Etude et réalisation d’un télémètre à ultrasons

UNIVERSITE LARBI BEN M’HIDI DE OUM EL BOUAGHI

FACULTE DES SCIENCES ET TECHNOLOGIE

DEPARTEMENT SCIENCES ET TECHNOLOGIE

FILIERE DE GENIE ELECTRIQUE

MEMOIRE DE FIN D’ETUDES

En vue de l’obtention du

DIPLOME DE MASTER

Informatique Industrielle

Etude et réalisation d’un télémètre à ultrasons

Mémoire de fin d’études soutenu publiquement à Oum El Bouaghi

Par :

NOUADRI Ilyess & BOUNAB Kamareddine

Dirigé par :

Mr. AIT KAKI.ABDELAZIZ

2012-2013

Dédicace

A mes très chers parents, que Allah les bénisse et les protège de tout mal

A mes frères et sœurs

A toute ma famille

A tous mes amis qui m’aiment et qui m’apprécient

A Mehdi, Nacer, Kerroum, Hichem, Aissam, Hakim, Oussama, Tarek, Samir, Belkacem et

Rahimo

A tous mes enseignants

Je dédie ce travail …

Ilyess

SOMMAIRE

Introduction générale …………………………………………………....1

Chapitre I : Généralités sur la télémétrie à ultrasons

I.1. Introduction ……………………………………………………………………...….2

I.2. Définition des ultrasons ………………………………………………2

I.3. Production et détection des ultrasons ……………………………….……3

I.3.1. Production …………………………………………………...…3

I.3.1.1. La Piézoélectricité…………………………………...…………4

I.3.1.2. Emetteur à magnétostriction …………………...…………...……6

I.3.1.3. Transducteurs à ondes acoustiques de surface…...……………...……7

I.3.2. Détection ………………………………………………...……8

I.3.2.1. Temps de parcours de l'onde ultrasonore …………………………8

I.3.2.2. Cône de détection …………………………………..………10

I.3.2.3. Zone aveugle ………………………………………………11

I.4. Recueil des ultrasons …………………………………...……..…...11

1.5. Puissance d'émission …………………………………….. ……..…13

1.6. Sensibilité de réception……………………...………………………13

1.7. Taille de la surface………………………………...………….……13

1.8. Forme de l'objet …………………………..………………………14

1.9. Principe du télémètre à ultrasons …………………..…………………15

1.10. Représentation synoptique du télémètre proposé……………………..….16

CHAPITRE II: Circuits intégrés utilisés

II.1. Introduction ……………………………….………………..….17

II.2. Amplificateur opérationnel …………………………………..……17

II.2.1. Brochage ……………………………………………………17

II.2.2. Amplificateur opérationnel parfait ……………………………..…17

II.2.3. Amplificateur opérationnel réel ……………………………….…18

II.2.4. Utilisations …………………………………………….……19

II.2.5. Mode linéaire (Amplificateur) …………………...………………19

II.2.6. Mode comparateur (ou saturé) …………………………...………19

II.2.7. Amplificateur suiveur de tension …………………………………20

II.2.8. Amplificateur sélectif RLC …………………………...…………21

II.3. Les monostables …….………………………………………..…22

II.3.1. Caractéristiques principales ………………………………………..23

II.3.1.1. Impulsion de déclenchement (ou impulsion d'entrée)………………...23

II.3.1.2. Polarité de l'impulsion de déclenchement …………………………23

II.3.1.3. Impulsion de sortie …………………………………………..23

II.3.1.4. Polarité de l'impulsion de sortie…………………………………23

II.3.1.5. Durée de l'impulsion de sortie ………………………………….23

II.3.1.6. Redéclanchable ou non redéclanchable…………………………...24

II.3.2. Utilisations …………………………..……………………….24

II.3.3. Fonctionnement de base …………….…………………………..24

II.3.3.1. Durée de l'impulsion de sortie ………..……………………….26

II.3.3.2. Impulsions négatives …………..…………………….………26

II.3.4. Monostable NE555……………………………………………..28

II.3.4.1. Fonctionnement……………………..………………………..29

II.3.4.2. Etude de l'état stable…………..………………………………29

II.3.4.3. Etude de l'état instable…………………..……………………..29

II.3.4.4. Etude de récupération……………..…………………………...30

II.3.5. Monostable CD4538 ………………………………………..…..31

II.3.6. Bascule de Schmitt…………………………………………..….31

II.3.7. Bascule RS 4093 ……………………………………………....33

II.4. Comptage BCD ……………………………………………...…35

II.4.1.Synthèse des compteurs…………………………………………..35

II.4.2. Compteurs asynchrones ou à propagation………………………….....36

II.4.3. Bascule JK …………………………………………………....36

II.4.3.1. Table de vérité ……………………………………………….37

II.4.3.2. Table de vérité alternative……………………………………….37

II.4.4. Compteurs synchrones ou parallèles ………………………………..38

II.4.5. Décodage BCD/sept-segments ……………………………………38

II.4.5.1. Table de vérité…………………………………………….…39

II.4.5.2. Schéma interne ……………………………………………...40

II.5. Afficheurs sept segments …………………………………………40

II.5.1. Afficheur à anode commune ……………………………………..41

II.5.2. Afficheur à cathode commune…………………………………....41

CHAPITRE III: Etude pratique du fonctionnement du télémètre

III.1. Introduction ……………………………………………………43

III.2. Présentation générale du télémètre. . ………………………………..43

III.3. Principe de mesure ……………………………………………...44

III.4. Schéma en bloc du télémètre à ultrason …………………………….45

III.5. Chronogramme de comptage ……………………………. ………47

III.6. Différents éléments du montage…..................................................47

III.6.1. Etude de la génération du signal ultrasonique………………………48

III.6.2. Etude de la réception du signal ultrasonique ……………………….49

III.6.3. Circuit de déclenchement et de contrôle de la mesure…………...……....50

III.6.4. Circuit de comptage et d'affichage…………………………………..52

III.7. Montage complet du télémètre à ultrasons……….…………………55

III.8. Schémas de simulation ISIS ……………………………………55

III.8.1. Bloc d’émission………………………………………………55

III.8.2. Bloc de réception……………………………………..………57

III.8.3. Bloc de commande……………………………………………58

III.8.4. Bloc d’affichage………………………………………………59

III.8.4.1. Exemple d’affichage…………………………………………58

Conclusion générale…………………………………………………60

Références bibliographiques

ANNEXE AU CHAPITRE III

Introduction générale

1

Introduction générale :

Le but de ce projet est la mise au point d’un télémètre à ultrasons qui permettra de

mesurer une distance sans contact.

La mesure de distance sans contact est un champ d'application vaste et passionnant.

Aujourd'hui il ya nombre de techniques qui permettent cela en faisant appel aux différents

domaines de l'électronique.

Un télémètre à ultrasons sert à mesurer une distance. Le principe est inspiré de la chauve-

souris et qui consiste à envoyer une salve d’ultrasons vers un objet les réfléchissant. On

accède à la distance séparant le télémètre de cet objet en mesurant le temps que met l’écho

pour revenir au télémètre. Connaissant la vitesse du son, on déduit la distance cherchée. Les

avantages d’un tel moyen de mesure sont multiples. La mesure est rapide même sur plusieurs

mètres, et on peut sans risque, mesurer des distances difficiles d’accès.

Du fonctionnement du télémètre se dégagent quatre modules : un module d’émission, un

module de réception, un module de commande et un module qui permet d’afficher la distance

mesurée. Le module de commande interagissant avec les trois autres est nécessaire pour

contrôler le fonctionnement de l’ensemble du télémètre.

Le principe est l'émission d'une onde ultrasonore vers un objet massif ou un mur, la

détection de l'écho renvoyé par cet obstacle nous permet de mesurer le temps de parcours de

l'onde et la déduction de la distance entre le système émetteur-récepteur et l'obstacle.

Pour cela, ce projet comporte trois chapitres :

-Le premier chapitre présente des généralités sur les télémètres à ultrasons, ainsi que le

principe d’émission et de réception des ultrasons.

-Le deuxième chapitre est basé sur l’étude des circuits intégrés utilisés : les amplificateurs

opérationnels, bascules, monostables, compteurs…

-Le troisième chapitre sera consacré à la réalisation pratique de notre projet ainsi que sur la

description du fonctionnement du télémètre.

CHAPITRE I : Généralités sur la télémétrie à ultrasons

2

I.1. Introduction:

La mesure de distance des objectifs en utilisant les ultrasons est un champ d’application vaste

et très passionnant, dans ce premier chapitre nous présenterons les principes généraux de la

télémétrie à ultrasons.

I.2. Définition des ultrasons:

C’est Lazzaro Spallanzani qui, en 1794, soupçonna le premier l’existence des ultrasons. Ils

ont été découverts en 1883 par le physiologiste anglais Francis Galton.

A la différence de la lumière qui est une onde électromagnétique et qui, de ce fait, peut se

propager dans le vide, le son est une onde mécanique qui va nécessiter un support matériel de

propagation7

Les ultrasons sont des vibrations mécaniques de la matière à des fréquences inaudibles pour

l'oreille humaine (>20 000 Hz) [7].

Les ultrasons se propagent à une vitesse qui sera fonction de la nature du milieu,

indépendamment de la fréquence de l'onde. Pour exemple, la célérité du son dans l'air n'est

que de 300 m/s alors qu'elle est de 1500 m/s dans l'eau.

Dans l'organisme humain, les ultrasons vont se propager à une vitesse proche de 1500 m/s

selon la nature des organes qu'ils traversent [7]

Les tissus présentent une certaine résistance au passage des ultrasons. Cette résistance,

appelée impédance sera fonction du module d'élasticité et de la densité du milieu considéré.

L'impédance est différente d'un tissu à l'autre et la limite entre 2 tissus constitue une interface.

Comme la lumière en optique, chaque fois qu'un son rencontre une interface, une partie de

l'énergie incidente est transmise (elle traverse l'interface) tandis que l'autre partie est réfléchie

(Fig.I.1). Les directions de la transmission et de la réflexion seront fonction de l'angle

d'incidence de l'onde sonore.

Si l'incidence est directe c'est-à-dire perpendiculaire à l'interface, la transmission se fait dans

la même direction et le même sens que l'onde sonore, tandis que la réflexion se fait dans la

même direction et dans le sens inverse.

Si l'incidence n'est pas perpendiculaire à l'interface, l'onde transmise subit une déviation, c'est

http://fr.wikipedia.org/wiki/Lazzaro_Spallanzani

http://fr.wikipedia.org/wiki/1794

http://fr.wikipedia.org/wiki/1883

http://fr.wikipedia.org/wiki/Physiologiste

http://fr.wikipedia.org/wiki/Francis_Galton


3

la réfraction. L'onde réfléchie est également déviée d'un angle égal à celui de l'onde incidente

par rapport à l'orthogonale à l'interface.

La proportion des énergies transmise et réfléchie ainsi que l'angle de réfraction sont fonctions

de la différence d'impédance entre les deux tissus. Plus la différence d'impédance sera

importante, plus la part de réflexion sera élevée.

Il existe également un phénomène de diffusion lorsque la taille de l'interface est inférieure à la

longueur d'onde de l'ultrason. La diffusion est un renvoi de l'onde incidente dans toutes les

directions de l'espace.

Il existe enfin un phénomène d'absorption de l'énergie par les tissus traversés qui transforme

l'énergie acoustique en énergie calorifique [7,8].

Fig. I.1. Transmission et réflexion de l’onde ultrasonore à travers une interface

I.3. Production et détection des ultrasons:

I.3.1. Production:

Le sifflet au travers duquel l'air est comprimé a été le premier mode de production d'ultrasons

; mais même en lui apportant des améliorations, les ultrasons obtenus à l'aide de ce procédé

n'étaient pas satisfaisants.


4

Après avoir épuisé les possibilités de production d'ultrasons à l'aide de phénomènes

mécaniques simples, les ingénieurs se sont penchés au début du XXème

siècle sur l'utilisation

de phénomènes électriques.

Aujourd'hui, la méthode la plus communément employée pour générer et détecter des

ultrasons utilise le phénomène de "piézoélectricité", il existe d'autres méthodes permettant de

générer des ondes ultrasonores. L'une d'entre elles utilise les effets de l'électromagnétisme, il

s'agit de l'émetteur à magnétostriction [2,7].

I.3.1.1. La Piézoélectricité:

Une lame de quartz soumise à une pression ou à une traction se polarise électriquement, et

réciproquement, une lame de quartz soumise à un champ électrique se dilate ou se contracte

suivant le sens du champ (Fig.I.2).

Fig. I.2. Cristal de Quartz naturel

Un matériau solide cristallin, les charges positives et négatives sont harmonieusement

réparties au repos. Une compression entraîne une polarisation par dédoublement des centres

de gravité électrique, préalablement confondus (Fig.I.3) [2].


5

Fig. I.3. Effets piézoélectriques directs et indirects

On est ainsi capable de générer et de détecter des fluctuations de dimension d'une lame

(convenablement choisie) extraite d'un cristal de quartz. Mais si le quartz a été le premier

matériau utilisé pour l'émission et la réception d'ondes ultrasonores, d'autres corps sont

également dits piézoélectriques. Parmi ceux-ci, on trouve notamment le tartrate de sodium et

de potassium hydraté (ou "sel de Serinette") ou des corps synthétiques comme le monospace

d'ammonium, le tartrate dipotassique ou encore le tartrate d'éthylène diamine.

Naturellement, l'exploitation du phénomène de piézoélectricité a connu plusieurs évolutions

lui permettant d'atteindre des fréquences plus élevées quant à la production d'ondes élastiques

souhaitée :

-L'utilisation du phénomène de résonance permet ainsi d'accroître les rendements (une tension

plus faible est alors nécessaire pour atteindre une même fréquence)

-Le triplet quartz-acier de Langevin (Fig.I.4), constitué par une mince lame de quartz coincée

entre deux lames d'acier, permet lui une économie de quartz et une tension requise encore

diminuée [2,7,8].

Fig. I.4. Triplet de Longevin


6

I.3.1.2. Emetteur à magnétostriction:

Décrivons tout d'abord le phénomène utilisé pour cet autre mode de production d'ultrasons :

Bobinons un enroulement conducteur autour d’un barreau cylindrique de nickel ; lorsque le

courant passe, on constate une diminution de la longueur du cylindre.

De même que pour l'émetteur piézoélectrique, on choisit pour ce phénomène les dimensions

de l'émetteur et la fréquence de manière à bénéficier du phénomène de résonance. L'utilisation

de céramiques composées d'oxydes mixtes de fer, nickel, zinc et plomb, connues sous le nom

de ferrites, a permis d'atteindre des fréquences avoisinant seulement les 100 kHz.

Après les nombreuses améliorations qui lui ont été apportées, l'émetteur utilisant l'effet piézo-

électrique est capable, à titre de comparaison, d'atteindre des fréquences de plusieurs GHz, il

n'est donc pas étonnant de constater que ce mode de production soit le plus courant

actuellement [2]

Il s’agit dans les deux cas d’une production d’ondes ultrasonores par transformation

d’oscillations électriques en oscillations élastiques, et dans les deux cas on va ainsi chercher à

bénéficier du phénomène de résonance pour accroître les rendements, c'est-à-dire parvenir à

des fréquences plus élevées avec une quantité d'énergie moins importante [2,7].

L’effet magnétostrictif permet de réaliser des transducteurs et des senseurs, notamment des

émetteurs et récepteurs d'ondes acoustiques. Par exemple, on peut réaliser une ligne à retard

par le système simple suivant (Fig.I.5):

Fig. I.5. Ligne à retard avec émetteur et récepteur d’ultrasons magnétostrictifs

I.3.1.3. Transducteurs à ondes acoustiques de surface:


7

Un dispositif à ondes acoustiques de surface (appelé SAW en anglais pour Surface Acoustic

Wave) sont utilisés couramment dans les systèmes de compression d’impulsion. Ils utilisent

les propriétés d’un substrat piézoélectrique pour transporter les ondes acoustiques en surface.

Ce dispositif se compose de minces fils métalliques déposés par gravure à l’acide, comme

dans la figure I.6, sur le substrat. Ces fils servent de transducteur numérique et convertissent

le signal analogique électrique en ondes acoustiques vers le substrat. La faible vitesse de

propagation de ces ondes permet d’introduire un délai significatif même sur une faible

distance, permettant d’en faire une ligne à retard. La réponse en fréquence de cette ligne

dépend de l’espacement des transducteurs [1,2,7].

Dans la figure (I.6), l’impulsion entre à gauche et ressort à droite comme une onde

compressée. Les fréquences les plus hautes subissent le plus grand retard de propagation et se

superposent ainsi aux plus basses fréquences. Le résultat est une impulsion comprenant un

ensemble de fréquences dans une cellule de résolution du radar.

La présence d’harmoniques dans le signal compressé va ralentir le traitement de l’impulsion

par les filtres de compression ce qui donnera des lobes secondaires temporels, aussi appelés

lobes secondaires en portée [1,2].

