Diplôme de Master en Génie électrique MODELISATION ET

REPUBLIQUE ALGERIENNE DEMOCRATIQUE ET POPULAIRE

MINISTERE DE L'ENSEIGNEMENT SUPERIEUR ET DE LA RECHERCHE SCIENTIFIQUE

Université Kasdi Merbah–Ouargla

Faculté des Sciences de Technologies et Sciences de Matières

Département de génie électrique

PROJET DE FIN D’ETUDES

En vue d’obtention du

Diplôme de Master en Génie électrique

Filière : Génie électrique Spécialité : Electrotechnique Industriel

Présenté par :

DIAF YOUSSOUF BEN ANTER DJAMAL

Thème

Présenté devant le jury composé de :

Nom et Prénom Grade Qualité Université

Mr F. CHEBBARA M.A.B Président Ouargla

Mr Y. BOURAK M.A.A Examinateur Ouargla

Mr T. BOUCHALA M.A.B Examinateur Ouargla

Mr O. BOUAKEZ M.A.A Promoteur Ouargla

Année universitaire : 2011/2012

MODELISATION ET COMMANDE D’UN

ONDULEUR TRIPHASE PILOTE PAR MLI A STRUCTRE MULTINIVEAUX

RReemmeerrcciieemmeennttss

Nous tenons, avant tout, à exprimer notre profonde gratitude à

monsieur BOUAKAZ OUAHID, maître assistant chargé de cours à

l’université d’OUARGLA, qui a assumé la direction de ce travail. Qu’il

veuille bien trouver ici l’expression de notre reconnaissance pour son

dévouement, sa patience, sa disponibilité, ses conseils et son aide

constante qu’il nous a apporté tout au long de ce travail.

Nous remercions les membres de jury qui ont accepté de juger ce

travail et d’y apporter leur caution :

Monsieur F. CHEBARA, maître assistant à l’université d’OUARGLA,

qui nous fait le grand honneur d’accepter la présidence du jury.

Monsieur BOURAK YACIN, maître assistant chargé de cours à

l’université d’OUARGLA, pour l’honneur qu’il nous fait en acceptant

de participer à ce jury.

Monsieur BOUCHALA TARAK, maître assistant chargé de cours à

l’université d’OUARGLA, pour l’honneur qu’il nous fait en acceptant

également de participer à ce jury.

Nous adressons notre vif remerciement à tous les enseignants qui, par

leur enseignement, leur encouragement et leur aide, ont contribué à

notre formation.

Nos remerciements vont particulièrement aussi à tous ceux qui, par

leur encouragement ou leur amitié, ont contribué à l’aboutissement de

ce travail.

Avant tous, je remercie dieu le tout puissant de m’avoir donner le courage et la patience pour réaliser ce travail malgré toutes les difficultés

rencontrées.

Je dédie ce modeste travail : A mes très chers parents, que dieu les garde et

les protège pour leurs soutien moral et financier, pour leurs encouragements et les sacrifices qu’ils

ont endurés. A mes frères A mes sœurs

A ma grande famille Aux chers amis Ahmed, Taki, Adel, Khaled A tous les amis (es) d’études surtout ceux

d’électrotechnique promotion 2012

DJAMEL

Avant tous, je remercie dieu le tout puissant de m’avoir donner le courage et la patience pour réaliser

ce travail malgré toutes les difficultés rencontrées.

Je dédie ce modeste travail : A mes très chers parents, que dieu les garde et les protège pour leurs soutien moral et financier, pour

leurs encouragements et les sacrifices qu’ils ont endurés.

A mes frères A ma sœur

A beau-frère Ahmed chaibe A ma grande famille

Aux chers amis Ahmed, Taki, kadour, fethi, Amar,Oussama

A tous les amis (es) d’études surtout ceux d’électrotechnique promotion 2012

Youssouf

Sommaire

SOMMAIRE Introduction générale

Chapitre I : Modélisation de la machine asynchrone triphasée

1-1-Introduction 1

1-2-Constitution et principe de fonctionnement 1

1-2-1-Stator = inducteur 1

1-2-2-Rotor=induit 2

1-2-3-Rotor bobiné 3

1-2-4-Courants induit 3

1-2-5-Entrefer 3

1-2-6-Glissement 3

1-3-Modélisation de la machine asynchrone 4

1-3-1-Hypothèse de simplification 4

1-3-2-Equation général 5

1-3-3-Equation électrique 5

1-3-4-Equation magnétique 5

1-3-5-Equation mécanique 6

1-4-Modélisation dans le repère de PARK 7

1-4-1-Equation électrique 8

1-4-2-Equation magnétique 8

1-4-3-Equation mécanique 8

1-5-Représentation d’état 9

1-6-Simulation et interprétation 10

1-6-1-Schéma bloc de simulation de moteur 10

1-6- 2-Démarrage a vide 11

1-6-3-Démarrage en charge 12

1-6-4-Interprétation des résultats 13

1-7-Conclusion 13

Chapitre 2 : Association machine asynchrone-onduleur

2-1-Introduction 14

2-2-Modélisation de l’onduleur de tension 14

2-3-Classification des onduleurs 14

2-3-1-onduleur autonome 14

Sommaire

2-3-2-onduleur non autonome 15

2-4-Choix des composants 15

2-5-Choix de variateur de vitesse 16

2-5-1-facteur technique 16

2-5-2-facteur économique 16

2-6-Déférentes type d’onduleur pour l’alimentation des MAS 16

2-6-1-Onduleur de courant 17

2-6-2-Onduleur de tension 17

2-7-Modélisation de l’alimentation de la machine par l’onduleur 18

2-8-Analyse harmonique de tension de sortie de l’onduleur 20

2-8-1-Origine d’harmonique 20

2-8-2-Déformation d’un signal sinusoïdal 20

2-8-3-Mode de représentation le spectre en fréquence 21

2-8-4-L’harmonique mesure en pratique 21

2-9-Paramètre de performance de l’onduleur 21

2-9-1Facteur la nième harmonique 21

2-9-1-Distorsion d’harmonique total THD et le facteur DF 22

2-10-Les technique de commande de l’onduleur tréphasé 25

2-10-1-Généralité sur MLI 25

2-10-2-Objectif de la technique MLI 25

2-11-Les technique de commande MLI 26

2-12-Simulation de l’association onduleur-MAS en plein onde 27

2-13-Simulation de la MAS piloté a un onduleur MLI 33

2-14-conclusion 38

Chapitre3 : Les convertisseurs multiniveaux

3-1-Introduction 39

3-2- Principe de l’onduleur multiniveaux 40

3-3-Les déférentes topologies des onduleurs multiniveaux 41

3-3-1-Onduleur de tension à diodes bouclage 41

3-3-2-Onduleur de tension à condensateurs flotteurs 42

3-3-3-Onduleur multiniveaux en cascade 42

Sommaire

3-4-Autres topologies 44

3-5-Comparaison entre les trois principaux convertisseurs multiniveaux 44

3-6-Les différentes stratégies de modulation 45

3-7-conclusion 46

Chapitre 4 : commande de l'onduleur à structure NPC et commande DTC

4-1- Introduction 47

4-2- Modélisation d’un onduleur à trois niveaux à structure NPC 47

4.2.1 Structure de l’onduleur à trois niveaux à structure NPC 47

4-2-2- Modélisation du fonctionnement d’un bras d’onduleur NPC à trois

niveaux

48

4-2-3- Les différentes configurations d’un bras d’onduleur à trois niveaux 49

4-2-4- Hypothèse 51

4-2-5- Commande complémentaire pour l’onduleur à trois niveaux 51

4-2-5-1- Fonction de connexion 51

4-2-5-2- Modélisation aux valeurs instantanées 52

4-2-5-3- Modèle de connaissance

52

4-3- Les différentes stratégies de l'onduleur à trois niveaux 54

4-3-1- Commande à pleine onde 54

4-3-2- Commande par MLI 59

4-4-Principe de contrôle direct de couple

63

4-5- Contrôle de flux et de couple électromagnétique 63

4-5-1- Contrôle du flux statorique 63

4-5-2-Contrôle du couple électromagnétique 65

4-5-3- Le fonctionnement et le choix de la séquence de commande 66

4-6- Les estimateurs 67

Sommaire

4-6-1- Estimation du flux statorique 68

4-6-2- Estimation du couple électromagnétique 69

4-7- Elaboration du vecteur de commande 69

4-7-1- Contrôleur de flux 69

4-7-2- Contrôleur de couple 70

4-7-2-1- Contrôleur de couple par la méthode classique 71

4-7-2-2- La DTC utilisant l’onduleur à trois-niveaux de tension de type NPC 72

4- 8- Structure générale du contrôle direct de couple 73

4- 9- résultats de simulation 74

4 -10- La DTC pour onduleur 3 niveaux NPC 77

4-11-conclusion 81

TABLE DES NOTATIONS ET SYMBOLES

1. Machine asynchrone

cba ,, Axes liés aux enroulements triphasés. qd , Axes de référentiel de Park. ][P Matrice de Park.

)(rada Angle entre le stator et le rotor.

Grandeurs électriques et magnétiques au stator

)(VsV Tension statorique.

)(Vsabc

V Tension statorique phase a, b ou c.

)(VsdqV Tension statorique sur l'axe d ou q.

)(AsI Courant statorique.

)(Asabci Courant statorique phase a, b ou c.

)(Asdqi Courant statorique sur l'axe d ou q.

( )WsR Résistance statorique par phase.

( )Hsl Inductance propre statorique par phase.

)(HsM Inductance mutuelle entre deux phases statoriques.

sMslHsL -=)( Inductance statorique par phase.

)(Wbsabcj Flux statorique phase a, b ou c.

)(Wbsdqj Flux statorique sur l'axe d ou q.

Grandeurs électriques et magnétiques au rotor

)(VrV Tension rotorique.

)(VrabcV Tension rotorique phase a, b ou c.

)(VrdqV Tension rotorique sur l'axe d ou q.

)(ArI Courant rotorique.

)(Arabci Courant rotorique phase a, b ou c.

)(Ardqi Courant rotorique sur l'axe d ou q.

( )WrR Résistance rotorique par phase.

( )Hrl Inductance propre rotorique par phase.

)(HrM Inductance mutuelle entre deux phases rotoriques.

rMrlHrL -=)(

Inductance rotorique par phase.

)(Wbrdqj Flux rotorique sur l'axe d ou q.


)().2/3( HsrMM =

Inductance mutuelle entre le stator et le rotor.

)(Hsr

M Maximum de l'inductance mutuelle entre une phase du stator et une phase du rotor, il est obtenu lorsque les axes sont aligné

P Nombre de pôles. )/( srad

rw Pulsation électrique rotorique.

)/( sradr

W Vitesse mécanique rotorique.

)/(1 2sLrLM-=s Coefficient de dispersion.

)(/ srRrLrT = Constant de temps rotorique.

)(/ ssRsLsT = Constant de temps statorique.

)2.( mkgJ Moment d'inertie des parties tournantes.

)1..( -radsNmf Coefficient de frottements visqueux.

).( mNeC Couple électromagnétique.

).( mNrC Couple résistant.

2. Onduleur

MLI Modulation de Largeur d'Impulsion. NPC Neutral Point Clamping

)(VcU Source de tension continue de l'onduleur.

)(VABCMV Tension de demi-bras A, B ou C

)(VABCV Tension de sortie de l'onduleur A, B ou C.

)(123 VréfV Tension de références 1, 2 ou 3 (sinusoïdal).

)(VmV Amplitude de la tension de référence.

)(VpV Porteuse triangulaire.

)(VpmV Amplitude de la porteuse triangulaire.

)/( sradw Pulsation électrique. )(Hzréff Fréquence de la tension de référence.

)(Hzpf Fréquence de la porteuse triangulaire.

m Indice de modulation. r Taux de modulation.

)(VHf Harmonique fondamental. )(Vhn Harmonique de rang n.

Hfi

nnhTHD å

=

=

3

2

Taux de distorsion harmonique.


3. Commande DTC DT, Df : Erreurs du couple et du flux.

ef, eT : Bandes d’erreur du flux et du couple.

Kf, KT : Sorties de contrôle du flux et du couple.

FC : Contrôleur du flux.

TC : Contrôleur du couple.

VI : Onduleur de tension.

Vdc : Tension d’alimentation continues de l’onduleur de tension.

ES : Estimateur du couple et du flux.

TE : Estimateur du couple.

FE : Estimateur du flux.

ST : Table de commutation.

Introduction générale

Introduction générale :

Les actionneurs électriques tournants jouent un rôle très important dans

l’industrie et particulièrement en traction électrique. Les performances demandées à ces

actionneurs sont de plus en plus élevées, tant du point de vue de la dynamique de la

vitesse que de la précision du couple délivré.

La machine à courant continu a été la plus utilisée pour réaliser cet actionneur vu la

simplicité de sa commande. Néanmoins, la machine à courant continu présente plusieurs

inconvénients liés à son collecteur mécanique.

En revanche, les machines à courant alternatif (synchrone et asynchrone) possèdent

de nombreux avantages. L’absence de collecteur leur permet d’avoir un encombrement

réduit, une fiabilité accrue et une vitesse de fonctionnement élevée.

L’alimentation de ce moteur par un convertisseur de fréquence et les circuits de

réglage et de commande sont plus compliqués que ceux du moteur à courant continu.

Pour ce type d’applications, le transfert d’énergie électrique entre la source et la

machine asynchrone s’opère à travers un convertisseur de puissance tel que l’onduleur.

Pour un fonctionnement optimal de la machine asynchrone, les performances requises de

ces convertisseurs statiques sont de plus en plus élevées : tant de point de vue de la

puissance délivrée que de la qualité de la tension générée.

