thése BELLOUMI

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THESE

Prsente pour obtenir le titre de

DOCTEUR DE L'ECOLE NATIONALE D'INGENIEURS DE TUNIS

Spcialit : Gnie Electrique

Par

Hamed BELLOUMI Ingnieur ENIT

Etude, Conception et Ralisation dun Convertisseur DC/DC Auto-Oscillant : Nouvelles Techniques de Commandes Asymtrique ou par Double Modulation HF-BF.

Application un chargeur de batteries 24V-25A

Thse prsente et soutenue Tunis le 28 / 04 / 2014 devant le jury compos de :

M. Khaled JELASSI Professeur ENIT Prsident

M. Jaleleddine BEN HADJ SLAMA Matre de confrences ENISo Rapporteur

M. Amine LAHYANI Matre de confrences INSAT Rapporteur

M. Othman HASSNAOUI Professeur ENSIT Examinateur

M. Frid KOURDA Matre de confrences ENIT Directeur de thse

Thse labore au sein du Laboratoire des Systmes Electriques LSE-ENIT, BP 37, le Belvdre, 1002 Tunis

Laboratoire des Systmes Electriques

Etude, Conception et Ralisation dun Convertisseur DC/DC Auto-Oscillant Nouvelles Techniques de Commandes Asymtrique ou par Double Modulation HF-BF

Application un chargeur de batteries 24V-25A

Mots clefs Convertisseur auto-oscillant, commutation douce ZVS, transformateur planaire, fils de Litz, commande asymtrique, double modulation haute frquence-basse frquence.

Rsum Le prsent travail sintresse la conception dun chargeur de batterie de 125 Ah compact aliment sous tension secteur 240V AC et de sortie 24V-25A. En partant d'une tude bibliographique prsentant les diffrentes structures des convertisseurs DC/DC ddis pour les chargeurs de batteries, et en vue dune simplification de la commande et de la rduction du cot, nous avons opt pour une structure auto-oscillante base sur lutilisation de tores saturables en ferrite. Le travail ralis au cours de cette thse consiste proposer deux nouvelles mthodes de contrle, la premire mthode consiste injecter un courant continu dans le tore afin de modifier son tat de saturation. Cette mthode, simple mettre en uvre, permet ainsi de contrler le courant de sortie mais malheureusement dans une plage de variation limite de 100% 65% du courant nominal de charge. Une seconde mthode est alors propose dite double modulation HF/BF consistant superposer au signal HF une autre modulation basse frquence de 2kHz 5 kHz rapport cyclique variable tendant ainsi la plage de variation de courant de 100% 10% du courant nominal. Ces travaux ont t illustrs par un travail de conception, dtude et de simulation numrique par logiciel PSIM. Des essais exprimentaux sous tension nominale de sortie 24V-25A avec commande asymtrique ou double modulation HF/BF ont permis de valider la concordance des rsultats thoriques, et ceux issus de la simulation. Une autre contribution de cette thse consiste proposer une nouvelle forme de fils de Litz planaire pour raliser les pistes du transformateur planaire afin de rduire ses pertes Joule, lide propose consiste transposer les spires entre eux afin dobliger le courant de passer partout dans les spires et ne pas se limiter aux bords des spires rectangulaires.

Lensemble de ces travaux a fait lobjet dune multitude de publications mentionnes ci-dessous.

LISTE DES PUBLICATIONS

Journaux internationaux impacts ou indexs avec comit de lecture

[1]: Hamed Belloumi, Ferid Kourda Novel Double Modulation Control Scheme for a DC/DC Converter Applied to a Battery Charger IET Power Electronics, Accept le 31/01/2014. (ISSN: 1755-4535).

[2]: Hamed Belloumi, Ferid Kourda, A New Asymmetric Duty-Cycle Control for a ZVS Self-oscillating Half-Bridge Inverter International Review on Modelling and Simulations, Vol. 6, n. 5 pp.1435-1441, Octobre2013. (ISSN: 1974-9821)

[3]: Hamed Belloumi, Ferid Kourda, A Modified Asymmetrical Self-Oscillating DC/DC Half Bridge Converter International Review of Electrical Engineering (IREE), Accept le 12/04/2014... (ISSN: 1827-6660)

Brevet

[4] : Frid Kourda, Hamed Belloumi, Convertisseur dnergie lectrique double modulation de frquence , Brevet dinvention N TN 2013 / 0277, INNORPI, 27 Juin 2013.

Confrences internationales IEEE avec comit de lecture et actes

[5] : Hamed Belloumi, FeridKourda, Self-oscillating half-bridge series resonant converter at high efficiency , Electrotechnical Conference (Melecon), 2012, 16th IEEE Mediterraneen, pp 306-311, March 2012.

[6] : Hamed Belloumi, FeridKourda, Self-oscillating half bridge series resonant converter controlled by a small saturable core, IEEE SSD 2013, Hammamet, tunisie, 18-21 Mars 2012.

[7]: Hamed Belloumi, FeridKourda, Comparative Study on Control Schemes for Half Bridge Series Resonant Converter, IEEE ELECTRIMACS 2014, Valencia, Spain, 19 -22 May 2014.

Avant-propos

Les travaux de recherche prsents dans ce mmoire de thse ont t effectus au sein du Laboratoire des Systmes Electriques (LSE) lEcole Nationale dIngnieurs de Tunis (ENIT).

Je souhaiterais remercier toutes les personnes qui mont aid et soutenu, de prs ou de loin, durant mes annes de thse. Quils trouvent dans ce mmoire toute ma reconnaissance.

Jadresse mes vifs remerciements Monsieur Frid KOURDA Matre de Confrences lEcole Nationale dIngnieurs de Tunis, qui ma encadr durant mon projet de fin d'tudes, mon mastre et ma thse. Je souhaite leur exprimer ma profonde et sincre reconnaissance pour son encadrement, sa patience, ses prcieux conseils, ses encouragements rguliers et pour avoir veill au bon droulement de cette thse. Je le remercie pour le temps qu'il m'a consacr, ainsi que pour sa bonne humeur au travail. Je le remercie aussi pour tout ce quil ma appris, humainement et scientifiquement.

Je voudrais exprimer toute ma gratitude aux membres de mon jury, pour mavoir fait lhonneur de participer lvaluation de mes travaux de recherche. Je remercie Monsieur Khaled JELASSI, professeur lEcole Nationale dIngnieurs de Tunis qui a bien voulu prsider le jury. Jprouve un grand respect pour son travail, son parcours, ainsi que pour ses grandes qualits humaines.

Je remercie les rapporteurs de cette thse Monsieur Jaleleddine BEN HADJ SLAMA, Matre de Confrences lEcole Nationale d'Ingnieurs de Sousse, et Monsieur Amine LAHYANI, Matre de Confrences lInstitut National des Sciences Appliques et de Technologie. Je les remercie pour leurs patiences et leurs sens critiques pour lvaluation

de mes travaux de thse, malgr leur emploi du temps sans doute trs charg. Je leur suis trs reconnaissant pour lintrt quils ont port mes travaux de recherche, ceci tout en ayant un regard critique, juste, avis et constructif. Je remercie Monsieur Othman HASSNAOUI, professeur l'cole Nationale Suprieure d'Ingnieurs de Tunis, davoir accept de faire partie de mon jury et davoir apport des remarques pertinentes mon travail.

Je tiens remercier Monsieur Khaled BEN SMIDA pour les nombreuses aides qu'il m'a apports pour la modlisation du transformateur planaire.

Ces annes reintantes de travail furent aussi loccasion de trs agrables moments grce la prsence de nombreux amis du LSE. Je remercie particulirement mes meilleurs amis Kass, Aymen, Amira, Walid, Ahlem, Imed, Mahdi, Amine, qui au vu de leurs prsences, leurs plaisanteries et leurs amitis mont vivement encourag.

Jadresse mes remerciements mes professeurs du LSE, ainsi que tous mes amis et toutes les personnes, dont je nai pas cit les noms, qui mont apport leurs soutiens durant ces annes.

Ddicace

Je ddie ce mmoire :

A mon trs cher pre RCHID et ma trs chre mre CHADLIYA qui ont

toujours tout fait pour que je sois heureux au dpend de leurs conforts

personnels, quils puissent reconnatre dans ce travail toute ma gratitude

ainsi que le profond amour que je leurs porte.

A mes trs chers frres : Mahdi avec sa femme Safa, Saleh, et Hatem qui

mont toujours encourag.

A ma fiance AFEF qui na jamais cess de me pousser donner le

meilleur de moi-mme et contribuer amoindrir la pression.

A ma tente SALIHA qui ma toujours pouss vers lavant.

A mon trs cher professeur FERID KOURDA qui ma toujours encourage et

soutenu, il a toujours su trouver les mots pour me redonner la force de

continuer et daller au bout de cette thse.

Hamed

.

La thorie, c'est quand on sait tout et que rien ne fonctionne. La pratique, c'est quand tout fonctionne et que personne ne sait pourquoi .