Fig. I.6. Dispositif à ondes acoustiques de surface

I.3.2. Détection:

I.3.2.1. Temps de parcours de l'onde ultrasonore:

http://www.radartutorial.eu/08.transmitters/tx17.fr.html


8

Pour mesurer une distance avec des ultrasons, il faut d'abord connaître leur vitesse de

déplacement. C'est ce que nous venons de voir. Elle est de l'ordre de 340 m par seconde, ce

qui correspond à plus de 1200 Km par heure [1,7].

On peut déterminer la distance qu'a parcourue l'onde ultra sonore si nous connaissons le

temps qu’elle a mis pour parcourir cette même distance [7].

Fig. I.7. Réflexion de l’onde ultrasonore sur un obstacle

Elle démontre la manière de calculer la distance qui sépare le capteur d'ultrasons à un

obstacle.

On peut voir deux petits cercles nommés E et R (Fig.I.7). Ils correspondent, en fait, aux deux

ronds que vous pouvez voir sur votre capteur d'ultrasons.

Le cercle E représente l'émetteur d'ultrasons, l'espèce de haut-parleur qui va émettre les

ultrasons.

Le cercle R représente le récepteur d'ultrasons, l'espèce de microphone qui va recevoir les

ultrasons émit par l'émetteur.

L’onde ultrasonore est tous d'abord émise par l'émetteur du capteur d'ultrasons, puis parcoure

une certaine distance d avant de toucher l'obstacle (un mur par exemple).

L'onde est ensuite réfléchie par l'obstacle, c'est la réflexion de l'onde. C'est à dire quelle est

renvoyée par l'obstacle en rebondissant sur celui-ci.

Enfin, elle doit parcourir à nouveau la même distance d, en sens inverse, avant d'être reçue par

le récepteur du capteur d'ultrasons.


9

On remarque que l'onde doit parcourir 2 fois la distance qui sépare le capteur d'ultrasons de

l'obstacle. C'est pour cela que vous retrouvez 2 d dans la formule contenue dans l'image.

Il faut savoir que dans le capteur d'ultrasons, il y a un espèce de chronomètre qui mesure

précisément le temps qui passe entre le moment où l'émetteur envoi l'onde ultra sonore et le

moment où le récepteur l'a reçois. Le temps t n'est donc plus calculé mais mesuré.

Cela veut dire que lorsque le capteur d'ultrason effectue une mesure, il émet une onde ultra

sonore et mesure le temps qui passe jusqu'à ce qu'il l'a reçois.

Donc, la seule inconnue est donc la distance.

Il suffit pour cela d'une petite transformation de la formule ci-dessus, car nous voulons

maintenant calculer la distance d :

d=Vt/2 (I.2)

Ainsi, par exemple, si le capteur d'ultrasons mesure un temps de 5 millisecondes (0,005s)

entre l'émission et la réception de l'onde ultra sonore :

d= Vt/2 = 340x0.005/2= 1.7/2= 0.85m (I.3)

Cela veut dire que l'onde a parcourue 1,7 m au total et que donc l'obstacle ce trouve à une

distance de 0,85 m.

Il faut que l'obstacle se trouve précisément devant le capteur pour qu'il puisse en mesurer la

distance.

Le capteur d'ultrasons est capable de détecter des obstacles ne se trouvant pas exactement

devant lui, mais un peu sur les côtés. C'est ce que l'on appelle le cône de détection [1,7,8].

I.3.2.2. Cône de détection:


10

Les télémètres à ultrasons peuvent détecter des obstacles se situant dans un cône relativement

large d’environ 30 degrés, comme le montre la figure I.8.

Fig. I.8. Cône de détection

Cette caractéristique est à la fois un avantage et un inconvénient.

C’est un inconvénient car un obstacle détecté n’est pas localisé précisément en angle à

l’intérieur du cône de détection. Pour une distance donnée, l'obstacle peut se trouver n'importe

où sur toute la largeur du cône de détection. La distance mesurée est donc relativement fiable,

mais la position de l'obstacle est imprécise [1,7].

C’est par contre un avantage car la zone de détection du capteur d'ultrasons est plus grande

qu'avec un capteur plus précis. Il peut donc détecter des obstacles relativement fins, comme

des pieds de table ou de chaise par exemple, alors que ceci pourraient ne pas être détectés par

des télémètres ayant un cône de détection plus faible [1,7,8].

I.3.2.3. Zone aveugle:

Les télémètres ultrasons possèdent une zone dite “aveugle”, de quelques centimètres de

longueur, en dessous de laquelle ils ne peuvent détecter les obstacles. Cela est due au fait que

le récepteur du capteur d'ultrasons est désactivé pendant un court instant après l'émission de

l'onde ultra sonore.


11

En effet, si cela n'était pas le cas, puisque le récepteur se trouve à proximité de l'émetteur dans

le capteur d'ultrasons, il recevrait tout de suite un écho ultra sonore qui fausserait la mesure de

distance.

Ainsi, pour pallier à ce problème, une petite temporisation durant laquelle le récepteur est

désactivé est effectuée juste après l’émission de l’onde ultra sonore. Une fois cette

temporisation terminé, le récepteur est de nouveau activé et prêt à recevoir l'écho en retour

d'un obstacle distant.

Le principe de désactiver le récepteur un court instant après l'émission, fait qu'il ne peut plus

recevoir un éventuel écho provenant d'un obstacle se trouvant très près du capteur d'ultrasons.

Ainsi, le capteur d'ultrasons dispose d'une zone aveugle de l'ordre de 5 cm environ. Il lui est

donc impossible de mesurer des distances inférieures à 5 cm. La portée réelle du capteur

d'ultrasons se trouve donc être entre 5 et 255 cm [1,7,8].

I.4. Recueil des ultrasons:

Les contraintes mécaniques dues aux variations de pression des ondes réfléchies dans

l'organisme, font apparaître à la surface de la céramique de la sonde, des différences de

potentiel dont la fréquence correspond à celle de l'onde réfléchie et dont l'intensité dépend de

l'intensité de l'écho [2].

Si la sonde est émettrice, pendant 2 ms, elle est réceptrice le reste du temps, soit 998 m par

seconde [2].

La céramique est l’élément actif de la sonde, sa forme et sa structure varient considérablement

d'une sonde à l'autre mais le principe reste le même.

Elle est constituée, le plus souvent de titanate ou de zirconante de plomb (PZT) aux fortes

propriétés piézoélectriques.

Chaque céramique se caractérise par une fréquence de résonance conditionnée par la nature

du matériau et par son épaisseur :


12

F= K/E (I.4)

avec : F = fréquence de résonance

E = épaisseur

K = constante

Cette céramique est faite d'un ou de plusieurs éléments placés côte à côte et isolés

acoustiquement les uns des autres. Leur taille est de 1 mm environ et ils sont séparés par une

distance de 0,6 l mm [2] (Fig.I.9).

Fig. I.9. Céramique multiélément

1.5. Puissance d'émission:

Premièrement, cela dépend de la puissance d'émission de l'émetteur d'ultrasons. Plus il est

puissant, plus les ultrasons vont loin. C'est comme lorsque on crie très fort, plus on crie fort et

plus loin on nous entendra. Hors, l'émetteur du capteur d'ultrasons a une puissance limitée. Et

celle-ci dépend d'ailleurs de la tension d'alimentation du NXT; qui fait que lorsque les piles,

ou la batterie, sont presque déchargées, la tension électrique fournie est plus faible et donc

l'émetteur d'ultrasons émet moins loin ce qui réduit encore plus la portée du capteur

d'ultrasons [7,8].


13

1.6. Sensibilité de réception:

Deuxièmement, cela dépend également de la sensibilité du récepteur d'ultrasons. C'est à dire

sa capacité à détecter des ultrasons très faibles.

Tout comme nos oreilles ont une certaine sensibilité, entendre plus ou moins bien les sons, le

récepteur du capteur d'ultrasons ne peut pas détecter des ultrasons trop faibles revenant vers

lui. Ce qui limite également la portée du capteur d'ultrasons.

Voilà pourquoi la portée théorique du capteur d'ultrasons est de l'ordre de 2,5 m soit 250 cm.

Cette portée, en plus d'être réduite en fonction de la charge des piles ou de la batterie,

dépendra également de la surface et de la forme de l'objet détecté [7,8].

1.7. Taille de la surface:

Pour être détecter au plus loin par le capteur d'ultrasons, un objet doit renvoyer le plus d'ondes

ultrasonores possible vers ce dernier. Car si l'onde ultrasonore en retour vers le récepteur

d'ultrasons est trop faible, elle ne sera pas détectée par celui-ci à cause de sa sensibilité

insuffisante.

Dès lors, la surface de l'objet à détecter est un paramètre très important. Plus sa surface est

grande, plus il renverra d'ondes vers le récepteur du capteur d'ultrasons. Plus cette surface est

petite, moins elle en renverra d'ondes vers le capteur d'ultrasons. De fait, le capteur d'ultrasons

pourra détecter un mur à 250 centimètres alors qu'il ne détectera un petit objet qu'à plusieurs

dizaines de centimètres seulement [7,8].

1.8. Forme de l'objet:

La taille de la surface de l'objet à détecter est importante, mais sa forme est tout aussi

importante. En effet, un objet bien plat et perpendiculaire au capteur d'ultrasons, comme

montré sur la dernière image, renverra toute l'onde de retour dans la même direction. Ce qui

favorisera sa détection.

Ce n'est pas le cas d'un objet aux formes arrondies, comme une balle par exemple, qui

renverra l'onde dans de multiples directions et donc ne reverra qu'une toute petite partie de

cette onde vers le récepteur du capteur d'ultrasons (Fig.I.10).


14

Cela est représenté sur l'image ci-dessous avec des flèches de différentes couleurs. La flèche

bleue étant l'onde émise par l'émetteur du capteur d'ultrasons et la flèche verte la petite partie

de cette même onde renvoyée vers le récepteur du capteur d'ultrasons. Les autres flèches

représentant les parties de l'onde émissent dans plusieurs autres directions et qui ne seront pas

reçus par le récepteur.

Fig. I.10. Exemple de forme d’objet

On peut remarquez donc qu'un objet plat et perpendiculaire au capteur d'ultrasons ayant la

même surface que cette balle, renverrait plus d'onde que la balle et serait donc détecté plus

loin par le capteur d'ultrasons. On parle ici de la surface visible par le capteur d'ultrasons,

celle renvoyant l'onde ultrasonore, c'est à dire la moitié de la surface réelle de la balle.

La forme de l'objet est donc tout aussi importante que sa surface, en ce qui concerne la portée

de détection de cet objet par le capteur d'ultrasons.

La texture de l'objet peut avoir une influence sur sa distance de détection. Le fait d'avoir une

balle en caoutchouc, en mousse ou en plastique par exemple, fera que l'onde soit plus ou

moins absorbée par la matière de la texture [7,8].

11..99.. PPrriinncciippee dduu ttéélléémmèèttrree àà uullttrraassoonnss::

LLee pprriinncciippee dduu ttéélléémmèèttrree àà uullttrraassoonn eesstt ddee mmeessuurreerr uunnee ddiissttaannccee ssééppaarraanntt ll’’éémmeetttteeuurr àà uullttrraassoonnss

dd’’uunn oobbjjeett ((FFiigg..II..1111))::


15

Pour ce faire, l’émetteur à ultrason émet une onde à la fréquence de 40 kHz, cet onde se

propage dan l’air à la vitesse du son (qui est de 342 m/s), qui lorsqu’elle rencontre un

obstacle se réfléchit pour

revenir jusqu’au récepteur à ultrasons et stop le chronomètre dès la réception du signal, et

le résultat sortant du chronomètre ne subit aucune modification avant affichage.

Le système de contrôle remet le chronomètre à zéro puis commence l’émission.

Le récepteur ne reçoit donc pas le signal qui a été émis par l’émetteur immédiatement,

il y a un temps de retard qui correspond au temps de propagation du son et c’est donc

ce temps de retard qui permet de mesurer la distance.

On sait que la vitesse du son, se calcule par la formule :

v = λf (I.5)

avec : λ (longueur d’onde) et f (fréquence du signal émis, ici 40 kHz), sauf que nous ce que

nous cherchons ce n’est pas la longueur d’onde totale mais la moitié (λ/2), en effet car les

ondes partent de l’émetteur pour atteindre l’obstacle qui va les renvoyer vers le récepteur

donc la distance sera parcouru 2 fois par le signal [7,8].

Fig. I.11. Principe du télémètre à ultrasons

1.10. Représentation synoptique du télémètre proposé:

Le fonctionnement de notre télémètre se repose sur trois modules (Fig.I.12) :

-Module d’émission.

-Module de réception.


16

-Module affichant la distance mesurée.

-Module de commande interagissant avec les trois modules précédents pour le bon contrôle

du fonctionnement de l’ensemble du télémètre.

Fig. I.12. Schéma synoptique du télémètre à ultrasons

CHAPITRE II : Circuits intégrés utilisés

17

II.1. Introduction:

Dans le second chapitre, nous donnerons une description des circuits intégrés utilisés

pour la réalisation de notre télémètre à ultrasons.

II.2. Amplificateur opérationnel:

II.2.1. Brochage:

Un ampli.op dispose au minimum de deux entrées, de deux broches d'alimentation et d'une

sortie. L'entrée notée V+ est dite non-inverseuse tandis que l'entrée V- est dite inverseuse en

raison de leur rôle dans les relations entrée/sortie de l'amplificateur (Fig.II.1). La différence de

potentiel entre ces deux entrées est appelée tension différentielle d'entrée.

Fig.II.1. Schéma de l’amplificateur opérationnel

La broche d'alimentation positive repérée VS+ est parfois aussi appelée VDD, VCC, ou VCC +. La

broche d'alimentation négative repérée VS- est parfois aussi appelée VSS, VEE, ou VCC - . Les

appellations VCC et VEE sont généralement réservées aux ampli.op bipolaire tandis que les

appellations VDD et VSS sont généralement réservées aux ampli.op à effet de champ.

Le C de VCC signifie que l'alimentation est reliée au collecteur d'un transistor bipolaire tandis

que le (E) de VEE signifie que l'alimentation est reliée à l'émetteur d'un transistor bipolaire. Le

D de VDD fait référence au drain d'un transistor à effet de champ tandis que le S de VSS fait

référence à la source de ce même transistor [6,9,10].

II.2.2. Amplificateur opérationnel parfait:

L'amplificateur opérationnel parfait possède un gain différentiel, une impédance d'entrée,

ainsi qu'une vitesse de balayage infinie et un gain de mode commun ainsi qu'une résistance de


18

sortie nulle. De plus, il ne possède pas de tension d'offset ni de courant de polarisation. Ces

caractéristiques traduisent le fait que l'amplificateur opérationnel parfait ne perturbe pas le

signal qu'il va amplifier et que sa tension de sortie dépend uniquement de la différence de

tension entre ses deux entrées.

La présence d'un gain différentiel infini implique que la moindre différence de potentiel entre

les deux entrées de l'amplificateur l'amènera à saturer. Si l'on ne désire pas que la tension de

sortie de l'amplificateur soit uniquement limitée à ±Vsat suivant le signe de la différence de

potentiel entre les deux entrées de l'amplificateur, l'utilisation d'une contre-réaction négative

est obligatoire.

La contre-réaction sur l'entrée inverseuse (ou contre-réaction négative) d'un ampli.op permet de

soustraire une partie du signal de sortie au signal d'entrée de l'amplificateur. On parle alors de mode

linéaire car on peut faire varier la tension de sortie entre ±Vsat suivant la tension appliquée en

entrée de l'amplificateur. L'absence de contre-réaction ou une contre-réaction sur l'entrée non-

inverseuse de l'ampli.op amènera l'amplificateur en saturation positive ou négative suivant le signal

appliqué en entrée. On parle alors de mode comparateur (ou saturé)[6,9,10].

II.2.3. Amplificateur opérationnel réel:

Bien que le modèle parfait de l'ampli.op permette de calculer la fonction de transfert et de

comprendre la plupart des montages à base d'ampli.op, les ampli.op réels possèdent un certain

nombre de limitations par rapport à ce modèle.

L'ampli.op présente les défauts suivants : présence d'un offset en entrée, influence de la

tension de mode commun sur la tension de sortie, impédance non nulle en sortie, impédance

non infinie en entrée et variation en fréquence du gain. De plus, la tension de sortie peut être

influencée par des variations de tensions d'alimentation et possède une vitesse de balayage

finie)[6,9,11].

Ces amplificateurs ont un grand nombre d'applications. Ces dernières dépendent

essentiellement de leurs caractéristiques les plus remarquables, citons pour exemple :

-Amplificateur différentiel (résistances des entrées et rapport S/B).

-Amplificateur très grand gain (résistance de l'ampli de sortie et rapport S/B).


19

-Amplificateur suiveur (bande passante et rapport S/B).

-Amplificateur d'erreur (résistances des entrées et bande passante).

-Comparateur de tension (mode logique uniquement).

-Oscillateur (mode logique généralement).

-Filtre actif analogique.

-Amplificateur inverseur de tension.

-Amplificateur à résistance négative.