Néanmoins, l’alimentation en créneaux par l’onduleur à deux niveaux utilisé à ce

jour présente des inconvénients tels que : la limitation en puissance et le taux

d’harmoniques élevé, qui limite considérablement le développement du domaine des

entraînements alternatifs.

Actuellement, l’étude des machines asynchrones alimentées par des convertisseurs

statiques constitue un vaste thème de recherche dans les laboratoires d’électrotechnique.

Ces travaux de recherche ont conduit à l’apparition de nouvelles structures de

convertisseurs de puissance destinées pour les applications de haute tension appelées

convertisseurs multi-niveaux.

Grâce à leur topologie, les onduleurs multi-niveaux permettent une association série

de plusieurs cellules de commutation, ce qui permet une augmentation du niveau de

tension appliqué et également la puissance transitée. Cette structure permet aussi d’avoir

Introduction générale

une tension de sortie proche de la sinusoïde; grâce aux plusieurs niveaux de tension

fournis par ce convertisseur.

Alors l’utilisation de ce type de convertisseur dans les domaines de forte puissance

et/ou haute tension permet de résoudre simultanément les difficultés relatives à

l’encombrement et à la commande des groupements d’onduleurs à deux niveaux

généralement utilisés dans ce type d’applications. Afin de satisfaire certains critères

d’optimisation à savoir la réduction des harmoniques, plusieurs types de commande sont

développés, poussés par le besoin et les progrès technologiques.

Le Contrôle Direct du Couple (DTC) prend sa place parmi ces techniques de

commande. Il repose principalement sur l’estimation des grandeurs à contrôler que sont le

couple électromagnétique et le flux statorique à partir des seules grandeurs liées au stator.

Le premier chapitre sera consacré à l’étude et la modélisation de moteur à

induction. On commencera par une description générale du moteur asynchrone puis on

présentera le modèle mathématique du moteur établi dans un référentiel (d, q) qui est

immobile par rapport au stator, basé sur des hypothèses simplificatrices, et la

transformation de Park. Ensuit la réalisation du modèle de simulation du moteur

asynchrone à cage dans l’environnement MATLAB/SIMULINK. On terminera par la

présentation des résultats obtenus par simulation.

Le deuxième chapitre sera consacré à un exposé détaillé de la modélisation de

l’association convertisseur statique-moteur asynchrone commande en plein onde et des

différentes stratégies de la modulation de largeur d’impulsion (MLI).

Le troisième chapitre présente les différentes topologies des onduleurs

multiniveaux et Les différentes stratégies de modulation.

Enfin pour le dernier chapitre présente quelque stratégies de commande

(plein onde et commande a dent scie) de l'onduleur à trois niveaux à structure NPC, la

commande de la MAS par DTC alimentée par onduleurs à deux niveaux et trois

niveaux. Nous terminons ce chapitre par les résultats de simulations et une comparaison

des performances pour les deux onduleurs à deux, et à trois niveaux.

Nous terminons à la fin par une conclusion générale, qui est la synthèse de notre

mémoire.

Modélisation de la machine asynchrone triphasée Chapitre 1

Page 1

Electrotechnique. Ouargla 2012

1. 1 Introduction :

La modélisation des machines électriques est une phase primordiale pour

l’élaboration de la loi de commande. En effet, aborder la commande des machines électriques

nécessite l’emploi d’une méthode de modélisation adaptée à la commande. Il s’agit d’une

application simple des méthodes de la modélisation à la machine asynchrone qui présente des

spécificités propres qui ne sont pas nécessairement communes à d’autres processus physique

Il est donc évident que cette étape de modélisation soit un passage obligatoire pour

étudier le comportement de la machine dans tous les cas de fonctionnement

A cet effet, le point de départ qu’on a considéré pour la modélisation de la machine

asynchrone est la machine généralisée et les équations d’état qui lui sont associées.

Ces équations seront traduites sous forme de schéma-blocs de manière à être simulés à l’aide

(du logiciel MATLAB (SIMULANK sous MATLAB).

La simulation de la machine asynchrone triphasée à diverses alimentations nous

permettra de retrouver des résultats classiques et de valider nos modèles du type schéma-

blocs.

1.2. Constitution et principe de fonctionnement

Les moteurs asynchrones, appelles moteur à induction, sont pratiquement tous des

moteurs triphasés. Ils sont basés sur l’entraînement d’une masse métallique par l’action d’un

champ tournant. [1]

1.2.1. Stator = inducteur Il est constitué de trois enroulements (bobines) parcourus par des courants alternatifs

triphasés et possède p paires de pôles.


Page 2


Les courants alternatifs dans le stator créent un champ magnétique tournant à la

pulsation de

Synchronisme :

1.2.2. Rotor = induit

Le rotor n’est relié à aucune alimentation il tourne à la vitesse de rotation W.

Rotor à cage d’écureuil

Il est constitué de barres conductrices très

Souvent en aluminium. Les extrémités de ces barres

sont réunies par deux couronnes également conductrices.

On dit que le rotor est en court-circuit.

Sa résistance électrique est très faible.

Schéma de principe d’une cage d’écureuil


Page 3


1.2.3. Rotor bobiné

Les tôles de ce rotor sont munies d’encoches où sont

placés des conducteurs formant des bobinages.

On peut accéder à ces bobinages par l’intermédiaire de

trois bagues et trois balais. Ce dispositif permet de

modifier les propriétés électromécaniques du moteur.

1.2.4. Courants induits

Des courants induits circulent dans le rotor.

1.2.5. Entrefer

L’entrefer est l’espace entre le stator et le rotor.

1.2.6. Glissement

Le rotor tourne à la vitesse Ω plus petite que la vitesse de synchronisme Ωs.

On dit que le rotor «"glisse"» par rapport au champ tournant.

Ce glissement g va dépendre de la charge.


Page 4


1.3. Modélisation de la machine asynchrone

1. 3.1 Hypothèses simplificatrices

On suppose que la saturation du circuit magnétique n’est pas considérée, ni son

hystérésis, ce qui entraîne un champ magnétique sinusoïdal. On suppose que la construction

mécanique est parfaitement équilibrée, l’entrefer est lisse, et la dispersion du champ

magnétique aux deux bouts de la machine est négligeable. Au niveau de la méthode de

modélisation mathématique, nous considérerons une machine à une paire de pôles, le passage

à plusieurs paires de pôles s’effectuant de manière simple en divisant alors les angles par ce

nombre de paires de pôles, on parle alors d’angle électrique. Le stator sera composé de trois

bobines identiques (A, B et C) régulièrement déphasées de 2π/3 radians électriques, la phase

A sera prise comme référence angulaire. Le rotor sera considéré comme équivalent à trois

bobines identiques (a, b et c) court-circuitées sur elles- mêmes également régulièrement

déphasées de 2π/3 radians électriques. [2]

Figure (1.1) Représentation schématique d'une machine asynchrone triphasée.

Var

Vbr Vbs

Vcs

Vcr

Vas

a

B

b

A C

c

α


Page 5


1.3.2 Equations générales

Le comportement de la machine asynchrone est entièrement défini par trois types

d'équations à savoir :

· Les équations électriques.

· Les équations magnétiques.

· Les équations mécaniques. [3]

1.3.3 Equations électriques

Nous pouvons à présent écrire le système matriciel électrique suivant dans le repère a, b, c :

úúúúúúúú

û

ù

êêêêêêêê

ë

é

F

F

F

F

F

F

+

úúúúúúúú

û

ù

êêêêêêêê

ë

é

úúúúúúúú

û

ù

êêêêêêêê

ë

é

=

úúúúúúúú

û

ù

êêêêêêêê

ë

é

rc

rb

ra

sc

sb

sa

dt

d

rci

rbi

rai

sci

sbi

sai

rR

rR

rR

sR

sR

sR

rcV

rbV

raV

scV

sbV

saV

..

00000

00000

00000

00000

00000

00000

(1.01)

Ou de manière plus raccourcie :

[ ] [ ][ ] [ ]sabcdtdsabcisRsabcV F+= )/(. (1.02)

[ ] [ ][ ] [ ]rabcdtdrabcirRrabcV F+= )/(. (1.03)

1.3.4 Équations magnétiques

Maintenant, nous devons exprimer les grandeurs magnétiques au stator et au rotor, toujours

dans le repère a, b, c :

úúúúúúúú

û

ù

êêêêêêêê

ë

é

úúúúúúúú

û

ù

êêêêêêêê

ë

é

=

úúúúúúúú

û

ù

êêêêêêêê

ë

é

F

F

F

F

F

F

rci

rbi

rai

sci

sbi

sai

rlrMrMMMM

rMrlrMMMM

rMrMrlMMM

MMMslsMsM

MMMsMlssM

MMMsMsMsl

rc

rb

ra

sc

sb

sa

.

123

312

231

123

312

231

(1.04)

Pour l’écriture condensée, on met :


Page 6


[ ]úúú

û

ù

êêê

ë

é

=

slsMsM

sMslsM

sMsMsl

ssL (1.05) [ ]úúú

û

ù

êêê

ë

é

=

rlrMrM

rMrlrM

rMrMrl

rrL (1.06)

On aura :

[ ] [ ]úúú

û

ù

êêê

ë

é

-+

+-

-+

==

)cos()3/2cos()3/2cos(

)3/2cos()cos()3/2cos(

)3/2cos()3/2cos()cos(

apapapaapapapaa

srMtrsMsrM

(1.07)

On aura finalement :

[ ] [ ][ ] [ ][ ] [ ][ ]( )rabcisrMsabcissLdtdsabcisRsabcV ..)/(. ++= (1.08)

[ ] [ ][ ] [ ][ ] [ ][ ]( )sabcirsMrabcirrLdtdrabcirRrabcV ..)/(. ++= (1.09)

1.3.5 Équations mécaniques

Pour étudier les phénomènes transitoires électromécaniques avec une vitesse rotorique

variable (par exemple le démarrage, le freinage, la variation de la charge à l’arbre, etc.…), il

faut ajouter l’équation de mouvement au système d’équations différentielles.

rfrCeCdt

rdJ W--=

W.. (1.10)

Notons que la vitesse électrique du rotor est donnée par l'expression suivante :

rpr W= .w (1.11)

Remarque

Cette modélisation triphasée présente un inconvénient majeur pour notre application.

Les matrices [ ]srM et [ ]rsM dépendent de l’angle de rotation mécanique, et nécessitent donc

d'être recalculées à chaque pas d’échantillonnage.


Page 7


1.4. Modélisation dans le repère de Park

A présent, nous devons effectuer une transformation de notre repère triphasé en un

repère biphasé. Nous avons classiquement le choix entre trois repères. Le premier se situe sur

le champ statorique et est communément appelé αβ, le second se place quant à lui sur le

champ tournant et est appelé dq, et le dernier se place sur le champ électromagnétique est

appelé XY. La modélisation en αβ voit des grandeurs sinusoïdales alternatives tournant à la

fréquence statorique. Celle en dq voit par contre des grandeurs continues car elle est située sur

le champ tournant. Cette transformation des équations de phase en un système équivalent

biphasé est effectuée grâce à la matrice de transformation de Park.

Dans la théorie de Park, on utilise la transformation unique pour les courants, tensions et flux. [4,5]

[ ]

úúúúúú

û

ù

êêêêêê

ë

é

-----

--

=

2

1

2

1

2

1

)3

4sin()

3

2sin(sin

)3

4cos()

3

2cos(cos

3

2 pq

pqq

pq

pqq

P (1.12)

.

Figure (1.2) Représentation du passage d'un système triphasé à celui biphasé

a

B

b

A C

c

α

d

q

Vds

Vdr

Vqs

Vqr

θ

s


Page 8


1.4.1 Équations électriques

... qssdt

dsddsisRdsV F-

F+= w (1.13)

... dssdt

qsd

qsisRqsV F+F

+= w (1.14)

.0).(. =F--F

+= qrrsdt

drddrirRdrV ww (1.15)

0).(. =F-+F

+= drrsdt

qrd

qrirRqrV ww (1.16)

1.4.2 Equations magnétiques

... driMdsisLds +=F (I.17) ... dsiMdrirLdr +=F (1.18)

... qriMqsisLqs +=F (I.19) ... qsiMqrirLqr +=F (1.20)

1.4.3 Équations mécaniques

..

).....(.).2/3(

..

rpr

rqisdisqirdiMpeC

rfrCeCdt

rdJ

W=

-=

W--=W

w

(1.21)

Avec :

J : Moment d’inertie du rotor.

f : Coefficient de frottement visqueux.

Ce : Couple électromagnétique.

Cr : Couple résistant.

P : Nombre de paires de pôles

N.B : pour notre étude, nous avons choisi le référentiel lié au stator parce qu’il est mieux

adapté à notre étude.


Page 9


1.5. Représentation d'état

[ ][ ] [ ][ ]...' UBXAX +=úûù

êëé (1.22)

[ ] :X Vecteur d’état, avec [ ] [ ] .tqridriqsidsiX = (1.23)

[ ] :A Matrice d’évolution d’état du système.

[ ] :B Matrice de la commande.

[ ] :U Vecteur du système de commande.

[ ]

úúúúúúúúúúú

û

ù

êêêêêêêêêêê

ë

é

-

---

---

-

=

rT

r

sTrL

M

rL

rM

r

rTsL

rM

sTrL

MrTsL

M

sL

rM

sTrLsL

rM

sL

rM

rTsL

M

rLsL

rM

sT

A

.

1

...

...

1

.

.

..

...

.

.

1

..

.2.

.

...

.2

.

1

ssw

ssw

sw

ssw

s

ssw

ssw

sw

sw

s

(1.24)

[ ] [ ]tqsVdsVU 00= (1.25)

(1.26)

[ ]

úúúúúúúúú

û

ù

êêêêêêêêê

ë

é

-

-=

00..

