la seule garante de la pertinence du rseau choisir (possibilit de synthtiser les valeurs L ou C, bande passante large ou troite, facilits de polarisation, stabilit inconditionnelle, ).</p> <p>Le choix du positionnement de llment parallle et de llment srie (topologie simple L-C) dpend du module des impdances adapter lune sur lautre Zgn et Zcharge. On associera donc llment srie avec limpdance la plus faible de manire augmenter son module. Llment parallle sera associ la charge dont le module est le plus lev de manire diminuer limpdance quivalente. Le choix L ou C dpendra de la compensation ractive des charges Zgn et Zcharge.</p> <p>Dans Lillustration du dessus, nous obtenons une valeur de la capacit parallle de |Zcapa2|=26 , tandis que llment srie possde un module bien suprieur de |Zind 1|=70 . La majeure partie de la puissance issue du gnrateur est donc drive vers la masse au travers de la faible impdance que propose la capacit. Une proportion de signal plus faible est enfin applique au transistor, puis amplifie. Il est donc intressant dexplorer une seconde solution moins naturelle que la prcdente, mais dont la mise en uvre est facilement justifiable sur la base du travail prcdent. Si on nmet aucune hypothse sur la nature L2 ou C2 de llment parallle, une seconde solution se dcline entre lintersection de z1 et du cercle complet z2*, dans la partie basse correspondant L2 (alors que la solution dans la partie haute correspondait C2).</p> <p>Cette solution offre des valeurs de linductance parallle de |Zind 2|=25.7 , tandis que llment srie possde un module de |Zind 1|=28.6 . Dans cette nouvelle topologie, une partie moindre de la puissance du gnrateur est drive vers la masse (via L2), et donc une quantit de signal plus importante que pour la topologie LC prcdente est disponible en entre de lamplificateur. Le gain de lamplificateur doit donc tre suprieur celui de la premire topologie. Ces propos doivent tre modrs par le fait quil reste vrifier que limpdance prsente au transistor dans cette dernire topologie correspond bien un cercle gain lev (ou quivalente celui issu de la premire version de circuit L-C). De plus, le fait de disposer dune inductance L1 plus faible dans cette nouvelle version est favorable pour une application faible bruit (car la rsistance srie associe linductance relle est moindre par rapport la premire solution : la densit spectrale de bruit HF SV=4kTR en est diminu dautant pour amliorer le facteur de bruit global de lamplificateur LNA !). Enfin, linductance L2 peut tre rutilise pour polariser lentre du transistor.</p> <p> et il y a tant dautres choses dire encore !</p> <p>Remerciements (special thanks to) : Mr SMITH pour son dessin psychdlique.</p>