Thèse de doctorat - Université de Limoges

Université de Limoges

École Doctorale Sciences et Ingénierie pour l’Information, Mathématiques (ED 521)

Laboratoire XLIM-SRI

Thèse pour obtenir le grade de

Docteur de l’Université de Limoges Discipline / Spécialité : Electronique des Hautes Fréquences, Photonique et

Systèmes/Télécommunication

Présentée et soutenue par

Clement Le Bas

Le 30 novembre 2017

Thèse dirigée par Anne JULIEN-VERGONJANNE, codirigée par Stéphanie SAHUGUEDE

JURY :

Rapporteurs

M. Ali KHALIGHI Maître de Conférences, HDR, Ecole Centrale de Marseille,

Institut Fresnel

M. Bruno FRACASSO Professeur, Institut Mines-Telecom Atlantique, Brest

Examinateurs

M. Tanguy RISSET Professeur, INSA de Lyon, CITI-INRIA

M. Pierre COMBEAU Maître de Conférences, Université de Poitiers, XLIM-SRI

Mme. Stéphanie SAHUGUEDE Maître de Conférences, Université de Limoges, XLIM-SRI

Mme. Anne JULIEN-VERGONJANNE Professeur, Université de Limoges, XLIM-SRI

Système de télésurveillance médicale utilisant la technologie de transmission optique sans fil

Thèse de doctorat

http://www.unilim.fr

Clement Le Bas | Thèse de doctorat | Université de Limoges | 2017 2

A tous ceux qui ont un jour cru en moi.

Ceci n’aurait pas était possible sans vous.


Il n’y a pas de faits, seulement des interprétations

Friedrich Nietzsche


Remerciements

En premier lieu, je tiens à remercier chacun des membres du jury pour l’intérêt qu’ils

ont porté à mes recherches en acceptant d’examiner mon travail.

J’adresse de plus mes remerciements particuliers à ma tutrice de thèse, Mme. Julien-

Vergonjanne Anne, et à ma co-directrice, Mme. Sahuguede Stéphanie, pour leurs conseils,

leur soutien et leur patience durant ces trois années de thèse. Ce travail n’aurait pas été

possible sans leur aide.

Enfin, je remercie tout le personnel de l’équipe XLIM-RESYST ainsi que tous les autres

doctorants et stagiaires que j’ai eu la chance de côtoyer. Ce fût un plaisir de travailler en leur

compagnie.


Droits d’auteurs

Cette création est mise à disposition selon le Contrat :

« Attribution-Pas d'Utilisation Commerciale-Pas de modification 3.0 France »

disponible en ligne : http://creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/3.0/fr/

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Sommaire

Introduction générale .........................................................................................................10

Chapitre I. Introduction aux communications par optique sans fil dans le visible ........14

I.1. Introduction .................................................................................................................14

I.2. Présentation des communications par optique sans fil ................................................15

I.2.1. Historique .............................................................................................................15

I.2.2. Les communications en lumière visible ou « Visible Light Communications » .......16

I.3. Applications ................................................................................................................20

I.3.1. Applications en milieu extérieur (Outdoor) ............................................................20

I.3.2. Applications sous-marines ....................................................................................22

I.3.3. Applications en intérieur (Indoor) ..........................................................................22

I.3.4. Applications médicales .........................................................................................24

I.4. Conclusion - problématique du sujet de thèse .............................................................26

Chapitre II. Caractéristiques des systèmes de communications VLC ............................29

II.1. Introduction ................................................................................................................29

II.2. Caractéristiques des émetteurs ..................................................................................30

II.2.2. Mode de rayonnement .........................................................................................34

II.2.3. Puissance optique de la source ...........................................................................35

II.2.4. Standards d’éclairage ..........................................................................................38

II.2.5. Les contraintes de sécurité oculaire ....................................................................39

II.3. Caractéristiques des dispositifs de réception .............................................................40

II.3.1. Les photodiodes ..................................................................................................40

II.3.2. Phototransistors ..................................................................................................42

II.3.3. Capteurs d’images ...............................................................................................42

II.3.4. Les LED en réception ..........................................................................................43

II.3.5. Les cellules solaires ............................................................................................44

II.4. Les sources de bruits .................................................................................................44

II.4.1. Le bruit optique ambiant ......................................................................................44

II.4.2. Le bruit thermique................................................................................................46

II.5. Définition et modélisation d’un système VLC en milieu fermé ....................................47

II.5.1. Schéma bloc ........................................................................................................47

II.5.2. Les différents types de propagation par optique sans fil ......................................47

II.5.3. Détermination de l’éclairement moyen .................................................................53

II.5.4. Les modulations dans le domaine des VLC .........................................................54

II.5.5. Simulation du canal VLC .....................................................................................57

II.6. Conclusion .................................................................................................................60

Chapitre III. Etude du canal VLC tenant compte d’un récepteur mobile et porté ...........62

III.1. Introduction ...............................................................................................................62

III.2. Modélisation et simulation du canal VLC ...................................................................63

III.2.1. Validation de RaPSor .........................................................................................63

III.2.2. Modélisation des sources ...................................................................................65

III.2.3. Nombre de réflexions .........................................................................................66

III.2.4. Modélisation des surfaces ..................................................................................67

III.3. Configuration étudiée ................................................................................................71


III.3.1. Description générale ...........................................................................................71

III.3.2. Caractéristiques des émetteurs ..........................................................................72

III.3.3. Caractéristiques et mobilité du récepteur ............................................................75

III.4. Impact de la présence du corps ................................................................................82

III.4.1. Modélisation du corps .........................................................................................83

III.4.2. Impact des variations de l’orientation du récepteur .............................................87

III.4.3. Impact du coefficient de réflexion du corps .........................................................89

III.4.4. Distance corps-récepteur ....................................................................................90

III.5. Conclusion ................................................................................................................94

Chapitre IV. Etude des performances d’un système de communication IR/VLC ...........97

IV.1. Introduction ...............................................................................................................97

IV.2. Détermination des performances du canal VLC ........................................................98

IV.2.1. Choix de la modulation .......................................................................................98

IV.2.2. Probabilité d’outage ...........................................................................................99

IV.2.3. Performances ................................................................................................... 101

IV.2.4. Le mode « Light-Off » ...................................................................................... 103

IV.3. Détermination des performances du canal IR ......................................................... 106

IV.3.1. Environnement étudié ...................................................................................... 106

IV.3.2. Modélisation du canal IR .................................................................................. 111

IV.3.3. Considérations sur la puissance optique .......................................................... 115

IV.4. Performance globale............................................................................................... 116

IV.4.1. Définition de la performance globale ................................................................ 116

IV.4.2. Etude en fonction de la puissance .................................................................... 118

IV.4.3. Application à différentes contraintes médicales ................................................ 121

IV.5. Conclusion .............................................................................................................. 123

Chapitre V. Etudes expérimentales ................................................................................. 125

V.1. Introduction .............................................................................................................. 125

V.2. Etude expérimentale de la voie montante IR ........................................................... 125

V.2.1. Présentation du dispositif de test ....................................................................... 125

V.2.2. Paramètres pour les simulations théoriques ...................................................... 127

V.2.3. Paramètres expérimentaux étudiés ................................................................... 132

V.2.4. Protocole de mesure ......................................................................................... 133

V.2.5. Résultats expérimentaux ................................................................................... 134

V.3. Etude expérimentale d’un lien VLC .......................................................................... 137

V.3.1. Présentation du système ................................................................................... 137

V.3.2. Etage d’émission ............................................................................................... 139

V.3.3. Etage de réception ............................................................................................ 143

V.3.4. Test du système ................................................................................................ 146

V.4. Conclusion ............................................................................................................... 153

Conclusion générale et perspectives ............................................................................. 155

Bibliographie ...................................................................................................................... 161

Publications personnelles ................................................................................................... 171

Annexe I : Exemple de fichier de simulation utilisé avec le logiciel RaPSor ........................ 172

Annexe II : Exemple de fichier de résultat obtenu avec le logiciel RaPSor.......................... 175

Annexe III – Liste de paramètres de simulation pour le canal VLC ..................................... 179

Annexe IV : Liste des paramètres de simulation pour le lien IR .......................................... 181


Annexe V : Description du dispositif portable communiquant en IR .................................... 183

Annexe VI : Algorithme de décodage voie montante .......................................................... 185

Annexe VII : Mesures de BER effectuées sur le banc VLC ................................................. 186

Abréviations ....................................................................................................................... 187

Table des illustrations ......................................................................................................... 189

Table des tableaux ............................................................................................................. 193



Introduction générale

Depuis le début des années 2000, on observe dans notre vie une augmentation

exponentielle de la présence d’objets connectés. L’évolution des réseaux et des techniques

de communications ont permis d’étendre le champ des possibles, offrant à chacun un accès

de plus en plus rapide aux informations.

Cette accessibilité permet aujourd’hui d’améliorer la qualité de vie quotidienne. On peut

notamment citer les nombreuses applications et gadgets permettant de suivre son activité

physique, commander ses appareils électroménagers à distance depuis son portable ou

encore discuter avec des personnes éparpillées dans le monde entier.

Cependant, cette évolution se heurte petit à petit à certaines limitations. En effet, la

multiplication de dispositifs communicants et de services à haut débit contribue à la saturation

du spectre associé aux radiofréquences (de quelques kHz à 300 GHz). On note également

une méfiance généralisée croissante envers la présence d’ondes électromagnétiques dans

notre quotidien. Outre les perturbations qu’elles peuvent engendrer sur les appareils qui nous

entourent, c’est principalement leur impact sur la santé qui est pointé du doigt. Même si les

conséquences de cet impact restent encore à définir, il est certain que l’effet biologique sur le

long terme de l’exposition prolongée aux radiofréquences reste aujourd’hui très obscur. Une

loi (loi Abeille) a été promulguée en France en février 2015 qui va dans ce sens car elle vise à

la modération de l’exposition du public aux ondes électromagnétiques, allant même jusqu’à

interdire le WiFi dans les locaux destinés aux enfants de moins de trois ans.

Cette préoccupation est également très importante pour les milieux sensibles comme

les établissements de santé. En effet, la demande de connectivité sans fil y est croissante, par

exemple de la part des personnels soignants qui veulent pouvoir accéder plus rapidement aux

données de leurs patients. Cette demande est légitime puisque que cela permet d’améliorer

et d’accélérer le diagnostic. En plus des problématiques liées à la santé, la présence de

perturbations électromagnétiques induites par les ondes radiofréquences peut aussi

représenter un risque pour la sécurité matérielle concernant les appareils médicaux. Il existe

également un risque en termes de confidentialité lorsque les données médicales sont

transmises par radiofréquences.

Pour toutes ces raisons, l’utilisation de technologies sans fil alternatives ou

complémentaires aux radiofréquences présente un grand intérêt. L’une des possibilités est

basée sur l’utilisation des ondes optiques. Initialement développée dans le domaine de

l’infrarouge (IR), la technologie de communication par optique sans fil connait actuellement un

grand essor dans le spectre visible depuis la démocratisation des LED pour l’éclairage. En

effet, autrefois très onéreuses, les LED sont de moins en moins chères à produire. Une

caractéristique de ces composants est leur capacité à commuter rapidement, ce qui est

l’élément clé pour le développement des communications dans le visible ou Visible Light

Communication (VLC). Cette technologie fait l’objet de nombreuses recherches car elle permet

de combiner les fonctions d’éclairage et de communication. Il existe déjà aujourd’hui des

applications grand public utilisant les VLC. On peut notamment citer des applications de

localisation indoor dans les centres commerciaux, les musées, les hôpitaux.


Les challenges en VLC restent encore nombreux. Ils sont liés par exemple à la montée

en débit ou aux performances des composants. Le principal enjeu étant l’établissement d’un

standard qui permettrait le développement d’un marché de masse.

Dans le domaine médical, il y a une application particulièrement intéressante de

l’optique sans fil et qui présente de nombreuses problématiques, les réseaux de capteurs

corporels pour la télésurveillance des patients. Dans ce concept, on a au minimum un capteur

médical embarqué dans un système communiquant porté par le patient. La donnée captée est

transmise à un point de collecte qui transfère ensuite une information soit au patient, soit au

personnel médical.

L’objectif de la thèse est d’étudier les performances des technologies optiques sans

fils pour cette communication bidirectionnelle. Un lien IR sera considéré pour la voie montante

entre le dispositif porté et le point de collecte et un lien en visible, lié aux sources d’éclairage

de l’environnement, pour la voie descendante entre le point de collecte et le récepteur

également porté.

La principale contribution apportée par cette thèse consiste à étudier les performances

des canaux de communication IR et VLC en considérant les différents paramètres associés à

la mobilité. On s’intéresse ici à la fois aux mouvements de l’émetteur, associé à la voie

montante IR, mais aussi à ceux du récepteur, associé à la voie descendante VLC. Ces

considérations nous permettent également d’illustrer le potentiel de cette technologie pour ce

type d’application en considérant les limites associées à chacun des liens de communication.

Le manuscrit est organisé en cinq chapitres. Le premier chapitre introduit la

technologique de communication par optique sans fil. Après un bref historique, nous

présentons les diverses avantages et inconvénients. Ensuite, les différents types

d’applications et de recherches autour de cette technologie appliquée au domaine du visible

sont illustrés. Nous nous attardons particulièrement sur celles concernant le milieu médical,

nous permettant ainsi de situer le travail proposé dans l’état de l’art actuel et ainsi de définir le

scénario étudié dans ce document.

Dans le second chapitre, nous présentons les principes de base et les différentes

caractéristiques d’un système de communication par optique sans fil dans le domaine du

visible en commençant par définir le fonctionnement des sources d’émissions associées à

cette technologie : les LED. Nous décrivons ensuite les différents types de récepteurs associés

ainsi que les diverses sources de bruits. Enfin, les différents types de liaison et la modélisation

associée sont détaillés avant d’introduire la méthode utilisée pour la simulation du canal

optique sans fil.

Le troisième chapitre est consacré à l’étude du canal pour la voie descendante en

visible. Dans un premier temps, nous commençons par valider l’outil de simulation présenté

au chapitre précédent. Nous étudions en particulier différents paramètres : le modèle de

source, le nombre de réflexions optiques à considérer et le coefficient de réflexion des

surfaces. Dans un second temps, nous décrivons les paramètres du scénario étudié afin

d’analyser l’impact de la mobilité du récepteur sur le gain optique et sur l’étalement de la

réponse impulsionnelle. Nous menons une approche statistique prenant en compte les

positions aléatoires du récepteur puis les variations de hauteurs ainsi que les changements


d’orientations du récepteur induits par le mouvement. Par la suite, nous nous intéressons aux

conséquences de la présence du corps portant le récepteur. L’importance de l’impact sur le

canal de ces différents paramètres est analysée en conclusion et permet d’apprécier leur degré

d’intérêt pour la modélisation.

Le quatrième chapitre se concentre sur l’étude des performances d’un lien IR/VLC

appliqué au monitoring de patient pour le scénario étudié dans la thèse. Nous définissons tout

d’abord les métriques utilisées pour analyser les performances du lien VLC c’est-à-dire la

probabilité de rupture en modulation OOK pour un taux d’erreur donné et un débit en fonction

de la puissance optique. L’objectif est de déterminer la puissance permettant de fournir un

éclairement adapté à l’usage et assurant la qualité de communication visée. Nous étudions

ensuite le canal IR en réalisant une étude paramétrique similaire à celle faite dans le chapitre

précédent concernant l’impact de la mobilité du patient. Les différences avec le canal VLC

résident d’une part dans l’utilisation de la diversité spatiale fournie par quatre récepteurs IR

répartis uniformément au plafond et d’autre part dans la contrainte sur la puissance IR. En

effet, on cherche dans ce cas une puissance minimale pour respecter la sécurité oculaire et

diminuer la consommation du dispositif porté. Cette étude se conclue par l’analyse de la

performance globale du lien bidirectionnel IR/VLC et de sa faisabilité pour diverses

applications médicales.

Le cinquième et dernier chapitre est orienté autour de validations expérimentales. En

utilisant un système développé au cours des dernières années au sein de l’équipe de

recherche, nous effectuons des mesures expérimentales permettant de valider certaines

conclusions du chapitre précédent sur la voie montante IR, mais aussi certains résultats déjà

présents dans la littérature. Pour finir, nous décrivons la conception d’un banc de test VLC

destiné à réaliser des mesures associées à la voie descendante.

Ce document se termine par une conclusion générale sur le travail effectué, ainsi que

sur les diverses perspectives offertes par l’ensemble des résultats obtenus.



Chapitre I. Introduction aux communications par

optique sans fil dans le visible

I.1. Introduction

Ces dernières années, le nombre de dispositifs, applications et services basés sur une

connectivité sans fil a augmenté de manière exponentielle entraînant de profondes

modifications dans nos manières de vivre. De nouveaux concepts tels que l’Internet des Objets

(IoT) associés à la connectivité des capteurs et des machines vont amplifier ce phénomène.

Le dernier forum mondial sur les réseaux sans fil [1] prédit 7 trillions d’appareils connectés

sans fil à disposition de 7 milliards d’humains d’ici l’année 2020. Cette incroyable proportion

est source de nombreuses préoccupations.

Outre les considérations écologiques majeures liées à la production et au recyclage de

tels appareils, et sachant que le terme « sans fil » désigne essentiellement les technologies

radiofréquences (30KHz à 300GHz), le challenge principal est la saturation du spectre

électromagnétique.

Pour faire face à l’accroissement de connectivité, de nombreuses solutions et techniques

avancées [2] sont envisagées dans les futures normes (5G) tout en essayant de limiter le coût

énergétique et indirectement l’impact Carbone. Une solution alternative pour surmonter les

problématiques est d’utiliser une technologie complémentaire aux radiofréquences au-delà de

300 GHz. Ce domaine est celui de l’optique sans fil, qui offre une bande passante libre

pratiquement illimitée (400 THz) et qui se décompose en trois sous-bandes (Figure I-1) : le

proche infrarouge (IR), la bande visible (390–750 nm) et l’ultra-violet (UV 200–280 nm).

Figure I-1 : Spectre optique de l’ultraviolet à l’infrarouge

Source : https://tpearcenciel.wordpress.com

Au cours de ce chapitre, nous commencerons par présenter un bref historique des

communications par optique sans fil. Nous détaillerons ensuite les spécificités liées au

domaine du visible (Visible Light Communication ou VLC) en présentant les avantages et

inconvénients. Après une brève description des standards existants associés à cette

technologie, les différents domaines d’applications seront présentés et en particulier les

applications médicales. Tous ces éléments permettront de définir le contexte de la thèse lié

aux applications de monitoring en santé ainsi que les différentes problématiques étudiées dans

ce document.


I.2. Présentation des communications par optique sans fil

I.2.1. Historique

Communiquer par optique fût l’un des premiers moyens de communication utilisé par l’être

humain. On peut prendre pour exemple les signaux lumineux entre deux bateaux, les signaux

de fumées des peuples indiens d’Amérique ou encore les balises côtières (par l’intermédiaire

du feu). Très rudimentaires par leur aspect, ces techniques permettaient néanmoins de

transmettre de manière rapide et efficace des informations essentielles.

Il faut attendre 1880, année de l’invention du photophone de Alexander Graham Bell (figure

I-2), pour voir émerger le premier véritable dispositif de communication par optique sans fil, ou

Optical Wireless Communication (OWC) [3]. Similaire aux téléphones modernes, cet appareil

permettait de moduler la voix d’une personne grâce à un système de miroir plan flexible. Les

variations de fréquence du signal permettaient de créer une alternance concave/convexe au

niveau de la surface réfléchissante, modulant ainsi la lumière incidente du soleil. En combinant

des cellules de sélénium avec un miroir concentrateur au niveau de la réception, il était

possible de décoder l’information reçue. Dans ses dernières versions, le dispositif pouvait

envoyer et recevoir un signal à plus de 200 mètres de distance.

Figure I-2 : Le photophone de Graham Bell (1880)

Source : https://imgur.com/

Malgré des premiers résultats prometteurs, l’appareil fût très vite concurrencé par

l’invention du télégraphe en 1894 par Guglielmo Marconi. Cette technologie permettant de

couvrir de plus grandes distances, le photophone fût délaissé au profit du développement

d’appareils utilisant les radiofréquences (RF).

Il faut attendre les années 60 avec l’invention des premières diodes

électroluminescentes, ou Light Emitting Device (LED), et des dispositifs laser pour voir

ressurgir cette technologie. De nombreuses expérimentations se sont déroulées jusque vers

les années 70 [4] correspondant au développement des fibres optiques qui supplantent alors

l’optique sans fil pour les transmissions longues distances. En 1962 par exemple, le laboratoire

Lincoln du Massachusetts Institute of Technology (MIT) établit la transmission d’un signal

télévisuel sur plus de 48 km en optique sans fil utilisant des diodes laser, ou Laser Diode (LD).

Grâce aux progrès réalisés dans les technologies de fabrication des composants de

transmission et de détection optiques, le développement des communications par optique

sans fil s’est poursuivi notamment pour les applications militaires et spatiales en raison de la

sécurité inhérente de l’optique liée au confinement des faisceaux.


La pénétration de cette technologie sur le marché de masse est restée limitée,

excepté autour des années 1990 pour les communications courte portée (IrDA Infrared Data

Association [5]) telles que le contrôle à distance d’appareils (télécommande) et avec un certain

succès pour les liaisons optiques en espace libre (Free Space Optics ou FSO) déployées

lorsque les installations par fibre optique n'étaient pas possibles ou réalisables. Du fait de la

demande croissante de transmissions très haut-débits, le marché des systèmes FSO est en

forte augmentation depuis le début du siècle.

Avec l’invention de la diode bleue par le Dr. Shuji Nakamura en 1993 [7], puis la mise

au point de la diode blanche, de nouvelles applications sont également envisagées dans le

domaine de l’éclairage. L'émergence du domaine des communications dans le visible (VLC)

résulte de ces innovations.

Les nouvelles générations de LED d’éclairage aux caractéristiques attractives en

terme notamment de durée de vie (≈50.000 h), d’efficacité lumineuse (260 lm/W) et de

consommation d'énergie, remplacent progressivement les ampoules à incandescences et les

lampes fluorescentes. D’ici 2050, il est prévu que la quasi-totalité des éclairages utilisent des

LED. De plus, la capacité de commutation ultra rapide de ces dernières permet une modulation

de l’intensité lumineuse imperceptible pour l’œil humain, permettant ainsi d’imaginer de

nouveaux usages. Les premières expérimentations de transmission ont eu lieu au Japon en

2005 à l’université de Kieo (Tokyo). En 2011 le professeur Harald Haas et son équipe de

recherche à l'Université d'Édimbourg démontrent les potentialités d’une transmission vidéo par

VLC et introduisent pour la première fois le terme «Li-Fi», acronyme officieux couramment

utilisé aujourd’hui lorsqu’on parle de la technologie VLC [7,8]. L’idée introduite derrière ce

terme est de faire une analogie avec celui du WiFi.

I.2.2. Les communications en lumière visible ou « Visible Light

Communications »

I.2.2.1. Généralités

La démocratisation des éclairages à LED depuis les années 2000 a donc permis

d’envisager la combinaison des notions d’éclairage et de communication. Ces dernières

années, de nombreuses recherches se sont axées autour de l’intégration des VLC au sein de

notre environnement et on peut trouver un grand nombre d’articles sur cette technologie [9-

20].

Comme on peut l’observer sur l’illustration de la Figure I-3, un des objectifs est de

s’inscrire dans le développement de l’inter-connectivité des personnes avec leur

environnement intérieur. Il s’agit du type d’application le plus couramment considéré car 70%

des communications sont effectuées en intérieur. Mais de nombreuses utilisations en extérieur

sont également possibles notamment dans le contexte des villes et des transports intelligents.


Figure I-3 : Illustration des applications utilisant les VLC en milieu intérieur

Source : https://www.theengineer.co.uk

I.2.2.2. Avantages

Comparées aux technologies RF, les communications par optique sans fil présentent

de nombreuses caractéristiques très avantageuses [16-18].

Le premier argument avancé est la bande passante disponible pour cette technologie.

Contrairement aux RF, elle s’étend sur plusieurs GHz et peut être utilisée sans restriction. Cet

avantage permet de répondre au problème croissant de la congestion du spectre RF, limitant

de plus en plus le déploiement de nouveaux appareils et réseaux de communications.

Deuxièmement, du fait des valeurs des longueurs d’onde (≈nm) par rapport aux

dimensions des récepteurs (≈cm) cette technologie n’est pas, contrairement aux RF, sujette

aux évanouissements multi-trajets.

Autre avantage : l’absence de génération de perturbations électromagnétiques.

L’utilisation d’ondes lumineuses permet en effet de s’affranchir des problèmes de perturbation

qui se posent dans le domaine RF, spécifiquement dans des environnements comme les

avions, les trains ou encore les milieux hospitaliers.

On peut ensuite noter le fait que les rayons lumineux traversent mal la matière. Ils sont

donc généralement confinés dans leur environnement. C’est un avantage qui permet

d’améliorer la sécurité de l’information (interception des données impossible de l’extérieur),

mais qui limite de manière évidente la couverture et rend aussi cette technologie très sensible

aux phénomènes de blocages.

Enfin, cette technologie permet de combiner les fonctions d’éclairage et de

communication et donc s’appuie sur des émetteurs disséminés un peu partout dans

l’environnement. Chaque lampe est en effet susceptible de transmettre à condition que

l’ampoule soit à LED. Ainsi, les besoins en termes d’installation et de maintenance sont réduits.


I.2.2.3. Inconvénients

Toute technologie présente des inconvénients, et les communications par optique sans

fil n’échappent pas à cette règle.

Tout d’abord, comme précisé précédemment, le fait que la lumière ne puisse pas

traverser la matière opaque pose de graves problèmes de blocages. En effet, si le récepteur

est bloqué par n’importe quel objet, aucun signal lumineux ne peut parvenir jusqu’à lui,

rompant ainsi son lien avec le signal émis.

D’autre part, l’impact de la puissance optique émise ne peut être négligé. Dans le

domaine de l’infrarouge ou de l’ultraviolet, cela se manifeste par une limitation en puissance

liée au danger de ce type de rayonnement sur la rétine ou sur la peau. Dans le domaine du

visible, cette limitation est liée à la notion d’éblouissement car le signal émis dépend de

l’éclairement fourni par la source. On note également que si on éteint totalement la source

lumineuse, on ne peut émettre aucun signal.

De plus, il existe certains cas pour lesquels la lumière visible peut aussi avoir un impact

physiologique. En effet, il est possible de voir apparaitre des effets de scintillements lors de

l’envoi d’informations. Cet effet peut-être dû, par exemple, à une longue suite d’états où la

lumière est éteinte, créant ainsi une trop grande discontinuité du signal optique. Ceci a pour

effet de rendre perceptible le changement d’état de la source, conduisant à un inconfort visuel

et même parfois à des nausées. Il existe néanmoins de nombreuses méthodes au niveau de

la modulation du signal permettant de résoudre ce problème.

Enfin, on peut noter que cette technologie peut être parasitée par de nombreuses sources

de bruits optiques ambiants comme le soleil, les lampes à incandescences ou n’importe quelle

autre source lumineuse.

I.2.2.4. Standardisation

a) Historique

L’une des premières applications grand public de l’optique sans fil est l’utilisation de LED

IR dans les télécommandes. Afin de normaliser cette utilisation, un consortium d’entreprises

décida de créer, en 1993, un standard permettant de normaliser les protocoles de

communications associés. Celui-ci, nommé « Infrared Data Association » (IrDA), est toujours

en vigueur aujourd’hui et continue d’être utilisé pour des applications entre 850 et 900 nm, à

bas coût, courte portée (de l’ordre du mètre) et point-à-point. L’évolution prévoit une norme

Giga-IR très courte portée pouvant supporter des débits très élevés de l’ordre du Gbit/s [5].

En 1997, l’organisation IEEE a également développé un standard de communication IR

dans 802.11 pour les réseaux sans fils locaux (WLAN) mais qui disparait des versions révisées

en 1999 au profit des communications RF ayant une plus grande portée.

En 2007, la Japan Electronics and Information Technology Industries Association’s (JETA)

établit un premier standard sur les systèmes utilisant l’optique sans fil en visible. A la suite, le

Visible Light Communication Consortium (VLCC) introduit en 2008 de nouvelles spécifications,

mais c’est à partir de 2011 qu’un premier véritable groupe de travail se forme afin de concevoir

le standard IEEE 802.15.7, spécifique au domaine des VLC [16-18,20]. Celui-ci est toujours

en vigueur actuellement et différentes activités d’évolution de la norme sont en cours [21].


Deux sous-groupes d’IEEE 802.15 travaillent actuellement sur la norme:

- IEEE 802.15.7m pour faire évoluer le premier standard en incluant les communications

utilisant un capteur d’image ou caméra (OCC Optical Camera Communication) et les

communications faible débit unidirectionnelles utilisant des LED. La version révisée

est attendue pour 2018.

- IEEE 802.15.13 pour des communications par optique sans fil très haut-débit (plusieurs

Gbit/s) déployées pour des applications généralement industrielles et complexes

incluant plusieurs émetteurs et récepteurs. La version révisée est attendue pour 2019.

En parallèle, un groupe au sein d’IEEE 802.11 (The Light Communications (LC) Topic

Interest Group) travaille également autour du Li-Fi pour une intégration aux futurs systèmes

5G. Ce groupe est plus large que celui d’IEEE.802.15 car regroupant les entreprises de

télécommunications (fabricants de circuits, de systèmes, les opérateurs), les organismes de

recherche et les entreprises d'éclairage. L’objectif serait de fournir à l’horizon 2021, une norme

axée sur une solution de marché de masse visant à satisfaire un large éventail de cas

d'utilisation avec une complexité limitée et l’interopérabilité.

b) Eléments sur la norme IEEE 802.15.7

La norme IEEE 802.15.7 actuelle [21] définit la couche physique (PHY) et la couche

de contrôle d'accès (MAC) pour des communications par optique sans fil courte portée utilisant

la lumière (spectre entre 380nm et 780nm) pour des applications en milieu intérieur (indoor)

et extérieur (outdoor). De plus, elle permet de prendre en compte les problématiques de

variations d’intensité lumineuse (« dimming ») et les techniques d’atténuation des effets de

scintillement (« flickering »).

– couche PHY

Le standard propose 3 couches PHY différentes selon les débits visés. Elles peuvent

coexister au sein d’un même système, mais pas interagir entre elles. L’utilisation de chacune

des couches PHY est détaillée par plusieurs caractéristiques parmi lesquelles on peut citer la

modulation et le codage correcteur d’erreur.

Comme illustré sur le figure I-4, la couche PHY I est principalement utilisée pour les bas

débits (de 11.6 à 266.6 kb/s) dans les applications « outdoor ». Elle utilise deux types de

modulation On-Off keying (OOK) et Variable Pulse Position Modulation (VPPM) et supporte

des codes convolutifs et de Reed Solomon (RS).

Concernant la couche PHY II, elle est réservée aux applications à plus haut débit (de

1.25 à 96 Mbit/s) en outdoor et indoor point à point. Comme pour PHY I, elle utilise les

modulations OOK et VPPM mais ne supporte que les codes RS.

Enfin, la couche PHY III est utilisée pour des applications comportant de multiples

sources d’émissions ou de réceptions utilisant des fréquences (ou ici couleurs) différentes.

Elle utilise alors une modulation particulière appelée Color Shift Keying (CSK) et supporte les

codes RS. Les débits visés sont entre 12 et 96 Mb/s.


Figure I-4 : Couches PHY I du standard IEEE 802.15.7 [22]

– couche MAC

Au sein du standard, trois topologies d’accès sont proposées :

- Topologie en étoile : une communication est établie entre deux dispositifs et une

commande centrale, servant de coordinateur. L’accès est aléatoire et peut s’établir en

utilisant le mécanisme CSMA/CA qui permet de vérifier la disponibilité du canal.

- Topologie en pair à pair (ou Peer to Peer P2P) : chaque appareil peut communiquer

avec un autre au sein de la zone de couverture, l’un des deux étant le coordinateur.

- Topologie de diffusion : chaque appareil peut transmettre de manière unidirectionnelle

un signal aux autres appareils présents sans être associés à aucun dispositif.

De nombreux travaux portent sur la simulation des protocoles des couches PHY et MAC

proposées dans le standard ou modifiés pour améliorer les performances [23-27]. Différentes

publications présentent également comment implémenter la norme basée sur le concept de la

radio logicielle ou en utilisant des FPGA ou des SOC [22, 28, 29].

I.3. Applications

I.3.1. Applications en milieu extérieur (Outdoor)

Les diverses applications en extérieur axées autour des VLC ont commencé à émerger

lorsque l’industrie automobile s’est intéressée à la possibilité de faire communiquer deux

voitures entre elles en utilisant l’éclairage de leurs phares. De cette idée découlent trois types

d’applications complémentaires, chacune s’intégrant dans la dynamique de développement

des transports intelligents, ou Intelligent Transport System (ITS) [30-35]:

- La communication Véhicule à Véhicule (V2V)

- La communication Véhicule à Infrastructure (V2I)

- La communication Infrastructure à Véhicule (I2V)


L’objectif ici est de concevoir un écosystème dans lequel chaque véhicule peut devenir

conscient des obstacles et dangers qui l’entourent, lui permettant ainsi d’agir en conséquence

soit de manière autonome soit en avertissant les utilisateurs alentours (figure I-5). Les

principales problématiques liées à ces applications concernent le haut niveau de bruit optique

ambiant, généré par le soleil notamment, et les distances importantes mises en jeu (plusieurs

mètres). A cela s’ajoute l’impact des conditions météorologiques (neige, pluie, température…)

qui constituent un caractère imprévisible.

Figure I-5 : Illustration des applications VLC en extérieur

Actuellement, dans le cadre de communication V2V, il est expérimentalement possible

d’établir une communication à 10 kbit/s entre deux véhicules distants de 30 mètres l’un de

l’autre [31]. Dans cette configuration, on réalise une communication point à point entre chaque

véhicule, c’est-à-dire que les véhicules sont considérés immobiles l’un par rapport à l’autre (ils

vont donc à la même vitesse).

Les scénarios V2I fonctionnent de manière similaire aux communications V2V, si ce

n’est que le véhicule diffuse des informations à destination de l’environnement alentour. Même

si à l’heure actuelle les technologies visées s’orientent principalement autour du Wi-Fi ou du

Bluetooth, on trouve dans la littérature des méthodes utilisant les VLC [36].

Concernant les communications I2V, on privilégie généralement la technique du

« handover » : en considérant que des sources d’éclairages sont présentes dans les rues

(exemple : lampadaire), il est possible d’utiliser le recouvrement de ces diverses zones

d’éclairage afin de transmettre des informations en continu à un véhicule mobile [37].

Enfin, on peut aussi noter la démonstration expérimentale d’une communication VLC point

à point permettant d’atteindre 1.8Gbit/s pour une distance de 50m [32]. Ce type d’application

permet d’autre part d’ouvrir le champ des possibilités des communications Infrastructure –

Usagers (I2X) et donc de venir complémenter les technologies de communication RF utilisées

en milieu extérieur.


I.3.2. Applications sous-marines

Concernant les applications extérieures, il existe un domaine où la technologie VLC

propose une solution performante là où la technologie RF n’en apporte pas : celui des

communications sous-marines.

Les nombreuses recherches dans ce domaine ces dernières années illustrent l’intérêt

de cette technologie pour la surveillance d’écosystèmes marins ou l’exploration sous-marine

(notamment dans le domaine de l’exploitation pétrolière).

L’optique sans fil permet, de par sa large bande passante, d’atteindre des débits bien

supérieurs à ceux obtenus avec les RF (<Mbit/s) [38]. De plus, les ondes lumineuses se

propagent plus rapidement dans l’eau que les ondes électromagnétiques ou sonores,

réduisant ainsi grandement la latence du signal. De ce fait, la technologie optique en visible

est maintenant considérée comme une excellente alternative [38-41].

Les longueurs d’ondes généralement utilisées sont situées entre 450 et 550 nm, car il s’agit

de celles pour lesquelles l’absorption dans l’eau est minimale. De plus, on utilise généralement

des diodes laser au lieu des LED visibles traditionnelles, notamment à cause de leur grande

directivité et donc leur performance. Néanmoins, l’inconvénient est que plus la distance

augmente plus il est difficile d’assurer les contraintes d’alignement à cause justement de la

directivité de la source. Récemment, il a été montré qu’il était possible d’atteindre un débit de

10 Gbit/s à une distance de 10 m [42].

L’un des principaux enjeux dans ce domaine est alors l’augmentation de la distante de

communication. En effet, l’atténuation des signaux optiques dans l’eau est importante, limitant

les performances atteignables. C. Wang et al [43] ont établi récemment qu’il était possible de

transmettre un signal sur une distance de 500 m en utilisant une LED du commerce. Avec une

telle distance, les problèmes de sensibilité du récepteur s’ajoutent à ceux liés à la directivité

de la source. En effet, plus la distance augmente, plus l’atténuation est forte. Il est donc

nécessaire d’augmenter aussi la sensibilité du capteur [44, 45].

I.3.3. Applications en intérieur (Indoor)

Liaison point à point

Les applications point à point, ou multipoints à point, constituent la majorité des

recherches autour des VLC. On appelle point à point le fait de transmettre une information

entre une ou plusieurs sources fixes (ici les éclairages présents dans la pièce) à un ou

plusieurs récepteurs, eux aussi immobiles dans l’environnement. Une illustration du concept

est reportée en figure I-6. L’objectif dans ce scénario est d’atteindre de très hauts débits

(>Gbit/s) afin de proposer une alternative viable aux technologies Wi-Fi (concept du Li-Fi).

En effet, les environnements intérieurs disposent de nombreuses sources d’éclairages

utilisées même en pleine journée afin d’assurer un confort optique adéquat. De plus, les faibles

distances mises en jeu permettent de réduire significativement l’atténuation du signal par

rapport aux applications en extérieur.

De nombreuses recherches théoriques ont été menées, permettant par exemple de

démontrer qu’il était possible d’atteindre des débits supérieurs à 10 Gb/s en utilisant des LED


« Red-Green-Blue » (RGB) [46]. De plus, on voit ces dernières années émerger de plus en

plus de démonstrations expérimentales [47-51]. Parmi les plus récents résultats, les auteurs

dans [51] montrent qu’il est possible d’atteindre un débit de 2.5 Gbit/s entre un émetteur VLC

constitué d’une diode laser et un récepteur situé à 12m.

Enfin, on relève également des études cherchant à combiner la technologie VLC avec

celle du courant porteur en ligne, ou « Power Line Communication » (PLC) afin d’optimiser le

transfert d’information au sein d’une infrastructure [52].

De ce fait, de nombreuses start-up axées sur l’utilisation du Li-Fi ont récemment vu le

jour, illustrant ainsi l’intérêt de l’industrie pour cette technologie. On peut citer la start-up

Ecossaise PureLifi (créée en 2012 par le professeur Harald Haas) ou encore les sociétés

françaises Luciom et OledComm. Elles proposent des produits permettant, à partir d’un

éclairage, de recevoir internet sur son ordinateur portable grâce à un module dédié pour un

débit d’environ 20 Mbit/s.

Figure I-6 : Exemple d’une configuration VLC point à point

Les réseaux hybrides

Comme précisé précédemment, la technologie VLC n’a pas vocation à remplacer la

technologie Wi-Fi. L’objectif est plutôt de proposer une alternative, voire un complément.

Certaines recherches s’orientent sur la combinaison des technologies RF et VLC afin de

cumuler leurs avantages et ainsi augmenter la performance des réseaux en espace intérieurs

[53-56].

L’un des avantages de cette association est de permettre de s’affranchir des problèmes

de blocages. En effet, la propagation de la lumière est, contrairement aux ondes RF, très

sensible à la présence d’objet sur son chemin de propagation. De ce fait, il semble intéressant

d’utiliser la technologie RF pour compenser les cas où le signal VLC n’est pas correctement

reçu [55, 56].

On peut citer par exemple les travaux de Sakurai et al [56], dans lesquels les auteurs

présentent une méthode d’intégration de systèmes Wi-Fi/IR permettant lorsque le lien optique

IR se retrouve bloqué, de basculer vers l’utilisation du Wi-Fi jusqu’à que le lien IR soit de

nouveau opérationnel.


Une autre approche possible consiste à considérer que les 2 technologies peuvent

travailler de manière coopérative. Certaines études se penchent sur la possibilité de combiner

les informations issues en même temps d’un système VLC et d’un système RF, dans le but

d’augmenter significativement les performances du réseau [55].

La Localisation

Il est bien connu que la localisation GPS (pour « Global Positioning System »),

largement utilisée en milieux extérieurs, devient difficile d’utilisation en intérieur. Même si

certaines techniques existent, celles-ci restent complexes d’utilisation et n’offrent qu’une

précision très faible. Il en va de même pour l’utilisation des technologies Zigbee et Bluetooth

qui sont, elles, très vulnérables aux fluctuations du signal issu de la source.

Avec ses nombreux avantages, la technologie VLC offre une solution prometteuse à la

problématique de la localisation et navigation indoor. Ce type d’application a fait l’objet de

nombreuses études et est l’une des premières solutions commercialisées [57-65].

Les méthodes classiques de triangulation ou de trilatération associées aux VLC permettent

à l’heure actuelle d’obtenir des précisions de localisation de l’ordre du centimètre, alors que

par exemple on est autour du mètre en Wi-Fi [63-65]. La puissance générée par les éclairages

permet en effet d’améliorer drastiquement les performances. De plus, il est possible d’établir

facilement un suivi du signal entre les différentes pièces, de par la continuité des sources

d’éclairages installées. Cependant, les performances restent impactées par les fluctuations de

l’intensité de la lumière, par exemple en cas de perte d’intensité entre deux pièces.

Pour les applications de navigation, le récepteur est considéré comme étant mobile. On le

représente généralement par un téléphone ou une tablette portée par un utilisateur. L’industrie

de la grande consommation s’intéresse particulièrement à ce genre d’application. En effet,

cela permet par exemple d’indiquer au client la localisation d’un produit ainsi que le chemin

pour s’y rendre. On peut notamment citer le fabriquant Phillips qui s’est lancé ces dernières

années dans le développement de ce type de systèmes [66].

De ce fait, les applications combinant positionnement et mobilité offrent des perspectives

très prometteuses. Cependant, il reste de nombreux défis à relever, et notamment parmi eux

celui lié aux conséquences de la mobilité du dispositif dans un milieu fermé.

I.3.4. Applications médicales

Contrairement aux applications générales, il existe certains domaines où les avantages de

la technologie VLC permettent de répondre à des besoins très spécifiques auxquels les RF

n’apportent pas de réponse simple. C’est le cas, par exemple, des milieux médicaux.

En effet, à l’image des habitudes de consommation de la société actuelle, on voit

apparaitre au sein des environnements médicaux une très forte demande concernant l’inter-

connectivité : chaque personnel soignant souhaite pouvoir accéder en temps réel aux données

de ses patients ou à n’importe quelle information pouvant l’assister dans sa tâche.

Une des solutions possibles pour répondre à cette demande est le déploiement de réseaux

de capteurs communicants permettant de suivre et transmettre les données de santé des

patients. Pour assurer une couverture à l’échelle d’un établissement de santé, cela nécessite


un grand nombre de dispositifs. Cependant, un tel déploiement est difficilement envisageable

avec des technologies uniquement RF. En effet, en dehors de la saturation électromagnétique

induite par un tel nombre de dispositifs, il existe un risque de perturbation/pollution

électromagnétique non seulement pour les appareils médicaux sensibles mais aussi pour les

patients eux-mêmes.

De ce fait, l’optique sans fil offre une solution à cette problématique. Un exemple de

scénario est illustré sur la figure I-7.

Figure I-7 : Illustration de systèmes VLC appliqués au domaine médical

Source : https://www.postscapes.com/wifi-lights/

Une spécificité de ce contexte est que le débit n’est pas un enjeu majeur. En effet, sur

le tableau I-1 on peut remarquer que hormis dans le cas de transmission d’images, la majorité

des données de santé issues de capteurs médicaux nécessite un débit inférieur au Mbit/s. Par

contre la qualité de la transmission en termes de taux d’erreur binaire, ou Bit Error Rate (BER),

est très importante, de même que la robustesse du lien, que ce soit face aux blocages ou à la

variation d’intensité lumineuse. De plus, lorsque les capteurs sont embarqués, la

consommation et la durée de vie sont également très importantes. Tous ces éléments

constituent des défis pour la technologie optique sans fils d’autant plus si on considère que le

patient et/ou le personnel soignant se déplacent dans l’environnement.

Dans ce contexte, l’utilisation de communications par la lumière s’envisage

majoritairement pour la voix descendante car il peut être inconfortable pour un patient de porter

une source lumineuse. Dans ce cas, on est dans un contexte plus général de transmission

VLC indoor, plutôt bas débit avec un challenge lié à la présence et la mobilité du patient ou du

personnel.