0

000..

00.

10

000.

1

rs

rs

s

s

LL

M

LL

M

L

L

B

s

s

s

s


Page 10


1.6 Simulation et interprétation :

1.6.1 Schéma bloc de simulation du moteur :

Figure (1.3): block de simulation d'un MAS


Page 11


0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2-10

-5

0

5

10

15

temps (s)

coura

nt

sta

torique I

sa

0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2-10

-8

-6

-4

-2

0

2

4

6

8

10

temps (s)

coura

nt

roto

rique I

ra

0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2-5

0

5

10

15

20

25

30

35

temps (s)

couple

Ce

0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 20

50

100

150

200

250

300

350

temps (s)

la v

itesse W

1.6.2 Démarrage à vide

La machine étant alimentée par un système de tensions sinusoïdales, Va ,Vb etVc .

Pour un démarrage à vide ( 0=Cr N.m),

Figure(1.4): Courant statorique Isa Figure(1.5):courant rotorique Ira

Figure (1.6):Couple électromagnétique Ce Figure(1.7): la vitesse n

Les Résultats de la simulation du démarrage à vide du moteur asynchrone


Page 12


0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2-10

-5

0

5

10

15

temps (s)

coura

nt

sta

torique I

sa

0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2-10

-8

-6

-4

-2

0

2

4

6

8

10

temps (s)

coura

nt

roto

rique I

ra

0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 20

5

10

15

20

25

30

35

temps (s)

couple

Ce

0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 20

50

100

150

200

250

300

350

temps (s)

la v

itesse W

1.6.3 Démarrage en charge (Cr=6N.m)

La machine étant alimentée par un système de tensions sinusoïdales,Va ,Vb etVc .Pour

un démarrage en charge ( 6=Cr N.m),

Figure(1.8): Courant statorique Isa Figure(1.9): Courant statorique Ira

Figure (1.10):Couple électromagnétique Ce Figure(1.11):la vitesse de rotation n

Les Résultats de la simulation du démarrage en charge (Cr=6N.m) à l'instant t=0.6s


Page 13


1.6.4 Interprétation des résultats

Lors du démarrage, on constate des pics de courant importants qui s’atténuent avec

l’évolution du régime transitoire.

v La vitesse :

En régime transitoire, on remarque un croissement linéaire de vitesse, avec une

tendance à osciller à couse de l’inertie des masses tournantes et du coefficient

d’amortissement du aux faibles valeurs des flux.

v Le couple électromagnétique :

L’évolution du couple dans l’intervalle de temps 0 et 0.6 est une allure caractéristique

type de tous les moteurs asynchrones à cage. Celui-ci présente aux premiers instants des

pulsations très important. Pendant le régime transitoire. Le couple est fortement pulsatoire,

puis se stabilise en fin du régime. On remarque que le passage d’un régime à vide vers un

régime en charge à l’instant t=0.6s (ou bien d’un régime en charge vers un autre) s’établit

presque instantanément, sens oscillation, avec un très fiable dépassement.

1.7 Conclusion

Dans ce chapitre nous avons présenté la modélisation du moteur asynchrone alimenté par

une source de tension sinusoïdal triphasée et équilibrée à fréquence constante établi sous des

hypothèses simplificatrices. Après, nous avons utilisé la transformation du Park pour éviter la

complexité des équations différentielles. Cette transformation permet le changement du

système triphasé réel au système biphasé linéaire équivalent de cette machine ce qui signifie

une facilité de résolution et de simulation.

Association machine asynchrone-onduleur CHAPITRE 2

Page 13


Page 14

2.1 Introduction

Le monde industriel a été dominé pendant longtemps par les machines à courant

continu puisqu'elles répondent le mieux aux exigences demandées des actionneurs vu la

simplicité de leur commande car les deux grandeurs couple- flux sont physiquement

découplées.

La machine asynchrone présente l’avantage d’être robuste, peu coûteuse et de

construction simple. Cette simplicité s’accompagne toute fois d’une grande complexité

physique liée aux interactions électromagnétique entre le stator et le rotor. Par ailleurs,

pour étudier une machine électrique, le but de l’électrotechnicien est d’élaborer un

modèle aussi fin que possible afin qu’il puisse se rendre compte de la réalité.

La conception d’une chaîne de commande passe par une phase de modélisation afin

de dimensionner et valider les stratégies retenues. Mais, on ne peut parler de la

commande de la machine asynchrone, sans qu’on parle du convertisseur qui lui est

associé, de son alimentation et de sa commande.

Dans ce chapitre, nous présenterons la modélisation de l’alimentation de la

machine constituée d’un onduleur de tension contrôlés par la technique MLI. Nous

traiterons la modélisation de l’association convertisseur –machine ou on présentera un

modèle générale associant la machine asynchrone à son alimentation.

2.2 Modélisation de l’onduleur de tension :

L’onduleur de tension est un convertisseur statique qui permet de fournir une

tension alternative d'amplitude et de fréquence réglables à partir d’une source de tension

continue.

L’onduleur de tension est constitué de cellule de commutation généralement à

transistor ou thyristor pour les grandes puissances. [6]

2.3 Classification des onduleurs :

Il existe plusieurs centaines de schémas d`onduleurs, chacun correspondant à un

type d`application déterminé ou permettant des performances recherchées. Les onduleurs

sont en général classés selon les modes de commutation de leurs interrupteurs.

2.3.1 Onduleur autonome :

C’est un système qui nécessite des composants commandés à la fois à la fermeture

et à l’ouverture, de fréquence variable, dont les instants de commutations sont imposés

par des circuits externes la charge est quelconque cet onduleur n'est pas réversible.


Page 15

2.3.2 Onduleur non autonome :

Dans ce cas, les composants utilisés peuvent être de simples thyristors commandés

uniquement à la fermeture et la commutation est «naturelle » contrairement à l'onduleur

autonome.

L'application principale de ce type d'onduleur se trouve dans les variateurs pour

moteurs synchrones de très forte puissance où les thyristors sont souvent les seuls

composants utilisables.

2.4. Choix des composants :

Les composants de l’électronique de puissances (interrupteurs) sont déterminés par

les niveaux de la puissance et la fréquence de commutation. En règle générale, plus les

composants sont rapides, plus la puissance commutée est faible et inversement. A titre

indicatif, les transistors MOSFET, sont considérés comme des composants très rapides

mais de puissance relativement faible.

Les transistors bipolaires sont moins rapides que les transistors MOSFET mais

d'avantage plus puissants (quelques kHz à une dizaine de kW). Les transistors IGBT sont

des composants de gamme standard (jusqu'à 20 kHz à une des dizaines de kW). Les

thyristors GTO commutent très lentement les grandes puissances. Ces composants sus

indiqués sont du type commandable à l’ouverture et à la fermeture; ce qui n’est pas le cas

pour le thyristor classique [7, 8].

Figure (2.1) : Choix des composants selon la puissance et la fréquence


Page 16

2.5. Choix du variateur de vitesse :

Les technologies d’entraînements à vitesse variable pour moteurs asynchrones sont

nombreuses et viennent compléter les technologies disponibles pour les moteurs à courant

continu et les moteurs synchrones.

Le choix de la technologie et de la structure du convertisseur dépend de nombreux

facteurs liés à l’application visée.

2.5.1 Facteurs techniques

Parmi les principaux facteurs techniques de choix figurent :

· la puissance et la vitesse nominales.

· le régime d’utilisation (utilisation en régime permanent ou intermittent).

· la plage de variation de vitesse et le domaine de fonctionnement dans le plan

puissance-vitesse (1 quadrant, 2 quadrants, 4quadrants).

· le type de machine entraînée (inertie, caractéristique de couple résistant selon la vitesse).

· la précision de contrôle de couple et de vitesse.

· la tension du réseau d’alimentation.

· les contraintes d’installation (place disponible, degrés de protection, etc.).

2.5.2 Facteur économique

Enfin, un critère essentiel est bien sûr le coût total d’investissement de

l’entraînement comprenant le coût du variateur, du moteur et de leur installation.

Le coût d’exploitation de l’entraînement (maintenance, coût d’indisponibilité,

pertes énergétiques) est un critère économique supplémentaire de choix.

2.6 Différents type d’onduleur pour l’alimentation des machines

asynchrones :

Pour fonctionner, un onduleur a besoin d’une source à courant continu que l’on

peut obtenir en redressant la tension du réseau triphasé. La sortie à courant continu du

redresseur et l’entrée à courant continu de l’onduleur sont reliées par un circuit

intermédiaire. On utilise deux types de liaisons : les liaisons à source de courant et les

liaisons à source de tension. Un onduleur associé à un redresseur est alors appelé

onduleur de courant ou de tension.


Page 17

L’onduleur est la dernière partie du variateur de vitesse située avant le moteur. Il

fournit des grandeurs électriques variables au moteur. Dans tous les cas, l’onduleur est

composé de semi-conducteurs disposés par paires en trois bras. Les semi-conducteurs

de l’onduleur commutent sur des signaux en provenance du circuit de commande. [13]

2.6.1 Onduleur de courant

Lorsqu’il fonctionne en source de courant, le redresseur fournit un courant

constant à l’onduleur ; une inductance de lissage L'aide à maintenir le courant constant.

La figure (2.2) représente un convertisseur avec un onduleur de courant.

Figure (2.2) : convertisseur avec onduleur de courant

2.6.2 Onduleur de tension

Lorsqu’il fonctionne en source de tension, le redresseur fournit une tension

constante à l’onduleur. La présence d’un condensateur dans le circuit de liaison aide alors

à maintenir une tension constante à l’entrée de l’onduleur.

Pour réaliser des onduleurs destinés à alimenter une charge ordinaire d’impédance

très variable à partir d’un redresseur, on choisit des onduleurs de tension Figure (2.3).

Figure (2.3) : redresseur - onduleur de tension


Page 18

Les raisons sont multiples :

· le fonctionnement de l’onduleur de tension est fort affecté par les imperfections

de la source continue, peu par celle de la charge. Pour l’onduleur de courant, c’est

l’inverse.

· les deux onduleurs ne délivrent pas directement une tension de sortie sinusoïdale,

donc il faut utiliser un filtre de sortie. Avec l’onduleur de tension on sait

exactement ce qu’on a à filtrer (la tension à filtrer est imposée par la source

continue). Avec l’onduleur de courant, la tension à filtrer dépend de la charge

2.7 Modélisation de l’alimentation de la machine par onduleur

La figure 2.4 montre le schéma d’un onduleur triphasé alimentant le MAS

Figure (2.4) : Schéma de l’onduleur de tension.

L’onduleur de tension est constitué de trois bras de commutation à transistors.

Chaque bras composé de deux cellules comportant chacune une diode et un transistor.

Tous ces éléments sont considérés comme des interrupteurs idéaux. [9]

En mode commandable, le bras est un commutateur à deux positions qui permet

d’obtenir à la sortie deux niveaux de tension.

Un bras de l’onduleur est représenté par la figure (2.5).

Figure (2.5) : Schéma d’un bras de l’onduleur

M.AS cdv

2T

1T ¢

1T

3T ¢ 2T ¢

3T

3D

3D¢

2D 1D

2D¢

1D¢

1T ¢

1T

cdv cdv

1k

1k ¢

i

I I

1D

1D¢


Page 19

Le schéma équivalent de l’onduleur est représenté par la figure (2.6)

Figure (2.6) : Schéma équivalent de l’onduleur.

L’onduleur est modélisé en associant à chaque bras une fonction logique F qui

détermine sont états de conduction :

îíì

¢

¢=

ouvertketferméksi

ouvertketferméksiF

11

111 0

1

îíì

¢

¢=

ouvertketferméksi

ouvertketferméksiF

22

222 0

1

îíì

¢

¢=

ouvertketferméksi

ouvertketferméksiF

33

333 0

1

Ainsi les tensions de ligne sont donnée par :

(2.1)

(2.2)

(2.3)

Dans l’hypothèse on a les tensions scsbsa vvv ,, forment un system de tensions

triphasées équilibrées alors De (2.1)-(2.3) en trouve

)2(3 321 FFF

vv

cd

sa --= (2.4)

scv

cdv

2k

3k ¢

3k 1k

2k ¢ 1k ¢

sav

sbv

c

b

a

cau

abu

bcu

sci

sai

sbi

)(

)(

)(

13

32

21

FFvvvu

FFvvvu

FFvvvu

cdsascac

cdscsbcb

cdsbsaba

-=-=

-=-=

-=-=


Page 20

De (2.1)-(2.2) en trouve

)2(3 312 FFF

vv

cd

sb --= (2.5)

De (2.2)-(2.3) en trouve

)2(3 213 FFF

vv

cd

sc --= (2.6)

Donc :

÷÷÷÷

ø

ö

çççç

è

æ

sc

sb

sa

v

v

v

=÷÷÷

ø

ö

ççç

è

æ

--

--

--

211

121

112

3cdv

÷÷÷

ø

ö

ççç

è

æ

3

2

1

F

F

F

(2.7)

cdv : C’est la tension d'alimentation continue de l'onduleur.

2.8 Analyse harmonique de la tension de sortie de l’onduleur

2.8.1 Origine des harmoniques

Les récepteurs non linéaires tels que fours à arc, éclairages, convertisseurs,

redresseurs, absorbent des courants non sinusoïdaux qui traversent les impédances du

réseau et provoquent ainsi une déformation de la sinusoïde de tension d'alimentation. La

déformation de la forme d'onde est caractérisée par l'apparition de fréquences

harmoniques de tension [10].