II.2.4. Utilisations:

L'utilisation se fait soit en mode continu ou en mode linéaire.

Le choix du mode s'effectue par la différence des contre réactions des entrées e+ et e- sur la

sortie s (impédance que l'on notera Z+ et Z- en Ohm).

1) Z- < Z+ : on est en régime linéaire.

2) Z- = Z+ : on est en régime commutation.

II.2.5. Mode linéaire (Amplificateur):

Pour ce mode les potentiels e+ et e- sont égaux.

Une fois cette donnée prise en compte pour les calculs de gain, la théorie la plus appropriée

est l'utilisation de la relation de Millman.

Supposons que l'on veuille rendre audible un signal de 500 millivolts sur un haut-parleur de

10 watts 4 ohms (impédance ou résistance).

Il suffit d'appliquer le signal à un amplificateur opérationnel dont le montage spécifie un

facteur d'amplification de 10, pour que la tension de sortie qui pilote le haut-parleur soit égale

10 fois la tension d'entrée.

On aura donc en sortie un signal de 5 volts sous 4 ohms, en respectant la condition de rester

dans le domaine de puissance de sortie de l'amplificateur (ici on a pratiquement 7W) [6,9,11].


20

II.2.6. Mode comparateur (ou saturé):

Un ampli.op possède deux entrées repérées + et – (Fig.II.2).

Dans son mode opérateur logique, on utilise sa propriété de très grand gain (Av) pour

comparer deux signaux.

Le facteur d'amplification n'est donc plus externe mais interne et l'on obtient :

Tension de sortie = Av [(tension entrée +) - (tension entrée -)] (II.1)

Il ne fonctionne plus en «amplification» traditionnelle, mais en tout ou rien logique ou

comparateur de tension (car le coefficient d'amplification interne Av est très grand ; assimilé à

la valeur infinie pour un ampli.op), c'est-à-dire qu'en sortie il n'y a que 2 états stables

possibles :

-Si l'entrée + est supérieure (en tension) à l'entrée - : la sortie = +Vsat.

-Si l'entrée + est inférieure (en tension) à l'entrée - : la sortie = -Vsat.

Il s'agit en fait d'un fonctionnement « en boucle ouverte » ou sans contre réaction, c'est-à-dire

sans contrôle du gain de l’amplificateur [6,9].

.

Fig.II.2. Montage ampli.op comparateur

II.2.7. Amplificateur suiveur de tension:


21

La résistance en entrée du montage est infinie.

Le suiveur de tension permet de prélever une tension sans la perturber (Fig.II.3), car il

possède un courant d'entrée nul, et on a Ve =VS.

On le rencontre donc régulièrement lors de la présence de sonde.

Fig.II.3. Montage ampli.op suiveur de tension

Lorsqu’on connecte un point du montage à la masse, la tension de ce point devient nulle, la

connexion offre au courant un chemin pour aller à la masse. Une masse réelle met donc à la

masse la tension et le courant. La masse virtuelle est utilisée pour simplifier l’analyse de

l’ampli.op. Quand l’ampli .op est idéal, son AOL est infinie ainsi que son impédance d’entrée

Zin. À partir de cela, nous pouvons déduire pour l’inverseur [6,9]:

Rin = ∞, i2 = 0 (II.2)

AOL = ∞, v2 = 0 (II.3)

La masse virtuelle ressemble à une demi-masse, en effet, elle est un court-circuit pour la

tension (v2 = 0) et est un circuit ouvert pour le courant (i2 = 0) [6,10].

II.2.8. Amplificateur sélectif RLC:

L’amplificateur sélectif est un filtre passe-bande dont la bande passante est très petite devant

la fréquence FO du maximum.


22

L’amplificateur opérationnel fonctionne en mode linéaire, car une contre-réaction est établie

entre l’entrée inverseuse e- et la sortie (Fig.II.4). De plus les courants d’entrées sont

nuls[6,10].

Fig.II.4. Montage à base d’amplificateur opérationnel à filtre sélectif

Pour le filtre passe-bande les deux fréquences de coupure sont :

F1 = FO- BP/2 (II.4)

F2 = FO+BP/2 (II.5)

Pour le montage inverseur, la transmittance est donnée par l’équation:

T= (-R2/R1)/ (1+j (R2Cw-R2/Lw)) = TO / (1+JQO (F/FO- FO/F)) (II.6)

Avec : T = -R2/R1, FO = 1/ (2π√LC) et QO = R2 (C/L) 1/2 (II.7)

FO: fréquence de résonance maximale.

QO : facteur de qualité du circuit à FO.

II.3. Les monostables:


23

Un monostable est un circuit électronique dont la sortie se trouve dans un état électrique

stable (par exemple à l'état bas, sortie à zéro volt) quand il est au repos, et qui lorsqu'il reçoit

une impulsion appelée impulsion de déclenchement, fait basculer sa sortie dans l'état

électrique opposé (par exemple sortie à l'état haut, +5V), pendant un "certain temps". Ce

nouvel état est instable, et la sortie retrouve son état initial au bout de ce "certain temps". Un

monostable peut donc servir de base à la construction d'un temporisateur [6,9].

II.3.1. Caractéristiques principales:

Un monostable présente quelques caractéristiques de base qu'il convient de connaître.

II.3.1.1. Impulsion de déclenchement (ou impulsion d'entrée):

Il s'agit de l'événement qui conduit la sortie du monostable à changer d'état logique. Il peut

s'agir d'une impulsion ou d'un simple changement d'état logique sans retour à l'état initial.

Attention, la durée de l'impulsion de déclenchement doit être suffisamment grande pour que le

monostable la voit. Le célèbre circuit intégré "timer" NE555 demande une impulsion dont la

largeur doit être de l'ordre de 1 ms. Le monostable TTL SN74123 accepte quant lui une

impulsion dont la largeur est de quelques dizaines de nanosecondes seulement (même s'il faut

100 ns, ça nous donne un rapport de 10000 tout de même). D'autres circuits plus rapides

encore (série ECL) travaillent sans faillir avec des impulsions de seulement quelques

nanosecondes. Intuitivement, on se rend compte que la fréquence maximale de travail peut

être fortement limitée si la largeur de l'impulsion doit être large [6,11].

II.3.1.2. Polarité de l'impulsion de déclenchement:

Elle peut être positive (bas-haut-bas ou bas-haut) ou négative (haut-bas-haut ou haut-bas).

II.3.1.3. Impulsion de sortie:

C'est ainsi que l'on nomme l'état instable dans lequel le monostable se trouve lorsqu'il vient

d'être déclenché, c'est à dire quand l'état logique de sa sortie se trouve à l'opposé de l'état

logique présent au repos.

II.3.1.4. Polarité de l'impulsion de sortie:

http://www.sonelec-musique.com/electronique_bases_temporisateurs.html


24

Au repos, la sortie du monostable peut être à l'état haut ou à l'état bas, et sur présence d'une

impulsion de déclenchement, passer à l'état opposé, bas ou haut.

II.3.1.5. Durée de l'impulsion de sortie:

C'est la durée du "certain temps", pendant lequel la sortie du monostable reste dans son état

instable, et ce que l'on ait affaire à une durée de 100 ns (cent nanosecondes) ou de 100 s (cent

secondes).

II.3.1.6. Monostable redéclanchable ou non redéclanchable:

Un monostable non redéclanchable est un monostable dont la durée de l'impulsion de sortie

est immuable, même si pendant l'état instable, surviennent plusieurs impulsions de

déclenchement. Un monostable redéclanchable est un monostable dont l'impulsion de sortie

est "réactivée" à chaque impulsion de déclenchement. Si une nouvelle impulsion de

déclenchement a lieu alors que la sortie du monostable n'est pas encore retourné à son état

stable (de repos), ou dit autrement, si le temps qui sépare deux impulsions de déclenchement

est inférieur à la durée de l'impulsion de sortie, la durée de l'impulsion de sortie est prolongée

d'un temps égal à la durée d'une impulsion de sortie unique [6,11].

II.3.2. Utilisations:

Le monostable est un circuit très utilisé, il permet de :

-Fixer la durée d'un événement.

-Retarder la production d'un événement.

-Contrôler la présence ou l'absence d'un signal périodique (surveillance rotation ventilateur

par exemple) [6,9].

II.3.3. Fonctionnement de base:

Pour commencer, examinons le fonctionnement d'un monostable simple travaillant en logique

positive. Le schéma simplifié ci-après représente le monostable sous la forme d'une "boite

noire" dotée des points de connexion suivants :


25

-Une entrée CLK (Clock, horloge) qui est l'entrée de déclenchement, active sur un front

montant

-Une entrée RESET que nous n'utilisons pas et qui est reliée à la masse,

-Une sortie Q qui est la sortie principale "positive" (Fig.II.5),

-Une sortie Q¯ qui est la sortie complémentée ("négative" ou inverse) de la sortie Q, et que

nous n'utilisons pas ici.

Fig.II.5. Monostable avec l’état de sortie Q

Sur l'entrée CLK, on applique une impulsion de déclenchement positive Imp, et on regarde ce

qui se passe sur la sortie Q (Out).

Le premier graphe montre une impulsion de déclenchement positive Imp dont la durée (50

ms) est inférieure à la durée de l'impulsion de sortie Out (500 ms) (Fig.II.6).

Alors que le second montre ce qui se passe avec une impulsion de déclenchement positive

Imp dont la durée (500 ms) est supérieure à la durée de l'impulsion de sortie Out (50 ms)

(Fig.II.6).


26

Fig.II.6. Chronogramme de la sortie Q pour deux valeurs de l’impulsion de

déclenchement

Dans les deux cas, une seule et unique impulsion est née en sortie Q (Out) du monostable.

Pour un déclenchement isolé, la durée de l'impulsion de déclenchement n'a pas besoin d'être

inférieure (ni supérieure) à la durée de l'impulsion de sortie. Le fonctionnement observé ici est

identique pour un monostable non-redéclanchable et pour un monostable redéclanchable [6].

II.3.3.1. Durée de l'impulsion de sortie:

Dans le schéma simplifié ci-avant, aucun élément visible ne permet de modifier la durée de

l'impulsion de sortie, car c'est un schéma simplifié, les éléments "de réglage" sont cachés.

Dans un montage réel, on emploie généralement une résistance et un condensateur pour fixer

la durée de l'impulsion de sortie.

II.3.3.2. Impulsions négatives:

Dans l'exemple précédent, les impulsions de déclenchement et de sortie étaient toutes deux de

type positives. L'entrée CLK du monostable était active sur le front montant de l'impulsion de

déclenchement. Le front montant désigne le passage de l'état logique bas (zéro volt) vers l'état

logique haut (+5V par exemple). C’est le front montant, puisque la tension monte. Même

chose pour le front descendant, qui désigne le passage de l'état logique haut (+5V par

exemple) vers l'état logique bas (zéro volt) : la tension descend. Il est tout à fait possible de

travailler avec des impulsions négatives ou de travailler sur des fronts descendants. Ce qui

n'est pas du tout la même chose. Pour les graphes suivants, on va observer l'état électrique des

deux sorties Q et Q¯ (Fig.II.7).


27

Fig.II.7. Monostable avec les deux états de sortie

Premier cas: déclenchement sur le front montant d'une impulsion positive (Fig.II.8).

Fig.II.8. Chronogrammes des sorties Q et Q¯pour un front montant d’une impulsion

positive

Second cas: déclenchement sur le front descendant d'une impulsion positive (Fig.II.9).

Fig.II.9. Chronogrammes des sorties Q et Q¯pour un front descendant d’une impulsion

positive


28

Troisième cas: déclenchement sur le front descendant d'une impulsion négative (Fig.II.10).

Fig.II.10. Chronogrammes des sorties Q et Q¯ pour un front descendant d’une

impulsion négative

Quatrième cas: déclenchement sur le front montant d'une impulsion négative (Fig.II.11).

Fig.II.11. Chronogrammes des sorties Q et Q¯ pour un front montant d’une impulsion

négative

Quand Q (Out) est à l'état haut, Q¯ (Out¯) est à l'état bas. Et inversement. Si le monostable

possède de nature ces deux sorties complémentées, cela permet de disposer immédiatement de

la polarité désirée, ce qui peut dans certains cas éviter l'emploi d'un inverseur additionnel côté

entrée de déclenchement (entrée CLK, signal Imp) [6].

II.3.4. Monostable à NE555:

Le montage externe et la constitution interne du monostable NE555 sont représentés sur les

figures ci-dessous (Fig.II.12):


29

Fig.II.12. Montage avec Constitution interne du monostable NE555

II.3.4.1. Fonctionnement:

Q¯ =0 T bloqué, C se charge.

Q¯ =1 T saturé, C se décharge.

II.3.4.2. Etude de l'état stable:

A t=t0, le condensateur C est complètement déchargé (Fig.II.13), VC=0, Ve=VCC et S=0;

R=0, le transistor étant saturé Q¯ =1 et Q=0.

II.3.4.3. Etude de l'état instable:

A t=t1 on applique une impulsion Ve=0V ; S=1 et R=0 ; Q=1 et Q¯ =0. Le transistor se

bloque, le condensateur se charge à travers R. Après la disparition de l'impulsion à

l'instant t=t2 on aura Ve=VCC ; S=0 R=0 d'où Q=1 et Q¯ =0, le transistor reste bloqué.

L'état instable va prendre fin lorsque Vsc=2VCC/3.

II.3.4.4. Etude de récupération:

A t=t3 on a VC est légèrement supérieure à 2VCC/3 R=1 et S=0 Q=0 et Q¯ =1, le transistor


30

se sature et la patte 7 est mise à la masse, le condensateur se retrouve en court-circuit et se

décharge donc très rapidement et on se retrouve à l'état initial [6,910].

Fig.II.13. Allure du signal de sortie VO par application d’une impulsion d’entrée Ve

Une solution simple pour générer un signal de 40 kHz est d’utiliser un NE555 qui permet

dans une configuration donnée (Fig. II.14) de fournir un signal créneau. Il est alimenté en 9V

(tension de la pile) et les valeurs des résistances et du condensateur permettent de fixer la

fréquence et le rapport cyclique α [6]:

F = 1.44/ (RA+2RB) C et α = (RA + RB)/ (RA+2RB) (II.8)

Fig.II.14. Monostable NE555 avec fréquence de 40 KHz de signal de sortie

Si RB >> RA alors le rapport cyclique est proche de 0.5, ce qui permet d’avoir l’amplitude du

fondamental maximale (seul pris en compte par la paire de transducteurs). En outre,


31

l’utilisation d’un potentiomètre pour RB permet d’ajuster précisément la valeur de la

fréquence, afin d’être très exactement à la fréquence de résonance de la paire de transducteur.

Nous avons donc choisi les valeurs suivantes :

C = 82pF ; RA = 1.5 kΩ ; RB = 150kΩ + potentiomètre de 10kΩ.

Enfin le NE555 possède une entrée reset qui lorsqu’elle est à 1 autorise le signal d’horloge et

Lorsqu’elle est à 0 l’inhibe ce qui permettra de commander l’émission [6].

II.3.5. Monostable CD4538:

Le CD4538 comporte dans un même boitier de 16 pattes, deux monostables que l'on peut

utiliser de façon totalement indépendante. Dans l'exemple qui suit (Fig.II.15), le premier

monostable U1:A est déclanchable par le front montant d'une impulsion de déclenchement,

alors que le second monostable est déclanchable par un front descendant. La durée de

l'impulsion de sortie est définie par la valeur des composants R et C (R1/C1 et R2/C2), selon

la formule T = RC (R en ohms et C en farads). Par exemple, si R = 1 Mohms et C = 1 uF,la

durée de l’impulsion de sortie = 1 seconde.

Fig.II.15. Monostables redéclenchables: l’un sur front montant et l’autre sur front

descendant

Le datasheet du CD4538 de Fairchild indique qu'il faut relier la broche CX (borne 1 ou 15) à

la masse, alors que le datasheet du CD4528 de NS (National Semiconductor) indique que la

broche CX ne reçoit que la broche du condensateur et ne va pas à la masse [6,9,10].

II.3.6. Bascule de Schmitt:

http://www.sonelec-musique.com/images2/electronique_monostables_001za.gif


32

Une bascule de Schmitt, aussi appelée trigger de Schmitt ou bascule à seuil, est un circuit

logique inventé en 1934 par Otto Schmitt, ingénieur américain.

Fig.II.16. Montage d’une bascule de Schmitt

C'est une bascule à trois entrées V, SB et SH et une sortie Q (Fig.II.16). Contrairement aux

autres bascules, qui sont commandées en appliquant des signaux logiques à leurs entrées, la

bascule de Schmitt est conçue pour être pilotée par une tension analogique, c'est-à-dire qui

peut prendre n'importe quelle valeur (dans l'intervalle 0 - Vcc afin de ne pas dégrader le

circuit).

