theses.insa-lyon.frtheses.insa-lyon.fr/publication/2005ISAL0097/these.pdf · Ce matin, j’ai imaginé que des hommes et des femmes venus de tous les horizons de la connaissance,

Numéro d'ordre : 2005-ISAL-0097 Année 2005

THÈSE

présentée

devant l'INSTITUT NATIONAL DES SCIENCES APPLIQUÉES DE LYON

pour obtenir

LE GRADE DE DOCTEUR

ÉCOLE DOCTORALE : ÉLECTRONIQUE ÉLECTROTECHNIQUE AUTOMATIQUE

FORMATION DOCTORALE : GÉNIE ÉLECTRIQUE

par

Pierre LEFRANCIngénieur Supélec

Étude, conception et réalisation de circuits de commanded'IGBT de forte puissance

Soutenue le 30 novembre 2005 devant la commission d'examen

Jury : Rapporteur S. Lefebvre SATIE - Maître de conférencesRapporteur JP. Ferrieux LEG - ProfesseurDirecteur de thèse JP. Chante CEGELY - ProfesseurDirecteur de thèse D. Bergogne CEGELY - Maître de conférencesExaminateur T. Meynard LEEI – Directeur de RechercheInvité J.F. Roche ARCEL - Industriel

Cette thèse a été préparée au Centre de Génie Electrique de Lyon (CEGELY) avec le financement de la société ARCEL,Champagne Au mont d'Or – 69.

Novembre 2003

INSTITUT NATIONAL DES SCIENCES APPLIQUEES DE LYON

Directeur : STORCK A.

Professeurs : AMGHAR Y. LIRIS AUDISIO S. PHYSICOCHIMIE INDUSTRIELLE BABOT D. CONT. NON DESTR. PAR RAYONNEMENTS IONISANTS BABOUX J.C. GEMPPM*** BALLAND B. PHYSIQUE DE LA MATIERE BAPTISTE P. PRODUCTIQUE ET INFORMATIQUE DES SYSTEMES MANUFACTURIERS BARBIER D. PHYSIQUE DE LA MATIERE BASKURT A. LIRIS BASTIDE J.P. LAEPSI**** BAYADA G. MECANIQUE DES CONTACTS BENADDA B. LAEPSI**** BETEMPS M. AUTOMATIQUE INDUSTRIELLE BIENNIER F. PRODUCTIQUE ET INFORMATIQUE DES SYSTEMES MANUFACTURIERS BLANCHARD J.M. LAEPSI**** BOISSE P. LAMCOS BOISSON C. VIBRATIONS-ACOUSTIQUE BOIVIN M. (Prof. émérite) MECANIQUE DES SOLIDES BOTTA H. UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Développement Urbain BOTTA-ZIMMERMANN M. (Mme) UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Développement Urbain BOULAYE G. (Prof. émérite) INFORMATIQUE BOYER J.C. MECANIQUE DES SOLIDES BRAU J. CENTRE DE THERMIQUE DE LYON - Thermique du bâtiment BREMOND G. PHYSIQUE DE LA MATIERE BRISSAUD M. GENIE ELECTRIQUE ET FERROELECTRICITE BRUNET M. MECANIQUE DES SOLIDES BRUNIE L. INGENIERIE DES SYSTEMES D’INFORMATION BUFFIERE J-Y. GEMPPM*** BUREAU J.C. CEGELY* CAMPAGNE J-P. PRISMA CAVAILLE J.Y. GEMPPM*** CHAMPAGNE J-Y. LMFA CHANTE J.P. CEGELY*- Composants de puissance et applications CHOCAT B. UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Hydrologie urbaine COMBESCURE A. MECANIQUE DES CONTACTS COURBON GEMPPM COUSIN M. UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Structures DAUMAS F. (Mme) CENTRE DE THERMIQUE DE LYON - Energétique et Thermique DJERAN-MAIGRE I. UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL DOUTHEAU A. CHIMIE ORGANIQUE DUBUY-MASSARD N. ESCHIL DUFOUR R. MECANIQUE DES STRUCTURES DUPUY J.C. PHYSIQUE DE LA MATIERE EMPTOZ H. RECONNAISSANCE DE FORMES ET VISION ESNOUF C. GEMPPM*** EYRAUD L. (Prof. émérite) GENIE ELECTRIQUE ET FERROELECTRICITE FANTOZZI G. GEMPPM***