2.8.2 Déformation d’un signal sinusoïdal

Une tension déformée Y(t) de période T (T = 20 ms à f = 50 Hz) peut donc s'écrire

de la façon suivante :

Y(t) = Y0 + sin (nwt – ln)

Un signal déformé est la résultante de la superposition des différents rangs

d’harmoniques


Page 21

2.8.3 Mode de représentation : le spectre en fréquence

Le spectre est un histogramme fournissant l’amplitude de chaque harmonique en

fonction de son rang et son importance [11].

Figure (2.7) : Spectre d’harmonique

2.8.4 L’harmonique mesuré en pratique

Les harmoniques les plus fréquemment rencontrés dans le cas des réseaux

triphasés, sont les harmoniques de rangs impairs. Au-delà du rang 50, les courants

harmoniques sont négligeables et leur mesure n’est plus significative.

Une bonne précision de mesure est obtenue en considérant les harmoniques

jusqu’au rang. Et les harmoniques de rang 3, 5, 7, 9, 11 et 13 sont les plus surveillé.

La compensation des harmoniques jusqu’au rang 13 est impérative, une bonne

compensation prendra également en compte les harmoniques jusqu’au rang 25.

2.9 Paramètre de performance de l’onduleur

La qualité de l’énergie fournit par un onduleur est évaluée suivant les paramètres

de performance suivant [12] :

2.9.1 Facteur de la nième harmonique

C’est la mesure de la contribution individuelle des harmoniques définit comme

suit :

HFN =


Page 22

2.9.2 Distorsion d’harmonique total THD et le facteur DF

Le taux de distorsion, encore appelé distorsion harmonique totale est défini

comme le rapport de la valeur efficace globale des harmoniques (c'est-à-dire leur somme

quadratique) à la valeur efficace de la composante fondamentale.

THD =

On va couramment jusqu’au 40eme ou 50eme rang d’harmoniques. Cette grandeur

permet d’évaluer à l’aide d’un nombre unique la perturbation d’un courant ou d’une

tension en un point d’un réseau, voire de comparer deux réseaux sujets à des harmoniques

de rangs différents.

Le THD représente sensiblement l’augmentation de l’effet Joule dans les lignes et les

dispositifs.

Un appareil de mesure qui n’effectue pas une analyse spectrale ne mesure pas le

THD mais une valeur approchée appelée le facteur de distorsion, ou DF.

Ce facteur, inférieur à 100 %, est défini par le rapport de la valeur efficace des

harmoniques à la valeur efficace du signal total.

DF =

Lorsque la distorsion est faible, les deux valeurs THD et DF sont équivalentes. Si

DF dépasse les 15 %, il est possible de corriger la mesure pour obtenir le taux de

distorsion harmonique total.

THD =

Un bon appareil d’analyse de réseaux donne la valeur efficace du signal puis le

compare à celle du signal sans son fondamental. Mais certains appareils ne mesurent que

la valeur moyenne des signaux redressés et non pas les valeurs efficaces.

La mesure peut être alors inférieure à DF, et aucune correction ne permet de

retrouver THD. La distorsion de l’onde de tension est proportionnelle à l’impédance du

réseau et à l’amplitude des courants harmoniques.


Page 23

La précision de son calcul n’est limitée que par l’incertitude de l’impédance du

réseau. Le taux de distorsion du réseau électrique est presque partout inférieur à 2% en

HTB, 5% en HTA et 7% en BT. C’est la mesure de la similitude de la forme d’onde

réelle avec sa composante fondamentale :

THD =

§ Harmoniques de courant

Les harmoniques de courant sont à l'origine de pertes joules qui représentent une

grande partie des pertes de la machine. La valeur efficace des harmoniques de courant est

donnée par :

= dt

i(t) étant le courant de phase, et i1(t) son fondamental.

Ne permet cependant pas d'évaluer les performances d'une MLI puisqu'elle dépend

aussi des impédances de la machine. Pour éliminer cette dépendance, on introduit le

facteur de distorsion harmonique d, qui correspond à IhRMS normalisée par sa valeur pour

un fonctionnement en pleine onde IhRM_PO avec la même machine :

d =

Le facteur de distorsion d permet ainsi de caractériser la qualité d'une séquence de

MLI en termes de minimisation de distorsion harmonique de courant, indépendamment

de la charge connectée à l'onduleur.

Les pertes joules dans la charge sont proportionnelles au carré du facteur de

distorsion, aussi pouvons nous utiliser "le facteur de perte" d2 comme critère de

comparaison.

§ Spectre des harmoniques de courant

Le facteur d donne une information globale de la distorsion harmonique. Il est

souvent utile de connaître la contribution individuelle de chaque fréquence à la distorsion

totale. L'analyse par FFT (Fast Fourier Transformation) du courant donne son spectre


Page 24

harmonique, qui est une caractéristique plus détaillée que le facteur de distorsion

harmonique global.

Le spectre harmonique typique des MLI à fréquence de commutation constante

présente des raies d'amplitude importante autour de cette fréquence et de ses multiples.

Ceci entraîne des problèmes de bruit acoustique, pouvant être amplifié par des

phénomènes de résonances mécaniques. Certaines techniques de MLI (MLI aléatoire par

exemple) cherchent à éviter cette concentration d'énergie harmonique autour de certaines

fréquences, en la répartissant sur toute la bande de fréquence. Pour évaluer et comparer

les performances de MLI, le spectre harmonique de courant s'avère être le critère

principal.

§ Ondulation du couple

Les ondulations du couple électromagnétique d'une machine créée par une

séquence de MLI peut être caractérisée par :

∆ = ( - ) /

Désigne respectivement le couple maximal, le couple moyen et le couple nominal.

Certaines applications imposent une ondulation de couple faible. Il existe des MLI

optimisées dans ce sens.

§ Pertes à la commutation

Elles dépendent de la tension E du bus continu, du courant dans la charge, et de

la fréquence de commutation. C'est pour cela qu'en forte puissance, le nombre de

commutations par période du fondamental est obligatoirement faible. Les pertes à la

commutation dépendent aussi, pour certaines MLI, du facteur de puissance de la charge

(Déphasage tension/courant).

Des techniques optimisées pour minimiser ces pertes visent à imposer aux semi-

conducteurs l'état passant ou bloqué (c'est à dire sans commutations) pendant les

intervalles de temps ou le courant qui les traverse est maximal (ou minimal) .


Page 25

2.10 Les Techniques de commande de l’onduleur triphasée :

2.10.1 Généralités sur les MLI :

Le choix d'une technique dépend du type de machine à commander, de la gamme

de puissance, des semi-conducteurs utilisés pour l'onduleur et de la simplicité

d'implantation de l'algorithme. Ce sont finalement des critères de coût et de performance

qui vont déterminer ce choix. Les critères de performances permettent d'évaluer et de

comparer les qualités des différentes techniques de MLI. [14] [16]

2.10.2 Objectif de la Technique MLI :

Les objectifs principaux d'une MLI sont les suivants:

Ø Obtenir dans la charge électrique des courants dans la variation est proche de la

sinusoïdale par le contrôle de l'évolution des rapports cycliques et grâce à une

fréquence élevée des commutations des interrupteurs par rapport à la fréquence

des tensions de sortie

Ø Imposer à l'entrée de l'onduleur un courant de type continu avec des composantes

alternatives d'amplitudes réduites et de fréquences élevées.

Ø Permettre un contrôle fin de l'amplitude du fondamentale des tensions de sortie

généralement sur la plus grande plage possible et pour une fréquence de sorties

larges variable

Les paramètres essentiels de MLI sont par conséquent:

La fréquence de modulation : fm ;

L'indice de modulation: m= fm/fs

Où fs est la fréquence des fondamentaux des grandeurs de sortie de l'onduleur;

Coefficient de réglage:

On cherche généralement à obtenir une valeur maximale de "r" la plus élevée

possible.


Page 26

2.11 LES TECHNIQUES DE COMMANDE MLI :

2.12 Structures de MLI

La technique de modulation de largeur d’impulsion (MLI) permet de commander

la tension de sortie de l’onduleur en amplitude et en fréquence à partir des signaux de

commandes des interrupteurs de l’onduleur tout en limitant l’effet des harmoniques.

Il existe différentes structures de Modulation de Largeur d'Impulsion permettant de gérer

les trois courants d’alimentation de la machine asynchrone à partir des courants de

référence calculés au niveau de la commande .Trois types de MLI sont généralement

utilisés [15]:

Ø La MLI précalculée : consiste à calculer les instants de commutation des

interrupteurs de puissance de manière à éliminer certaines harmoniques non

désirables. Ces séquences sont alors enregistrées dans une mémoire et restituées

cycliquement pour assurer la commande des interrupteurs. L'implantation de cette

technique de MLI sur circuit intégré spécifique est alors envisageable. Plusieurs

travaux d'intégration ont d'ailleurs été réalisés pour ce type de structure.

Ø La MLI dent scie : est basée sur la comparaison entre une onde modulante, de

forme sinusoïdale à faible fréquence, et une autre onde porteuse de forme dent

scie à fréquence plus élevée. Les points d’intersection entre la porteuse et la

modulante déterminent les instants de commutation. Ce genre de MLI est surtout

bien adapté al’ électronique analogique mais est difficilement utilisable en

numérique. En effet, il est, par exemple, difficile de reproduire une tension de

référence sinusoïdale parfaite à partir d'informations numériques.

Ø La MLI vectorielle : utilisée dans les commandes modernes des machines

asynchrones pour obtenir des formes d’ondes arbitraires non nécessairement

sinusoïdales. Le principe de la MLI vectorielle consiste à reconstruire le vecteur

tension statorique Vs à partir de huit vecteur tension. Chacun de ces vecteurs

correspond à une combinaison des états des interrupteurs d'un onduleur de tension

triphasé, Cette méthode de MLI peut désormais être implantée dans des circuits

intégrés numériques. Elle nécessite toute fois des calculs numériques rapides et

précis. De ce fait, la fonction MLI est séparée des fonctions de "commande

algorithmique" et implantée dans un circuit intégré spécifique.


Page 27

2.13 Simulation de l’association onduleur-MAS en pleine onde

Dans cette partie d’étude nous avons associe à la MAS un onduleur de tension qui

fonctionne en pleine onde pour cela nous avons provoqué un couple de charge à l’instant

t=0.6 S de valeur Cr=6N.m.

Schéma block :

Figure (2.8) : schéma bloque de la machine asynchrone associée à un onduleur de tension

Résultat de Simulation de l’association onduleur-MAS en pleine onde

Figure (2.9) : Signal de commande Ka


Page 28

Figure (2.10) : tension de phase Van de l’onduleur tension

Figure (2.11): Spectre harmonique de tension Van

-alimentés à vide

Figure (2.12) : le courant statorique Isa à vide


Page 29

0.42 0.44 0.46 0.48 0.5 0.52

-15

-10

-5

0

5

10

15

temps

isa

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1-15

-10

-5

0

5

10

15

temps (S)

cour

ant r

otor

ique

Ira

Figure (2.13) : zoom de courant statorique Isa

Figure (2.14) : Courant statorique Isa et leur spectre harmonique

Figure (2.15) : le courant rotorique ira à vide


Page 30

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1-10

0

10

20

30

40

50

60

temps (S)

coup

le C

e

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1-200

0

200

400

600

800

1000

1200

1400

1600

temps (S)

la vit

esse

W

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1-15

-10

-5

0

5

10

15

temps (S)

coura

nt

sta

torique I

sa

Figure (2.16) : le Couple électromagnétique Ce à vide

Figure (2.17) : la vitesse de M.AS à vide

-alimentés en charge

Figure (2.18) : le courant statorique isa en charge


Page 31

0.72 0.74 0.76 0.78 0.8 0.82 0.84-15

-10

-5

0

5

10

15

temps (S)

zoom

coura

nt

sta

torique I

sa

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1-15

-10

-5

0

5

10

15

temps (S)

coura

nt

roto

rique I

ra

Figure (2.19) : zoom de courant statorique Isa

Figure (2.20) : spectre harmonique de courant Isa en charge

Figure (2.21) : le courant rotorique ira en charge


Page 32

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1-10

0

10

20

30

40

50

60

temps (S)

coup

le Ce

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1-200

0

200

400

600

800

1000

1200

1400

1600

temps (S)

la v

itesse W

Figure (2. 22) : le Couple électromagnétique Ce en charge

Figure (2.23) : la vitesse de M.AS en charge

Interprétation des résultats :

D’après les résultats de simulation de l’onduleur- machine asynchrone qui ont montrés

que la vitesse en régime permanent se stabilise à une valeur proche de la vitesse du

synchronisme, exactement comme dans le cas de la MAS alimentée directement par le réseau

triphasé.

En régime transitoire, le couple est pulsatoire avec une valeur maximale de l’ordre de

50N.m, et il est ondulé autour du zéro en régime permanent.

La forme de courant statorique est presque le même que celle dans le cas sans onduleur

sauf qu’ici les valeurs maximales ont diminué avec une présence d’harmoniques.


Page 33

0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035-1

-0.8

-0.6

-0.4

-0.2

0

0.2

0.4

0.6

0.8

1

temps

vre

f

2.14 Simulation de la MAS commandé un onduleur MLI

Dans cette partie d’étude nous avons associe à la MAS un onduleur de tension sous

une commande MLI pour une fréquence fp=50 Hz à fin de visualisé l’effet de la

fréquence de commutation pour cela nous avons provoqué un couple de charge à l’instant

t=0.6 s de valeur Cr=6 N.m.