Albert Einstei

TABLE DES MATIERES

INTRODUCTION GENERALE ......................................................................................................................... 1

CONVERTISSEURS DEDIES POUR LES CHARGEURS DE BATTERIES: ETAT DE LART ....................................... 4

1. INTRODUCTION ........................................................................................................................................ 5

2. CLASSIFICATIONS DES CONVERTISSEURS DC/DC DEDIES POUR LES CHARGEURS DE BATTERIES .................................. 5

2.1. Les structures de chargeur de batteries ..................................................................................... 5

2.2. Exemples de quelques chargeurs de batteries rcents ............................................................ 10

2.3. Bilan de ltat de lart .............................................................................................................. 16

3. CHOIX DE LA CONFIGURATION DE CONVERTISSEUR DC/DC ............................................................................. 18

4. LES DIFFERENTES METHODES DE CONTROLE DUN CONVERTISSEUR DC-DC A RESONANCE ..................................... 20

4.1. Rglage de l'amplitude de la tension dentre ........................................................................ 21

4.2. Rglage de la frquence .......................................................................................................... 21

4.3. Rglage par la technique de contrle asymtrique ................................................................. 21

5. LE SYSTME DE COMMANDE AUTO-OSCILLANT .............................................................................................. 22

6. TRANSFORMATEUR DE PUISSANCE A HAUTE FREQUENCE ................................................................................. 27

6.1. Les possibilits dintgration ................................................................................................... 27

6.2. Le transformateur planaire ...................................................................................................... 28

6.3. Avantages et inconvnients des transformateurs planaires .................................................... 30

7. LES REGIMES DE RECHARGE STANDARD DE BATTERIE...................................................................................... 33

8. CONCLUSION ......................................................................................................................................... 35

ANALYSE ET CONCEPTION DUN CONVERTISSEUR EN DEMI-PONT AUTO-OSCILLANT ............................... 36

1. INTRODUCTION ...................................................................................................................................... 37

2. CIRCUIT PROPOSE ET FONCTIONNEMENT ..................................................................................................... 37

2.1. Circuit propos ......................................................................................................................... 37

2.2. Principe de fonctionnement du convertisseur ......................................................................... 39

3. ANALYSE FREQUENTIELLE DE CONVERTISSEUR A RESONNANCE SERIE. ................................................................ 46

4. RESULTATS EXPERIMENTAUX..................................................................................................................... 52

5. CONCLUSION ......................................................................................................................................... 57

ETUDE ET CONCEPTION DU TRANSFORMATEUR PLANAIRE DE PUISSANCE ............................................... 58

1. INTRODUCTION ...................................................................................................................................... 59

2. DETERMINATION DU NOMBRE DE SPIRES DU TRANSFORMATEUR ...................................................................... 59

3. LES EFFETS DE LA HAUTE FREQUENCE DANS LES TRANSFORMATEURS................................................................. 62

3.1. Effet de peau ............................................................................................................................ 62

3.2. Effet de proximit .................................................................................................................... 63

3.3. Effet de bord et effet d'entrefer ............................................................................................... 64

3.4. Consquences des effets hautes frquence ............................................................................. 64

4. SOLUTIONS PROPOSEES ........................................................................................................................... 65

5. LES METHODES DE CALCUL DES PERTES CUIVRE ............................................................................................. 67

5.1. Mthode analytique unidimensionnelle .................................................................................. 67

5.2. Mthode de simulation par lments finis en deux dimensions .............................................. 71

6. SIMULATION DU TRANSFORMATEUR PLANAIRE PAR METHODE PAR ELEMENT FINI ................................................ 72

6.1. Dtermination par lments finis des pertes cuivre dans le transformateur spires pleines . 74

6.2. Modlisation par la mthode par lments finis (MEF) du transformateur fils de Litz

planaire (LZP) propos. ........................................................................................................................ 76

7. CONCLUSION ......................................................................................................................................... 84

ETUDE, SIMULATION ET EXPERIMENTATION DE NOUVELLES METHODES DE COMMANDE ....................... 85

1. INTRODUCTION ...................................................................................................................................... 86

2. LE CONVERTISSEUR DC-DC AUTO-OSCILLANT PROPOSE ................................................................................. 86

3. LA NOUVELLE METHODE DE CONTROLE ASYMETRIQUE .................................................................................... 87

3.1. Etude de linfluence de linjection du courant continu : ........................................................... 87

3.2. Analyse du convertisseur avec la commande asymtrique ..................................................... 89

3.3. Rsultats de simulation............................................................................................................ 92

3.4. Rsultats exprimentaux ......................................................................................................... 94

4. LA NOUVELLE METHODE DE DOUBLE MODULATION PROPOSEE ......................................................................... 97

4.1. Principe de la nouvelle technique de contrle ......................................................................... 98

4.2. Rsultats de simulation.......................................................................................................... 101

4.3. Rsultats exprimentaux ....................................................................................................... 103

5. CONCLUSION ....................................................................................................................................... 109

CONCLUSION GENERALE ET PERSPECTIVES ............................................................................................. 110

TABLE DES FIGURES

FIG I.1SYSTEME DE CHARGEUR DE BATTERIES ............................................................................................................... 5

FIG. I.3 INTERRUPTEURS RESONNANTS ........................................................................................................................ 9

FIG. I.4 : SCHEMA DE PRINCIPE D'UN CONVERTISSEUR RESONNANT DC-DC ....................................................................... 9

FIG.I.5 : CONVERTISSEUR BOOSTA PROPOSE POUR UN CHARGEUR DE BATTERIE [7] ........................................................... 10

FIG.I.6. : TENSION ET COURANT AUX BORNES DE LA BATTERIE : (A) TENSION AUX BORNES DE LA BATTERIE, (B) COURANT A TRAVERS

LA BATTERIE [7] .......................................................................................................................................... 11

FIG.I.7 : CONVERTISSEUR A RESONANCE SERIE AVEC UN REDRESSEUR DOUBLEUR DE TENSION POUR LE CHARGEUR DEBATERIEZ [8]

............................................................................................................................................................... 12

FIG.I.8 : LE COURANT DE CHARGE PENDANT LA PERIODE DE CHARGE [8] .......................................................................... 12

FIG.I.9 : CONVERTISSEUR A RESONANCE SERIE PARALLELE POUR LE CHARGEUR DE BATTERIE [9] ........................................... 13

FIG.I.10 : LE COURANT DE CHARGE PENDANT LA PERIODE DE CHARGE [9] ........................................................................ 13

FIG.I.11 : CONVERTISSEUR A RESONANCE SERIE PARALLELE AVEC CONTROLE MAGNETIQUE [10] ......................................... 14

FIG.I.12 : PHOTO ET VALEUR DE LINDUCTANCE VARIABLE(A) : PHOTO, (B) : VALEUR [10] ................................................. 14

FIG.I.13 : CONVERTISSEURS ASYMETRIQUE EN DEMI-PONT PROPOSE PAR [11] ................................................................. 15

FIG.I.14 : RENDEMENT MESURE DU PROTOTYPE EN FONCTION DU COURANT DE SORTIE[11] ............................................. 15

FIG.I.15. CONVERTISSEURS ASYMETRIQUE EN DEMI-PONT PROPOSE PAR [12] .................................................................. 16

FIG.I.16 :LVOLUTION DU GAIN STATIQUE POUR LES DIFFRENTES VALEURS DU RAPPORT CYCLIQUE [12] .............................. 16

FIG.I.17 : DIFFERENTES STRUCTURES DE LONDULEUR ................................................................................................. 18

FIG.I.18 : STRUCTURES DE BASE DU REDRESSEUR ........................................................................................................ 19

FIG.I.20:CONVERTISSEUR EN DEMI-PONT AVEC LA COMMANDE AUTO-OSCILLANTE [15] .................................................... 23

FIG.I.21: MONTAGE EXPERIMENTALE POUR CARACTERISER LE TORE [13] ........................................................................ 24

FIG.I.22:CYCLE DHYSTERESIS B(H) ; UNE SECTION S= 12MM2, F=3KHZ [13] ................................................................ 25

FIG.I.23:CYCLE DHYSTERESIS B(H) ; SECTION S= 6.5 MM2 [13] ................................................................................... 25

FIG.I.24 : VUE ECLATEE D'UN TRANSFORMATEUR PLANAIRE .......................................................................................... 28

FIG.I.25 : TYPE DES NOYAUX DES TRANSFORMATEURS PLANAIRES : (A) NOYAUX EE ET EI, (B) NOYAUX ER, (C) NOYAUX RM, (D)

NOYAUX PQ [52] ....................................................................................................................................... 29

FIG.I 26: TYPES DE STRUCTURES DENROULEMENT PLANAIRE : (A) TYPE SPIRALE, (B) TYPE CIRCULAIRE................................... 30

FIG.I.27 : FILS DE PLANAIRE PROPOSE PAR [29] ......................................................................................................... 32

FIG.I.28. RESISTANCE EN COURANT ALTERNATIF POUR UN FIL RECTANGULAIRE PLEIN ET DES FILS DE PLANAIRE SUR PCB EN

FONCTION DE LA FREQUENCE [29]. ................................................................................................................. 32

FIG.I.29 : EVOLUTION DE LA TENSION ET DU COURANT AU COURS DE CHARGE EN REGIME IU .............................................. 33

FIG.I.30 : EVALUATION DE LA TENSION ET DU COURANT AU COURS DE CHARGE EN REGIME IUU .......................................... 34

FIG. II.1: CONVERTISSEUR DC-DC A RESONANCE AUTO-OSCILLANT ................................................................................ 38

FIG. II.2 : DIAGRAMME DU BLOC DU CONVERTISSEUR A RESONNANCE............................................................................. 38

FIG. II.3 : LE TRANSFORMATEUR DE COURANT SATURABLE ............................................................................................ 39

FIG. II.4. CIRCUIT EQUIVALENT DE CIRCUIT DE COMMANDE ........................................................................................... 39

FIG.II.5 : FORMES DONDE THEORIQUE DU MODELE DU TRANSFORMATEUR DU COURANT [31] ............................................ 40

FIG. II.6.ESSAIS EXPERIMENTAUX LE TRANSFORMATEUR SATURABLE ............................................................................... 41

FIG.II.7:CYCLE D'HYSTRSIS DE TRANSFORMATEUR SATURABLE. ................................................................................... 42