FAVREL J. PRODUCTIQUE ET INFORMATIQUE DES SYSTEMES MANUFACTURIERS FAYARD J.M. BIOLOGIE FONCTIONNELLE, INSECTES ET INTERACTIONS FAYET M. (Prof. émérite) MECANIQUE DES SOLIDES FAZEKAS A. GEMPPM FERRARIS-BESSO G. MECANIQUE DES STRUCTURES FLAMAND L. MECANIQUE DES CONTACTS FLEURY E. CITI FLORY A. INGENIERIE DES SYSTEMES D’INFORMATIONS FOUGERES R. GEMPPM*** FOUQUET F. GEMPPM*** FRECON L. (Prof. émérite) REGROUPEMENT DES ENSEIGNANTS CHERCHEURS ISOLES GERARD J.F. INGENIERIE DES MATERIAUX POLYMERES GERMAIN P. LAEPSI**** GIMENEZ G. CREATIS** GOBIN P.F. (Prof. émérite) GEMPPM*** GONNARD P. GENIE ELECTRIQUE ET FERROELECTRICITE GONTRAND M. PHYSIQUE DE LA MATIERE GOUTTE R. (Prof. émérite) CREATIS** GOUJON L. GEMPPM*** GOURDON R. LAEPSI****.

GRANGE G. (Prof. émérite) GENIE ELECTRIQUE ET FERROELECTRICITE GUENIN G. GEMPPM*** GUICHARDANT M. BIOCHIMIE ET PHARMACOLOGIE GUILLOT G. PHYSIQUE DE LA MATIERE GUINET A. PRODUCTIQUE ET INFORMATIQUE DES SYSTEMES MANUFACTURIERS GUYADER J.L. VIBRATIONS-ACOUSTIQUE GUYOMAR D. GENIE ELECTRIQUE ET FERROELECTRICITE

Novembre 2003

HEIBIG A. MATHEMATIQUE APPLIQUEES DE LYON JACQUET-RICHARDET G. MECANIQUE DES STRUCTURES JAYET Y. GEMPPM*** JOLION J.M. RECONNAISSANCE DE FORMES ET VISION JULLIEN J.F. UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Structures JUTARD A. (Prof. émérite) AUTOMATIQUE INDUSTRIELLE KASTNER R. UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Géotechnique KOULOUMDJIAN J. (Prof. émérite) INGENIERIE DES SYSTEMES D’INFORMATION LAGARDE M. BIOCHIMIE ET PHARMACOLOGIE LALANNE M. (Prof. émérite) MECANIQUE DES STRUCTURES LALLEMAND A. CENTRE DE THERMIQUE DE LYON - Energétique et thermique LALLEMAND M. (Mme) CENTRE DE THERMIQUE DE LYON - Energétique et thermique LAREAL P (Prof. émérite) UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Géotechnique LAUGIER A. (Prof. émérite) PHYSIQUE DE LA MATIERE LAUGIER C. BIOCHIMIE ET PHARMACOLOGIE LAURINI R. INFORMATIQUE EN IMAGE ET SYSTEMES D’INFORMATION LEJEUNE P. UNITE MICROBIOLOGIE ET GENETIQUE LUBRECHT A. MECANIQUE DES CONTACTS MASSARD N. INTERACTION COLLABORATIVE TELEFORMATION TELEACTIVITE MAZILLE H. (Prof. émérite) PHYSICOCHIMIE INDUSTRIELLE MERLE P. GEMPPM*** MERLIN J. GEMPPM*** MIGNOTTE A. (Mle) INGENIERIE, INFORMATIQUE INDUSTRIELLE MILLET J.P. PHYSICOCHIMIE INDUSTRIELLE MIRAMOND M. UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Hydrologie urbaine MOREL R. (Prof. émérite) MECANIQUE DES FLUIDES ET D’ACOUSTIQUES MOSZKOWICZ P. LAEPSI**** NARDON P. (Prof. émérite) BIOLOGIE FONCTIONNELLE, INSECTES ET INTERACTIONS NAVARRO Alain (Prof. émérite) LAEPSI**** NELIAS D. LAMCOS NIEL E. AUTOMATIQUE INDUSTRIELLE NORMAND B. GEMPPM NORTIER P. DREP ODET C. CREATIS** OTTERBEIN M. (Prof. émérite) LAEPSI**** PARIZET E. VIBRATIONS-ACOUSTIQUE PASCAULT J.P. INGENIERIE DES MATERIAUX POLYMERES PAVIC G. VIBRATIONS-ACOUSTIQUE PECORARO S. GEMPPM PELLETIER J.M. GEMPPM*** PERA J. UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Matériaux PERRIAT P. GEMPPM*** PERRIN J. INTERACTION COLLABORATIVE TELEFORMATION TELEACTIVITE