Les entrées SB et SH (seuil bas, seuil haut, ce dernier étant à un potentiel supérieur à SB) sont

maintenues à des potentiels fixes ; ceci peut se faire par exemple grâce à un diviseur de

tension composé de 3 résistances placées en série entre Vcc et la masse ; SH et SB sont reliés

aux points intermédiaires du diviseur [6,9].

http://fr.wikipedia.org/wiki/Circuit_%C3%A9lectronique



http://fr.wikipedia.org/wiki/Otto_Schmitt

http://fr.wikipedia.org/wiki/Bascule_%28circuit_logique%29

http://fr.wikipedia.org/wiki/Diviseur_de_tension



http://commons.wikimedia.org/wiki/File:BascSchmidt1.png


33

Fig.II.17. Chronogramme des signaux d’entrée V et de sortie Q

Le fonctionnement est le suivant (Fig.II.17):

-Supposons qu'au départ, V soit à 0 ; Q est alors à 0 ;

-Quand V augmente, Q reste à 0 jusqu'à ce que V dépasse SH ; à ce moment, Q passe à 1 ;

-Q reste à 1 jusqu'au moment où V devient inférieur à SB ; à ce moment, Q passe à 0;

-Q reste à 0 jusqu'à ce que V repasse au-dessus de SH.

La principale application de la bascule de Schmitt est la mise en forme de signaux

analogiques pour les appliquer à des circuits logiques (par exemple une entrée de compteur)

[6].

II.3.7. Bascule RS 4093:

Le circuit intégré 4093 contient quatre circuits appelés trigger de Schmitt. En fait, il

fonctionne comme un 4011 (quadruple NAND) dont toutes les entrées seraient dotées d'un

trigger de Schmitt, avec son brochage [6] (Fig.II.18).

Fig.II.18. Brochage interne de la bascule RS4093

Les circuits logiques, pour fonctionner correctement ont besoin sur leurs entrées, entre un

niveau haut et un niveau bas, donc une tension Hi et une tension Lo (Fig.II.19). Tout signal

dont la tension n'est pas égale ou supérieure à Hi, ou encore égale ou inférieure à Lo, donc


34

dans la zone intermédiaire, est à proscrire. Qui plus est, des variations de tension rapides et/ou

répétées risqueraient dans certains cas de provoquer des dysfonctionnements ou des

anomalies dans un montage. Pour se prémunir contre ces désagréments, on fixe deux seuils

bien déterminés, qui serviront de références Hi et Lo, et qui permettront d'identifier tout signal

d'entrée comme étant de niveau logique 1 ou 0 [6].


35

Fig.II.19. Chronogramme des signaux d’entrée et de sortie de la bascule

Le trigger a pour mission d'assurer un basculement net et franc en présence d'une tension

variable. La différence entre les tensions de niveau haut et de niveau bas s'appelle: hystérésis.

Si l'une des entrées du 4093 reçoit un signal sinusoïdal, l'autre entrée étant reliée à Vdd, la

sortie sera un signal rectangulaire périodique (en bleu sur le dessin) (Fig.II.20):

A titre indicatif, on trouvera, en se reportant à la data sheet du 4093, une tension de seuil Hi

de 5,9 V typique et une tension de seuil Lo de 3,9 V typique, lorsque la tension d'alimentation

est de 10 volts [9].

Fig.II.20. Signal rectangulaire de sortie de la bascule pour un signal sinusoïdal à une de

ses entrées


36

II.4. Comptage BCD:

Un compteur BCD pour "Binary Coded Décimal" ou décimal codé en binaire (DCB) est un

compteur qui compte de 0 à 9 et recommence sans arrêt: « 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 0 1 2 3 4 5 6 7 8

9 0 1 2 . . .». On dit que c'est un compteur modulo 10. Le modulo est le nombre d'impulsions

d'horloge (clock) nécessaires pour que le cycle recommence. De 0 à 9 donne 10 étapes avant

que le cycle recommence. Un compteur binaire à4bits compte en hexadécimal de 0000 à 1111

(0 à F). C'est un compteur modulo16.

Un compteur BCD compte de 0000 à 1001 et n'utilise pas les combinaisons 1010 à 1111.

Comme il gaspille 6 combinaisons, il est donc moins efficace que le binaire pur, mais il

fonctionne en décimal, ce qui facilite l'échange avec un utilisateur humain. Comme exemple,

supposons qu'on désire construire un compteur modulo 12. En BCD, il faut utiliser 2

compteurs: un pour les dizaines et un autre pour les unités. En binaire, un seul compteur suffit

et compte de 0000 à 1011 (Fig.II.21). S'il faut afficher le contenu du compteur pour un

utilisateur humain, alors il est préférable de le faire en BCD, car en binaire, il faut ajouter un

circuit pour convertir l'hexadécimal en décimal, ce qui complique trop le circuit, il est

préférable de le faire en binaire car c'est plus efficace [6,9,11].

Fig.II.21. Compteur décimal

II.4.1.Synthèse des compteurs:

Les compteurs asynchrones et les compteurs synchrones sont conçus à partir de bascules

synchrones. C'est le mode de connexion de ces bascules qui détermine le type de compteur.

Lorsque les compteurs ont été conçus, réalisés, et implémentés dans un circuit intégré, ils

assurent entièrement la fonction comptage pour laquelle ils sont désignés, sans ‘rebouclage’

externe supplémentaire [9].


37

II.4.2. Compteurs asynchrones ou à propagation:

Le signal d'horloge de chacune des bascules internes qui le composent est issu de la sortie

d'une autre bascule, ou d'une fonction logique des sorties de plusieurs autres

bascules (Fig.II.22):

Fig.II.22. Compteur asynchrone à base de bascules RS

II.4.3. Bascule JK:

La bascule JK comporte trois entrées de commande, une entrée horloge et deux sorties

complémentaires (Fig.II.23). L'entrée RAZ permet la remise à zéro de la bascule, les entrées J

et K permettent de placer la bascule dans un état stable défini. Cette bascule est surtout

utilisée pour la division de fréquences et la réalisation de compteurs [9].

Fig.II.23. Symbole de la bascule JK à front montant

-Pour J = K = 0, le signal d'horloge est sans effet, il y a conservation du dernier état logique

pris par Q et non Q : il n'y a jamais de basculement.

-Pour J = K = 1, le système bascule à chaque front d'horloge (montant ou descendant selon les

modèles).

-Pour J différent de K, la sortie Q recopie l'entrée J et la sortie non Q recopie l'entrée K à

chaque front d'horloge.

http://commons.wikimedia.org/wiki/File:BasculeJK.png


38

On utilise cette bascule pour faire des compteurs. On compte jusqu'à 2n avec n bascules à la

suite et on compte dans l'ordre croissant avec des bascules à front descendant et dans l'ordre

décroissant avec des bascules à front montant [9,10].

II.4.3.1. Table de vérité:

II.4.3.2.Table de vérité alternative:

Équation de la bascule : (II.7)

Le chronogramme des états logiques des sorties de la bascule JK est représenté ci-dessous

[9,10] (Fig.II.24).

Fig.II.24. Chronogramme des sorties Q et non Q

http://commons.wikimedia.org/wiki/File:JK_FF_impulse_diagram.png


39

II.4.4. Compteurs synchrones ou parallèles:

Le signal d'horloge de l'ensemble des bascules internes qui le composent est unique et

commun (Fig.II.25).

Le mode de comptage est régi en appliquant sur les entrées de contrôle (J-K ou D) une

fonction logique des sorties des autres bascules [10].

Fig.II.25. Compteur synchrone à base de bascules JK

On va représenter les chronogrammes des différentes entrées et sorties du compteur 4518 [10]

(Fig.II.26).

Fig.II.26. Chronogrammes des quatre sorties des bascules JK du compteur synchrone

II.4.5. Décodage BCD/sept-segments:

Un décodeur BCD-7-segments permet de prendre un code BCD sur quatre bits et de fournir

en sortie un code à 7-bits correspondant aux 7 segments d'un affichage numérique.

Ce dispositif très utile évite de devoir allumer les bons segments manuellement. Il constitue

un élément essentiel dans toute application nécessitant un affichage numérique en décimal

[9,10].


40

Il possède 4 entrées (valeur binaire de 0 à 15), et 7 sorties commandant chacune les segments

de l’afficheur (Fig.II.27) [9].

Fig.II.27. Décodeur BCD/7segments avec afficheur LCD 7segments

On donne ci-dessous la table de vérité et le logigramme du décodeur BCD/7segments [9]

(Figs.II.28, 29).

II.4.5.1. Table de vérité:

Fig.II.28. Table de vérité du décodeur BCD/7segments

II.4.5.2. Schéma interne:


41

Fig.II.29. Schéma interne du décodeur BCD/7segments

II.5. Afficheurs sept segments:

Dans un afficheur 7 segments, les segments sont généralement désignés par les lettres allant

de A à G (Fig.II.30). Dans le cas où l'afficheur comporte un point, servant de séparateur

décimal, celui-ci est désigné DP (de l'anglais décimal point) ; certains parlent dans ce cas d'un

afficheur « 8 segments » [9,10].

Fig.II.30. Schéma montrant la désignation de chacun des segments

http://fr.wikipedia.org/wiki/Point_%28signe%29

http://fr.wikipedia.org/wiki/S%C3%A9parateur_d%C3%A9cimal



http://fr.wikipedia.org/wiki/Anglais


42

Dans le cas d'afficheurs à DEL, deux cas de figures sont présents :

II.5.1. Afficheur à anode commune:

Toutes les anodes sont reliées et connectées au potentiel haut (Fig. II.31).

La commande du segment se fait par sa cathode mise au potentiel bas [9].

.

Fig.II.31. Schéma interne d’un afficheur sept segments à anode commune

II.5.2. Afficheur à cathode commune:

Toutes les cathodes sont reliées et connectées au potentiel bas (Fig. II.32).

La commande du segment se fait par son anode mise au potentiel haut [9].

Fig.II.32. Schéma interne d’un afficheur sept segments à cathode commune

http://fr.wikipedia.org/wiki/Diode_%C3%A9lectroluminescente

http://fr.wikipedia.org/wiki/Anode

http://fr.wikipedia.org/wiki/Potentiel_%C3%A9lectrique

http://fr.wikipedia.org/wiki/Cathode

http://fr.wikipedia.org/wiki/Potentiel_%C3%A9lectrique


43

CHAPITRE III Etude pratique du fonctionnement du télémètre

43

III.1. Introduction:

Le télémètre à ultrasons réalisé dans le cadre de notre travail est constitué par des composants

électroniques simples: résistances, capacités, diodes, transistors et par des circuits intégrés

qui trouvent une large application dans le domaine de l’électronique numérique comme: les

ampli-op, bascules RS, monostables NE555, compteurs BCD, décodeurs.

Ce chapitre présente la description du fonctionnement électronique de chaque bloc de

l’appareil de mesure et leur simulation par utilisation du logiciel ISIS ainsi que la réalisation

pratique du télémètre.

III.2. Présentation générale du télémètre:

Fig.III.1. Constitution générale du télémètre à ultrasons

Le télémètre à ultrasons réalisé est constitué d'un bouton poussoir afin de lancer une

acquisition, et d’un système d’affichage numérique formé de trois afficheurs LCD pour

visualiser la distance en cm (Fig.III.1). Pour la mesure d’une distance, on n'a qu'à diriger la

tête de l’appareil ou se trouve un émetteur/récepteur d’ultrasons vers un objet puis appuyer

sur le bouton poussoir. En général Il faut procéder à plusieurs essais de mesures puis en faire

la moyenne afin d’éliminer au maximum les perturbations extérieures. Pour notre cas il faut

juste faire trois mesures pour la même distance mesurée.

Si la distance dépasse la valeur 999 cm, les trois afficheurs vont clignoter pour indiquer qu'il y

a dépassement (overflow) de la gamme de mesure.


44

III.3. Principe de mesure:

Il est basé sur la mesure du temps écoulé entre l’émission et le retour de l’écho (Fig.III.2).

C’est cette durée qui est dite temps de comptage du chronomètre. Après le système de

contrôle remet les compteurs à zéro puis recommence l’émission ultrasonique.

La vitesse de propagation de l’onde ultrasonore dans l’air environnant est de 342 m/sec.

Dès que cette onde incidente rencontre un obstacle, l'écho ou l’onde réfléchie revient vers le

capteur d’ultrasons (transducteur) qui stop le chronomètre au moment de la réception du

signal.

Fig.III.2. Principe de mesure du télémètre à ultrasons

Le résultat sortant du chronomètre ne subit aucune modification avant affichage. On considère

que 1 cm effectue par l’onde sonore correspond à une impulsion d’horloge. Sachant que les

ultrasons prennent 1s pour parcourir 343 m dans l’air, et que nous voulons calculer le temps

équivalent pour une distance de 1 cm, cette dernière sera donc parcourue pendant


45

T = 29.23 µs. Etant donné que ce signale effectué l’aller-retour, il faut donc multiplier ce

temps par 2 d’où T = 58.47 µs. Nous avons donc besoin de générer une fréquence d’horloge

de F = 1/T =17.1 KHz.

Le son a une vitesse de 343 m/s à 20 C° et de 331 m/s à 0 C°, pour pallier à cette variation

significative à cause de la variation de température du milieu de mesure. Il faut procéder à un

étalonnage de télémètre à la température où on envisage de l'utiliser [7].

III.4. Schéma en bloc du télémètre à ultrason:

Fig.III.3. Schéma en bloc du télémètre à ultrason


46

La mesure de la distance est déclenchée par un bouton poussoir indiquant le début de mesure

avec un circuit pour éliminer les parasites (Fig.III.3). Il est constitué par un filtre RC passe

haut et d’un trigger de schmitt. Le condensateur ne se chargera pas brusquement mais dune

façon progressive à cause de la limitation du courant de charge par la résistance R. Donc, la

tension aux bornes du condensateur C passer de la valeur initiale 0 volts à la valeur finale VC.

Quand la tension de sortie du circuit RC sera à l’état bas VC = 0 V, l’état de la sortie de trigger

sera haut. Et lorsque le bouton sera relâché la capacité C se déchargera à travers la résistance

R, et par conséquent la tension de sortie du circuit RC sera à l’état haut et la sortie du trigger

à l’état bas.

Le monostable par l’intermédiaire de la sortie du circuit RC va remettre les trois compteurs à

zéro (Reset=1), et en même temps il va attaquer l'entrée d'un deuxième monostable qui se

trouve a la sortie de la bascule de Schmitt et qui va remettre la sortie de la bascule RS à 1. Par

conséquence, il y'aura émission des ultrasons de 40 kHz par le NE555 utilisé en astable et par

transistor NPN BC574 fonctionnant en commutation. La sortie de la bascule RS va déclencher

un second monostable NE555 qui va servir à générer l'horloge des compteurs décimaux BCD.

A la réception des ultrasons par un circuit constitué par un capteur, amplificateur et un

détecteur de seuil, l’état de la sortie Q de la bascule RS passe de 1à zéro, ce qui bloque le

compteur à la valeur désirée N qui correspond bien à la distance mesurée x avec:

𝑁𝑇 =2x

v (III.1)

où: v est la vitesse du son dans le vide, v≈340 ms-1

[7].

N: nombre de périodes d’horloge comptées.

La période T devra réaliser la condition suivante pour que N soit égal à x:

𝑇 =2xmax

N∗v (III.2)

Avec: xmax est la distance maximale que le télémètre peut mesurer.

Si on prend: x=100 mm et v=340 ms-1

et N=100, on aura: F=1/T=17000 Hz.


47

III.5. Chronogramme de comptage:

L’impulsion à l’état haut de la sortie Q du premier monostable 4538 déclenche la Raz des

quatre compteurs. La sortie du 4538 attaque le trigger de schmitt, qui à son tour, attaque le

front montant du second monostable 4538. Ce dernier va par sa sortie Q¯ déclencher le début

du comptage (Fig.III.4). Quand le récepteur reçoit l’onde ultrasonore de retour, sa sortie

attaque le reset de la bascule RS, qui à son tour déclenche en même temps les deux

monostables NE555. L’un de ces deux donnes l’ordre à l’émetteur d’ultrasons d’envoyer la

salve d’ultrasons, et le second monostable c’est pour générer le Clock ou l’horloge des

compteurs.

Fig.III.4. Chronogramme de comptage

III.6. Différents éléments du montage:

III.6.1. Etude de la génération du signal ultrasonique:

On a vu que lors du lancement de l'acquisition d'une mesure que la sortie Q de la bascule RS

passe à 1. Cette dernière est reliée à l’entrée Reset d’un circuit astable NE555B qui va être

déclenché, ce qui va lui permettre d’osciller à une fréquence de 40 KHz (fréquence fixée par

deux résistances de 1 et de 1.2 Kohms et une capacité de 10nF) (Fig.III.5). Cette même

fréquence n'étant pas choisie au hasard, il s'agit de la fréquence d'oscillation des transducteurs

à ultrasons. Le courant de sortie du NE555B n’est pas suffisant pour attaquer ou polariser

l’émetteur ultrasons, on place donc à sa sortie un transistor de commutation BC 547 en


48

émetteur commun. La résistance du collecteur est égale à 470 Kohms, elle va servir à la

décharge à travers elle de la capacité du transducteur à ultrasons qui est équivalent à une

résistance et d'une capacité en parallèle.