FIG. II.8: CHEMIN DE CONDUCTION DANS L'INTERVALLE 1 ............................................................................................ 42

FIG.II.9: CHEMIN DE CONDUCTION DANS L'INTERVALLE 2 ............................................................................................. 43

FIG.II.10: CHEMIN DE CONDUCTION DANS L'INTERVALLE 3 ........................................................................................... 43

FIG. II.11: CHEMIN DE CONDUCTION DANS L'INTERVALLE 4 .......................................................................................... 44



FIG. II.14: FORMES DONDE THEORIQUE IDEALISEES DANS LE CONVERTISSEUR. ................................................................. 46

FIG. II.15: SCHMA QUIVALENT DU CONVERTISSEUR .................................................................................................. 47

FIG. II.16: LE CIRCUIT QUIVALENT DU CONVERTISSEUR AVEC LE TRANSFORMATEUR REMPLAC PAR SON MODLE QUIVALENT .. 48

FIG. II.17:LE CIRCUIT QUIVALENT DU CONVERTISSEUR AVEC LA CHARGE REMPLAC PAR UN GNRATEUR DE TENSION CARR

QUIVALENT. .............................................................................................................................................. 48

FIG. II.18: CIRCUIT QUIVALENT DU CONVERTISSEUR SIMPLIFI PAR LA METHODE DU PREMIER HARMONIQUE. ........................ 49

FIG. II.19:RPONSE FRQUENTIEL D'UN CONVERTISSEUR RSONANT SRIE ....................................................................... 52

FIG. II.21: RESULTATS EXPERIMENTAUX : IP 5A/DIV, VDS2 :150V/DIV, VDS1 :150V/DIV ................................................. 55

FIG. II.22: RSULTATS EXPRIMENTAUX : VDS2:200V/DIV, VTS2, 20/DIV,VGS2, 20/DIV ................................................... 55

FIG. II.23: RSULTATS EXPRIMENTAUX EN CHARGE : IP:5A/DIV, IR : 20A/DIV,IS : 20A/DIV, VS: 20V/DIV,F=107 KHZ

............................................................................................................................................................... 56

FIG. II.24:RSULTATS EXPRIMENTAUX EN COURT-CIRCUIT: IP : 5A/DIV,VDS2 :150V/DIV, F=117KHZ ................................ 56

FIG.II.25:RSULTATS EXPRIMENTAUX VIDE :IP 5A/DIV,VDS2 :150V/DIV, F=56 KHZ .................................................... 56

FIG. II.26:RSULTATS EXPRIMENTAUX EN CHARGE :CH1: TENSION AUX BORNES DE CH: 400V/DIV,CH2: TENSION AUX BORNES DE

CL: 400V/DIV, F=107KHZ .......................................................................................................................... 57

FIG.III-1 : LA FORME ET LES DIMENSIONS DU NOYAU E64/10/50 ................................................................................. 60

FIG.III-2. FORME DE BOBINAGE DU TRANSFORMATEUR DE PUISSANCE ............................................................................ 62

FIG. III-3 : EXPLICATION PHYSIQUE DE L'EFFET DE PEAU [34] ........................................................................................ 63

FIG. III-4 : EXPLICATION PHYSIQUE DE L'EFFET DE PROXIMITE SUBI PAR LE CONDUCTEUR DE GAUCHE [34] ............................. 64

FIGIII-5 : LA NOUVELLE FORME DE FILS DE LITZ PROPOSE : LZP ................................................................................... 66

FIG.III-6 : MODELE DUN CONDUCTEUR UNIQUE ISOLE ................................................................................................ 67

FIG.III-7 : F ET G EN FONCTION DE [29]. ............................................................................................................. 68

FIG.III-8 : MODELE DUN ENROULEMENT DUN TRANSFORMATEUR CLASSIQUE [40] .......................................................... 69

FIG.III.9: COURBES DE L'AUGMENTATION DE RESISTANCE APPARENTE [34] ...................................................................... 71

FIG.III.10: VUE EN COUPE DE TRANSFORMATEUR PLANAIRE .......................................................................................... 72

FIG.III.11 : DISTRIBUTION DU COURANT DANS LE TRANSFORMATEUR SPIRE PLEINE POUR DIFFRENTES FRQUENCE. (VUE EN

COUPE) ..................................................................................................................................................... 73

FIG.III.12: DIMENSIONS DE LA SPIRE DU TRANSFORMATEUR .......................................................................................... 74

FIG.III.13: VUE EN COUPE DE TRANSFORMATEUR PLANAIRE AVEC DIFFERENTES LARGEURS. ................................................. 75

FIG.III.14: PERTES TOTALES DANS LES BOBINAGES DU TRANSFORMATEUR EN FONCTION DE LEPAISSEUR DE SPIRE PLAINE. ........ 76

FIG.III.15: VUE EN COUPE DE TRANSFORMATEUR PLANAIRE A FILS LZP ........................................................................... 77

FIG.III.16 : NOMINATIONS DE CHAQUE BRIN DUNE SPIRE DE LENROULEMENT SECONDAIRE ............................................... 77

FIG.IV-1 : MONTAGE EXPERIMENTALE AVEC LINJECTION DU COURANT CONTINU .............................................................. 88

FIG.IV-2: EVOLUTION DE LA TENSION SECONDAIRE EN FONCTION DU COURANT INJECTE PAR RAPPORT AU COURANT PRIMAIRE... 88

FIG.IV-3: CIRCUIT EQUIVALENT CONVERTISSEUR SERIE DC-DC RESONANT ....................................................................... 90

FIG.IV-4: FORMES D'ONDE ET PARAMETRES PRINCIPAUX .............................................................................................. 90

FIG. IV-5: CIRCUIT EQUIVALENT SIMPLIFIE PAR LA METHODE DU PREMIER HARMONIQUE .................................................... 90

FIG.IV-6. LE COURANT DE SORTIE EN FONCTION DU RAPPORT CYCLIQUE D ....................................................................... 92

FIG. IV-7 ; SCHEMA ELECTRIQUE DU PROTOTYPE DE SIMULATION SOUS PSIM. ................................................................. 93

FIG. IV-8 : RESULTATS DE SIMULATION; D=50% ........................................................................................................ 93

FIG.IV-11 : CONFIGURATION DU CIRCUIT DU CONVERTISSEUR PROPOSE. ......................................................................... 95

FIG. IV-12 IRED : 10A/DIV,VDS2 :150V/DIV, D=30%; ............................................................................................... 95

FIG. IV-13 : IRED : 10A/DIV, VDS2 :150V/DIV, D=60% ........................................................................................... 96

FIG. IV-14 IRED : 10A/DIV, VDS2 :150V/DIV; D=75%; ............................................................................................. 96

FIG. IV-15 : DIAGRAMME DU BLOC DU CONVERTISSEUR A RESONNANCE COMMANDE PAR LA DOUBLE MODULATION ............... 98

FIG. IV-16 : FORME D'ONDE THEORIQUE ................................................................................................................ 100

FIG. IV-17 : REGIME DE RECHARGE PROPOSE........................................................................................................... 101

FIG. IV-18 : RESULTATS DE SIMULATION (=1) ........................................................................................................ 102

FIG. IV-19 : RESULTATS DE SIMULATION (=0.5, FBF = 5KHZ) ................................................................................... 102

FIG. IV-20 : RESULTATS DE SIMULATION (=0.2, FBF = 5KHZ) ................................................................................... 102

FIG.IV.22: IP : 5A/DIV, IR : 20A/DIV, IS: 20A/DIV, VS: 20V/DIV, ........................................................................... 103

FIG.IV.23: VDS2: 100V/DIV,IP: 5A/DIV VBF:5V/DIV, (=0.5, FBF = 2KHZ)................................................................. 104

FIG.IV.24: VDS2: 100V/DIV, IP: 5A/DIV, VBF: 5V/DIV, (=0.5, FBF =2 KHZ), .............................................................. 104

FIG.25:IS: 10A/DIV , VS : 10V/DIV, (=0.5, FBF =2 KHZ), ....................................................................................... 105

FIG.IV-26 : EVOLUTION DE LA DE FREQUENCE DE MODULATION FBF EN FONCTION DU RAPPORT CYCLIQUE ........................ 105

FIG.IV.27: IS: 10A/DIV, IR : 40A/DIV, IP: 5A/DIV, VBF:5V/DIV, (=0.5, FBF = 5 KHZ), ................................................ 106

FIG.IV.28: IS: 5A/DIV, IP: 5A/DIV, VBF:5V/DIV, (=0.3, FBF = 5 KHZ), ................................................................... 107

FIG. IV.29: VOLUTION REELLE, SIMULEE ET CALCULEE DU COURANT DE CHARGE DE LA BATTERIE (IS) .................................. 107

FIG.IV.30: EVOLUTION DE RENDEMENT EN FONCTION DE COURANT DE SORTIE ............................................................... 108

LISTE DES TABLEAUX

TABLEAU. I.1 : AVANTAGES ET INCONVENIENTS DES DIFFERENTES METHODES DE CONTROLE ................................................ 22

TABLEAU II.1 : LEFFET DE VARIATION DE LA RESISTANCE RZ SUR LE DEPHASAGE (VZ, IS) ...................................................... 41

TABLEAU II.2 : LEFFET DE VARIATION DE NOMBRE DE SPIRE SUR LE DEPHASAGE (VZ, IS) ..................................................... 41

TABLEAU II.3: PARAMETRES DU CIRCUIT ................................................................................................................... 53

TABLEAU II.4: CARACTRISTIQUE LECTRIQUE DES INTERRUPTEURS DE PUISSANCE ............................................................. 53