PINARD P. (Prof. émérite) PHYSIQUE DE LA MATIERE PINON J.M. INGENIERIE DES SYSTEMES D’INFORMATION PONCET A. PHYSIQUE DE LA MATIERE POUSIN J. MODELISATION MATHEMATIQUE ET CALCUL SCIENTIFIQUE PREVOT P. INTERACTION COLLABORATIVE TELEFORMATION TELEACTIVITE PROST R. CREATIS**

RAYNAUD M. CENTRE DE THERMIQUE DE LYON - Transferts Interfaces et Matériaux REDARCE H. AUTOMATIQUE INDUSTRIELLE RETIF J-M. CEGELY* REYNOUARD J.M. UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Structures RICHARD C. LGEF RIGAL J.F. MECANIQUE DES SOLIDES RIEUTORD E. (Prof. émérite) MECANIQUE DES FLUIDES ROBERT-BAUDOUY J. (Mme) (Prof. émérite) GENETIQUE MOLECULAIRE DES MICROORGANISMES ROUBY D. GEMPPM*** ROUX J.J. CENTRE DE THERMIQUE DE LYON – Thermique de l’Habitat RUBEL P. INGENIERIE DES SYSTEMES D’INFORMATION SACADURA J.F. CENTRE DE THERMIQUE DE LYON - Transferts Interfaces et Matériaux SAUTEREAU H. INGENIERIE DES MATERIAUX POLYMERES SCAVARDA S. (Prof. émérite) AUTOMATIQUE INDUSTRIELLE SOUIFI A. PHYSIQUE DE LA MATIERE SOUROUILLE J.L. INGENIERIE INFORMATIQUE INDUSTRIELLE THOMASSET D. AUTOMATIQUE INDUSTRIELLE THUDEROZ C. ESCHIL – Equipe Sciences Humaines de l’Insa de Lyon

UBEDA S. CENTRE D’INNOV. EN TELECOM ET INTEGRATION DE SERVICES VELEX P. MECANIQUE DES CONTACTS VERMANDE P. (Prof émérite) LAEPSI VIGIER G. GEMPPM*** VINCENT A. GEMPPM*** VRAY D. CREATIS** VUILLERMOZ P.L. (Prof. émérite) PHYSIQUE DE LA MATIERE

Directeurs de recherche C.N.R.S. : BERTHIER Y. MECANIQUE DES CONTACTS CONDEMINE G. UNITE MICROBIOLOGIE ET GENETIQUE

COTTE-PATAT N. (Mme) UNITE MICROBIOLOGIE ET GENETIQUE ESCUDIE D. (Mme) CENTRE DE THERMIQUE DE LYON FRANCIOSI P. GEMPPM*** MANDRAND M.A. (Mme) UNITE MICROBIOLOGIE ET GENETIQUE POUSIN G. BIOLOGIE ET PHARMACOLOGIE ROCHE A. INGENIERIE DES MATERIAUX POLYMERES SEGUELA A. GEMPPM***