On peut répertorier plusieurs travaux récents sur ce type d’applications [67-70],

certains combinant les techniques VLC et PLC [52]. En considérant un luminaire placé au

plafond et un récepteur VLC fixe dans la pièce, les auteurs ont réussi à atteindre

expérimentalement un débit de 48 Mbit/s.


Tableau I-1 : Contraintes pour différentes applications médicales

Application Mesure Débit visé BER

Reconnaissance de

mouvements

Direction/Orientation 1 Mbit/s <10-10

ECG Activité cardiaque 72 kbit/s <10-10

EEG Activité du cerveau 86.4 kbit/s <10-10

EMG Activité musculaire 1.536 Mbit/s <10-10

Surveillance de

température

Température du

corps

<10 kbit/s <10-10

Audio (cœur) Battement du cœur 1 Mbit/s <10-5

Vidéo/Images

médicales

Activité <10 Mbit/s <10-3

Enfin, on peut noter le cas particulier d’applications pour localiser ou déplacer des

instruments médicaux à travers l’environnement hospitalier. C’est le cas, par exemple, de

travaux de R. Murai et al [71] qui proposent d’utiliser l’éclairage ambiant d’un couloir afin de

commander un robot d’assistance médical.

Concernant la voix montante, quelques travaux ont été menés sur l’utilisation des VLC

pour remplacer les câbles entre les capteurs (ECG, EEG) et l’appareil d’analyse [72-74]. Les

expérimentations montrent qu’il est possible de transmettre l’information dans un cas statique,

par exemple entre un récepteur situé sur le lit du patient, et un récepteur localisé au plafond

[74].

Cependant, il est plus simple et plus confortable pour un patient équipé de capteurs de

développer la voix montante en utilisant l’infrarouge. Plusieurs travaux se sont intéressés à ce

scénario principalement pour la surveillance de patients éventuellement mobiles [75-78].

C’est notamment dans ce contexte que l’équipe RESYST du laboratoire XLIM a initié dès

2009 des travaux de recherches dans le domaine du monitoring médical de patients [79-81].

Une première thèse a été menée afin d’étudier théoriquement les potentialités de la

technologie infrarouge en diffus pour le monitoring d’un patient mobile [79]. Les résultats très

convaincants ont permis d’étendre cette étude afin de réaliser un démonstrateur permettant

de mesurer l’activité physique d’une personne en temps réel. Il a été ainsi possible de réaliser

et valider des comparaisons entre les résultats pratiques et théoriques [81]. Enfin, l’équipe de

recherche s’est aussi orientée sur l’application de la technologie IR aux réseaux de capteurs

corporels, ou « Body Area Network » (BAN), permettant ainsi de valider le potentiel de cette

technologie pour ce type d’application [80].

I.4. Conclusion - problématique du sujet de thèse

Dans ce chapitre, nous avons illustré que plusieurs arguments et éléments conjoncturels

conduisent à considérer que la technologie de communication par optique sans fils constitue

un complément voire, dans certaines situations, une alternative prometteuse aux systèmes de

communications traditionnels par RF.

Plus particulièrement, les applications dans le milieu médical présentent un très fort intérêt,

du fait que ces environnements sont extrêmement sensibles à la multiplication des


perturbations électromagnétiques générées par l’accroissement annoncé du nombre de

systèmes RF, mais aussi par le besoin actuel d’une connectivité immédiate n'importe où et

n'importe quand.

Afin d’explorer les possibilités offertes par la technologie optique sans fil et dans le but

d’étendre les compétences de l’équipe RESYST au domaine du visible il est proposé dans

cette thèse de faire l’étude de la configuration illustrée en figure I-8. L’objectif est d’étudier les

performances d’un lien de communication bidirectionnel utilisant l’infrarouge en voix montante

et le visible en voix descendante.

Dans cette configuration, un patient est équipé d’un système portable permettant de

mesurer différents paramètres vitaux afin de les transmettre en utilisant un canal de

communication par optique sans fils dans l’infrarouge. Le signal, réceptionné par un ou

plusieurs récepteurs répartis dans l’environnement considéré est relayé (directement ou

indirectement) à un dispositif VLC situé dans une autre pièce éventuellement. Les données

sont ensuite transmises en lumière visible à un récepteur mobile (un téléphone ou une tablette,

par exemple) à disposition du personnel soignant.

Dans le prochain chapitre, nous nous intéressons aux différentes caractéristiques des

systèmes par optique sans fil, en particulier dans le domaine du visible. Nous présentons

notamment les fonctionnements des émetteurs et récepteurs, mais aussi les méthodes

permettant de déterminer la propagation d’un signal optique au sein d’un environnement et de

modéliser le canal de communication.

Rx

Rx

Rx

Rx

Tx

IR Uplink

Tx

Tx

Tx

Tx

Rx

Traitements des données

VLC Downlink

Figure I-8: Scénario considéré dans ce document



Chapitre II. Caractéristiques des systèmes de

communications VLC

II.1. Introduction

Les communications optiques sans fil sont basées, quelle que soit la bande de fréquence

utilisée, sur la technique de modulation d’intensité associée à une détection directe (IM/DD

Intensity Modulation – Direct Detection). La modulation de l’intensité (IM) est obtenue en

faisant varier le courant de polarisation de la source optique. Contrairement au cas des RF où

l’information peut être contenue dans l’amplitude, la phase ou la fréquence de la porteuse, elle

est contenue ici dans la puissance instantanée. Le signal transmis est donc réel et positif. En

réception par détection directe (DD), le composant de réception produit un photo-courant

proportionnel à la puissance optique incidente. La figure II-1 propose une illustration de ce

concept.

Figure II-1 : Fonctionnement IM/DD [82]

L’objectif principal de ce chapitre est donc d’introduire les bases permettant d’appréhender

le fonctionnement d’un système de communication par optique sans fil IM/DD, et ce

notamment pour les applications dans le domaine du visible. Les caractéristiques et le

comportement des sources émettrices y sont décrites. Les problématiques associées à la

génération de la lumière blanche et du calcul de la puissance optique associée y sont aussi

abordées. D’autre part, ce chapitre expose les différents systèmes de réception existants. On

termine par la description des principales modulations utilisées dans le cadre des

communications par optique sans fil puis par la définition des différents modes de propagation

ainsi que les modèles et logiciels de simulation de canal associés.

Courant de commande (A)

Photocourant (A)

Puissance transmisse (W)

Puissance incidente (W)


II.2. Caractéristiques des émetteurs

Dans le domaine des communications par optique sans fil, les principaux composants

utilisés en émission sont les diodes. Il en existe principalement deux types : les diodes

électroluminescentes (LED) et les diodes laser (LD).

En VLC, les LED sont privilégiées en raison de leur faible coût et de leur large surface

d’émission, permettant de produire des faisceaux optiques plus diffus, facilitant ainsi le respect

des contraintes d’éclairage ainsi que celles liées à la sécurité oculaire.

Les LD ont de meilleures performances que les LED en termes de bande passante et

de rendement mais elles émettent généralement des faisceaux très étroits, devant alors

respecter des contraintes de sécurité oculaire. Il est possible d’utiliser des diffuseurs afin de

palier à cette limitation, cependant ces composants sont très onéreux. Les LD sont

classiquement utilisées pour des applications plus spécifiques, par exemple point à point à

très haut débit [47, 51, 52]. Le tableau II-1 propose un comparatif de ces deux composants.

Tableau II-1 : Comparatif LED et LD

Caractéristiques LED LD

Puissance optique Faible Importante

Largeur spectrale (25-100) nm (0.01-5) nm

Bande passante Du kHz à la centaine de MHz Du kHz à la centaine de GHz

Efficacité en puissance (10-20) % (30-70) %

Sécurité oculaire Faible considération Forte considération

Directivité Diffuse Directive

II.2.1.1. Sources LED

Le composant communément appelé LED consiste en un matériau semi-conducteur

dopé avec des impuretés afin de créer une jonction p-n. Comme pour les diodes classiques,

le courant circule facilement par le coté n, ou cathode, mais ne peut pas aller dans l’autre

direction (figure II-2).

La puissance optique générée par ce composant dépend du courant I qui la traverse.

Cependant, la relation n’est pas complètement linéaire. En effet, comme on peut le voir sur la

figure II-3, l’évolution de la puissance émise en fonction du courant est composée de parties

non-linéaires. Généralement, on choisit d’utiliser les LED uniquement dans leur partie linéaire

afin d’en faciliter l’étude. De ce fait, on ne tiendra pas compte dans ce document du

comportement non-linéaire du composant.

Cathode (-) Anode (+)

I

Figure II-2 : Représentation standard d’un composant LED


Figure II-3 : Exemple d’évolution de la puissance émise d’une LED en fonction du courant de polarisation appliqué

Une autre caractéristique importante des LED est la réponse en fréquence. Elle dépend

essentiellement de la durée de vie des porteurs de charge du semi-conducteur et de la

capacité parasite et est lié aux longueurs d’ondes émise. On considère généralement que le

comportement d’une LED peut être modélisé par un filtre passe bas RC du premier ordre. La

bande passante correspondante est alors exprimée par la fréquence de coupure fc à -3 dB :

𝑓𝑐 =1

2𝜋𝑅𝐶= 𝐵 (2.1)

Où B correspond à la bande passante du composant. Cette valeur peut également

s’exprimer à partir du temps de monté tr (rise time) de la LED. Il s’agit du temps nécessaire

pour que le signal passe de 10 % à 90% de sa valeur maximale, ce qui donne 𝑡𝑟 =1

𝑅𝐶ln (9).

On peut donc en déduire :

𝐵 =ln (9)

2𝜋𝑡𝑟≈0.35

𝑡𝑟 (2.2)

Dans le cas des LED n’émettant qu’une seule longueur d’onde (rayonnement

monochromatique), la génération de celle-ci dépend du matériau utilisé. Deux familles de

matériaux sont utilisées pour la fabrication de LED : les semi-conducteurs inorganiques ou

organiques. Selon le matériau, la couleur de la lumière émise va de l’ultraviolet à l’infrarouge.

Historiquement, le matériau privilégié dans le proche infrarouge est l’arséniure de

galium (GaAs) dopé au silicium ou au Zinc. Ce matériau a l’avantage d’être peu coûteux tout

en fournissant des caractéristiques très correctes, notamment en termes de bande passante.

Par la suite, La substitution partielle de l’arsenic par le phosphore dans GaAs a permis

l’apparition de la première LED visible apparaît en 1962, elle est rouge.

En 1993, la première LED bleue est créée en utilisant du nitrure de gallium-Indium

(InGaN). C’est l’étape cruciale avant les LED blanches qui a fait d’ailleurs l’objet d’un prix Nobel

pour ses inventeurs en 2014 [83].

Concernant les LED organiques, ou OLED, étudiées depuis les années 1990, elles

sont généralement élaborées par des techniques de dépôt potentiellement à bas coût, sur des

substrats rigides ou flexibles, en polymère [84,85]. Ces composants produisent une plus forte

Courant de commande (A)

Puissance optique (W)

Régions non linéaires


intensité que les LED inorganiques ainsi qu’une consommation en puissance réduite. Ils ont

suscité un grand intérêt auprès des chercheurs et des industriels pour la réalisation

d’afficheurs et d’écrans souples. Les OLED émettant de la lumière blanche (WOLED pour «

white » OLED) font l’objet de nombreuses recherches car elles permettent de diminuer encore

plus la consommation électrique liée à l’éclairage. Aujourd’hui, leur principale limitation pour

une utilisation VLC réside dans leur coût trop élevé et dans le fait que leur bande passante est

très inférieure à celle des LED et LD classiques, limitant ainsi les débits atteignables.

Même si la technologie OLED est très prometteuse, les LED inorganiques restent pour

l’instant le principal composant utilisé pour les communications par optique sans fil.

II.2.1.2. LED inorganique pour une lumière blanche

De manière conventionnelle, l’éclairage au sein d’une pièce est réalisé avec des LED de

lumière dite « blanche ». Elle est constituée d’un mélange hétérogène de toutes les couleurs

composant le spectre visible. Actuellement, il est très difficile à partir d’une LED seule de

générer une lumière blanche. Pour se faire, on utilise principalement deux types de méthodes :

- Les LED bleues avec phosphore (Figure II-4. (a))

Les LED bleues avec phosphore consistent à associer un semi-conducteur émettant

du bleu avec une couche de phosphore, habituellement jaune directement sur le substrat. Une

partie de l’émission bleue est absorbée par le phosphore qui réémet des photons avec des

longueurs d'onde plus longues, de telle sorte que se superposent les 2 émissions en sortie de

la LED, donnant l’impression d’une lumière blanche. Ces composants ont l’avantage d’être

peu coûteux et faciles d’utilisation. Cependant, la qualité de la lumière blanche est difficile à

contrôler.

- Les LED Rouge-Vert-Bleu (RVB) ou Red-Green-Blue (RGB) (Figure II-4. (b))

Ce sont des compositions de 3 LED de couleurs distinctes : rouge, verte et bleue. Il s’agit

des trois couleurs dites « primaires ». En les combinant, il est possible d’obtenir n’importe

quelle couleur. On peut donc les utiliser pour obtenir une lumière blanche. L’avantage de cette

méthode est qu’elle permet d’adapter la lumière générée en modulant avec précision le signal

émis par chacune des LED. Ces composants sont généralement plus onéreux que les LED

bleues phosphores, et leur utilisation est aussi plus complexe.

Il faut également noter que les LED RVB possèdent une bande passante bien plus

importante que celles au phosphore bleu. En effet, les LED monochromatiques possèdent une

bande passante d’une centaine de MHz, mais les LED bleues avec phosphores sont limitées

à quelques MHz, notamment à cause de la réponse temporelle du phosphore. Même en

utilisant des méthodes de sélection de fréquence en réception, par exemple en ne gardant que

la lumière bleue, il est difficile d’obtenir une bande au-delà de 20 MHz [86, 87].


(a) (b)

II.2.1.3. Température de couleur

Dans le domaine de l'éclairage, la température de couleur renseigne sur la teinte

générale de la lumière que produit une source, depuis les teintes dites "chaudes", où le rouge

domine, jusqu'aux teintes dites "froides", où là le bleu domine. La température de couleur est

donnée en degrés Kelvin (K).

Figure II-5 : Impact sur le spectre optique de la température de couleur d’une LED du commerce (CS13A-WSN-CXZ0231)

En pratique, pour les éclairages à LED, on distingue 3 températures de couleur : froid,

tiède et chaud. Elles permettent d’adapter l’éclairage ambiant en fonction des besoins de

l’environnement ainsi que de ceux des personnes se trouvant à l’intérieur. Les degrés de

températures varient selon les LED. La figure II-5 propose un exemple d’évolution de la

Densité Spectrale de Puissance (DSP) émise pour 3 températures pouvant être fournies par

Lumière blanche

Rouge Bleue Verte

Lumière blanche

Phosphore LED bleue

Figure II-4 : Génération d’une lumière blanche avec : (a)une LED bleue et phosphore,

(b) une LED rouge verte bleue


un composant commercial standard (référence fabriquant : C513A-WSN-CX0Z0231). On peut

ainsi observer la modification du spectre pour chaque type de température. Cette couleur

émise dépendra du courant de polarisation appliqué au composant : plus il augmentera, plus

la température sera élevée.

II.2.2. Mode de rayonnement

Afin d'analyser les performances d’un lien VLC dans les chapitres ultérieurs, nous

considérons que la LED suit un schéma d'émission non isotrope et est typiquement modélisée

comme un émetteur Lambertien [16, 87]. La distribution angulaire R0 de l'intensité rayonnée

d'un émetteur Lambertien généralisé s’exprime de la façon suivante :

𝑅0(𝜑) = 𝑚 + 1

2𝜋𝑐𝑜𝑠𝑚(𝜑) (2.3)

Avec 𝜑 correspondant à l’angle de rayonnement de la LED et m l’ordre généralisé

Lambertien de l’émetteur. Lorsque m=1, on dit que l’émetteur est « Lambertien ». La figure II-

6 illustre le diagramme de rayonnement d’une source d’ordre 1, 10 et 20.

On observe que plus la directivité de la source est importante, plus la valeur de m est

grande. L’ordre « m » dépend donc d’une caractéristique appelée l’angle à mi-puissance de la

source et noté 𝜑 1/2. Il correspond à l’angle pour lequel l’intensité lumineuse est égale à la

moitié de l’intensité maximale. La relation qui lie m à 𝜑 1/2 est obtenue comme suit :

𝑅0 (𝜑12) =

1

2𝑅0(𝜑 = 0) =

1

2

(𝑚 + 1)

2𝜋𝑐𝑜𝑠𝑚(0) =

(𝑚 + 1)

2𝜋𝑐𝑜𝑠𝑚 (𝜑1

2) (2.4)

En simplifiant l’équation (2.4) on obtient :

1

2= 𝑐𝑜𝑠𝑚(𝜑1

2) (2.5)

m=20

m=10 m=1

𝜑

Figure II-6 : Illustration de l’ordre de rayonnement m d’une source


On peut résoudre cette équation par le calcul suivant :

𝑚 =−𝑙𝑛2

ln (cos (𝜑12))

(2.6)

L’ordre lambertien suit donc une dynamique non linéaire. La figure II-7 illustre

l’évolution de sa valeur en fonction de l’angle à mi-puissance 𝜑1

2

. On observe ainsi qu’une

source « Lambertienne » (m = 1) possède un φ1/2 = 60°. Si cet angle est divisé de moitié, l’ordre

de l’émetteur devient m = 5.

Figure II-7 : Evolution de la valeur « m » en fonction de l’angle à mi-puissance

II.2.3. Puissance optique de la source

II.2.3.1. Radiométrie et Photométrie

La radiométrie et la photométrie sont deux domaines de métriques associées à l’étude

de systèmes optiques permettant notamment de traduire une notion de puissance.

La radiométrie concerne la mesure des rayonnements électromagnétiques compris

entre 3.1011 et 3.1016 Hz, incluant donc les longueurs d’ondes de l’optique sans fil. Elle permet

d’exprimer la capacité d’une source à transmettre de la lumière dans un large spectre. Les

métriques caractéristiques sont reportées sur le tableau II-2.

La photométrie diffère de la radiométrie par le fait que celle-ci ne s’intéresse qu’à ce

que l’œil humain peut percevoir. On peut la considérer comme la réponse de l’œil humain

aux diverses longueurs d’ondes du spectre lumineux (sensibilité de l’œil représentée sur la

figure II-8).


Source : http://www.npl.co.uk

Il est possible d’utiliser une approximation par une fonction gaussienne pour traduire

la sensibilité de l’œil humain [88] en fonction de la longueur d’onde λ :

𝑉(λ) ≈ 1.019𝑒−285.4(λ.10−6−0.559)² (2.7)

On peut noter que 𝑉(555nm) ≈ 1, signifiant ainsi que la sensibilité est maximale pour

la couleur verte. Les différentes caractéristiques associées à la photométrie sont listées dans

le tableau II-3.

Tableau II-2 : Paramètres radiométriques

Terminologie (FR/AN) Unités

Puissance Flux de puissance émise / Radiant power flux

Watt (W)

Puissance par unité de surface Irradiance / Irradiance W/m²

Puissance par unité d’angle solide

Intensité radiale / radiant intensity W/sr

Puissance par surface et angle solide

Radiance / radiance W/(sr.m²)

Tableau II-3 : Paramètres photométriques

Terminologie (FR/AN) Unités

Puissance Flux lumineux / luminous flux Lumen (lm)

Puissance par unité de surface Illuminance / Illuminance Lux (Lx ou lm/m²)

Puissance par unité d’angle solide

Intensité lumineuse / Luminous intensity

Candela (cd ou lm/sr)

Puissance par surface et angle solide

Luminance / Luminance cd/m²

Pic de sensibilité ≈ 555 nm

Figure II-8 : Evolution de la sensibilité de l’œil humain en fonction de la longueur d’onde


II.2.3.2. Détermination de la puissance optique

D’après les tableaux II-2 et II-3, la puissance optique d’une source peut donc s’exprimer

en utilisant deux métriques différentes. La relation pour passer du Watt au Lumen peut

s’exprimer ainsi :

Unité photométrique (lm) = unité radiométrique (W) x 683 x V(λ) (lm/w) (2.8)

Par exemple, pour une lumière monochromatique de 555 nm, 1 Watt radiométrique

équivaut à 683 lm. Il est ainsi aisé de calculer la puissance associée à une longueur d’onde

unique.

Cependant, dans le cas des VLC, les sources sont constituées d’une multitude de

longueurs d’ondes. Il est donc nécessaire d’en tenir compte afin de calculer la puissance

associée. Dans ces conditions, la puissance Pt émise est obtenue par [88] :

𝑃𝑡 = ∫ 𝑆𝑡(𝜆)𝑑𝜆𝜆𝐻

𝜆𝐿

(2.9)

Où λH et λL représentent respectivement les longueurs d’ondes maximales et minimales

du spectre d’émission de la LED et St(λ) correspond à la réponse spectrale de la LED.

Généralement, St(λ) n’est pas directement disponible dans les documentations des

composants. Une méthode alternative consiste à utiliser la DSP normalisée St’(λ) :

𝑆𝑡(λ) = 𝑐𝑆𝑡′(λ) (2.10)

Le profil St’(λ) diffère pour chaque LED. Il est lié à St(λ) par le facteur d’échelle c tel que:

𝑐 = ϕ𝑣

683∫ 𝑆𝑡′(λ)V(λ)dλ

750𝑛𝑚

380𝑛𝑚

(2.11)

Avec Φv correspondant au flux lumineux de la source en lumen et V(λ) la densité

spectrale d’intensité lumineuse associée à l’œil humain. Généralement, les constructeurs ne

fournissent pas directement la valeur du flux lumineux. On trouve à la place la valeur de

l’intensité lumineuse I0 en candela (cd). La conversion cd/lm s’effectue ainsi :

𝐼0 =ϕ𝑣

2𝜋(1 − cos (𝜑12))

(2.12)

Ainsi, on peut établir un lien entre la puissance optique émise par une source et son

intensité lumineuse. La figure II-9 illustre l’évolution de la puissance optique en fonction de

l’intensité lumineuse I0 pour les trois profils de température S’t(λ) définis en figure II-5. L’angle

à mi-puissance de la source a été fixé tel que φ1/2 = 60°.


On constate que, pour l’émission d’un même flux lumineux, la température d’une LED

n’a que peu d’impact sur la puissance optique émise. Le choix d’une couleur de température

dépend donc principalement du confort optique désiré pour l’utilisateur.

Figure II-9 : Evolution de la puissance optique en fonction du flux lumineux pour les trois profils de température

II.2.4. Standards d’éclairage

Les niveaux d’éclairage obéissent à des standards définis pour chaque type

d’environnement. Ces valeurs sont calculées afin de permettre un confort optimal aux

personnes présentes, que ce soit pour exercer un travail ou simplement pour s’y trouver.

Le standard Européen EN 12464-1 [89] offre une liste non exhaustive des contraintes

associées à divers environnements. Le tableau II-4 en illustre quelques-unes associées

notamment aux environnements médicaux.

De manière générale, on observe que la valeur moyenne d’éclairement dans les zones

à usage médical est de 500 lx. Cependant, cette valeur peut fortement varier en fonction des

usages : 1000 lx pour une salle d’opération et seulement 20 lx pour une surveillance de nuit.

Il est donc crucial, dans le cas d’un système VLC, d’ajuster la puissance permettant de

répondre aux contraintes requises par l’environnement.


Tableau II-4 : Contraintes d’éclairages associées à divers environnements du médical [89]

Type d’intérieur, tache ou activité Eclairement moyen requis (lx)

Divers

Réalisation d’un scanner 300

Escaliers, ascenseurs 150

Zone de chargement 150

Repos, soins et pièces de premier secours

Cantine, cafétéria 200

Sale de repos 100

Salle de sport 300

Salle de bain et toilettes 200

Salle de soins médicaux 500

Pièces de traitements

Dialyses 500

Dermatologie 500

Salles d’endoscopies 500

Bains médicaux 300

Massage et radiothérapie 300

Zones d’opérations

Salle de pré-opération et de récupération 500

Salle d’opération 1000

Unité de soins intensifs

Eclairage général 100

Examens et traitement 1000

Surveillance de nuit 20

II.2.5. Les contraintes de sécurité oculaire

L’une des principales contraintes des systèmes de communication par optique sans fil

repose sur la sécurité oculaire. En effet, la puissance émise par la source peut avoir un impact

non négligeable sur la rétine. Il existe des standards de sécurité oculaire établis par l’IEC

(International Electrotechnical Commission) qui imposent des limites sur les puissances

émises, et ce pour chaque longueur d’onde du spectre optique. On trouve plusieurs catégories,

allant de la classe 1 pour les dispositifs les moins risqués à la classe 3, souvent associée aux

lasers pouvant brûler la peau et les yeux (tableau II-5). En Europe et Amérique du Nord, le

standard de référence est l’IEC 62471-2006 [90].

L’appartenance d’une source optique à un groupe donné dépend, pour chaque source,

du temps d’exposition à partir duquel on risque de dégrader la rétine. Ce temps varie en

fonction de la source et de la longueur d’onde utilisée. Un exemple pour chaque groupe de

risque est illustré dans le tableau II-6.

Pour chaque longueur d’onde, le temps d’exposition limite est calculé de manière

différente. Dans le cas des sources optiques visibles, il est déterminé par rapport à la distance

à partir de laquelle on obtient une illuminance de 500 lx. Cette distance peut donc varier en

fonction des caractéristiques de la source. Généralement, les LED considérées pour les

communications dans le visible appartiennent à la classe RG-1.


Tableau II-5 : Groupes des risques liés à l’illumination

Groupe Risque Définition

RG-1 Faible Pas de danger biologique sous les contraintes d’illumination classique

RG-2 Modéré Représente peu de danger considérant la réponse de l’œil humain aux fortes illuminations

RG-3 Elevé Dangereux même pour une brève exposition

Tableau II-6 : Temps limite d’exposition en fonction de la longueur d’onde pour chaque niveau de

risque

RG-1

Exposition limite

RG-2

Exposition limite

RG-3

Exposition limite

UV 1000 s 300 s 100 s

Visible 10000 s 100 s 0.25 s

IR 10 s 10 s 0.25 s

Cependant, ces contraintes sont souvent beaucoup plus limitantes en ce qui concerne

le domaine de l’infrarouge. En effet, la rétine est beaucoup plus sensible aux rayonnements

IR. On considère dans ce cas que le temps limite d’exposition est déterminé par rapport à la

puissance optique Pt-IR émise à 200 mm de la source. La valeur de cette puissance dépend

principalement de l’angle à mi-puissance de la LED. Il a été montré par exemple que pour une

directivité de source tel que φ1/2 = 10°, PIR-max ≈ 300 mW alors que pour φ1/2 = 60°, PIR-max ≈ 28

mW [79].

II.3. Caractéristiques des dispositifs de réception

Contrairement au cas des RF, la taille de l’antenne de réception en optique sans fil est

beaucoup plus grande (1000 fois environ) que les longueurs d’onde. Les systèmes de

communication par optique sans fil sont alors insensibles aux effets d’évanouissement multi-

trajets, ce qui évite des traitements sophistiqués en réception. On utilise un détecteur simple

tel qu’une photodiode.

II.3.1. Les photodiodes

La photodiode est le composant le plus classiquement utilisé pour convertir un signal

optique en un signal électrique. C’est un semi-conducteur classiquement polarisé en inverse.

Celui-ci convertit alors la puissance optique en courant électrique en détectant le flux de

photons incident sur la surface du composant [16, 87].

Une caractéristique importante est alors la surface effective Aeff qui détermine la

performance de la photodiode en ce qui concerne la conversion de la lumière en un courant.

La surface effective est liée à la surface physique Aphy et à l’angle d’incidence ψ du rayon

optique par rapport à l’axe du récepteur. On exprime la surface effective comme suit :

𝐴𝑒𝑓𝑓 = {𝐴𝑝ℎ𝑦 cos(𝜓) 0 ≤𝜓 ≤ 𝐹𝑂𝑉

0 𝐴𝑢𝑡𝑟𝑒𝑚𝑒𝑛𝑡 (2.13)


FOV représente le champ de vision ou « Field of View » du récepteur, c’est-à-dire

l'angle le plus élevé dans lequel le récepteur peut recevoir des rayons. En dehors du FOV, le

récepteur ne reçoit rien.

Pour augmenter la performance des photorécepteurs dans les applications VLC, la

surface effective de la photodiode doit idéalement être augmentée. On peut également

augmenter le FOV pour agrandir l’angle d’ouverture et donc la quantité de photons accumulée

mais cela se fait au détriment d’un bruit accru. La méthode classique est d’utiliser un

concentrateur pour focaliser la lumière incidente sur la surface de la photodiode. Le gain

apporté par un concentrateur idéal peut s’exprimer par :

𝑔(𝜓) = {𝑛2

𝑠𝑖𝑛2(𝐹𝑂𝑉) 0 ≤ 𝜓 ≤ 𝐹𝑂𝑉

0 𝐴𝑢𝑡𝑟𝑒𝑚𝑒𝑛𝑡

(2.14)

Avec n l’indice de réfraction du concentrateur. Dans le cadre de cette thèse, nous

considèrerons que chaque récepteur possède un concentrateur optique avec un gain égal à

1, et ce afin de généraliser les conclusions proposées.

De plus, le rapport du courant produit par la photodiode sur la puissance incidente,

nommé R en [A/W], traduit la sensibilité de la photodiode. C’est un indicateur de l’efficacité de

conversion, généralement fourni dans la documentation du composant en fonction de la

longueur d’onde. La sensibilité R est liée à l’efficacité quantique du composant par la relation :

𝑅 = 𝜂𝑞

ℎ𝑓 (2.15)

Avec η l’efficacité quantique du récepteur, q la charge élémentaire d’un électron, h la

constante de Planck et f la fréquence du signal optique. On peut citer également les autres

éléments clés d’une photodiode qui sont :

- La tension de polarisation avant saturation

- Le courant d’obscurité généré en l’absence de puissance lumineuse incidente, qui peut

limiter la détection de faibles valeurs de courant,

- La vitesse, ou bande passante, liée au temps de réponse 𝑡𝑟 (« rise time »), dépend

des paramètres électriques de la photodiode (résistance, capacité de jonction) et des

effets internes. La bande passante de la photodiode (généralement plus d’une 100ne

de MHz) traduit la capacité de la photodiode à répondre aux variations de l’intensité

lumineuse reçue et est calculée de manière approximative à partir de l’équation (2.2).

Les photodiodes en général peuvent être réalisées à partir de différents matériaux

(Germanium, Silicium, Arsénure de Gallium). Pour les applications VLC, on utilise plutôt un

semi-conducteur Silicium, sensible aux longueurs d’onde entre 400 et 1200 nm.

Il existe deux types de photodiodes : les photodiodes PIN (Positive Intrinsic Negative) ou

les photodiodes à avalanche (APD). Les photodiodes PIN sont les plus couramment utilisées

car plus linéaires que les APD qui ont un plus grand gain mais génèrent un bruit plus important

[91, 92].


II.3.2. Phototransistors

Les phototransistors sont des cas particuliers de transistors bipolaires dont la base est

sensible au rayonnement lumineux [93,94]. De ce fait, la base est dépourvue de toute

connexion, elle est ainsi appelée base flottante. Lorsque celle-ci n’est pas éclairée, un courant

de fuite ICE0 parcourt le composant. Au contraire, l’éclairement de la base provoque la création

d’un photocourant Iph. Ce dernier est souvent appelé courant de commande. Il s’observe au

niveau de la jonction collecteur-base et s’exprime par [93]:

𝐼𝑐 = 𝛽𝐼𝑝ℎ + 𝐼𝐶𝐸0 (2.16)

Avec β le gain en courant du transistor et Ic le courant du collecteur. Pour schématiser

le fonctionnement, la base est équivalente à un interrupteur qui s’active en fonction de la

présence ou non de lumière. De par les fortes valeurs β, un phototransistor est souvent

beaucoup plus sensible (de 40 à 100 fois) qu’une photodiode. Cependant, le courant

d’obscurité généré lors de l’absence de lumière est bien plus important.

D’autre part, la base du phototransistor est bien plus épaisse que la cellule de détection

d’une photodiode, ce qui augmente grandement le temps de réponse tr du composant,

réduisant ainsi sa bande passante. De ce fait, on privilégie généralement l’utilisation de

photodiode pour la plupart des applications standards.

II.3.3. Capteurs d’images

Depuis quelques années l’utilisation de capteurs d’images progresse que ce soit dans le

secteur des télécommunications (téléphones portables) ou celui des transports (caméras

intérieures et extérieures dans les automobiles par exemple). De nombreux travaux

s’intéressent à la possibilité d’utiliser ces caméras comme récepteurs VLC, car de manière

évidente cela permet de réduire le coût des systèmes en combinant plusieurs usages. Un

nouveau domaine de recherche s’est ainsi développé et est discuté dans les groupes

travaillant sur les futures normes VLC : Optical Camera Communications (OCC). [95] Bien que

le débit soit limité (une 10ne de kbit/s voire Mbit/s en utilisant des techniques de diversité), il

peut être suffisant pour envoyer une identification sécurisée, des informations d'autorisation

ou des données de positionnement dans un système de navigation. C’est donc un domaine

riche en perspectives d’applications [95-98].

Les capteurs d’image sont en réalités constitués de matrices de photodiodes ou de

phototransistors. Comme illustré en figure II-10, il existe deux catégories de technologie de

capteurs : les « Charge-Coupled Device » (CCD) et les « Complementary Metal-Oxide-

Semiconductor » (CMOS).


(a) (b)

Figure II-10 : Fonctionnement des capteurs (a) CCD et (b) CMOS

Avec un capteur CCD, toute la surface du capteur est exposée en même temps et les

données dans tous les pixels sont lues simultanément. Le signal issu de chaque photodiode

est stocké avant d’être numérisé pour être ensuite envoyé d’un seul bloc. On parle ici de

« global shutter ».

Pour un capteur CMOS, l'exposition et la lecture des données sont effectuées en ligne

par rangée. Les signaux sont lus et traités par des décodeurs de ligne et de colonne utilisant

la technique dite du « rolling shutter ». Cette technique est bien plus rapide que celle utilisée

par les capteurs CCD car elle permet une meilleure actualisation des données, augmentant

ainsi la rapidité du traitement de l’information.

II.3.4. Les LED en réception

On trouve aussi dans la littérature des exemples d’application VLC utilisant une LED

comme récepteur [99, 100]. On peut ainsi créer un système bidirectionnel à condition d’utiliser

les mêmes LED en émission et en réception [99].

Pour fonctionner, la LED de réception doit être polarisée en inverse. Ainsi, elle se comporte

comme un composant capacitif : selon l’intensité lumineuse reçue, la charge/décharge de la

LED va s’effectuer à différentes vitesses. Plus la lumière induite est forte, plus la LED se

décharge rapidement. Avec un circuit de réception adapté, il est ainsi possible de dissocier les

différents symboles ON/OFF reçus.

Le premier inconvénient majeur en utilisant une LED comme récepteur est que celle-ci est

beaucoup moins sensible qu’une photodiode standard, impactant ainsi fortement les distances

de communication. Le second est la limitation en débit : en effet, les LED étant utilisées à la

fois pour recevoir et communiquer, cela impacte fortement la bande passante disponible.

De ce fait, ce type de récepteur n’est employé que dans des applications très spécifiques,

comme dans le domaine du jouet par exemple [100].


II.3.5. Les cellules solaires

Dans le cadre de l’étude des systèmes autonomes, il a récemment été proposé d’utiliser

des cellules solaires comme récepteurs [101-103]. Il est en effet possible d’utiliser la capacité

de charge/décharge RL de la cellule pour à la fois récolter de l’énergie mais aussi recevoir de

l’information. La figure II-11 propose une illustration de ce fonctionnement.

L’un des principaux avantages est que la cellule agit directement comme un

convertisseur courant/tension proposant ainsi un signal de sortie facilement exploitable,

contrairement à un système équipé d’une photodiode standard qui requiert une électronique

d’amplification.

Ainsi, on peut envisager la possibilité de réaliser des systèmes autonomes permettant de

récupérer de l’énergie pour recharger le dispositif portable équipé tout en recevant des

informations. Il a été montré expérimentalement qu’il était possible d’atteindre des débits allant

jusqu’à 7 Mbit/s en utilisant cette technologie [103]

II.4. Les sources de bruits

Dans le domaine des communications optiques, il existe de nombreuses sources de bruits.

Elles peuvent être induites par le canal optique, comme le bruit optique ambiant issu de

sources externes, ou bien générées localement par le récepteur (principalement associées au

bruit thermique).

II.4.1. Le bruit optique ambiant

Ce bruit est souvent considéré comme la principale limitation dans le domaine de l’optique

sans fil. Il est caractérisé par les perturbations provenant des sources lumineuses autres que

le système d’émission présent dans l’environnement. Ainsi, la photodiode en réception peut

détecter de la lumière parasite pour le signal utile. Ce phénomène est illustré en figure II-12.

Emetteur

Signal optique

Cellule solaire

Circuit de réception

Données reçues

Figure II-11 : Illustration du potentiel des cellules solaires


On observe dans ce cas que, pour les longueurs d’ondes du visible, les sources de bruits

optiques prédominantes sont liées au soleil et aux sources artificielles telles que les lampes à

incandescence ou fluorescentes. Lorsque que l’on s’éloigne vers l’infrarouge, on note que le

bruit généré par les lampes fluorescentes devient nul.

Figure II-12 : Impact des différentes sources de bruits optiques comparé à la réponse en fréquence d’une photodiode [82]

On modélise généralement le bruit optique ambiant par une distribution de Poisson. Etant

indépendant du signal émis, on le représente classiquement par un bruit blanc Gaussien [104].

Il est caractérisé par un photocourant Ib au niveau de la photodiode qui dépend de la puissance

de la lumière ambiante et de la sensibilité du composant. On peut exprimer la variance

associée au bruit optique par [87, 104] :

𝜎𝑠ℎ𝑜𝑡2 = 2𝑞(𝐼𝑟 + 𝐼𝑏)𝐵 (2.17)

Avec q la charge d’électron élémentaire (≈1.6x10-19 C) et B la bande passante de la

photodiode. La valeur du photocourant Ir est liée à l’intensité du signal reçu. Celle-ci

correspond au bruit pouvant être généré aléatoirement par le mouvement des électrons lors

de la création d’un courant électrique. On considère cependant qu’en pratique, Ib >> Ir [87]. De

ce fait, on peut approximer la variance liée au bruit ambiant par :

𝜎𝑠ℎ𝑜𝑡2 = 2𝑞𝐼𝑏𝐵 (2.18)

De par sa faible variation en fonction de la longueur d’onde, on considère généralement

pour le domaine de l’infrarouge une valeur de Ib = 200 μA [105]. Cependant, dans le cas du

visible, les nombreuses longueurs d’ondes considérées peuvent faire varier cette valeur en

fonction de la source de bruit. Le tableau II-7 propose des exemples de valeurs de Ib pour le

domaine du visible avec les sources optiques perturbatrices associées [106] :


Tableau II-7 : Valeur du photocourant Ib généré en fonction de la source dans le domaine du visible

[106]

Sources Photocourant Ib

Sans filtre optique Avec filtre optique

Lumière du soleil directe 5100 µA 1000 µA

Lumière du soleil indirecte 740 µA 190 µA

Lumière incandescente 84 µA 56 µA

Lumière fluorescente 40 µA 2 µA

On observe que, de manière évidente, la principale source de bruit optique ambiant

dans le domaine du visible provient du soleil. Il est donc important d’utiliser des filtres pour

diminuer les composantes indésirables collectées en réception. La lumière du soleil qui est

non-modulée induit un courant DC en sortie du photo-détecteur qui peut être facilement

éliminée par un filtre électrique de type passe – haut. D'autre part, des filtres optiques de type

passe-bande sont utilisés pour réduire les interférences provenant de l'éclairage artificiel et ne

laissent passer que le rayonnement de l'émetteur [107]. Il est possible également de réduire

le bruit ambiant en optimisant la configuration du récepteur, par exemple en changeant

l’orientation par rapport aux sources perturbatrices.

II.4.2. Le bruit thermique

Le bruit thermique dû à l’agitation thermique des électrons est lié à l’électronique du

récepteur, en particulier au type d’amplificateur utilisé (classiquement un amplificateur

courant/tension ou trans-impédance) mais aussi aux composants électroniques associés

(résistance, transistors bipolaires, à effet de champ…). Ce bruit est propre à chaque

composant, et même s’il est possible de le réduire en optimisant leur fabrication, il est

impossible de l’éliminer totalement. Il est fonction de la conductivité du matériau, de sa

température et est généré indépendamment du signal reçu. On le considère classiquement

comme étant un bruit blanc Gaussien, sa densité spectrale de puissance étant indépendante

de la fréquence. Sa variance peut être généralisée par [108] :

𝜎𝑡ℎ𝑒𝑟𝑚𝑎𝑙2 =

4𝐾𝑇𝑒𝐵

𝑅𝐿 (2.19)

Avec K la constante de Boltzmann, Te la température absolue du système, RL la

résistance équivalente du circuit. Il existe d’autres types de bruit (par exemple liés à la capacité

du détecteur) mais qui sont majoritairement négligeables par rapport au bruit optique ambiant

et au bruit thermique. La variance du bruit total est alors la somme de celles du bruit optique

ambiant et du bruit thermique, les deux correspondant à un bruit blanc Gaussien :

𝜎𝑛𝑜𝑖𝑠𝑒2 = 𝜎𝑠ℎ𝑜𝑡

2 + 𝜎𝑡ℎ𝑒𝑟𝑚𝑎𝑙2 (2.20)

De manière générale, on considère en communication par optique sans fil que le bruit

optique est bien supérieur au bruit thermique. De ce fait, on négligera ce dernier dans la suite

de ce document.


II.5. Définition et modélisation d’un système VLC en milieu

fermé

II.5.1. Schéma bloc

Le modèle équivalent en bande de base d’un lien de communication IM/DD peut se décrire

selon le schéma de la figure II-13 [105] :

Ce schéma se traduit par l’équation suivante :

𝑌(𝑡) = 𝑅. 𝑋(𝑡)⨂ℎ(𝑡) + 𝑁(𝑡) (2.21)

Où le symbole ⨂ représente la convolution, R la sensibilité du récepteur, h(t) la réponse

impulsionnelle (RI) du canal et N(t) le bruit additif blanc gaussien.

Y(t) correspond au photo-courant généré au niveau du récepteur et X(t) est la

puissance optique instantanée émise. Celle-ci a la particularité d’être toujours positive. De

plus, elle doit respecter les contraintes liées à la sécurité oculaire en particulier dans le

domaine infrarouge. Cela se traduit par le fait que la puissance moyenne Pt correspondante

est bornée :

𝑃𝑡 = lim𝑇→∞

1

2𝑇∫𝑋(𝑡)𝑑𝑡

𝑇

−𝑇

≤ 𝑃𝑡𝑀𝐴𝑋 (2.22)

De plus, comme illustré dans les paragraphes précédents, cette puissance est

également imposée par les contraintes d’éclairage d’un environnement donné en ce qui

concerne les VLC.

II.5.2. Les différents types de propagation par optique sans fil

La RI h(t) est définie pour une configuration de transmission optique qui dépend des

caractéristiques des transmetteurs, de leur positionnement et de leur orientation dans

l’environnement. De manière générale, les modes de propagation en optique sans fil sont

séparés en deux catégories :

- ceux en ligne de vue, ou Line Of Sight (LOS) pour lesquels il existe un trajet optique

direct entre l’émetteur et le récepteur

- ceux en trajet indirect, ou Non-Light-Of-Sight (NLOS) qui utilisent les réflexions sur les

surfaces de l’environnement pour établir le lien entre émetteur et récepteur.

Puissance optique X(t)

R.h(t)

N(t)

Photocourant Y(t)

Figure II-13 : Schéma d’une chaîne de communication par optique sans fil


De plus, on peut qualifier une configuration de directive, non directive ou hybride

comme illustré en figure II-14 en fonction de la directivité de l’émetteur et du récepteur.

On peut voir que dans le cas LOS directif, l’émetteur et le récepteur sont très directifs.

A l’opposé, en LOS non directif ils ont des angles d’ouvertures larges. On a également les cas

intermédiaires appelés LOS hybride où un seul des transmetteurs est directif.

Dans le cas du NLOS, on retrouve les mêmes différenciations. Le cas NLOS non

directif est une configuration connue sous le nom « diffus ». La plupart des études considèrent

des configurations LOS directif ou LOS Hybride. En effet, le récepteur étant souvent immobile,

il est préférable de privilégier des configurations où l’on a la possibilité de créer un lien sans

obstruction ni réflexion entre l’émetteur et le récepteur, et ce afin d’obtenir les meilleures

performances possibles.