TABLEAU II.5: CARACTRISTIQUE LECTRIQUE DES DIODES ............................................................................................ 54

TABLEAU II.6: CARACTRISTIQUE DE TORE SATURABLE ................................................................................................. 54

TABLEAU.III.1: LES IMPDANCES DES BRINS POUR LA SPIRE N1 .................................................................................... 79

TABLEAU.III.2 : LES IMPDANCES QUIVALENTES DES BRINS POUR LA SPIRE N1. .............................................................. 79

TABLEAU.III.3 : LES IMPDANCES DES BRINS POUR LA SPIRE N2 ................................................................................... 80


TABLEAU.III.5 : LES IMPDANCES DES BRINS POUR LA SPIRE N3 ................................................................................... 81


TABLEAU.III.7 : LES IMPDANCES DES BRINS POUR LA SPIRE N 4 ................................................................................... 82


TABLEAU.III.9 : COMPARAISON DES PERTES TOTALE DANS LE TRANSFORMATEUR POUR TROIS TYPES DE BOBINAGE AU SECONDAIRE :

SPIRE PLEINE, 4 BRINS EN PARALLLE, ET LZP. ................................................................................................ 83

TABLEAU IV.I : LEFFET DE LINJECTION DU COURANT CONTINU POSITIF ........................................................................... 89

TABLEAU IV.2: COMPOSANT DE PROTOTYPE EXPERIMENTAL ......................................................................................... 94

TABLEAU IV.3: RESULTATS EXPERIMENTAUX DE LEFFET DE LA VARIATION DU RAPPORT CYCLIQUE......................................... 96

INDEX DES ABREVIATIONS UTILISEES

Ae Section effective du noyau de ferrite

B Induction magntique

Bmax Induction magntique maximale

C1 et C2 Circuit daide la commutation non dissipatif

CH et CL Capacit de rsonance DS1 et DS2 Diodes de redressement

E Tension dentre continue

e Entrefer

F0 Frquence de rsonance

F Frquence de commutation (haute frquence) FBF Frquence de signal de commande (basse frquence) FR Facteur daugmentation de la rsistance

JP Densit de courant due aux effets de peau JS Densit de courant due aux effets de proximit h Epaisseur dun conducteur

K1 et K2 Interrupteur de puissance actif

HX champ magntique externe appliqu un conducteur

IP Courant rsonant

IR Courant redress

IS Courant de sortie

IZ Courant travers la diode Zener

L Inductance de rsonance

l1 et l 2 Inductance de fuite de transformateur de puissance

Lm Inductance magntisante de transformateur de puissance

LTS Inductance magntisante de transformateur de courant

LZP Litz planaire

M Fonction de transfert

m Rapport de transformation du transformateur de puissance

MEF Mthodes par Elments Finis

MOSFET MetalOxideSemiconductor Field-Effect Transistor n1 Nombre de spires primaire

n2 Nombre de spires secondaire

Pjoule Pertes joule Q Facteur de qualit Q1 et Q2 Interrupteur de puissance RDC Rsistance en continu du conducteur

RAC Rsistance en courant alternatif du conducteur

R1

Resistance quivalente

T Priode de fonctionnement haute frquence

TP Transformateur de puissance

TBF Priode de fonctionnement basse frquence

TS Transformateur de courant

UAB Tension carre aux bornes de Q2 VAB1 Fondamental de UAB

VBF Signal de commande basse frquence

VDS1

Tension drain-sourceaux bornes de Q1

VDS2

Tension drain-sourceaux bornes de Q2

VGS1 Tension grille-source aux bornes de Q1 VGS2 Tension grille-source aux bornes de Q2 Vr Tension applique lentre du transformateur de puissance

VS Tension de sortie

VS1 Fondamental de VS

w Largeur dun conducteur

Z Limpdance dentre

ZVS Commutation tension nulle

ZCS Commutation courant nul

trr Le temps de recouvrement inverse,

VDS

Tension drain-source

VGS Tension grille-source Permabilit de la ferrite

0 Permabilit du vide

Epaisseur de peau

Conductivit lectrique

Rapport entre lpaisseur dun conducteur et lpaisseur de peau

Introduction gnrale

Thse Hamed BELLOUMI - Enit-2014 ~ 1 ~

INTRODUCTION GENERALE

Les alimentations dcoupage sont largement utilises dans le domaine de l'lectronique de puissance, Elles sont efficaces et compactes. En raison de la commutation douce, fonctionnement haute frquence, haut rendement, et de petite taille, ce type de convertisseur offre une large applicabilit pour les modules de rgulation de tension ou du courant savoir les ballasts de lampes fluorescentes, correction du facteur de puissance, chauffage par induction, soudage, alimentation haute tension, systmes d'clairage, recharge des batteries, etc.

Le convertisseur rsonant srie auto-oscillant en demi-pont est le convertisseur de puissance le plus populaire au niveau des puissances moyennes. Il existe plusieurs mthodes de commande pour commander le courant de sortie des convertisseurs rsonnants. Parmi ces techniques on trouve la modulation de frquence d'impulsion (pulse-frequency modulation : PFM), avec cette technique, la frquence de commutation est ajust pour rguler le courant de sortie. Alors pour diminuer le courant, il faut augmenter la frquence de commutation. Cependant, en raison de la frquence de commutation leve, les pertes de commutation deviennent plus leves. En consquence, la stratgie de contrle par la variation de la frquence de commutation permet d'obtenir un rendement plus lev dans la plage de courant de sortie fort, et le rendement diminue de manire significative dans la plage de courant de sortie faible en raison des pertes de commutation.

Une autre possibilit pour varier le courant de sortie est l'utilisation d'une configuration deux tages dans laquelle le premier tage est utilis pour modifier la tension d'entre au second tage. Les principaux inconvnients de cette solution sont le cot lev et le faible rendement en raison de la configuration deux tages.

Afin d'viter un fonctionnement frquence variable dans les convertisseurs continu-continu de rsonance, il existe un systme de contrle conventionnel pour le convertisseur rsonant, savoir, le systme de contrle PWM. Le principal inconvnient de la commande PWM est que les deux interrupteurs de puissance primaires dans le convertisseur fonctionnent commutation dure. Par consquent, ce systme de commande n'est pas adapt pour les applications haute frquence de commutation.

Introduction gnrale


En vue dune simplification de la commande et de la rduction du cot, et afin de pallier les inconvnients des systmes de commande traditionnels, nous avons opt pour une structure auto-oscillante base sur lutilisation de tore saturable en ferrite. Ces derniers assurent automatiquement la mise en conduction et le blocage de transistors sans aucun contrle extrieur. Cependant, cette structure du convertisseur rsonnance auto-oscillant utilise ne permet pas le contrle du transfert de puissance.

Cette thse prsente deux nouvelles techniques de contrle dun convertisseur rsonance srie continu-continu auto-oscillant conu pour une application de chargeur de batterie. La premire technique consiste injecter un courant continu travers le transformateur saturable afin de commander le convertisseur dune manire asymtrique, tandis que la deuxime nouvelle technique de commande propose consiste combiner les signaux de commande hautes frquences issues du fonctionnement du transformateur saturable avec un signal de commande basse frquence.

Cependant, lutilisation de la haute frquence a caus un certain nombre de limitations dans l'utilisation des structures magntiques conventionnelles, telles que le problme des pertes dues aux effets de peau et de proximit dans les conducteurs rondes particulier aux frquences au-dessus de 100 KHz. Compars aux composants conventionnels, les composants magntiques planaires apportent la bonne excution en ce qui concerne le couplage entre les enroulements, la taille, la fabrication en srie et la gestion thermique. En vue dattnuer leffet de peau et les pertes excessives dues aux larges pistes rectangulaires dans le transformateur planaire, on propose une nouvelle forme de fils de Litz planaire : lide propose consiste transposer les spires entre eux afin dobliger le courant de passer partout dans les spires et ne pas se limiter aux bords des spires rectangulaires. Un outil de simulation lectromagntique efficace sur la base de l'analyse par lments finis (FEA) nous fournit des solutions numriques.

Introduction gnrale


PLAN DU MEMOIRE DE THESE

La dmarche scientifique adopte dans ce manuscrit de thse suit le plan suivant : Le premier chapitre est consacr ltat de lart de lvolution du convertisseur DC-DC appliqu aux chargeurs de batteries et leurs diffrentes mthodes de contrle. Une deuxime partie introduit la technologie planaire et les nouvelles techniques dintgration de puissance pour faire face aux problmes de pertes Joule dues leffet de peau et leffet de proximit. Le second chapitre prsente le convertisseur en demi-pont auto-oscillant propos pour notre application. Le fonctionnement du circuit sera expliqu, et la procdure de conception sera prsente. La simulation et les rsultats exprimentaux seront prsents

pour valider la procdure de conception.

A cause de la trs haute frquence envisage, le transfert de puissance lectrique sur les pistes, dans les transformateurs saccompagne de pertes dautant plus importantes que le produit courant-frquence est lev. Dhabitude, pour les transformateurs on utilise la place du fils rond un fils de Litz.

Mais en planaire que faire dans ce cas ?

On propose une solution qui sera tudie en dtails, dans le troisime chapitre. Lide consiste remplacer les spires pleines par dautres pistes parallles dont le principe est celui du fils de Litz afin dobliger le courant dtre quitablement rpartit entre les diffrentes pistes.

Le quatrime et le dernier chapitre sera consacr ltudedes nouvelles techniques de contrle du transfert de puissance propos. La premire technique de contrle propose est base sur la commande asymtrique alors que la deuxime technique de contrle consiste introduire une double modulation haute frquence-basse frquence (HF/BF) utilise pour contrler et rgler le courant de sortie continu tout en maintenant la frquence de commutation proche de la frquence de rsonnance.

