Micro-ondes

TP 2 – Analyse Non Linéaire d’un Amplificateur de Puissance à 1900Mhz

Objectif :L’amplificateur à étudier est prévu pour fonctionner dans une application de système de communication avec mobiles à fréquences centrale de 1990 MHz. L’amplificateur est conçu à partir d’un transistor NEC, NE800175. Ce transistor est de type MESFET. Son modèle non linéaire est disponible dans la bibliothèque pf_nec_NE900175_19931018.

I – Etude des paramètres S du composant polarisé

Nous étudions le schéma suivant :

La topologie comprend : 2 lignes micro ruban 3 inductances 2 condensateurs 2 sources continues 1 transistor

Nous pouvons voir que le transistor est polarisé par les 2 sources de tension continue, à travers deux inductances dites de « choques » permettant de protéger les sources de tension des signaux RF. Les capacités de découplage jouent le même rôle que les inductances de « choque ».L’inductance placée à la source du transistor permet une dégénération de la source.

Les caractéristiques du substrat utilisé sont : H = 500µm Er = 9.6 G = 5.8 107

Perméabilité  relative = 1 Epaisseur de métallisation = 3.8µm Tangentes de pertes = 0 Hu = 6350µm

Nous allons analyser les paramètres S, dans la bande de fréquence 1.4 à 2.4 GHz, à l’aide d’une simulation LSSP (Large Signal S Parameter), pour une puissance d’entrée de 10 dBm.Après vérification des différents paramètres, nous lançons la simulation.

1.5E9 1.6E9 1.7E9 1.8E9 1.9E9 2.0E9 2.1E9 2.2E9 2.3E91.4E9 2.4E9

-8

-7

-6

-5

-4

-3

-2

-9

-1

LSSP_freq

dB(S

(1,1

))dB

(S(2

,2))

Coefficients de réflexions

Nous constatons que les coefficients de réflexion sont mal adaptés car ils ne sont pas assez faibles. Ce qui est confirmé avec le graphique suivant :

(0.000 to 0.000)

S(2

,2)

S(1

,1)

Les paramètres S22 et S11 sont mal adaptés, car ils ne sont pas centrés dans l’abacque.

1.5E9 1.6E9 1.7E9 1.8E9 1.9E9 2.0E9 2.1E9 2.2E9 2.3E91.4E9 2.4E9

-25

-20

-15

-10

-5

0

5

10

-30

15

LSSP_freq

dB(S

(1,2

))dB

(S(2

,1))

Coefficients de transmission inverse et directe

Nous constatons que du port 2 vers le port 1 (en inverse) l’amplificateur n’amplifie pas du tout alors que du port 1 vers le port 2 (en direct) il présente une amplification de plus de 10dB.

1.5E9 1.6E9 1.7E9 1.8E9 1.9E9 2.0E9 2.1E9 2.2E9 2.3E91.4E9 2.4E9

16.5

17.0

17.5

18.0

18.5

16.0

19.0

LSSP_freq

Max

Gai

n1

1.5E9 1.6E9 1.7E9 1.8E9 1.9E9 2.0E9 2.1E9 2.2E9 2.3E91.4E9 2.4E9

9.8

10.0

10.2

10.4

10.6

10.8

11.0

11.2

11.4

11.6

11.8

9.6

12.0

LSSP_freq

Pw

rGai

n1

Gain max et Gain en puissance

Nous pouvons voir que le gain max est supérieur au gain en puissance. Or :

Gain max = gain T + adaptationGain en puissance = gain T

Donc pour les deux gains soit le plus proche possible l’un de l’autre, il faut assurer une adaptation équitable à l’entrée et en sortie du transistor.

II – Calcul de la charge optimale par la technique « load-pull »

Dans cette partie, nous allons remplacer la charge de la référence de 50ohms par une charge variable. Le but étant de déterminer la valeur optimale de cette charge qui fournit le maximum de puissance en sortie.Nous simulons le schématique suivant :

On détermine à partir des cercles de puissance la charge optimale ainsi que la puissance de sortie associée :

R (0.133 to 0.803)

cPde

l_db

m_p

Readout

m1

m1R=cPdel_dbm_p=0.267 / -7.454level=21.268124, number=1impedance = Z0 * (1.715 - j0.128)

0.267

La charge optimale est : Z = Z0 * (1.715 – j0.128) = 85,75 –j6.4Avec cette charge, la puissance de sortie associée est de 21.268dBm.Nous ouvrons le schématique :

Nous obtenons le tableau suivant :

real(Zin_conj)

8.475

real(Zin_fund)

8.475

imag(Zin_conj)

38.971

imag(Zin_fund)

-38.971

S11_conj

0.810 / 103.136

S11_fund

0.810 / -103.136

Zin_conj

39.882 / 77.731

Zin_fund

39.882 / -77.731

Nous obtenons le coefficient de réflexion en entrée qui est la valeur qui nous intéresse, avec un rayon R de 0.81 et l’angle de -103.136 d’après le tableau ci-dessus.

III – Etude du réseau d’adaptation en entrée

On choisit d’utiliser une technologie à éléments localisés.

freq (1.900GHz to 1.900GHz)

S(1

,1)

1.9000000

1.9000000

1.9000000

1.9000000

1.9000000

1.9000000

1.9000000

1.9000000

-30.0113181

-30.0113181

-30.0113181

-30.0113181

-30.0113181

freq, GHz

dB(S

(1,1

))

Cserie

1.056

Lpara

2.497

Résultat de la simulation à 1900MHz

Nous constatons sur les graphiques obtenus, que le coefficient de réflexion du port 1 est bien adapté, car il se trouve au centre de l’abacque, et que S11 = - 30 dB = 0.001.Nous effectuons maintenant la simulation pour une bande fréquence allant de 1400 à 2400.

freq (1.400GHz to 2.400GHz)

S(1

,1)

1.6 1.8 2.0 2.21.4 2.4

-50

-40

-30

-20

-10

-60

0

freq, GHz

dB(S

(1,1

))

Résultat de la simulation de 1400 à 2400MHz

Nous confirmant que la fréquence à laquelle le montage est bien adapté est 1900MHz, ailleurs les résultats ne sont pas satisfaisants.

IV – Implantation de l’amplificateur complet et analyse de l’amplificateur en paramètre S grand signal

1.5E9 1.6E9 1.7E9 1.8E9 1.9E9 2.0E9 2.1E9 2.2E9 2.3E91.4E9 2.4E9

-16

-14

-12

-10

-8

-6

-4

-2

-18

0

LSSP_freq

dB(S

(1,1

))

Coefficient de réflexion du port 1

Nous voyons que le coefficient de réflexion du port 1, a la meilleure adaptation entre 1.9GHz et 2GHz.

1.5E9 1.6E9 1.7E9 1.8E9 1.9E9 2.0E9 2.1E9 2.2E9 2.3E91.4E9 2.4E9

-50

-40

-30

-20

-10

-60

0

LSSP_freq

dB(S

(1,1

))

Adapt_entree..freq, Hz

dB(A

dapt

_ent

ree.

.S(1

,1))

Si l’on compare la courbe obtenu avec celle du réseau d’adaptation en entrée, on remarque la courbe obtenu est beaucoup moins idéal. Cela est dû au fait que dans l’amplificateur complet, l’inductance de « choque » n’est pas directement reliée à la masse, il y a la capacité de découplage, qui ajoute une impédance non nul, dégradant les performance du montage et donc son adaptation.

V – Analyse grand signal de l’amplification à 1900MHz