VERGNE P. LaMcos

Directeurs de recherche I.N.R.A. : FEBVAY G. BIOLOGIE FONCTIONNELLE, INSECTES ET INTERACTIONS GRENIER S. BIOLOGIE FONCTIONNELLE, INSECTES ET INTERACTIONS RAHBE Y. BIOLOGIE FONCTIONNELLE, INSECTES ET INTERACTIONS

Directeurs de recherche I.N.S.E.R.M. : KOBAYASHI T. PLM PRIGENT A.F. (Mme) BIOLOGIE ET PHARMACOLOGIE MAGNIN I. (Mme) CREATIS**

* CEGELY CENTRE DE GENIE ELECTRIQUE DE LYON ** CREATIS CENTRE DE RECHERCHE ET D’APPLICATIONS EN TRAITEMENT DE L’IMAGE ET DU SIGNAL ***GEMPPM GROUPE D'ETUDE METALLURGIE PHYSIQUE ET PHYSIQUE DES MATERIAUX ****LAEPSI LABORATOIRE D’ANALYSE ENVIRONNEMENTALE DES PROCEDES ET SYSTEMES INDUSTRIELS

2005SIGLE ECOLE DOCTORALE NOM ET COORDONNEES DU RESPONSABLE

CHIMIE DE LYON

Responsable : M. Denis SINOU

M. Denis SINOUUniversité Claude Bernard Lyon 1Lab Synthèse Asymétrique UMR UCB/CNRS 5622Bât 3082ème étage43 bd du 11 novembre 191869622 VILLEURBANNE CedexTél : 04.72.44.81.83 Fax : 04 78 89 89 [email protected]

E2MCECONOMIE, ESPACE ETMODELISATION DES COMPORTEMENTS

Responsable : M. Alain BONNAFOUS

M. Alain BONNAFOUSUniversité Lyon 214 avenue BerthelotMRASH M. Alain BONNAFOUSLaboratoire d’Economie des Transports69363 LYON Cedex 07Tél : 04.78.69.72.76Alain.bonnafous∂ish-lyon.cnrs.fr

E.E.A.ELECTRONIQUE, ELECTROTECHNIQUE,AUTOMATIQUE

M. Daniel BARBIER

M. Daniel BARBIERINSA DE LYONLaboratoire Physique de la MatièreBâtiment Blaise Pascal69621 VILLEURBANNE CedexTél : 04.72.43.64.43 Fax 04 72 43 60 [email protected]

E2M2EVOLUTION, ECOSYSTEME,MICROBIOLOGIE, MODELISATION http://biomserv.univ-lyon1.fr/E2M2

M. Jean-Pierre FLANDROIS

M. Jean-Pierre FLANDROISUMR 5558 Biométrie et Biologie EvolutiveEquipe Dynamique des Populations Bactériennes Faculté de Médecine Lyon-Sud Laboratoire de Bactériologie BP1269600 OULLINS Tél : 04.78.86.31.50 Fax 04 72 43 13 88E2m2∂biomserv.univ-lyon1.fr

EDIISINFORMATIQUE ET INFORMATIONPOUR LA SOCIETEhttp://www.insa-lyon.fr/ediis

M. Lionel BRUNIE

M. Lionel BRUNIEINSA DE LYONEDIISBâtiment Blaise Pascal69621 VILLEURBANNE CedexTél : 04.72.43.60.55 Fax 04 72 43 60 71ediis @insa-lyon.fr

EDISSINTERDISCIPLINAIRE SCIENCES-SANTEhttp://www.ibcp.fr/ediss

M. Alain Jean COZZONE

M. Alain Jean COZZONEIBCP (UCBL1)7 passage du Vercors69367 LYON Cedex 07Tél : 04.72.72.26.75 Fax : 04 72 72 26 [email protected]

MATERIAUX DE LYONhttp://www.ec-lyon.fr/sites/edml

M. Jacques JOSEPH

M. Jacques JOSEPHEcole Centrale de LyonBât F7 Lab. Sciences et Techniques des Matériaux et desSurfaces36 Avenue Guy de Collongue BP 16369131 ECULLY CedexTél : 04.72.18.62.51 Fax 04 72 18 60 [email protected]