Fig.III.5. Schéma électronique du bloc d’émetteur

III.6.2. Etude de la réception du signal ultrasonique:

Les ultrasons qui ont été émis vont revenir avec un niveau de tension faible vers le récepteur

d'ultrasons en gardant la même fréquence de 40KHz. Il faut donc procéder à une

amplification sélective de ce signal faible pour éliminer les parasites extérieurs, suivie dune

remise en forme de ce signal filtré.


49

Fig.III.6. Schéma électronique du bloc de réception

Notre récepteur à ultrasons est constitue d'une résistance de 10 Kohm en parallèle avec lui

(Fig.III.6). Pour décharger la capacité interne de ce récepteur (comme pour le cas de

l’émetteur); il va attaquer un ampli-op monté en suiveur de tension, dont la sortie est en série

avec un autre ampli-op sélectif (les amplificateurs opérationnels sont tous des TL 08X, 4 dans

un même boîtier : TL 084). Le coefficient d’amplification est de 470 lorsque le circuit

bouchon RLC (une inductance L, un condensateur C, une résistance R en parallèle) résonne

à la fréquence de 40 KHz. Aux autres fréquences, ce circuit présentant une impédance

presque nulle, permet d’éliminer les bruits et parasites. Le signal de sortie filtré est appliqué

ensuite à un ampli-op monté en comparateur (TL084) possédant une très forte impédance

d'entrée (entrée sur transistor à effet de champ JFET). Le comparateur, compare le signal

précédent sur son entrée inverseuse à une tension ajustable par potentiomètre entre la tension

d'alimentation Valim et la masse virtuelle sur son entrée non-inverseuse. La sortie de ce

comparateur est égale à Vcc en cas de non-réception d'un signal (e+> e-).et proche de la

masse en cas de réception (e+< e-).

Pour la commande de la bascule RS, on doit diviser par deux la tension de sortie de ce

comparateur en utilisant un diviseur de tension constitué de deux résistances de 10 Kohms


50

placées en série. La bascule RS est alimentée en 5 volts (TTL), la partie émission/réception

étant alimentée avec une tension prélevée directement en sortie de l'alimentation (12 volts).

L’alimentation devrait être idéalement égale aux environs de 12volts. L'entrée R de la bascule

doit être protégée par deux diodes écretteuses (1N4148) afin de limiter l'excursion de la

tension entre Vcc+0.6V et Vcc-0.6V.

Les amplis-op utilisés fonctionnent avec une alimentation symétrique, il fallait donc générer

une masse virtuelle, ce qui consiste à diviser la tension d'alimentation par deux. La tension

que l'on obtient est appelée masse virtuelle. Vu a partir d'un amplificateur opérationnel qui

reçoit la masse et Vcc par rapport à cette même masse virtuelle, la masse devient alors

équivalente à -Vcc /2 et + Vcc/2. La génération de cette masse virtuelle est réalisée pour le

quatrième et dernier amplificateur opérationnel du circuit TL084 (TL084/A4) (Fig. III.6).

III.6.3. Circuit de déclenchement et de contrôle de la mesure:

Fig.III.7. Schéma électronique du déclenchement de la mesure

Pour l'acquisition d'une mesure, on appuye sur le bouton poussoir qui est placé en série avec

une résistance de 100 Kohms provoquant ainsi un reset sur la borne de déclenchement R du

monostable 4538/A dont l'entrée est sensible au front descendant (Fig.III.7), et cela afin de

lancer l'opération de mesure.

En sortie de ce monostable l’impulsion générée sert de reset aux compteurs du bloc

d’affichage (remise a zéro des compteurs). Cette même impulsion de la sortie non inversée Q


51

est également envoyée à l'entrée du second monostable à travers un trigger de Schmitt qui,

sensible au front montant, va mettre l'entrée S à un zéro logique (donc Q est mise à 1) de la

bascule RS (Fig.III.8).

Fig.III.8. Schéma électronique d’acquisition de l'ordre de mesure

III.6.4. Circuit de comptage et d'affichage:

Le module de comptage et d'affichage comporte 3 afficheurs LCD, trois décodeurs et quatre

compteurs destinés à indiquer la distance mesurée en centimètres (Fig.III.9).

Le principe du comptage est basé sur l'utilisation de quatre compteurs BCD. La sortie de ces

compteurs doit être convertie en code 7 segments par des décodeurs appropriés. Les

compteurs utilisés comportent 4 bits de sortie ; ils vont permettre chacun de coder un chiffre.

L’affichage de chaque chiffre comporte : un transcodeur 7 segments dont le rôle est de

convertir le code BCD de la sortie d’un compteur en code 7 segments, permettant l’affichage

du chiffre correct correspondant sur un afficheur 7 segments.

Le module de comptage-affichage reçoit les trois signaux suivants du module de la logique de

commande (Fig.III.9):

-Horloge (Clock) dont chaque front incrémente les compteurs d'une unité ;

-Raz (reset), sert à la remise à zéro de la sortie des quatre compteurs ;

-Affichage (Latché), permet d’afficher les états des trois compteurs sur les trois afficheurs.


52

Lors du lancement d'une mesure, la sortie Q de la bascule RS est à 1 et l'oscillateur NE555

oscille à une fréquence de 17 KHz. En même temps il va constituer la base de temps du

système de comptage (Fig.III.9). Sa sortie Q va directement attaquer les quatre compteurs

placés en cascade (compteurs 4518 du type BCD, deux par boîtier).

Fig.III.9. Monostable NE555A pour horloge du comptage

Les trois premiers compteurs vont générer trois mots BCD représentant respectivement les

unités, dizaines et centaines. Le quatrième compteur va servir à détecter le dépassement de la

capacité de mesure à partir de la valeur enregistrée sur les trois afficheurs 999. Ainsi, lors du

passage de 999 à 1000, il y aura un front descendant sur le bit Q4 du compteur indiquant les

centaines que le dernier étage de comptage va prendre en compte en s'incrémentant. La sortie

Q1 du dernier compteur va alors passer à 1 entraînant en même temps le blocage du comptage

avec l'apparition d'une oscillation à 1 Hz au niveau de l'affichage pour le maintien de la valeur

affichée sur les trois afficheurs.

Les compteurs reçoivent les fronts d'horloge sur leurs entrées Enables (non sur les entrées

Clock) qui sont en fait des entrées d'horloge inversées. Pour le bit de dépassement de capacité

Q1 du dernier compteur des unités, on voit sur le schéma électronique que celui-ci est relié à

l'entrée Clock du premier compteur des centaines (Fig III.10). Ce qui revient donc à bloquer

le comptage sur la valeur 000 puisque elle vient directement après 999.

Les sorties des trois compteurs BCD ne peuvent pas commander directement les trois

afficheurs LCD, il faut donc utiliser trois décodeurs d'afficheurs de type 4543. Chacun des


53

trois va recevoir sur leurs quatre entrées un mot de 4 bits BCD et génèrent en sortie un mot de

7 bits qui commandera chacun des sept segments.

Les afficheurs LCD utilisés ne peuvent pas recevoir une différence de potentiel constante, car

cela entraînerait la détérioration du segment soumis à cette différence de potentiel. Pour

allumer ou exciter un segment LCD, il faut utiliser un signal d'horloge de valeur moyenne

nulle pour rendre opaque les cristaux qui constituent les afficheurs, ce qui n’est pas le cas

pour les afficheurs a LED.

Fig.III.10. Schéma électronique du comptage et affichage

Ce signal d’horloge est généré par un oscillateur à trigger de Schmitt. Celui-ci est envoyé en

même temps à l'entrée commune de chaque afficheur (Com sur le schéma électronique) et à

l'entrée PH des trois décodeurs 4543. Ainsi pour allumer un segment, le décodeur doit

inverser le signal présent sur son entrée PH avant de l'envoyer au segment qu’il commande.

L'entrée Com recevant ce même signal en opposition de phase, va donc générer sur le


54

segment une horloge de valeur moyenne nulle. Pour le non allumage d’un segment, il faut lui

envoyer le signal PH non inversé.

Pour le clignotement de l'affichage dans le cas d'un dépassement de capacité. Le bit Q1 du

dernier compteur correspondant au dépassement de la capacité de comptage est relié non

seulement vers l'entrée Clock du premier compteur, mais également vers une porte Nand

4093-A2 sur le schéma électronique (Fig.III.11). Cette joue le rôle d'interrupteur, laissant ou

non passer le signal en provenance de l'oscillateur à trigger de Schmitt 4093-A4 en direction

de l'entrée BI des décodeurs d'affichage. L'entrée BI est en effet une commande de blanking

qui permet d'effacer l'affichage lorsqu'elle reçoit un état logique haut. Cette entrée BI par

l’intermédiaire d'un inverseur 4093-A1 est donc reliée à la sortie de la porte Nand 4093-A2

qui, lors d'un dépassement de capacité, laissera passer l'horloge à 1 Hz vers BI et qui, dans le

cas contraire, devra placer BI à 0.


55

Fig. III.11. Schéma électronique complet du télémètre à ultrasons


56

III.8. Schémas de simulation par ISIS:

III.8.1. Bloc d’émission:

Fig. III.11. Circuit électronique d’émission

Fig. III.12. Sortie de la bascule RS vers le circuit d’émission


57

III.8.2. Bloc de réception:

Fig. III.13. Circuit électronique de réception

Fig. III.14. Sortie du circuit de réception vers la bascule RS


58

III.8.3. Bloc de commande:

Fig. III.15. Circuit électronique de commande

III.8.4. Bloc d’affichage:

Fig. III.16. Circuit électronique d’affichage


59

III.8.4.1. Exemple d’affichage:

Fig. III.17. Schéma d’ISIS d’un exemple d’affichage

CONCLUSION GENERALE

59

Conclusion générale:

Ce projet nous a permis de faire le lien entre l’étude théorique d’un montage électronique

et sa réalisation pratique et de connaitre qu’il y a une marge de différence entre ces deux

parties, puisque parfois on néglige quelques paramètres dans nos calculs mais ont les trouve

dans la réalisation. Cette petite différence nous a encouragés de bien chercher des solutions et

de faire d’autres choix pour atteindre notre objectif, ce qui nous a permis d’avoir plus

d’expérience dans ce domaine.

Nous avons ensuite procédé à des tests pour vérifier le bon fonctionnement et de déterminer

les limites d'utilisation.

L'impression générale du groupe à la suite de ce projet est positive. En effet, on a mi en

pratique les connaissances que nous avions acquises. En outre, ce qui nous a particulièrement

intéressé est d'avoir effectué un travail de conception, ce qu'on ne nous avait jusqu'alors

jamais proposé.

Pour le futur nous proposons les trois idées suivantes :

-Réalisation d’un télémètre à longue portée qui mesure la distance des deux côtés en même

temps.

-Utilisation d’un microcontrôleur afin de minimiser la circuiterie, le cout et l’encombrement.

-L’ajout d’un circuit performant pour le filtrage.

Résumé:

Le travail présenté dans ce mémoire est consacré principalement à la réalisation d'un

télémètre à ultrasons. Le travail à effectuer se décompose en plusieurs parties. La première

étape est la conception du montage, accompagnée du câblage des solutions proposées afin de

les tester et de les valider. La deuxième étape est la fabrication de ce télémètre sous forme

d’un circuit imprimé. Enfin, il s’agit de procéder aux réglages et à l’étalonnage du télémètre,

de vérifier son bon fonctionnement, et éventuellement d’en déterminer les limites

d’utilisation.

Mots clés :

Télémètre, les ultrasons, émetteur ultrasons, récepteur ultrasons, piézoélectricité, et l'onde

ultrasonore.

Keywords:

Rangefinder, ultrasound, ultrasonic transmitter, ultrasonic receiver, piezoelectricity, and the

ultrasonic wave

Abstract:

The work presented in this paper is mainly dedicated to the production of a ultrasonic

rangefinder. The work to be performed is divided into several parts. The first step is the

design of the installation, with wiring proposed to test and validate solutions. The second step

in manufacturing the rangefinder as a printed circuit. Finally, it is making adjustments and

calibration of the rangefinder, to verify proper operation and possibly determine the limits.

Annexe A

i

Quelques types de capteurs d’ultrasons avec leurs caractéristiques techniques de

fonctionnement

-Fréquence d’émission : 40 KHz.

-Gamme de détection : de 0 à 255 cm avec un

écart de +/- 3 cm.

-Bus interface I2C.

-Résolution d’environ 6cm.

-Dimensions : 55mm x 42 mm x 26 mm.

Les quelques limitations qui ont pu être relevées sur le capteur sont :

-Les mesures inférieures à 3 cm ne peuvent être effectuées. Cela correspond au problème du

temps de retour nécessaire de l’onde.

-Les mesures jusqu’à 20 cm sont relativement assez précises dans un angle compris entre -8°

et +30°. En effet, le récepteur est à gauche et l’émetteur est à droite, ce qui explique que les

mesures effectuées à gauche sont moins précises que les mesures effectuées à droite.

-Entre 20 et 80cm les mesures restent faisables mais avec une erreur inférieure à 8%, ce qui

n’est pas si mal pour un capteur de ce type.

-Fréquence d’émission : 40

KHz.

-Mesure de distance : entre 3

centimètres et 3 mètres.

-Durée des impulsions : 250

microsecondes.

http://www.generationrobots.com/boutique/fiche_produit.cfm?ref=Kit_LEGO_MINDSTORMS_NXT_B8527&type=19&code_lg=lg_fr&num=21

http://www.generationrobots.com/boutique/fiche_produit.cfm?ref=capteur-ultrasons-vex_276-2155&type=24&code_lg=lg_fr&num=31

Annexe A

ii

-Mesure de distance : entre 2

centimètres et 3,3 mètres.

-Erreur moyenne inférieure à 0,5

centimètres.

-Fréquence d’émission : 40 KHz.

L’émetteur se trouve à droite et le récepteur à gauche lorsqu’on regarde le capteur de face

(comme présenté dans la figure ci-dessus).

http://www.generationrobots.com/boutique/fiche_produit.cfm?ref=Ping_ultrasonic_range_Finder_280&type=32&code_lg=lg_fr&num=41

Annexe B

Part Number

Temperature Range

Package N D

NE555

SA555

SE555

0oC, 70oC

–40oC, 105oC

–55oC, 125oC

.

.

.

.

.

NE555 ® SA555 - SE555

GENERAL PURPOSE SINGLE BIPOLAR TIMERS

LOW TURN OFF TIME

MAXIMUM OPERATING FREQUENCY

GREATER THAN 500kHz

TIMING FROM MICROSECONDS TO HOURS

OPERATES IN BOTH ASTABLE AND

MONOSTABLE MODES

HIGH OUTPUT CURRENT CAN SOURCE OR

SINK 200mA

ADJUSTABLE DUTY CYCLE

TTL COMPATIBLE

TEMPERATURE STABILITY OF 0.005%

PERoC

DESCRIPTION

The NE555 monolithic timing circuit is a highly stable

controller capable of producing accurate time delays

or oscillation. In the time delay mode of operation,

the time is precisely controlled by one external re-

sistor and capacitor. For a stable operation as an os-

cillator, the free running frequency and the duty cy-

cle are both accurately controlled with two external

resistors and one capacitor. The circuit may be trig-

gered and reset on falling waveforms, and the out-

put structure can source or sink up to 200mA. The

NE555 is available in plastic and ceramic minidip

package and in a 8-lead micropackage and in metal

can package version.

N

DIP8

(Plastic Package) ORDER CODES

D

SO8

(Plastic Micropackage)

PIN CONNECTIONS (top view)

1 8 1 - GND

2 - Trigger

3 - Output 2 7 4 - Reset

5 - Control voltage

6 - Threshold 3 6

7 - Discharge

8 - VCC

4 5

Annexe B

V

NE555/SA555/SE555

BLOCK DIAGRAM

+ CC

5k

THRESHOLD

CONTROL VOLTAGE

TRIGGER

COMP

5k

COMP

R

FLIP-FLOP

Q

S

INHIBIT/ RESET

DISCHARGE

OUT

5k

RESET

SCHEMATIC DIAGRAM

THRESHOLD

COMPARATOR

CONTROL VOLTAGE

OUTPUT

VCC

R1

4.7k

R2

830

R3

4.7k

5

R4 R8

1k 5k

R12

6.8k

Q5 Q6 Q7 Q8 Q9

Q19

Q20

Q21

Q22

THRESHOLD

Q1 Q4

Q2 Q3

R11 5k

R9

R17

4.7k

Q23

3.9k

D1

3

R14

TRIGGER

2

4

RESET

DISCHARGE 7

Q15

Q10

Q11 Q12 5k D2

Q13

Q16 Q18

Q17

R16

100

220

R15

4.7k

Q24

G N D

Q14

1

R5 10k

R6 100k

R7 100k

R10 5k

TRIGGER COMPARATOR FLIP FLOP

ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS

Symbol Parameter Value Unit Vcc Supply Voltage 18 V

Toper Operating Free Air Temperature Range for NE555 for SA555 for SE555

0 to 70 –40 to 105 –55 to 125

oC

Tj Junction Temperature 150 oC

Tstg Storage Temperature Range –65 to 150 oC

Annexe B

NE555/SA555/SE555

OPERATING CONDITIONS

Symbol Parameter SE555 NE555 - SA555 Unit VCC Supply Voltage 4.5 to 18 4.5 to 18 V

Vth, Vtrig, Vcl, Vreset Maximum Input Voltage VCC VCC V

ELECTRICAL CHARACTERISTICS

Tamb = +25oC, VCC = +5V to +15V (unless otherwise specified)

Symbol

Parameter SE555 NE555 - SA555

Unit Min. Typ. Max. Min. Typ. Max.