Schéma de block :

Figure (2.24) : Bloque fonctionnel sous une commande à MLI

Résultat de simulation pour Fp = 1.2 KHZ:

Figure (2.25) : représentation de la porteuse et la modulante


Page 34

0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06-400

-300

-200

-100

0

100

200

300

400

temps

Vab

n

0.06 0.08 0.1 0.12 0.14 0.16 0.18-400

-300

-200

-100

0

100

200

300

400

temps

Van

Figure (2.26) : les tensions vabc de la sortie de l'onduleur

Figure (2.27) : la tension de phase Van de l’onduleur à MLI

Figure (2.28) : Spectre harmonique de tension Van


Page 35

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1-10

-5

0

5

10

15

temps (S)

coura

nt sta

toriqu

e Isa

0.59 0.6 0.61 0.62 0.63 0.64

-6

-4

-2

0

2

4

temps (S)

zoom

cou

rant

sta

toriq

ue I

sa

· à vide

Figure (2.29) : les courants Isa à vide

Figure (2.30) : zoom des courants Isa à vide

Figure (2.31) : Spectre harmonique de courant Isa


Page 36

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1-10

-8

-6

-4

-2

0

2

4

6

8

10

temps (S)

cour

ant r

otor

ique

Ira

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1-5

0

5

10

15

20

25

30

35

temps (S)

coup

le Ce

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1-200

0

200

400

600

800

1000

1200

1400

1600

temps (S)

la vit

esse

W

Figure (2.32) : les courants Ira à vide

Figure (2.33) : le couple ce à vide

Figure (2.34) : la vitesse n à vide


Page 37

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1-10

-5

0

5

10

15

temps (S)

coura

nt

sta

torique I

sa

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1-10

-8

-6

-4

-2

0

2

4

6

8

10

temps (S)

coura

nt

roto

rique I

ra

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1-5

0

5

10

15

20

25

30

35

temps (S)

couple

Ce

· En charge :

Figure (2.35) : les courants Isa en charge

Figure (2.36) : les courants Ira en charge

Figure (2.37) : le couple Ce en charge


Page 38

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1-200

0

200

400

600

800

1000

1200

1400

1600

temps (S)

la v

itesse W

Figure (2.38) : la vitesse n en charge

Interprétation des résultats :

Les premières remarques est que les temps de réponse de vitesse ainsi le couple

pour une MAS alimenté par un réseau triphasé à celle alimenté par un onduleur de

tension à cause d’une diminution de la valeur efficace de tension qui alimente la machine. La vitesse en régime permanent se stabilise à une valeur proche de la vitesse du

synchronisme.

Exactement comme dans le cas de la MAS alimentée directement par le réseau

triphasé seulement que la réponse est plus lent.

La forme du courant statorique est presque la même que celle dans le cas sans

onduleur sauf

Qu’ici les valeurs maximales ont diminué

On note que la variation de la fréquence de commutation permet d’augmenter les

pertes joules ce qui provoque l’échauffement des composants de puissance.

Conclusion

Dans ce chapitre : on à étudié la machine asynchrone associée à un onduleur de

tension à pleine onde et à MLI, ont été présentés. Les résultats obtenus par simulation

montrent que l'alimentation de la MAS par un onduleur de tension à onde dent scie

présente des ondulations sur le courant et le couple ce qui entraîne la saturation de la

MAS, alors que l'alimentation par un onduleur à MLI permet la réduction de ces

ondulations. Donc il est clair que la MLI est nettement meilleure que l'onde à dent scie.

Les convertisseurs multiniveaux CHAPITRE 3

Page 39


3.1 Introduction :

La technologie de conversion de l’énergie du continu vers l’alternatif en utilisant les

convertisseurs statiques est une partie de l’électronique de puissance en pleine croissance.

Cela tient essentiellement à deux raisons [16] :

La première est l’étendue du domaine de leurs applications ;

La seconde vient de l’amélioration des performances des semi-conducteurs de

puissance et de l’apparition de nouveaux composants permettant l’implantation de nouvelles

stratégies de commande plus performantes.

La demande en puissance des applications industrielles a augmenté considérablement

ces dernières années, jusqu’à atteindre l’ordre de quelque mégawatts (de l’ordre de 10MW)

pour les basses et moyennes tensions. L’utilisation de convertisseurs conventionnels à deux

niveaux, à grandes fréquences de commutation, est limitée à ce niveau de puissance à cause

des pertes non négligeables engendrées par la commutation des interrupteurs. En plus on se

trouve obligé d’associer plusieurs interrupteurs en série et en parallèle afin de respecter les

limites physiques des interrupteurs utilisés. Donc l’utilisation des convertisseurs

multiniveaux dans les applications de moyenne et haute puissances est proposée comme une

solution à l’handicap technologique des semi-conducteurs.

Le concept de convertisseurs multiniveaux a été mis en place depuis 1975. Le terme

multiniveaux a commencé avec les convertisseurs à trois niveaux. Ultérieurement, plusieurs

topologies de convertisseurs multiniveaux ont été développées.

L’onduleur multiniveaux présente plusieurs avantages, parmi lesquels on peut

mentionner :

Ø La qualité d’onde : les convertisseurs multiniveaux peuvent non seulement générer les

tensions de sortie avec une distorsion très faible, mais peut aussi réduire le dV/dt

souligne, donc certains problèmes de compatibilité électromagnétique (CEM) peuvent

être réduits.

Ø La tension de mode commun : les convertisseurs multiniveaux produisent une tension

de mode commun plus réduite, donc une durée de vie des moteurs plus importante

quand ils sont utilisés pour les entraînements électriques. En outre, la tension de mode

commun peut être éliminée en utilisant des stratégies de modulation avancées telles

que celle proposée dans.

Ø Courant d’entrée : les convertisseurs multiniveaux peuvent tirer un courant d'entrée

avec une faible distorsion.


Page 40


Ø Fréquence de découpage : les convertisseurs multiniveaux peuvent fonctionner à la

fois à la fréquence fondamentale et à une fréquence de découpage élevée (MLI). Il

convient de noter qu’une faible fréquence de commutation signifie généralement des

pertes réduites, donc un gain plus élevé dans le rendement du convertisseur.

Malheureusement, les convertisseurs multiniveaux présentent quelques

inconvénients. Un désavantage particulier est un plus grand nombre de semi-

conducteurs de puissance nécessaires, par rapport aux convertisseurs classiques.

3.2 Principe de l’onduleur multiniveaux :

Ce paragraphe a pour but d'introduire le principe général du comportement

multiniveaux. La figure 3.1 aide à comprendre comment travaillent les convertisseurs

multiniveaux [2, 3]. Un convertisseur à deux niveaux est représenté à la figure 3.1.a, dans

laquelle les commutateurs semi-conducteurs ont été remplacés par un interrupteur idéal. La

tension de sortie ne peut prendre que deux valeurs: 0 ou Vdc1. Sur la figure 3.1.b, la tension

de sortie de trois niveaux peut prendre trois valeurs: 0, Vdc1 ou Vdc1 + Vdc2.

Dans la figure 3.1.c le cas général de m niveaux est présenté [17].

Figure (3.1) : Onduleur à niveaux multiples à deux (a), à trois (b) et à m niveaux (c)

En général, les convertisseurs multiniveaux peuvent être vus comme des synthétiseurs de tension, dans lesquels la tension de sortie est synthétisée à partir de plusieurs niveaux de tension discrets.


Page 41


3.3 Les différentes topologies des onduleurs multiniveaux :

La figure 3.2 représente les topologies des onduleurs multiniveaux les plus récentes

Figure (3.2) : Différentes topologies des convertisseurs multiniveaux

3.3.1 Onduleur de tension à diodes de bouclage :

La première topologie, et la plus pratique, de l’onduleur de tension multiniveaux est la

structure NPC (Neutral-Point-Clamped). Elle a été proposée, la première fois, par Nabae et

al. en 1981.

L’onduleur NPC à trois et à cinq niveaux est donné par la figure 3.3. Les diodes son

utilisées pour réaliser la connexion avec le point de référence . Pour l’obtention d’une

tension de m niveaux, m-1 capacités sont nécessaires. Les tensions aux bornes des

condensateurs sont toutes égales à Vdc / m 1, Vdc étant la tension totale appliquée. Les deux

interrupteurs dans un même bras sont commandés de façon complémentaire.

Figure (3.3) : Onduleur NPC à trois (a) et à cinq niveaux (b)


Page 42


3.3.2 Onduleur de tension à condensateurs flotteurs

La topologie de l’onduleur multiniveaux à condensateur flotteur (Flying Capacitor

Multilevel Inverter), donnée par la figure 3.4 a été proposée par T. Meynard et H. Foch en

1992. Cette structure est proposée pour résoudre d’une part le problème de l’équilibre des

tensions, et d’autre part pour réduire le nombre excessif de diodes. Dans cette topologie, les

capacités remplacent les diodes, d’où l’appellation « onduleur à condensateur flotteurs » ;

malheureusement dans cette variante un grande nombre de capacités est exigé, contrairement

au premier cas qui ne nécessite que (m-1) capacités seulement.

Figure (3.4) : Onduleur à condensateur flotteurs à trois (a) et à cinq niveaux (b)

3.3.3 Onduleurs multiniveaux en cascade :

En1975, dans les auteurs ont proposé un convertisseur multiniveaux en cascade qui

consistait en la mise en série de plusieurs ponts à deux niveaux monophasé ; ces ponts étant

connectés à des sources de tension continues séparées. La figure 3.5 Montre le schéma de

base d’un convertisseur N niveaux en cascade formé par l’association en série de N-1/2

ponts à deux niveaux. La tension Vs en sortie d’une telle structure est donnée par la somme

des N-1/2 tensions en sortie des ces ponts.

Une autre alternative consiste à envisage de mettre en série plusieurs ponts

monophasé alimentés par une même source de tension continue Ec figure (3.6). Cette


Page 43


structure est appelée polygonale et l’utilisation d’un transformateur d’isolement à la sortie

de chaque pont est obligatoire pour connecter les sortie alternative de chaque pont.

Il est à notre cependant que pour ces deux structure, l’encombrement (et par

conséquent l’augmentation du cout) de l’installation reste des handicapes pénalisants. En

effet, pour l’obtention d’une tension de sortie à N niveaux, il faudra disposer de (N-1)/2 pont

monophasé par bras. Chaque à la valeur doit être dimensionné pour le courant de charge et

pour une tension continue égale à la valeur maximal de la tension en sortie du bras divisée

par N '(ceci est valable dans le cas des onduleurs polygonaux pour un rapport de

transformation unitaire).

Figure (3.5) : structure d’un convertisseur N niveaux en cascade

Figure (3.6) : structure d’un convertisseur polygonale N niveaux


Page 44


3.4 Autres topologies :

Outre les trois topologies de base discutées précédemment, d'autres topologies de

convertisseurs multiniveaux ont été proposées, mais la plupart d'entre elles sont à base de

circuits "hybrides", combinaisons de deux topologies de base ou de légères variations de

celles-ci. Ces topologies sont :

a) Le convertisseur asymétrique hybride,

b) Le convertisseur avec des ponts en cascade et sources CC/CC avec isolement,

c) Le convertisseur avec des topologies multiniveaux en cascade,

d) Le convertisseur avec commutation douce,

e) Les convertisseurs reliés par transformateur,

f) Le convertisseur Diode/Capacitor-Clamped : variante de l’onduleur NPC,

g) Le convertisseur New Diode-Clamped : autre variante de l’onduleur NPC,

h) Le convertisseur multiniveaux généralisé.

3.5 Comparaison entre les trois principaux convertisseurs multiniveaux

On peut trouver dans la littérature des descriptions intéressantes des trois topologies

de base, avec leurs avantages et inconvénients, comme celle offerte par Lai et Peng dans ou

par Shakwek et Lewis dans. Le tableau 3.1 montre, de manière résumée, les principales

caractéristiques des trois topologies multiniveaux de base pour un convertisseur de m

niveaux. La sélection de la topologie multiniveaux la plus adéquate pour chaque application

n'est pas évidente, jusqu'à présent c'est un défi non résolu dans la littérature.

Tableau (3.1): Comparaison entre les trois topologies de base des convertisseurs

multiniveaux


Page 45


Du point de vue du nombre de composants, l’onduleur en cascade paraît être la

solution multiniveaux la plus avantageuse, surtout lorsque le nombre de niveaux devient

important. Dan la suite de notre étude, on utilisera cette topologie.

3.6 Les différentes stratégies de modulation

A la sortie d'un onduleur, alimenté par une source de tension continue, on obtient une

tension alternative formée de créneaux rectangulaires. Le filtrage de cette tension

rectangulaire permet son approximation a une tension sinusoïdale. Si la tension a filtrée est

a la fréquence industrielle, le filtrage sera lourd, couteux et le résultat obtenus seront

médiocres. D’où la nécessité d'une technique permettant le découpage d'une alternance en

plusieurs créneaux. La modulation de largeur d'impulsion (MLI) est introduite pour résoudre

se problème. Cependant, l'essor de la modulation MLI n'a été possible que grâce aux progrès

sur les semi-conducteurs.

La modulation MLI consiste alors à former chaque alternance d'une tension de sortie

d'une succession de créneaux de largeur convenable, en adaptant une fréquence de

commutation supérieure à la fréquence des grandeurs de sortie de l'onduleur.

Ainsi, elle permet de repousser, vers des fréquences élevées, les harmoniques de la

tension de sortie; ce qui facilite. Aussi, la multiplication du nombre des impulsions, formant

chacune des alternances d'une tension de sortie, offre la possibilité de moduler la forme de

cette tension et d'obtenir une forme d'onde approximant au mieux la sinusoïde.

La génération des signaux de commande de la modulation MLI se fait le plus souvent

en temps réel. On détermine ainsi les instants d'ouverture et de fermeture des interrupteurs à

l'aide d'une électronique de commande analogique ou numérique ou éventuellement une

combinaison des deux.

Pour assurer la détermination en temps réel des instants de fermeture et d'ouverture des

interrupteurs, on distingue deux techniques de modulation de largeur d'impulsion : la

modulation sinusoïdale et la modulation vectorielle.