Math IFMATHEMATIQUES ET INFORMATIQUEFONDAMENTALEhttp://www.ens-lyon.fr/MathIS

M. Franck WAGNER

M. Franck WAGNERUniversité Claude Bernard Lyon1 Institut Girard DesarguesUMR 5028 MATHEMATIQUESBâtiment Doyen Jean BraconnierBureau 101 Bis, 1er étage69622 VILLEURBANNE CedexTél : 04.72.43.27.86 Fax : 04 72 43 16 [email protected]

MEGAMECANIQUE, ENERGETIQUE, GENIECIVIL, ACOUSTIQUEhttp://www.lmfa.ec-lyon.fr/autres/MEGA/index.html

M. François SIDOROFF

M. François SIDOROFFEcole Centrale de LyonLab. Tribologie et Dynamique des Systêmes Bât G836 avenue Guy de CollongueBP 16369131 ECULLY CedexTél :04.72.18.62.14 Fax : 04 72 18 65 [email protected]

Ce matin, j’ai imaginé que des hommes et des femmes venus de tous les horizons dela connaissance, sociologues, mathématiciens, historiens, biologistes, philosophes, politi-ciens, auteurs de science-fiction, astronomes, se réunissaient dans un lieu isolé de touteinfluence. Ils formeraient un club : le Club des visionnaires.J’ai imaginé que ces spécialistes discuteraient et tenteraient de mêler leurs savoirs et leursintuitions pour établir une arborescence, l’arborescence de tous les futurs possibles pourl’humanité, la planète, la conscience.Ils pourraient avoir des avis contraires, cela n’aurait aucune importance. Ils pourraientmême se tromper. Peu importe qui aurait raison ou tort, ils ne feraient qu’accumuler, sansnotion de jugement moral, les épisodes possibles pour l’avenir de l’humanité. L’ensembleconstituerait une banque de données de tous les scénarios de futurs imaginables.Sur les feuilles de l’arbres s’inscriraient des hypothèses : "Si une guerre mondiale éclatait",ou "Si la météorologie se déréglait", ou "Si l’on se mettait à manquer d’eau potable", ou"Si on utilisait le clonage pour engendrer de la main d’oeuvre gratuite", ou "Si l’on arrivaità créer une ville sur Mars", ou "Si l’on découvrait qu’une viande a provoqué une maladiecontaminant tous ceux qui en ont consommé", ou "Si on réussissait à brancher des cer-veaux directement sur des ordinateurs", ou "Si des matières radioactives commençaient àsuppurer des sous-marins nucléaires russes coulés dans les océans".Mais il pourrait y avoir des feuilles plus bénignes ou plus quotidiennes comme "Si la modedes minijupes revenait", ou "Si on abaissait l’âge de la retraite", ou "Si l’on réduisait letemps de travail", ou "Si l’on abaissait les normes de pollution automobile autorisées".On verrait alors sur cet immmense arbre se déployer toutes les branches et les feuilles dufutur possible de notre espèce.On verrait aussi apparaître de nouvelles utopies.Ce travail d’apprentissage visionnaire serait entièrement représenté dans ce schéma. Evi-demment, il n’aurait pas la prétention de "prédire l’avenir" mais en tout cas l’avantage dedésigner les enchaînements logiques d’évènements.Et à travers cet arbre des futurs possibles, on discuterait ce que j’ai appelé la VMV : "Voiede moindre violence". On verrait qu’une décision impopulaire sur le moment peut éviterun gros problème, à moyen ou à long terme.L’Arbre des possible aiderait ainsi les politiciens à surmonter leur peur de déplaire pourrevenir à plus de pragmatisme. Ils pourraient déclarer : "L’Arbre des possibles montre que,si j’agis en ce sens, cela aura des conséquences pénibles dans l’immédiat, mais nous échap-perons à telle ou telle crise ; tandis que si je ne fais rien, nous risquons probablement telleou telle catastrophe."Le public, moins apathique qu’on ne se le figure généralement, comprendrait et ne ré-agirait plus de manière épidermique, mais en tenant compte de l’intérêt de ses enfants,petits-enfants et arrières-petits-enfants.Certaines mesures écologiques difficiles à prendre deviendraient plus acceptables.L’Arbre des possibles aurait pour vocation non seulement de permettre de détecter la VMVmais aussi de passer un pacte politique avec les générations à venir, en vue de leur laisserune terre viable.