Enfin, nous rcapitulerons les principaux apports de ce travail tout en proposant quelques perspectives afin damliorer les rsultats trouvs.


CHAPITRE 1

CONVERTISSEURS DEDIES POUR LES CHARGEURS DE BATTERIES: ETAT DE LART

SOMMAIRE

1. INTRODUCTION ........................................................................................................................................ 5

2. CLASSIFICATIONS DES CONVERTISSEURS DC/DC DEDIES POUR LES CHARGEURS DE BATTERIES .................................. 5

2.1. Les structures de chargeur de batteries ..................................................................................... 5

2.2. Exemples de quelques chargeurs de batteries rcents ............................................................ 10

2.3. Bilan de ltat de lart .............................................................................................................. 16

3. CHOIX DE LA CONFIGURATION DE CONVERTISSEUR DC/DC ............................................................................. 18

4. LES DIFFERENTES METHODES DE CONTROLE DUN CONVERTISSEUR DC-DC A RESONANCE ..................................... 20

4.1. Rglage de l'amplitude de la tension dentre ........................................................................ 21

4.2. Rglage de la frquence .......................................................................................................... 21

4.3. Rglage par la technique de contrle asymtrique ................................................................. 21

5. LE SYSTME DE COMMANDE AUTO-OSCILLANT .............................................................................................. 22

6. TRANSFORMATEUR DE PUISSANCE A HAUTE FREQUENCE ................................................................................. 27

6.1. Les possibilits dintgration ................................................................................................... 27

6.2. Le transformateur planaire ...................................................................................................... 28

6.3. Avantages et inconvnients des transformateurs planaires .................................................... 30

7. LES REGIMES DE RECHARGE STANDARD DE BATTERIE...................................................................................... 33

8. CONCLUSION ......................................................................................................................................... 35

Chapitre 1 : Convertisseurs ddis pour les chargeurs de batterie: Etat de lart


1. Introduction

Ce chapitre prsente une synthse de ltat de lart sur lvolution du convertisseur DC-DC appliqu un chargeur de batteries et leurs diffrentes mthodes de contrle. Notons que beaucoup de chargeurs de batteries sont bass sur lutilisation du redressement 50 Hz fourni par un transformateur disolement et dadaptation. Ces configurations robustes et simples sont particulirement massiques et volumineuses et ne nous intressera pas cause

de leurs inconvnients.

Le bref historique retrac ci-dessous rappelle comment l'introduction du principe du dcoupage et l'augmentation des frquences qui a suivi, puis lutilisation du transformateur planaire ont permis d'augmenter les densits de puissance.

2. Classifications des convertisseurs DC/DC ddis pour les chargeurs de batteries

2.1. Les structures de chargeur de batteries

Le temps de charge et la dure de vie de la batterie ont une forte dpendance aux caractristiques du chargeur de batterie [1] [2]. Plusieurs fabricants travaillent sur le dveloppement de divers types de modules de batterie. Cependant, les performances des modules de batteries dpendent non seulement la conception des modules, mais galement la manire dont les modules sont utiliss et chargs. En ce sens, les chargeurs de batterie jouent un rle essentiel dans l'volution de ces technologies.

Fig I.1Systme de chargeur de batteries



Le systme de chargeur de batterie de puissance (quelques centaines de Watts) conventionnel est reprsent sur la figure I.1. Le systme de charge est constitu d'un redresseur AC/DC pour gnrer une tension continue partir de la ligne courant alternatif, suivi d'un convertisseur DC/DC pour gnrer la tension continue requise par le bloc de batteries.

L'objectif de cette thse est de concevoir et mettre en uvre le convertisseur DC/DC qui charge les batteries au plomb. Ces derniers soffrent actuellement la meilleure rponse en termes de rapport qualit prix, rendement, et dure de vie. De mme elles sont les plus utilises dans la vie courante. En conditions normales de fonctionnement, la tension aux bornes d'un lment d'accumulateur au plomb est peu prs gale 2V et sa valeur varie entre 1,8V/lment 2,4 V/lment suivant le type de la batterie et son tat de charge.

Les topologies de convertisseurs DC-DC peuvent tre divises en deux grandes parties: la premire dsigne la topologie srie ou basse frquence et la seconde reprsente la topologie haute frquence. Dans la topologie srie ou rgulation linaire le

transformateur voit une onde de tension sinusodale la frquence du rseau (50Hz). En consquence, son noyau est constitu dun empilement de tles lamines en acier, ce qui le rend lourd et volumineux. Le rendement de ce convertisseur dcrot rapidement pour la faible charge, il est de lordre de 50% [3]. Leur faible rendement a donc limit leur utilisation dans les applications des chargeurs de batteries.

Depuis le dbut des annes 1970, la ncessit des convertisseurs haut rendement a pouss vers l'apparition d'une nouvelle technique de conversion dcoupage. Dans la topologie haute frquence on distingue deux grandes classes : la premire dsigne le convertisseur non isol et la seconde reprsente le convertisseur isol [4].Les convertisseurs DC-DC les plus populaires appartenant des classes du convertisseur la fois non isols et isols sont rpertoris dans la figure I.2.



Fig.I.2 : Classification topologique de convertisseurs DC / DC dcoupage

Le convertisseur DC-DC isol comporte une isolation galvanique ralise laide dun transformateur haute frquence, et on distingue :

- Les alimentations asymtriques qui comportent le convertisseur stockage inductif (Flyback) et le convertisseur conduction directe (Forward). Ces types dalimentations sont caractriss par un flux magntique unidirectionnel et fonctionnent avec un seul interrupteur.

- Les alimentations symtriques qui comportent le convertisseur Push pull, le

convertisseur demi-pont et le convertisseur pont complet. Ces types dalimentations sont caractriss par un flux magntique alternatif et ncessitent deux ou quatre interrupteurs.

Dans les structures tudies prcdemment, on travaille en commutations dures, forces par la commande qui est caractrise par une importante zone de chevauchement entre le courant qui circule dans linterrupteur de puissance et la tension commut. Ce type de commutation cre de grandes pertes de commutation, des surtensions importantes dues aux inductances de fuites et aux inductances parasites, et des perturbations lectromagntiques proportionnelles au gradient de courant di/dt et de tension dv/dt. Tous ces phnomnes s'aggravent avec l'augmentation de la frquence de commutation. Par consquent, bien que les interrupteurs de puissance soient capables de fonctionner une frquence plus leve, ces problmes posent une limite pratique de laugmentation de la frquence de commutation.

Pour limiter les inconvnients de la commutation commande, une premire solution a consist doter ces interrupteurs des circuits d'aide la commutation (CALC). Ces



derniers sont utiliss pour limiter la vitesse de monte de la tension et du courant pendant les transitions de commutation, afin de rduire les pertes de commutation et/ou de rduire les perturbations lectromagntiques. Cependant, les circuits d'aide la commutation transfrent les pertes de commutation la rsistance d'amortissement, donc ils nentranent pas dimportantes rductions de pertes en commutation.

Lamlioration du rendement est possible avec lutilisation de circuit daide la commutation sans pertes dnergie, dans lequel l'nergie stocke dans le condensateur ou linductance d'amortissement est transfr la source ou la charge, au lieu d'tre dissipe [5].

Depuis le dbut des annes 1990, une solution pour limiter les inconvnients de la commutation commande consiste modifier la nature des interrupteurs pour quils ralisent une commutation spontane, dite aussi commutation douce, consistant commuter l'interrupteur lorsque l'intensit ou la tension est nulle. Ces convertisseurs sont

dits convertisseurs quasi-rsonnants [6].

En associant linterrupteur et un circuit rsonnant, savoir un condensateur parallle pour les fonctions de blocage et une inductance srie pour les fonctions damorage, on cre des interrupteurs dits rsonnants permettant de rduire fortement les pertes de commutation et de limiter les gradients de courant.

Le convertisseur muni dinterrupteurs rsonants sera dit quasi-rsonant. Deux types dinterrupteurs peuvent tre utiliss, conduisant deux types de commutations douces:

- Interrupteur blocage command et amorage spontan. L'amorage est alors ralis au passage zro de la tension ou ZVS (Zro Voltage Switching) (Fig.I.3).

- Les interrupteurs amorage command et blocage spontan. Le blocage est alors ralis au passage zro du courant, nomm ZCS (Zero Current Switching). (Fig.I.3)



Fig. I.3 Interrupteurs rsonnants

Cette technologie des interrupteurs rsonnants permet de raliser un nombre important des structures des convertisseurs DC/DC quasi-rsonnant (ZVS, ZCS, multi-rsonnant).Une autre possibilit permet de raliser la commutation douce est les convertisseurs rsonance qui sont des onduleurs munis de rseaux rsonants qui assurent la commutation douce des interrupteurs de puissance.

La figure I.4 montre le schma de principe d'un convertisseur rsonance DC-DC. L'entre peut tre soit une source de tension continue ou une source de courant continu. Un onduleur (pont complet, demi-pont ou push-pull) excite le circuit rsonnant avec une forme d'onde carre haute frquence. Le transformateur la sortie du circuit rsonant est utilis pour augmenter ou diminuer la tension en fonction de la ncessit et assure l'isolation galvanique. Le redresseur et le filtre sont utiliss pour obtenir la sortie en courant continu. Si on impose la sortie de londuleur une forme de tension (respectivement courant), la sortie sera de nature inductive (respectivement capacitive).