Lorsqu’on considère une liaison VLC avec des émetteurs fixes (luminaires) et des

récepteurs mobiles à l’intérieur de l’environnement et portés par une personne comme dans

le cas étudié dans ce document, on se situe dans une configuration LOS non directif car il est

difficilement envisageable que l’émetteur et le récepteur soient toujours orientés l’un vers

l’autre. Cela permet de diminuer l’impact des blocages liés aux obstacles, mais aussi de tirer

profit des liens issus des réflexions des rayons optiques dans l’environnement. Dans cette

configuration le récepteur capte à la fois des signaux issus de la ligne de vue direct (LOS)

mais aussi des réflexions optiques à travers l’environnement (NLOS).

Pour la voix montante infrarouge entre l’émetteur porté par le patient et le récepteur IR

éventuellement couplé avec le luminaire VLC, on se trouve également dans une configuration

LOS non directif.

Figure II-14 : Les différents modes de propagation en optique sans fil

Directif Hybride Non Directif

Line Of Sight (LOS)

Non Line Of Sight (NLOS)


II.5.2.1. Trajet LOS

Le lien LOS correspond au trajet qui relie directement l’émetteur au récepteur. Il

modélise les pertes en espace libre et est donc inversement proportionnel au carré de la

distance D entre émetteur et récepteur. L’émetteur est considéré Lambertien, son intensité

rayonnée est donnée par l’équation (2.3).

Le flux détecté au niveau du récepteur dépend de la zone de collecte de la photodiode.

On ne considère ici ni de concentrateur ni de filtre au niveau de la réception. La figure II-15

propose une illustration de la propagation du lien. On peut donc ainsi exprimer la RI ℎ𝑙𝑜𝑠(𝑡)

d’un canal de communication LOS par l’équation [108] :

ℎ𝑙𝑜𝑠(𝑡)= {𝐴𝑝ℎ𝑦(𝑚 + 1)

2𝜋𝐷2𝑐𝑜𝑠𝑚(𝜑) cos(𝜓) 𝛿 (𝑡 −

𝐷

𝑐) 0 ≤ 𝜓 ≤ 𝐹𝑂𝑉


(2.23)

Où φ et ψ représentent respectivement les angles d’irradiance et d’incidence du rayon

optique, (.) est la fonction Dirac et D/c est le retard correspondant au temps qu'il faut aux

photons pour passer de la lampe au récepteur à la vitesse de la lumière c.

A partir de la réponse en fréquence du canal LOS ( 𝐻𝑙𝑜𝑠(𝑓) = ∫ ℎ𝑙𝑜𝑠(𝑡)+∞

−∞𝑒−2𝑗𝜋𝑓𝑡𝑑𝑡) on

peut définir le gain statique 𝐻𝑙𝑜𝑠(0) qui correspond à l’atténuation, c’est-à-dire au rapport entre

la puissance moyenne reçue PR et la puissance moyenne émise Pt :

𝐻𝑙𝑜𝑠(0) = {𝐴𝑝ℎ𝑦(𝑚 + 1)

2𝜋𝐷2𝑐𝑜𝑠𝑚(𝜑) cos(𝜓) 0 ≤ 𝜓 ≤ 𝐹𝑂𝑉


(2.24)

Ce sont les liens de types LOS qui permettent d’obtenir les plus fortes valeurs de gain

et ce d’autant plus que la configuration est directive (φ et ψ faibles). Cependant, ils sont très

Source optique

D

𝜑

𝜓

FOV

Récepteur

Figure II-15 : Illustration d’un lien LOS entre un émetteur et un récepteur


sensibles aux phénomènes de blocages, limitant ainsi leur contribution dans des scenarios où

le récepteur est mobile.

II.5.2.2. Trajet NLOS

La contribution NLOS se compose des réflexions à partir de différents chemins

optiques en fonction de la géométrie de la pièce, de la réflectance spectrale des surfaces et

éventuellement des objets. Ces réflexions arrivent au photorécepteur à un instant légèrement

différé par rapport à la composante LOS, tout en étant atténuées.

Pour déterminer le type de réflexion produit par une surface, on utilise le critère de

Rayleigh, qui dépend de la longueur d’onde λ, de la hauteur des irrégularités ζ et de l’angle

d’incidence du rayon θ sur la surface considérée [109]:

{

𝜁 >

𝜆

8sin (𝜃) 𝑑𝑖𝑓𝑓𝑢𝑠

𝜁 ≤𝜆

8sin (𝜃) 𝑠𝑝é𝑐𝑢𝑙𝑎𝑖𝑟𝑒

}

(2.25)

Il a été montré [110] que, en considérant le spectre optique, la plupart des revêtements

intérieurs (murs, plafond, sols …) respectent le critère de Rayleight. Ainsi, pour la suite de

cette étude, nous considèrerons des réflexions de type diffus avec un ordre m=1. On parle

alors de surfaces Lambertiennes.

Dans le cas d’une réflexion sur une surface lambertienne, on peut définir la RI

ℎ𝑛𝑙𝑜𝑠(1) (𝑡) de toutes les contributions de la première réflexion sur NR éléments réfléchissants de

l’environnement :

ℎ𝑛𝑙𝑜𝑠(1) (𝑡) =

𝐴𝑝ℎ𝑦(𝑚 + 1)

2𝜋2∑𝜌𝑗𝑐𝑜𝑠

𝑚(𝜙1𝑗) cos(𝜙2𝑗)cos(𝜓1𝑗) cos(𝜓2𝑗)

𝑑1𝑗2 𝑑2𝑗

2

𝑁𝑅

𝑗=1

Δ𝐴. 𝛿 (𝑡 −𝑑1𝑗 + 𝑑2𝑗

𝑐)

(2.26)

Où ϕ1j est l’angle d’irradiance de la source, ψ2j l’angle d’incidence au niveau de la

surface du récepteur, ϕ2j et ψ1j sont respectivement les angles d’irradiance et d’incidence par

rapport à l’élément de surface, et 𝜌𝑗 est la réflectivité de l’élément de surface de taille A. La

figure II-16 propose une illustration de ces différents paramètres.

A partir de cette équation, il est possible d’utiliser une méthode récursive afin de

déterminer la contribution apportée par une réflexion d’ordre K en utilisant les contributions

précédentes [87, 104]. Considérer un nombre élevé de réflexions augmente donc de manière

significative la complexité du calcul.


II.5.2.3. Lien LOS+NLOS

En utilisant les équations (2.23) et (2.26), on peut déterminer l’expression totale de la

RI pour une source. En considérant une source unique, celle-ci correspond simplement à la

somme des RI issues du lien LOS et des liens NLOS après K réflexions :

ℎ𝑡𝑜𝑡𝑎𝑙1𝑆 (𝑡) = ℎ𝑙𝑜𝑠(𝑡) + ℎ𝑛𝑙𝑜𝑠

(𝐾)(𝑡) (2.27)

Il est possible de généraliser cette équation pour un nombre de sources N :

ℎ𝑡𝑜𝑡𝑎𝑙(𝑡) =∑ℎ𝑙𝑜𝑠(𝑡) +

𝑁

𝑖=1

∑ℎ𝑛𝑙𝑜𝑠(𝐾)

(𝑡)

𝑁

𝑖=1

(2.28)

A partir de cette équation, on peut définir le gain statique total Htotal(0) comme étant :

𝐻𝑡𝑜𝑡𝑎𝑙(0) = ∫ ℎ𝑡𝑜𝑡𝑎𝑙(𝑡)𝑑𝑡+∞

−∞

(2.29)

Généralement, on utilise la valeur du gain statique pour déterminer la puissance

optique moyenne reçue Pr par un récepteur à partir de la puissance moyenne Pt émise par la

source :

𝑃𝑟 = 𝐻𝑡𝑜𝑡𝑎𝑙(0)𝑃𝑡 (2.30)

L’ensemble des signaux ayant différents trajets et différents temps de propagation,

l’intervalle d’observation de htotal(t) pour le calcul de Htotal(0) doit être suffisamment grand pour

pouvoir prendre en considération la majeure partie des contributions. De ce fait, à partir de

Source optique

A

φ1,j

Ψ2,j

d1,j

d2,j

Récepteur

φ2,j

Ψ1,j

Figure II-16 : Illustration d’un lien optique à une réflexion entre un émetteur et un récepteur


l’étalement de la RI et selon le débit visé on peut déterminer la distorsion lié au multi-trajet

pouvant conduire à de l’interférence entre symboles (IES).

Ce phénomène intervient généralement lorsque le débit D est élevé. Dans ce cas de

figure, il est nécessaire d’isoler la partie PR,sig liée au signal pendant le temps symbole Ts = 1/D

de celle liée à l’IES, nommée ici PR,IES [108] :

[𝑃𝑅,𝑆𝑖𝑔 = 𝑃𝑟(𝑡 ≤ 𝑇𝑠)

𝑃𝑅,𝐼𝐸𝑆 = 𝑃𝑟(𝑡 > 𝑇𝑠)] (2.31)

L’impact de l’IES sur la puissance reçue sera donc majoritairement lié à la proportion

du signal contenu dans PR,ISI.

II.5.2.4. Etalement de la réponse impulsionnelle

Lorsque la durée d’un symbole est suffisamment grande par rapport à la dispersion

des temps de propagation du canal, on peut considérer qu’il n’y a pas d’IES.

La dispersion des retards peut être quantifiée en utilisant différentes métriques. L’une

des plus usuelles est de déterminer la valeur RMS (Root Mean Square) de l’étalement des

retards 𝐷𝑅𝑀𝑆 défini par [108]:

𝐷𝑅𝑀𝑆 = √𝜇2 − (𝜇2) (2.32)

Avec

𝜇 =∑ 𝑃𝑑,𝑖𝑡𝑑,𝑖𝑀𝑖=1 +∑ 𝑃𝑟𝑒𝑓,𝑗𝑡𝑟𝑒𝑓,𝑗

𝑁𝑗=1

𝑃𝑡

(2.33)

𝜇2 =∑ 𝑃𝑑,𝑖𝑡𝑑,𝑖

2𝑀𝑖=1 + ∑ 𝑃𝑟𝑒𝑓,𝑗𝑡𝑟𝑒𝑓,𝑗

2𝑁𝑗=1

𝑃𝑡 (2.34)

Où Pd correspond à la puissance optique reçue issue du lien direct de la source i et Pref

est égal à la puissance reçue issue des réflexions optiques. Le paramètre td correspond au

temps écoulé entre l’envoi de l’information et l’arrivée du lien direct, et tref au temps

correspondant à l’étalement des réflexions. Ainsi, plus le temps d’arrivée du signal LOS sera

important, plus la valeur de Drms augmentera. Il en va de même si l’étalement de la RI

augmente.

Cette valeur peut être utilisée pour déterminer la valeur maximale du débit atteignable

sans IES donc sans que l’on ait besoin de rajouter d’égalisation au niveau du système de

réception. On détermine cette valeur par la condition :

𝑅𝑏 ≤ 1/(10𝐷𝑅𝑀𝑆) (2.35)

Le calcul du DRMS est donc, avec la détermination du gain H(0), un critère

supplémentaire sur l’évaluation des caractéristiques d’un canal optique.


II.5.3. Détermination de l’éclairement moyen

Comme nous l’avons vu précédemment, la fonction principale d’une LED blanche dans le

cadre des VLC est de fournir un éclairage suffisant pour son environnement. En ce sens, il est

nécessaire de pouvoir déterminer le niveau d’éclairage généré par une LED. Conformément

au tableau II-3, ce paramètre est appelé illuminance, et il est exprimé en lux (lx). Il est défini

comme la quantité de lumière reçue par unité de surface.

Le calcul de l’illuminance est très similaire à celui du gain optique, sauf que le récepteur

est représenté par l’œil humain. L’émetteur, est lui toujours composé de LED. Cependant, le

rayon optique transmis est supposé constant. Celui-ci se caractérise notamment par son

intensité lumineuse I(0), donnée en candela.

On peut donc exprimer, en s’aidant de l’équation (2.24), l’éclairement en un point associé

à un rayon lumineux incident [111] :

𝐸𝑙𝑜𝑠 = 𝐼(0)𝑐𝑜𝑠𝑚(φ)cos (ψ)

𝐷2 (2.36)

On observe ici que, contrairement au gain optique, l’éclairement ne dépend pas du

FOV du récepteur, car on considère que l’illumination reçue en un point peut être

omnidirectionnelle.

On peut de la même manière utiliser l’équation (2.26) pour exprimer la contribution due

à la première réflexion optique :

𝐸𝑛𝑙𝑜𝑠(1)

= 𝐼(0)𝑐𝑜𝑠𝑚(ϕ1) cos(ϕ2) cos(ψ1) cos (ψ2)Δ𝐴𝜌1

𝜋𝑑12𝑑2

2 (2.37)

Vu cette équation, on peut considérer que, comme pour la détermination de la RI pour

plusieurs réflexions, l’éclairement obtenu après K réflexions optiques s’obtient en fonction de

la valeur 𝐸𝑛𝑙𝑜𝑠(𝐾)

. De ce fait, on peut déterminer l’éclairement total en un point fixe pour une

source donnée par la relation suivante :

𝐸𝑡𝑜𝑡𝑎𝑙 = 𝐸𝑙𝑜𝑠 + 𝐸𝑛𝑙𝑜𝑠(𝐾)

(2.38)

En théorie, comme pour le gain optique, la valeur de l’éclairement en un point est

constituée d’une somme infinie de réflexions. En pratique, l’éclairement apporté par les

diverses réflexions diminue significativement lorsque l’ordre de réflexion augmente. De ce fait,

on a tendance à limiter le nombre de réflexions optiques prises en compte (généralement égal

à 3) [111].


II.5.4. Les modulations dans le domaine des VLC

Il existe plusieurs techniques de modulations associées aux communications par optique

sans fil. Dans le cadre des VLC, la sélection d’une modulation en particulier se fait selon

différents critères :

- La fiabilité de la transmission : celle-ci doit permettre l’envoi de données pour respecter

les contraintes en termes de taux d’erreur.

- Adaptation à l’effet de scintillement : pour des débits trop faibles ou des différences

trop élevées entre les niveaux des symboles, l’œil humain est susceptible de percevoir

un phénomène de scintillement de la lumière, ce qui peut être très désagréable.

- La technologie des sources : les contraintes d’utilisation diffèrent selon que l’on utilise

une LED blanche classique ou des LED RVB.

- L’efficacité spectrale : même si les systèmes de communication par optique sans fil

disposent d’une bande passante importante, celle-ci peut être limitée par différents

paramètres comme la bande passante des composants d’émission/réception ou les

perturbations multi-trajets des rayons optiques.

- Facteurs divers : coût, maintenance, complexité …

Dans le premier standard IEEE 802.15.7 [22], différents types de modulations sont

proposés : modulation On-Off Keying (OOK), Variable Pulse Position Modulation (VPPM) et

Color Shift Keying (CSK). Cependant, de nombreux travaux ont montré l’intérêt d’utiliser des

modulations multi-porteuses telles que l’Orthogonal Frequency-Division Multiplexing (OFDM)

mais celles-ci ne sont pas encore implémentées dans les standards pour les VLC.

II.5.4.1. La Modulation OOK

La modulation binaire OOK est l’une des plus simples dans le domaine des

communications, en particulier pour les systèmes IM/DD. Comme représenté sur la figure II-

17, celle-ci n’est composée que de deux symboles (0 ou 1), chacun de durée T fixe (temps

symbole).

Dans cet exemple, on considère que le symbole ‘0’ correspond à l’absence d’émission

optique pendant une durée T. Le symbole ‘1’ correspond à l’émission d’un signal optique à la

puissance 2Pt pendant le même temps. Ainsi, pour une émission équiprobable, la puissance

moyenne émise est égale à Pt. Ce mode particulier de modulation OOK est appélé OOK-« No-

Return to Zero » (NRZ) par opposition à l’OOK-RZ (Return to Zero) où le signal revient à 0

avant le temps T.

Malgré sa facilité d’utilisation, cette modulation est très sensible aux phénomènes de

scintillements. En effet, si l’on ne respecte pas une certaine homogénéité dans l’apparition des

symboles, une suite trop longue de 0 pourra être perçue par l’utilisateur comme le fait que la

source est éteinte pendant une brève période de temps.


Dans IEEE 802.15.7 la modulation OOK est proposée en utilisant des symboles de

type Manchester au lieu de symboles NRZ. Pour un code de Manchester, un ‘0’ est représenté

par une impulsion optique suivit de l’absence de lumière. C’est l’inverse pour le symbole ‘1’.

Un comparatif des deux types de symboles est représenté en figure II-18.

La modulation OOK + Manchester permet de résoudre les problèmes de scintillement au

détriment d’une bande occupée deux fois plus grande qu’en OOK NRZ.

II.5.4.2. La modulation VPPM

La modulation VPPM est une variante de la Pulse Position Modulation (PPM) développée

spécifiquement pour les VLC [112, 113]. La figure II-19 propose une illustration des symboles

associés à cette modulation. En modulation PPM, l’information est représentée par la position

de l’impulsion dans le temps symbole. La variante VPPM introduit en plus la variation de

largeur d’impulsion fonction du niveau d’intensité lumineuse. Il s’agit d’une modulation

Manchester OOK à laquelle on applique un rapport cyclique variable.

La modulation VPPM permet de s’affranchir des problèmes de scintillement car on

supprime les longues suites de symboles 0) et la technique de modulation de largeur

d’impulsions, ou « Pulse Width Modulation » (PWM), permet de contrôler l’intensité lumineuse.

T t

P

2P

t

T t

P

NRZ

Manchester

0 0 1

T/2 T/2 T/2

T

Figure II-17 : Symboles associés à la modulation OOK

Figure II-18 : Comparaison des codes Manchester et NRZ


II.5.4.3. La modulation CSK

A l’instar de la VPPM, la modulation « Color-Shift Keying » (CSK) est spécifique aux VLC.

Elle est spécialement définie pour fonctionner avec des LED RVB. Contrairement aux autres

modulations, les symboles sont ici sélectionnés de manière à ce que l’émission lumineuse

reste constante alors que les différentes composantes chromatiques, associées à chaque

couleur, varient [114, 115]. La figure II-20 présente un exemple de modulation CSK à 8

symboles.

Figure II-20 : Exemple d'une modulation CSK avec 8 symboles

20 %

40 %

60 %

80 %

0 0 1

Contrôle de l’éclairage

2T

3T

T

Eclairement

Figure II-19 : Les symboles de la modulation VPPM


Cette technique permet de s’affranchir complètement des problèmes de scintillement. De

plus, comme le flux lumineux émis est constant, le courant de commande reste constant lui

aussi, diminuant ainsi grandement les contraintes sur les sources.

La limitation est liée à la complexité et à la nécessité en réception d’être capable de

recevoir chaque couleur.

II.5.4.4. La modulation OFDM

Pour les applications hauts débits, on se retrouve rapidement confronté aux problèmes de

limitation de la bande passante des sources ainsi que de génération de l’IES. Afin de répondre

au mieux à ces problématiques, on peut utiliser une modulation de type OFDM [116-118].

Le principe de cette modulation est de considérer que les données sont envoyées sur

plusieurs canaux en parallèle en utilisant différentes sous porteuses. Ainsi, le temps symbole

correspondant à chaque sous porteuse est bien plus grand que son équivalent pour une

porteuse unique, réduisant ainsi grandement l’impact de l’IES tout en permettant d’optimiser

la bande passante.

L’utilisation d’un intervalle de garde permet également d’éliminer l’interférence entre sous-

porteuses. Le principal avantage est alors de pouvoir réaliser une égalisation très simple en

réception. De plus, il est possible de maximiser les performances en définissant différents

débits et puissances transmises pour chaque sous porteuse.

Dans le cas d’un système IM/DD, les signaux portant l’information doivent être des réels

positifs. Il s’agit de la différence majeure entre L’OFDM pour l’optique et pour les RF.

Différentes techniques ont été proposées pour adapter l’OFDM à un canal IM/DD [118-120].

On peut citer en particulier la DCO-OFDM ou la ACO-OFDM :

- Direct Current biased Optical (DCO-OFDM)

- Asymmetrically Clipped Optical (ACO-OFDM)

Le problème principal réside dans un niveau élevé de PAPR (Peak to Average Power

Ratio) comparé aux modulations mono-porteuses.

Malgré les nombreux avantages, la mise en œuvre de cette modulation est complexe,

augmentant ainsi le prix des systèmes utilisant cette méthode. Néanmoins, les premiers

systèmes commerciaux associés à la technologie Li-Fi utilisent ce genre de techniques,

illustrant ainsi leur efficacité. On peut par exemple citer les produits vendus par la société Pure-

Lifi.

II.5.5. Simulation du canal VLC

II.5.5.1. Historique

L’une des premières méthodes utilisées pour estimer la réponse impulsionnelle d’un

canal optique sans fil fut proposée par Gfeller-Bapst [121] en 1979. Celle-ci est basée sur la

méthode de radiosité largement connue dans les domaines de l'informatique graphique. L’un

des inconvénients de cette méthode est qu’elle ne permet la simulation que d’une seule

réflexion optique.


En 1991, Barry et. Al [122] ont élargi cette méthode afin de permettre la simulation d’un

canal optique en considérant plusieurs réflexions. Cependant, malgré les diverses

améliorations apportées au cours de ces dernières années (par exemple grâce aux

algorithmes de DUSTIN [123] et SCOPE [124]), cette technique souffre toujours de sa lenteur

de calcul qui est associée à la complexité des modèles utilisés.

En 1998, Lopez-Hernandez et. al [125] propose d’utiliser une méthode de lancer de

rayon afin d’améliorer les temps de simulations. Cette méthode est très utilisée pour la

simulation du canal de propagation radio [126].

La méthode proposée, repose sur un modèle déterministe de l'environnement de

simulation et sur une connaissance précise des principes physiques de la théorie de

propagation des ondes optiques, elle emploie une technique d'intégration stochastique

appelée « Monte Carlo » (MC).

Le premier avantage est la dépendance linéaire de la complexité de calcul vis-à-vis du

nombre de réflexions, contrairement à la méthode de radiosité. Le deuxième avantage est la

possibilité de modéliser les réflecteurs de l'environnement de simulation avec des modèles

plus réalistes, autres que les modèles purement diffus doivent obligatoirement être utilisés

dans la méthode de radiosité. Enfin, cette méthode est facilement réalisable avec une

précision paramétrable par l'utilisateur et directement liée au nombre de rayons lancés.

Aujourd’hui, la plupart des travaux sur l’optique sans fil utilisent des méthodes de lancer de

rayons [127-129].

Il existe des logiciels comme ZEMAX [130] qui proposent de modéliser des scénarios

complexes en incluant un ou plusieurs émetteurs et un récepteur. Bien que très performant,

ce logiciel est très onéreux (≈ 5 000 $) et son utilisation est principalement basée sur les

applications points à points ce qui est limitant en ce qui concerne l’étude de la mobilité du

récepteur ou de l’émetteur.

II.5.5.2. Logiciel RaPSor

Dans notre étude, nous utilisons un logiciel nommé RaPSor également basé sur la

méthode de lancer de rayons. Celui-ci a été entièrement développé au sein du laboratoire

XLIM à l’université de Poitiers [131-133]. Conçu au départ pour la simulation de canaux RF,

une version a ensuite été développée pour les simulations de canaux optiques [133].

RaPSor offre la possibilité d’utiliser deux algorithmes de simulation : le Ray-Shooting (RS)

et le Ray-Gathering (RG). Ils sont chacun basés sur des formulations résolues par la méthode

de MC et intègrent des techniques d’optimisations afin de réduire les temps de calcul. Dans le

cas de la méthode RS, les rayons sont lancés à partir de l’émetteur alors que la méthode RG

consiste à générer des rayons à partir du récepteur. En outre, ce logiciel permet actuellement

l’analyse de 3 modes de simulation : Single Input Single Output (SISO), Multiple Input Single

Output (MISO) et Single Input Mulitple Output (SIMO).

Il a été montré dans [131,132] que les deux méthodes RG et RS donnaient les mêmes

résultats. Cependant, l’algorithme RG présente des temps de calcul beaucoup plus faibles de

par le nombre de rayons à considérer pour faire converger les résultats (40000 contrairement

à 1000000 pour le RS), et ce quel que soit le mode de simulation (SISO, MISO …). De ce fait,

on privilégiera dans cette étude l’utilisation de l’algorithme RG.


Une autre particularité de ce logiciel est de permettre la modélisation de structures 3D plus

ou moins complexes dans l’environnement considéré. De plus, il est possible de modéliser

des objets mobiles, auxquels on peut associer des émetteurs et/ou des récepteurs. De ce fait,

ce logiciel est donc particulièrement adapté à l’étude menée dans cette thèse.

Définition de l’environnement

(dimensions, caractéristiques des surfaces/matériaux …)

Paramètres des sources

(ordre d’émission, position …)

Configuration simulateur

(MISO, SIMO, mode de simulation …)

Paramètres des récepteurs

(FOV, surface de réception …)

Matlab Création d’un fichier de simulation au format .xml

RaPSor Chargement du fichier et lancement de la simulation

Sauvegarde des résultats contenant la RI (h

total(t)) au format .xml

Matlab Extraction

Drms

Htotal

(0)

Analyse

Figure II-21 : Méthode utilisée pour réaliser une simulation à l’aide du logiciel RaPSor


La mise en œuvre d’une simulation avec RaPSor s’effectue à l’aide d’un fichier au format

.xml. Celui-ci comprend l’ensemble des paramètres nécessaires pour la simulation du scénario

considéré, comme la définition de l’environnement, des émetteurs, des récepteurs, etc ….

Pour créer ce fichier nous utilisons le logiciel Matlab. Les résultats obtenus après simulation

sont également obtenus sous le format .xml. Le fichier de sortie contient la ou les réponses

impulsionnelles associées aux couples émetteurs/récepteurs définis dans le fichier de

simulation. Afin d’extraire et exploiter les résultats, on utilise une nouvelle fois le logiciel Matlab.

La figure II-21 illustre un logigramme de ce fonctionnement. Les annexes I et II contiennent

respectivement un exemple de fichier de simulation ainsi que le fichier de résultats obtenu

avec RaPSor.

II.6. Conclusion

Au cours de ce chapitre, nous avons présenté les caractéristiques principales

associées aux techniques de communication par optique sans fil, des différents modèles

d’émetteurs et de récepteurs en passant par les techniques de modulations associées à cette

technologie.

De par l’étude des différents composants d’émission et de réception, nous avons pu

statuer que les plus utilisés étaient les LED et les photodiodes, respectivement pour l’émission

et la réception. De ce fait, les simulations et études exposées dans la suite de ce document

seront effectuées en utilisant ces composants.

D’autre part, nous avons illustré les différentes contraintes associées à cette

technologie, comme le respect des contraintes d’éclairement dans le domaine du visible ou

encore celles associées à la sécurité oculaire. Le respect de ces dernières devra être pris en

compte pour toute étude de système utilisant l’optique sans fil.

Enfin, nous avons introduit le logiciel de simulation de canal utilisé dans cette étude

(RaPSor). Celui-ci a été choisi notamment pour sa capacité à modéliser des scenarios

complexes, incluant des objets mobiles, nous permettant donc ainsi de traiter plus facilement

les problématiques soulevées dans ce document concernant la mobilité des

émetteurs/récepteurs optiques.

Dans le prochain chapitre, nous étudierons l’impact que peuvent avoir les différents

paramètres liés à la mobilité d’un récepteur dans le cas d’un canal de communication par

optique sans fil dans le domaine du visible.



Chapitre III. Etude du canal VLC tenant compte d’un

récepteur mobile et porté

III.1. Introduction

Comme nous l’avons décrit dans le premier chapitre, l’objectif principal de la thèse est

d’étudier les performances d’un canal de communication optique bidirectionnel IR/VLC

appliqué à un environnement indoor pour des applications de transmissions d’informations

liées à la santé de patients. Plus particulièrement, nous nous intéressons à l’impact de la

mobilité des couples émetteurs/récepteur sur le canal optique.

Ce chapitre est consacré à l’étude du canal correspondant à la voix descendante, c’est-

à-dire le canal VLC (voir figure III-1). De ce fait, nous ne discuterons pas ici de la partie

associée au canal en voie montante utilisant l’infrarouge car celle-ci a déjà fait l’objet de

nombreuses études dans la littérature ainsi qu’au sein de l’équipe [79-81]. Une partie lui sera

dédiée dans le prochain chapitre de ce document dans le cadre de l’étude du système

bidirectionnel.

Dans ce chapitre nous nous intéressons donc à l’impact des paramètres liés au

récepteur porté par l’utilisateur en mouvement au sein de l’environnement. Considérer que le

récepteur est porté et mobile ajoute un degré de complexité à la simulation du canal. Nous

proposons dans ce chapitre d’en dégager les grandes lignes à travers l’étude de plusieurs

paramètres.

La première partie porte sur la validation du logiciel utilisé pour la détermination de la

RI du canal VLC, RaPSor, sur un exemple de pièce vide bien connu de la littérature. Ensuite,

nous étudions plusieurs paramètres associés aux simulations à savoir le modèle de source

optique, le nombre de réflexions et la modélisation des surfaces de l’environnement. L’objectif

est de définir l’impact de ces paramètres pour la suite de l’étude.

Tx

Tx

Tx

Tx

Rx

VLC Downlink

Figure III-1 : Présentation du scénario VLC étudié


Dans une seconde partie, l’environnement utilisé pour cette étude est défini ainsi que

les caractéristiques associées aux l’émetteurs fixes et au récepteur VLC en mouvement. On

étudie en particulier les variations de position, hauteur et orientation du récepteur.

Dans la dernière partie, nous étudions l’impact sur le canal lié à la présence de la

personne portant le récepteur VLC, en considérant qu’elle se déplace conjointement au

récepteur dans l’environnement considéré. Les analyses portent sur le choix du modèle du

corps, puis sur l’effet des paramètres liés au corps comme le coefficient de réflexion ou la

distance qui le sépare du récepteur.

III.2. Modélisation et simulation du canal VLC

III.2.1. Validation de RaPSor

Dans le chapitre précédent, nous avons détaillé les différentes composantes d’un canal

de communication par optique sans fil. En accord avec l’équation (2.27), la RI d’un canal

optique peut être décomposée en deux parties : l’apport dû au lien LOS et celui relatif aux

réflexions optiques dans l’environnement. Comme mentionné dans le paragraphe II.5.5, le

calcul associé à la détermination de cette RI peut s’avérer complexe et coûteux en temps.

Nous avons vu dans le paragraphe II.5.5.2 que, dans le cadre de cette thèse, nous

utilisons pour déterminer la RI le logiciel RaPSor basé sur une méthode de lancer de rayons

associée à une intégration de Monte-Carlo, qui est l’approche présentant les meilleures

performances en termes de précision et de temps de calcul [133].

Tableau III-1 : Paramètres d’études pour la validation de RaPSor [122]

Paramètre Valeur

Pièce

Taille [xyz] 5x5x3 [m]

Réflectance des murs et plafond ρmur/plafond 0.8

Réflectance du sol ρsol 0.3

Émetteur

Ordre lambertien 1

Position [xyz] [2.5 2.5 3] [m]

Orientation -90 [°]

Puissance 1 [W]

Récepteur

Surface 1 [cm²]

FOV 85 [°]

Position [xyz] [0.5 1 0] [m]

Orientation 90 [°]

Simulateur

Mode Gathering

Nombres de rayons 40000

Echantillonnage 0.02 [ns]

Durée d’observation 600 [ns]

Nombre de réflexions optiques 3


Afin de démontrer la validité de ce logiciel, il est possible de se référer aux travaux de

Barry et al [122]. Ces auteurs proposent plusieurs exemples d’études de canaux par optique

sans fil pour différentes configurations. L’une d’entre elles, définie dans le tableau III-1 nous

permettra d’effectuer une comparaison de résultats.

Afin de réduire le temps de calcul de la simulation dans RaPSor, on choisira le mode

de simulation RG ou « Ray-Gathering ».

Figure III-2 : Réponses impulsionnelles obtenues avec le logiciel RaPSor correspondant à chaque réflexion optique pour la configuration étudiée

La figure III-2 illustre les différentes composantes de la RI (obtenues avec RaPSor)

associées au lien LOS ainsi qu’à chacune des trois réflexions considérées. On observe ainsi

que l’amplitude diminue avec l’ordre des réflexions alors qu’au contraire, l’étalement

augmente. En effet, en accord avec l’équation (2.26), chaque rayon optique réfléchi est atténué

d’un facteur ρ/(d1²+d2²) et subit un retard de (d1+d2)/c. De ce fait, plus on considèrera de

réflexions, plus cela affectera l’étalement de la RI.

Afin d’étendre l’analyse de ces résultats, on détermine l’intégrale de chaque

composante de la réponse impulsionnelle sur l’intervalle d’étude. On en déduit l’atténuation de

puissance selon l’ordre de réflexion entre l’émetteur et le récepteur. Il est ainsi possible de

comparer les résultats obtenus avec ceux calculés dans les travaux de Barry et al. Le tableau

III-2 illustre le comparatif des résultats en considérant Pt = 1W.


Outre le fait de confirmer que la contribution en puissance en réception apportée par

chaque réflexion diminue lorsque l’ordre augmente, on observe ici que la part du lien LOS

constitue environ 50% du signal reçu. Cela signifie que la perte éventuelle de ce lien LOS (par

exemple dans le cas d’un blocage), peut impacter de manière significative la puissance reçue

Pr.

Tableau III-2 : Comparatif des puissances obtenues avec le logiciel RaPSor et celles issues des

travaux de Barry et al [122]

Ordre de réflexion

Travaux de Barry et al Résultats issus de RaPSor

Pr Proportion Pr Proportion

LOS 1.23 µW 50.5 % 1.23 µW 50.5 %

1 0.505 µW 20.7 % 0.504 µW 20.7%

2 0.430 µW 17.7 % 0.417 µW 17.1 %

3 0.269 µW 11 % 0.249 µW 10.2 %

On constate de plus que les valeurs obtenues avec le logiciel RaPSor sont très

similaires à celles obtenues par Barry et al. Cette simple étude permet de valider l’utilisation

de ce logiciel pour la simulation de canaux de communication par optique sans fil. De ce fait,

RaPSor sera utilisé pour chacune des simulations réalisées dans ce document.

III.2.2. Modélisation des sources

Dans la configuration précédente, la source optique était assimilée à un point. Dans le

cas d’un système utilisant une liaison IR, cette simplification est acceptable car les émetteurs

sont souvent composés d’une seule LED. Cependant, dans le cadre des VLC, le nombre de

LED constituant un seul émetteur est généralement beaucoup plus grand, ceci afin de

respecter plus facilement leur fonction principale, à savoir l’éclairage de l’environnement.

Afin de vérifier s’il est correct d’étudier le canal VLC en utilisant un modèle de source

ponctuelle, nous avons déterminé la puissance totale reçue en considérant d’une part une

source ponctuelle de puissance 1W et d’autre part un émetteur constitué d’un ensemble de

LED, typiquement un panneau de LED. Celui-ci a pour dimensions 0.7x0.7 m et il comprend

une LED tous les 10 cm, soit 49 LED au total. Chacune des LED est considérée ponctuelle et

émettant une puissance de 1/49 W.

Pour réaliser les différentes simulations, nous avons utilisé les paramètres du tableau III-

1. Cependant, pour une étude plus exhaustive, nous avons choisi 4 positions différentes de

récepteurs. Dans chaque cas, le récepteur est fixe, orienté vers le plafond et à une hauteur de

1.2 m, ce qui correspond à une hauteur de bureau standard. Les positions étudiées pour les

récepteurs sont :

- Position 1 : [2.5 2.5 1.2] [m]

- Position 2 : [1.5 1.5 1.2] [m]

- Position 3 : [0.5 2.5 1.2] [m]

- Position 4 : [0.5 0.5 1.2] [m]

Elles correspondent à des cas bien distincts permettant d’étudier le comportement des

deux émetteurs considérés. Dans la position 1, située au centre sous l’émetteur, le récepteur

collecte majoritairement des liens LOS. Les positions numéros 2 et 3, plus distantes,


correspondent à des cas où la liaison comporte à la fois des liens LOS et des liens réfléchis.

Pour la position 4, le récepteur collecte uniquement des rayons réfléchis. La figure III-3 offre

une vue du dessus de la pièce incluant chaque position de récepteur ainsi que celle de

l’émetteur. Le comparatif des résultats en termes de puissance reçue pour les deux modèles

d’émetteurs est reporté dans le tableau III-3.

Tableau III-3 : Comparatif des puissances reçues Pr en fonction du modèle de la source

Pr (source ponctuelle) Pr (source complexe, 49 LED) % d’erreur

Position 1 11.87 µW 11.26 µW 5 %

Position 2 4.64 µW 4.66 µW 0.4 %

Position 3 2.89 µW 2.91 µW 0.7 %

Position 4 1.64 µW 1.65 µW 0.6 %

On constate que les puissances reçues pour une même position sont très proches pour

chacun des modèles considérés avec un maximum de 5% d’erreur pour la position 1. On peut

donc conclure que l’utilisation d’un modèle de source complexe n’est pas nécessaire dans

notre cas. De ce fait, toutes les sources optiques utilisées dans la suite de ce document seront

considérées comme ponctuelles.

III.2.3. Nombre de réflexions

Les simulations précédentes ont été réalisées avec un nombre de réflexions optiques

égal à 3. C’est ce qui est généralement considéré dans la plupart des travaux sur les VLC [87,

88, 107, 110].

Le choix du nombre de réflexions est important car il impacte la précision de la RI au

détriment d’une augmentation du temps de calcul. La figure III-4 propose l’évolution du gain

statique H(0) du canal VLC en fonction du nombre de réflexions considérées (de 0 à 8), et ce

pour les positions 1 à 4 étudiées dans le paragraphe précédent.

X

Y

Z

Position 3 [0.5 2.5 1.2]

Position 4 [0.5 0.5 1.2]

Position 2 [1.5 1.5 1.2]

Position 1 [2.5 2.5 1.2]

Récepteur Emetteur

Figure III-3 : Positions des récepteurs pour l’étude de l’impact du modèle de source


Dans un premier temps, on observe que les positions 1 et 2, situées près de la source

ne sont que très peu impactées par l’augmentation du nombre de réflexions considérées. On

peut même conclure que 2 (voire 1) réflexions suffisent.

Pour les positions 3 et 4, plus éloignées, on constate que le nombre de réflexions

impacte plus significativement la valeur du gain. Par exemple, pour la position 4, on passe de

-61 dB en ne considérant que le lien LOS (pas de réflexion) à -56.5 dB pour 8 réflexions et

plus. On observe néanmoins une convergence des valeurs des gains à partir de 3 réflexions.

Ces résultats sont donc conformes avec ceux généralement utilisés dans la littérature. On

considèrera donc 3 réflexions optiques dans la suite de ce document.

Figure III-4 : Evolution du gain optique H(0) pour différentes positions en fonction du nombre de réflexions considérées

III.2.4. Modélisation des surfaces

Les réflexions optiques constituant la réponse impulsionnelle proviennent des

différentes surfaces de l’environnement. Il existe plusieurs modèles pour représenter les

propriétés de réflexion de la lumière sur une surface, généralement définies par une BRDF

(« Bidirectional Reflectance Distribution Function »). Ces propriétés dépendent de la nature

des matériaux constituant les surfaces et de la longueur d’onde.

III.2.4.1. Modèles de réflexion

Le modèle mathématique de BRDF le plus classiquement utilisé en communication

optique est le modèle de Lambert [133] qui considère que la lumière incidente est réfléchie sur

la surface uniformément dans toutes les directions. On dit que la réflexion est diffuse lorsque

les dimensions des irrégularités des surfaces rencontrées par les rayons optiques sont

suffisamment grandes vis-à-vis de la longueur d’onde. La surface est alors caractérisée par

un coefficient de réflectivité compris entre 0 pour un matériau parfaitement absorbant et 1

pour un matériau parfaitement réfléchissant.


On peut également considérer le cas extrême d’une réflexion spéculaire. Dans ce cas,

les surfaces rencontrées par les rayons optiques sont parfaitement lisses par rapport à la

longueur d’onde. En optique géométrique, on considère ce cas comme étant celui du miroir

idéal, dans lequel le rayon indicent n’est réfléchi que dans une seule direction. Dans notre cas,

nous avons vu dans le paragraphe II.5.2.2 que toutes les surfaces en environnement indoor

sont considérées lambertiennes, donc parfaitement diffuses.

A noter qu’il est possible dans RaPSor d’utiliser également des modèles hybrides

(modèle de Blinn-Phong) prenant en compte à la fois une composante spéculaire et une

composante diffuse, ce qui traduit bien par exemple le cas des surfaces en bois verni.

III.2.4.2. Coefficients de réflexions des matériaux

Chaque matériau se comporte différemment face aux rayons optiques incidents. En

effet, la quantité d’énergie réfléchie liée au coefficient de réflexion dépend de la longueur

d’onde utilisée ainsi que de la nature du matériau.

Dans le domaine infrarouge on utilise une longueur d’onde λ unique pour transmettre

une information. Dans ce cas, le coefficient de réflexion ρ est constant. Dans le domaine des

communications par la lumière, les longueurs d’ondes utilisées sont multiples (elles englobent

tout le spectre du visible) et donc ρ évolue en fonction de .

En considérant les surfaces purement diffuses, la figure III-5 montre l’évolution de ρ en

fonction de pour différents matériaux dans les domaines du visible (a) et de l’IR (b) [134]. On

peut observer que dans le domaine de l’IR les coefficients sont quasi-constants en fonction de

. Par contre dans le domaine visible pour certains matériaux, comme le bois, les coefficients

varient fortement et de manière presque linéaire en fonction de alors que pour d’autres,

comme le plâtre, ils sont presque constants à partir de 550 nm. Dans le domaine du visible, la

valeur de ρ est donc amenée à évoluer de manière plus ou moins importante avec la longueur

d’onde et en fonction du matériau utilisé.

Dans la littérature, il est généralement considéré une valeur moyenne du coefficient de

réflexion. Si ce choix est compréhensible pour des matériaux comme le plâtre, on peut

cependant se poser la question de sa pertinence pour d’autres, comme le bois ou le plastique.

Pour essayer de répondre à cette problématique, nous avons déterminé le gain statique

obtenu d’une part en utilisant une valeur moyenne de et d’autre part en considérant

l’évolution de ρ en fonction de . Les deux matériaux choisis pour cette étude sont le plâtre et

le plastique, qui ont l’avantage de présenter deux profils distincts et qui de plus correspondent

à des matériaux que l’on trouve fréquemment en milieu intérieur, notamment hospitalier.

L’évolution de la réflectivité de ces deux matériaux est représentée en figure III-6. Chacune

d’entre elles est discrétisée en 30 segments égaux tous les Δλ = 10 nm. Pour chacun des

matériaux, une valeur ρΔmoy correspondant à la valeur moyenne de ρ dans l’intervalle Δλ a été

déterminée.

Nous avons donc effectué 30 simulations RaPSor, une pour chaque valeur de ρΔmoy sur le

segment numéro x, permettant ainsi d’obtenir les valeurs respectives de gains statiques ΔH(x).


(a)

(b)

Figure III-5 : Evolution du coefficient de réflexion de différents matériaux pour (a) le domaine du visible, (b) le domaine de l’infrarouge

Pour effectuer les simulations, nous avons choisi de tester la position 4 précédemment

définie, car il s’agit de la position la plus proche des surfaces de l’environnement. De plus, la

seule contribution considérée ici est celle issue de la première réflexion, le LOS n’étant pas

pris en compte, ceci afin d’être certain d’observer uniquement le gain provenant d’une seule

surface (ici les murs).

400 450 500 550 600 650 7000

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100Spectral Reflectance

Wavelength (nm)

Reflecta

nce (

%)

Aluminum [15]

Floor [14]

Plaster [14]

Black Gloss Paint [15]

Pine Wood [15]

Plate Window Glass [15]

Ceiling [14]

780 800 820 840 860 880 900 920 940 960 9800

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

Wavelength (nm)

Reflecta

nce (

%)

Spectral Reflectance

Aluminum [15]

Floor [14]

Plaster [14]

Black Gloss Paint [15]

Pine Wood [15]

Plate Window Glass [15]

Ceiling [14]


Figure III-6 : Représentation de la répartition spectrale d’une source optique froide ainsi que de la réflectivité associée au plâtre et au plastique en fonction de la longueur d’onde

D’autre part, la source optique associée possède une répartition en puissance () non-

constante en fonction de la longueur d’onde comme illustré avec un exemple sur la figure III-

6. Cette courbe est discrétisée comme précédemment en 30 segments égaux entre 480 et

780nm, soit un segment tous les Δλ =10 nm. Il a été arbitrairement choisi d’utiliser le profil

d’une source froide (cf figure II-5). On définit l’aire 𝐴𝑥 comme étant la puissance du signal émis

par rapport à une valeur de Δλ associée. Elle est calculée en utilisant la méthode d’intégration

par trapèze :

𝐴𝑥 =Φ(𝑥) + Φ(𝑥 + 1)

2. Δλ (3.1)

Où x représente le numéro du segment considéré. On notera également par la suite Atot

comme étant la somme de l’ensemble des segments Ax.