La modulation sinusoïdale consiste à utiliser les intersections d'une onde de référence

ou modulante, généralement sinusoïdale, avec une onde de modulation ou porteuse,

généralement triangulaire. Cette technique exige une commande séparée pour chacune des

phases de l'onduleur.


Page 46


La modulation vectorielle consiste à représenter la tension sinusoïdale de sortie que l'on

désire par un seul vecteur. La transformation de Clarke permet d'approcher au mieux ce

vecteur pendent chaque intervalle de modulation. La génération des signaux de commande

des interrupteurs se fait de façon à suivre au mieux le vecteur défini par la composante de

Clarke du système de tensions de sortie de l'onduleur. Contrairement à la modulation

sinusoïdale la modulation vectorielle permet d'assurer, d'une manière globale, la commande

de l'ensemble des interrupteurs constituant l'onduleur.

3.7 Conclusion

Il existe plusieurs topologies d’onduleur, dont chacun correspond à un type

d’application déterminer ou permettent d’atteindre des performances recherchées. Dans ce

chapitre, on à différentes structure de base d’onduleur de tension multiniveaux ou nous

avons donné leurs avantages et leurs inconvénients. On à aussi présenté les différentes

technique de modulation

Le chapitre suivant sera consacré à l’étude de l’onduleur de tension à diode de

bouclage. L’étude d’un cas d’onduleur triphasé à trois niveaux (NPC) sera exposée.

Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC CHAPITRE 4

Page 46


Page 47

4.1 Introduction :

Les onduleurs de tension constituent une fonction incontournable de l’électronique

de puissance. Ils sont présents dans des domaines d’application les plus variés, dont le plus

connu est sans doute celui de la variation de vitesse des machines à courant alternatif. La forte

évolution de cette fonction s’est appuyée, d’une part, sur le développement de composants à

semi-conducteurs entièrement commandables ,puissants, robustes et rapides, et d’autre part,

sur l’utilisation quasi-généralisée des techniques dites de modulation de largeurs

d’impulsions .Dans les applications de fortes puissances, la structure des onduleurs à trois

niveaux est plus adaptée, par rapport à la structure classique, du fait que les tensions et

courants de sortie présentent un taux d’harmoniques nettement inférieur. La tension aux

bornes de chaque interrupteur est divisée par deux et la fréquence de hachage est plus basse.

Les méthodes de contrôle direct du couple (DTC) des machines asynchrones sont

apparues dans la deuxième moitié des années 1980, introduite par I. TAKAHASHI et M.

DEPENBROCK, comme concurrentielles des méthodes classiques.

Les méthodes de contrôle direct du couple (DTC) consistent à commander

directement la fermeture et l’ouverture des interrupteurs de l’onduleur selon l’évolution des

valeurs du flux stator et du couple électromagnétique de la machine.

Dans ce chapitre, nous présentons, dans la première partie, la structure ainsi que le

modèle de l’onduleur de tension à trois niveaux à structure NPC.

Ensuite, dans la deuxième partie, nous présenterons de commande par DTC.

4.2 Modélisation d’un onduleur à trois niveaux à structure NPC

4.2.1 Structure de l’onduleur à trois niveaux à structure NPC

La structure choisie dans cette étude est celle de l’onduleur de tension triphasé à trois

niveaux à structure NPC. Plusieurs études sont faites sur les onduleurs à deux niveaux, aussi

bien du point de vue modélisation que stratégie de commande. On va essayer surtout

d’approfondir les partiesconcernant les onduleurs multi-niveaux. Et plusieurs structures sont

possibles pour l’onduleur à trois niveaux. Nous avons choisi d’étudier la structure NPC

(Neutral Point Clamping), cet onduleur est dit à trois niveaux parce qu’il délivre trois niveaux

de tension (+Uc, 0, -Uc). Cette structure est présentée à la figure (4.1) [17].


Page 48

Figure (4.1) : Structure de l’onduleur triphasé à trois niveaux à structure NPC

4.2.2. Modélisation du fonctionnement d’un bras d’onduleur NPC à trois

niveaux

L’onduleur à trois niveaux a une structure symétrique. Donc on procède par bras

(figure (4.2)), ainsi, on défini en premier lieu un modèle global d’un bras sans à priori sur la

commande.

Figure (4.2) : Structure d’un bras d’onduleur triphasé à trois niveaux


Page 49

4.2.3 Les différentes configurations d’un bras d’onduleur à trois niveaux A fin d’élaborer un modèle du fonctionnement de ces onduleurs à trois niveaux sans a

priori sur la commande ; on représente chaque paire transistor diode par un seul interrupteur

bidirectionnel (figure (4.3)) et on procède par bras (grâce à la symétrie de l’onduleur triphasé)

[18] [17].

Figure (4.3) : Interrupteur bidirectionnel équivalent de la paire diode-transistor

Une analyse topologique d’un bras montre cinq configurations possibles pour ce

dernier. Ces différentes configurations sont présentées à la figure (4.4).

Les grandeurs électriques caractérisant chacune de ces configurations sont données

dans le tableau (4.4) (avec M origine des potentiels et Vk le potentiel du nœud k du bras k).

Pour les configurations E0 le potentiel Vk dépend de la source d'énergie alternative.

La configuration

La grandeur électrique

E0

ik= 0

E1 vk=UC1=UC

E2

vk=0

E3 vk=-UC2=-UC

E4 vk=0

Tab (4.1) : Grandeurs électriques correspondantes pour chacune des configurations d'un bras k.


Page 50

La configuration E0 La configura tion E1

La configura tion E2 La configura tion E3


Page 51

La configuration E4

Figure (4.4) Les différentes configurations possibles pour un bras d’onduleur à trois niveaux

4.2.4 Hypothèse :

Les tentions d’entrée de l’onduleur sont supposées parfaites. En pratique, cela se

traduit par le fait que, quel que soit le courant ik, délivré par cette alimentation, la tension à

ses bornes reste constante UC1=UC2. La chute de tension aux bornes des semi-conducteurs

est négligeable devant la tension d’alimentation qui est de l’ordre de quelques centaines de

volts. [19].

4.2.5. Commande complémentaire pour l’onduleur à trois niveaux :

Pour un onduleur triphasé à trois niveaux en mode commandable, et pour éviter le

court-circuit des sources de tension par conduction de plusieurs interrupteurs, on définit la

commande complémentaire suivante

(4.2)

Avec , commande de base du transistor d'un bras k.

Remarque : un convertisseur statique est dit en mode commandable si les transitions entre les

différentes configurations dépendent uniquement de la commande externe

4.2.5.1 Fonction de connexion :

On défini les fonctions de connexion de demi bras Fbk1, Fb

k0 comme suit :

Fbk1 = Fk1. Fk2

Fbk0 = Fk3. Fk4 (4.3)

Avec k est le numéro du bras k=1, 2,3 ; et On désigne par


Page 52

1: le demi-bras de haut

0 : le demi-bras de bas

4.2.5.2 Modélisation aux valeurs instantanées

Les potentiels des nœuds A, B, C de l'onduleur triphasé à trois niveaux, par

rapport au point M de la source de tension d'entrée, sont donnés par le système

suivant, avec Uc1=Uc2=Uc :

Vam = F11F12UC1 - F13 F14 UC2 = ( F11F12 - F13 F14) UC

Vbm = F21F22UC1 – F23 F24 UC2 = ( F21F22 – F23 F24) UC (4.4)

Vcm = F31F32UC1 – F33 F34 UC2 = ( F31F32 – F33 F34) UC

On constate d'après le système (3.3), que l'onduleur de tension à trois

niveaux est équivalent à deux onduleurs à deux niveaux en série.

= F11F12 = F21F22 = F31F32 (4.5)

=F13 F14 =F23 F24 =F33 F34

En introduisant L’expression de ces dernières dans les tensions d’entrée on aboutit à :

Vam = UC1 - UC2 = ( - ) UC

Vbm = UC1 - UC2 = ( - ) UC (4.6)

Vcm = UC1 - UC2 = ( - ) UC

Les tensions composées sont données par :

UAB = Vam – Vbm = (F11F12 - F21F22) UC1 = (F13 F14 - F23 F24) UC2

UBC = Vbm – Vcm = (F21F22 – F31F32) UC1 = (F23 F24 – F33 F34) UC2 (4.7)

UCA = Vcm – Vam = (F31F32 - F11F12) UC1 = (F33 F34- F13 F14) UC2

3.2.5.3 Modèle de connaissance

En utilisant la fonction de connexion des demi-bras Fks, on obtient:


Page 53

= . UC1 UC2 (4.8)

Les tensions simples sont données comme suite

= . UC1 UC2 (4.9)

Dans le cas où Uc1=Uc2=Uc, la relation (3.9) s’écrirait comme suit :

= . .UC (4.10)

Les courants d’entrée id1 et id2 en fonction des courants de charge i1 i2 i3 sont

donnés par le système (3.11) ci-dessous :

= . + + (4.11)

= . + + +

Cette relation montre une analogie du point de vue des courants d’entrée des

onduleurs à trois niveaux et deux niveaux, ainsi pour l’onduleur à trois niveaux

tout se passe, comme si le courant id1 était le courant d’entrée de l’onduleur à deux

niveaux du haut, et id2 celui de l’onduleur à deux niveaux du bas.

D’après la figure (3.2) et en appliquant la loi des nœuds, on aura :

= ( + + ) – ( + ) (4.12)

En introduisant la relation (3.11) dans l’équation (3.12) on obtient (3.13):

= (1- ( + )). + (1- ( + )) +(1- ( + ) ). (4.13)

D’où on aura les relations de conversion suivantes :


Page 54

= . (4.14)

Avec

(4.15)

Remarque : un convertisseur statique est dit en mode commandable si les transitions

entre les différentes configurations dépendent uniquement de la commande externe

4.3. Les différentes stratégies de l'onduleur à trois niveaux

Dans cette partie, nous élaborons quelques stratégies de commande de l'onduleur à

trois niveaux qui permettent de générer une source de tension la plus sinusoïdale possible et

qui sont:

Ø La commande en plein onde.

Ø La commande par modulation de largeur d’impulsion (MLI) [20]

4.3.1. Commande à pleine onde :

Principe :

La commande en pleine onde est une commande classique souvent utilisé pour la

commande des onduleurs. Plusieurs cas qui se différencient par les manières d’élabore la

séquence de commande des interrupteurs et de régler la valeur de la tension à la sortie de

l’onduleur pour alimenter la machine asynchrone.


Page 55

Plusieurs commandes pleines ondes sont possibles pour cet onduleur. Cette stratégie

consiste à générer un système de tension dans les fondamentaux constituent un système

triphasées équilibre.

Schéma block :

Figure (4.9) : schéma block de commande en pleine onde

Figure (4.10) Signal de commande


Page 56

Figure (4.11) : spectre harmonique de Signal

La Tension Van :

Figure (4.12) : la tension Van

Figure (4.13) : spectre harmonique de tension


Page 57

A vide :

Courant statorique Isa Courant rotorique Ira

Le couple Ce La vitesse n

Figure (4.14) : les courant statorique et rotorique le couple et la vitesse à vide


Page 58

En charge :

Courant statorique Isa Courant statorique Ira


Figure (4.15) : les courant statorique et rotorique le couple et la vitesse en charge


Page 59

0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8

x 10-3

-1

-0.8

-0.6

-0.4

-0.2

0

0.2

0.4

0.6

0.8

1

4.3.2. Commande par MLI:

Pour : Signal deux porteuse décalée a (+Tp/2)

Figure (4.16) : Schéma block

Figure (4.17) : Signal deux porteuse décalée a (Tp/2)


Page 60

Figure (4.18) : La Tension Van

Figure (4.19) : spectre des Harmonique de tension

A vide :



Page 61


Figure (4.20) : les courant statorique et rotorique le couple et la vitesse a vide

En charge :



Page 62


Figure (4.20) : les courant statorique et rotorique le couple et la vitesse à vide

Interprétation

Les figures (4.18) et (4.10) montrent les allures des tensions simples et les tensions de

chaque bras à la sortie de l’onduleur trois états où on remarque une nette amélioration de la

forme de tension Va en forme d’escalier par rapport à celle de l’onduleur conventionnel.

Les figures (4.20) représentent les courbes de vitesse, du couple et la forme du courant

respectivement à vide et en charge de Cr= 6 N.m à t= 0.6 s. une diminution de la vitesse et le

couple oscille autour de la charge appliquée à l’arbre de la machine. Une nette amélioration

de la forme de courant.


Page 63

4.4 Principe de contrôle direct de couple

Le contrôle direct de couple (DTC) d’une machine à induction, est basé sur la

détermination de la séquence de commande à appliquer aux interrupteurs de l’onduleur de

tension à chaque instant de commutation.

Pour chacune des grandeurs contrôlées, flux stator et couple électromagnétique, on

définit une ou plusieurs bandes ; La valeur estimée de chaque grandeur est comparée avec

une valeur de référence à l’aide d’un régulateur à hystérésis.

La séquence de commande est choisie selon [21],

· Le signal de sortie du régulateur à hystérésis du couple

électromagnétique ;

· Le signal de sortie du régulateur à hystérésis du flux stator ;

· Le signal informant sur la position du vecteur flux stator.

L’objectif de ce choix est de déterminer le vecteur de tension optimal pour le

contrôle de l’amplitude du flux et du couple, et les maintenir dans leurs bandes d’hystérésis.

Ce type de commande se classe donc dans la catégorie des commandes en amplitude le

contrôle direct de couple est caractérisé par [22] :

· Généralement d’excellentes réponses dynamiques ;

· La sélection des vecteurs de tension optimaux pour l’onduleur assure le contrôle direct

de couple et de flux et indirectement le contrôle de la tension et de courant statoriques

· La fréquence de commutation de l’onduleur est variable et dépend des régulateurs à

hystérésis utilisés;

· L’existence des oscillations de couple entrainant la variation du niveau

sonore ;

· Nécessité à des fréquences d’échantillonnage très élevées (>20KHz).