ICC Supply Current (RL ) (- note 1) Low State VCC = +5V

VCC = +15V High State VCC = 5V

3

10 2

5

12

3

10 2

6

15

mA

Timing Error (monostable) (RA = 2k to 100k , C = 0.1 F) Initial Accuracy - (note 2) Drift with Temperature Drift with Supply Voltage

0.5 30

0.05

2 100 0.2

1 50 0.1

3

0.5

% ppm/ C

%/V

Timing Error (astable) (RA, RB = 1k to 100k , C = 0.1 F, VCC = +15V) Initial Accuracy - (note 2) Drift with Temperature Drift with Supply Voltage

1.5 90

0.15

2.25 150 0.3

% ppm/ C

%/V VCL Control Voltage level

VCC = +15V VCC = +5V

9.6 2.9

10

3.33

10.4 3.8

9

2.6

10

3.33

11 4

V

Vth Threshold Voltage VCC = +15V VCC = +5V

9.4 2.7

10

3.33

10.6

4

8.8 2.4

10

3.33

11.2 4.2

V

Ith Threshold Current - (note 3) 0.1 0.25 0.1 0.25 A Vtrig Trigger Voltage

VCC = +15V VCC = +5V

4.8

1.45

5

1.67

5.2 1.9

4.5 1.1

5

1.67

5.6 2.2

V

Itrig Trigger Current (Vtrig = 0V) 0.5 0.9 0.5 2.0 A Vreset Reset Voltage - (note 4) 0.4 0.7 1 0.4 0.7 1 V Ireset Reset Current

Vreset = +0.4V Vreset = 0V

0.1 0.4

0.4 1

0.1 0.4

0.4 1.5

mA

VOL Low Level Output Voltage VCC = +15V, IO(sink) = 10mA

IO(sink) = 50mA IO(sink) = 100mA IO(sink) = 200mA

VCC = +5V, IO(sink) = 8mA IO(sink) = 5mA

0.1 0.4 2

2.5 0.1

0.05

0.15 0.5 2.2

0.25 0.2

0.1 0.4 2

2.5 0.3

0.25

0.25 0.75 2.5

0.4 0.35

V

VOH High Level Output Voltage VCC = +15V, IO(source) = 200mA

IO(source) = 100mA VCC = +5V, IO(source) = 100mA

13 3

12.5 13.3 3.3

12.75 2.75

12.5 13.3 3.3

V

Notes : 1. Supply current when output is high is typically 1mA less. 2. Tested at VCC = +5V and VCC = +15V. 3. This will determine the maximum value of RA + RB for +15V operation the max total is R = 20M and for 5V

operation the max total R = 3.5M .

Annexe B

NE555/SA555/SE555

ELECTRICAL CHARACTERISTICS (continued)

Symbol

Parameter SE555 NE555 - SA555

Unit Min. Typ. Max. Min. Typ. Max.

Idis(off) Discharge Pin Leakage Current (output high) (Vdis = 10V)

20 100 20 100 nA

Vdis(sat) Discharge pin Saturation Voltage (output low) - (note 5) VCC = +15V, Idis = 15mA VCC = +5V, Idis = 4.5mA

180 80

480 200

180 80

480 200

mV

tr tf

Output Rise Time Output Fall Time

100 100

200 200

100 100

300 300

ns

toff Turn off Time - (note 6) (Vreset = VCC) 0.5 0.5 s Notes : 5. No protection against excessive Pin 7 current is necessary, providing the package dissipation rating will not be exceeded.

6. Time mesaured from a positive going input pulse from 0 to 0.8x VCC into the threshold to the drop from high to low of the output trigger is tied to treshold.

Figure 1 : Minimum Pulse Width Required for

Trigering

Figure 2 : Supply Current versus Supply Voltage

Figure 3 : Delay Time versus Temperature Figure 4 : Low Output Voltage versus Output

Sink Current

Annexe B

NE555/SA555/SE555

Figure 5 : Low Output Voltage versus Output

Sink Current

Figure 6 : Low Output Voltage versus Output

Sink Current

Figure 7 : High Output Voltage Drop versus

Output

Figure 8 : Delay Time versus Supply Voltage

Figure 9 : Propagation Delay versus Voltage

Level of Trigger Value

Annexe B

NE555/SA555/SE555

APPLICATION INFORMATION

MONOSTABLE OPERATION

In the monostable mode, the timer functions as a

one-shot. Referring to figure 10 the external capaci-

tor is initially held discharged by a transistor inside

the timer.

Figure 11

t = 0.1 ms / div

INPUT = 2.0V/div

Figure 10

V

CC = 5 to

15V

OUTPUT VOLTAGE = 5.0V/div

Reset

Trigger

Output

4 8

2

NE555

3

1

R1

7

6 C1

Control Voltage

5

0.01 F

CAPACITOR VOLTAGE = 2.0V/div

R1 = 9.1k , C1 = 0.01 F, RL = 1k

Figure 12

The circuit triggers on a negative-going input signal

when the level reaches 1/3 Vcc. Once triggered, the

circuit remains in this state until the set time has

elapsed, even if it is triggered again during this in-

terval. The duration of the output HIGH state is given

by t = 1.1 R1C1 and is easily determined by figure 12.

Notice that since the charge rate and the threshold

level of the comparator are both directly proportional

to supply voltage, the timing interval is independent

of supply. Applying a negative pulse simultaneously

to the reset terminal (pin 4) and the trigger terminal

(pin 2) during the timing cycle discharges the exter-

nal capacitor and causes the cycle to start over. The

timing cycle now starts on the positive edge of the

reset pulse. During the time the reset pulse in ap-

plied, the output is driven to its LOW state.

When a negative trigger pulse is applied to pin 2, the

flip-flop is set, releasing the short circuit across the external capacitor and driving the output HIGH. The

voltage across the capacitor increases exponen- tially with the time constant = R1C1. When the volt-

age across the capacitor equals 2/3 Vcc, the compa-

rator resets the flip-flop which then discharge the capacitor rapidly and drivers the output to its LOW

state.

Figure 11 shows the actual waveforms generated in

this mode of operation.

When Reset is not used, it should be tied high to

avoid any possibly or false triggering.

C ( F)

10

1.0

0.1

0.01

0.001

10 100 1.0 10 100 10 (td ) s s ms ms ms s

ASTABLE OPERATION

When the circuit is connected as shown in figure 13 (pin 2 and 6 connected) it triggers itself and free runs

as a multivibrator. The external capacitor charges

through R1 and R2 and discharges through R2 only.

Thus the duty cycle may be precisely set by the ratio

of these two resistors.

In the astable mode of operation, C1 charges and

discharges between 1/3 Vcc and 2/3 Vcc. As in the

triggered mode, the charge and discharge times and therefore frequency are independent of the supply

voltage.

Annexe B

OUTPUT VOLTAGE = 5.0V/div

CAPACITOR VOLTAGE = 1.0V/div

NE555/SA555/SE555

Figure 13 Figure 15 : Free Running Frequency versus R1,

R2 and C1

VCC = 5 to 15V

Output 3

R1

4 8

7

NE555 R2

C ( F)

10

1.0

0.01 F

Control

Voltage 5

1

6

2 C1

0.1

0.01

Figure 14 shows actual waveforms generated in this

mode of operation.

The charge time (output HIGH) is given by :

t1 = 0.693 (R1 + R2) C1

and the discharge time (output LOW) by :

t2 = 0.693 (R2) C1

Thus the total period T is given by :

T = t1 + t2 = 0.693 (R1 + 2R2) C1

The frequency ofoscillation is them :

f 1 1.44 T R1 2R2 C1

0.001

0.1 1 10 100 1k 10k fo (Hz)

PULSE WIDTH MODULATOR

When the timer is connected in the monostable

mode and triggered with a continuous pulse train,

the output pulse width can be modulated by a signal

applied to pin 5. Figure 16 shows the circuit.

and may be easily found by figure 15.

The duty cycle is given by :

D R2

R1 2R2

Figure 16 : Pulse Width Modulator.

VCC

R A

4 8

Figure 14

t = 0.5 ms / div

Trigger 2

Output 3

NE555

1

7

6

Modulation

Input 5

C

R1 = R2 = 4.8k , C1= 0.1 F, RL = 1k

Annexe B

NE555/SA555/SE555

LINEAR RAMP

When the pullup resistor, RA, in the monostable cir-

cuit is replaced by a constant current source, a linear

ramp is generated. Figure 17 shows a circuit configuration that will perform this function.

Figure 17.

50% DUTY CYCLE OSCILLATOR

For a 50% duty cycle the resistors RA and RE may

be connected as in figure 19. The time preriod for the output high is the same as previous,

t1 = 0.693 RA C. For the output low it is t2 =

[ RARB RA RB ] CLn RB 2RA

2RB RA

VCC

Thus the frequency of oscillation is f 1

t1 t2

Trigger

4 8

2

NE555

R E R1

7

2N4250

or equiv. 6

Note that this circuit will not oscillate if RB is greater

Figure 19 : 50% Duty Cycle Oscillator.

VCC

Output 3

C

5 R2 0.01 F

1

4 8

2 7

NE55 6

RB

22k

VCC

R A

51k

Figure 18 shows waveforms generator by the linear

ramp.

The time interval is given by :

2/3 VCC RE R1 R2 C

Out 3

1

5 0.01 F

C 0.01 F

T VBE 0.6V R1 VCC VBE R1 R2

Figure 18 : Linear Ramp.

VCC = 5V Top trace : input 3V/DIV Time = 20 s/DIV Middle trace : output 5V/DIV R1 = 47k Bottom trace : output 5V/DIV R2 = 100k Bottom trace : capacitor voltage RE = 2.7k 1V/DIV C = 0.01 F

than 1/2 RA because the junction of RA and RB cannot bring pin 2 down to 1/3 VCC and trigger the lower comparator.

ADDITIONAL INFORMATION

Adequate power supply bypassing is necessary to

protect associated circuitry. Minimum recom-

mended is 0.1 F in parallel with 1 F electrolytic.

Annexe B

PM

-DIP

8.E

PS

D

IP8

.TB

L

NE555/SA555/SE555

PACKAGE MECHANICAL DATA

8 PINS - PLASTIC DIP

Dimensions Millimeters Inches

Min. Typ. Max. Min. Typ. Max. A 3.32 0.131 a1 0.51 0.020 B 1.15 1.65 0.045 0.065 b 0.356 0.55 0.014 0.022

b1 0.204 0.304 0.008 0.012 D 10.92 0.430 E 7.95 9.75 0.313 0.384 e 2.54 0.100

e3 7.62 0.300 e4 7.62 0.300 F 6.6 0260 i 5.08 0.200 L 3.18 3.81 0.125 0.150 Z 1.52 0.060

Annexe B

OR

DE

R C

OD

E :

SO

8.T

BL

PM

-SO

8.E

PS

NE555/SA555/SE555


8 PINS - PLASTIC MICROPACKAGE (SO)

Dimensions Millimeters Inches

Min. Typ. Max. Min. Typ. Max. A 1.75 0.069 a1 0.1 0.25 0.004 0.010 a2 1.65 0.065 a3 0.65 0.85 0.026 0.033 b 0.35 0.48 0.014 0.019

b1 0.19 0.25 0.007 0.010 C 0.25 0.5 0.010 0.020 c1 45o (typ.) D 4.8 5.0 0.189 0.197 E 5.8 6.2 0.228 0.244 e 1.27 0.050

e3 3.81 0.150 F 3.8 4.0 0.150 0.157 L 0.4 1.27 0.016 0.050 M 0.6 0.024 S 8

o (max.)

Information furnished is believed to be accurate and reliable. However, STMicroelectronics assumes no responsibility for the consequences of use of such information nor for any infringement of patents or other rights of third parties which may

result from its use. No license is granted by implication or otherwise under any patent or patent rights of STMicroelectronics.

Specifi- cations mentioned in this publication are subject to change without notice. This publication supersedes and replaces

all information previously supplied. STMicroelectronics products are not authorized for use as critical components in

life support devices or systems without express written approval of STMicroelectronics.

© The ST logo is a trademark of STMicroelectronics

© 1998 STMicroelectronics – Printed in Italy – All Rights Reserved

STMicroelectronics GROUP OF COMPANIES

Australia - Brazil - Canada - China - France - Germany - Italy - Japan - Korea - Malaysia - Malta - Mexico - Morocco

The Netherlands - Singapore - Spain - Sweden - Switzerland - Taiwan - Thailand - United Kingdom - U.S.A.

Annexe B

Annexe C

CC

TL084 TL084A - TL084B

GENERAL PURPOSE J-FET QUAD OPERATIONAL AMPLIFIERS

■ WIDE COMMON-MODE (UP TO V +) AND

DIFFERENTIAL VOLTAGE RANGE

■ LOW INPUT BIAS AND OFFSET CURRENT

■ OUTPUT SHORT-CIRCUIT PROTECTION

■ HIGH INPUT IMPEDANCE J–FET INPUT

STAGE

■ INTERNAL FREQUENCY COMPENSATION

■ LATCH UP FREE OPERATION

■ HIGH SLEW RATE : 16V/ s (typ)

N

DIP14

(Plastic Package)

D

SO14

(Plastic Micropackage)

p

TSSOP14

(Thin Shrink Small Outline Package)

DESCRIPTION

The TL084, TL084A and TL084B are high speed

J–FET input quad operational amplifiers incorpo-

rating well matched, high voltage J–FET and bipo-

lar transistors in a monolithic integrated circuit.

The devices feature high slew rates, low input bias

and offset currents, and low offset voltage temper-

ature coefficient.

ORDER CODE

Part Number

Temperature Range

Package

N D P

TL084M/AM/BM -55°C, +125°C TL084I/AI/BI -40°C, +105°C TL084C/AC/BC 0°C, +70°C Example : TL084CN, TL084CD

N = Dual in Line Package (DIP) D = Small Outline Package (SO) - also available in Tape & Reel (DT) P = Thin Shrink Small Outline Package (TSSOP) - only available

in Tape & Reel (PT)

PIN CONNECTIONS (top view)

Output 1 1 14 Output 4

Inverting Input 1 2 -

Non-inverting Input 1 3 +

VCC + 4

- 13

+ 12

11

Inverting Input 4

Non-inverting Input 4

VCC -

Non-inverting Input 2 5 +

Inverting Input 2 6 -

Output 2 7

+ 10

- 9

8

Non-inverting Input 3

Inverting Input 3

Output 3

Annexe C

TL084 - TL084A - TL084B

SCHEMATIC DIAGRAM (each amplifier)

VCC

No n- inver t ing input

Inv er t in g

in pu t

30k

1 0 0

1 0 0

20 0

Output

8.2k

1.3k 35k 1.3k 35k 1 0 0

VCC

ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS

Symbol Parameter TL084M, AM, BM TL084I, AI, BI TL084C, AC, BC Unit

VCC Supply voltage - note 1) ±18 V

Vi Input Voltage - note 2) ±15 V

Vid Differential Input Voltage - note 3) ±30 V

Ptot Power Dissipation 680 mW

Output Short-circuit Duration - note 4) Infinite Toper Operating Free-air Temperature Range -55 to +125 -40 to +105 0 to +70 °C Tstg Storage Temperature Range -65 to +150 °C

1. All voltage values, except differential voltage, are with respect to the zero reference level (ground) of the supply voltages where the zero reference level is the midpoint between VCC

+ and VCC-.

2. The magnitude of the input voltage must never exceed the magnitude of the supply voltage or 15 volts, whichever is less.

3. Differential voltages are the non-inverting input terminal with respect to the inverting input terminal.

4. The output may be shorted to ground or to either supply. Temperature and/or supply voltages must be limited to ensure that the dissipation rating is not exceeded

Annexe C

TL084 - TL084A - TL084B

ELECTRICAL CHARACTERISTICS

VCC = ±15V, Tamb = +25°C (unless otherwise specified)

Symbol

Parameter

TL084I,M,AC,AI,AM, BC,BI,BM

TL084C

Unit

Min. Typ. Max. Min. Typ. Max.