Le gain statique total 𝐻𝑡𝑜𝑡𝑎𝑙(1)

correspondant à la première réflexion tenant compte d’un

non-constant dans la bande visible et de la répartition spectrale en puissance de la source sur

les 30 segments est finalement obtenu à partir de :

𝐻𝑡𝑜𝑡𝑎𝑙(1)

=∑𝐴𝑥𝐴𝑡𝑜𝑡

30

𝑥=1

∗ Δ𝐻(𝑥) (3.2)

Les résultats obtenus sont résumés dans le tableau III-4. On y a aussi reporté les

valeurs de gain statique obtenues en ne considérant qu’une seule valeur moyenne de ρ pour

toute la bande visible, à savoir 0.73 pour le plâtre et 0.18 pour le plastique.

On observe que dans le cas du plâtre, l’écart entre les deux valeurs est relativement

faible (0.5 dB), ce qui est logique puisqu’on a vu pour ce matériau que les variations du

coefficient de réflexion étaient faibles dans la bande visible. En revanche, on peut voir que

pour le plastique, l’écart est un peu plus significatif (1.3 dB) et conduit à légèrement surestimer

la puissance collectée à l’issue de la première réflexion en considérant la valeur moyenne.


Tableau III-4 : Gains optiques obtenus pour les matériaux plâtre et plastique pour une valeur de ρ

moyen et pour des valeurs discrétisées

Scénario de simulation Plâtre Plastique

Evolution discrétisée de dans la bande 480-780nm

- 63.5 dB - 71.1 dB

Valeur moyenne dans la bande 480-780nm

- 64 dB - 69.8 dB

Ces résultats illustrent le fait que la connaissance précise des propriétés de

réflectances des matériaux pour le spectre visible peut permettre d’accroître la précision sur

la détermination des performances. Rappelons néanmoins que l’impact des réflexions diminue

fortement quand leur ordre augmente. Il y a donc un compromis à faire entre précision,

complexité et temps de calcul.

III.3. Configuration étudiée

Dans cette partie, nous définissons l’environnement d’étude pour la suite de nos

travaux dans le domaine du visible. Comme précédemment, certains paramètres sont étudiés

pour définir au mieux la configuration.

III.3.1. Description générale

Les dimensions de l’environnement étudié correspondent à celles communément

utilisées dans la littérature des VLC [135-138]. On considère une pièce rectangulaire vide,

similaire à celle présentée dans le tableau III-1, avec 4 émetteurs VLC positionnés au plafond

symétriquement par rapport au centre de la pièce. De ce fait, en se reportant à l’équation

(2.28), la RI totale du canal en un point avec K réflexions se détermine par :

ℎ𝑡𝑜𝑡𝑎𝑙(𝑡) =∑ℎ𝑙𝑜𝑠(𝑡) +

4

𝑖=1

∑ℎ𝑛𝑙𝑜𝑠(𝐾)

(𝑡)

4

𝑖=1

(3.3)

L’objectif principal de cette étude est d’observer l’impact de la mobilité du récepteur sur

le canal. De ce fait, la hauteur du plan dans lequel le récepteur peut se déplacer est un

paramètre important. On considère ici qu’elle est initialement fixée à 1.2m du sol. Cela

correspond à la hauteur moyenne d’un récepteur porté par une personne (par exemple un

téléphone portable ou une tablette). De plus, nous considérons ici un déplacement en 2D dans

un plan situé à la hauteur considérée. La figure III-7 illustre l’environnement considéré.

En accord avec les résultats du paragraphe III.2.2, chaque source est considérée

ponctuelle et dirigée vers le sol. De plus, pour se rapprocher d’un environnement réaliste, nous

avons choisi des murs et un plafond en plâtre, tandis que le sol est en plastique. Afin de faciliter

les simulations et en accord avec les résultats du paragraphe III.2.4.2, nous considérons la

valeur moyenne de vis-à-vis des longueurs d’ondes associées à chacun de ces matériaux.

L’ensemble des paramètres généraux est résumé dans le tableau III-5. Ce dernier regroupe

également les paramètres utilisés avec le logiciel RaPSor.


Tableau III-5 : Paramètres généraux utilisés pour l’environnement considéré

Paramètres Valeurs

Dimension [X Y Z] 5x5x3 [m]

Hauteur du plan récepteur 1.2 [m]

Position des émetteurs [X Y Z]

T1 [1.25 1.25 3] [m]

T2 [1.25 3.75 3] [m]

T3 [3.75 3.75 3] [m]

T4 [3.75 1.25 3] [m]

Direction - 90 [°]

Coefficient de réflexion

Plafond/mur 0.73

Sol 0.18

RaPSor

Type « Ray-Gathering »





III.3.2. Caractéristiques des émetteurs

Comme nous l’avons déjà expliqué, l’objectif premier des sources en lumière visible

est avant tout de fournir de l’éclairage dans l’environnement. Les caractéristiques des

émetteurs dépendent donc de cette contrainte.

De ce fait, le premier élément à prendre en compte pour l’étude de l’environnement

considéré est la répartition de l’éclairage. En utilisant l’équation (2.38) il est possible de calculer

l’éclairement en un point donné. On peut donc facilement effectuer ce calcul en tout point de

la pièce.

3m

1,2m

5m

T4 T3

Plafond T1 T2

Plan récepteur

y Sol z

5m x

Figure III-7 : Environnement considéré


De par les similitudes entre le calcul de l’illumination et celui du gain optique, on choisit

de calculer l’éclairement en un point en prenant en compte 3 réflexions optiques. En comparant

les équations (2.24) et (2.36) d’une part, et (2.26) (2.37) d’autre part, il est possible d’exprimer

la valeur de l’éclairement 𝐸𝑡𝑜𝑡𝑎𝑙 en un point en fonction de celle du gain statique 𝐻𝑡𝑜𝑡𝑎𝑙,

déterminé à partir de la RI obtenue avec RaPSor :

𝐸𝑡𝑜𝑡𝑎𝑙 =2𝜋

𝐴𝑝ℎ𝑦(𝑚 + 1)∗ 𝐼(0) ∗ 𝐻𝑡𝑜𝑡𝑎𝑙 (3.4)

On utilise pour les simulations les paramètres des tableaux III-5 et III-6. Ce dernier

contient les paramètres complémentaires associés aux émetteurs et récepteurs pour ces

simulations.

Tableau III-6 : Paramètres complémentaires considérés pour le calcul de l’éclairement

Paramètres Valeurs

Emetteurs

Ordre lambertien 1

Intensité lumineuse I(0) en cd Variable

Température de couleur Froide

Récepteurs

Aphy 1 [m²]

FOV 90 [°]

Nombre de positions 50*50

Orientation +90 [°]

L’ordre de l’émetteur a été choisi lambertien (m=1). C’est cette valeur qui est

considérée dans une grande majorité des études VLC [135-138]. Elle permet de représenter

correctement le rayonnement des sources d’éclairage.

Au vu de l’équation (3.4), on choisit de fixer les surfaces de réception à 1 m² afin de

faciliter les calculs liés à l’exploitation des résultats. En effet, les équations (2.36) et (2.37)

montrent que le calcul de l’éclairement est indépendant de la surface du récepteur. De ce fait,

Aphy est choisi de manière à faciliter le passage de 𝐻𝑡𝑜𝑡𝑎𝑙 à 𝐸𝑡𝑜𝑡𝑎𝑙.

D’autre part, on considère le FOV du récepteur comme étant de 90° afin de représenter

le fait que les rayons incidents sont reçus quel que soit leur angle d’arrivée. Enfin, nous avons

choisi de diviser la pièce selon un quadrillage 50*50, ce qui revient à considérer une position

tous les dix centimètres. Nous associons à chacune de ces cases un récepteur, qui est l’image

du flux lumineux en un point reçu à cette position.

La figure III-8 illustre l’évolution des valeurs minimale Emin, maximale Emax et moyenne

Emoy de l’éclairement pouvant être obtenu dans la pièce, pour une hauteur donnée (ici la

hauteur du plan de réception, égale à 1.2 m) en fonction du flux de puissance optique émis Pt

(W). Les valeurs de Pt sont déterminées à l’aide des équations du paragraphe II.2.3.2 en

considérant une source froide et en faisant varier l’intensité de la source I(0). On constate que

les différentes évolutions sont linéaires. Il est ainsi possible de déterminer facilement la valeur

d’intensité de la source permettant de répondre à une contrainte donnée.


Figure III-8 : Evolution de l’éclairement minimal, moyen et maximal en fonction de la puissance émise

Dans le paragraphe II.2.4, nous avons indiqué que la valeur moyenne d’éclairement

associée aux environnements médicaux était de 500 lux. En utilisant les courbes figure III-8,

on voit qu’il est nécessaire que la puissance totale émise par les sources soit au moins de

13.1 W. De ce fait, chaque source sera initialement considérée comme émettant un maximum

de 13.1/4 = 3.3 W.

Cependant, le respect seul de la contrainte d’éclairage n’est pas suffisant. En effet, la

répartition de l’éclairage au sein d’un environnement est également importante afin de garantir

un confort aux usagers. La figure III-9 offre une représentation 3D de la répartition de

l’éclairage pour une puissance totale émise de 13.1 W.

Figure III-9 : Représentation 3D de l’éclairage à une hauteur de 1.2 m pour une puissance d’émission totale de 13.1 W,

Sur cette figure, on observe que malgré le fait que l’éclairement soit beaucoup plus

faible près des murs, celui-ci est réparti de façon bien plus homogène au centre de la pièce.


En général, les diverses activités d’une personne se déroulent dans cette zone. Au vu de ces

observations, on peut donc considérer cette répartition comme convenable pour notre étude.

Pour résumer, le tableau III-7 reporte l’ensemble des caractéristiques des émetteurs

VLC utilisés par la suite dans ce document pour l’étude des performances d’un canal.

Tableau III-7 : Paramètres des émetteurs VLC considérés dans la suite ce document

Paramètres Valeur

Ordre lambertien 1

Puissance d’émission (1 source) 3.3 [W]

Température de couleur Froide

III.3.3. Caractéristiques et mobilité du récepteur

Dans le domaine des VLC, les récepteurs sont soumis à moins de contraintes

comparés aux émetteurs. Il faut entendre par là que la seule contrainte qui leur est associée

est de recevoir convenablement le signal, contrairement aux émetteurs qui doivent assurer

une double fonction.

Pour notre étude, nous nous limiterons à utiliser un modèle de récepteur largement

considéré dans de nombres études VLC [135-138]. Même s’il existe des composants bien plus

performants, nous avons choisi d’utiliser des caractéristiques standards afin de généraliser les

conclusions proposées. Le tableau III-8 propose un résumé de ces paramètres.

Tableau III-8 : Paramètres des récepteurs VLC considérés dans la suite ce document

Paramètres Valeur

Aphy 1 [cm²]

FOV 65 [°]

Sensibilité 0.48

La plupart des études sur les communications VLC portent sur un cas statique où le

récepteur est fixe car les performances sont optimales en LOS direct dans le cas d’émetteurs

et récepteurs alignés. Le canal peut cependant être impacté par des blocages aléatoires.

Dans notre étude, comme présenté dans le paragraphe II.5.2, on considère une

configuration en LOS non directif car avec un récepteur en mouvement il est plus difficile de

rester aligné avec l’émetteur. Lorsque le récepteur est porté par une personne, les

mouvements de celle-ci et la présence du corps vont alors affecter les caractéristiques du

canal et ce même si la vitesse de déplacement est faible.

Pour étudier ces effets on peut envisager différentes méthodes [139,140]. On peut par

exemple modéliser le déplacement et la vitesse du récepteur suivant un ou plusieurs chemins

préalablement définis ou aléatoires. C’est une approche adaptée pour l’étude

d’environnements comprenant de nombreux obstacles.

Dans notre cas, on modélise une pièce vide et on se focalise sur les effets liés aux

caractéristiques géométriques du récepteur (position, hauteur, orientation) par rapport aux

luminaires installés dans la pièce et à ceux liés à la présence du porteur (corps).

On considèrera donc ici une approche statistique basée sur la définition d’un ensemble

de positions aléatoires du récepteur réparties uniformément dans l’ensemble de l’espace


considéré. Cela signifie que les caractéristiques d’un récepteur pour une simulation donnée

(position, hauteur, orientation) sont indépendantes de celles utilisées pour la simulation

précédente (cf figure III-10).

Figure III-10 : Exemple d’approche statistique pour la répartition de récepteurs en considérant N

positions aléatoires.

III.3.3.1. Position aléatoire du récepteur

Dans cette première étude, on considère que l’orientation du récepteur est de +90°,

comme si il était dirigé vers le plafond quelle que soit sa position dans la pièce. Sa hauteur est

elle aussi fixe conformément aux paramètres du tableau III-5.

Soit N le nombre de positions de récepteurs. Pour chaque position choisie

indépendamment, aléatoirement et de manière uniforme dans l’espace étudié, la simulation

de la RI grâce au logiciel RaPSor conduit à la détermination d’une valeur de gain statique H(0).

Cette valeur est obtenue grâce à l’équation (3.3).

A partir de l’ensemble des valeurs obtenues par simulation, il est possible de

déterminer la répartition des valeurs de H(0) et ainsi d’attribuer à chaque valeur prise dans

l’ensemble une probabilité. On peut alors en déduire la fonction de densité de probabilité, ou

Probability Density Function (PDF). L’évolution de la PDF permet d’analyser la répartition

statistique des valeurs de H(0) et d’observer, par exemple, quelles sont les valeurs ayant la

plus petite probabilité.

En statistique, il existe différentes méthodes d’estimation de la PDF, par exemple

directement à partir de l’histogramme des valeurs ou en utilisant des méthodes par noyau ou

KDE (Kernel Density Estimation) [141]. Dans le logiciel MATLAB, la méthode d’estimation par

noyau est codée. On fera l’analyse des performances en utilisant les valeurs de l’histogramme.

Cependant, on utilisera pour la représentation la fonction d’estimation ksdensity.

T4 T3

T1 T2

y z

x

R1

RN

R2

R3

RN-1

• R1 (positon

1, hauteur

1, orientation

1)

• R2 (positon

2, hauteur

2, orientation

2)

• R3 (positon

3, hauteur

3, orientation

3)

• RN-1

(positonN-1

, hauteurN-1

, orientationN-1

)

• RN (positon

N, hauteur

N, orientation

N)


On définit également la fonction de répartition ou CDF (Cumulative Density Function)

de la variable H(0) qui s’écrit :

𝐶𝐷𝐹(𝐻0) = 𝑝𝑟𝑜𝑏(𝐻(0) ≤ 𝐻0) = ∫ 𝑝𝑑𝑓(H(0))𝑑H(0)𝐻0

−∞

(3.5)

La CDF permet d’estimer la probabilité cumulée et donc de donner une indication de

performance en termes de probabilité de coupure. En effet, en communication on cherche à

minimiser l’atténuation, c’est-à-dire à maximiser le gain dans la majorité des cas. La CDF

permet de déterminer la probabilité que le gain du canal visé ne soit pas atteint. Le système

sera donc d’autant plus performant que la CDF pour une valeur donnée H(0) sera faible.

Pour estimer 𝐶𝐷𝐹(𝐻0) à partir des N valeurs de gain obtenues par simulation il suffit

de compter le nombre de valeurs de gain inférieures à 𝐻0 et diviser par le nombre total de

points soit N. L’interprétation des résultats va dépendre du nombre d’échantillons N de

positions et donc de valeurs de gains considérées. Une des solutions est de choisir une valeur

de N très élevée, mais cela serait au détriment du temps de simulation. L’objectif est donc ici

de déterminer la valeur de N pour laquelle les résultats convergent.

Plusieurs simulations pour différents cas (𝑁 ∈ {100, 500, 1000, 5000, 10000}) ont été

réalisées et ont permis d’estimer 𝑃𝐷𝐹(H(0)). Le récepteur est à 1.2m du sol orienté

perpendiculairement vers le plafond. Les paramètres de simulations utilisés sont ceux des

tableaux III-5, III-7 et III-8. La Figure III-11 illustre les résultats obtenus.

Figure III-11 : PDF(H(0)) en fonction du nombre N de positions de récepteur

Cette figure permet d’illustrer deux points. Premièrement, on constate que quel que

soit N, l’intervalle de distribution des valeurs de H(0) reste très similaire (de -51 dB à -47.5 dB).

On observe que le cas N=100 semble être celui proposant le plus de décalage vis-à-vis des

autres cas, ce qui signifie qu’on manque de précision pour cette valeur de N.

Entre -49 dB et -48 dB, correspondant aux valeurs les plus probables, les distributions

semblent converger lorsque N augmente. En accord avec les résultats illustrés dans le

paragraphe III.2.1, on peut supposer que ces valeurs de gains et celles supérieures

correspondent à des positions recevant une contribution LOS de la part d’un ou plusieurs

émetteurs.


Pour compléter, nous avons tracé les CDF(H(0)) des cas associés à N = 1000 et N =

10000. Les résultats sont reportés sur la figure III-12. On observe ici que les deux courbes

sont pratiquement superposées, ce qui signifie que, en terme d’impact sur les performances,

choisir un nombre N = 1000 sera suffisant pour obtenir une bonne estimation de la distribution

des valeurs de H(0).

Figure III-12 : – CDF du gain pour N = 1000 et N = 10000

Cependant, comme nous l’avons vu dans le paragraphe II.5.2.4, une autre

caractéristique importante du canal optique est l’étalement de la RI. Un critère d’appréciation

de cette caractéristique est associé à la valeur du Drms, qui permet ensuite de calculer le débit

Rb-max atteignable sans IES.

Nous avons reporté dans le tableau III-9 l’ensemble des valeurs de Rb-max associées à

chaque nombre N étudié. On constate dans un premier temps que les résultats obtenus

convergent à partir de N = 1000. On observe également que l’écart entre les cas N = 1000 et

N = 10000 est relativement faible (≈4%). On peut donc conclure que le cas N = 1000 est

suffisant pour obtenir une bonne approximation de la valeur de Rb-max associée à un canal

optique considérant un récepteur mobile.

Tableau III-9 : Valeurs de Rb-max sans IES en fonction du nombre de positions du récepteur pour le cas

de référence VLC

Nombre de points N

100 500 1000 5000 10000

Rb-max 57.8 Mbit/s 53.7 Mbit/s 50.6 Mbit/s 50.4 Mbit/s 48.7 Mbit/s

Afin d’illustrer la répartition des valeurs de Rb-max, nous avons tracé les valeurs

obtenues sur la figure III-13 pour N = 1000.

On observe premièrement que les valeurs les plus hautes de Rb-max se situent comme

attendu proches des sources. Au contraire, on observe que les positions les plus limitées en

débit sont celles situées près des murs, là où les réflexions sont les plus importantes et donc

les phénomènes d’IES plus impactants. Néanmoins, si on regarde la plus petite valeur de Rb-

max (≈50 Mbit/s), on constate qu’elle reste bien supérieure aux débits considérés pour les

applications médicales (≤10 Mbit/s).

Considérant l’ensemble de ces résultats, nous utiliserons donc par la suite un minimum

de 1000 positions de récepteurs dans l’environnement. Etant donné que ce cas correspond à

celui le plus simple concernant la mobilité d’un récepteur, les PDF et CDF obtenues pour cette

valeur seront utilisées comme courbes de références et comparées aux résultats ultérieurs.


Figure III-13 : Répartition 3D de la valeur de Rb-max dans l’environnement considéré

III.3.3.2. Variation de la hauteur

Jusqu’à présent, nous avons considéré que la hauteur du récepteur était fixe par

rapport au sol. Cette hypothèse n’est pas réaliste car lorsqu’une personne se déplace en

portant un dispositif dans ses mains, la hauteur de celui-ci n’est pas forcément constante, et

l’utilisateur peut être amené à la modifier de manière volontaire ou non. De ce fait, il est

nécessaire de déterminer si ces changements de hauteurs ont un impact ou non sur les

performances, c’est-à-dire sur le gain optique ainsi que sur l’étalement de la RI.

Afin de déterminer cet impact, nous avons défini qu’à partir du plan de référence situé

à 1.2m, la hauteur du récepteur pouvait varier dans un intervalle Δh de ± 10 cm. Cette

considération exclut les cas de mouvements brusques, telle une chute.

En considérant une orientation fixe de récepteur (+90 °), nous avons donc effectué de

nouvelles simulations pour N = 1000 positions de récepteurs, mais en définissant pour chaque

position une hauteur aléatoire comprise entre 1.1 m et 1.3 m. L’ensemble des paramètres de

simulation est défini dans les tableaux III-5, III-7 et III-8.

La figure III-14 illustre la comparaison des CDF(H0) entre le cas de référence et celui

avec une hauteur variable. Comme expliqué précédemment, les performances de la liaison

VLC seront d’autant meilleures que l’atténuation du canal sera faible c’est-à-dire que le gain

optique H(0) sera élevé. On préfèrera donc les configurations qui permettent d’atteindre les

plus grandes valeurs de gain avec la plus faible probabilité d’être inférieure à ces valeurs, donc

la plus petite valeur de CDF.


Figure III-14 : CDF(H0) dans les cas d’une hauteur de récepteur fixe d’une part et variable d’autre part

Les courbes de la figure III-14 permettent d’observer que l’évolution des valeurs des

gains entre les deux cas considérés est très similaire, que l’on prenne une hauteur variable ou

une hauteur fixe. En effet, même pour des CDF très faibles (10-3), l’écart n’est que de 0.25 dB.

On peut donc conclure que, dans notre configuration, l’impact de la variation de hauteur du

récepteur sur le gain statique est négligeable.

Pour compléter cette analyse, nous avons reporté dans le tableau III-10 les valeurs de

Rb-max associées aux deux cas étudiés. On observe que même s’il existe un écart de 2.5 Mbit/s

entre les deux cas observés, cette variation est peu significative car inférieure à 5 % de la

valeur totale. De ce fait, on peut conclure que la prise en compte des variations de hauteurs

pour un canal mobile n’influe pas de manière significative l’étalement de la RI.

Tableau III-10 : Valeurs de Rb-max sans IES en fonction dans les cas d’une hauteur de récepteur fixe et

variable

Hauteur récepteur fixe (cas de référence) Hauteur récepteur variable

Rb-max 50.6 Mbit/s 53.1 Mbit/s

Il n’est donc pas nécessaire de tenir compte d’une variation de hauteur du récepteur

par rapport à sa valeur nominale si l’on ne considère pas de mouvements brusques. Par la

suite on considèrera donc que la hauteur est fixe à 1.2m.

Afin de résumer et faciliter l’accès aux paramètres de simulations par la suite,

l’ensemble des paramètres utilisés est répertorié dans l’annexe III. Ceux associés au cas de

référence utilisé pour comparer les résultats de nos prochaines simulations correspondent aux

tableaux A3.1 et A3.2 de cette annexe.

III.3.3.3. Variation de l’orientation du récepteur

Comme pour la hauteur, les mouvements induits par la personne portant le récepteur

peuvent changer l’orientation de celui-ci, ne serait-ce que pour l’orienter de manière

convenable à son utilisation. Il est donc également nécessaire d’observer si ces changements

d’orientations influent ou non sur le canal.


Afin de définir une orientation du récepteur dans le logiciel RaPSor, il faut définir le

vecteur associé à la direction souhaitée. Le système de coordonnées le plus adapté est le

système polaire, ou sphérique. Comme illustré sur la partie (a) de la figure III-15, les

coordonnées sphériques sont définies par 3 paramètres : r, θ et φ. Les valeurs cartésiennes

[X Y Z] s’expriment en fonction des coordonnées sphériques par :

{

𝑋 = r cos(θ) cos (φ)

𝑌 = r cos(θ) sin (φ)𝑍 = 𝑟 sin (θ)

} (3.6)

Pour notre étude, nous avons défini les intervalles suivants : θ ∈ [0, π/3] et φ ∈

[0, 2π] avec un pas de π/6, soit un total de 25 orientations, représentant ainsi un cône de

mouvement visible en figure III-15 (b). Pour le vecteur unitaire définissant la direction, on

choisira r = 1.

(a)

(b)

Ces valeurs ont été choisies afin de représenter une variation réaliste des orientations

que peut prendre un récepteur lorsqu’il se déplace. Comme pour le cas de la hauteur, on

considère ici que le récepteur ne prend pas d’orientations aberrantes, comme par exemple

être dirigé vers le sol.

En utilisant les paramètres des tableaux A3.1 et A3.2 de l’annexe III, nous avons réalisé

les simulations correspondants aux cas d’un récepteur mobile sans changements d’orientation

(cas de référence) et d’un récepteur mobile avec changements d’orientation. Afin d’analyser

les résultats, nous avons tracé en figure III-16 les PDF associées à ces deux cas.

Sur cette figure, on observe que les variations d’orientation induisent une très forte

modification de la distribution des valeurs de gains comparé au cas de référence. En effet,

alors que l’étalement du cas de référence se situe entre -47.5 dB et -51 dB, on trouve des

valeurs de gains jusqu’à -54.5 dB dans le cas où les orientations changent. On constate

également que la proportion de fortes valeurs de gains (associées au lien LOS), est bien plus

importante dans le cas de référence. Ceci s’explique par le fait que les changements

d’orientation créent des cas où le récepteur ne reçoit aucun signal LOS. Selon l’orientation, le

signal issu des réflexions peut être très faible, ce qui correspond aux valeurs de gains que l’on

peut observer aux alentours de -53 dB. De ce fait, on peut conclure que les changements

d’orientations du récepteur impactent de manière significative la répartition du gain optique.

x

y

z

ϕ

θ

x

y

z

30°

360°

Orientation récepteur

Figure III-15 : Illustration : (a) des coordonnées sphériques, (b) du cône de mouvement du récepteur


Figure III-16 : PDF des gains associés aux cas de référence et à celui d’un récepteur mobile avec changement d’orientations

Comme précédemment, il est aussi nécessaire d’observer l’impact sur l’étalement de la

RI. Nous avons reporté dans le tableau III-11 les valeurs de Rb-max associées à chaque cas.

Tableau III-11 : Valeurs de Rb-max sans IES associés aux cas de référence et à celui d’un récepteur

mobile avec changements d’orientation

Cas de référence Récepteur avec orientation variables


On observe ici que la différence entre les deux cas étudiés est très importante : environ

65%. Ces constatations nous permettent de confirmer les conclusions obtenues à l’aide de la

figure III-16 : le changement d’orientation d’un récepteur ne peut être négligé si l’on souhaite

étudier sa mobilité dans le cas d’une configuration VLC.

III.4. Impact de la présence du corps

Puisque l’on considère que le récepteur se déplace, il est nécessaire de prendre en

compte le moyen qui induit ce mouvement. Dans la configuration VLC étudiée dans ce

document, on considère que le récepteur est porté par une personne et que celle-ci se déplace

conjointement avec le dispositif. On peut donc se poser la question de l’impact du corps de la

personne sur le canal optique. En effet, de par sa présence, celui-ci peut influer de manière

significative sur les résultats, notamment en créant des cas de blocages du signal.

Comme illustré sur la figure III-17, nous nous concentrerons pour cette étude sur quatre

aspects principaux liés à la présence du corps et à son impact :

- La modélisation géométrique: Comment modéliser le corps ? Est-il nécessaire de

modéliser un corps complexe ou une forme simple suffit-elle à donner un bon aperçu

des résultats ?


- Le changement d’orientation du récepteur : de même on peut imaginer que certains

changements d’orientations conduiront à des blocages supplémentaires avec la

présence d’un corps.

- La modélisation physique : quel est l’impact de la nature réflective du corps ou

comment choisir le ou les coefficients de réflexion ?

- La distance du récepteur par rapport au corps (noté ici Drecep): quel est l’impact par

exemple de la distance entre le corps et le récepteur ?

III.4.1. Modélisation du corps

Lorsque l’on doit modéliser un corps en mouvement, on peut légitimement se poser la

question de la forme que celui-ci doit prendre : est-il nécessaire d’avoir une forme complexe

réaliste, ou une simple forme en 2 dimensions suffit-elle ?

Pour répondre à cette question, nous avons défini 3 modèles de corps représentés en

figure III-18. Pour chaque modèle, les dimensions sont : hauteur maximale de 170cm ; largeur

maximale de 50cm ; épaisseur maximale de 20cm. Cela correspond aux dimensions

moyennes d’un corps humain.

- Le corps n°1 est une modélisation en 3D constituée de 1796 faces triangulaires [133].

Ce modèle est disponible en libre accès sur le site de modèles 3D Sketchup [142].

Cette forme permettra de déterminer l’impact sur le canal d’un modèle considéré

comme complexe.

- Concernant le cas (2), il s’agit d’un modèle plus simple en 2 D, où l’épaisseur est donc

considérée nulle. La forme est semblable à celle du modèle (1). Elle permettra de

déterminer s’il est nécessaire de considérer ou non le volume du corps.

- Enfin, le cas (3) est le plus simple : une surface rectangulaire en 2D de dimensions

170x50 cm.

Pour l’étude de l’impact du modèle géométrique du corps on choisit arbitrairement de

placer le récepteur à une distance Drecep = 200 mm du corps. On considère également que le

corps se déplace en même temps que le récepteur. De plus, l’orientation du récepteur est fixe

dirigée vers le plafond (+90°), ceci afin d’isoler dans un premier temps l’impact seul du corps.

Enfin, concernant les propriétés de réflectivité optique du corps, on considère deux

valeurs très différentes de coefficient de réflexion pour représenter le cas d’un corps plutôt

réfléchissant (ρ1 = 0.7) et celui d’un corps plutôt bloquant (ρ2 = 0.1). Ceci permettra de

Récepteur

Drecep

ρcorps

Forme

Figure III-17 : Illustration des différents paramètres considérés liés au corps


déterminer si l’impact du coefficient de réflexion diffère selon le modèle du corps choisi (et ce

notamment pour le cas n°1, constitué d’une multitude de faces). Les autres paramètres de

simulation peuvent être consultés dans les tableaux A3.1 et A3.2 de l’annexe III.

(1)

(2)

(3)

Figure III-18 : Différents modèles de corps étudiés

III.4.1.1. Impact sur le gain

Nous avons reporté sur les figures III-19 et III-20 les PDF des gains pour chaque

modèle de corps, ainsi que pour le cas de référence, et ce respectivement pour ρ1 = 0.7 et ρ2

= 0.1.

Dans un premier temps, on observe que dans le cas où le corps est considéré,

l’étalement des valeurs de gain est bien plus important comparé au cas de référence, et ce

quel que soit le modèle de corps ou la valeur de ρ considérée. On obtient en effet des valeurs

allant jusqu’à -55 dB pour le modèle de corps (3), contrairement à -51 dB pour le cas de

référence. A l’instar des observations faites sur le changement d’orientations, ces valeurs les

plus faibles sont dues aux cas de blocages créés par la présence du corps : dans ces

conditions, le récepteur ne peut recevoir que la partie NLOS du signal transmis.

D’autre part, on observe que les distributions de gains obtenues pour chaque modèle

de corps semblent très similaires pour deux valeurs de ρ considérées.

On peut également observer que les distributions obtenues pour les modèles 1 et 2

sont peu différentes. Le modèle le plus simple (3) est lui moins convergeant même si

l’étalement des valeurs de gains est très similaire. Ces résultats semblent donc pour l’instant

montrer que le choix du modèle du corps n’a que peu d’impact sur le gain optique. Pour

compléter ces résultats, nous avons tracé en figure III-21 les CDF pour chaque cas avec ρ2 =

0.1.


Figure III-19 : PDF du gain pour différents modèles de corps avec un coefficient de réflexion ρ1= 0.7

Figure III-20 : PDF du gain pour différents modèles de corps avec un coefficient de réflexion ρ2= 0.1

Premièrement, on observe que dans le cas de référence la probabilité que H(0) soit

plus petit que -51dB est très faible (10-3). Elle est cependant beaucoup plus importante quand

on tient compte du corps (en moyenne 7.10-2). Cela signifie que la présence du corps induit

presque 100 fois plus de cas de fortes atténuations voire de blocages.

De plus, on remarque que le modèle simple (3) est celui qui induit les plus faibles

valeurs de gains. Néanmoins, l’évolution de la CDF pour les 3 modèles considérés est très

peu différente. On peut donc en conclure que la présence d’un corps impacte de manière

significative les performances lorsque l’on considère un récepteur mobile, mais que la

complexité du modèle n’est pas un critère important.


Figure III-21 : PDF du gain pour différents modèles de corps avec un coefficient de réflexion ρ2=0.1

III.4.1.2. Impact sur le débit sans IES

Afin de compléter nos observations, nous avons reporté dans le tableau III-12 les

valeurs maximales de débits Rb-max associées à chaque modèle à partir de la détermination

des valeurs DRMS de l’étalement des retards.

On constate premièrement que quel que soit le modèle de corps considéré, la valeur

de débit maximal sans IES est toujours beaucoup plus faible (jusqu’à -50 %) que celle du cas

de référence, soulignant ici l’importance de la prise en compte du corps pour l’estimation des

performances du canal.

On observe ensuite que, pour un modèle donné, la valeur de Rb-max reste quasi-

constante quel que soit le coefficient de réflexion considéré, confirmant que celui-ci n’a pas ou

très peu d’impact. Cependant, même si les valeurs obtenues pour les modèles (1) et (2) sont

relativement proches, celles correspondantes au modèle (3) sont plus faibles : on note en effet

6 Mbit/s de différence environ. Ainsi, considérer un corps trop simple aura pour conséquence

de sous-estimer la valeur de Rb-max atteignable sans IES.

Tableau III-12 : Valeurs de Rb-max sans IES associées à chaque modèle de corps considéré et pour

chaque coefficient de réflexion

Modèle (1) Modèle (2) Modèle (3) Référence

1 = 0.1 35 Mbit/s 32.8 Mbit/s 26.8 Mbit/s 50.6 Mbit/s

2 = 0.7 34.3 Mbit/s 32.2 Mbit/s 26.3 Mbit/s 50.6 Mbit/s

Ces différentes observations nous permettent de conclure qu’afin de réaliser une

modélisation fiable du canal VLC pour un récepteur mobile porté, il est nécessaire de tenir

compte de la présence du corps du porteur. Cependant, la modélisation de celui-ci n’a pas

besoin d’être très complexe et un modèle surfacique en 2D suffit. Ceci s’explique par le fait

que l’effet principal lié à la prise en compte d’un corps est le blocage d’une partie du signal.


On peut donc utiliser des modèles similaires à ceux des cas n°2 et 3. Cependant, pour

ne pas sous-estimer la valeur de Rb-max atteignable, le meilleur choix est de considérer un corps

avec une modélisation correspondant au cas n°2. C’est donc ce modèle qui sera utilisé par la

suite.

III.4.2. Impact des variations de l’orientation du récepteur

Dans le paragraphe précédent, l’orientation du récepteur était fixe afin de pouvoir étudier

l’impact du corps de manière indépendante par rapport aux autres paramètres. Cependant,

comme nous l’avons montré dans le paragraphe III.3.3.3, il est nécessaire, dans le cas d’un

récepteur mobile, de prendre en compte les changements d’orientations induits par le

déplacement de celui-ci. D’autant plus que maintenant, nous avons montré que le corps ne

pouvait pas non plus être négligé.

De ce fait, il est nécessaire d’étudier l’impact du corps sur le gain en tenant compte en plus

du changement d’orientations. Il est également intéressant d’étudier la différence d’impact de

chacun de ces deux paramètres.

Pour réaliser ces études, nous définissons plusieurs cas :

- cas (a) : Récepteur mobile avec changement d’orientation, sans corps – étudié au

III.3.3.3

- cas (b) : Récepteur mobile avec changement d’orientation, avec corps

- cas (c) : Récepteur mobile sans changement d’orientation, avec corps

- cas de référence : celui du récepteur mobile sans changement d’orientation et sans

corps étudié au III.3.3.1

Pour les cas (a) et (b) les intervalles de variations des angles et φ du vecteur d’orientation

sont définis comme au paragraphe III.3.3.3.

Pour les cas (b) et (c), la distance corps-récepteur est fixée à Drecep = 200 mm et le

coefficient de réflexion du corps à 0.5. L’ensemble des autres paramètres de simulation

peuvent être consultés dans les tableaux A3.1, A3.2 et A3.3 de l’annexe III.

III.4.2.1. Impact sur le gain

A partir des résultats obtenus pour les 4 cas considérés, nous avons représenté en figure

III-22 les PDF du gain optique.

Par rapport au cas de référence, on vérifie comme précédemment que l’impact induit par

la présence du corps seul (c) ou des variations d’orientation sans corps (a) est significatif.

Lorsqu’on observe l’effet cumulé des orientations et du corps (cas (b)), la modification de

la PDF par rapport au cas de référence est encore plus importante. En effet, on observe pour

le cas (b) des gains allant jusqu’à -56 dB, soit 2 dB de moins que les cas (a) et (c). On note

que la différence est d’autant plus grande pour le cas de référence (5 dB), illustrant ainsi

l’importance de prendre en compte à la fois les changements d’orientations, mais aussi la

présence du corps.

Les faibles valeurs de gains obtenues pour le cas (b) s’expliquent par le fait que pour

certaines orientations, le récepteur est dirigé vers le corps, ce qui signifie qu’en plus du blocage


induit par ce dernier, le récepteur ne reçoit que des réflexions, la puissance reçue est donc

plus faible.

Figure III-22: PDF du gain pour les différents cas considérés

Figure III-23 : CDF du gain pour les différents cas considérés

Ces conclusions se confirment lorsqu’on observe les CDF tracées sur la figure III-23

pour les différents cas. On peut noter tout d’abord que l’effet des variations d’orientation

(cas(a)) est plus dégradant que celui lié à la présence du corps (cas(c)). On observe également

l’importance de tenir compte de l’effet cumulé du corps et des orientations pour les valeurs

faibles de gain. Par exemple, on peut voir que dans les cas (a) et (c), la probabilité que H(0)

soit plus petit que -54 dB est très faible (≈10-3). Mais elle est beaucoup plus importante quand

on tient compte des deux effets combinés (≈10-1). Il y a donc environ 100 fois plus de chance

que l’atténuation du canal soit plus grande que -54 dB.

Ces résultats permettent donc d’illustrer que l’impact du changement d’orientation du

récepteur dans le cas de l’étude en mobilité est aussi, voire plus, impactant que celui lié à la

présence du corps. Ces deux paramètres sont donc indissociables l’un de l’autre et doivent

être pris en considération.


III.4.2.2. Impact sur le débit sans IES

Nous avons reporté dans le tableau III-13 les valeurs associées de Rb-max pour chaque

cas étudié. Les conclusions à partir des résultats de ce tableau concordent avec les

précédentes. En effet, en comparant les cas (a) et (c) on observe que les variations

d’orientations limitent beaucoup plus le débit sans IES que la présence du corps. De plus, le

cumul des deux paramètres ne fait que décroitre encore cette valeur, comme on peut le voir

pour le cas (b) où l’on descend jusqu’à 13 Mbit/s pour le débit maximum. Remarquons toutefois

que cette valeur théorique de 13 Mbit/s satisfait encore les contraintes des applications

médicales définies dans le paragraphe I.3.4.

Tableau III-13 : Rb-max maximal sans IES associé à chaque cas considéré

Cas (a) Cas (b) Cas (c) Référence

Rb-max 16.6 Mbit/s 13 Mbit/s 33 Mbit/s 50.6 Mbit/s

III.4.3. Impact du coefficient de réflexion du corps

Dans le paragraphe III.4.1.1, nous avons illustré que le coefficient de réflexion du

corps n’avait pas d’impact sur le choix du modèle de corps dans le cas d’une orientation de

récepteur fixe. Intéressons-nous maintenant à l’impact de ce dernier en tenant compte des

variations d’orientations du récepteur pour un modèle de corps donné.

Nous avons décidé d’étudier deux cas distincts : celui d’un corps avec ρ = 0.1, et un

autre avec ρ = 0.9. Nous avons étudié pour chaque valeur de ρ les cas avec et sans variations

d’orientation. Concernant les paramètres de simulations, ils sont définis exactement (hormis

la valeur de ρ) comme ceux des cas (b) et (c) étudiés au paragraphe précédent.

Les résultats pour chacun des cas sont illustrés sous forme de CDF du gain optique

sur la figure III-24. Ils illustrent de manière évidente le fait que l’impact de la valeur du

coefficient de réflexion du corps est beaucoup plus important quand on considère que

l’orientation du récepteur varie comparé au cas où elle est fixe vers le plafond (+90°). Comme

nous avons vu précédemment que les changements d’orientation ne pouvaient être négligés,

il en va alors de même pour le coefficient de réflexion du corps.

Cependant, contrairement aux paramètres précédemment étudiés, le coefficient de

réflexion d’un corps est indépendant de la mobilité du récepteur. En effet, il ne change

théoriquement pas entre deux positions. De ce fait, il est nécessaire de bien choisir cette valeur

afin de représenter au mieux son impact sur le canal. La modélisation peut alors devenir très

complexe car comme nous l’avons vu dans le paragraphe III.2.4.2, le coefficient de réflexion

d’un matériau varie avec la longueur d’onde. Comme l’illustre la figure III-25, ceci est d’autant

plus vrai lorsque l’on considère des vêtements ou la couleur de la peau.


Figure III-24: CDF des gains pour d’un récepteur mobile avec corps considérant les cas avec et sans changements d’orientation, et ce pour deux valeurs de ρ : 0.1 et 0.9

Figure III-25 : Evolution de la valeur du coefficient de réflexion en fonction de la longueur d’onde pour différents types de vêtements et de peaux [133]

Pour ne pas perdre l’aspect général de notre étude tout en conservant une modélisation

complexe du canal, nous considèrerons pour la suite deux valeurs extrêmes de ρ : 0.1 et 0.9

ainsi que la valeur moyenne ρ = 0.5.

III.4.4. Distance corps-récepteur

Dans les résultats précédents, nous avons considéré que le récepteur était fixé à une

distance Drecep = 200mm du corps. Cependant, comme pour la hauteur ou les orientations,

cette distance peut être amenée à changer en fonction des mouvements de l’utilisateur.


III.4.4.1. Impact du changement d’orientations

Afin d’étudier l’impact de cette distance, nous utilisons la même méthodologie que

précédemment : nous allons déterminer dans un premier temps si cet impact change si l’on

considère des variations d’orientation du récepteur.

Pour ce faire, nous avons réalisé des simulations pour les deux cas distincts (avec et

sans variations d’orientation du récepteur) pour deux valeurs de Drecep : 50 mm et 300 mm.

Ces valeurs correspondent respectivement à la distance la plus rapprochée du corps et à la

longueur moyenne main-avant-bras. Enfin, afin de limiter l’impact des autres paramètres, le

coefficient de réflexion du corps a été fixé égal à 0.5 pour un corps correspondant au modèle

n°2 de la figure III-18. Les paramètres de simulations peuvent être consultés dans les tableaux

A3.1, A3.2 et A3.3 de l’annexe III.

La figure III-26 illustre les différents résultats en termes de CDF. La principale

observation est que la distance entre le récepteur et le corps modifie les performances. En

particulier, on observe que la probabilité d’avoir une atténuation du canal élevée augmente

lorsque le récepteur se rapproche du corps, ce qui peut paraitre logique car le corps est un

obstacle pour la transmission. Par exemple, pour le cas avec variations d’orientation, CDF(-

56dB) est de l’ordre de 3.10-3 pour Drecep = 300mm et de 2.10-1 pour Drecep = 50mm.

On remarque de plus que considérer une orientation fixe ou une orientation variable

conduit à estimer de la même manière l’impact de la distance du récepteur au corps : pour une

même probabilité, on observe un écart similaire entre Drecep = 50 mm et Drecep = 300 mm. Par

exemple, pour une probabilité de 10-2, on obtient une différence de 4.3 dB dans le cas avec

orientation variable et 4.2 dB dans le cas avec orientation fixe.