Bernard Werber, L’Arbre des possibles.

vi

Ces travaux de thèse ont été effectués au sein du laboratoire CEGELY del’INSA de Lyon et de la société ARCEL. Je tiens en premier lieu à remercier Mon-sieur le Professeur Jean-Pierre Chante pour m’avoir accueilli au sein de son labo-ratoire et Monsieur Yves Paris au sein de sa société.

Merci à Dominique Bergogne et Jean-Pierre Chante d’avoir été mes directeursde thèse. J’espère avoir été un bon thésard.

Je remercie Monsieur Stéphane Lefebvre et Monsieur Jean-Paul Ferrieux departiciper au jury en tant que rapporteurs.

Je remercie Monsieur Thierry Meynard de participer au jury en tant qu’exami-nateur.

Je remercie Monsieur François Costa, professeur au SATIE de l’ENS Cachanet Monsieur Dejan Vasic pour leur collaboration et leur aide en matière de trans-formateur piézoélectrique.

Je remercie Monsieur Paul Gonnard, professeur au LGEF de l’INSA de Lyonpour sa collaboration et son aide en matière de transformateur piézoélectrique.

Je tiens à remercier Jean-François Roche pour m’avoir encadré pendant cestrois années et de m’avoir fait participer activement à l’activité du service tech-nique de la société ARCEL.

Je remercie également Philippe Lardet et Ludovic Derouen pour leurs conseilset leur aide quotidienne. Mes remerciements se portent également sur Mathieu He-rodet (pour sa bonne humeur et sa culture musicale), Nonos (pour son rire), Affif(pour ses discussions passionnantes), le BE (pour leurs blagues), Chantal - Fran-çoise - Caroline - Isabelle - Odile - Sandra et Jojo (pour leur gentillesse) et tousceux que je n’ai pas cité.

Un grand merci à Hervé Morel et Bruno Allard pour leurs conseils et leurs re-lectures ; à Dominique Planson pour m’avoir confié des enseignements et m’avoirgrandement aidé pour les simulations ; à Pierre Brosselard pour son aide et seshistoires de vieux tracteurs ; à Jean-Pierre Masson et Pascal Venet pour m’avoirfait entrer au CEGELY ; à Cyril Buttay pour son aide gargantuesque ; "l’père","l’bombé" et "l’glaude" (ils se reconnaîtrons) ; et toute l’équipe du CEGELY.

Un grand merci à mes parents, mon frère et toute ma famille.

vii

Table des matières

Introduction générale xii

1 Etat de l’art des modules IGBT de puissance 11.1 Les convertisseurs statiques . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11.2 Les semiconducteurs de puissance . . . . . . . . . . . . . . . . . 21.3 Les modules IGBT de puissance . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3

1.3.1 Historique de l’IGBT . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31.3.2 Comportement physique d’une cellule IGBT . . . . . . . 41.3.3 Les différentes technologies de puces IGBT . . . . . . . . 81.3.4 Les différents types de boîtiers des modules IGBT . . . . 151.3.5 Les diodes des modules IGBT . . . . . . . . . . . . . . . 22

1.4 Bilan et perspectives . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 221.5 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24

2 Etat de l’art des circuits de commande d’IGBT 252.1 Description des circuits de commande d’IGBT dans leur environ-

nement . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 252.2 Commande de grille des modules IGBT . . . . . . . . . . . . . . 27

2.2.1 Commande en tension . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 282.2.2 Commande en courant . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 312.2.3 Commande mixte . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 332.2.4 Commande en tension avec plusieurs résistances de grille . 352.2.5 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35