Vio

Input Offset Voltage (Rs 50 )

Tamb = +25°C TL084

TL084A TL084B

Tmin Tamb Tmax TL084 TL084A TL084B

3 3

1

10 6

3 13

7

5

3

10

13

mV

DVio Input Offset Voltage Drift 10 10 V/°C

Iio

Input Offset Current - note 1)

Tamb = +25°C

Tmin Tamb Tmax

5

100 4

5

100

4

pA nA

Iib

Input Bias Current -note 1 Tamb = +25°C

Tmin Tamb Tmax

20

200 20

20

400 20

pA nA

Avd

Large Signal Voltage Gain RL = 2k , Vo = ±10V)

Tamb = +25°C

Tmin Tamb Tmax

50 25

200

25 15

200

V/mV

SVR

Supply Voltage Rejection Ratio (RS 50

Tamb = +25°C

Tmin Tamb Tmax

80 80

86

70 70

86

dB

ICC

Supply Current, no load, per amplifier Tamb = +25°C

Tmin Tamb Tmax

1.4

2.5 2.5

1.4

2.5 2.5

mA

Vicm Input Common Mode Voltage Range ±11 +15 -12

±11 +15 -12

V

CMR

Common Mode Rejection Ratio (RS 50

Tamb = +25°C

Tmin Tamb Tmax

80 80

86

70 70

86

dB

Ios

Output Short-circuit Current Tamb = +25°C

Tmin Tamb Tmax

10 10

40

60 60

10 10

40

60 60

mA

±Vopp

Output Voltage Swing Tamb = +25°C RL = 2k

RL = 10k Tmin Tamb Tmax RL = 2k

RL = 10k

10

12 10

12

12

13.5

10

12 10

12

12

13.5

V

SR Slew Rate (Tamb = +25°C)

Vin = 10V, RL = 2k , CL = 100pF, unity gain

8

16

8

16 V/ s

tr Rise Time (Tamb = +25°C)

Vin = 20mV, RL = 2k , CL = 100pF, unity gain

0.1

0.1 s

Kov Overshoot (Tamb = +25°C)

Vin = 20mV, RL = 2k , CL = 100pF, unity gain

10

10 %

GBP Gain Bandwidth Product (Tamb = +25°C)

Vin = 10mV, RL = 2k , CL = 100pF, f= 100kHz

2.5

4

2.5

4 MHz

Ri Input Resistance 1012 1012

Annexe C

Symbol

Parameter

TL084I,M,AC,AI,AM,

BC,BI,BM

TL084C

Unit


THD

Total Harmonic Distortion (Tamb = +25°C),

f= 1kHz, RL = 2k ,CL = 100pF, Av = 20dB, Vo = 2Vpp

0.01

0.01

%

en Equivalent Input Noise Voltage

RS 100 f = 1KHz

15

15 nV

----------- Hz

m Phase Margin 45 45 degrees

Vo1/Vo2 Channel Separation

120

120

dB

TL084 - TL084A - TL084B

Av = 100

1. The input bias currents are junction leakage currents which approximately double for every 10°C increase in the junction temperature.

Annexe C

MA

XIM

UM

PE

AK

-TO

-PE

AK

OU

TP

UT

VO

LT

AG

E (

V)

TL084 - TL084A - TL084B

MAXIMUM PEAK-TO-PEAK OUTPUT

VOLTAGE versus FREQUENCY




VOLTAGE versus LOAD RESISTANCE




VOLTAGE versus FREE AIR TEMP.


VOLTAGE versus SUPPLY VOLTAGE

30

RL = 10 k

25 Tamb

20

15

10

5

= +25˚C

0 2 4 6 8 10 12 14 16

SUPPLY VOLTAGE ( V)

Annexe C

VCC =

15V No

signal

No load

Tamb = +25˚C

No signal

No load

INP

UT

BIA

S C

UR

RE

NT

(nA

) S

UP

PL

Y C

UR

RE

NT

(mA

) D

IFF

ER

EN

TIA

L V

OLT

AG

E

AM

PLIF

ICA

TIO

N (

V/V

)

SU

PP

LY

CU

RR

EN

T (

mA

) T

OT

AL P

OW

ER

DIS

SIP

AT

ION

(m

W)

DIF

FE

RE

NT

IAL

VO

LT

AG

E

AM

PLI

FIC

AT

ION

(V

/V)

TL084 - TL084A - TL084B

INPUT BIAS CURRENT versus FREE AIR

TEMPERATURE

LARGE SIGNAL DIFFERENTIAL VOLTAGE

AMPLIFICATION versus FREE AIR TEMP.

100

10

1

0.1

0.01

V

CC = 15V

1000

400

200 100

40

20

10

4

2

1

V

CC =

15V V O

=

10V

R = 2k L

-50 -25 0 25 50 75 100 125

TEMPERATURE (˚C)

-75 -50 -25 0 25 50 75 100 125

TEMPERATURE (˚C)

LARGE SIGNAL DIFFERENTIAL VOLTAGE

AMPLIFICATION AND PHASE SHIFT versus

FREQUENCY

TOTAL POWER DISSIPATION versus FREE AIR

TEMPERATURE

100

10

1

PHASE SHIFT (right scale)

R = 2k

L C L = 100pF V C C = 15V T a m b = +125°C

DIFFERENTIAL

VOLTAGE AMPLIFICATION

(left scale)

180

90

0

250

225

200

175

150

125

100

75

50

25

100 1K 10K 100K 1M

FREQUENCY (Hz)

10M 0

-75 -50 -25 0 25 50 75 100 125

TEMPERATURE (˚C)

SUPPLY CURRENT PER AMPLIFIER versus

FREE AIR TEMPERATURE

SUPPLY CURRENT PER AMPLIFIER versus

SUPPLY VOLTAGE

2.0

1.8

1.6

1.4

1.2

1.0

0.8

0.6

0.4

0.2

0

VCC = 15V

No signal

No load

-75 -50 -25 0 25 50 75 100 125

TEMPERATURE (˚C)

2.0

1.8

1.6

1.4

1.2

1.0

0.8

0.6

0.4

0.2

0

2 4 6 8 10 12 14 16

SUPPLY VOLTAGE ( V)

Annexe C

V CC =

15V A V = 1 V O (rms) = 6V

T amb =

+25˚C

OUTPUT

INPUT

VCC= 15V

RL = 2 k

CL= 100pF

T amb = +25°C

OVERSH OOT

90%

V = 15V

CC

R

Tamb = +25˚C 10%

t r

OU

TP

UT

VO

LT

AG

E

(mV

) C

OM

MO

N M

OD

E M

OD

E

RE

JE

CT

ION

RA

TIO

(dB

)

TO

TA

L H

AR

MO

NIC

DIS

TO

RT

ION

(%)

INP

UT

A

ND

OU

TP

UT

VO

LT

AG

ES

(V

) E

QU

IVA

LEN

T IN

PU

T

NO

ISE

VO

LT

AG

E

(nV

/VH

z)

TL084 - TL084A - TL084B

COMMON MODE REJECTION RATIO versus

FREE AIR TEMPERATURE

VOLTAGE FOLLOWER LARGE SIGNAL PULSE

RESPONSE

89 6

R L = 1 0 k 88

V

87

86

85

84

83

4 C C= 15V

2

0

-2

-4

-6 -75 -50 -25 0 25 50 75 100

125

TEMPERATURE (˚C)

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5

TIME ( s)

OUTPUT VOLTAGE versus ELAPSED TIME EQUIVALENT INPUT NOISE VOLTAGE versus

FREQUENCY

28

24

20

16

12

8

4 L = 2k

0

-4 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7

TIME ( s)

70

60 VCC = 15V

A V = 10 50 R S = 100

40 Tamb = +25˚C

30

20

10

0 10 40 100 400 1k 4k 10k 40k 100k

FREQUENCY (Hz)

TOTAL HARMONIC DISTORTION versus FREQUENCY

1

0.4

0.1

0.04

0.01

0.004

V CC =

15V A V = 1 V O (rms) = 6V

T amb = +25˚C

0.001 100 400 1k 4k 10k 40k 100k

FREQUENCY (Hz)

Annexe C

V

TL084 - TL084A - TL084B

PARAMETER MEASUREMENT INFORMATION Figure 1 : Voltage Follower Figure 2 : Gain-of-10 Inverting Amplifier

1k

eI -

10k

1/4

TL084 eo

R L CL

= 100pF

TYPICAL APPLICATIONS

AUDIO DISTRIBUTION AMPLIFIER

fO = 100k H z

-

1/ 4

1M TL0 84

Output A

1 F

Input

-

1/ 4 TL0 84

-

1/4

TL084

Output B

100k 100k

100k +

CC

1OO F 100k

-

1/ 4 TL0 84

Output C

Annexe C

TL084 - TL084A - TL084B

TYPICAL APPLICATIONS (continued)

POSITIVE FEEDBACK BANDPASS FILTER

22 0p F

16 k

220 pF

16 k

Input

43 k

22 0p F

43 k

-

30 k

43 k

22 0p F

43 k

-

43 k

30 k

1.5 k

TL 0 8 4 43 k

-

TL 0 8 4

Output A

1.5 k

TL 0 8 4 -

TL 0 8 4

Output B

Ground

OUTPUT A OUTPUT B

SECOND ORDER BANDPASS FILTER fo = 100kHz; Q = 30; Gain = 4

CASCADED BANDPASS FILTER fo = 100kHz; Q = 69; Gain = 16

Annexe C

TL084 - TL084A - TL084B


14 PINS - PLASTIC DIP

Dim. Millimeters Inches


a1 0.51 0.020 B 1.39 1.65 0.055 0.065 b 0.5 0.020

b1 0.25 0.010 D 20 0.787 E 8.5 0.335 e 2.54 0.100

e3 15.24 0.600 F 7.1 0.280 i 5.1 0.201 L 3.3 0.130 Z 1.27 2.54 0.050 0.100

Annexe C

M

a2

A

F

C

a1

b1

TL084 - TL084A - TL084B


14 PINS - PLASTIC MICROPACKAGE (SO)

L G

c1

b e s e3 E

D

14 8

1 7

Dim.

Millimeters Inches


A 1.75 0.069 a1 0.1 0.2 0.004 0.008 a2 1.6 0.063 b 0.35 0.46 0.014 0.018

b1 0.19 0.25 0.007 0.010 C 0.5 0.020 c1 45° (typ.)

D (1) 8.55 8.75 0.336 0.344 E 5.8 6.2 0.228 0.244 e 1.27 0.050

e3 7.62 0.300 F (1) 3.8 4.0 0.150 0.157

G 4.6 5.3 0.181 0.208 L 0.5 1.27 0.020 0.050 M 0.68 0.027 S 8° (max.)

Note : (1) D and F do not include mold flash or protrusions - Mold flash or protrusions shall not exceed 0.15mm (.066 inc) ONLY FOR DATA BOOK.

Annexe C

D

E

1

b

aaa

C

SE

ATIN

G

PLA

NE

C

L

L1

e

TL084 - TL084A - TL084B


14 PINS - THIN SHRINK SMALL OUTLINE PACKAGE

0,25 mm .010 inch

GAGE PLANE

A E

A2

A1

8 7

14 1

PIN 1

IDENTIFICATION

Dim. Millimeters Inches


A 1.20 0.05 A1 0.05 0.15 0.01 0.006 A2 0.80 1.00 1.05 0.031 0.039 0.041 b 0.19 0.30 0.007 0.15 c 0.09 0.20 0.003 0.012 D 4.90 5.00 5.10 0.192 0.196 0.20 E 6.40 0.252

E1 4.30 4.40 4.50 0.169 0.173 0.177 e 0.65 0.025 k 0° 8° 0° 8° l 0.50 0.60 0.75 0.09 0.0236 0.030

Information furnished is believed to be accurate and reliable. However, STMicroelectronics assumes no responsibility for the consequences of use of such information nor for any infringement of patents or other rights of third parties which may result from its use. No license is granted by implication or otherwise under any patent or patent rights of STMicroelectronics. Specifications mentioned in this publication are subject to change without notice. This publication supersedes and replaces all information previously supplied. STMicroelectronics products are not authorized for use as critical components in life support devices or systems without express written approval of STMicroelectronics.

© The ST logo is a registered trademark of STMicroelectronics

© 2001 STMicroelectronics - Printed in Italy - All Rights Reserved

STMicroelectronics GROUP OF COMPANIES

Australia - Brazil - China - Finland - France - Germany - Hong Kong - India - Italy - Japan - Malaysia - Malta - Morocco Singapore - Spain - Sweden - Switzerland - United Kingdom

© http://www.st.com

http://www.st.com/

Annexe D

STI

GE

LES AFFICHEURS 7 SEGMENTS

Dans de nombreux affichages numériques, les dix chiffres 0 à 9, et parfois les caractères hexadécimaux A à F,

sont donnés au moyen de 7 segments. Chaque segment est constitué d'un matériau qui émet de la lumière quand il

est traversé par un courant. Les matériaux les plus utilisés sont les diodes électroluminescentes (DEL) et les

filaments incandescents.

LES AFFICHEURS 7 SEGMENTS A DEL

figure 1 : identification des segments et visualisation sur les afficheurs

Constitution générale

Chacun des 7 segments (a, b, … g) est éclairé par une DEL. Une huitième DEL permet l'éclairement du point

décimal. Les afficheurs sont de deux types :

- à cathode commune (voir (1) figure 2) : les cathodes de toutes les DEL sont connectées ensemble et

sont à relier au 0v;

- à anode commune (voir (2) figure 2) : les anodes de toutes les DEL sont connectées ensemble et sont

à relier au +Vcc.

figure 2 : afficheur à cathode - anode commune

figure 3 : exemple d'afficheur 7 segments à anode commune


Annexe D

Principe de l'affichage

Pour utiliser un afficheur 7 segments, il est nécessaire de disposer d'un décodeur qui traduit le code BCD en

code d'allumage des segments de l'afficheur.

figure 3 : décodeur BCD / 7 segments attaquant un afficheur à DEL à 7 segments à anode commune.

Les résistances sont nécessaires pour limiter le courant dans les segments.

Références de décodeur DCB / 7 segments

- technologie MOS : 4511, 4543 : décodeur BCD / 7 segments à mémoire;

- technologie TTL : 7446, 7447, 74347 : décodeur BCD / 7 segments pour afficheur à anode commune (c.o.);

7448 : décodeur BCD / 7 segments pour afficheur à cathode commune (2k pull-up);

7449 : décodeur BCD / 7 segments pour afficheur à collecteur ouvert.

Brochage d'afficheurs 7 segments à DEL


TL/F/6000

CD

4538B

M/C

D4538B

CD

ualPre

cis

ion

Monosta

ble

February 1988

CD4538BM/CD4538BC Dual Precision Monostable

General DescriptionThe CD4538B is a dual, precision monostable multivibrator

with independent trigger and reset controls. The device is

retriggerable and resettable, and the control inputs are inter-

nally latched. Two trigger inputs are provided to allow either

rising or falling edge triggering. The reset inputs are active

low and prevent triggering while active. Precise control of

output pulse-width has been achieved using linear CMOS

techniques. The pulse duration and accuracy are deter-

mined by external components RX and CX. The device does

not allow the timing capacitor to discharge through the tim-

ing pin on power-down condition. For this reason, no exter-

nal protection resistor is required in series with the timing

pin. Input protection from static discharge is provided on all

pins.

FeaturesY Wide supply voltage range 3.0V to 15VY High noise immunity 0.45 VCC (typ.)Y Low power Fan out of 2 driving 74L

TTL compatibility or 1 driving 74LSY New formula: PWOUT e RC

(PW in seconds, R in Ohms, C in Farads)Y g1.0% pulse-width variation from part to part (typ.)Y Wide pulse-width range 1 ms to %

Y Separate latched reset inputsY Symmetrical output sink and source capabilityY Low standby current 5 nA (typ.)

@ 5 VDCY Pin compatible to CD4528B

Block and Connection Diagrams

TL/F/6000–1

RX and CX are External Components

VDD e Pin 16

VSS e Pin 8

Dual-In-Line Package

CD4538BM

CD4538BC

TL/F/6000–2

Top View

Order Number CD4538B

Truth Table

Inputs Outputs

Clear A B Q Q

L X X L H

X H X L H

X X L L H

H L v É ßH u H É ß

H e High Level

L e Low Level

u e Transition from Low to High

v e Transition from High to Low

É e One High Level Pulse

ß e One Low Level Pulse

X e Irrelevant

C1995 National Semiconductor Corporation RRD-B30M105/Printed in U. S. A.

Absolute Maximum Ratings (Notes 1 and 2)

If Military/Aerospace specified devices are required,

please contact the National Semiconductor Sales

Office/Distributors for availability and specifications.