Figure III-26 : CDF des gains pour un récepteur mobile avec corps considérant les cas avec et sans changements d’orientations pour Drecep = 50 mm et 300 mm

III.4.4.2. Impact du coefficient de réflexion du corps

Dans cette partie, nous explorons l’impact de Drecep en considérant un autre paramètre

lié au corps : le coefficient de réflexion. Nous avons vu dans les paragraphes précédents que

l’impact du coefficient de réflexion du corps était lié à la présence des changements


d’orientations. Ainsi, pour étudier l’impact du coefficient de réflexion, nous avons défini les cas

suivants pour un récepteur à orientation variables :

- (d) : ρcorps = 0.1, Drecep = 50mm

- (e) : ρcorps = 0.1, Drecep = 300mm

- (f) : ρcorps = 0.9, Drecep = 50mm

- (g) : ρcorps = 0.9, Drecep = 300mm

Pour chacun de ces cas, les paramètres considérés correspondent à ceux des tableaux

A3.1 et A3.3 de l’annexe III. La figure III-27 illustre la CDF des gains obtenus.

Figure III-27 : CDF des gains pour un récepteur avec corps mobile sans changement d’orientation pour différents cas

On constate sur cette figure que, si l’on se fixe une CDF donnée (par exemple 10-2),

l’impact de Drecep varie en fonction de ρcorps. En effet, il y a un écart de 1.1 dB entre les cas (f)

et (g), alors qu’il est de 4 dB entre les cas (d) et (e), montrant ainsi que l’impact de Drecep est

plus significatif lorsque la valeur de ρcorps est faible.

Afin d’analyser ce phénomène, nous avons décidé de tracer l’évolution de l’écart de

gain ΔH(0) en fonction de plusieurs valeurs de ρcorps et pour différentes probabilités. On définit

ΔH(0) comme suit :

ΔH(0) = (𝐻𝑥(0)300 𝑚𝑚 −𝐻𝑥(0)50 𝑚𝑚)CDF(H(0))=x (3.7)

Avec x étant les valeurs de CDF égales à 10-1, 10-2 et 10-3. Les résultats obtenus sont

reportés sur la figure III-28. Ces courbes nous permettent dans un premier temps de confirmer

le fait que l’impact de Drecep avec de faibles valeurs de ρcorps est plus significatif qu’avec de

fortes valeurs, et ce quelle que ce soit la valeur de la CDF. On peut voit en effet que les valeurs

de ΔH(0) se situent entre 3.5 et 5.2 dB pour ρcorps = 0.1 alors qu’elles convergent vers 1 dB

pour ρcorps = 0.9. On note également que l’évolution suit une relation non-linéaire entre l’impact

de la distance corps-récepteur et le coefficient de réflexion du corps.


Figure III-28 : Evolution de ΔH(0) en fonction de ρcorps pour différentes valeurs de CDF(H(0))

On peut conclure que l’impact sur le gain optique de la distance entre le corps et le

récepteur est très dépendant de la valeur du coefficient de réflexion du corps.

III.4.4.3. Considérations sur le débit maximal sans IES

Comme nous l’avons fait précédemment, nous allons maintenant observer l’impact des

paramètres Drecep et ρcorps sur l’étalement de la RI. En utilisant les mêmes paramètres de

simulation que le paragraphe précédent, nous avons illustré en figure III-29 l’évolution des

valeurs de Rb-max en fonction de la distance corps-récepteur pour plusieurs valeurs de

coefficient de réflexion du corps, à savoir 0.1, 0.5 et 0.9.

Figure III-29 : Evolution des valeurs de Rb-max en fonction de la distance corps-récepteur Drecep pour plusieurs valeurs de coefficient de réflexion du corps

Premièrement, on peut observer que la valeur de ρcorps n’a presque aucun impact sur

l’évolution de Rb-max. En effet, les trois courbes illustrées présentent la même allure et ce quelle

que soit la valeur du coefficient de réflexion. Cependant, on observe que Rb-max évolue de

manière non-linéaire en fonction de Drecep. On observe en effet un palier à partir de Drecep ≈ 125

mm pour lequel la valeur de Rb-max chute grandement : on passe de 29 Mbit/s à 17 Mbit/s, soit


une perte de 12 Mbit/s. En dehors de ce palier, les valeurs de Rbmax semblent cependant

constantes.

On peut donc en conclure que la distance entre le corps et le récepteur peut impacter

significativement l’étalement de la RI du canal optique. Cependant, cet impact est indépendant

de la valeur du coefficient de réflexion du corps.

III.5. Conclusion

Au cours de ce chapitre, nous avons étudié l’impact sur le canal des différents

paramètres liés à la mobilité d’un récepteur en considérant un environnement indoor classique.

Nous avons tout d’abord commencé par valider l’utilisation du logiciel de simulation

RaPSor, logiciel de lancer de rayons permettant d’obtenir la réponse impulsionnelle du canal,

en comparant les résultats obtenus avec un environnement de référence. Une fois cette

validation effectuée, nous avons montré que l’utilisation d’une source optique composée d’une

multitude d’émetteurs pouvait être assimilée à une source ponctuelle, facilitant ainsi

grandement les simulations. D’autre part, nous avons également illustré qu’utiliser pour les

simulations une valeur moyenne du coefficient de réflexion des surfaces pouvait amener à

sous-estimer les performances dans le cas où la variation du coefficient en fonction de la

longueur d’onde est importante.

Ensuite, nous avons décrit notre environnement de simulation. Pour ce faire, nous

avons choisi d’utiliser un environnement commun à la plupart des études VLC. Nous avons

premièrement montré que considérer 1000 positions aléatoires de récepteurs était suffisant

afin de correctement modéliser la mobilité de ce dernier. Ensuite, nous avons montré que si

l’on ne considère pas de mouvement improbable, il n’est pas nécessaire de prendre en compte

les variations de hauteurs dues au mouvement du récepteur. Cependant, les variations

d’orientation induites par le mouvement du porteur ont un impact significatif sur la

détermination du gain optique et sur l’étalement de la RI, ce qui doit être pris en considération

pour l’étude d’un canal mobile VLC.

Dans la dernière partie, nous avons étudié l’impact des différents facteurs liés à la

présence du corps portant le récepteur mobile. Premièrement, nous avons illustré que le corps

avait un impact non négligeable sur les valeurs de gains du canal tout en montrant qu’il n’est

pas pour autant nécessaire de réaliser des simulations avec une modélisation complexe du

corps : un simple modèle en 2D est suffisant. Nous avons également pu illustrer que l’impact

dû aux variations d’orientation du récepteur était plus important que celui lié au corps.

Enfin, nous avons étudié les différents paramètres induits directement par la présence

du corps : son coefficient de réflexion ainsi que la distance qui le sépare du récepteur. Il a

d’abord été montré qu’il était important de choisir correctement la valeur associée au

coefficient de réflexion du corps, car celle-ci peut impacter de manière significative le gain du

canal optique. Ensuite, nous avons illustré que même si la distance du corps avait un impact

important sur le canal, celui-ci est indépendant des changements d’orientations du récepteur.

Cependant, le choix de la valeur du coefficient de réflexion du corps a un effet non négligeable.

Pour résumer, le tableau III-14 propose un récapitulatif des différentes conclusions

concernant l’impact des paramètres étudiés, respectivement sur le gain H(0) et la valeur de

Rb-max, liés à la mobilité d’un récepteur.


Tableau III-14 : Récapitulatif de l’impact des différents facteurs liés à la mobilité sur le gain optique

H(0) et la valeur du Rb-max sans IES

H(0) Rb-max

Nombre de points à considérer

≥1000 ≥1000

Variation de la hauteur du récepteur

Impact faible Impact modéré

Changements d’orientation du récepteur

Impact élevé Impact élevé

Présence du corps Impact élevé Impact élevé

Distance corps-récepteur Impact dépend de ρ Impact dépend de la

distance corps-récepteur

Coefficient de réflexion du corps

Impact élevé Impact faible

Dans le prochain chapitre, nous étudierons les performances de ce canal optique pour

une modulation donnée. Nous analyserons également le canal de communication en voie

montante, associé cette fois-ci au domaine de l’infrarouge. Enfin, nous conclurons sur l’étude

de la performance globale associée à ces deux liens.



Chapitre IV. Etude des performances d’un système

de communication IR/VLC

IV.1. Introduction

Comme nous l’avons exposé lors de la conclusion du premier chapitre, l’objectif

principal de ce document de thèse est d’étudier les performances d’un système de

communication IR/VLC dans le domaine des applications médicales. Le principe, illustré sur

la figure IV-1, est le suivant : utiliser la technologie de communication par optique sans fil afin

de transmettre des informations, à la fois en voie montante (IR) et descendante (VLC), à une

ou plusieurs personnes situées dans un environnement sensible de type médical.

- La voie montante IR

L’objectif de la voie montante est de réaliser le monitoring d’un patient. On considère

que celui-ci est équipé de capteurs permettant de surveiller ses constantes vitales. De plus, le

patient se déplace librement dans l’environnement considéré (par exemple une chambre). Afin

de permettre la transmission des différentes informations, le patient est équipé d’un dispositif

portable permettant d’envoyer les différentes données en utilisant la communication optique

sans fil dans le domaine de l’infrarouge. Ce dispositif est donc automne et dispose de sa propre

alimentation (une batterie par exemple). Les différentes informations ainsi envoyées au travers

de la pièce sont reçues par un ou plusieurs récepteurs situés au plafond de la pièce dans

laquelle se trouve le patient.

- La voie descendante VLC

Pour la voie descendante, la configuration est très similaire à celle étudiée dans le

chapitre précédent. L’objectif ici est d’utiliser les éclairages ambiants, présumés à LED,

présents dans l’environnement afin de faire redescendre des informations en direction d’un

utilisateur mobile. Dans notre cas, ces informations correspondent à celles transmises en

utilisant le lien IR. On suppose donc que l’utilisateur dispose d’un récepteur adéquat (par

exemple une tablette contenant un photorécepteur) lui permettant de recevoir et analyser les

données reçues. On distingue alors ici deux cas concernant l’utilisateur : il peut s’agir soit d’un

membre du personnel soignant (infirmier, médecin …) ou bien alors du patient lui-même, lui

permettant ainsi d’accéder à l’évolution de ses constantes vitales.

Cette configuration est donc caractérisée par deux canaux optiques distincts : le

premier, le canal de communication infrarouge en voie montante, et le second, le canal de

communication dans le visible pour la voie descendante. L’objectif de ce chapitre est d’étudier

la performance globale associée à ces deux liens dans le cas d’une communication

bidirectionnelle.


Figure IV-1 : Résumé du concept de lien de communication IR/VLC

Dans un premier temps, nous utiliserons les résultats obtenus dans le chapitre

précédent afin d’illustrer les performances obtenues pour une modulation donnée concernant

un canal VLC avec mobilité du récepteur. Cela permettra notamment d’étudier la façon dont

les contraintes sur l’éclairage peuvent affecter les performances.

La seconde partie sera consacrée à l’étude du canal voie montante infrarouge. Nous

commencerons par définir l’environnement considéré avant de faire une étude paramétrique

similaire à celle menée dans le chapitre III pour le lien VLC, l’objectif étant d’utiliser une

modélisation cohérente entre les deux canaux de communication.

Enfin, la dernière partie sera consacrée à l’étude de la performance globale associée

au scénario considéré. Différents paramètres seront étudiés afin de déterminer le potentiel

ainsi que les limites d’une telle configuration.

IV.2. Détermination des performances du canal VLC

IV.2.1. Choix de la modulation

Comme nous l’avons vu dans le paragraphe II.5.4, plusieurs modulations sont

adaptées au domaine de la communication par optique sans fil, aussi bien dans le cas de

l’infrarouge que du visible. Pour choisir l’utilisation d’une modulation ou d’une autre, on se

réfère généralement à plusieurs critères comme l’efficacité spectrale, l’efficacité en puissance,

la fiabilité de transmission ou encore les effets de scintillement (uniquement pour le visible).

Dans le cadre de notre étude, on souhaite observer les performances de deux canaux

utilisant la même technologie, mais pour des longueurs d’ondes différentes. Dans les deux

cas, IR et VLC, il existe des risques biologiques, à savoir des risques de nausées pour le

visible (effet de scintillement), et un risque de détérioration de la rétine pour l’infrarouge

(puissance émise trop importante). Hormis ces deux paramètres, les autres contraintes

associées concernant le choix de la modulation sont les mêmes.

En se référant au paragraphe I.3.4, on constate que les contraintes sur la bande

passante sont minimes. En effet, le débit maximal pour les applications médicales est de 10


Mbit/s. En conséquence, on peut envisager d’utiliser pour cette configuration une modulation

très simple comme la OOK.

Cette modulation est largement utilisée comme référence dans les études portant sur

l’optique sans fil dans le domaine de l’infrarouge [79-81]. Cependant, dans le domaine du

visible elle est très sensible au phénomène de scintillement (décrit dans le paragraphe II.5.4.1).

Il est possible de palier à ce problème en rajoutant des symboles au sein de la trame de

communication [17]. Cela a pour conséquence d’augmenter de débit de données, et donc de

limiter la bande passante, mais comme nous venons de le voir, ceci n’est pas un problème

dans notre configuration. Nous considèrerons donc par la suite que la modulation appliquée à

chacun des canaux optiques correspond à de la OOK.

En général, pour faire l’étude des performances d’un canal de communication, on

commence par calculer le rapport signal sur bruit, ou Signal to Noise Ratio (SNR). Il se définit

comme étant le rapport du signal reçu par rapport au bruit total présent dans l’environnement.

Pour une modulation OOK, en considérant une puissance moyenne transmise Pt et dans le

cas d’une émission équiprobable (cf figure II-17), il s’exprime ainsi [143] :

𝑆𝑁𝑅𝑂𝑂𝐾 =(120

2 +12 (2𝑃𝑡)

2𝑅2𝐻(0)2

𝜎𝑠ℎ𝑜𝑡2 + 𝜎𝑡ℎ𝑒𝑟𝑚

2 =2𝑃𝑡

2𝑅2𝐻(0)2

𝜎𝑠ℎ𝑜𝑡2 + 𝜎𝑡ℎ𝑒𝑟𝑚

2

(4.1)

Où 𝜎𝑠ℎ𝑜𝑡2 et 𝜎𝑡ℎ𝑒𝑟𝑚

2 sont respectivement les variances associées au bruit optique et bruit

thermique et R la sensibilité du photorécepteur. Conformément au paragraphe II.4.2, la valeur

de 𝜎𝑡ℎ𝑒𝑟𝑚2 est négligée dans cette étude. En appliquant l’équation (2.18) à l’équation (4.1) on

obtient :

𝑆𝑁𝑅𝑂𝑂𝐾 =𝑃𝑡2𝑅2𝐻(0)2

𝑞𝐼𝑏𝐵 (4.2)

Généralement, les valeurs de R et Ib sont fixes. De ce fait, la valeur du SNR dépend

majoritairement du gain H(0), de la puissance émis Pt, de la bande passante du système B et

du niveau de bruit puisque les valeurs du photocourant de bruits Ib associées à l’IR et le VLC

sont différentes (cf paragraphe II.4).

IV.2.2. Probabilité d’outage

Pour analyser les performances d’un canal de communication, on utilise généralement

la métrique associée au calcul du taux d’erreur binaire. Pour une modulation OOK, il s’exprime

ainsi [143] :

𝐵𝐸𝑅 = 1

2𝑒𝑟𝑓𝑐(√

𝑆𝑁𝑅

2) (4.3)

La figure IV-2 illustre l’évolution du BER en fonction des valeurs de SNR associées. On

voit ainsi que pour obtenir par exemple un BER ≤ 10-3, il faut que le SNR du canal soit supérieur

ou égal à 9.8 dB. Dans le paragraphe I.3.4, nous avons vu que, concernant les applications

médicales, il existait plusieurs BER cibles, à savoir 10-3, 10-5 et 10-10. On peut donc, grâce à


cette formule, déterminer les valeurs de SNR minimales associées. L’ensemble de ces valeurs

est reporté dans le tableau IV-1.

Pour des variations lentes du canal, ce qui est le cas lorsque l’on considère la mobilité

d’un émetteur/récepteur porté par une personne en mouvement, le critère de BER n’est plus

adapté. En effet, même en prenant un débit maximal de 10 Mbit/s, soit un temps bit de 0.1 μs,

le canal ne peut pas prendre plusieurs états différents sur un seul temps bit. On parle alors ici

de canal quasi-stationnaire [144]. Dans ce cas, il est possible d’utiliser le critère de la

probabilité de rupture (ou dépassement) Pout afin d’évaluer les performances.

Cette probabilité Pout exprime la probabilité que le lien de communication se retrouve

en état où le BER dépasse un certain seuil cible. Le BER étant lié au SNR, elle s’exprime aussi

en fonction d’un SNR seuil (SNR0) :

𝑃𝑜𝑢𝑡(𝑆𝑁𝑅0) = 𝑝(𝑆𝑁𝑅 < 𝑆𝑁𝑅0) (4.4)

Figure IV-2 : Evolution du BER en fonction du SNR pour une modulation OOK

Tableau IV-1 : Valeurs de SNR minimales associées à différents BER pour une modulation OOK

BER 10-3 10-5 10-10

SNR (dB) 9.8 12.6 16.1

Mathématiquement, la Pout correspond donc à la CDF du SNR qui est une variable

associée à H(0).

C’est donc cette métrique qui sera utilisée dans la suite de cette étude afin de

déterminer les performances des systèmes étudiés. Les applications médicales les plus

sensibles nécessitant un BER minimal de 10-10, nous choisirons une valeur de SNR0 de

référence égale à 16.1 dB. De même, nous utiliserons un débit Rb = 1 Mbit/s correspondant à

une application de reconnaissance de mouvements. (cf tableau I-1).


IV.2.3. Performances

IV.2.3.1. Paramètres utilisés

Grâce aux résultats obtenus dans le chapitre précédent, nous avons défini les

différents paramètres à prendre en considération lors de l’étude d’un lien VLC considérant un

récepteur mobile.

La figure IV-3 propose un rappel de la configuration considérée. Les différentes

informations sont envoyées en utilisant les quatre luminaires à LED situés au plafond de la

pièce, chacun modélisé par une source ponctuelle. Le récepteur, un dispositif portable

assimilable à une tablette par exemple, est porté par une personne en mouvement

correspondant soit au médecin, lui permettant ainsi d’accéder aux données de ses patients,

soit au patient lui-même, pour lui permettre de suivre ses données biologiques.

Dans cette configuration, les éclairages à LED sont initialement paramétrés pour

fournir un éclairement moyen ambiant Emoy = 500 lux, ce qui correspond, conformément au

paragraphe III.3.2, à une puissance optique émise PVLC de 13.1 W. Cependant on considère

que cette puissance peut être amenée à varier afin de permettre l’adaptation de l’éclairement

ambiant en fonction des besoins et de la situation. Enfin, conformément au paragraphe II.4.1,

on considère que la valeur du photocourant généré par le bruit ambiant est telle que Ib-VLC =

5100 μA, qui est la valeur maximale correspondant à un impact direct du rayonnement solaire.

Figure IV-3 : Illustration du scénario associé à la voie descendante VLC

En tenant compte des conclusions précédentes, nous considérons dans nos

simulations la présence du corps associé au récepteur en mouvement. Chaque position est

choisie de manière aléatoire selon une distribution uniforme dans l’espace considéré pour un

total de N = 1000 positions. Pour chacune d’elles, l’orientation du récepteur varie

aléatoirement. Le corps portant le dispositif est modélisé par une forme 2D (cf figure III-18).

Enfin, on considère que le récepteur est situé à une distance du corps 𝐷𝑟𝑒𝑐𝑒𝑝 ∈ [0.05, 0.3]𝑚 et

Récepteur

Drecep

ρcorps

Tx

Tx

Tx

Tx


que cette valeur varie pour chaque position prise par le récepteur. L’ensemble des paramètres

de simulation est consultable dans les tableaux A3.1 et A3.4 de l’annexe III.

Dans les conclusions du chapitre précédent, nous avons établi que le coefficient de

réflexion du corps pouvait avoir un impact important sur les valeurs du gain optique. Afin d’en

tenir compte, nous considèrerons par la suite deux valeurs de coefficients de réflexion du

corps, à savoir ρcorps1 = 0.1 et ρcorps2 = 0.9.

IV.2.3.2. Résultats

Afin d’analyser les performances associées à cette configuration en considérant une

modulation OOK, nous avons tracé en figure IV-4 les probabilités de rupture résultant de la

simulation du canal optique, et ce pour les deux valeurs de ρ considérées. Afin de comparer

nos résultats, nous avons également tracé la Pout associée au cas de référence, défini dans le

paragraphe III.3.3.1. Dans cette configuration, le corps n’est pas pris en compte et l’orientation

du récepteur est fixe pour chaque position (dirigé vers le plafond).

Dans sa définition, l’interprétation d’une Pout se fait de manière similaire à celle de la

CDF de H(0). Les performances de la liaison VLC seront d’autant meilleures que l’atténuation

du canal sera faible c’est-à-dire que le gain du canal H(0) ou SNR associé seront élevés. Pour

comparer les Pout des différentes configurations on cherche donc celles qui permettent

d’atteindre les plus grandes valeurs de SNR avec la plus faible probabilité d’être inférieure à

ces valeurs, donc la plus petite valeur de Pout.

Les résultats de la figure IV-4 nous permettent premièrement de vérifier les conclusions

établies lors du chapitre III. En effet, on observe que comparées au cas de référence, les

performances obtenues en prenant en compte une modélisation plus complexe de la mobilité

du récepteur sont fortement dégradées. Par exemple, si l’on fixe Pout = 10-2, on observe un

écart de 8 dB entre le cas de référence et le cas où l’on considère une mobilité avec ρcorps2.

Cet écart augmente jusqu’à 18 dB dans le cas avec ρcorps1 illustrant une fois de plus l’impact

du choix du coefficient de réflexion du corps sur les performances.

Ensuite, on constate que les performances obtenues, dans tous les cas étudiés, sont

bien au-dessus de celles ciblées, c’est-à-dire une probabilité très faible que le SNR soit plus

petit que SNR0 = 16.1 dB correspondant à la qualité de service visée. En effet, pour les plus

faibles valeurs de Pout, ici 10-3, la plus petite valeur de SNR0 correspondante est de 45 dB.

Cela s’explique notamment par le fait que la puissance mise en jeu est très importante car elle

doit permettre d’assurer la contrainte en éclairage de l’environnement.

De ce fait, dans le cas où un fort éclairage ambiant est nécessaire, (par exemple ici

500 lx), et où tous les luminaires sont également utilisées pour la fonction de communication,

on pourrait donc considérer une modélisation simple semblable au cas de référence afin

d’étudier les performances car les valeurs de SNR obtenues permettent de respecter n’importe

quel critère de qualité de service.


Figure IV-4 : Pout obtenue pour un lien de communication en voie descendante utilisant les VLC pour deux valeurs de ρcorps

Cependant, la configuration étudiée ici est un cas particulier. En effet, on considère non

seulement que tous les luminaires servent à éclairer et communiquer, mais aussi qu’ils

assurent à eux seuls le respect de la contrainte associée à l’illumination ambiante. Hors, en

pratique, pendant la journée, l’éclairage ambiant est principalement fourni par la lumière

extérieure. Même dans le cas où l’on doit utiliser les sources lumineuses comme éclairage

d’appoint, il est rarement nécessaire d’émettre une puissance équivalente à une illuminance

de 500 lx, sauf la nuit où il faut compenser l’absence de lumière extérieure. De ce fait, différents

cas doivent être pris en compte afin d’étudier de manière correcte les performances du lien

VLC.

IV.2.4. Le mode « Light-Off »

IV.2.4.1. Définition

L’utilisation de l’éclairage au sein d’un environnement dépend principalement du

moment de la journée. De manière générale, les pièces ou les couloirs disposent de fenêtres,

amenant ainsi une forte illumination venant de l’extérieur. Dans ce cas, les sources

d’éclairages peuvent être considérées, dans le meilleur des cas, comme apportant un appoint

à l’illumination ambiante. Cet éclairage d’appoint devient majoritaire la nuit, là où les

contributions optiques venant de l’extérieur sont très faibles. Dans ce cas, il est nécessaire de

fournir suffisamment de puissance optique pour éclairer de manière convenable

l’environnement, que ce soit pour fonctionner en tant que simple veilleuse de nuit, ou éclairage

à part entière.

A ces considérations s’ajoutent une autre problématique : la technologie VLC ne peut

fonctionner si la lumière est complètement éteinte. De ce fait, même si les contraintes

d’éclairage sont atteintes par la seule contribution de la lumière extérieure, il est tout de même

nécessaire d’émettre un minimum de puissance afin de permettre une communication. Dans

ce cas, on souhaite que l’intensité lumineuse fournie par les sources soit très faible afin qu’elle

ne soit quasiment pas détectable par l’œil humain. Ce mode de fonctionnement est appelé

« Light-Off » [145-147].


Il est difficile de déterminer la valeur de la puissance minimale exacte associée au

mode light-off puisque cela dépend du niveau de la luminosité ambiante et donc de

l’ensoleillement et de la proximité notamment des fenêtres. Nous avons reporté dans le tableau

IV-2 quelques exemples de valeurs d’illuminations fournies par des sources externes dans un

environnement de tous les jours [145].

Tableau IV-2 : Valeurs d’illumination issues des sources optiques externes pour différentes positions

dans une pièce [145]

Près de la fenêtre Bureau Coin de la pièce Source optique

externe

Soleil 1190 lx 403 lx 368 lx

Lune 0.04 lx 0.02 lx 0.01 lx

Ce tableau nous permet d’illustrer que dans le cas où une pièce est éclairée par la

lumière du soleil, les contraintes d’éclairage sont globalement atteintes. On cherchera donc

dans ce cas à réduire au maximum la puissance émise par les sources VLC afin d’optimiser

la consommation d’énergie et de ne pas gêner les utilisateurs. Au contraire, dans le cas d’une

utilisation de nuit, on voit ici que l’on a tout intérêt à utiliser un maximum de puissance optique

pour éclairer l’environnement. D’autre part, Les résultats obtenus en mesurant l’éclairage issu

de la lune permettent de donner une indication sur une valeur très faible pouvant néanmoins

être perçue par l’œil humain.

IV.2.4.2. Impact sur les performances

Il est donc intéressant de déterminer, dans le cadre de notre étude, la puissance

minimale PVLC_min permettant de répondre à la qualité de service visée. Cela permet en effet

de vérifier si la quantité de lumière émise par les sources est suffisamment faible pour ne pas

créer de gênes trop importantes pour l’utilisateur en plein jour.

En reprenant les résultats du paragraphe III.3.2, on peut donc déterminer la puissance

optique minimale permettant de respecter une contrainte ciblée. La figure IV-5 illustre les

probabilités de ruptures obtenues pour les cas étudiés qui conduisent à la condition sur

Pout(16.1 dB) = 10-1. Les valeurs de PVLC_min obtenues sont égales à 35 mW pour le cas de

référence puis 83 mW et 123.5 mW respectivement pour les cas ρcorps1 = 0.1 et ρcorps2 = 0.9.

On peut donc remarquer que si la modélisation est trop simple, on sous-estime très fortement

la puissance minimale nécessaire pour respecter la condition visée.

Afin de déterminer les valeurs d’illumination ambiante correspondantes, nous avons

utilisé les résultats de la figure III-8 du chapitre III. Cependant, l’échelle n’étant pas adaptée,

une nouvelle figure a été réalisée pour des puissances plus faibles (cf figure IV-6). En reportant

chacune des puissances obtenues, on obtient des valeurs de Emoy égales à 1.3 lx pour le cas

de référence 3.2 lx et 4.6 lx respectivement pour les cas ρcorps1 et ρcorps2. Ces valeurs

d’éclairement sont faibles, permettant d’une part de limiter la consommation des sources mais

aussi la gêne potentielle pour l’utilisateur.


Figure IV-5 : Evolution des Pout obtenues en considérant la puissance minimale à émettre pour atteindre Pout(16.1 dB) = 10-1, et ce pour différents cas de lien VLC

Figure IV-6 : Evolution de l’éclairement moyen en fonction de la puissance émise

Cependant, il faut noter que ces résultats sont obtenus pour une Pout = 10-1. Or, si l’on

observe la figure IV-5, on constate que si la probabilité de rupture diminue, la valeur du SNR

associée diminue aussi. On observe par exemple un ΔSNR de 4 dB entre Pout =10-1 et Pout =

10-3 dans le cas du lien VLC pour ρcorps2. Cela signifie que si l’on réduit la valeur de Pout visée,

la puissance minimale nécessaire va augmenter et donc avec elle la valeur de l’éclairement

ambiant.

Pour observer cette évolution, nous avons reporté dans le tableau IV-3 les puissances

minimales pour les probabilités de rupture suivantes : 10-1, 10-2 et 10-3, et ce toujours en

respectant le critère SNR0 = 16.1 dB.

Ce tableau permet premièrement de constater que la variation de PVLC_min en fonction

de la Pout visée est très faible en ce qui concerne le cas de référence. De ce fait, la valeur de

l’éclairement moyen varie donc très peu elle aussi. Cependant, ce n’est pas le cas lorsque l’on

considère une modélisation plus complexe. En effet, pour une faible probabilité de rupture (Pout

= 10-3), Emoy = 5.2 lx pour ρcorps2 et 22 lx pour ρcorps1, soit pour ce dernier environ 12 fois plus

que dans le cas de référence sans corps.


Tableau IV-3 : Evolution de la puissance minimale requise et de l’éclairement associé en fonction de

la valeur de Pout cible

Lien VLC Cas de référence

ρcorps1 = 0.1 ρcorps2 = 0.9

PVLC_min Emoy PVLC_min Emoy PVLC_min Emoy

Pout = 10-1 123.5 mW 4.6 lx 83 mW 3.2 lx 35 mW 1.3 lux

Pout = 10-2 343.5 mW 13.1 lx 110.5 mW 4 lx 42.5 mW 1.6 lux

Pout = 10-3 597.5mW 22 lx 136 mW 5.2 lx 47 mW 1.8 lux

On peut illustrer les conséquences de cet écart par un cas concret : si l’on se reporte

au tableau II-4, on observe que dans le cas d’une surveillance de nuit en milieu hospitalier,

l’éclairage ambiant doit être d’environ 20 lx. Dans ce cas de figure, on constate que si le

coefficient de réflexion du corps est faible, on risque de ne pas pouvoir atteindre cette

contrainte tout en respectant la qualité de service visée. Cela signifie également que l’on risque

de ne pas pouvoir ajuster la luminosité en cas de besoin, ce qui peut être problématique pour

s’adapter au confort de l’utilisateur.

IV.3. Détermination des performances du canal IR

Comme nous l’avons rappelé dans l’introduction de ce chapitre, notre objectif est

d’étudier les performances globales d’un lien IR (voie montante)/VLC (voie descendante).

Cette partie sera donc consacrée à l’étude du lien IR. De la même manière que cela a

été fait pour le lien VLC, cette étude portera principalement sur l’impact de la mobilité de

l’émetteur porté par le patient. L’objectif est ici de proposer une modélisation cohérence vis-à-

vis de celle utilisée en voie descendante. En suivant la même logique que celle du chapitre III,

nous observerons l’impact des différents facteurs liés à la mobilité à la fois sur le gain optique

mais aussi sur l’étalement de la RI.

IV.3.1. Environnement étudié

IV.3.1.1. Définition des paramètres

Dans l’introduction de ce chapitre, nous avons illustré que, dans le cadre de la

communication IR/VLC mise en place, l’envoi d’informations utilisant la voie descendante VLC

pouvait être réalisé soit dans la même pièce, soit dans une autre située à un endroit différent.

Afin de simplifier notre propos, nous considérons ici que le patient équipé du dispositif

d’émission IR se trouve dans la même pièce que celle utilisée pour faire redescendre

l’information VLC. Ses caractéristiques sont donc semblables à celles décrites dans le

paragraphe III.3.1. Cependant, contrairement à la configuration VLC, les récepteurs sont ici

fixés au plafond afin de pouvoir recevoir le signal émis par l’émetteur porté par le patient.

Nous considérons donc ici que la pièce est équipée de 4 récepteurs localisés aux

mêmes coordonnées que les émetteurs VLC, comme on peut le voir sur la figure IV-7. On

admettra ici facilement que les systèmes VLC peuvent également être équipés d’un récepteur

IR afin de permettre une communication bidirectionnelle. C’est d’ailleurs sous cette forme que

sont commercialisés les premiers produits VLC présents aujourd’hui sur le marché. Enfin,


conformément au paragraphe II.4.1, on considère que la valeur du photocourant associée au

bruit ambiant est telle que Ib-IR = 200 μA.

Figure IV-7 : Définition de l’environnement considéré dans le cas du lien IR

Tableau IV-4 : Paramètres utilisés dans le cas de la voie montante IR

Paramètres Valeurs

Dimension 5x5x3 [m]

Photocourant lié au bruit ambiant 200 [μA]

Récepteurs

Position Rx1 [X Y Z] [1.25 1.25 3] [m]

Position Rx2 [X Y Z] [1.25 3.75 3] [m]

Position Rx3 [X Y Z] [3.75 3.75 3] [m]

Position Rx4 [X Y Z] [3.75 1.25 3] [m]


FOV 45 [°]

Surface 34.5 [mm²]

Sensibilité 1 [A/W]

Emetteur

Hauteur 1.5 [m]

Angle à mi puissance 45 [°]


Plafond/mur 0.73

Sol 0.18

RaPSor






Rx1

Rx2

Rx4

Rx3

Plan émetteur

x

y z

5 m

5 m

3 m

1,5 m


Concernant les paramètres intrinsèques du récepteur, nous choisissons d’utiliser les

caractéristiques de composants du commerce standard (ici le TSOP34338). Pour l’émetteur,

nous considérons que ce dernier est porté à l’épaule du patient, soit à une hauteur de 1.5 m

du sol avec une orientation initiale de +90 ° (dirigé vers le plafond). Cette position a été choisie

non seulement pour rapprocher l’émetteur des récepteurs, et ainsi maximiser le gain, mais

aussi afin de limiter l’impact de la présence du corps sur le gain optique.

En effet, contrairement au lien VLC, le patient n’a nul besoin ici d’avoir un accès visuel

au dispositif, laissant donc plus de liberté quant à son positionnement. On considère

également que l’appareil est équipé d’une LED émettant dans le domaine infrarouge avec un

angle à mi-puissance φ1/2 = 45 °, soit m = 2. Il a déjà été montré dans la littérature qu’il s’agissait

de la valeur optimale dans ce genre de configuration [148].

Pour les paramètres de simulation Raspor, nous utiliserons les mêmes que pour le

canal VLC, et ce dans un souci d’optimisation du temps de simulation. De plus, en accord avec

les résultats illustrés dans le paragraphe III.2.3, nous considérons ici un nombre de réflexions

optiques égal à 3. L’ensemble de ces paramètres a été résumé dans le tableau IV-4.

Aussi, afin d’évaluer par la suite l’impact des différentes paramètres on définira le cas

de référence comme le cas sans corps et sans variations d’orientations de l’émetteur mobile

étudié dans les paragraphes suivants.

IV.3.1.2. Nombre de récepteurs actifs

A l’opposé du canal VLC, on considère ici 4 récepteurs et 1 émetteur. L’objectif est

d’assurer une couverture suffisante afin d’optimiser au maximum la réception du signal

considérant les mouvements de l’émetteur. Il est néanmoins nécessaire de déterminer la façon

dont l’information reçue est traitée. En effet, dans le cas d’un système composé de plusieurs

récepteurs la même information peut arriver à des temps différents entre deux récepteurs

donnés.

Dans la littérature, il existe plusieurs techniques pour traiter les données en présence

de diversité spatiale : « Selection Combining » (SC), Maximum Ratio Combining (MRC) ou

« Equal Gain Combining » (EGC) [143]. Pour cette étude, nous considérons la plus simple de

ces techniques : la SC. Dans cette dernière, on ne conserve qu’une seule valeur de gain qui

correspond à la valeur maximale reçue :

𝐻(0)𝐼𝑅 = 𝑀𝑎𝑥[𝐻1, 𝐻2, … , 𝐻𝑖] (4.5)

Avec Hi les valeurs de gains au niveau du récepteur numéro i. La valeur de i dépend

donc du nombre de récepteurs actifs. Dans notre configuration, on peut avoir jusqu’à i = 4

récepteurs. De ce fait, augmenter le nombre de récepteurs actifs revient à augmenter les

chances de récupérer de fortes valeurs de gain, ce qui revient à augmenter la couverture.

Pour illustrer cet effet, nous avons tracé dans le cas de référence, en figure IV-8 la PDF

des gains correspondant respectivement à 1, 2, 3 et 4 récepteurs actifs. Nous avons choisi

arbitrairement de simuler un nombre de positions aléatoires égal à N = 1000. En se reportant

au tableau IV-4, les récepteurs actifs ont été définis ainsi :

- 1 récepteur actif : [Rx1]

- 2 récepteurs actifs : [Rx1, Rx3]


- 3 récepteurs actifs : [Rx1, Rx2, Rx3]

- 4 récepteurs actifs : [Rx1, Rx2, Rx3, Rx4]

Figure IV-8 : PDF de l’évolution des valeurs de gains en fonction du nombre de récepteurs actifs

On observe que chaque distribution est composée de deux parties : une contenant des

gains élevés (> -60 dB) et une autre contenant des gains plus faibles (< -64 dB). En accord

avec les résultats obtenus dans le paragraphe III.2.1, nous pouvons dire que ces parties

correspondent respectivement à des liens LOS et à des gains uniquement composés de

réflexions optiques (NLOS). On observe ainsi que plus le nombre de récepteurs augmente,

plus la partie associée au signal NLOS diminue alors qu’au contraire, celle correspondant au

signal LOS augmente.

Comme on pouvait s’y attendre, on constate que la meilleure distribution de gain est

obtenue pour un nombre de 4 récepteurs actifs, confirmant ainsi qu’il s’agit de la configuration

offrant la meilleure couverture du signal. C’est donc cette configuration qui sera retenue pour

la suite de cette étude.

IV.3.1.3. Nombre de points à considérer

De la même manière que pour le cas du lien VLC, nous allons maintenant étudier dans

le cas de référence le nombre de points N à considérer afin non seulement d’optimiser le temps

de simulation, mais aussi d’être certains que le nombre de points soit suffisant pour converger.

Pour se faire, nous avons utilisé les paramètres du tableau IV-4 afin de réaliser deux

simulations : une pour N = 1000 et une pour N = 10000. Conformément aux résultats du

paragraphe précédent, on considère ici les 4 récepteurs comme étant actifs.

Les résultats obtenus ont été tracés sous forme de CDF sur la figure IV-9. On constate

dans un premier temps que les deux courbes obtenues sont très similaires et semblent

converger. On peut donc en déduire que choisir un nombre de points N = 1000 est suffisant

pour avoir une bonne estimation du gain optique. Ces résultats sont donc concordants avec

ceux obtenus pour le lien VLC.


Figure IV-9 : CDF des gains du lien IR pour N = 1000 et N = 10000

On peut également remarquer que les distributions obtenues présentent un palier entre

-57 dB et -63 dB, chose que l’on n’observait pas dans le cas du lien VLC.

Afin d’expliquer ce comportement, nous avons tracé en figure IV-10 la PDF des gains.

On observe sur cette figure qu’entre -57 dB et -63 dB, il n’y a aucune valeur de gain, expliquant

ainsi le palier observé en figure IV-9. Cette absence de valeurs se justifie par la méthode

utilisée (cf équation (4.5)). En effet, comme on ne conserve ici que la meilleure valeur du gain :

il y a une forte probabilité que celle-ci corresponde à lien LOS. Cela signifie que les autres

valeurs reçues ne sont composées que de réflexions optiques. Dû au fait que le lien LOS

apporte une grosse contribution au gain du canal, cela créé un décalage entre les valeurs

contenant un lien LOS et les autres.

Figure IV-10 : PDF du gain du lien IR pour N = 1000 et N = 10000

Afin d’observer l’étalement de la RI, nous avons illustré dans le tableau IV-5 les valeurs

de Rb-max (représentant le débit maximal atteignable sans IES) déterminées pour N = 1000 et

N = 10000 points. On observe que les valeurs de Rb-max sont très proches et restent

supérieures aux débits maximaux nécessaires pour les applications médicales (Rb-max = 10

Mbit/s).

De ce fait, ces résultats nous permettent de confirmer l’utilisation de N = 1000 positions

d’émetteurs pour les simulations du canal IR, concordant ainsi avec le nombre de positions du

lien VLC. Afin de simplifier par la suite l’accès aux différents paramètres de simulation, nous

les avons reportés dans le tableau A4.1 de l’annexe IV.


Tableau IV-5 : Valeur de Rb-max sans IES pour différents nombres de positions N d’émetteurs

N = 1000 N = 10000


IV.3.2. Modélisation du canal IR

Dans les prochains paragraphes, nous étudions l’impact de la mobilité de l’émetteur

sur le canal IR. On s’intéresse en particulier au changement d’orientation de l’émetteur ainsi

qu’à la présence du corps portant le dispositif. Nous avons montré dans le chapitre III que ces

paramètres ne pouvaient être négligés dans le cas d’un canal VLC. L’objectif ici est de

déterminer s’il est ou non nécessaire de les prendre en compte pour le canal IR.

IV.3.2.1. Impact du changement d’orientation sans corps

Dans la configuration étudiée, l’émetteur infrarouge transmettant les données

biologiques du patient est fixé sur son épaule. Comme c’était le cas pour le récepteur associé

au canal VLC, les mouvements du patient induisent de manière évidente des changements

d’orientation au niveau de l’émetteur. Cependant, contrairement au canal VLC où ces

changements pouvaient être volontaires (par exemple pour orienter le récepteur afin de mieux

lire les données), ceux induits dans le cas du canal IR sont uniquement dus aux mouvements

du corps. On considère en effet que le patient se déplace de manière naturelle, et ne va pas

intentionnellement orienter l’émetteur vers les récepteurs optiques.

De ce fait, l’intervalle de variations des valeurs est bien plus restreint. Comme nous

l’avons fait dans le paragraphe III.3.3.3, nous définissons ici les changements d’orientation

avec des coordonnées polaires. En tenant en compte d’un mouvement réaliste d’épaule, nous

considérons les intervalles suivants : θ ∈ [0, π/3] et φ ∈ [0, π] avec un pas de π/6. La figure

IV-11 propose une illustration de ces variations.

(a) (b)

Figure IV-11 : Illustration : (a) des coordonnées sphériques, (b) du cône de mouvement de l’émetteur

x

y

z

30°

180°

Orientation récepteur

x

y

z

ϕ

θ


Nous avons tracé en figure IV-12 les PDF et CDF associées aux cas avec

changements d’orientation et à orientation fixe perpendiculaire au plafond (étudié dans le

paragraphe précédent).

Dans un premier temps, on observe sur les PDF que les distributions obtenues sont

similaires, hormis dans la zone [-63 ; -67] dB où il n’y a aucune valeur de gain lorsque l’on

considère une orientation fixe comme nous l’avons observé concernant le cas de référence.

Ceci s’explique par le fait qu’en prenant en compte les variations d’orientations, on augmente

les probabilités de se trouver dans le FOV d’un récepteur, et ce même si la position de

l’émetteur est éloignée de ces derniers. En sachant que la valeur de gain diminue avec la

distance (équation (2.24)), on peut en conclure que l’étalement des valeurs de gains associés

à un lien LOS augmente.

Ces observations se retrouvent sur les CDF : en effet, même si les deux cas semblent

converger pour des Pout inférieures à 10-2. On observe une différence significative pour des

probabilités plus hautes pour H(0) appartenant à [-67 ; -63] dB. Par exemple, la probabilité

d’avoir un gain de -58 dB dans le cas de référence est de 3.2 % alors qu’elle est de 15 %

lorsque l’on considère le changement d’orientations, soit presque 5 fois plus.

Figure IV-12 : PDF et CDF des gains associés au cas avec et sans changements d’orientation pour le canal IR

Concernant l’impact sur l’étalement de la RI, nous avons reporté dans le tableau IV-6

les valeurs de Rb-max obtenues pour chacun des cas. On constate ici que les changements

d’orientations impactent grandement le débit maximal atteignable sans IES, avec une

différence de 6.6 Mbit/s par rapport au cas où l’orientation est fixe. De ce fait, il devient difficile

d’atteindre le débit maximum de 10 Mbit/s sans prendre en compte la présence de l’IES.

Tableau IV-6 : Valeur du débit maximal atteignable Rb-max sans IES en tenant compte ou non des

variations d’orientations

Lien IR avec changements d’orientation

Cas de référence (sans changement d’orientation)



Ces résultats permettent donc de montrer que, dans le cas d’un émetteur porté à

l’épaule, les changements d’orientation n’ont pas un impact aussi significatif que dans le cas

d’un lien VLC. Cependant, ils ne peuvent être négligés, notamment car ils permettent d’obtenir

une estimation plus précise et réaliste de la répartition du gain, mais aussi car leur impact sur

l’étalement de la RI ne peut être ignoré. De ce fait, on considère pour la suite de nos

simulations que les orientations de l’émetteur varient.