Fig. I.4 : Schma de principe d'un convertisseur rsonnant DC-DC



2.2. Exemples de quelques chargeurs de batteries rcents

Les chargeurs des batteries modernes exigent une petite taille, un poids lger, une haute fiabilit, et un rendement lev. En consquence, les convertisseurs DC-DC, ddis pour les chargeurs de batteries, qui utilisent des commutateurs de puissance semi-conducteurs se sont dvelopps rapidement ces dernires annes. Dans les parties suivantes, nous allons prsenter quelques exemples de cette diversit des solutions technologiques.

Pour les convertisseurs non isols, lquipe de Mu-Shi Chen [7] a prsent une nouvelle structure pour les chargeurs des batteries base sur le hacheur parallle (Boost converter). Cette nouvelle structure non isole permet de diminuer les pertes de commutation et atteindre un rendement lev de charge 91%. Le circuit de charge propos (Fig.I.5) a t connect une batterie plomb-acide 12V, 48Ah.

Fig.I.5 : Convertisseur Boosta propos pour un chargeur de batterie [7]



Fig.I.6. : Tension et courant aux bornes de la batterie : (a) Tension aux bornes de la batterie, (b) courant travers la batterie [7]

Les avantages du circuit propos pour les chargeurs de batteries compars ceux de Boost traditionnels sont rsums comme suit : les deux interrupteurs dans le chargeur de batterie propos commutent tension nulle, une frquence de commutation leve (80KHz), la taille du condensateur de rsonance et l'inductance de rsonance sont galement minimises, donc le volume du circuit est minimis. La figure I.6.a prsente le comportement de la tension aux bornes de la batterie qui varie entre 12.8V et 15V. La figure I.6.b montre la courbe de variation de courant de charge, le courant maximal de charge est d'environ 8.6A et le courant de charge minimal est d'environ 2A, le rendement est d'environ 84%. Les essais proposs sont tension constante avec une dcroissance naturelle du courant, et les essais courant constant nont pas t abords.

Une autre structure non isole a t propose par [8] (Fig.I.7), base sur le convertisseur en demi pont rsonance srie. Cette nouvelle structure consiste interposer un redresseur-doubleur de tension entre l'tage de sortie en courant alternatif et la batterie rechargeable. La tension dentre est gale 20V, la tension de sortie est gale 12V et la frquence de commutation est de 24KHz. L'avantage le plus important est que la tension de sortie maximale peut s'approcher de la tension d'entre, contrairement un convertisseur rsonance srie traditionnelle o la tension de sortie maximale ne peut sapprocher que la



moitie de la tension d'entre. Par la suite ce chargeur de batteries peut monter en tension (15V) pour assurer ltat de charge maximal de la batterie, des pertes de commutation faibles et un rendement lev (suprieur 83%). Par contre la plage de variation du courant de sortie est rduite (entre 9 et 7A) (Fig.I.8).

Fig.I.7 : Convertisseur rsonance srie avec un redresseur doubleur de tension pour le chargeur dbteriez [8]

[9] a propos un convertisseur en demi-pont rsonance srie parallle non isolepour charger une batterie au plomb de 12-V-48 Ah (Fig. I.9). Le circuit de charge dvelopp offre les avantages de commutation au zro de tension, des pertes de commutation rduites et un rendement lev (93%). La figure I.10 montre lvolution du courant de sortie qui varie entre 7.5 et 6 A pour une frquence de commutation de 85KHz.

Fig.I.8 : Le courant de charge pendant la priode de charge [8]



Fig.I.9 : Convertisseur rsonance srie parallle pour le chargeur de batterie [9]

Fig.I.10 : Le courant de charge pendant la priode de charge [9]

En 2012, une nouvelle technique pour commander des convertisseurs DC-DC rsonancea t propose par [10]. La mthode de contrle propose est base sur l'utilisation d'une inductance de rsonnance variable afin de lutiliser en tant que paramtre de commande visant rguler la tension de sortie du convertisseur (Fig.I.11).L'inductance variable est commande au moyen d'un courant continu qui permet de modifier la valeur de l'inductance effective.



Fig.I.11 : Convertisseur rsonance srie parallle avec contrle magntique [10]

Fig.I.12 : Photo et valeur de linductance variable(a) : Photo, (b) : valeur [10]

Afin de remdier aux problmes des convertisseurs asymtriques en demi-pont, Plusieurs solutions ont t proposes dans la littrature. Une nouvelle structure a t prsente par [11] qui permettent dliminer la composante continue travers le transformateur de puissance sur toute la plage de fonctionnement. Employant une nouvelle structure de redresseur muni d'une capacit d'quilibrage (Fig.I.13). En consquence, les pertes dans le



noyau de transformateur peuvent tre rduites et la ralisation d'un rendement plus lev par rapport au convertisseurasymtrique en demi-pont conventionnelle devient possible. La figure I.14 montre le rendement mesur du prototype en fonction du courant de sortie. Comme la montre cette figure, le convertisseur propos par [11] a une meilleure performance par rapport au convertisseur classique.

Plusieurs solutions ont t proposes dans la littrature pour rsoudre linconvnient de transfert de puissance maximale par les convertisseurs asymtriques en demi-pont. Une nouvelle structure a t prsente par [12] consiste utiliser deux transformateurs de puissance au lieu dun seul transformateur.

Fig.I.13 : Convertisseurs asymtrique en demi-pont propos par [11]

Fig.I.14 : Rendement mesure du prototype en fonction du courant de sortie[11]

Cette structure permet de transfrer la puissance avec un gain maximal quel que soit la valeur de rapport cyclique. Le gain est maximal pour un rapport cyclique gal 0.5 dans le cas dun convertisseur asymtrique en demi-pont conventionnel. La figure I.15 montre le



convertisseur propos par [12]. La figure I.16 montre lvolution du gain statique pour les diffrentes valeurs du rapport entre le nombre de spires n1 et n2 (X = n1 / n2). On remarque que le gain est maximal pour un rapport cyclique suprieur 0.5, ce qui reprsente l'avantage principal de cette topologie. Il est noter que le nombre de spire n1 doit tre modifi afin d'atteindre le gain statique maximum pour les diffrentes valeurs de rapport cyclique.

Fig.I.15. Convertisseurs asymtrique en demi-pont propos par [12]

Fig.I.16 :Lvolution du gain statique pour les diffrentes valeurs du rapport cyclique [12]

2.3. Bilan de ltat de lart

Les structures de chargeurs de batteries sont trs nombreuses et ne sont pas toutes prsentes. Nous avons voulu dans cette partie illustrer quelques-unes dentre elles. Les



architectures rcentes proposes sont ralises partir de convertisseurs rsonants haute frquence. Larchitecture en demi-pont rsonant capacitif est souvent propose cause de la structure simple deux interrupteurs et largement suffisante pour les puissances infrieures un kW. La nouvelle structure propose par [7] base sur le convertisseur Boost permet de diminuer les pertes de commutation et atteindre un rendement lev de charge 91%, avec une frquence de commutation leve (80KHz). Le courant de charge varie entre 8.6A, et 2A.

Une autre structure propose par [8], base sur le convertisseur en demi pont rsonance srie consiste interposer un redresseur-doubleur de tension entre l'tage de sortie en courant alternatif et la batterie rechargeable ; cette structure est recommande pour une tension dentre infrieur 30V, puisquelle permet de doubler la tension de sortie et par la suite de charger les batteries de 12V, par contre leur rendement maximal est denviron 83%.

Une nouvelle technique propose par [10] consiste contrler ltat de saturation de linductance de rsonance dun convertisseur en demi pont rsonance srie parallle par linjection dun courant continu afin de varier la frquence de rsonnance et par la suite commander les variables de sorties. Le circuit de charge dvelopp offre un rendement infrieur 83%, caus par l'utilisation d'une nergie fortement ractive. Beaucoup de littratures ont t prsentes pour amliorer le fonctionnement des convertisseurs asymtriques en demi-pont : une nouvelle structure t prsente par [11], consiste modifier la structure de redresseur afin dliminer la composante continue travers le transformateur de puissance sur toute la plage de fonctionnement. Une autre technique propose par [12] consiste utiliser deux transformateurs de puissance au lieu dun seul transformateur et de varier le nombre de spires secondaire afin dassurer le transfert de puissance avec un gain maximum. Les principaux atouts de ces chargeurs de batteries sont le haut rendement et la taille rduite grce au fonctionnement haute frquence. Par contre leur mise en uvre est complexe et coteuse.

Le reste de ce mmoire sera consacr ltude dune topologie de chargeur de batteries particulire mais possdant une structure globale sensiblement comparable aux structures conventionnelles.



3. Choix de la configuration de convertisseur DC/DC

Dans le but daugmenter la puissance massique, la haute frquence simpose et dans le but daugmenter le rendement, la commutation douce simpose. Ainsi nous avons choisi un convertisseur constitu dun onduleur de tension HF, un circuit rsonant, un transformateur haute frquence, un pont diodes et un filtre pour redresser et filtrer le courant alternatif HF sortant du secondaire du transformateur.

Pour le choix de londuleur on distinguera trois structures : la structure de base est celle en pont complet (Fig.I.17.a) qui est constitu par quatre interrupteurs, cest une structure qui autorise le maximum de puissance, donc elle est rserve essentiellement pour les grandes puissances. En plus, cette solution ncessite quatre circuits de commande, donc coteuse par consquent elle sera exclue de notre configuration. Les structures mono-interrupteur font appel aux convertisseurs quasi-rsonants qui entrainent un surdimensionnement en courant et/ou en tension des interrupteurs et en plus elles sont adaptes pour les faibles puissances (



Fig.I.18 : Structures de base du redresseur

Pour le choix de redresseur, on distinguera 3 structures : en pont complet, en demi-pont capacitif, et en demi-pont inductif (Fig.I.18).