DC Supply Voltage (VDD) b0.5 to a18 VDC

Input Voltage (VIN) b0.5V to VDD a 0.5 VDC

Storage Temperature Range (TS) b65§C to a150§CPower Dissipation (PD)

Dual-In-Line 700 mW

Small Outline 500 mW

Lead Temperature (TL)

(Soldering, 10 seconds) 260§C

Recommended OperatingConditions (Note 2)

DC Supply Voltage (VDD) 3 to 15 VDC

Input Voltage (VIN) 0 to VDD VDC

Operating Temperature Range (TA)

CD4538BM b55§C to a125§CCD4538BC b40§C to a85§C

DC Electrical Characteristics CD4538BM (Note 2)

Symbol Parameter Conditionsb55§C a25§C a125§C

UnitsMin Max Min Typ Max Min Max

IDD Quiescent VDD e 5V VIH e VDD 5 0.005 5 150 mA

Device Current VDD e 10V VIL e VSS 10 0.010 10 300 mA

VDD e 15V( All Outputs Open 20 0.015 20 600 mA

VOL Low Level VDD e 5VlIOl k 1 mA

0.05 0 0.05 0.05 V

Output Voltage VDD e 10VVIH e VDD, VIL e VSS

0.05 0 0.05 0.05 V

VDD e 15V( 0.05 0 0.05 0.05 V

VOH High Level VDD e 5VlIOl k 1 mA

4.95 4.95 5 4.95 V


9.95 9.95 10 9.95 V

VDD e 15V( 14.95 14.95 15 14.95 V

VIL Low Level lIOl k 1 mA

Input Voltage VDD e 5V, VO e 0.5V or 4.5V 1.5 2.25 1.5 1.5 V

VDD e 10V, VO e 1.0V or 9.0V 3.0 4.50 3.0 3.0 V

VDD e 15V, VO e 1.5V or 13.5V 4.0 6.75 4.0 4.0 V

VIH High Level lIOl k 1 mA


VDD e 10V, VO e 1.0V or 9.0V 7.0 7.0 5.50 7.0 V

VDD e 15V, VO e 1.5V or 13.5V 11.0 11.0 8.25 11.0 V

IOL Low Level VDD e 5V, VO e 0.4VVIH e VDD

0.64 0.51 0.88 0.36 mA

Output Current VDD e 10V, VO e 0.5VVIL e VSS

1.6 1.3 2.25 0.9 mA

(Note 3) VD e 15V, VO e 1.5V ( 4.2 3.4 8.8 2.4 mA

IOH High Level VDD e 5V, VO e 4.6VVIH e VDD

b0.64 b0.51 b0.88 b0.36 mA


b1.6 b1.3 b2.25 b0.9 mA

(Note 3) VD e 15V, VO e 13.5V( b4.2 b3.4 b8.8 b2.4 mA

IIN Input Current, VDD e 15V, VIN e 0V or 15Vg0.02 g10b5 g0.05 g0.5 mA

Pin 2 or 14

IIN Input Current VDD e 15V, VIN e 0V or 15Vg0.1 g10b5 g0.1 g1.0 mA

Other Inputs

Note 1: ‘‘Absolute Maximum Ratings’’ are those values beyond which the safety of the device cannot be guaranteed, they are not meant to imply that the devices

should be operated at these limits. The tables of ‘‘Recommended Operating Conditions’’ and ‘‘Electrical Characteristics’’ provide conditions for acutal device

operation.

Note 2: VSS e 0V unless otherwise specified.

Note 3: IOH and IOL are tested one output at a time.

2

DC Electrical Characteristics CD4538BC (Note 2)

Symbol Parameter Conditionsb40§C a25§C a85§C

UnitsMin Max Min Typ Max Min Max

IDD Quiescent VDD e 5V VIH e VDD 20 0.005 20 150 mA

Device Current VDD e 10V VIL e VSS 40 0.010 40 300 mA

VDD e 15V( All Outputs Open 80 0.015 80 600 mA

VOL Low Level VDD e 5VlIOl k 1 mA

0.05 0 0.05 0.05 V


0.05 0 0.05 0.05 V

VDD e 15V( 0.05 0 0.05 0.05 V

VOH High Level VDD e 5VlIOl k 1 mA

4.95 4.95 5 4.95 V


9.95 9.95 10 9.95 V

VDD e 15V( 14.95 14.95 15 14.95 V

VIL Low Level lIOl k 1 mA


VDD e 10V, VO e 1.0V or 9.0V 3.0 4.50 3.0 3.0 V

VDD e 15V, VO e 1.5V or 13.5V 4.0 6.75 4.0 4.0 V

VIH High Level lIOl k 1 mA


VDD e 10V, VO e 1.0V or 9.0V 7.0 7.0 5.50 7.0 V

VDD e 15V, VO e 1.5V or 13.5V 11.0 11.0 8.25 11.0 V

IOL Low Level VDD e 5V, VO e 0.4VVIH e VDD

0.52 0.44 0.88 0.36 mA


1.3 1.1 2.25 0.9 mA

(Note 3) VD e 15V, VO e 1.5V ( 3.6 3.0 8.8 2.4 mA

IOH High Level VDD e 5V, VO e 4.6V b0.52 b0.44 b0.88 b0.36 mA

Output Current VDD e 10V, VO e 9.5V VIL e VSS b1.3 b1.1 b2.25 b0.9 mA

(Note 3) VD e 15V, VO e 13.5V( b3.6 b3.0 b8.8 b2.4 mA

IIN Input Current, VDD e 15V, VIN e 0V or 15Vg0.02 g10b5 g0.05 g0.5 mA

Pin 2 or 14

IIN Input Current VDD e 15V, VIN e 0V or 15Vg0.3 g10b5 g0.3 g1.0 mA

Other Inputs

Note 1: ‘‘Absolute Maximum Ratings’’ are those values beyond which the safety of the device cannot be guaranteed, they are not meant to imply that the devices

should be operated at these limits. The tables of ‘‘Recommended Operating Conditions’’ and ‘‘Electrical Characteristics’’ provide conditions for acutal device

operation.

Note 2: VSS e 0V unless otherwise specified.

Note 3: IOH and IOL are tested one output at a time.

3

AC Electrical Characteristics* TA e 25§C, CL e 50 pF, and tr e tf e 20 ns unless otherwise specified

Symbol Parameter Conditions Min Typ Max Units

tTLH, tTHL Output Transition Time VDD e 5V 100 200 nsVDD e 10V 50 100 nsVDD e 15V 40 80 ns

tPLH, tPHL Propagation Delay Time Trigger OperationÐA or B to Q or QVDD e 5V 300 600 nsVDD e 10V 150 300 nsVDD e 15V 100 220 nsReset OperationÐCD to Q or QVDD e 5V 250 500 nsVDD e 10V 125 250 nsVDD e 15V 95 190 ns

tWL, tWH Minimum Input Pulse Width VDD e 5V 35 70 nsA, B, or CD VDD e 10V 30 60 ns

VDD e 15V 25 50 ns

tRR Minimum Retrigger Time VDD e 5V 0 nsVDD e 10V 0 0 nsVDD e 15V 0 ns

CIN Input Capacitance Pin 2 or 14 10 pFOther Inputs 5 7.5 pF

PWOUT Output Pulse Width (Q or Q)RX e 100 kX

VDD e 5V 208 226 244 ms(Note: For Typical Distribution,

CX e 0.002 mFVDD e 10V 211 230 248 ms

seeFigure 9 ) VDD e 15V 216 235 254 ms

RX e 100 kXVDD e 5V 8.83 9.60 10.37 ms

CX e 0.1 mFVDD e 10V 9.02 9.80 10.59 msVDD e 15V 9.20 10.00 10.80 ms

RX e 100 kXVDD e 5V 0.87 0.95 1.03 s

CX e 10.0 mFVDD e 10V 0.89 0.97 1.05 sVDD e 15V 0.91 0.99 1.07 s

Pulse Width Match betweenRX e 100 kX

VDD e 5V g1 %Circuits in the Same Package

CX e 0.1 mFVDD e 10V g1 %

CX e 0.1 mF, RX e 100 kX VDD e 15V g1 %

Operating Conditions

RX External Timing Resistance 5.0 ** kXCX External Timing Capacitance 0 No Limit pF

*AC parameters are guaranteed by DC correlated testing.

**The maximum usable resistance RX is a function of the leakage of the Capacitor CX, leakage of the CD4538B, and leakage due to board layout, surface

resistance, etc.

Logic Diagram

TL/F/6000–3

FIGURE 1

4

Theory of Operation

TL/F/6000–4

FIGURE 2

Trigger OperationThe block diagram of the CD4538B is shown in Figure 1,

with circuit operation following.

As shown in Figures 1 and 2, before an input trigger occurs,

the monostable is in the quiescent state with the Q output

low, and the timing capacitor CX completely charged to

VDD. When the trigger input A goes from VSS to VDD (while

inputs B and CD are held to VDD) a valid trigger is recog-

nized, which turns on comparator C1 and N-Channel tran-

sistor N1j . At the same time the output latch is set. With

transistor N1 on, the capacitor CX rapidly discharges toward

VSS until VREF1 is reached. At this point the output of com-

parator C1 changes state and transistor N1 turns off. Com-

parator C1 then turns off while at the same time comparator

C2 turns on. With transistor N1 off, the capacitor CX begins

to charge through the timing resistor, RX, toward VDD. When

the voltage across CX equals VREF2, comparator C2 chang-

es state causing the output latch to reset (Q goes low) while

at the same time disabling comparator C2. This ends the

timing cycle with the monostable in the quiescent state,

waiting for the next trigger.

A valid trigger is also recognized when trigger input B goes

from VDD to VSS (while input A is at VSS and input CD is at

VDD)k .

It should be noted that in the quiescent state CX is fully

charged to VDD, causing the current through resistor RX to

be zero. Both comparators are ‘‘off’’ with the total device

current due only to reverse junction leakages. An added

feature of the CD4538B is that the output latch is set

via the input trigger without regard to the capacitor voltage.

Thus, propagation delay from trigger to Q is independent of

the value of CX, RX, or the duty cycle of the input waveform.

Retrigger OperationThe CD4538B is retriggered if a valid trigger occursl fol-

lowed by another valid triggerm before the Q output has

returned to the quiescent (zero) state. Any retrigger, after

the timing node voltage at pin 2 or 14 has begun to rise from

VREF1, but has not yet reached VREF2, will cause an in-

crease in output pulse width T. When a valid retrigger is

initiatedm , the voltage at T2 will again drop to VREF1 before

progressing along the RC charging curve toward VDD. The

Q output will remain high until time T, after the last valid

retrigger.

Reset OperationThe CD4538B may be reset during the generation of the

output pulse. In the reset mode of operation, an input pulse

on CD sets the reset latch and causes the capacitor to be

fast charged to VDD by turning on transistor Q1n . When

the voltage on the capacitor reaches VREF2, the reset latch

will clear and then be ready to accept another pulse. If the

CD input is held low, any trigger inputs that occur will be

inhibited and the Q and Q outputs of the output latch will not

change. Since the Q output is reset when an input low level

is detected on the CD input, the output pulse T can be made

significantly shorter than the minimum pulse width specifica-

tion.

5

Typical Applications

TL/F/6000–5TL/F/6000–6

TL/F/6000–7

FIGURE 3. Retriggerable Monostables Circuitry

TL/F/6000–8

FIGURE 4. Non-Retriggerable Monostables Circuitry

TL/F/6000–9

FIGURE 5. Connection of Unused Sections

6

Typical Applications (Continued)

TL/F/6000–10

FIGURE 6. Switching Test Waveforms

TL/F/6000–11

*CL e 50 pF

RX e RXÊ e 100 kX

CX e CXÊ e 100 pF

C1 e C2 e 0.1 mF

TL/F/6000–12

Input Connections

Characteristics CD A B

tPLH, tPHL, tTLH, tTHL VDD PG1 VDDPWOUT, tWH, tWL

tPLH, tPHL, tTLH, tTHL VDD VSS PG2PWOUT, tWH, tWL

tPLH(R), tPHL(R), PG3 PG1 PG2tWH, tWL

*Includes capacitance of probes,

wiring, and fixture parasitic

Note: Switching test waveforms

for PG1, PG2, PG3 are

shown in Figure 6.

TL/F/6000–13

FIGURE 7. Switching Test Circuit

TL/F/6000–14

Duty Cycle e 50%

FIGURE 8. Power Dissipation Test

Circuit and Waveforms

7

Typical Applications (Continued)

TL/F/6000–15TL/F/6000–16

FIGURE 9. Typical Normalized Distribution of Units

for Output Pulse Width

FIGURE 12. Typical Pulse Width Error

Versus Temperature

TL/F/6000–17

TL/F/6000–18

FIGURE 10. Typical Pulse Width Variation as a

Function of Supply Voltage VDD

FIGURE 13. Typical Pulse Width Error

Versus Temperature

TL/F/6000–19 TL/F/6000–20

FIGURE 11. Typical Total Supply Current Versus

Output Duty Cycle, RX e 100 kX, CL e 50 pF,

CX e 100 pF, One Monostable Switching Only

FIGURE 14. Typical Pulse Width Versus

Timing RC Product

8

Physical Dimensions inches (millimeters)

Ceramic Dual-In-Line Package (J)

Order Number CD4538BMJ or CD4538BCJ

NS Package Number J16A

9

CD

4538B

M/C

D4538B

CD

ualPre

cis

ion

Monosta

ble

Physical Dimensions inches (millimeters) (Continued)

Molded Dual-In-Line Package (N)

Order Number CD4538BMN or CD4538BCN

NS Package Number N16E

LIFE SUPPORT POLICY

NATIONAL’S PRODUCTS ARE NOT AUTHORIZED FOR USE AS CRITICAL COMPONENTS IN LIFE SUPPORT

DEVICES OR SYSTEMS WITHOUT THE EXPRESS WRITTEN APPROVAL OF THE PRESIDENT OF NATIONAL

SEMICONDUCTOR CORPORATION. As used herein:

1. Life support devices or systems are devices or 2. A critical component is any component of a life

systems which, (a) are intended for surgical implant support device or system whose failure to perform can

into the body, or (b) support or sustain life, and whose be reasonably expected to cause the failure of the life

failure to perform, when properly used in accordance support device or system, or to affect its safety or

with instructions for use provided in the labeling, can effectiveness.

be reasonably expected to result in a significant injury

to the user.

National Semiconductor National Semiconductor National Semiconductor National SemiconductorCorporation Europe Hong Kong Ltd. Japan Ltd.1111 West Bardin Road Fax: (a49) 0-180-530 85 86 13th Floor, Straight Block, Tel: 81-043-299-2309Arlington, TX 76017 Email: cnjwge@ tevm2.nsc.com Ocean Centre, 5 Canton Rd. Fax: 81-043-299-2408Tel: 1(800) 272-9959 Deutsch Tel: (a49) 0-180-530 85 85 Tsimshatsui, KowloonFax: 1(800) 737-7018 English Tel: (a49) 0-180-532 78 32 Hong Kong

Fran3ais Tel: (a49) 0-180-532 93 58 Tel: (852) 2737-1600Italiano Tel: (a49) 0-180-534 16 80 Fax: (852) 2736-9960

National does not assume any responsibility for use of any circuitry described, no circuit patent licenses are implied and National reserves the right at any time without notice to change said circuitry and specifications.

This datasheet has been downloaded from:

www.DatasheetCatalog.com

Datasheets for electronic components.

http://www.datasheetcatalog.com

Data sheet acquired from Harris SemiconductorSCHS086

IMPORTANT NOTICE

Texas Instruments and its subsidiaries (TI) reserve the right to make changes to their products or to discontinueany product or service without notice, and advise customers to obtain the latest version of relevant informationto verify, before placing orders, that information being relied on is current and complete. All products are soldsubject to the terms and conditions of sale supplied at the time of order acknowledgement, including thosepertaining to warranty, patent infringement, and limitation of liability.

TI warrants performance of its semiconductor products to the specifications applicable at the time of sale inaccordance with TI’s standard warranty. Testing and other quality control techniques are utilized to the extentTI deems necessary to support this warranty. Specific testing of all parameters of each device is not necessarilyperformed, except those mandated by government requirements.

CERTAIN APPLICATIONS USING SEMICONDUCTOR PRODUCTS MAY INVOLVE POTENTIAL RISKS OFDEATH, PERSONAL INJURY, OR SEVERE PROPERTY OR ENVIRONMENTAL DAMAGE (“CRITICALAPPLICATIONS”). TI SEMICONDUCTOR PRODUCTS ARE NOT DESIGNED, AUTHORIZED, ORWARRANTED TO BE SUITABLE FOR USE IN LIFE-SUPPORT DEVICES OR SYSTEMS OR OTHERCRITICAL APPLICATIONS. INCLUSION OF TI PRODUCTS IN SUCH APPLICATIONS IS UNDERSTOOD TOBE FULLY AT THE CUSTOMER’S RISK.

In order to minimize risks associated with the customer’s applications, adequate design and operatingsafeguards must be provided by the customer to minimize inherent or procedural hazards.

TI assumes no liability for applications assistance or customer product design. TI does not warrant or representthat any license, either express or implied, is granted under any patent right, copyright, mask work right, or otherintellectual property right of TI covering or relating to any combination, machine, or process in which suchsemiconductor products or services might be or are used. TI’s publication of information regarding any thirdparty’s products or services does not constitute TI’s approval, warranty or endorsement thereof.

Copyright 1998, Texas Instruments Incorporated

This datasheet has been downloaded from:

www.DatasheetCatalog.com

Datasheets for electronic components.

http://www.datasheetcatalog.com

Annexe

Le typon:

Annexe

Le circuit imprimé:

Documents

Etude et réalisation d’un télémètre à ultrasons