4.5 Contrôle de flux et de couple électromagnétique

4.5.1 Contrôle du flux statorique :

Le contrôle direct du couple est basé sur l’orientation du flux statorique ; De

l’équation (1.1) on déduit l’expression du flux statorique dans le référentiel (d, q)

lié au stator de la machine asynchrone, et est donnée par l’équation suivante [23]

:

(t) = - ) dt + (4.15)

Pendant une période d’échantillonnage , soit un intervalle de temps


Page 64

[0, ] durant lequel on applique un vecteur de tension non nul à la machine, en

négligeant la chute de tension due à la résistance statorique ( << ) par

conséquent l’équation (4.15) devient :

(t) = (0) + . (4.16)

Posons ∆ = (0) - (t) = . (4.17)

L’équation (4.17) est illustrée à la Figure (4.21) l’extrémité du vecteur flux

statorique (t) se déplace sur une droite dont la direction est donnée par le

vecteur tension appliqué .

Un résultat immédiat du comportement du flux de point de vue réglage :

Pour augmentation de flux, on applique un vecteur tension parallèle à et de

même sens, et de sens opposé pour le diminuer ; Tandis que l’application d’un

vecteur tension en quadrature avec fait varier sa phase et n’agit pas sur son

amplitude.

Le choix de la séquence adéquate des vecteurs durant chaque période

d’échantillonnage, permet de garder l’amplitude de autour d’une valeur constante, et

l’extrémité du vecteur aura une trajectoire pseudo circulaire, à conditions que la période

d’échantillonnage soit très faible devant celle du flux statorique.

Figure (4.21) : Evolution du vecteur flux stator


Page 65

4.5.2 Contrôle du couple électromagnétique :

Pour représenter la machine asynchrone, on choisit le référentiel (d, q) lié au stator

qui est généralement le plus adapté à l’implantation de la DTC. Le modèle de la machine

dans ce référentiel (Chapitre 1) est donné par les équations suivantes :

= + (4.18)

= 0 = + – j w

= + M (4.19)

= + M

De l’équation (4.19) on peut écrire l’expression du courant :

= ( - ) (4.20)

Avec = 1 - étant le coefficient de dispersion ;

De (4.20) et (4.18) on obtient :

= +

+ ( – jw) = (4.21)

Avec = est la constante de temps rotorique de la machine.

Cette dernière équation (4.21) montre que :

Il est possible de contrôler le vecteur à partir du vecteur à la chute de tension

près ;

Le flux suit les variations de avec une constante de temps qui détermine

aussi la rapidité de variation de l’angle entre les deux flux statorique et rotorique; Le rotor

agit comme un filtre de constante de temps entre les flux et .

La relation du flux en régime permanant s’exprime par :


Page 66

= = (4.22)

En posant = l’angle entres les vecteurs flux, le couple s’exprime par [26] :

= p sin (4.23)

Les relations (la première équation de (4.21)), (4.22), (4.23) montrent que :

Le couple dépend des amplitudes des deux vecteurs et et de leur position relative

; Si l’on parvient à contrôler le vecteur de flux en module et en position, on peut donc

contrôler module et en position, et donc le couple.

Ceci est possible à condition que la période d’échantillonnage est telle que Te<<σTr

4. 5.3 Le fonctionnement et le choix de la séquence de commande

Comme il a été déjà mentionné au (4.17) le choix de dépend de la position du flux ,

de la variation souhaitée de son module, de l’évolution souhaitée pour sa vitesse de rotation et

par conséquent pour le couple.

L’espace d’évolution de dans le référentiel (d,q ) lié au stator est divisé en six

secteurs angulaires de (π/3), ce partage permet de déterminer pour chaque secteur, la

séquence de contrôle adéquate pour les états des grandeurs de contrôle.

Lorsque le vecteur flux se trouve dans la zone k Figure (4.22) les deux vecteurs et

ont la composante de flux la plus importante (composante radiale sur la Figure (4.21) et

leur effet sur le couple dépend de la position du vecteur flux dans la zone considérée ; c’est la

cause pour laquelle ils ne sont jamais appliqués.

Ainsi, Le contrôle du flux et du couple est assuré en sélectionnant un des autres quatre

vecteurs non nuls ou l’un des deux vecteurs nuls selon le secteur où se trouve le vecteur

flux .


Page 67

Figure. (4.22) : Choix des vecteurs de tension

L’effet du vecteur de tension pouvant être sélectionné est mentionné sur la Figure (4.22)

Explicitement, lorsque le flux se trouve dans le secteur k [24] :

· Si est sélectionné alors croît et Ce croît ;

· Si est sélectionné alors croît et Ce décroît ;

· Si est sélectionné alors décroît et Ce croît ;

· Si est sélectionné alors décroît et Ce décroît ;

· La sélection des vecteurs tension nuls, permet de diminuer la fréquence de

commutation moyenne du variateur , une séquence nulle est systématiquement

appliquée lorsque on emploie des régulateur à trois niveaux pour le couple [21], [25] ;

· La sélection des vecteurs tension nuls , permet d’augmenter la valeur algébrique du

couple et diminuer le module de flux, ou bien de diminuer la valeur algébrique du couple

et diminuer le module de flux, selon le point de fonctionnement.

4. 6 Les estimateurs

L'estimation du flux statorique et du couple électromagnétique se fait à partir de

vecteurs tension et courant statorique [21].


Page 68

4. 6.1 Estimation du flux statorique

L’expression du flux statorique s’écrit [22], [21] :

(t) = - ) dt + (4.24)

Le vecteur flux statorique est calculé à partir de ses deux composantes biphasées d’axes

(d, q), soit :

= + j (4.25)

Et le module de s’écrit :

= (4.26)

Les composantes , du vecteur de courant statorique sont calculées à partir des

courants ( , , ) mesuré.

= (4.27)

= (4.28)

= ( )

Les composantes , du vecteur tension statorique sont calculées à partir de la

tension d’entrée de l’onduleur et des états de commande ( , , ), soient :

= ( - ( + ) (4.29)

= ( -

Le secteur dans lequel se trouve le vecteur est déterminé à partir des composantes

et .

L’angle détermine la position du vecteur et est égal à :

= arctg (4.30)


Page 69

4. 6.2 Estimation du couple électromagnétique

A partir des valeurs calculées de , et les composantes estimées de et on

peut estimer le couple électromagnétique par la relation suivante :

= p [ - ] (4.31)

4. 7 Elaboration du vecteur de commande

4. 7.1 Contrôleur de flux

Pour contrôler le vecteur flux on utilise un contrôleur à hystérésis à deux niveaux

pour maintenir le module du flux entre deux limites, en comparant sa valeur avec une valeur

de référence, la sortie du contrôleur génère une valeur binaire indique si le module du flux

doit augmenter ou doit diminuer.

Avec ce contrôleur on garde la trajectoire de l’extrémité du vecteur flux à l’intérieur

d’une couronne circulaire, comme l’illustre la Figure (4.23) :

≤ ∆

Avec :

: est le module de flux ;

: est le flux référence ;

∆ : est la largeur du correcteur à hystérésis ;

La valeur binaire de la sortie du correcteur :

Cflx 0 = Indique que le module du flux doit être augmenté ;

Cflx 1 = Indique que le module du flux doit être diminué.


Page 70

Figure. (4.23) : Contrôleur à hystérésis à deux

Niveaux et Sélection des tensions correspondant

4. 7.2 Contrôleur de couple

Le contrôle de couple a pour but de maintenir son module autour d’une valeur de

référence entre deux les limites admissibles, en utilisant des contrôleurs à hystérésis

≤ ∆ (4.32)

Avec :

: est le couple électromagnétique ;

: est le couple de référence ;

∆ est la bande d’hystérésis.

Deux solutions sont à envisagés :

• Un contrôleur à hystérésis à deux niveaux ;

• Un contrôleur à hystérésis à trois niveaux.


Page 71

4.7.2.1 Contrôle directe de couple par la méthode classique

Ce contrôleur permet de contrôler le moteur dans les deux sens de rotation, soit pour un

couple positif ou négatif ; La sortie du correcteur délivre une variable binaire que l’on note

Ccpl. Figure (4.24) indique directement si l’amplitude du couple doit être augmentée en

valeur absolue (Ccpl =1) pour une consigne positive et (Ccpl = -1) pour une consigne

négative, ou doit être diminuée (Ccpl = 0) . En effet pour diminuer la valeur du couple, on

applique les vecteurs ou ce qui permet une décroissance du couple

électromagnétique.

Figure. (4.24) : Contrôleur à hystérésis

Table (4.2) : Table de commutation


Page 72

4.7.2.2 La DTC utilisant l’onduleur à trois-niveaux de tension de type NPC

L’espace d’évolution de f dans le référentiel considéré se décompose en douze (12)

zones S (1,…12), se choix est dicté par le souci d’un contrôle plus rigoureux, et tel que :

+ (S-1) + (S-1) (4.33)

Où : le premier secteur s’étend de -15° à 15°.

L’erreur ∆F entre la référence flux et sa valeur estimée, respectivement φs*, φs sert pour

entrée à un comparateur à hystérésis à deux niveaux. De même, l’erreur ∆C entre la référence

couple et sa valeur estimée, respectivement Ce*et Ce, sert pour entre à un comparateur à

hystérésis à deux bandes supérieures et deux bandes inférieures. La sortie de chaque

comparateur, représentée par une variable signe KF ou KC indique directement si l’amplitude

du flux (ou du couple) doit être augmentée ou diminuée de façon à maintenir ces deux

grandeurs à l’intérieur des bandes d’hystérésis désirées ∆ et ∆ :

Figure (4.25) : Blocs d’hystérésis.

L’élaboration des tables de commutation sur douze secteurs, fait une bonne localisation de

vecteur flux dans le plan complexe.

De là, une nouvelle table de commande est déduite donnant une relation directe entre S,

KF et KC et les ordres de commutation (Sa, Sb, Sc ) de l’onduleur à trois-niveaux de tension

sont les paramètres de sortie. Cette table est valable dans les deux sens de rotation de la

machine.


Page 73

Tableau (4.3) : Table de commutation pour un onduleur à trois-niveaux.

4. 8 Structure générale du contrôle direct de couple

Figure. (4.26): Structure de la commande directe du couple


Page 74

0.65 0.66 0.67 0.68 0.69 0.7-400

-300

-200

-100

0

100

200

300

400

temps (s)

la t

ensi

on V

a

0.72 0.74 0.76 0.78 0.8 0.82

-3

-2

-1

0

1

2

3

4

temps (s)

zoom

le c

oura

nt s

tato

rique

is

4. 9 résultats de simulation A vide pour DTC deux niveaux:

Figure. 4.25 La tension Va

Figure. 4.26 Courant statorique Isa

Figure. 4.27 Zoom de courant statorique Isa

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1-8

-6

-4

-2

0

2

4

6

8

temps (s)

le c

oura

nt s

tato

rique

is


Page 75

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1-10

-5

0

5

10

15

temps (s)

le couple

C

e

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 10

100

200

300

400

500

600

700

800

900

1000

temps (s)

la vitesse N

-1.5 -1 -0.5 0 0.5 1 1.5-1.5

-1

-0.5

0

0.5

1

1.5

Fsd

Fsq

-500 -400 -300 -200 -100 0 100 200 300 400 500-400

-300

-200

-100

0

100

200

300

400

Vd

Vq

Figure. 4.29Le couple Ce à vide Figure. 4.30 La vitesse N à vide

Figure. 4.31Le Flux statorique et la Tension d'alimentation dans la repaire dq


Page 76

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1-8

-6

-4

-2

0

2

4

6

8

temps (s)

coura

nt

sta

torique is

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 10

100

200

300

400

500

600

700

800

900

1000

temps (s)

la v

itesse N

0.54 0.56 0.58 0.6 0.62 0.64 0.66

930

940

950

960

970

980

temps (s)

zoom

la v

itesse N

En charge pour DTC deux niveaux :

Figure. 4.31 La Tension Va

Figure. 4.32 Courant Is Figure.4.33 Zoom courant statorique Is

Figure.4.34 La vitesse N en charge Figure. 4.35 Zoom de la vitesse

0.27 0.28 0.29 0.3 0.31 0.32-400

-300

-200

-100

0

100

200

300

400

temps (s)

la te

nsio

n Va

0.54 0.56 0.58 0.6 0.62 0.64-8

-6

-4

-2

0

2

4

6

8

temps (s)

zoom

le c

oura

nt

sta

torique is


Page 77

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1-10

-5

0

5

10

15

20

temps (s)

le co

uple

Ce

Figure. 4.36Le couple électromotrice Ce en charge

ü Interprétation

Dans les figures (4.26 et 4.29) on retrouve les deux régimes transitoire et permanent.

Dans le régime transitoire, les variations du couple de même rapides que celles du flux.

Les différents résultats de simulation montrent que le flux et le couple oscillent autour

de leurs valeurs de références (respectivement 1 Wb.T et 10 N.m), on relève un grand

approchement de la forme du courant statorique de la forme sinusoïdale. Dans les deux cas,

on note un dépassement de courant statorique au démarrage qui atteint la valeur de 8A.

On remarque aussi que la tension entre la phase ‘a’ et la phase ‘b’ qui, en régime

permanent montre une forme périodique par une modulation MLI, et la présence des

surtensions car les commutateurs utilisés dans cet onduleur de tension sont des interrupteurs

réelles.