La configuration en pont complet utilise quatre diodes dont les deux de chaque diagonale conduisent simultanment. Vu le fort courant les traversant, les chutes de tension seront doubles ainsi que les pertes, alors cette structure sera rejete. La configuration en demi-pont capacitif ne peut pas tre connecte la sortie dun onduleur de tension cause du fort courant qui traverse les condensateurs, donc cette structure son tour sera exclue de notre convertisseur.On choisit alors la configuration en demi-pont inductif(ou secondaire point milieu) qui est bien adapte la basse tension de sortie puisqu chaque fois on a une seule diode qui conduit, donc les pertes seront plus faibles et on aura moins dencombrement que pour un pont complet, mais avec un surdimensionnement en tension

double, chose permise pour la basse tension de sortie utilise ( VS=24V).

Pour assurer la commutation douce, nous choisissons le rseau rsonant srie, cest le plus utilis vu sa simplicit de ralisation et dtude et on utilise les deux condensateurs de demi-pont de londuleur comme capacit de rsonnance quivalente. Pour les frquences infrieures F0, le dphasage entre la tension et le courant est ngatif et les interrupteurs seront de type ZCS, alors que pour celles suprieures F0, le dphasage est positif et les interrupteurs seront de type ZVS.



Fig.I.19. Convertisseur DC/DC rsonnant en demi-pont

Quant au filtre de sortie, vu la rsonance srie au primaire qui impose un courant quasi-sinusodal, les diodes secondaires fonctionnent en redresseur de courant, la sortie devra tre imprativement de type capacitive. Dsirant une faible ondulation de courant de charge, on rajoutera une inductance en srie avec la batterie. Daprs ces choix, la figure I.19 prsente le convertisseur DC/DC adopt pour notre application.

4. Les diffrentes mthodes de contrle dun convertisseur DC-DC rsonance

La charge laquelle on sintresse est la batterie, cest elle qui impose le niveau de tension alors que le niveau du courant doit tre impos par le convertisseur. Parmi les stratgies de commande du convertisseur rsonance srie citons :



4.1. Rglage de l'amplitude de la tension dentre

Cette technique consiste faire varier l'amplitude de la tension dentre. On doit alors utiliser un convertisseur auxiliaire qui peut tre plac en amont de l'onduleur, par exemple un hacheur ou un redresseur contrl [16]. Linconvnient majeur de cette mthode est laugmentation du cot et de lencombrement et la diminution du rendement.

4.2. Rglage de la frquence

Cette technique est obtenue de deux faons diffrentes dabord par la variation de la frquence de commutation [17] [18] et ensuite par la variation de la frquence de rsonnance (la variation des paramtres du circuit oscillant LC) [19]. Linductance variable est habituellement ralise par une inductance en srie avec deux interrupteurs commands et connects en antiparallle. Le condensateur variable est ralis avec un condensateur en antiparallle, avec un interrupteur bidirectionnel en tension et encourant command au blocage. L'inconvnient majeur de cette mthode est la large plage de variation de la frquence pour le contrle du courant, et par la suite le filtre secondaire doit tre conu pour la frquence la plus basse se concidant avec le courant maximal dsir. En plus, la commutation douce ZVS nest pas assure sur toute la plage de fonctionnement, par consquent, la plage de variation du courant de charge est rduite.

4.3. Rglage par la technique de contrle asymtrique

Cette technique de rglage applicable au convertisseur en demi-pont s'effectue en contrlant le rapport cyclique des transistors de puissance qui nest plus maintenu 0.5.La technique asymtrique possde plusieurs problmes ; en premier lieu, le fonctionnement ZVS est trs limit sous variation de la charge [20]. En second lieu, son rendementde conversionest gravement dgrad si la charge diminue [21].

Aprs avoir analys les trois systmes de contrle proposs et compte tenu de leur rendement nergtique et d'autres performances du systme, leurs avantages et inconvnients sont rsums dans le tableau I.1.



Tableau. I.1 : Avantages et inconvnients des diffrentes mthodes de contrle

Inconvnients Avantages

Rglage de l'amplitude de la tension dentre

-Relativement faible rendement due l'utilisation de deux tages de convertisseur de puissance -nombre de composants important (circuits supplmentaires) cot plus lev

-Conception simple

Contrle de frquence

- Non-linarit - Composants plus coteux en raison de la plage de fonctionnement haute frquence - Interfrence possible des diffrentes bandes de frquences - la commutation douce ZVS nest pas assure sur toute la plage de fonctionnement

-Applicable pour une puissance plus leve -Conception Simple - Un seul tage de convertisseur de puissance

la technique asymtrique

- Augmentation des harmoniques de courant qui causent laugmentation de pertes de conduction dans les bobines et rduisent le rendement - la commutation douce ZVS nest pas assure sur toute la plage de fonctionnement

- Un seul tage de convertisseur de puissance

5. Le systme de commande auto-oscillant

En vue dune simplification de la commande et de la rduction du cot, visant pallier aux inconvnients des systmes de commandes traditionnelles, nous avons opt pour une structure auto-oscillante base sur lutilisation de tore saturable en ferrite.

On se propose dutiliser le transformateur saturable comme dispositif de commande, de protection des transistors MOS et de gestion des temps morts assurant une isolation galvanique entre les circuits de commande et de puissance. Le circuit magntique est constitu dun tore en ferrite, le primaire est constitu de n1 spires ou il peut se rduire un simple conducteur traversant le tore (n1 =1) et les secondaires sont bobins avec n2 spires autour de ce tore.



Le systme de commande auto-oscillant est largement utilis pour assurer lalimentation des lampes dcharge commande par ballast lectronique haute frquence [14] [15]. Le circuit a une structure simple avec un petit nombre de composants et une procdure de conception relativement simple. Cependant, la frquence de commutation est dtermine par le circuit lui-mme.

La figure I.20 reprsente la structure conventionnelle de ce convertisseur auto-oscillant. A travers Rst la capacit Cst se charge et ds que la tension dpasse le seuil de retournement de la Diac, celle-ci entre en conduction amorant le Mos Low. Le courant traverse linductance Lr, le condensateur de rsonance srie Cr et le primaire du tore.

Fig.I.20:Convertisseur en demi-pont avec la commande auto-oscillante [15]

La variation du courant le traversant engendre une tension induite au secondaire et tertiaire du tore donnant les ordres de commandes respectivement aux transistors Low puis Hight. Lapplication souvent propose de ces structures de convertisseurs concernent des charges caractristiques de rsistance ngatives.

Dans le cadre de mon projet de mastre [13] nous avons tabli une tude exprimentale afin de pouvoir valider le choix de tore saturable. La figure I.21 montre le montage



exprimental que nous avons utilis pour la dtermination de la courbe dhystrsis loscilloscope.

Nous avons utilis un tore caractris par : Une section S= 12mm2, une longueur moyenne le=10.5mm, un nombre de spires primaire N1=12spires, un nombre de spires secondaire N2=15 spires.

Le nombre dAmpre-tour est fix N1.I = 12A pour une frquence F=3KHz. A partir de ce montage, nous avons pu visualiser le cycle dhystrsis B(H) (Fig.I.22).

Avec ce tore, on narrive pas atteindre la saturation. Donc pour atteindre ce but, il faut soit augmenter le nombre des spires primaire ce qui est impossible en tenant compte de la dimension du tore, soit augmenter la valeur du courant primaire ce que ne peut faire notre montage. Alors nous avons utilis un autre tore de dimension plus petite. Celui-ci est caractris par une section S= 7mm2, une longueur moyenne le= 6.5mm, un nombre de spires primaire N1=3, et secondaire N2= 15. La figure I.23 reprsente le cycle dhystrsis B(H) pour ce tore.

Fig.I.21: Montage exprimentale pour caractriser le tore [13]



Fig.I.22:Cycle dhystrsis B(H) ; Une section S= 12mm2, F=3KHz [13]

Fig.I.23:Cycle dhystrsis B(H) ; section S= 6.5 mm2 [13]

Avec ce tore on arrive atteindre la saturation, et ceci nous permet de dmontrer les trois zones de fonctionnement : la zone linaire, la zone de coude et la zone de saturation, donc de dterminer la valeur de linductance dans chaque zone, linduction magntique maximale (BM), linduction magntique rmanente (Br ) et lexcitation coercitive (Hc ). A partir de la courbe qui reprsente lvolution de flux en fonction du courant, nous avons pu dterminer la valeur du courant qui permet datteindre la saturation de tore et par la suite dassurer le bon fonctionnement de notre convertisseur.

Ce systme de commande auto-oscillant prsente une suret de fonctionnement simple puisque il permet la prsence dun temps mort naturel issu de la saturation du tore. On imagine lavantage de notre procd et sa simplicit en comparaison avec les mthodes de

X: 500 mVolt Y: 100 mVolt



gestion de temps mort numrique existantes dans les commandes des convertisseurs conventionnelle.

Cependant, le systme de commande auto-oscillant ne permet pas de faire varier le courant de charge. Pour cela on va essayer de prsenter de nouvelles mthodes de commande pour que notre convertisseur auto-oscillant devienne capable de varier le courant de charge tout en gardant ces principaux avantages.