IV.3.2.2. Impact de la présence du corps

De la même façon que pour l’étude du canal VLC, nous allons maintenant étudier

l’impact de la présence du corps sur le canal IR. En effet, même si la position de l’émetteur à

l’épaule permet de réduire l’impact du corps, il est toujours possible que ce dernier puisse

créer des situations de blocage (avec la présence de la tête par exemple), et ce d’autant plus

lorsqu’on considère les changements d’orientations.

Pour le choix de la modélisation du corps, nous avons montré que l’impact liée à la

présence de ce dernier est avant tout lié aux phénomènes de blocage du signal, et ceci

indépendamment de la complexité de sa modélisation. On se focalisera donc sur une

modélisation de corps simple.

Cependant, contrairement à la configuration du lien VLC où le récepteur était situé en

face du corps, il est ici placé sur un côté (épaule). De ce fait, les zones possibles de blocages

correspondent au flanc du corps, rendant donc nécessaire la prise en compte de son

épaisseur. Nous choisissons donc d’utiliser la forme illustrée en figure IV-13, correspondant à

un modèle 3D de la forme n°2 de la figure III-18.

Vue de face

a

Vue de coté

Figure IV-13 : Modèle de corps considéré pour le lien IR

Pour réaliser l’étude de l’impact de la présence du corps, nous utilisons la même

méthodologie que pour le lien VLC, c’est-à-dire en définissant les différents cas suivants :

- cas (a) : Récepteur mobile avec changements d’orientation, sans corps – étudié au

IV.3.2.1

-0,1 -0,05 0 0,05 0,1 X


- cas (b) : Récepteur mobile avec changements d’orientation, avec corps, ρcorps1 =

0.1

- cas (c) : Récepteur mobile avec changements d’orientation, avec corps, ρcorps2 =

0.9

Figure IV-14: PDF et CDF associées à plusieurs cas sur l’étude de l’impact du corps pour le lien IR

La figure IV-14 illustre les PDF et CDF associées à chaque cas considéré. On observe

que les différentes courbes obtenues, que ce soit pour la CDF ou la PDF, sont très similaires.

En effet, l’impact du corps semble être relativement faible et ce indépendamment de son

coefficient de réflexion : on observe que l’évolution des courbes associées aux cas (b) et (c)

est très similaire à celle associée au cas (a).

Si l’on regarde les CDF, on constate que l’évolution entre les cas (a) et (c) est aussi

très similaire, illustrant ainsi que pour un coefficient de réflexion élevé l’impact du corps est

négligeable. Cependant, pour une valeur de ρ faible, on observe une évolution différente entre

le cas (a) et le cas (b), illustrant ainsi l’impact du corps ne peut être négligé pour ρ = 0.1. On

constate néanmoins que l’impact du corps sur le gain optique dans le cas du canal IR est

beaucoup plus faible que dans le cas des VLC.

Concernant l’impact sur l’étalement de la RI, nous avons reporté dans le tableau IV-7

les valeurs de Rbmax obtenus pour chacun des cas.

On voit ici que l’impact du corps est plus significatif : on observe une différence de 1.9

Mbit/s entre le cas (a) et le cas (c), soit une diminution de 20 %. En ce qui concerne l’impact

lié au coefficient de réflexion, il est ici beaucoup plus faible. On constate en effet une différence

de seulement 0.9 Mbit/s entre les cas (b) et (c), soit seulement 11%.

Tableau IV-7 : Valeur du débit maximal atteignable sans IES pour différents cas

Cas (a) Cas (b) Cas (c) Cas de référence

Rbmax 9.5 Mbit/s 6.7 Mbit/s 7.6 Mbit/s 16.1 Mbit/s


Cela nous permet de conclure que, pour un émetteur situé sur l’épaule, l’impact du

corps sur le canal est beaucoup moins significatif que dans le cas des VLC. Ceci est

majoritairement dû à la position de l’émetteur, qui limite grandement les possibilités de

blocages du signal. D’après les résultats obtenus, la prise en compte du corps dépend

principalement de son coefficient de réflexion : si ce dernier est faible alors la présence du

corps ne peut être négligée.

IV.3.3. Considérations sur la puissance optique

Contrairement au lien VLC, où la contrainte en puissance est fonction de l’éclairage,

celle associée au lien IR est liée à la de sécurité oculaire et à la consommation pour un

système porté.

Il a été montré par exemple que pour des sources diffuses, comme c’est le cas ici, la

puissance maximale autorisée dans le cas du proche infrarouge était d’environ 280 mW à 865

nm pour φ1/2 = 60° [79]

D’autre part, on considère dans notre cas que le système est porté par une personne,

et donc qu’il est autonome en énergie. Cela signifie qu’il est équipé d’une batterie assurant

son bon fonctionnement.

Donc que ce soit pour respecter la puissance maximale autorisée ou pour maximiser

la durée de vie du système, il est donc important d’essayer de minimiser la puissance émise

en IR.

Comme nous l’avons vu dans les paragraphes précédents, nous considérons que le

débit pour l’application de suivi médical est de 1 Mbit/s. Pour ce débit, on peut déterminer la

puissance minimale PIR-min permettant d’atteindre la qualité de service définie par Pout(SNR0) =

10-1 pour un BER de 10-10 soit en OOK un SNR0 = 16.1 dB.

Figure IV-15 : Evolution des Pout obtenues en considérant la puissance minimale à émettre pour atteindre Pout (16.1 dB) = 10-1 pour différentes configurations

Nous avons illustré en figure IV-15 les résultats obtenus dans le cas d’un lien IR

considérant la mobilité de l’émetteur (corps + changements d’orientation) et dans le cas de

référence. Les simulations du lien IR mobile ont été réalisées en utilisant les paramètres du


tableau A4.1 de l’annexe IV et en considérant deux valeurs de coefficient de réflexion pour le

corps : ρcorps1 = 0.1 et ρcorps2 = 0.9. La figure illustre le cas Pout(16.1 dB) = 10-1.

Les valeurs de PIR_min obtenues sont de 18 mW pour le cas de référence et de 41 mW,

respectivement 36 mW, pour ρcorps1 = 0.1 respectivement ρcorps2 = 0.9.

On constate un facteur 2 entre le cas de référence et ceux correspondant à des

modélisations plus complexes. Cela montre que si on n’utilise pas un modèle de canal

adéquat, on risque de fortement sous-estimer la consommation du système.

Pour compléter ces résultats, nous avons reporté dans le tableau IV-8 les valeurs de

PIR_min pour différentes valeurs de Pout.

Ces résultats montrent que quelle que soit la modélisation, la puissance minimale

nécessaire augmente significativement à partir de Pout = 10-2. De plus l’écart entre le lien IR et

le cas de référence devient plus faible. On peut noter également que, pour Pout = 10-3 avec

ρcorps1 = 0.1, la puissance nécessaire est très proche de la limite autorisée concernant la

sécurité oculaire.

Tableau IV-8 : Evolution de la puissance minimale requise en fonction de la valeur de Pout cible pour le

lien IR

PIR-min PIR-min (cas de référence)


Pout = 10-1 41 mW 36 mW 18 mW

Pout =10-2 198 mW 132 mW 161 mW

Pout =10-3 244 mW 180 mW 174 mW

Ces résultats permettent de montrer qu’utiliser une modélisation précise du canal IR

est capital si l’on souhaite déterminer correctement la puissance minimale à émettre et donc

estimer au mieux la consommation associée au système étudié.

IV.4. Performance globale

Maintenant que nous avons réalisé l’étude des performances associées aux voies

montante IR et descendante VLC, nous pouvons nous intéresser à l’étude de la performance

globale du système.

IV.4.1. Définition de la performance globale

La métrique utilisée Pout (probabilité de rupture) dépend du SNR du lien donc de la

puissance émise, de l’atténuation du canal, du débit et du bruit pour un composant de

réception donné.

Dans notre approche, on considère que le récepteur a une sensibilité égale à 1 dans

le cas de l’IR et de 0.48 dans le visible. De plus, on se place dans le cas où les débits sont

identiques pour la voie montante IR et descendante VLC.

On peut alors modéliser le système global de manière simple comme dans un cas de

topologie de communication multi-sauts à 2 variables (figure IV-16).


Figure IV-16 : Système global de multi-sauts à 2 variables

La communication entre A et B échoue si l’un ou l’autre des liens (IR) ou (VLC) échoue.

Dans ce cas, la probabilité de coupure de bout en bout (entre A et B) peut s’écrire de manière

simple comme dans un cas avec un relais parfait.

Un évènement de coupure, ou outage, apparait pour la transmission globale lorsque

l’un ou l’autre des SNR des liens montant (IR) ou descendant (VLC) est inférieur à sa valeur

seuil, respectivement SNR0-IR et SNR0-VLC :

𝑃𝑜𝑢𝑡−𝑔𝑙𝑜𝑏𝑎𝑙𝑒 = 𝑝(𝑆𝑁𝑅𝐼𝑅 < 𝑆𝑁𝑅0−𝐼𝑅 ∪ 𝑆𝑁𝑅𝑉𝐿𝐶 < 𝑆𝑁𝑅0−𝑉𝐿𝐶)

= 𝑝(𝑆𝑁𝑅𝐼𝑅 < 𝑆𝑁𝑅0−𝐼𝑅) + 𝑝(𝑆𝑁𝑅𝑉𝐿𝐶 < 𝑆𝑁𝑅0−𝑉𝐿𝐶) −𝑝(𝑆𝑁𝑅𝐼𝑅 < 𝑆𝑁𝑅0−𝐼𝑅). 𝑝(𝑆𝑁𝑅𝑉𝐿𝐶 < 𝑆𝑁𝑅0−𝑉𝐿𝐶)

(4.6)

Ce qui s’écrit aussi à l’aide des définitions des probabilités de rupture de chacun des liens :

𝑃𝑜𝑢𝑡−𝑔𝑙𝑜𝑏𝑎𝑙𝑒 = 𝑃𝑜𝑢𝑡−𝐼𝑅 + 𝑃𝑜𝑢𝑡−𝑉𝐿𝐶 − 𝑃𝑜𝑢𝑡−𝐼𝑅 . 𝑃𝑜𝑢𝑡−𝑉𝐿𝐶 (4.7)

Afin d’illustrer par un exemple le calcul de Pout-globale, nous avons reporté en figure IV-

17 l’évolution des probabilités de rupture Pout-VLC et Pout-IR pour les configurations déjà étudiées

et reportées sur le même axe SNR0. Pour le lien VLC, nous utilisons la configuration du

paragraphe IV.2.4.2 en considérant la puissance minimale PVLC = 123.5 mW. Pour le lien IR,

c’est la configuration du paragraphe IV.3.3 qui est utilisée, avec une puissance PIR = 41 mW.

Nous avons considéré dans chaque cas que le coefficient de réflexion du corps était ρcorps =

0.1.

Cet exemple montre qu’il y a deux possibilités permettant obtenir une certaine valeur

de Pout-gloable en fonction des liens IR et VLC :

On peut considérer que chaque lien doit respecter une même qualité de service.

Sur la figure IV-17, ce cas correspond par exemple à SNR0-IR = SNR0-VLC = 9.6

dB (soit un BER de 10-3 d’après la figure IV-2) avec 𝑃𝑜𝑢𝑡−𝑉𝐿𝐶(1)

= 0.021

et 𝑃𝑜𝑢𝑡−𝐼𝑅(1)

= 0.043. En utilisant l’équation (4.7), on obtient Pout-globale = 0.063, soit

6.3 %.

Il est également possible d’obtenir la même valeur de Pout-globale de 6.3% lorsque

les SNR0 visés sont différents. Sur la figure IV-17, on observe que si on

considère les points 𝑃𝑜𝑢𝑡−𝑉𝐿𝐶(2)

= 0.043 et 𝑃𝑜𝑢𝑡−𝐼𝑅(2)

= 0.021, on obtient la même

valeur de Pout-globale, alors que les valeurs de SNR0 associées sont différentes :

SNR0-IR ≈ 5dB et SNR0-VLC ≈ 13 dB.

Dans la suite, on se place dans le cas où la qualité de service, c’est-à-dire les valeurs

de SNR0, sont identiques pour les deux voies.

A

HIR

(IR) B

HVLC

(VLC)


Figure IV-17 : Illustration de la méthode de calcul de la Pout globale

IV.4.2. Etude en fonction de la puissance

Comme nous l’avons vu dans les paragraphes précédents, une des contraintes

principales du lien IR est liée à la puissance émise PIR. Concernant le lien VLC, il s’agit de la

valeur de l’éclairement moyen Emoy. Au cours des prochains paragraphes, nous allons donc

étudier l’impact de ces deux paramètres sur l’évolution de la probabilité de rupture globale.

IV.4.2.1. Méthodologie

L’objectif est de déterminer l’ensemble des couples (PIR ; PVLC) permettant d’obtenir une

valeur donnée de performance globale pour un débit fixe Rb-VLC = Rb-IR. On part de l’équation

(4.7) et on cherche par exemple toutes les valeurs (Pout-IR ; Pout-VLC) permettant d’obtenir Pout-

globale = 0.1. Le résultat est illustré sur la figure IV-18 (a).

On peut sélectionner par exemple un couple de valeurs (Pout-VLC ; Pout-IR) : Pout-IR = 0.043

et Pout-VLC = 0.06. On considère que la qualité de service visée sur chacun des liens correspond

à un BER = 10-10, c’est-à-dire SNR0 = 16.1 dB. Il est donc possible de déterminer la puissance

IR, respectivement VLC, permettant pour chaque lien de satisfaire Pout-IR et Pout-VLC comme

illustré sur la figure IV-18 (b). Pour notre exemple, on trouve PIR = 14.8 mW et PVLC = 25.8 mW.

Pour finir, il est possible de transformer la valeur de PVLC en éclairement moyen en

utilisant la figure IV-6. Pour notre exemple, Emoy = 1.6 lx.


(a) (b)

Figure IV-18 : (a) Valeurs des couples (Pout-VLC ; Pout-IR) permettant de respecter une Pout-globale = 10%,

(b) Exemple d’un couple (Pout-VLC ; Pout-IR) permettant de respecter Pout-globale = 10% pour SNR0= 16.1dB

IV.4.2.2. Résultats

Comme défini dans l’introduction de ce chapitre, on peut considérer deux scénarios :

soit le patient est à la fois porteur de l’émetteur IR et du récepteur VLC, soit ce dernier est

utilisé par une autre personne (personnel soignant par exemple). Afin de simplifier notre

propos, nous considèrerons ici que le patient est équipé des deux dispositifs, lui permettant

ainsi de surveiller en direct ses fonctions vitales.

Nous venons de voir que la détermination de la probabilité de rupture globale s’effectue

à partir d’un couple de valeurs (Pout-VLC ; Pout-IR). Nous allons donc déterminer, en utilisant la

méthode décrite dans le paragraphe précédent, l’ensemble des valeurs de (PIR ; Emoy) pour

différentes Pout-globale cibles et ce pour une qualité de service SNR0 = 16.1 dB identique pour

chacun des liens et pour un débit de données Rb-VLC = Rb-IR = 1 Mbit/s.

Pour les simulations, nous considèrerons, dans le cas du lien VLC les paramètres des

tableaux A3.1 et A3.4 de l’annexe III. Etant donné que l’on considère le corps pour le lien VLC,

il est aussi nécessaire de le considérer pour le lien IR, car le patient porte les deux dispositifs.

Nous utiliserons donc pour ce lien les paramètres des tableaux A4.1 et A4.2 de l’annexe IV.

Etant donné l’importance de la prise en compte de l’impact des coefficients de réflexion

associés au corps, on considèrera deux valeurs telles que ρcorps1 = 0.1 et ρcorps2 = 0.9.

Les figures IV-19 et IV-20 illustrent l’ensemble des couples de puissance (PIR ;Emoy)

obtenus pour différentes valeurs de Pout cibles de 10-1, 10-2 et 10-3.

Dans un premier temps, on observe que dans chacun des cas, si on augmente PIR,

Emoy tend vers une valeur quasi-constante qui est d’autant plus élevée que Pout-globale est faible.

Par contre, si PIR diminue et tend vers sa valeur minimale, Emoy doit augmenter. De plus, le

nombre de couples (PIR ;Emoy) diminue grandement quand la probabilité de rupture ciblée

diminue.


Figure IV-19 : Evolution des couples (Emoy ; PIR) pour différentes valeurs de probabilité de rupture globale visées et pour ρcorps1 = 0.1

Figure IV-20 : Evolution des couples (Emoy ; PIR) pour différentes valeurs de probabilité de rupture globale visées et pour ρcorps2 = 0.9

Sur la figure IV-19, on observe également que l’intervalle des valeurs de PIR diminue

plus rapidement que celui de Emoy en fonction de la Pout ciblée. En effet, si l’on regarde pour

Pout = 10-1, respectivement Pout = 10-3 , la plage de valeurs de Emoy est d’environ 20 lx,

respectivement 13 lx alors que pour PIR-min, elle est d’environ 200mW respectivement 20 mW.

Cela signifie que dans le cas où le corps est plutôt bloquant (valeur de faible) la probabilité

de rupture totale sera imposée par le lien IR lorsque l’on augmentera la contrainte sur la Pout.

Ces conclusions sont cependant différentes pour les courbes illustrées en figure IV-20.

Lorsque le coefficient de réflexion du corps est plus élevé, l’impact du lien VLC est tout aussi

important que celui du lien IR

Enfin, on observe également que l’évolution de chaque courbe est bornée par deux

couples (Emoy-max ; PIR-min) et (Emoy-min ; PIR-max) . De ces couples, on peut donc isoler les valeurs


PIR-min et Emoy-min qui correspondent aux limites d’utilisation des liens IR et les VLC, car au-delà

de ces valeurs, il ne sera pas possible de respecter la qualité de service visée.

Prenons l’exemple de la courbe associée à Pout =10-1 de la figure IV-19 : si la puissance

émise par l’émetteur associé au lien IR est inférieure à 49 mW, il sera alors impossible

d’atteindre la qualité de service visée pour le lien total. Il en va de même si l’éclairement moyen

fourni par les sources du lien VLC est inférieur à 5 lx.

Les différentes valeurs limites pour chacun des cas étudiés ont été reportées dans le

tableau IV-9.

Tableau IV-9 : Valeurs limites PIR-min et Emoy-min permettant de respecter un BER = 10-10 dans le cas

d’un lien bidirectionnel IR/VLC


Emoy-min PIR-min Emoy-min PIR-min

Pout = 10-1 5 lx 49 mW 3.4 lx 40 mW

Pout =10-2 14 lx 209 mW 4.5 lx 145 mW

Pout =10-3 24.2 lx 251 mW 5.5 lx 182 mW

IV.4.3. Application à différentes contraintes médicales

Les résultats précédents ont été obtenus pour un BER de 10-10 et pour un débit de

1Mbit/s. Si l’on se reporte au tableau I-1, on constate que cela correspond à une application

liée à la reconnaissance de mouvement. Or, il existe de nombreuses autres applications

médicales, chacune possédant ses propres contraintes en termes de débit et BER.

En utilisant les exemples présentés dans le tableau I-1, on a déterminé les valeurs de

Emoy-min et PIR-min associées à chacune des applications. Les résultats ont été obtenus avec la

même méthodologie que dans le paragraphe précédent et résumés dans le tableau IV-10.

On peut analyser ces résultats en considérant les puissances associées au lien VLC

d’une part, et celles associées au lien IR d’autre part.

- Les contraintes du lien VLC

Si l’on regarde l’ensemble du tableau IV-10, on constate que les plus grandes valeurs

obtenues sont celles concernant la transmission d’image ou de vidéo médicales, avec Emoy =

39.2 lx et 8.2 lx respectivement pour ρcorps1 = 0.1 et ρcorps2 = 0.9. Ces valeurs permettent de

respecter sans problème les standards d’éclairage pour un milieu hospitalier (500 lx en

moyenne). Cependant, si on est dans le cas d’une surveillance de nuit, soit environ 20 lx, on

s’aperçoit que la qualité de service des applications comme le transfert d’images ou de signaux

EMG pourrait ne pas être respectée notamment dans le cas où le corps qui tient le dispositif

est très peu réfléchissant. C’est la même problématique dans le cas où l’on souhaite réduire

au maximum l’éclairage afin de ne pas gêner les utilisateurs.

- Les contraintes du lien IR

Concernant le lien IR, on constate que la majeure partie des applications respectent la

contrainte maximale de PIR-min = 300 mW. Cependant, ce n’est pas le cas pour la transmission

de signaux EMG ainsi que pour l’envoi d’images ou de vidéos médicales. En effet, pour ces

applications la puissance minimale nécessaire pour faire remonter les informations issues du


patient sont au-delà du standard. Cela signifie que, pour ce type d’application, il sera

nécessaire de réduire le débit de données ou bien d’adapter le système afin de pouvoir

répondre aux contraintes oculaires notamment.

Pour résumer, l’ensemble de ces résultats permettent de conclure qu’hormis dans les

cas particulier de transfert multimédia ou d’EMG, l’utilisation d’une technologie tout optique

IR/VLC est applicable pour transmettre les données de capteurs médicaux portés sur un

patient.

Tableau IV-10 : Valeurs limites PIR-min et Emoy-min nécessaire pour respecter diverses applications

médicales dans le cas d’un lien bidirectionnel IR/VLC


Application Débit

visé BER Pout

Emoy-mim

(Lx) PIR-min

(mW) Emoy-min

(Lx) PIR-min

(mW)

Reconnaissan

ce de

mouvements

1 Mbit/s <10-10

10-1 5 49 3.4 40

10-2 14 209 4.5 145

10-3 24.2 251 5.5 182

ECG 72 kbit/s <10-10

10-1 1.3 12.6 0.9 7.6

10-2 3.7 56 1.2 38.3

10-3 6.5 67.8 1.4 50

EEG 86.4

kbit/s <10-10

10-1 1.4 12.8 1 8.4

10-2 4 59 1.3 40.6

10-3 7.1 74.3 1.6 53.2

EMG 1.5

Mbit/s <10-10

10-1 5.9 48 4.1 32

10-2 16.8 236 5.5 145

10-3 29.6 301 6.7 220

Surveillance

de

température

10 kbit/s <10-10

10-1 0.48 4 0.3 2.6

10-2 1.4 20 0.45 13.5

10-3 2.4 25.3 0.55 18

Audio (cœur) 1 Mbit/s <10-5

10-1 3.8 32.6 2.6 21.5

10-2 10.8 161 3.5 111

10-3 19.1 198 4.3 141

Vidéo/Images

médicales 10 Mbit/s <10-3

10-1 7.8 55 5.4 38

10-2 22.2 331 7.2 223

10-3 39.2 430 8.9 293


IV.5. Conclusion

L’objectif de ce chapitre était d’étudier la performance globale d’une double

communication par optique sans fil IR/VLC appliquée au domaine médical. Après avoir décrit

la méthode d’évaluation des performances, nous avons commencé par étudier celles

associées au lien VLC.

Pour un canal VLC, nous avons illustré que dans le cas particulier où la puissance à

émettre est importante (afin de respecter une forte contrainte d’éclairement), il n’est pas

nécessaire d’utiliser un modèle de canal complexe afin d’étudier les performances.

Cependant, dans un cas d’utilisation où la puissance est plus réduite (éclairage d’appoint) voir

très faible, la modélisation du canal en tenant compte des différents aspects liés à la mobilité

est nécessaire pour estimer de manière correcte la puissance à émettre, et donc maximiser le

confort de l’utilisateur tout en respectant la qualité de service visée.

Dans une seconde partie, nous nous sommes intéressés au lien IR associé à la voie

montante. Nous avons tout d’abord étudié l’impact de la mobilité de l’émetteur sur le canal

optique afin de démontrer que les changements d’orientations de la source ne pouvaient pas

être négligés. Nous avons ensuite regardé l’impact lié à la présence du corps et montré que

celui-ci dépend principalement du coefficient de réflexion : pour de fortes valeurs, l’impact du

corps peut être négligé. Ces conclusions ont été renforcées par l’étude sur la puissance émise,

démontrant que le modèle du canal a un impact non négligeable sur la détermination de cette

valeur, permettant ainsi une meilleure estimation des risques liés à la sécurité oculaire.

Une fois l’étude des performances de chaque lien réalisé, nous avons défini la

performance globale du lien de communication IR/VLC. En étudiant cette performance, nous

avons montré qu’il est possible d’analyser ce type de configuration en s’intéressant au couple

de valeurs minimales associées aux puissances IR et VLC. Nous avons de plus illustré que

ces valeurs sont étroitement liées au choix du coefficient de réflexion du corps : plus il sera

faible, plus les valeurs seront importantes. Egalement, plus ce coefficient sera élevé, plus

l’impact du lien IR sera prédominant sur celui du lien VLC.

Enfin, nous avons cherché à déterminer les valeurs minimales de puissances IR/VLC

pour différentes applications médicales, chacune possédant une contrainte sur le BER et le

débit de données à envoyer. Nous avons montré que dans la plupart des cas, la performance

globale du lien permet de respecter l’ensemble des contraintes. Cependant, certaines

applications comme l’envoi d’image/vidéo ou de signaux EMG sont plus difficilement

réalisables au regard des contraintes de sécurité oculaires.

Cela signifie qu’il est possible de réaliser une communication bidirectionnelle IR/VLC

pour la plupart des applications médicales, mais qu’il est cependant nécessaire pour certaines

de coupler ce système avec d’autres méthodes pour permettre leur bon fonctionnement.

Dans le prochain chapitre, nous nous intéresserons à une approche plus

expérimentale. Dans un premier temps, nous effectuerons des expérimentations à l’aide d’un

dispositif de monitoring IR avant de discuter de la réalisation d’un prototype expérimental VLC.



Chapitre V. Etudes expérimentales

V.1. Introduction

Dans le cadre de cette thèse, et plus largement dans l’équipe RESYST, l’un de nos

objectifs est de développer des démonstrateurs afin de valider les études menées en

simulation.

En ce qui concerne les transmissions IR, un premier dispositif expérimental dédié au

monitoring de patients ayant subi un accident vasculaire cérébral (AVC), a été développé lors

de la thèse de Pascal Toumieux [81]. Ce dispositif a permis de réaliser des mesures

expérimentales de taux de pertes de paquets pour l’application visée et de montrer la fiabilité

de la transmission IR voie montante en considérant la diversité spatiale liée aux quatre

récepteurs IR disposés au plafond de l’environnement de test.

Dans la première partie de ce chapitre, nous présentons succinctement ce dispositif

qui a été exploité dans le cadre de la thèse pour réaliser de nouvelles études expérimentales.

Nous avons étudié en particulier l’impact sur les performances de l’angle à mi-puissance et de

la puissance d’émission de la source optique mais également de la position du dispositif

émetteur sur le corps. Les résultats obtenus en termes de taux de pertes de paquets sont

présentés et comparés aux performances théoriques.

En ce qui concerne la voie descendante en visible, aucun dispositif expérimental n’avait

encore été réalisé au sein de l’équipe. Une partie du travail de cette thèse consistait donc à le

développer et à concevoir un système permettant de renvoyer les informations issues du

système de monitoring IR en utilisant une voie descendante visible.

Dans la deuxième partie du chapitre, nous présentons les différents éléments du

premier banc d’essai VLC mis au point dans la thèse ainsi que les perspectives

d’améliorations. Après avoir détaillé la composition des parties associées à l’émission et à la

réception, nous présenterons les résultats obtenus avec le système.

V.2. Etude expérimentale de la voie montante IR

V.2.1. Présentation du dispositif de test

Le système conçu dans le cadre de la thèse de Pascal Toumieux [81] permet de suivre

à distance l’activité physique d’un patient se déplaçant dans un environnement indoor, à partir

des données d’un accéléromètre inclus dans un dispositif porté au bras de la personne. Quatre

récepteurs sont disposés au plafond afin d’assurer la couverture dans la pièce (voir Figure V-

1).


Le principe du système est illustré en figure V-2. On distingue trois parties :

- Le dispositif porté au bras du patient : celui-ci est composé d’un accéléromètre, d’un

microcontrôleur, d’un module d’émission IR et d’une alimentation sur batterie. Le

dispositif émet à 940 nm toutes les 0.1s des trames constituées de 10 octets à 4.8kbit/s

avec une sous-porteuse à 38 kHz [81]. La durée d’une trame est de 16.7ms et la

transmission a donc lieu 16.7% du temps. Vis-à-vis de la transmission infrarouge, cela

correspond à une modulation OOK avec un débit de 76 kbit/s avec une émission non

équiprobable. En effet, dû à l’utilisation de la sous-porteuse, un ‘1’ sera modulé donc

transmis par la séquence (1, 0) tandis qu’un ‘0’ se traduira par la séquence (0, 0), il y

aura donc 3 fois plus de ‘0’ que de ‘1’ en supposant l’équiprobabilité de la source.

L’annexe V décrit le fonctionnement de l’émetteur ainsi que la constitution des trames.

- Les modules de réception infrarouge : ceux-ci sont disposés au plafond de

l’environnement et ont un fonctionnement basé sur une détection de paquets

d’impulsions à 38kHz. Leur position correspond à celles indiquées dans le tableau V-

1. La sortie de chaque module est reliée à une carte Arduino PoE (Power Over

Ethernet) qui transmet les données reçues à un système de traitement (ordinateur) via

un câble Ethernet et un commutateur (switch). L’installation permet de réaliser des

tests avec un nombre variable de modules actifs de réception de 1 à 4 en les

connectant ou non au commutateur.

- Le traitement des données : celui-ci s’effectue sur un ordinateur où un programme

permet de déterminer les trames correctement reçues ou non. L’algorithme de

décodage est présenté en annexe VI. Lorsque plusieurs modules de réception sont

actifs, dès que l’information en provenance d’un récepteur est correctement reçue,

celle qui provient des autres récepteurs n’est pas prise en compte. C’est ainsi la

technique de Switching Combining (SwC) qui est implémentée, et qui équivaut d’un

point de vue théorique en termes de probabilité de rupture à la méthode de

combinaison par sélection (Selection Combining SC). En effet, avec la technique SwC,

un paquet sera perdu si il n’est reçu correctement par aucun des récepteurs, c’est-à-

dire lorsque le maximum des SNR n’est pas suffisant (technique SC).

Voie montante IR

Rx1

Rx2 Rx4

Rx3

Tx

z y

x 6.7m

6.6m

3m

Figure V-1 : Description de l’environnement pour les mesures en voie montante IR


V.2.2. Paramètres pour les simulations théoriques

Pour analyser les résultats expérimentaux et valider les conclusions théoriques,

différentes configurations de simulations ont été étudiées. Les paramètres de simulation sont

reportés dans le tableau V-1.

Nous avons effectué les hypothèses suivantes :

- La pièce est considérée vide

- Le corps ainsi que les changements d’orientation de l’émetteur sont négligés

- L’orientation de l’émetteur est fixe, perpendiculaire, dirigée vers le plafond

- Pour chaque simulation, on considèrera 1000 positions aléatoires de l’émetteur

réparties uniformément dans la pièce considérée et 3 réflexions sont prises en compte

pour les signaux NLOS.

Les valeurs de Zvar, φ1/2 et PIR sont respectivement associées aux variations de hauteur,

angle à mi puissance et puissance d’émission. Ces paramètres seront donc amenés à varier

en fonction de la configuration étudiée.

Pour évaluer les performances de la modulation OOK à partir de l’équation (4.3), on

détermine le SNR en tenant compte de la puissance instantanée des paquets d’impulsions

optiques Pinst émis au débit de Rb = 76kbit/s et du caractère non équiprobable des données

transmises:

𝑆𝑁𝑅𝑂𝑂𝐾 =(14𝑃𝑖𝑛𝑠𝑡

2 +340

2)𝑆2𝐻(0)2

2𝑞𝐼𝑏𝑅𝑏=𝑃𝑖𝑛𝑠𝑡2 𝑆2𝐻(0)2

8𝑞𝐼𝑏𝑅𝑏 (5.1)

Figure V-2 : Schéma de principe du système expérimental IR

Acquisition des données

d’un accéléromètre

Traitement et mise en

forme

Rx1 PoE

Rx2 PoE

Rx3 PoE

Rx4 PoE

Décodage des

données

Sélection SwC

Affichage des

résultats

Système porté

Modules optiques de réception Ordinateur à distance

Switch


Tableau V-1 : Définition des paramètres théoriques considérés afin de comparer les résultats

expérimentaux

V.2.2.1. Cas d’un seul récepteur actif

En utilisant les paramètres du tableau V-1, différentes simulations ont été réalisées

pour 3 positions d’émetteur à savoir l’épaule, le poignet et la cheville en ne considérant qu’un

seul récepteur actif.

Pour une personne de taille moyenne, nous avons supposé que les hauteurs

associées à chacune de ces positions étaient respectivement :

- Zvar = 1.5m pour l’épaule

- Zvar = 0.8m pour le poignet

- Zvar = 0.15m pour la cheville

Pour chaque position, nous avons également considéré deux valeurs de φ1/2 : 10° (très

directif) et 60° (peu directif). Les résultats sont illustrés sous forme de PDF de gains sur la

figure V-3. Afin de mieux analyser ces résultats, nous présentons la partie du gain optique

associée au signal LOS et celle associée aux signaux NLOS.

Paramètres Valeurs

Environnement

Dimensions 6.7x6.6x3 [m]

Réflectivité des surfaces ρ 0.8

Photocourant ambiant Ib 200 [μA]

Emetteur

Hauteur Zvar [m]

Nombre de points 1000

Longueur d’onde 940nm

Angle à mi-puissance 𝜑1

2

[°]

Puissance instantanée émise Pinst [mW]

Orientation +90 [°]

Récepteurs

Position [x y z]

[1.67 1.65 2.95] [m] [1.67 4.5 2.95] [m]

[4.95 1.67 2.95] [m] [4.95 4.95 2.95] [m]

FOV 45 [°]


Sensibilité S 1

Surface physique de la diode PIN dans le module de réception

34.5 [mm2]


φ1/2 = 60° φ1/2 = 10°

LOS

φ1/2 = 60° φ1/2 = 10°

NLOS

Figure V-3: PDF des gains LOS et NLOS pour différentes configurations (Zvar, φ1/2)

On observe que pour φ1/2 = 60°, les PDF associées aux contributions LOS évoluent

différemment en fonction de la hauteur de l’émetteur sur le corps. Par exemple, si le capteur

est situé à 0.15m du sol donc à la cheville, l’étalement des valeurs de gains est d’environ 6 dB

avec un maximum à -58 dB alors que pour une hauteur de 1.5 m à l’épaule, on observe un

étalement de 12 dB avec un maximum à -52 dB. Cela parait logique que les liens directs soient

moins atténués lorsque le capteur est à l’épaule car la distance avec le récepteur est plus

faible que lorsqu’il est à la cheville. De même, il y a plus de chance d’avoir du LOS avec φ1/2 =

60° plutôt qu’avec φ1/2 = 10°. Par contre, avec φ1/2 = 10° la valeur du gain maximal est

supérieure à celle du cas φ1/2 = 60° (-30 dB au lieu de -52 dB). Finalement, à cause de la forte

directivité de la LED avec φ1/2 = 10° et de la couverture limitée (un seul récepteur actif),

l’étalement des valeurs est très large (environ 80 dB) et les PDF des gains associés semblent

peu évoluer en fonction de la hauteur.


En ce qui concerne les contributions NLOS, on remarque, comme on pouvait s’y

attendre, l’apport dû aux réflexions est moins significatif que celui associé au LOS (valeurs de

H(0) plus faibles). De plus, les différences de comportement relevées en fonction de φ1/2

semblent également se retrouver ici.

V.2.2.2. Cas de plusieurs récepteurs actifs

Afin d’étudier l’impact du nombre de récepteurs actifs, nous avons tracé en figure V-4

les probabilités de rupture associées à φ1/2 = 60° pour les hauteurs Zvar = 0.15m et 1.5m et Pinst

= 110 mW. La probabilité de rupture est déterminée à partir de la distribution des valeurs du

SNR de l’équation (5.1).

Pour chaque cas, nous avons considéré un nombre différent de récepteurs actifs :

- 1 récepteur actif : [Rx1]

- 2 récepteurs actifs : [Rx1, Rx3]

- 3 récepteurs actifs : [Rx1, Rx2, Rx3]

- 4 récepteurs actifs : [Rx1, Rx2, Rx3, Rx4]

Figure V-4 : Probabilité de rupture pour φ1/2 =60° et pour Zvar = 0.15m et 1.5m

Premièrement, nous observons que, comme attendu, l’augmentation du nombre de

récepteurs améliore les performances.

De plus, on peut remarquer dans le cas avec 4 récepteurs actifs une grande variation

des performances en fonction de la hauteur de l’émetteur sur le corps contrairement aux autres

cas. En effet, on peut définir Δ𝑆𝑁𝑅0(𝑍) l’écart en SNR0 entre deux hauteurs pour une certaine

probabilité de rupture par :

Δ𝑆𝑁𝑅0(𝑍) = (𝑆𝑁𝑅0𝑍𝑣𝑎𝑟=0.15𝑚 − 𝑆𝑁𝑅0

𝑍𝑣𝑎𝑟=1.5𝑚)𝑃𝑜𝑢𝑡 𝑑𝑜𝑛𝑛é𝑒

(5.2)

On observe alors que pour une probabilité de rupture de 10%, Δ𝑆𝑁𝑅0(𝑍) = 12 dB avec

4 récepteurs tandis que cet écart est quasi nul pour 1, 2, ou 3 récepteurs.


Cet effet a été observé pour φ1/2 =60°. Pour compléter nous avons donc représenté en

figure V-5 l’évolution de la valeur ΔSNR0(Z) , en fonction de l’angle à mi puissance φ1/2.

Les résultats montrent que la hauteur de l’émetteur affecte peu les performances quelle

que soit la valeur de φ1/2 pour 1,2 et 3 récepteurs actifs. Cependant, on observe que pour 4

récepteurs, les performances entre les 2 hauteurs varient significativement en fonction de φ1/2

jusqu’à la valeur de φ1/2 = 30°. Ce résultat est cohérent avec différents résultats de la littérature

qui ont étudié l’optimisation de l’ordre Lambertien pour des communications indoor [148].

Figure V-5 : Evolution de ΔSNR0(Z) en fonction de l’angle à mi-puissance de l’émetteur φ1/2

Pour vérifier l’impact de l’angle à mi puissance, nous avons également tracé sur la

figure V-6 l’évolution des probabilités de rupture pour une hauteur donnée Zvar = 1.5m et deux

valeurs de φ1/2 = 30° et 10°.

On constate que les performances sont meilleures avec φ1/2 = 30° par rapport à φ1/2 =

10° et ce d’autant plus que le nombre de récepteurs actifs diminue.

Pour étendre l’analyse et observer l’impact de la hauteur, nous avons représenté en

figure V-7 l’évolution de ΔSNR0(φ1/2) en fonction de Zvar. ΔSNR0(φ1/2) est défini selon :

Δ𝑆𝑁𝑅0(φ12⁄) = (𝑆𝑁𝑅0

φ12⁄=30°

− 𝑆𝑁𝑅0φ1

2⁄=10°

)𝑃𝑜𝑢𝑡=0.1

(5.3)

Premièrement, on observe que pour Zvar supérieur à 1.2m, ΔSNR0(φ1/2) semble

converger vers 0 lorsque le nombre de récepteurs actifs augmente. Pour ces hauteurs, le choix

de l’angle à mi-puissance n’est pas très impactant et ce quel que soit le nombre de récepteurs

actifs. Cette conclusion est aussi valable pour des valeurs de Zvar inférieures à 1.2m avec 1, 2

et 3 récepteurs actifs.

Par contre, si on considère le cas 4 récepteurs qui est celui correspondant à une

couverture globale de la pièce, on confirme que pour Zvar plus petit que 1.2 m, il vaut mieux

choisir une LED avec un φ1/2 = 30° plutôt que 10° afin de maximiser les performances.


Figure V-6 : Probabilité de rupture pour Zvar = 1.5m et φ1/2 = 10° et 30°

Figure V-7 : Evolution de ΔSNR0(φ1/2) en fonction de Zvar

V.2.3. Paramètres expérimentaux étudiés

L’un des objectifs des mesures expérimentales est de permettre la vérification des

conclusions théoriques. Nous avons donc décidé d’apporter des éléments de réponses à

différentes interrogations :

- La LED d’émission : quel est l’impact de l’angle à mi-puissance φ1/2 sur les

performances ?

o Pour réaliser les mesures expérimentales, nous disposons de deux LED

d’émission : une avec φ1/2 =30° (TSAL7600) et une autre pour φ1/2 =10°

(TSAL5100).


o La puissance instantanée Pinst d’une impulsion est fixée à environ 110mW

(respectivement 90 mW) pour la diode TSAL7600 (respectivement TSAL5100).

o En tenant compte du temps d’émission et de la non équiprobabilité des

données, cela correspond à une puissance moyenne Pt-IR égale à 16.7%* Pinst

/4, soit 4.6mW (respectivement 4mW) pour la diode TSAL7600 (respectivement

TSAL5100) ce qui respecte les contraintes de sécurité oculaire.

- La position du dispositif sur le corps : quelle est la position optimale du capteur sur le

corps ?

o Nous avons considéré trois positions : l’épaule, le poignet et la cheville.

V.2.4. Protocole de mesure

Pour chaque mesure réalisée, nous avons établi le protocole suivant :

- Au début de la manipulation, le porteur du dispositif déclenche le lancement de

l’acquisition du signal et le calcul du taux d’erreur au niveau de l’ordinateur (poste de

mesure).

- Il se déplace ensuite pendant un temps de 2 minutes au sein d’un espace représenté

sur la figure V-8. : une marche régulière est effectuée de manière à quadriller la zone

uniformément. Avec une émission toutes les 0.1s cela correspond à environ 1200

paquets par mesure réalisée.

- A la fin de la période de mesure, l’utilisateur stoppe le calcul d’erreur et relève le

nombre de paquets erronés, le nombre de paquets transmis et donc le taux de perte

de paquet ou Packet Error Rate (PER) pour la configuration étudiée.

Zone de déplacement

Poste de mesure

Figure V-8 : Zone de déplacement considérée pour les mesures expérimentales


V.2.5. Résultats expérimentaux

V.2.5.1. Cas d’un récepteur actif

Pour la première phase de validation expérimentale, nous avons étudié l’impact de la

position du capteur ainsi que celui de l’angle à mi-puissance de la LED (30° ou 10°) dans le

cas où un seul récepteur est actif.

En appliquant le protocole de mesure défini précédemment, nous avons reporté dans

le tableau V-2 les taux de pertes de paquets (PER) obtenus pour chaque cas d’angle

d’émission et de hauteur de capteur.

Il est important de noter que, contrairement au modèle théorique, l’environnement

expérimental est constitué de divers objets comme les vitres, tables et portes. De ce fait, la

mesure du PER pour un récepteur actif pourra varier en fonction de la position de celui-ci (cela

dépendra des objets qui l’entourent). Afin de prendre ce phénomène en considération, nous

avons réalisé une mesure de PER pour chaque récepteur activé indépendamment et moyenné

le résultat. Pour chaque cas considéré, on a donc réalisé quatre mesures, une pour chaque

récepteur.

Les résultats du tableau V-2 correspondent à la moyenne des quatre mesures de PER

pour chaque configuration.

On observe que les résultats semblent aller dans le sens des conclusions théoriques

observées au paragraphe précédent pour 1 récepteur actif : en effet la hauteur du capteur

n’impacte pas significativement les résultats, et ce quelle que soit la valeur de φ1/2.

Par contre les PER obtenus sont légèrement meilleurs avec φ1/2 = 30° qu’avec φ1/2 =10°

quelle que soit la hauteur.

Tableau V-2 : Comparaison entre les résultats expérimentaux (PER) et théoriques (Pout) pour

différentes hauteurs et angles à mi puissance

𝜑12(10°)

𝜑12(30°)

PER Pout PER Pout

Zvar=1.5m 21 % (Reporté) 21% 8.8 % 15 %

Zvar=0.9m 19 % 20 % 7.3 % 9 %

Zvar=0.15m 18 % 16.5% 7.9 % 10 %

Afin de comparer ces mesures avec la théorie, nous avons reporté en figure V-9 les

probabilités de ruptures associées aux cas considérés. La méthodologie de comparaison

consiste à :

- Reporter la valeur de PER expérimental la plus élevée (ici 21 %) sur la courbe

théorique correspondante.

- Tracer à partir de ce point une ligne verticale et en déduire par intersection avec les

autres courbes les différentes valeurs théoriques de Pout pour les autres cas.


Les résultats sont reportés dans le tableau V-2. Cette méthode nous permet de comparer

les PER mesurés avec les valeurs de Pout théoriques.

On observe que les valeurs théoriques sont très proches des valeurs expérimentales.

Ces résultats concordent donc avec les conclusions théoriques faites dans le paragraphe

précédent.