4 .10 La DTC pour onduleur 3 niveaux NPC :

Résultats de simulation A vide pour DTC 3 niveaux:


0.42 0.44 0.46 0.48 0.5 0.52-600

-400

-200

0

200

400

600

temps (s)

la vit

esse

Va


Page 78

Figure. 4.38 Courant Isa Figure.4.39Zoom courant statorique Is

Figure. 4.40Le couple électromotrice Ce Figure.4.41 La vitesse N

Figure. 4.42 La tension de repaire dq Figure. 4.43flux statorique repaire dq

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1-10

-8

-6

-4

-2

0

2

4

6

8

10

temps (s)

le c

oura

nts

Is

0.35 0.4 0.45 0.5 0.55-10

-8

-6

-4

-2

0

2

4

6

8

10

temps (s)

Zoom

le c

oura

nts

Is

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1-10

-5

0

5

10

15

20

temps (s)

le c

ouple

Ce

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 10

100

200

300

400

500

600

700

800

900

1000

temps (s)

la v

itesse N

-800 -600 -400 -200 0 200 400 600 800-600

-400

-200

0

200

400

600

Vd

Vq

-1.5 -1 -0.5 0 0.5 1 1.5-1.5

-1

-0.5

0

0.5

1

1.5

le Flux sd

le F

lux s

q


Page 79

En charge pour DTC 3 niveaux:


Figure. 4. 45 Courant Is Figure.4.46Zoom courant statorique Is

Figure.4.47 La vitesse N en charge Figure. 4.48 Zoom de la vitesse

0.22 0.24 0.26 0.28 0.3 0.32-600

-400

-200

0

200

400

600

temps (s)

la te

nsio

n va

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1-10

-8

-6

-4

-2

0

2

4

6

8

10

temps (s)

le c

oura

nt

sta

torique I

s

0.5 0.55 0.6 0.65 0.7-10

-8

-6

-4

-2

0

2

4

6

8

10

temps (s)

Zoom

le c

oura

nt

sta

torique I

s

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 10

100

200

300

400

500

600

700

800

900

1000

temps (s)

la v

itesse N

0.594 0.596 0.598 0.6 0.602 0.604 0.606 0.608946

948

950

952

954

956

958

960

temps (s)

Zoom

la v

itesse N


Page 80

Figure. 4.49Le couple électromotrice Ce

Figure. 4.50 La tension de repaire dq Figure. 4.51 flux statorique repaire dq

Ø Interprétation :

La figure (4.38 et 4.40) illustre les deux régimes transitoire et permanent. Dans le régime

transitoire, les variations du couple et du flux rapide que celles obtenues avec un onduleur à

deux niveaux.

Les différents résultats de simulation montrent que le flux et le couple oscillent autour de

leurs valeurs de références (respectivement 1 Wb.T et 10 N.m)

On observe un grand approchement de la forme du courant statorique de la forme sinusoïdale

avec un dépassement au démarrage qui atteint la valeur de 9A. On remarque aussi que la

tension entre la phase ‘a’ et la phase ‘b’ qui, en régime permanent montre une forme

périodique par une modulation MLI. La trajectoire du flux statorique illustrée par la figure

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1-10

-5

0

5

10

15

20

temps (s)

le c

oupl

e C

e

-800 -600 -400 -200 0 200 400 600 800-600

-400

-200

0

200

400

600

Vd

Vq

-1.5 -1 -0.5 0 0.5 1 1.5-1.5

-1

-0.5

0

0.5

1

1.5

le Flux sd

le F

lux s

q


Page 81

(4.43), montre clairement que ce dernier est parfaitement constant, presque circulaire,

relativement au flux obtenu avec le contrôle classique avec un onduleur à deux niveaux. En

plus de la réponse du système en vitesse (la vitesse de l'arbre en boucle ouvert) qui est obtenu

sans dépassement.

Le courant s’écarte très peu de sa forme sinusoïdale. Cette déformation s’explique par

un contenu moins riche en harmonique du courant dans le cas d’un onduleur à trois-niveaux.

La trajectoire du flux dans le cas trois-niveaux est pratiquement un cercle.

4.11 Conclusion :

Dans ce chapitre, on a présenté une nouvelle structure des onduleurs à trois niveaux de

type NPC, ainsi que leurs principes de fonctionnement avec une évaluation par simulation

numérique des performances de ces types d’onduleurs associés à une machine asynchrone.

L’application de la DTC avec la MAS apporte une solution très intéressante aux

problèmes de robustesse et de dynamique, rencontrés dans les autres stratégies de commande

des machines alternative. Le contrôle du couple obtenu est très performent. La dynamique sur

le couple électromagnétique est très importante tout en gardant une bonne précision de

contrôle tout ça sans la nécessité d’un capteur mécanique pour la connaissance de la position

du rotor.

Le contrôle direct du couple d’une machine asynchrone apporte une solution

satisfaisante aux problèmes de robustesse rencontrée dans les techniques de commande

conventionnelles basées sur l’orientation du flux rotorique.

la DTC d’une machine asynchrone alimentée par un onduleur de tension à trois-niveaux

de structure NPC, valable quelque soit le sens de rotation de la machine et à n’importe qu’elle

vitesse de rotation. On peut affermer que les avantages liés à l’utilisation de ce types

d’onduleur (et donc d’onduleur à n-niveaux) sont nombreux, on peut citer entre autre,

l’augmentation de la puissance de l’installation, la diminution des sollicitations et de la

fréquence de commutation des interrupteurs de puissance et l’amélioration des formes

d’ondes des grandeurs de sortie.

Conclusion générale

Conclusion générale

Dans le cadre de notre travail, nous avons modélisé la machine asynchrone

triphasée alimentée depuis le réseau, ensuite nous avons modélisé les deux types d'onduleur

à deux niveau (classique) et à trois niveaux à structure NPC. Puis nous avons étudié les

différentes stratégies de commande de ces onduleurs, qui sont des parties essentielles pour

faire alimenter la machine asynchrone avec l'onduleur.

Les résultats (courant, vitesse, couple, tension, flux) que nous avons présentés sont

amenés par différentes étapes :

L'utilisation des hypothèses simplificatrices concernant la machine asynchrone

devient une étape vraiment nécessaire qu'on ne peut pas s'en passer. Grâce à la

transformation de Park, nous avons réduit le nombre des équations de six vers quatre

équations globales.

Le modèle mathématique de l’onduleur Triphasée et présentent l’étude de

l’alimentation de la machine asynchrone, qui est assuré par l'onduleur qui en fonctionne en

plein onde et la commande par MLI type dent scie.

La modélisation de l'onduleur à structure NPC est aussi une étape obligatoire pour

faire commander ce dernier. Nous avons montré que les onduleurs à structure NPC 3

niveaux sont mis en série de plusieurs onduleurs à deux niveaux.

Les principes du contrôle direct du couple, nous avons présenté une synthèse de

cette commande base sur la technique de takahashi pour un onduleur à deux niveaux et trios

niveaux NPC de tension.

Comme perspectives, nous pouvons proposer la continuité des études suivantes :

· Recherche d'autres stratégies de commande qui permettent d'avoir une tension à la

sortie la plus sinusoïdale possible.

· Etude des performances de la conduite d'autres machines alternatives alimentées

par ce d'onduleur.

Bibliographique

Bibliographique

1: Mr. MOKHTARI Raouf: Étude et simulation d’un moteur asynchrone.

M'sila2004/2005 ingénieur d’état en génie électrotechnique

2: Jean-Paul Louis: Modélisation des machines électriques en vue de leur

commande

3: L .BAGHLI: modélisation et commande de la machine asynchrone 2005

4: Mr. MOKHTARI Raouf: Etude et simulation d’un moteur asynchrone alimenté

par un onduleur de tension MULTI-NIVEAUX. 2004/2005 ingénieur d’état en génie

électrotechnique

5: ADEL Merabet : Commande non linéaire à modèle prédictif pour une machine

asynchrone. thèse présentée a l'université du Québec a Chicoutimi comme exigence

partielle du doctorat en ingénierie

6: Mr. YAHIAOUI Omar et Mr. LABZA Tahar: Etude et simulation

d'association onduleur de tension-moteur asynchrone etriglage par mode glissant.

M'sila2006/2007 ingénieur d’état en génie électrotechnique

7: KHALED Yahia "Estimation en ligne de l'état et des paramètres du moteur

asynchrone triphasé", Thèse de magister université de Biskra [2005].

8: YAKOUB K." Réduction des effets de la tension homopolaire dans les

associations onduleurs multi niveaux moteur à induction". Thèse de Magistère de

l’université de Batna [2005].

9: A. DEBICHE et A. SMATI : Commande non linéaire adaptative avec

observateurs d'état d'une mas alimentée en courant. M'sila2004/2005 ingénieur d’état

en génie électrotechnique.

10: Schneider Electric,« Guide de conception des réseaux électriques industriels »

, article 6 883 427/A, Guide de conception des réseaux électriques industriels.

11: B.ALLAL ELMOUBAREK : Commande par la stratégie d’élimination

d’harmonique (SHE) d’un onduleur triphasés alimente un moteur asynchrone

mémoire de magister, ORAN [ 2009].

Bibliographique

12: A.DJALAL : Etude experimental de influence des strategies MLI sur la

commande de la machine à induction. Thèse de Magistère de l’université de Batna

[2009].

13:WWW.réglage de la vitesse de rotation.htm

14: B .BACHIR COMMANDE SANS CAPTEUR DE VITESSE D’UNE

MACHINE A INDUCTION. M'sila2006/2007 ingénieur d’état en génie

électrotechnique

15: S Laurentiu CAPITANEANU Optimisation de la fonction MLI d’un

onduleur de tension deux-niveaux, DOCTEUR DE L’INSTITUT NATIONAL

POLYTECHNIQUE DE TOULOUSE

16 : Emanuel Florin MOGOŞPRODUCTION DECENTRALISEE DANS LES

RESEAUX DE DISTRIBUTION. ETUDE PLURIDISCIPLINAIRE DE LA

MODELISATION POUR LE CONTROLE DES SOURCES. DOCTEUR Ecole

Nationale Supérieure d’Arts et Métiers Centre de Lille 2005

17 : B.KHALIFA ; Réalisation d’un banc d’essai pour la Commande et

l’Observation des Convertisseur Multicellulaires Série : Approche Hybride. Grade de

docteur Université de cergy-pontoise 2009

18:Y. KHADIDJA ; Réduction des effets de la tension homopolaire dans

l’association onduleur multiniveaux-moteur à induction ; Ingénieur d’état en

électrotechnique. Ouargla 2005

18: R Noui : PPLICATION DU FILTRAGE ACTIF PARALLELE SUR UNE

CHARGE DYNAMIQUE NON LINEAIRE INGENIEUR D’ETAT EN GINIE

ELECTROTECHNIQUE M'SILA 2006/2007

19: B Samir FILTRAGE ACTIF PARALLEL DES RESEAUX ELECTRIQUE

AVEC COMPENSATION DE L’ENERGIE REACTIVE. D’INGENIEUR D’ETAT

EN GENIE ELECTROTECHNIQUE M’SILA 2006-2007

Bibliographique

20: M Raouf : ÉTUDE ET SIMULATION D'UN MOTEUR ASYNCHRONE

ALIMENTÉ PAR UN ONDULEUR DE TENSION MULTI-NIVEAUX.

INGENIEUR D'ÉTAT EN GENIE ELECTROTECHNIQUE M'SILA 2004/2005

21: c. Carlos de Wit, "Modélisation Contrôle Vectoriel et DTC, Commande des

Moteurs Asynchrones1, Edition HERMES Science Europe, 2000.

22: L. Hoang, "Comparison of Field-Oriented Control and Direct torque Control"

IEEE, 1999.

23: Y. A. Chapuis, "Contrôle Direct du Couple d'une Machine Asynchrone par

L'orientation de son Flux Statorique", Thèse de Doctorat de l'INPG France,

15 Jan 1996.

24: M. E. Haque, and M. F. Rahman, "The Effect of Stator Résistance Variation

on Direct Torque Controlled of an Induction Motor", Australie, 2003

25: I. Takahashi and T. Noguchi, "A New Quick-Response and High Efficiency

Control Strategy of an Induction Machine", 1986.

Annexe


1-Paramètre de la MAS utilisé :

Résistance du stator : Rs = 12.750Ω.

Résistance du rotor : Rr = 5.1498Ω.

Inductance du stator : Ls = 0.4991H.

Inductance du rotor : Lr = 0.4331H.

Mutuelle inductance : M = 0.4331H.

Moment d’inertie : J = 0.024 kgm2.

Coefficient de frottement : f =0.001 SI.

Nombre de paire de pole : P = 2.

La fréquence : F=50 HZ

La vitesse : ws=2*pi*F;

r1=[rs 0 0 0;0 rs 0 0;0 0 rs 0;0 0 0 rs];

r2=[0 0 0 0;0 0 0 0;0 m 0 lr;-m 0 -lr 0];

l=[ls 0 m 0;0 ls 0 m;m 0 lr 0;0 m 0 lr];

b=inv(l)

r3=[0 -ls 0 -m;0 m 0 ls;0 -m 0 -lr;m 0 lr 0];

Annexe


2-Programme de comparateur pour l’onduleur deux niveaux :

function y=comparateur(x) if x(1)>x(2) y=1; else y=0; end 3-Programme de comparateur pour l’onduleur trois niveaux (NPC ):

function y=comparateur(x) if x(1)>x(2)

y1=1; else

y1=0; end

if x(1)>x(3) y2=1;

else y2=0;

end y=y1+y2;

4-La DTC pour l’onduleur deux niveaux

L’algorithme de commande de cette technique se résume comme suit :

Annexe


5-La DTC pour l’onduleur trois niveaux

L’algorithme de commande se résume comme suit :

Documents

Diplôme de Master en Génie électrique MODELISATION ET