6. Transformateur de puissance haute frquence

6.1. Les possibilits dintgration

Dans la dernire dcennie du 20me sicle, les recherches en lectronique de puissance se sont focalises sur lintgration afin damliorer les performances des convertisseurs en termes de densit de puissance, rendement, et compacit, les efforts de recherche en intgration se sont multiplis et ont donn naissance plusieurs technologies sur lesquelles les actions se sont concentres. Les fabricants de semi-conducteurs travaillent sur laugmentation de la puissance commute avec une diminution des surfaces et volumes de refroidissement. A l'heure actuelle, l'intgration monolithique est en pleine volution tant sur le plan de la conception de nouvelles fonctions monolithiques de puissance que sur le dveloppement de nouvelles solutions technologiques, citons les recherches sur les composants en carbure de silicium (SIC), qui sont dvelopps depuis une quinzaine dannes. Les caractristiques lectriques, thermiques et mcaniques font de ce matriau lun des principaux candidats qui assurent le dveloppement de llectronique de puissance haute tension et haute temprature [22]. Mme si ces travaux ne sont pas abords ici, ils permettront, par une meilleure matrise des commutations, une rduction des contraintes, des pertes, des gains importants sur le volume final du convertisseur.

Dans notre travail, nous mettrons en avant uniquement lintgration des composants passifs pour llectronique de puissance. Les premires recherches sur lintgration de composants passifs ont t ralises il y a une vingtaine dannes dans un laboratoire d'Afrique Sud (Energy Laboratory ; Universit de Rand) au sein de lquipe de J.D. van Wyk et J.A. Ferreira. Ils sont concentrs sur lintgration de capacits et dinductances pour raliser soit des filtres soit des circuits rsonants selon le mode de connexion [23]. Le laboratoire SATIE (ENS de Cachan) par lintermdiaire de lquipe de F. Costa a concentr une partie de ses actions de recherche sur ce thme [24]. Dans la continuit de leurs travaux, lquipe de J.D.van. Wyk a propos lide de marier les trois composants passifs classiquement disponibles dans une structure dlectronique de puissance savoir un transformateur, une inductance, et un condensateur [25]. La technologie utilise nest autre que la technologie des circuits multicouches, appele planaire, qui va permettre un gain en volume, en interconnexions et en vacuation thermique. Initialement, ces prototypes LCT taient

seulement capables de produire 100W de puissance de sortie [26] avec une gamme de



frquence en Mgahertz. Mais, en 2009, les taux de puissance de sortie vont jusqu' 3KW pour une frquence de 200KHz [27]. La ralisation dun LCT prsente de nombreuses contraintes plus ou moins dlicates surmonter, savoir lavance technologique pour raliser lempilement pour former un seul bloc comprenant plusieurs fonctions une grande puissance et une frquence de centaine de KHz. Durant ces 7 dernires annes, les travaux dvelopps au sein de notre laboratoire LSE se sont focalises pour une grande part sur le transformateur planaire en vue damliorer leurs performances en termes de rendement, compacit et fiabilit [41] [42].

6.2. Le transformateur planaire

La monte en frquence saccompagne dune diminution du volume, du nombre de spires primaires et secondaires et du circuit magntique du transformateur. Par la suite, partir des annes 1990 est apparu une nouvelle technique de conception de transformateur dite planaire, muni dune technique de bobinage sur PCB. Un transformateur sera dit planaire si les enroulements sont concentriques au lieu d'tre superposs (ce qui permet effectivement une hauteur rduite). Le caractre "planaire" du transformateur tient donc plus la disposition des enroulements selon des plans superposs qu' la gomtrie du noyau.

Fig.I.24 : Vue clate d'un transformateur planaire

Les enroulements utiliss dans les transformateurs planaires sont raliss soit en circuit imprim un ou plusieurs circuits multicouches soit par des feuilles de mtal dcoupes.



Utilises avec des noyaux de ferrite plats, ils aboutissent un transformateur particulirement compact avec un profil bas. La figure I.24 montre une vue clate d'un transformateur planaire, les bobinages sont gravs sur des cartes multicouches avec des fentes coupes pour introduire le noyau de ferrite.

6.2.1. Type des noyaux des transformateurs planaires

Les principales diffrences entre les transformateurs traditionnels et planaires se trouvent dans la gomtrie du noyau et la structure des enroulements.

. (a)

(b)

(c)

(d) Fig.I.25 : Type des noyaux des transformateurs planaires : (a) noyaux EE et EI, (b) noyaux ER,

(c) noyaux RM, (d) noyaux PQ [52]



Les noyaux de ferrites les plus utiliss sont les noyaux EE ou EI, mais ils ne sont pas les seules gomtries planaires disponibles. Quelques firmes de l'industrie de ferrite offrent des versions profil bas de leurs noyaux standards EE ou EI, Dautres noyaux ER ou RM propos par Ferroxcube, comme le montre la Figure I.25.b et I.25.c, Ferrite Internationale propose des noyaux PQ, comme reprsent la Figure I.25.d. Il ya plusieurs avantages des noyaux avec une colonne centrale rond tels que les gomtries PQ-RM et ER, ils permettent une utilisation plus efficace de cuivre et de l'espace.

6.2.2. Type denroulements planaires en PCB

Il existe deux configurations de base pour la conception des enroulements planaires. La premire configuration en forme de spirale est destine pour les noyaux EE ou El avec le centre rectangulaire (Fig.I.26.a). La deuxime configuration est reprsente sur la figure I.26.b, cette forme circulaire est destine pour les autres noyaux magntiques avec centre rond (noyaux ER ou RM ou PQ).

Fig.I 26: Types de structures denroulement planaire : (a) type spirale, (b) type circulaire

6.3. Avantages et inconvnients des transformateurs planaires

Les principaux avantages des transformateurs planaires sont le faible encombrement, qui conduisent une densit de puissance leve [28]. Le transformateur traditionnel prsente une dimension relativement grande en hauteur qui est un obstacle la miniaturisation de la conception du dispositif lectronique ; le transformateur planaire peut surmonter ce problme avec sa faible hauteur. Par rapport aux fils ronds utiliss dans les transformateurs classiques, des pistes trs fines peuvent tre facilement utilises dans la structure planaires. Le point le plus important est que la disposition des enroulements planaires peut tre



prcisment reproduite simplement par une technique de reproduction photographique. Les avantages de transformateurs planaires peuvent tre rsums comme suit:

- Technique de reproduction simple, caractristiques lectriques lidentique.

- meilleur cot de revient.

- Haute densit de puissance [28]

- faible hauteur

- solide construction mcanique

- bonne performance thermique

Malgr les nombreux avantages, les transformateurs planaires prsentent quelques inconvnients. L'inconvnient des structures existantes de transformateurs planaires est principalement bas sur le dsquilibre de la rpartition du flux magntique l'intrieur de la structure d'enroulement, par consquent, les courants de Foucault se concentrent sur la zone haute de flux de fuite [29]. Donc les pertes par courants de Foucault ingales vont chauffer slectivement certaines sections de pistes du transformateur haute frquence, et ces points chauds peuvent endommager le transformateur.

Les transformateurs noyau magntique planaire utilisent des structures de bobinage spirales ont de graves problmes deffet de peau se traduisant par un effet de bord et de proximit, donc les phnomnes de dsquilibre de la rpartition du courant dans les spires est proccupante.

Dans le chapitre 3, l'inconvnient des structures des enroulements planaires existantes est illustr par une mthode de simulation par lment fini MEF. A partir de ces rsultats de simulation, ce phnomne lectromagntique non visible peut tre vu.

Pour les conducteurs ronds, le fils de Litz a t prconis pour rduire les pertes en conduction. Les mthodes de construction du conducteur Litz planaire consiste diviser le large conducteur en plusieurs pistes isoles en longueur et inclines 45, puis les relier travers de via sur une plaque PCB [29] dans un conducteur plus pais. Un fil du Litz est construit de faon ce que chaque piste occupe toutes les positions tout le long du fils. De cette faon leffet de peau et de proximit sont rduits.



Inspir du fils de Litz rond, la structure du Litz planaire a t propose afin de rduire la rsistance en rgime alternatif du conducteur planaire. La figure I.27 montre le dessin d'un conducteur du Litz planaire propos par [29].

Les rsultats de la simulation par lments finis trois dimensions de [29] montrent que le conducteur de Litz planaire peut avoir une rsistance en alternatif plus faible qu'un conducteur solide pour une mme gamme de frquence (Fig.I.28).

Pour notre transformateur planaire on propose une nouvelle forme de fils de Litz planaire. Lide propose consistera transposer les spires entre elles afin dobliger le courant de passer partout dans les spires et non pas se limiter aux bords des spires rectangulaires. Lavantage de notre proposition est sa simplicit qui sera tudie au chapitre 3, puis conu exprimentalement.

Fig.I.27 : Fils de planaire propos par [29]

Fig.I.28. Rsistance en courant alternatif pour un fil rectangulaire plein et des fils de planaire sur PCB en fonction de la frquence [29].



7. Les Rgimes de recharge standard de batterie

Gnralement on trouve deux rgimes de recharge, le rgime IU et le rgime IUU [30].

- Rgime de recharge standard IU :

Ce rgime comporte deux tapes de recharge nommes boost, et floating (Fig.I.29) :

o Charge normal (bulk) : Pendant cette tape on charge la batterie avec le maximum du courant permis (C/5, Cest la capacit de batterie en AH) pour assurer la rcupration rapide de la capacit de la batterie, alors que la tension aux bornes de la batterie Vbat augmente graduellement. Quand la tension aux bornes de la batterie atteint la valeur VR le processus de charge passe la deuxime phase de charge. Aprs la phase 1 on restaure environ 70 80% de ltat de charge de la batterie.

o Charge de finition (floating) : Durant cette phase la tension est maintenue gale la tension de floating VF, alors que le courant diminue jusqu' atteindre C/50. Cette tape permet dviter lautodcharge.

Cette tension peut tre applique pendan

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thése BELLOUMI