Figure V-9 : Probabilité de rupture pour φ1/2 = 30° et 10° en considérant plusieurs hauteurs Zvar = 0.15m, 0.8m et 1.5m

V.2.5.2. Cas de plusieurs récepteurs actifs

Pour la deuxième phase de mesure expérimentale nous avons effectué plusieurs

mesures en fonction du nombre de récepteurs actifs, de la position du capteur et de l’angle à

mi puissance de l’émetteur. Les tableaux V-3 et V-4 regroupent les résultats obtenus

respectivement pour φ1/2 =30° et φ1/2 = 10°.

Ces résultats permettent de vérifier les analyses théoriques précédentes. On peut vérifier

en particulier que :

- La hauteur de l’émetteur affecte peu les performances quelle que soit la valeur de φ1/2

pour 1,2 et 3 récepteurs actifs

- Les performances sont meilleures avec φ1/2 = 30° par rapport à φ1/2 = 10°

On note de plus que, pour Zvar = 1.5m et 4 récepteurs, le PER est nul pour les deux valeurs

de φ1/2 ce qui signifie que dans ce cas, φ1/2 n’a pas d’impact. Cependant, lorsque la hauteur

diminue, on observe que les résultats se dégradent pour φ1/2 = 10°.

L’ensemble de ces résultats expérimentaux a été validé en utilisant la même

méthodologie que dans le cas avec 1 récepteur. Nous avons reporté les différentes valeurs

mesurées sur les figures V-10 et V-11 qui correspondent aux courbes théoriques.


Tableau V-3 : Taux de perte de paquet (PER) expérimental et théorique (Pout) pour plusieurs

récepteurs actifs avec φ1/2 = 30°

Nombre de récepteurs actifs

1 2 3 4

PER Pout PER Pout PER Pout PER Pout

Zvar = 1.5 m 8.8 % 8.8 % 0.5 % 0.16 % 0.03 % 0 0 0

Zvar = 0.9 m 7.3 % 8 % 0.2 % 0.09 % 0.03 % 0 0 0

Zvar = 0.15 m 7.9 % 8 % 0.5% 0.11 % 0.02 % 0 0 0


récepteurs actifs avec φ1/2 = 10°

Nombre de récepteurs actifs

1 2 3 4

PER Pout PER Pout PER Pout PER Pout

Zvar = 1.5 m 21 % 19 % 8.5 % 4.2 % 4 % 0.6 % 0 0

Zvar = 0.9 m 19 % 16 % 8 % 2.7 % 3 % 0.08 % 0.0007 % 0

Zvar = 0.15 m 18 % 19 % 10 % 1.5 % 4 % 1.5 % 0.05 0

Figure V-10 : Probabilité de rupture pour φ1/2 = 30° et Zvar = 1.5, 0.9 et 0.15 m


Figure V-11 : Probabilité de rupture pour φ1/2 = 10° et Zvar = 1.5, 0.9 et 0.15 m

Pour chacune des figures, on peut voir que les valeurs théoriques sont très proches de

celles mesurées expérimentalement, même si on note une légère différence dans le cas à 3

récepteurs actifs pour φ1/2 = 10°. Cela montre que même avec les hypothèses simplificatrices

faites sur la modélisation du canal, les résultats obtenus permettent de prédire l’évolution des

performances.

Cela revient à relativiser les conclusions faites dans le chapitre précédent sur la prise

en compte ou non du corps et du changement d’orientations de l’émetteur pour le modèle du

canal IR en voie montante : nous avions montré que même si l’impact était plus faible que pour

une configuration VLC, il était préférable de ne pas le négliger. On constate cependant qu’en

pratique, l’impact est faible et donc la modélisation du canal peut être simplifiée.

Enfin, nous pouvons conclure que pour l’application étudiée et quelle que soit la

position du dispositif sur le corps, les performances seront meilleures pour φ1/2 = 30°.

De plus, on remarque à partir des résultats expérimentaux et théoriques que le PER

diminue si l’on choisit une grande valeur de φ1/2 et ce quel que soit le nombre de récepteurs

actifs. Selon le PER visé, on peut donc choisir un φ1/2 plus grand avec une puissance émise

réduite. Ce compromis permet de diminuer la consommation du dispositif et donc d’augmenter

la durée de vie du système.

La voie montante est donc opérationnelle et le prototype permet de déterminer

expérimentalement la probabilité de rupture du lien IR pour une puissance d’émission donnée.

V.3. Etude expérimentale d’un lien VLC

V.3.1. Présentation du système

Il existe dans la littérature de nombreux démonstrateurs autour des VLC, certains

orientés vers des applications haut débit [149-151] et d’autres s’intéressant à des applications


plus spécifiques et bas débit en particulier dans le contexte médical [72-74]. On peut

également noter qu’il existe aujourd’hui sur le marché des produits utilisant cette technologie

tels que ceux proposés récemment par les sociétés PureLifi , Oledcomm ou Luciom. Dans la

majorité des cas, le récepteur VLC est faiblement mobile. Pour les systèmes commercialisés,

il est couplé directement avec l’émetteur IR pour la voie montante et inclus dans un dongle

USB.

Dans le cas de notre étude, on souhaite être en mesure de réaliser des

expérimentations pour un contexte où l’objectif est de montrer la faisabilité de la transmission

d’informations issues de capteurs médicaux. On utilise l’IR en voie montante depuis un

dispositif porté par une personne en mouvement et le visible en voie descendante avec le

dispositif de réception VLC également porté par la personne mobile. Nous avons donc

souhaité concevoir notre propre dispositif VLC pour l’associer au prototype IR déjà réalisé

dans l’équipe et pouvoir faire varier les paramètres liés à la transmission des données afin

d’évaluer les pertes de paquets en voie descendante.

La première étape de conception d’un tel dispositif passe par la réalisation d’un banc

d’essai en laboratoire pour tester et améliorer le système avant la mise en œuvre plus réaliste.

L’architecture du banc que nous avons développé est la suivante :

Afin de déterminer de manière expérimentale un BER il s’agira de transmettre une série

de valeurs aléatoires et de comparer en réception les bits décodés par rapport aux bits émis.

Ainsi, le principe général de fonctionnement peut se décrire de la manière suivante :

A l’émission :

- Génération d’une série de bits aléatoire et équiprobable et enregistrement des valeurs

- Codage des bits selon la modulation choisie (OOK, PPM, …)

- Envoi des données au débit binaire choisi pour créer le signal envoyé au circuit de

commande de la LED

En réception, après le comparateur qui fournit des niveaux de tension :

- Détection des fronts montants et descendants pour reconstituer le signal numérique

- Décodage selon la modulation pour revenir aux bits décidés

- Comparaison des données décidées par rapport aux données de transmission

enregistrées

- Calcul du BER

Nous détaillons dans la suite les différents composants et circuits de commande utilisés

ainsi que les parties logicielles concernant la modulation et la démodulation. Différents tests

Figure V-12 : Schéma de fonctionnement du prototype VLC réalisé

Données binaires {0, 1, 1, 0}

Emetteur

Circuit de commande

LED

Signal optique

Photodiode

Récepteur

Amplificateur TIA

Comparateur

Circuit numérique (modulation)

Circuit numérique (démodulation)

Données binaires décodées {0, 1, 1, 0}


ont été réalisés et sont présentés avant la conclusion et les perspectives de développement

du banc.

V.3.2. Etage d’émission

V.3.2.1. LED et circuit de commande

La technologie VLC se caractérise par l’utilisation de LED pour envoyer un signal. La

première étape est donc de choisir un composant permettant de répondre aux contraintes du

système.

Comme nous l’avons vu dans le chapitre II, il existe différents types de LED permettant

de communiquer. Afin de simplifier la conception du prototype et pour réduire son coût, nous

avons orienté notre choix vers des LED à base de semi-conducteur émettant dans le bleu avec

phosphore qui sont les plus disponibles et les moins chères. Les prix pour ce type de

composant varient aujourd’hui entre quelques centimes et plusieurs dizaines d’euros.

Les LED sont principalement caractérisées par 3 paramètres : l’angle à mi-puissance,

la puissance émise et la bande passante.

Concernant ce dernier critère, la majorité des composants actuels sont conçus pour

avoir une bande passante de plusieurs MHz, ce qui est largement suffisant pour notre

application puisque la voie montante IR a un débit inférieur à 100 kbit/s.

Concernant l’angle à mi-puissance, on peut avoir deux approches : soit sélectionner

une LED très directive afin d’optimiser la puissance émise au détriment de la zone de

couverture, soit utiliser des LED moins directives permettant d’émettre dans une zone plus

large. Les LED directives sont généralement associées aux applications à très haut débit en

raison de l’optimisation de la puissance transmise mais imposent des contraintes pour

l’alignement avec le récepteur, ce qui est peu compatible avec l’objectif de mobilité. On

s’orientera donc vers des LED peu directives afin de s’affranchir au maximum des problèmes

d’alignements.

Le dernier paramètre à sélectionner concerne la puissance, caractérisée généralement

sur les notices techniques par l’intensité lumineuse en candela. Dans notre cas, on cherche à

faire varier l’intensité de la source pour illustrer l’impact de la puissance optique émise sur les

performances de communication. N’ayant pas de contraintes particulières en termes de

consommation puisque la LED peut être incluse dans un luminaire au plafond, nous avons

donc cherché un composant disposant d’une grande intensité. De plus, on pourra considérer

l’utilisation d’une matrice de LED afin d’augmenter la puissance émise.

Ces différentes contraintes nous ont permis de sélectionner une LED Cree de

référence 941-C513A-WSN-CX0Z0231 [152]. Elle possède un angle à mi-puissance de 55°

pour une intensité maximale de 6900 mcd.

Maintenant que le composant d’émission a été choisi, on peut s’intéresser à l’étage de

commande. Le signal numérique à transmettre est issu d’un circuit numérique capable de

fournir une alternance de niveaux de tension (typiquement 0 ; 5V) présenté dans le paragraphe

suivant. Une approche classique pour contrôler l’émission de lumière par la LED consiste à

utiliser en sortie du circuit numérique un transistor de type MOSFET par exemple, qui génère


un courant proportionnel aux niveaux de tension appliqués sur la grille du transistor. On a

choisi un transistor MOSFET de puissance canal N Vishay IRF530.

Le schéma du circuit de commande associé à la partie émission du système est reporté

sur la figure V-13. Ici, 4 séries de 5 LED sont utilisées en parallèle (un total de 20 LED en

émission). Afin d’éviter au maximum les problèmes de synchronisation lors de la

communication, toutes les séries sont commandées par un seul transistor MOSFET.

La tension appliquée sur Vcc entre 0 et 16V permet de sélectionner le niveau de

puissance transmis par la matrice de LED.

V.3.2.2. Mise en forme numérique

a) Circuit numérique

Afin de mettre en forme les données à fournir au transistor, une solution simple consiste

à utiliser une sortie de microcontrôleur ayant une horloge capable de générer un signal à la

fréquence des signaux à transmettre. De plus, un autre paramètre à prendre en compte est le

temps de calcul lié à la mise en forme et à la modulation numérique choisie (OOK, PPM) pour

les données à transmettre afin de ne pas introduire de latence. Dans notre contexte, on

souhaite générer un signal de commande d’au moins 4.8 kHz, correspondant au débit brut des

données pour le lien montant IR, donc ce n’est pas a priori un problème de fréquence d’horloge

qui limiterait le choix du processeur.

Cependant, afin de ne pas avoir à gérer la latence liée à la mise en forme des données

(c’est-à-dire à adapter le programme d’émission en fonction du temps de traitement, pouvant

dépendre notamment de la modulation choisie), il est nécessaire d’utiliser des interruptions

d’un circuit de timer plutôt que de simples boucles d’attente entre l’émission de 2 données.

Cette contrainte évacue le choix des cartes de type ARDUINO qui sont très répandues pour

un prototypage rapide à bas coût mais qui ne sont pas bien adaptées pour la gestion des

interruptions avec les bibliothèques basiques. Afin de ne pas avoir à rentrer dans une

programmation bas niveau (modification des bibliothèques de ARDUINO ou utilisation d’un

Vcc (0 à 16V)

Signal

GND

T1

D1 D2 D5

Figure V-13 : Schéma électrique de la partie émission du banc VLC


autre microcontrôleur plus spécifique) et rester ainsi plus général, on s’est donc intéressé à un

autre modèle de carte pour prototypage rapide à coût réduit : les cartes RaspberryPi [153].

Ces cartes possèdent un système d’exploitation (OS) embarqué (Linux) et fonctionnent

ainsi comme un ordinateur miniaturisé, ce qui permet une programmation haut niveau (C ou

Python). Le modèle de carte le plus récent actuellement est la RaspberryPi 3, basée sur un

processeur de type ARMv8 64bits, fonctionnant à 1.2GHz avec 1 Gb de mémoire RAM. Les

capacités de ce processeur permettent la gestion des interruptions mais aussi d’implémenter

des formats de modulations plus complexes ou d’envisager des débits plus élevés en fonction

des évolutions du banc de mesure. De plus, la carte possède 4 ports USB, 1 port HDMI et 40

broches GPIO (General Purpose Input/Output).

On se servira ainsi des entrées/sorties GPIO qui permettent la gestion de signaux

analogiques ou numériques pour générer le signal de commande pour les LED d’émission. Le

niveau du signal généré à la sortie de ces broches pour un niveau bas est de 0V et pour un

niveau haut de 3.3V. Des bibliothèques spécifiques ont été développées par la communauté

pour la configuration et la gestion de ces broches, les plus couramment utilisées sont :

RPi.GPIO [154], wiringPi [155] et pigpio [156]. Pour réaliser nos programmes, nous avons

choisi d’utiliser la bibliothèque pigpio.h car elle permet de contrôler avec une très bonne

précision les signaux générés en sortie GPIO.

La figure V-14 représente les entrées/sorties GPIO disponibles sur la Raspberry PI 3

ainsi que les broches physiques correspondantes. Sur le banc expérimental, on programmera

la sortie GPIO 24 soit la broche 18 de la carte, pour la connecter à l’entrée du circuit de

commande.

Figure V-14 : Description des broches GPIO sur la Rapberry PI 2 et Rasberry PI 3

b) Implémentation logicielle

Afin de valider simplement notre banc expérimental nous ne choisissons pas de mettre

en œuvre un protocole de transmission complexe ni basé sur un standard. La modulation la

plus simple à mettre en œuvre est l’OOK, c’est donc celle que nous considérons dans un


premier temps. Un signal de synchronisation est ajouté avant la transmission de la série de

donnés pour permettre la détection au niveau du récepteur. On utilisera un signal très simple,

constitué d’une succession de 1 sur un octet (octet de synchronisation, correspondant à la

valeur 255). Aussi, afin de simplifier la mise en œuvre, on se basera sur une émission

successive d’une série de données connue plutôt que l’émission aléatoire et équiprobable d’un

grand nombre de données. Les données transmises correspondront à des caractères connus

de sorte à pouvoir visualiser facilement le bon fonctionnement ou non en réception.

Le programme d’émission est basé sur le principe des interruptions déclenchant l’envoi

d’un octet à chaque échéance d’un timer. L’octet envoyé est celui qui est lu dans un tableau

et revient au début du tableau lorsqu’il est fini. Le logigramme peut ainsi se résumer par la

figure V-15.

Un exemple de signal ainsi généré pour une fréquence de 4 kHz et une trame de 4

octets est visible sur la figure V-16.

Initialisation de la broche GPIO 24 en sortie

Initialisation d’un timer à la fréquence d’émission

souhaitée

Initialisation d’un tableau de données à transmettre et du pointeur qui va le parcourir

Liaison des interruptions du timer à un processus

(thread) écrivant sur la broche GPIO

Incrémentation du pointeur

Lecture de la donnée pointée dans le tableau

Ecriture de la donnée sur la broche GPIO

Programme principal

Thread

Figure V-15 : Logigramme du programme d’émission


V.3.3. Etage de réception

V.3.3.1. Composant et circuits

L’élément clé du système de réception est le composant permettant de convertir la

puissance lumineuse en un signal électrique. Nous utilisons une photodiode pour réaliser cette

conversion.

Il existe différents montages possibles en sortie de la phototiode permettant soit de

récupérer une tension (sans polarisation, mode photovoltaïque), soit d’utiliser le courant

traversant la photodiode en appliquant une polarisation (le plus souvent nulle ou négative),

c’est le mode photoconducteur. Ce mode permet de se situer dans une zone plus linéaire et

offre une bande passante plus large, il est donc plus couramment utilisé.

Classiquement, un circuit de conversion courant-tension est utilisé avant d’appliquer le

signal sur une entrée d’un circuit numérique pour la démodulation (figure V-17). Le montage

amplificateur le plus couramment utilisé est un amplificateur de trans-impédance (TIA « trans-

impedance amplifier »), avec une polarisation nulle de la photodiode (figure V-17).

Amplificateur TIA

Trame Trame

Figure V-16 : Exemple de trame générée par le programme d’émission pour une fréquence de 4 kHz

Figure V-17 : Schéma de la conversion courant/tension


Nous avons choisi d’utiliser une photodiode Silicium BPW21 (OSRAM) dédiée à la

photo-détection dans la gamme visible entre 350 et 750 nm [157]. Elle a une surface physique

de 7.45mm² et son FOV est de 55°. Le temps de montée typique est de tr = 1.5 μs,

correspondant à une bande passante d’environ 250 kHz (cf équation (2.2)), ce qui est suffisant

par rapport à notre objectif.

La partie amplification est composée de différents étages (figure V-18) utilisant des

amplificateurs opérationnels LM358P. La photodiode est associée à un premier amplificateur

permettant d’effectuer la conversion courant/tension et permettant d’amplifier le signal via la

résistance variable R1. On a ensuite un amplificateur de tension suiveur inverseur.

Enfin, on termine l’étage avec un comparateur de tension. Celui-ci sert d’une part à

lisser le signal reçu afin de limiter l’impact du bruit et autres perturbations et d’autre part à

adapter la sortie pour le circuit de démodulation. En notant Ve la tension d’entrée du

comparateur et Vs la tension de sortie, on aura :

( 𝑉𝑒 > 𝑉𝑠𝑒𝑢𝑖𝑙 → 𝑉𝑠 = +𝑉𝑐𝑐𝑉𝑒 < 𝑉𝑠𝑒𝑢𝑖𝑙 → 𝑉𝑠 = 0

) (5.4)

Avec Vseuil le seuil de déclanchement du comparateur fixé par la résistance R4 que l’on

peut faire varier pour adapter le seuil en fonction du signal reçu.

Ainsi, le signal mis en forme en sortie du comparateur sera soit à 0 soit à Vcc. On

adaptera la valeur de Vcc en fonction du niveau de tension nécessaire pour le circuit

numérique utilisé pour le décodage. Le comparateur choisi est un circuit intégré MAX942CPA+

pouvant fonctionner en +5 V. En effet, classiquement les niveaux de tensions supportés par

les processeurs numériques sont de 3.3V ou 5V.

BPW21

R1 R3

R2 +Vcc +Vcc

-Vcc -Vcc

+Vcc

+Vcc

LM358P

LM358P

MAX942CPA+

Entrée numérique du processeur de traitement

R5

R4 Vcc = 5V R1 = 1 MΩ R4 = 5 kΩ R2 = R3 = R5= 1 kΩ

Figure V-18 : Schéma électrique de la réception


3.3.2 Traitement numérique

a) Circuit numérique

Afin de décoder la trame transmise, la première étape à réaliser consiste à détecter les

fronts montants et descendants du signal issu du circuit de réception afin de le transcrire en

niveaux logiques numériques et ensuite pouvoir revenir aux bits décidés selon la modulation

choisie. Une fois les bits décidés, on pourra évaluer le BER en comparant les bits décidés aux

bits transmis issus d’une séquence connue (aléatoire ou déterminée).

Etant donné le caractère asynchrone de l’arrivée des fronts, la seule solution efficace

consiste en une acquisition par interruptions. De ce fait, pour les mêmes raisons que celles

décrites dans la partie émission, on s’est intéressé également aux cartes Rapsberry Pi. Aussi,

cela permettra directement de gérer l’affichage des résultats sur un écran ou même la

transmission de ces données à distance puisque le Raspberry Pi peut se comporter comme

un ordinateur donc aussi comme un serveur de données.

Une mise en garde particulière doit être faite puisque les niveaux de tensions en entrée

des broches GPIO ne doivent pas dépasser 3.3V ou être en dessous de 0V sous peine de

détériorer la carte. Ainsi, on utilisera un pont diviseur en sortie du comparateur pour obtenir un

niveau de 3.3V. Sur le banc expérimental, on programmera la sortie GPIO 23 soit la broche

16 de la carte, pour venir y connecter le signal de sortie du comparateur.

b) Implémentation logicielle

Le programme de réception est basé sur le principe des interruptions déclenchées lors

de la détection de fronts montants ou descendants. A chaque interruption, on va se servir de

l’horloge du processeur par l’intermédiaire d’un timer pour déterminer l’écart entre le front qui

a déclenché l’interruption et le précédent. Ainsi, connaissant le débit des données transmises,

on en déduit le nombre de slots à 1 ou à 0.

Etant donné qu’on envoie un octet de synchronisation, il d’agira tout d’abord de

déterminer s’il s’agit de l’octet de synchronisation ou des données. S’il s’agit des données, en

fonction de la modulation on en extrait le bit correspondant (pour l’OOK un slot à 1 ou 0

correspond directement à la valeur du bit). Chaque bit décidé est écrit dans un tableau en

mémoire puis les tableaux sont comparés pour en déduire le nombre de bits erronés et le BER.

Le principe général du programme est décrit sur le logigramme de la figure V-19. De plus,

dans la première étape du développement du banc expérimental, on affichera à l’écran les

caractères correspondant aux données reçues afin d’avoir une visualisation en direct du

fonctionnement correct (ou non) du banc.

L’implémentation réalisée sur le banc de test permet dans un premier temps de faire la

démodulation de l’OOK.


V.3.4. Test du système

Maintenant que nous avons défini les différentes parties de notre système, nous

pouvons commencer à tester son fonctionnement. Pour cela, il est nécessaire dans un premier

temps d’assembler les différentes parties de l’émission et de la réception.

V.3.4.1. Montage

Pour concevoir rapidement un circuit électrique, une méthode simple consiste à utiliser

des cartes disposant d’emplacements permettant de souder les divers composants. Nous

avons donc développé deux cartes : une pour l’émission, l’autre pour la réception. Sur

Initialisation de la broche GPIO 23 en entrée

Initialisation d’un timer pour la détermination du nombre de coups

d’horloge entre 2 fronts

Initialisation d’un tableau où seront stockées les données et du pointeur qui va le parcourir

Mise en mémoire des données pour le calcul du TEB

Récupération du temps actuel T

Détermination de l’écart entre le temps T de celui de l’interruption

précédente Told (DT = T- Told)

Détermination du nombre de slots à 1 ou 0 : N = DT/Tb

Programme principal Interruption (callback)

Liaison entre l’entrée GPIO et les interruptions du timer

Initialisation du processus (thread) pour la gestion de

l’affichage dès qu’un caractère est décodé

Octet de synchronisation ?

Détermination des bits en fonction de la modulation (slots=bits pour

l’OOK)

Ecriture du/des bits dans le tableau

Incrément du pointeur

Comparaison bit décidé par rapport au bit émis :

incrémentation du compteur erreur si différent

Mise à jour du BER

non oui

Sortie d’interruption

Affichage caractère décodé et BER

Processus (Thread)

Figure V-19 : Logigramme du programme de réception


chacune, nous avons rajouté des fixations afin de pouvoir y rajouter les cartes RaspberryPI.

La figure V-20 illustre les deux circuits réalisés.

(a)

(b) Figure V-20 : Circuit réalisé pour le prototype VLC : (a) émission, (b) réception

La figure V-21 présente une photo du banc de test final incluant deux structures pour

supporter les cartes. En déplaçant les deux structures, on peut donc faire varier la distance

entre le circuit d’émission et de réception et ainsi observer l’impact de la distance.

Figure V-21 : Vu d’ensemble du banc de test VLC


V.3.4.2. Mesures expérimentales

a) Mesure de la tension en sortie de l’amplificateur en fonction de la distance

La tension en sortie de l’amplificateur suiveur inverseur est proportionnelle au courant

généré par la photodiode donc également proportionnelle à la puissance lumineuse reçue. On

suppose ici que les systèmes sont parfaitement alignés (𝜑 = 𝜓 =0). La puissance Pr reçue est

obtenue théoriquement par :

𝑃𝑟 = 𝐻(0)𝑃𝑡 = 𝐴𝑝ℎ𝑦(𝑚 + 1)

2𝜋𝐷2𝑃𝑡 (5.5)

Avec 𝐴𝑝ℎ𝑦=7.45mm² et 𝑚 ≈ 1. La sensibilité de la photodiode utilisée est R = 0.34 A/W

donc le courant généré est : 𝑅. 𝑃𝑅. Ces paramètres étant constants, l’évolution de Pr ne dépend

que de D, la distance entre la source et le récepteur.

L’une des premières validations expérimentales à réaliser est d’observer l’évolution de

la puissance reçue Pr (donc l’évolution du gain H(0)) en fonction de la distance afin de la

comparer à l’évolution théorique.

Pour cela on mesure la tension Vr en sortie de l’étage d’amplification, comme illustré

sur la figure V-22, qui est proportionnelle au courant généré par la photodiode. La valeur de

R1 étant fixe (cf figure V-18), on peut ainsi déterminer le courant Vr/R1 traversant la

photodiode.

Pour réaliser ces mesures, nous avons émis un signal à une fréquence de 4 kHz. La

trame de données est constituée de 4 octets, soit un total de 4*8+8 = 40 bits en tenant compte

de l’octet de synchronisation. La figure V-23 (a) représente les résultats obtenus pour différents

niveaux de tensions Ve appliqués au circuit d’émission.

On observe que l’évolution du courant reçu au niveau de la photodiode suit une

décroissance similaire à celle du gain théorique H(0) en fonction de la distance. Ces résultats

nous permettent donc de valider le bon fonctionnement de notre étage d’amplification.

Vr

Figure V-22 : Exemple de mesure de la tension Vr en sortie de l’étage d’amplification


On constate d’autre part que pour des valeurs de Ve de 11V et 12V, le courant reçu est

constant jusqu’à 0.3 m. Ce phénomène s’explique par le fait que, pour ces distances, la

puissance optique émise est trop forte et donc la tension en sortie de l’étage d’amplification

est saturée.

(a)

(b)

Figure V-23 : (a) Courant traversant la photodiode en fonction de la distance pour différentes tensions d’émission, (b) évolution théorique du gain H(0) en fonction de la distance

b) Mesure du BER en fonction de la distance

Une fois l’étage d’amplification validé, nous pouvons nous intéresser à la prise de décision

(comparateur + circuit numérique de démodulation). Le calcul du BER se fait au niveau du

circuit numérique en déterminant le nombre de bits erronés par rapport au nombre de bits

totaux transmis.

Pour cette étude, nous nous plaçons dans les mêmes conditions que précédemment, à

savoir que le signal est émis à une fréquence de 4 kHz pour une trame de données de taille


40 bits. Cette trame est composée des nombres 80, 81, 82 et 83 qui ont une représentation

binaire permettant l’équiprobabilité.

La méthode de mesure utilisée est la suivante :

- On fixe une valeur de tension de commande des LED, Ve, donc une puissance

d’émission.

- On se place à une distance donnée D

- On attend d’avoir au moins 3.104 bits envoyés avant d’arrêter le programme en

réception

Pour ces mesures, la valeur du seuil Vseuil associée au comparateur est fixée à 1.2 V. La

figure V-24 illustre le BER obtenu pour différentes valeurs de Ve en fonction de la distance.

Figure V-24 : Evolution du BER pour différentes valeurs de tension Ve appliquées aux LED

On observe ici que pour chaque valeur de Ve, il existe une distance optimale permettant

d’obtenir un BER minimal. Au-delà de cette valeur, le BER augmente rapidement avec la

distance, ce qui s’explique par la décroissance de l’amplitude du signal reçu.

En effet, en augmentant la distance, il arrivera un moment où l’amplitude du signal reçu

passera en dessous du seuil fixé pour le comparateur. Ainsi, le signal en sortie du comparateur

est toujours à 0, ce qui correspond à un BER de 0.5 avec l’émission équiprobable

La figure V-25 (a) illustre le signal en entrée du comparateur pour Ve = 11 V avec une

distance D = 0.5m et Vseuil = 1.2V, ce qui correspond à un BER mesuré de 0.4% comme

présenté sur la figure V-24. On observe en figure V-25 (b) que le signal est parfaitement

décodé. En revanche, si l’on observe la figure V-26, on voit que pour une même valeur de Vseuil

à une distance D = 0.7m la valeur du seuil n’est plus adaptée, et donc le signal en sortie du

comparateur est faussé, ce qui fait que le BER augmente.

Cela montre qu’il est nécessaire d’adapter la valeur du seuil du comparateur en fonction

de la distance entre la source et le récepteur.


(a) (b)

(a) (b)

Cela montre qu’il est nécessaire d’adapter la valeur du seuil du comparateur en f

c) Impact du seuil du comparateur sur les performances

Afin d’observer l’impact de la valeur du seuil sur les performances, nous avons réalisé les

mêmes mesures que précédemment, mais cette fois-ci pour différentes valeurs de Vseuil.

L’ensemble des mesures est reporté dans l’annexe VII. Les valeurs obtenues pour Ve = 11V

sont présentées dans le tableau V-5.

On constate qu’en modifiant la valeur du seuil, on peut optimiser la valeur du BER : par

exemple, en prenant Vseuil = 0.75 V, on pourra minimiser le BER jusqu’à D = 0.6 m. En

changeant ensuite cette valeur à 0.5 V, on pourra continuer à minimiser les pertes jusqu’à 0.8

m.

Figure V-25 : Illustration des signaux reçus pour Ve = 11 V, D = 0.5m et pour un seuil comparateur

= 1.20 V : (a) la sortie du suiveur, (b) la sortie du comparateur

Figure V-26 : Illustration des signaux reçus pour Ve = 11 V, D = 0.7m et pour un seuil comparateur

= 1.20 V: (a) la sortie du suiveur, (b) la sortie du comparateur


Tableau V-5 : Evolution du BER pour différents seuils de comparateur pour Ve = 11V

D (m) Vseuil = 1.5V Vseuil = 1.2V Vseuil = 1 V Vseuil = 0.75V Vseuil = 0.5V

0.2 20 % 33 % 20 % 3 % 12 %

0.3 7 % 32 % 0.4 % 0.1 % 10 %

0.4 0.2 % 27 % 0.3 % 0.2 % 10 %

0.5 44 % 0.4 % 0.9 % 0.4 % 16 %

0.6 84 % 20 % 22 % 4 % 11 %

0.7 / 42 % 38 % 22 % 9%

0.8 / 50 % 50 % 50 % 1 %

0.9 / / / / 50 %

1 / / / / /

Cela signifie qu’il est possible d’optimiser les performances du banc en modifiant la

valeur de Vseuil en fonction de la distance pour une valeur de Ve donnée. La figure V-27

représente l’évolution du BER en fonction de la distance en choisissant la valeur Vseuil optimale

pour chaque distance et niveau de tension appliqué à la source.

Figure V-27 : Evolution du BER pour les valeurs de seuls optimaux associés à Ve = 12V, 11V et 10.5V

On observe donc qu’en adaptant la valeur de Vseuil, il est possible d’améliorer les

performances par rapport au cas où la valeur est constante.

Ces résultats permettent d’illustrer le fait que ce type de système n’est pas adapté

pour le décodage de signaux lorsque la distance entre la source et le récepteur varie. En effet,

la diminution d’amplitude du gain impose de constamment changer la valeur du seuil pour

minimiser les pertes, ce qui est difficilement réalisable par un circuit simple.

Pour pallier à ce problème, l’une des solutions serait de réaliser le même type de circuit

en utilisant un contrôle automatique de gain avant le comparateur, ce qui permettrait d’obtenir

un signal d’amplitude constante quelle que soit la distance. Dans ces conditions, il ne serait

pas nécessaire de modifier la valeur du seuil.


V.4. Conclusion

L’objectif de ce chapitre était d’une part de réaliser des validations expérimentales sur

un système de monitoring en voie montante IR déjà existant pour vérifier qu’elle était

opérationnelle et d’autre part de décrire la conception d’un banc de test utilisant la technologie

VLC.

Nous avons dans un premier temps étudié le système de monitoring réalisé au cours

de différents travaux antérieurs à cette thèse. Sur la base de ce prototype, nous avons réalisé

de nouvelles mesures expérimentales en voie montante IR en testant l’impact sur le taux de

pertes de paquets, de la position de l’émetteur sur la personne et de l’angle à mi-puissance

de la source optique. Les expérimentations ont été menées en considérant de 1 à 4 récepteurs

disposés au plafond de la pièce. D’autre part, nous avons également effectué des simulations

conduisant aux performances théoriques en fonction de la hauteur de l’émetteur et de l’angle

à mi-puissance.

Les mesures expérimentales de taux de pertes de paquets ont été comparées aux

valeurs des probabilités de rupture théoriques, ce qui a permis de valider les études menées.

Nous avons ainsi vérifié que l’augmentation du nombre de récepteurs permet

d’améliorer les performances, et ce quels que soient les paramètres du système. Nous avons

également validé que dans le cas où la couverture globale est assurée par 4 récepteurs

l’impact de l’angle à mi-puissance de la LED n’est pas significatif tant que l’émetteur est porté

à au moins 1.2 m du sol. Cependant, en dessous de cette hauteur, il est préférable d’utiliser

une source avec un angle à mi-puissance à 30° plutôt que 10°.

La voie montante est donc opérationnelle et on peut déterminer expérimentalement le

taux de perte de paquet du lien IR mobile, pour une puissance d’émission donnée.

La deuxième partie du chapitre portait sur la conception de la voie descendante dans

le but d’effectuer également des mesures de taux de pertes en mobilité. Nous avons pour cela

initié un banc expérimental qui devra être amélioré par la suite afin d’atteindre l’objectif final.

Les différents éléments du premier banc d’essai VLC mis au point ont été détaillés en

ce qui concerne le choix des composants et circuits analogiques associés et les parties de

traitement numérique et implémentation logicielle que ce soit en émission ou en réception.

Les performances du banc ont été établies expérimentalement dans une configuration

point à point sans mobilité, en fonction de la puissance émise par les LED et de la distance

entre émission et réception. On a ainsi pu mettre en évidence la nécessité de développer un

contrôle automatique du gain en réception pour optimiser le taux d’erreur binaire lorsque la

distance varie.



Conclusion générale et perspectives

L’étude présentée dans ce document portait sur l’application de la technologie de

communication par optique sans fil dans le domaine médical au sein d’un environnement

sensible tel qu’un établissement de santé. Il existe aujourd’hui une demande croissante

concernant l’utilisation d’alternatives aux communications radiofréquences, sources

potentielles de perturbations électromagnétiques dans les milieux sensibles. Depuis quelques

années, les communications par optique sans fil apparaissent comme étant une bonne

solution permettant de répondre à ce besoin.

Dans ce document, nous nous sommes focalisés sur l’utilisation de cette technologie

appliquée au suivi des données liées à l’état de santé d’un patient mobile au sein d’un

environnement hospitalier. On considère donc ici que le patient est équipé de plusieurs

capteurs permettant de surveiller ses constantes vitales. Afin de permettre l’envoi de ces

données quelle que soit la position ou l’activité du patient, ce dernier est également équipé

d’un dispositif portable contenant un émetteur permettant de communiquer les données en

utilisant les communications par optique sans fil dans le domaine de l’infrarouge (IR).

L’information est reçue par des récepteurs placés dans la pièce pour être ensuite retransmise

en utilisant les communications dans le visible (VLC), technique combinant les fonctions

d’éclairage et de communication. Ainsi, le personnel soignant, ou le patient lui-même, peut

avoir accès à ses données médicales, et ce quelle que soit la position du patient dans

l’environnement. Le but de ce dispositif est donc de faciliter l’accès aux informations vitales

afin de permettre un traitement plus rapide et efficace.

Notre objectif tout au long de cette étude a donc été d’étudier l’impact de la mobilité du

patient sur les performances globales d’un lien IR/VLC permettant d’effectuer le suivit en temps

réel de ses données vitales. Pour les applications médicales, les débits nécessaires sont

faibles (<10 Mbit/s) mais la qualité de service visée est souvent bien plus importante que pour

des systèmes classiques, et ce à cause de la criticité de données envoyées. Ces critères

particuliers peuvent donc eux aussi affecter les performances du système.

Nous avons débuté dans le premier chapitre par un bref historique des communications

par optique sans fil. Cela nous a permis de dégager les différents avantages rendant cette

technologie attractive. On peut notamment citer le fait qu’elle constitue une alternative viable

quant au problème grandissant de saturation du spectre RF. De plus, de par le fait qu’elle

utilise les ondes lumineuses pour propager l’information, il n’y a aucune génération de

perturbations électromagnétiques, la rendant ainsi adaptée à des milieux sensibles comme les

hôpitaux. Enfin, dans le cas des longueurs d’ondes visibles (VLC), elle permet de combiner

les fonctions d’éclairage et de communication avec un seul et même composant : la LED.

Dans la suite de ce chapitre, nous nous sommes intéressés aux différentes applications

de la technologie VLC en réalisant un bref état de l’art. Cela nous a permis de mettre en avant

que l’étude de l’impact de la mobilité sur les performances d’un canal VLC n’est aujourd’hui

que très peu traitée dans la littérature, de même pour les applications médicales encore peu

nombreuses. Ces différentes observations nous ont permis de confirmer l’intérêt et le potentiel

de l’étude proposée dans cette thèse.

Dans le second chapitre, nous avons décrit plus en détail le fonctionnement de la

technologie de communication par optique sans fil, et ce particulièrement pour le domaine du

visible. Nous avons dans un premier temps expliqué le fonctionnement des LED, composant


central de cette technologie, qui permettent de transmettre des informations grâce à leur

capacité de commutation rapide. Nous nous sommes ensuite intéressés aux différents types

de récepteurs associés à cette technologie, mettant ainsi en avant que les plus répandus dans

ce domaine sont les photodiodes. Ces considérations nous ont permis d’exprimer le calcul de

la réponse impulsionnelle d’un canal optique et d’illustrer que dans le cas où l’on souhaite

s’intéresser à la mobilité, le gain associé à ce type canal est composé à la fois des trajets

optiques directs entre la source et le récepteur, mais aussi des diverses réflexions optiques à

travers l’environnement.

Pour simuler la réponse impulsionnelle d’un canal, il existe plusieurs méthodes. Une

des plus efficaces dans notre contexte est l’utilisation de méthodes basées sur le lancer de

rayons employant une technique d'intégration stochastique de Monte Carlo. Cependant, leur

utilisation peut s’avérer complexe, surtout lorsque l’on souhaite étudier des cas incluant

plusieurs réflexions optiques ainsi que la présence d’objets. C’est pourquoi un logiciel de

simulation nommé RaPSor a été développé au sein d’XLIM. Ce logiciel permet de réaliser de

manière simple et rapide le calcul de réponses impulsionnelles pour différentes configurations

en tenant compte de la présence d’objets ainsi que des nombreux paramètres des

transmetteurs et de l’environnement.

Afin de valider l’utilisation de ce logiciel, nous avons reporté dans le troisième chapitre

des résultats obtenus avec RaPSor pour un scénario de référence de la littérature (scénarios

de Barry). Nous avons ainsi montré que les valeurs obtenues étaient identiques à celles de

référence, et donc que ce logiciel pouvait être utilisé dans le contexte de la thèse.

Nous nous sommes ensuite intéressés à divers paramètres pour les simulations. Nous

avons commencé par étudier la modélisation des sources, nous permettant de conclure qu’une

source VLC pouvait être assimilée à un point. Nous avons ensuite vérifié que pour évaluer

correctement le gain du canal VLC quelle que soit la position du récepteur dans la pièce, il est

nécessaire de prendre au moins trois réflexions optiques en considération. Cependant,

l’impact de ces réflexions dépend fortement du coefficient de réflexion du matériau dont est

composée la surface. Or, la valeur du coefficient de réflexion dépend de la longueur d’onde

incidente et dans le cas d’une transmission VLC, les longueurs d’ondes utilisées sont

multiples. Nous avons ainsi souligné que selon le matériau considéré, modéliser ce coefficient

par une valeur moyenne peut conduire à une mauvaise estimation du gain reçu.

La seconde partie de ce chapitre s’est ensuite axée autour de l’impact de la mobilité

du récepteur porté par un patient. Pour réaliser cette étude, nous avons considéré un

environnement de référence dans la littérature qui comprend quatre sources optiques fixées

au plafond et nous avons déterminé le gain optique et le débit maximum sans interférence

entre symboles à partir de la dispersion des retards de la réponse impulsionnelle. Nous avons

ainsi montré qu’il n’est pas nécessaire de modéliser des variations de hauteur du récepteur

porté pour un patient en mouvement tant que ces mouvements ne sont pas anormaux comme

dans le cas d’une chute par exemple. Cependant, les déplacements du patient peuvent

entrainer des changements d’orientation de ce récepteur. L’étude de cet impact nous a permis

d’illustrer que ces variations d’orientations ne pouvaient être négligées et devaient être

modélisées. En effet, leur impact sur le gain optique et sur le débit sans IES est très important

comparé au cas où les orientations sont fixes.

La fin de ce chapitre a été consacrée à l’étude de l’impact du corps portant le récepteur.

En effet, la présence d’un porteur est susceptible de créer des phénomènes de blocages,

pouvant ainsi impacter la valeur du gain optique. Nous avons conclu qu’afin de ne pas


surestimer les performances, la présence du corps devait être modélisée mais qu’il n’était

cependant pas nécessaire d’utiliser une modélisation complexe : une forme surfacique en 2

dimensions suffit. Une autre conclusion intéressante est que l’impact lié aux variations

d’orientations est plus significatif que celui lié à la présence du corps.

En se déplaçant, le patient peut également modifier la distance entre lui et le récepteur

qu’il porte. L’impact de cette distance a été étudié et nous avons montré qu’il était important

sur le gain optique mais indépendant des changements d’orientations du récepteur. Enfin,

comme attendu, l’étude de l’impact du coefficient de réflexion du corps sur les performances

du canal a permis de conclure qu’un coefficient très faible fera fortement décroitre les

performances contrairement à un coefficient élevé. La particularité est que, contrairement aux

autres paramètres, ce coefficient est fixé pour un patient donné.

A la suite de l’étude du canal optique VLC, nous nous sommes intéressés dans le

quatrième chapitre aux performances globales IR/VLC du système bidirectionnel considéré.

Pour simplifier notre propos, nous avons considéré que le patient transmet mais également

reçoit les informations qu’il envoie, lui permettant ainsi d’avoir accès à ses constantes vitales.

L’environnement est équipé de quatre luminaires répartis au plafond et chaque luminaire est

équipé d’un récepteur IR pour récupérer les données issues du lien montant.

Nous avons choisi que la communication pour chaque lien s’effectuerait avec une

modulation On-Off-Keying qui est la plus basique dans le domaine des communications par

optique sans fil. D’autre part, afin de tenir compte de l’aspect mobile du patient, et donc des

variations lentes du canal, nous avons analysé les performances en termes de probabilité de

rupture.

Nous avons évalué tout d’abord les performances du lien descendant VLC pour un

débit (1 Mbit/s) et une qualité de service (BER = 10-10). Nous avons ainsi déterminé la valeur

de la puissance optique moyenne minimale nécessaire, en fonction du coefficient de réflexion

du corps. L’évaluation de la puissance est importante dans le cas du canal VLC car elle permet

d’estimer l’éclairement moyen fourni par les sources. Etant donné qu’il est impossible de

transmettre de l’information si ces dernières sont éteintes, il est intéressant de chercher à

minimiser la puissance émise afin de la rendre presque imperceptible pour l’œil humain, et

ainsi communiquer sans provoquer de gêne chez l’utilisateur.

Le lien montant IR n’est pas sujet aux mêmes considérations. Avant d’étudier ses

performances, nous nous sommes intéressés à l’impact de la mobilité de l’émetteur de la

même manière que nous l’avions fait pour le récepteur dans le cas des VLC. Ainsi, nous avons

montré que dans le cas où l’émetteur est porté à l’épaule, l’impact des changements

d’orientations induits par les mouvements du patient est moins significatif que dans le cas des

VLC, mais ne peut être complétement négligé. Au contraire, l’impact du corps sur le canal IR

est faible surtout si le coefficient de réflexion associé est grand. Finalement, nous avons

déterminé la puissance IR pour un lien à 1 Mbit/s et un BER = 10-10 en modulation OOK.

Minimiser la puissance transmise est non seulement important pour respecter les contraintes

de sécurité oculaire, mais aussi pour augmenter la durée de vie du système porté. Les

résultats illustrent le fait que la modélisation du canal IR doit tenir compte du corps et des

mouvements induits pour ne pas sous-estimer cette puissance.

La connaissance du comportement du canal pour les liens IR et VLC nous a permis

ensuite d’étudier la performance globale du système. Après description de la méthode de

calcul associée, nous montrons que, pour une qualité de service visée et un débit fixe, il est


possible d’analyser cette performance en fonction des puissances minimales IR et VLC.

Comme l’on pouvait s’y attendre au vu des précédents résultats, ces valeurs sont étroitement

liées au coefficient de réflexion du corps : plus il sera faible, plus ces valeurs seront

importantes.

Ceci nous a conduit à déterminer les puissances minimales pour différentes

applications médicales, chacune ayant des critères de qualité distincts. Nous illustrons ainsi

les potentialités d’une liaison bidirectionnelle optique pour la plupart des applications. Pour

certaines applications plus hauts débits, comme la transmission de signaux EMG, on montre

cependant que les contraintes en sécurité oculaire de l’IR ne peuvent être respectées.

Le dernier chapitre de ce document s’est axé autour de validations expérimentales.

Dans un premier temps, nous avons réalisé des expérimentations avec un dispositif de

transmission IR déjà disponible dans l’équipe. Ce dernier permet de réaliser le suivi d’activité

physique d’un patient en utilisant un émetteur portable IR. La salle dans laquelle est testé le

dispositif est équipée de quatre récepteurs IR fixés au plafond. Ce système nous a permis de

démontrer théoriquement et expérimentalement que l’impact de l’angle à mi- puissance de la

LED d’émission n’est pas significatif si le dispositif est porté à une hauteur supérieure à 1.2 m.

En dessous de cette valeur, il est préférable d’utiliser un angle à mi- puissance de 30° si l’on

souhaite maximiser les performances.

Dans la seconde partie du chapitre, nous avons présenté la conception d’un banc de

test VLC destiné à permettre, dans le futur, des validations expérimentales de la voie

descendante. Actuellement, ce banc permet une liaison point à point fixe. Les premières

manipulations ont permis de valider son fonctionnement tout en soulignant le fait que le

premier modèle réalisé n’était pas adapté pour l’étude des performances lorsque la distance

entre le récepteur et l’émetteur varie. Cela a mis en évidence la nécessité d’utiliser un contrôle

automatique de gain afin de palier à ce problème.

L’ensemble des études menées autour de la mobilité que ce soit pour les VLC ou l’IR

constitue une contribution au domaine des communications optiques sans fil et permet

également de valider leur utilisation et leur potentiel pour les applications dans le domaine

médical. Ces différents résultats permettent d’envisager de nombreuses perspectives.

La première perspective est de poursuivre le développement du prototype VLC initié

dans cette thèse afin de permettre la réalisation de mesures expérimentales sur l’impact de la

mobilité d’un récepteur pour une voie descendante. A termes, il faut également envisager

d’inclure ce dispositif à celui associé à la voie montante déjà existant, et ce afin de réaliser la

validation expérimentale des conclusions concernant les performances d’un lien IR/VLC.

On peut également envisager des perspectives plus théoriques : en effet, il reste de

nombreux paramètres liés à la mobilité à étudier, et ce pour le lien IR ou VLC. Par exemple, il

serait intéressant de regarder l’impact de la présence d’objets (tables, armoires …) dans

l’environnement. On pourrait également étudier de manière plus approfondie l’impact sur les

performances des matériaux composant l’environnement afin de généraliser les conclusions

apportées pour un panel plus large de configurations.

D’autre part, on pourrait aussi s’intéresser à l’évolution des performances dans le cas

où plusieurs patients sont présents en même temps dans la même pièce, ou bien celui où la

personne souhaitant recevoir les informations vitales du patient se situe dans une autre pièce,

aux caractéristiques différentes.


Enfin, malgré ses nombreux avantages, la communication par optique sans fil a aussi

ses limitations. On peut notamment noter le fait que, si l’émetteur ou le récepteur est couvert,

il est impossible de transmettre ou de recevoir des informations. Ce qui signifie que si le patient

se retrouve dans une configuration où il y a un blocage complet (chute par exemple), les

données ne pourront pas être transmises. De ce fait, il serait intéressant d’envisager l’étude

d’un système hybride optique/radiofréquence permettant ainsi de prendre le relais dans les

configurations où la communication optique n’est plus possible.



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Prague, 2016, pp. 1-6.

[5] (En cours de parution) C. Le Bas, H. Thai-bang, S. Sahuguede, A. Julien-Vergonjanne,

"Lighting fixture communicating in infrared and visible for indoor health moniroting," 2017 19th

International Conference on E-health Networking, Application & Service (HealthCom), China,

2017,pp. 1-6

[6] (En cours de parution) , A. Behlouli, P. Combeau, L. Aveneau, S. Sahuguede, A. Julien-

Vergonjanne, C. Le Bas "Impact of Physical and Geometrical Parameters on Visible Light

Communication Links," RTUWO ‘17 Advances in Wireless and Optical Communication,,

Leetonia, 2017,pp. 1-6


Annexe I : Exemple de fichier de simulation utilisé

avec le logiciel RaPSor

<?xml version="1.0" encoding="UTF-8"?><scene physics="Light" script="yes" xml_tb_version="3.1">

<frequencies>3000000000000 3000000000000 500</frequencies>

<area noFace="true">-1 -1 7 7</area>

<Receiver model="Disc">

<position>2.5 2.5 1.2</position>

<direction>0 0 1</direction>

<area>0.0001</area>

<fov>85</fov>

</Receiver>

<transmitters model="Point">

<transmitter>

<position>2.5 2.5 2.9</position>

<direction>0 0 -1</direction>

<m>1</m>

</transmitter>

</transmitters>

<simulator model="MC Ray Gathering" mode="MISO">

<nbRay>40000</nbRay>

<nbThreads>8</nbThreads>

<useDirect>yes</useDirect>

<onlyLastReflection>no</onlyLastReflection>

<step>1.5e-10</step>

<length>6e-08</length>

</simulator>

<reflectionNumber>3</reflectionNumber>

<brdf name="general" model="Lambertian">

<rho>0.73</rho>

</brdf>

<brdf name="celling" model="Lambertian">

<rho>0.73</rho>

</brdf>

<brdf name="floor" model="Lambertian">

<rho>0.3</rho>


</brdf>

<face brdf="floor"> 

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</face>

<face brdf="celling"> 

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</vertices>

</face>

<face brdf="general"> 

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</face>

<face brdf="general"> 

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</face>

<face brdf="general"> 

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</face>

<face brdf="general"> 

<vertices>

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</vertices>

</face>

</scene>


Annexe II : Exemple de fichier de résultat obtenu

avec le logiciel RaPSor

<?xml version="1.0" encoding="UTF-8" ?>

<simulation nbTx="1" nbRx="1">

<scene>scene1</scene><simulator> MC Ray Gathering Path Tracer</simulator><nbPath>0</nbPath> <irf db="-

Infinity">

<Tx><pos>2.5 2.5 2.9</pos><dir>0.0 0.0 -1.0</dir></Tx>

<Rx><pos>2.5 2.5 1.2</pos><dir>0.0 0.0 1.0</dir></Rx>

<field>0.0</field>

<parameters> <width>300</width> <step>2.0E-10</step> <start>0.0</start> <end>6.0E-8</end> </parameters>

<frequency value="3.0E12">

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9.191975083154999E-9 7.394310345120622E-9 8.56554534897569E-9 8.429522040401185E-9

8.001811776149444E-9 7.508502095268518E-9 7.585922066309176E-9 7.129035976069356E-9

6.931827798950032E-9 7.406271363000448E-9 7.187229624537177E-9 7.951427498617657E-9

7.665963283662581E-9 7.050410666658348E-9 7.897644507419618E-9 6.19917596839523E-9

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5.942126336474369E-9 6.600066212660633E-9 5.740347031241891E-9 5.546875625149662E-9

5.914571546718551E-9 5.191999439890597E-9 4.80213852122123E-9 5.343644859896227E-9

4.851818477448406E-9 5.183016072314531E-9 5.126919990936676E-9 5.273728642669919E-9

4.521499963319144E-9 4.839278159506643E-9 4.57587048318647E-9 4.7473299015244496E-9

4.322939788568386E-9 4.581563592567901E-9 4.718008752927976E-9 4.020020079952441E-9

4.658845325680402E-9 3.908210832593933E-9 3.632183677351477E-9 3.7025596951249445E-9

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3.4840087983454137E-9 3.537039514192811E-9 3.048127417743547E-9 2.8337113627910563E-9

2.877241529343878E-9 3.1243446145044683E-9 3.102463282666098E-9 3.047372573792927E-9

2.3636183117699265E-9 3.263026475696311E-9 2.540006879289126E-9 2.5466976427797443E-9

2.183067090793842E-9 1.9868508794659794E-9 2.6120680871248637E-9 2.1719214719832956E-9

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2.1806802547895437E-9 2.024765160102512E-9 2.1038127514925366E-9 1.6892889759752901E-9

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1.2183942384966795E-9 1.3781909923994851E-9 1.414219551485638E-9 1.2219977247611473E-9


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8.493793817119778E-10 8.960970256449367E-10 7.496055419129087E-10 9.067963301643435E-10

5.59314400507096E-10 8.391451976772393E-10 7.186873118209432E-10 4.438592593449857E-10

4.908073061004122E-10 4.647605816047962E-10 5.481483087961005E-10 6.155433292639979E-10

2.645049961063479E-10 3.5708295604745814E-10 3.400910042642268E-10 3.9830645077562446E-10

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3.744348156986114E-11

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2.527218438047123E-9 2.2263228918916993E-9 2.1656873831810667E-9 2.2074767555767492E-9

1.8580404662743456E-9 2.3773855012572992E-9 2.2022106315503277E-9 2.379256697473499E-9

2.519594639049282E-9 2.1297023890994517E-9 1.8377677253098832E-9 2.0015520360105844E-9

2.077752980239545E-9 2.2119293679593662E-9 2.334132378386671E-9 1.7270901129545075E-9

2.4752635015317957E-9 1.9614317982942953E-9 1.9267874131172177E-9 1.6772139640298814E-9

1.5611474917636027E-9 2.164233992401008E-9 1.8079072326128525E-9 1.6044268644241408E-9

1.8262658452741764E-9 2.0307637631707515E-9 1.643037969339107E-9 1.9420310716182926E-9

1.7310358849158394E-9 1.915563541297074E-9 1.559300603926067E-9 1.879899287087319E-9

1.6172501173716157E-9 1.3509775566094112E-9 1.4009674127012898E-9 1.606011263254036E-9

1.2237912960249546E-9 1.4709052141373686E-9 1.5543957619655671E-9 1.1990172737785181E-9

1.3366823679101542E-9 1.370432866626479E-9 1.1374588488799428E-9 1.448068967543547E-9

1.1862075705238743E-9 1.2206533674913809E-9 1.1417302455882601E-9 1.0892041430195399E-9

1.1605682317623853E-9 9.7376895382333E-10 8.439911600319295E-10 8.425103855919484E-10

8.960970256449367E-10 7.268846456957622E-10 9.005585410564134E-10 5.59314400507096E-10

8.391451976772393E-10 7.186873118209432E-10 4.438592593449857E-10 4.908073061004122E-10

4.647605816047962E-10 5.481483087961005E-10 6.155433292639979E-10 2.645049961063479E-10

3.5708295604745814E-10 3.400910042642268E-10 3.9830645077562446E-10 3.7347529732746933E-10

4.813969031554978E-10 5.162147574288925E-10 2.6862558664394895E-10 2.9270960018939706E-10

3.173591587147196E-10 3.215189521471193E-10 2.980018730694182E-10 3.6841723176674304E-10

2.335053233172799E-10 2.8199013339858134E-10 3.3653550033225014E-10 1.5253057684707259E-10

1.6598845701274483E-10 2.1898421849242015E-10 2.959950657869869E-10 2.4322132248229597E-10

1.2995732261574914E-10 5.884907699038289E-11 1.932903595908775E-10 3.271129516156449E-10

1.5322109607558425E-10 1.627719306628772E-10 1.6878187902265874E-10 1.7500907002030637E-10

2.1566818453828453E-10 2.880896816782826E-10 1.6251643341606764E-10 1.5904161816998442E-10

2.4685695196677444E-10 1.2962006212271838E-10 1.2542073305153782E-10 1.0712653444224021E-10

2.467474363755567E-10 1.3573802996047302E-10 3.1482694783012427E-11 3.8334717647138245E-11

7.427716766224836E-11 7.280314127091703E-11 7.34218082942743E-11 6.383577126786462E-11

4.892683849741578E-11 9.991428147853967E-11 2.8557647841072398E-11 3.744348156986114E-11

</depth> </frequency> </irf></simulation>


Annexe III – Liste de paramètres de simulation pour

le canal VLC

Paramètres généraux

Paramètres Valeurs

Dimension [X Y Z] 5x5x3 [m]

Hauteur du plan récepteur 1.2 [m]

Position des émetteurs [X Y Z]

T1 [1.25 1.25 3] [m]

T2 [1.25 3.75 3] [m]

T3 [3.75 3.75 3] [m]

T4 [3.75 1.25 3] [m]



Plafond/mur 0.73

Sol 0.18

Emetteur

Ordre lambertien 1

Récepteur

Aeff 1 [cm²]

FOV 65 [°]

Sensibilité 0.48

RaPSor





Nombre de réflexions optiques 3 Tableau A3.1 – Paramètres utilisés pour l’environnement VLC considéré

Cas de référence

Paramètres Valeur

Récepteur

Orientation +90 [°] Tableau A3.2 – Paramètres des récepteurs associés au cas de référence VLC

Prise en compte du changement d’orientations du récepteur

Paramètres Valeur

Récepteur

Orientation

θ [0, π/3] φ [0, 2π] r 1

Pas π/6 Tableau A3.3 – Paramètres des récepteurs VLC


Prise en compte de l’ensemble des paramètres liés à la mobilité du récepteur

Paramètres Valeur

Corps

Modèle

Coefficient de réflexion 0.1 ou 0.9

Récepteur

Orientation

θ [0, π/3] φ [0, 2π] r 1

Pas π/6

Distance par rapport au corps [0.05, 0.3]𝑚 Tableau A3.4 – Paramètres des récepteurs dans le cas du changement d’orientation VLC


Annexe IV : Liste des paramètres de simulation pour

le lien IR

Paramètres généraux

Paramètres Valeurs

Dimension 5x5x3 [m]

Photocourant de bruit ambiant 200 [μA]

Récepteurs

Position R1 [X Y Z] [1.25 1.25 3] [m]

Position R2 [X Y Z] [1.25 3.75 3] [m]

Position R3 [X Y Z] [3.75 3.75 3] [m]

Position R4 [X Y Z] [3.75 1.25 3] [m]


FOV 45 [°]

Surface 34.5 [mm²]

Sensibilité 1

Emetteur

Hauteur 1.5 m

Ordre lambertien 2

Nombre de positions 1000


Plafond/mur 0.73

Sol 0.18

RaPSor






Tableau A4.1 – Paramètres utilisés pour l’environnement considéré

Prise en compte de l’ensemble des paramètres liés à la mobilité de l’émetteur

Paramètres Valeur

Corps

Modèle

(vue de face) (vue de côté)

Coefficient de réflexion 0.1 ou 0.9

-0,1 -0,05 0 0,05 0,1 X


Récepteur

Orientation

θ [0, π/3] φ [0, π] r 1

Pas π/6

Tableau A4.2 – Paramètres des récepteurs dans le cas du changement d’orientation


Annexe V : Description du dispositif portable

communiquant en IR

Le dispositif portable est composé de trois parties : le microcontrôleur, l’accéléromètre

et l’émetteur. Les données issues de l’accéléromètre sont acquises par le microcontrôleur.

Elles sont ensuite mises en forme via le module d’émission par optique sans fils.

- L’accéléromètre

L’accéléromètre utilisé dans ce dispositif est un accéléromètre trois axes (référence :

MMA7631LC Freescale). Ce composant bas coût et qui a une forte sensibilité (800 mV/g à

1.5g), renvoie les valeurs d’accélération brutes sur les axes X, Y et Z sur 3 entrées analogiques

du microcontrôleur.

- Le microcontrôleur

Afin de récupérer les données de l’accéléromètre et de les traiter avant envoi au module

d’émission, on utilise une carte à microcontroleur de type ARDUINO. Ces cartes sont idéales

pour le développement rapide et à bas cout d’applications embarquées simples. Afin de

minimiser l’encombrement, une carte ARDUINO Mini (16MHz, 5V) équipée d’un

microcontrôleur Atmega328 a été choisie. Les données analogiques sont acquises toutes les

0.1s et numérisées à l’aide d’un convertisseur analogique numérique 10 bits. Elles sont ensuite

traitées à minima afin de constituer des trames ensuite transmises sur le port série via la

broche TX de la carte à la fréquence normalisée de 4.8 kHz. Aussi, on utilise une sortie

numérique de la carte pour générer un signal PWM utilisé comme sous porteuse par le module

d’émission optique sans fil.

- L’émetteur

La partie dédiée au dispositif d’émission a été réalisée sur un circuit imprimé indépendant

relié à la carte ARDUINO. Ce circuit permet de mettre en forme les trames transmises sur le

port série avec le signal PWM comme une sous porteuse. Un circuit logique permet aussi

l’inversion des données puisqu’avec les récepteurs choisis (décrits en Annexe III) une

succession de paquets d’impulsions sera traduit pas un niveau bas.

Afin de commander la LED, on utilise un MOSFET (FDN340P). De plus, cette carte a été

conçue afin de permettre un changement facile de la LED d’émission ainsi que de la résistance

qui commande le courant arrivant sur la LED, et donc la puissance d’émission optique du

système.

L’ensemble des parties constituant le dispositif est contenu dans un boitier de dimension

60x57x25mm. Pour faire fonctionner l’ensemble du système, on utilise une batterie 9V.

- Constitution des trames

La composition d’une trame est illustrée en figure A.1. Comme on peut le voir, les

informations de l’accéléromètre ne sont pas les seules à être transmises. Pour chaque

trame, on émet ainsi un total de 10 octets.


Figure A5.1 – Composition de la trame d’envoi des données

Les données issues de chaque axe X, Y et Z sur 10 bits issues de l’accéléromètre sont

séparées en deux octets contenant les 5 bits de poids fort pour le premier et les 5 de poids

faible pour le second, soit 6 octets au final transmis au milieu de la trame (Ax, Ay, Az).

Le premier octet permet d’identifier le début de la trame (header), et correspond à 255

(soit 1111 1111 en binaire). Le dernier octet comprend un code associé au patient (P3P2P1P0)

ainsi qu’une variable « codeMesure » qui est une variable sur 3 bits incrémentée de 0 à 7 à

chaque trame transmise. Cette variable est utilisée pour l’estimation des données perdues en

réception.

On trouve aussi un code de vérification, la variable « codeVerif », codée sur 9 bits

(V8...V0) et qui représente le résultat de la somme des 5 bits de poids fort des accélérations

sur x,y et z ainsi que du « codeMesure ». Ce code de vérification permet de vérifier l’intégrité

des données reçues. Il est séparé sur deux octets : les bits V6…V0 sont transmis avant le

dernier octet. Les deux bits de poids fort (V8V7) sont transmis sur le deuxième octet qui

reprend aussi le code patient afin d’ajouter de la redondance dans la transmission.

L’intégration de la donnée « codeMeure » dans le calcul du code de vérification est

une évolution par rapport à la version présentée dans [ref thèse pascal] qui permet d’éviter

de faire des erreurs sur le code de mesure et donc de mal évaluer les trames erronées ou

perdues.


Annexe VI : Algorithme de décodage voie montante

En ce qui concerne le système de surveillance par optique sans fils dans le domaine

de l’infrarouge, on considère qu’un paquet peut être perdu pour deux raisons :

- La trame est déclarée « non valide »

- Le signal n’est pas reçu : amplitude trop faible ou présence d’obstacles

Pour estimer le nombre de paquets perdus, on se base sur la variable « codeMesure »

contenu dans la trame de donnée émise. Celle-ci est incrémentée de 0 à 7 en fonction du

nombre de paquet émis. On utilise l’algorithme présenté sur la figure suivante A.4 pour

déterminer le taux de perte de paquet TPP = (nombre de paquets perdus)/(nombre de paquets

émis).

Figure A6.1 – Algorithme simplifié pour la détermination du pourcentage de paquets perdus

Nouvelle donnée

Nb_reçus++

Code_Mesure

> Last_code ?

a = (codeMesure-Last_code) -1 a = (7-Last_code) + codeMesure

Nb_ratés = Nb_ratés + a

Nb_émis = Nb_reçus + Nb_ratés

TPP = nb_ratés/Nb_émis

Last_code = codeMesure

non oui


Annexe VII : Mesures de BER effectuées sur le banc

VLC

Ve = 10.5 V

D (m) Vseuil = 1.5 V Vseuil = 1.2 V Vseuil = 1 V Vseuil = 0.75 V Vseuil = 0.5 V

0.2 65 % 27 % 0.2 % 0.1 % 0.1 %

0.3 75 % 0.1 % 0.3 % 0.2 % 0.3 %

0.4 / 33 % 9 % 8 % 2 %

0.5 / 50 % 29 % 25 % 27 %

0.6 / / 50 % 47 % 45 %

0.7 / / / 50 % 50 %

0.8 / / / / /

0.9 / / / / /

1 / / / / / Tableau A7.1 – Evolution du BER pour différents seuils de comparateur pour Ve = 10.5V

Ve = 11 V


0.2 20 % 33 % 20 % 3 % 12 %

0.3 7 % 32 % 0.4 % 0.1 % 10 %

0.4 0.2 % 27 % 0.3 % 0.2 % 10 %

0.5 44 % 0.4 % 0.9 % 0.4 % 16 %

0.6 84 % 20 % 22 % 4 % 11 %

0.7 / 42 % 38 % 22 % 9%

0.8 / 50 % 50 % 50 % 1 %

0.9 / / / / 50 %

1 / / / / / Tableau A7.2 – Evolution du BER pour différents seuils de comparateur pour Ve = 11V

Ve = 12 V


0.2 40 % 34 % 18 % 8 % 13 %

0.3 11 % 32 % 15 % 2 % 11 %

0.4 0.1 % 22 % 0.3 % 0.1 % 12 %

0.5 46 % 0.2 % 0.2 % 0.3 % 9 %

0.6 72 % 12 % 30 % 0.5 % 7 %

0.7 / 50 % 38 % 17 % 5 %

0.8 / 50 % 50 % 44 % 0.8 %

0.9 / / / / 22 %

1 / / / / 50 % Tableau A7.3 – Evolution du BER pour différents seuils de comparateur pour Ve = 12V


Abréviations

BER : Bit Error Rate

CDF : Cumulative Density Function

CSK : Color Shit Keying

DD : Direct Detection

DSP : Densité Spectrale de Puissance

FOV : Field of View

FSO : Free Space Optics

GPIO : General Purpose Inpout/Output

IrDa : Infrared Data Association

IES : Interférence Entre Symboles

IM : Intensity Modulation

IoT : Internet des objets

IR : Infrarouge

LED : Light Emitting Device

LD : Laser Diodes

LOS : Line Of Sight

MC : Monte Carlo

MIMO : Multiple Input, Multiple Output

MISO : Multiple Input, Single Output

NLOS : Non Line Of Sight

OFDM : Orthogonal Frequency-Division Multiplexing

OLED : Organic LED

OOK : On-Off KeyingIES : Interférence Entre Symboles

OWC : Optical Wireless Communication

PER : Paquet Error Rate

PDF : Probability Density Function

PLC : Power Line Communication

PPM : Pulse Position Modulation

RF : Radiofréquence

RGB : Red Green Blue

RI : Réponse Impusionnelle

RG : Ray-Gathering


RMS : Root Mean Square

RS : Ray-Shooting

RVB : Rouge Vert Bleu

SC : Selection Combining

SIMO : Single Input, Multiple Output

SISO : Single Input, Single Output

SNR : Signal to Noise Ratio

SwC : Switch Combining

UV : Ultra-Violet

VLC : Visible Light Communication

VPPM : Variable Pulse Position Modulation


Table des illustrations

Figure I-1 : Spectre optique de l’ultraviolet à l’infrarouge ...................................................................... 14

Figure I-2 : Le photophone de Graham Bell (1880)............................................................................... 15

Figure I-3 : Illustration des applications utilisant les VLC en milieu intérieur ........................................ 17

Figure I-4 : Couches PHY I du standard IEEE 802.15.7 [22] ................................................................ 20

Figure I-5 : Illustration des applications VLC en extérieur ..................................................................... 21

Figure I-6 : Exemple d’une configuration VLC point à point .................................................................. 23

Figure I-7 : Illustration de systèmes VLC appliqués au domaine médical ............................................ 25

Figure I-8: Scénario considéré dans ce document ................................................................................ 27

Figure II-1 : Fonctionnement IM/DD [82] ............................................................................................... 29

Figure II-2 : Représentation standard d’un composant LED ................................................................. 30

Figure II-3 : Exemple d’évolution de la puissance émise d’une LED en fonction du courant de

polarisation appliqué .............................................................................................................................. 31

Figure II-4 : Génération d’une lumière blanche avec : (a)une LED bleue et phosphore, (b) une LED

rouge verte bleue ................................................................................................................................... 33

Figure II-5 : Impact sur le spectre optique de la température de couleur d’une LED du commerce

(CS13A-WSN-CXZ0231) ....................................................................................................................... 33

Figure II-6 : Illustration de l’ordre de rayonnement m d’une source ...................................................... 34

Figure II-7 : Evolution de la valeur « m » en fonction de l’angle à mi-puissance .................................. 35

Figure II-8 : Evolution de la sensibilité de l’œil humain en fonction de la longueur d’onde................... 36

Figure II-9 : Evolution de la puissance optique en fonction du flux lumineux pour les trois profils de

température ........................................................................................................................................... 38

Figure II-10 : Fonctionnement des capteurs (a) CCD et (b) CMOS ...................................................... 43

Figure II-11 : Illustration du potentiel des cellules solaires .................................................................... 44

Figure II-12 : Impact des différentes sources de bruits optiques comparé à la réponse en fréquence

d’une photodiode [82] ............................................................................................................................ 45

Figure II-13 : Schéma d’une chaîne de communication par optique sans fil ........................................ 47

Figure II-14 : Les différents modes de propagation en optique sans fil ................................................ 48

Figure II-15 : Illustration d’un lien LOS entre un émetteur et un récepteur ........................................... 49

Figure II-16 : Illustration d’un lien optique à une réflexion entre un émetteur et un récepteur .............. 51

Figure II-17 : Symboles associés à la modulation OOK ........................................................................ 55

Figure II-18 : Comparaison des codes Manchester et NRZ .................................................................. 55

Figure II-19 : Les symboles de la modulation VPPM ............................................................................ 56

Figure II-20 : Exemple d'une modulation CSK avec 8 symboles .......................................................... 56

Figure II-21 : Méthode utilisée pour réaliser une simulation à l’aide du logiciel RaPSor ...................... 59

Figure III-1 : Présentation du scénario VLC étudié ............................................................................... 62


Figure III-2 : Réponses impulsionnelles obtenues avec le logiciel RaPSor correspondant à chaque

réflexion optique pour la configuration étudiée...................................................................................... 64

Figure III-3 : Positions des récepteurs pour l’étude de l’impact du modèle de source .......................... 66

Figure III-4 : Evolution du gain optique H(0) pour différentes positions en fonction du nombre de

réflexions considérées ........................................................................................................................... 67

Figure III-5 : Evolution du coefficient de réflexion de différents matériaux pour (a) le domaine du

visible, (b) le domaine de l’infrarouge .................................................................................................... 69

Figure III-6 : Représentation de la répartition spectrale d’une source optique froide ainsi que de la

réflectivité associée au plâtre et au plastique en fonction de la longueur d’onde ................................. 70

Figure III-7 : Environnement considéré ................................................................................................. 72

Figure III-8 : Evolution de l’éclairement minimal, moyen et maximal en fonction de la puissance émise

............................................................................................................................................................... 74

Figure III-9 : Représentation 3D de l’éclairage pour une puissance d’émission totale de 13.1 W, à une

hauteur de 1.2 m ................................................................................................................................... 74

Figure III-10 : Exemple d’approche statistique pour la répartition de récepteurs en considérant N

positions aléatoires. ............................................................................................................................... 76

Figure III-11 : PDF(H(0) en fonction du nombre N de positions de récepteur ...................................... 77

Figure III-12 : – CDF du gain pour N = 1000 et N = 10000 ................................................................... 78

Figure III-13 : Répartition 3D de la valeur de Rbmax dans l’environnement considéré ........................... 79

Figure III-14 : CDF(H0) dans les cas d’une hauteur de récepteur fixe d’une part et variable d’autre part

............................................................................................................................................................... 80

Figure III-15 : Illustration : (a) des coordonnées sphériques, (b) du cône de mouvement du récepteur

............................................................................................................................................................... 81

Figure III-16 : PDF des gains associés aux cas de référence et à celui d’un récepteur mobile avec

changement d’orientations .................................................................................................................... 82

Figure III-17 : Illustration des différents paramètres liés au corps considérés ...................................... 83

Figure III-18 : Différents modèles de corps étudiés............................................................................... 84

Figure III-19 : PDF du gain pour différents modèles de corps avec un coefficient de réflexion ρ1 = 0.1

............................................................................................................................................................... 85


............................................................................................................................................................... 85


............................................................................................................................................................... 86

Figure III-22: PDF du gain pour les différents cas considérés .............................................................. 88

Figure III-23 : CDF du gain pour les différents cas considérés ............................................................. 88

Figure III-24: CDF des gains pour d’un récepteur mobile avec corps considérant les cas avec et sans

changements d’orientation, et ce pour deux valeurs de ρ : 0.1 et 0.9 .................................................. 90

Figure III-25 : Evolution de la valeur du coefficient de réflexion en fonction de la longueur d’onde pour

différents types de vêtements et de peaux [133] ................................................................................... 90

Figure III-26 : CDF des gains pour un récepteur mobile avec corps considérant les cas avec et sans

changements d’orientations pour Drecep = 50 mm et 300 mm ............................................................... 91


Figure III-27 : CDF des gains pour un récepteur avec corps mobile sans changement d’orientation

pour différents cas ................................................................................................................................. 92

Figure III-28 : Evolution de ΔH(0) en fonction de ρcorps pour différentes valeurs de CDF(H(0)) ........... 93

Figure III-29 : Evolution des valeurs de Rbmax en fonction de la distance corps-récepteur Drecep pour

plusieurs valeurs de coefficient de réflexion du corps ........................................................................... 93

Figure IV-1 : Résumé du concept de lien de communication IR/VLC ................................................... 98

Figure IV-2 : Evolution du BER en fonction du SNR pour une modulation OOK ................................ 100

Figure IV-3 : Illustration du scénario associé à la voie descendante VLC .......................................... 101

Figure IV-4 : Pout obtenue pour un lien de communication en voie descendante utilisant les VLC pour

deux valeurs de ρcorps .......................................................................................................................... 103

Figure IV-5 : Evolution des Pout obtenues en considérant la puissance minimale à émettre pour

atteindre Pout(16.1 dB) = 10-1, et ce pour différents cas de lien VLC ................................................. 105

Figure IV-6 : Evolution de l’éclairement moyen en fonction de la puissance émise ........................... 105

Figure IV-7 : Définition de l’environnement considéré dans le cas du lien IR ..................................... 107

Figure IV-8 : PDF de l’évolution des valeurs de gains en fonction du nombre de récepteurs actifs ... 109

Figure IV-9 : CDF des gains du lien IR pour N = 1000 et N = 10000 .................................................. 110

Figure IV-10 : PDF du gain du lien IR pour N = 1000 et N = 10000.................................................... 110

Figure IV-11 : Illustration : (a) des coordonnées sphériques, (b) du cône de mouvement de l’émetteur

............................................................................................................................................................. 111

Figure IV-12 : PDF et CDF des gains associés au cas avec et sans changements d’orientation pour le

canal IR ................................................................................................................................................ 112

Figure IV-13 : Modèle de corps considéré pour le lien IR ................................................................... 113

Figure IV-14: PDF et CDF associées à plusieurs cas sur l’étude de l’impact du corps pour le lien IR114

Figure IV-15 : Evolution des Pout obtenues en considérant la puissance minimale à émettre pour

atteindre Pout (16.1 dB) = 10-1 pour différentes configurations............................................................. 115

Figure IV-16 : Système global de multi-sauts à 2 variables ................................................................ 117

Figure IV-17 : Illustration de la méthode de calcul de la Pout globale .................................................. 118

Figure IV-18 : (a) Valeurs des couples (Pout-VLC ; Pout-IR) permettant de respecter une Pout-globale = 10%,

(b) Evolution de (Pout-VLC ; Pout-IR) permettant de respecter Pout-globale = 10% pour SNR0 = 16.1 dB ..... 119

Figure IV-19 : Evolution des couples (Emoy ; PIR-min) pour différentes valeurs de probabilité de rupture

globale visées et pour ρcorps1 = 0.1 ...................................................................................................... 120

Figure IV-20 : Evolution des couples (Emoy ; Pout-IR) pour différentes valeurs de probabilité de rupture

globale visées et pour ρcorps2 = 0.9 ...................................................................................................... 120

Figure V-1 : Description de l’environnement pour les mesures en voie montante IR ......................... 126

Figure V-2 : Schéma de principe du système expérimental IR ........................................................... 127

Figure V-3: PDF des gains LOS et NLOS pour différentes configurations (Zvar, φ1/2) ......................... 129

Figure V-4 : Probabilité de rupture pour φ1/2 =60° et pour Zvar = 0.15m et 1.5m ................................. 130

Figure V-5 : Evolution de ΔSNR0(Z) en fonction de l’angle à mi-puissance de l’émetteur φ1/2 ........... 131

Figure V-6 : Probabilité de rupture pour Zvar = 1.5m et φ1/2 = 10° et 30° ............................................. 132


Figure V-7 : Evolution de ΔSNR0(φ1/2) en fonction de Zvar ................................................................ 132

Figure V-8 : Zone de déplacement considérée pour les mesures expérimentales ............................. 133

Figure V-9 : Probabilité de rupture pour φ1/2 = 30° et 10° en considérant plusieurs hauteurs Zvar =

0.15m, 0.8m et 1.5m ............................................................................................................................ 135

Figure V-10 : Probabilité de rupture pour φ1/2 = 30° et Zvar = 1.5, 0.9 et 0.15 m ................................. 136

Figure V-11 : Probabilité de rupture pour φ1/2 = 10° et Zvar = 1.5, 0.9 et 0.15 m .................................. 137

Figure V-12 : Schéma de fonctionnement du prototype VLC réalisé .................................................. 138

Figure V-13 : Schéma électrique de la partie émission ....................................................................... 140

Figure V-14 : Description des broches GPIO sur la Rapberry PI 2 et Rasberry PI 3 .......................... 141

Figure V-15 : Logigramme du programme d’émission ........................................................................ 142

Figure V-16 : Exemple de trame générée par le programme d’émission pour une fréquence de 4 kHz

............................................................................................................................................................. 143

Figure V-17 : Schéma de la conversion courant/tension .................................................................... 143

Figure V-18 : Schéma électrique de la réception ................................................................................ 144

Figure V-19 : Logigramme du programme de réception ..................................................................... 146

Figure V-20 : Circuit réalisé pour le prototype VLC : (a) émission, (b) réception ................................ 147

Figure V-21 : Vu d’ensemble du banc de test VLC ............................................................................. 147

Figure V-22 : Exemple de mesure de la tension Vr en sortie de l’étage d’amplification ..................... 148

Figure V-23 : (a) Courant traversant la photodiode en fonction de la distance pour différentes tensions

d’émission, (b) évolution théorique du gain H(0) en fonction de la distance ....................................... 149

Figure V-24 : Evolution du BER pour différentes valeurs de tension Ve appliquées aux LED ........... 150

Figure V-25 : Illustration des signaux reçus pour Ve = 11 V, D = 0.5m et pour un seuil comparateur =

1.20 V : (a) la sortie du suiveur, (b) la sortie du comparateur ............................................................. 151

Figure V-26 : Illustration des signaux reçus pour Ve = 11 V, D = 0.7m et pour un seuil comparateur =

1.20 V: (a) la sortie du suiveur, (b) la sortie du comparateur .............................................................. 151

Figure V-27 : Evolution du BER pour les valeurs de seuls optimaux associés à Ve = 12 V, 11 V, 10.5 V

............................................................................................................................................................. 152


Table des tableaux

Tableau I-1 : Contraintes pour différentes applications médicales ....................................................... 26

Tableau II-1 : Comparatif LED et LD ..................................................................................................... 30

Tableau II-2 : Paramètres radiométriques ............................................................................................. 36

Tableau II-3 : Paramètres photométriques ............................................................................................ 36

Tableau II-4 : Contraintes d’éclairages associées à divers environnements du médical [89] .............. 39

Tableau II-5 : Groupes des risques liés à l’illumination ......................................................................... 40

Tableau II-6 : Temps limite d’exposition en fonction de la longueur d’onde pour chaque niveau de

risque ..................................................................................................................................................... 40

Tableau II-7 : Valeur du photocourant Ib généré en fonction de la source dans le domaine du visible

[106] ....................................................................................................................................................... 46

Tableau III-1 : Paramètres d’études pour la validation de RaPSor [122] .............................................. 63

Tableau III-2 : Comparatif des puissances obtenues avec le logiciel RaPSor et issues des travaux de

Barry et al [122] ..................................................................................................................................... 65

Tableau III-3 : Comparatif des puissances reçues Pr en fonction du modèle de la source .................. 66

Tableau III-4 : Gains optiques obtenus pour les matériaux plâtre et plastique pour une valeur de ρ

moyen et pour des valeurs discrétisées ................................................................................................ 71

Tableau III-5 : Paramètres généraux utilisés pour l’environnement considéré ..................................... 72

Tableau III-6 : Paramètres complémentaires considérés pour le calcul de l’éclairement ..................... 73

Tableau III-7 : Paramètres des émetteurs VLC considérés dans la suite ce document ....................... 75

Tableau III-8 : Paramètres des récepteurs VLC considérés dans la suite ce document ...................... 75

Tableau III-9 : Valeurs de Rbmax sans IES en fonction du nombre de positions du récepteur pour le cas

de référence VLC .................................................................................................................................. 78

Tableau III-10 : Valeurs de Rbmax sans IES en fonction dans les cas d’une hauteur de récepteur fixe et

variable .................................................................................................................................................. 80

Tableau III-11 : Valeurs de Rbmax sans IES associés aux cas de référence et à celui d’un récepteur

mobile avec changements d’orientation ................................................................................................ 82

Tableau III-12 : Valeurs de Rbmax sans IES associées à chaque modèle de corps considéré et pour

chaque coefficient de réflexion .............................................................................................................. 86

Tableau III-13 : Rbmax maximal sans IES associé à chaque cas considéré ........................................... 89

Tableau III-14 : Récapitulatif de l’impact des différents facteurs liés à la mobilité sur le gain optique

H(0) et la valeur du Rbmax sans IES ....................................................................................................... 95

Tableau IV-1 : Valeurs de SNR minimales associées à différents BER pour une modulation OOK .. 100

Tableau IV-2 : Valeurs d’illumination issues des sources optiques externes pour différentes positions

dans une pièce [145] ........................................................................................................................... 104

Tableau IV-3 : Evolution de la puissance minimale requise et de l’éclairement associé en fonction de

la valeur de Pout cible ........................................................................................................................... 106

Tableau IV-4 : Paramètres utilisés dans le cas de la voie montante IR .............................................. 107

Tableau IV-5 : Valeur de Rb-max sans IES pour différents nombres de positions N d’émetteurs ......... 111


Tableau IV-6 : Valeur du débit maximal atteignable sans IES en tenant compte ou non des variations

d’orientations ....................................................................................................................................... 112

Tableau IV-7 : Valeur du débit maximal atteignable sans IES pour différents cas ............................. 114

Tableau IV-8 : Evolution de la puissance minimale requise en fonction de la valeur de Pout cible pour le

lien IR ................................................................................................................................................... 116

Tableau IV-9 : Valeurs limites PIR-min et Emoy-min permettant de respecter un BER = 10-10 dans le cas

d’un lien bidirectionnel IR/VLC ............................................................................................................ 121

Tableau IV-10 : Valeurs limites PIR-min et Emoy-min nécessaire pour respecter diverses applications

médicales dans le cas d’un lien bidirectionnel IR/VLC ........................................................................ 122

Tableau V-1 : Définition des paramètres théoriques considérés afin de comparer les résultats

expérimentaux ..................................................................................................................................... 128

Tableau V-2 : Comparaison entre les résultats expérimentaux (PER) et théoriques (Pout) pour

différentes hauteurs et angles à mi puissance .................................................................................... 134


récepteurs actifs et φ1/2 = 30° .............................................................................................................. 136


récepteurs actifs et φ1/2 = 10° .............................................................................................................. 136

Tableau V-5 : Evolution du BER pour différents seuils de comparateur pour Ve = 11V ..................... 152

Système de télésurveillance médicale utilisant la technologie de transmission optique sans fil

Cette thèse s’intéresse à l’utilisation de techniques de communications bidirectionnelles par optique sans fil pour le suivi à distance des données médicales d’un patient. Plus précisément, un lien infrarouge est considéré pour la voie montante entre un dispositif porté par le patient et plusieurs récepteurs disposés au plafond. Pour la voie descendante, on étudie un lien en lumière visible, lié aux sources d’éclairage de l’environnement. Afin d’illustrer le potentiel de la technologie pour ce type d’application, la contribution principale est l’étude des performances des canaux de communication infrarouge et visible en considérant le fait que le dispositif est porté par un patient en mouvement dans l’environnement. Après la description générale des communications par optique sans fil, les principes de base et les différentes caractéristiques sont plus particulièrement détaillés dans le domaine du visible dont le composant clé est la source LED pour la double fonction d’éclairage et de communication. La méthode utilisée pour la simulation du canal optique sans fil est basée sur un logiciel de lancer de rayons associé à la technique de Monte-Carlo qui permet une modélisation complexe du scénario de télésurveillance. L’étude du canal en visible a ainsi montré que pour prédire les performances avec fiabilité, il était important de modéliser la présence du corps du patient ainsi que les variations induites par son mouvement sur la position et l’orientation du dispositif porté. De plus, l’impact des propriétés de réflectivité optique du corps ne peut être négligé. La performance globale du lien bidirectionnel Infrarouge/Visible a ensuite été discutée en termes de probabilité de rupture pour les différentes contraintes en débit et en qualité de service associées à la plupart des applications médicales. Les différents résultats illustrent la faisabilité du scénario étudié et donc le potentiel de l’optique sans fil en alternative aux radiofréquences pour des applications de télésurveillance médicale. Pour conclure, des expérimentations en infrarouge permettent de valider les résultats du lien montant. Pour le lien descendant, un premier banc expérimental est présenté, permettant d’envisager de nombreuses perspectives.

Mots-clés : Communication optique sans fil, Visible, Infrarouge, Canal, Simulations Applications médicales, Mobilité, Probabilité de rupture

Medical telesurveillance system using optical wireless communication technology

This thesis focuses on bidirectional optical wireless communication techniques for the indoor monitoring of medical patient data. More precisely, the uplink uses infrared transmissions between a device carried by the patient and several receivers dispatched on the ceiling. For the downlink, the study deals with Visible Light Communications (VLC) using the lighting of the environment. In order to illustrate the potential of this technology for medical monitoring, the main contribution of this study consists in the evaluation of the infrared and visible channel performance considering a wearable device and patient mobility in the environment. After a general description of optical wireless communications, the thesis focuses on basic principles and characteristics of VLC, in particular the LED which is the key component allowing to provide both lighting and communication. The method used for the optical channel simulation is based on ray-tracing method associated with Monte-Carlo technique permitting a complex modeling of the studied scenario. From VLC channel study, it is shown that in order to carefully predict performance, it is important to model the presence of the patient’s body and to consider the variations induced by its movement on the position and the orientation of the wearable device. Moreover, the impact of body’s reflectivity optical properties cannot be neglected. The overall performance of the Infrared/Visible bidirectional link is then discussed in terms of outage probability for several data rates and qualities of services corresponding to several medical data types. The results highlight the feasibility of the considered monitoring scenario and the potential of optical wireless communication as an alternative for radiofrequencies regarding remote transmission. To conclude, some experimentations contribute to validation for the infrared uplink. Finally, the development of an experimental test bed on the visible downlink opens the way for future tests in order to validate the overall theoretical performances.

Keywords: Optical Wireless Communication, Visible, Infrared, Optical Channel, Simulations, Healthcare applications, Mobility, Outage Probability

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Thèse de doctorat - Université de Limoges