2.3 Protections des modules IGBT . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 372.3.1 Causes de destruction de modules IGBT . . . . . . . . . . 372.3.2 Protection thermique . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 382.3.3 Protections contre les court-circuits et surintensités . . . . 412.3.4 Protections contre les surtensions . . . . . . . . . . . . . 442.3.5 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46

2.4 Transmission des ordres . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 472.4.1 Transmission optique . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 482.4.2 Transformateur magnétique . . . . . . . . . . . . . . . . 51

ix

TABLE DES MATIÈRES

2.4.3 Transformateur sans noyau magnétique : transformateurcoreless . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52

2.4.4 Transformateur piezo-électrique . . . . . . . . . . . . . . 542.4.5 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 55

2.5 Transmission de puissance . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 552.5.1 Transformateurs magnétiques . . . . . . . . . . . . . . . 572.5.2 Transformateur coreless . . . . . . . . . . . . . . . . . . 652.5.3 Transformateur piezo-électrique . . . . . . . . . . . . . . 682.5.4 Transmission optique . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 702.5.5 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 71

2.6 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72

3 Analyse et modélisation en commutation des modules IGBT 733.1 Modélisation électrique simplifiée de puce IGBT . . . . . . . . . 73

3.1.1 Modélisation statique des puces IGBT . . . . . . . . . . . 733.1.2 Modélisation des effets capacitifs des puces IGBT . . . . 74

3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande 773.2.1 Commande de grille en tension avec diode parfaite - simu-

lation analytique . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 783.2.2 Commande de grille en tension avec diode réelle et induc-

tance de câblage - simulation analytique . . . . . . . . . . 853.2.3 Commande de grille en courant avec diode réelle et câ-

blage - simulation analytique . . . . . . . . . . . . . . . . 873.2.4 Influence du circuit de commande de grille sur la commu-

tation de l’IGBT - simulations analytique et numérique . . 933.2.5 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 98

3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage de moduleIGBT . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 983.3.1 Intérêt de la prise en compte des inductances de câblage . 983.3.2 Influence des inductances de câblage . . . . . . . . . . . 99

3.4 Estimation et identification de l’inductance d’émetteur de modulesIGBT 1200A-3300V . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1163.4.1 Présentation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1163.4.2 Identification de L7 par une mesure en commutation . . . 1173.4.3 Estimation de L7 avec le logiciel InCa . . . . . . . . . . . 1183.4.4 Comparaison des méthodes et des modules . . . . . . . . 122

3.5 Avalanche dynamique de module IGBT . . . . . . . . . . . . . . 1223.5.1 Introduction . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1223.5.2 Phénomène physique . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1223.5.3 Influence de la nature des puces IGBT . . . . . . . . . . . 1253.5.4 Influence du courant coupé et de la résistance de grille . . 1273.5.5 Simulation numérique d’une cellule IGBT Punch Through 128

3.6 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 139

x

TABLE DES MATIÈRES

4 Conception et réalisation d’une gamme de drivers d’IGBT 1414.1 Contraintes de conception . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1414.2 Commande de grille . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 141

4.2.1 Conception . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1444.2.2 Simultations et expérimentations . . . . . . . . . . . . . . 1544.2.3 Conséquences des gradients de tension sur la commande

de grille . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1594.3 Protection des modules IGBT . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 162

4.3.1 Description de la solution . . . . . . . . . . . . . . . . . 1634.3.2 Résultats expérimentaux . . . . . . . . . . . . . . . . . . 174

4.4 Transmission des ordres . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1804.4.1 Transmission du primaire vers secondaire . . . . . . . . . 1804.4.2 Transmission du secondaire vers primaire . . . . . . . . . 185

4.5 Transmission de puissance . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1924.5.1 Analyse et conception . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1924.5.2 Résultats expérimentaux . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1954.5.3 Alimentation à base de transformateur piezoélectrique . . 198

4.6 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 203

Conclusion générale et perspectives 205

Bibliographie 207

xi

Introduction générale

Depuis ses débuts en 1980, l’IGBT a pris une importance énorme pour arriverà l’heure actuelle à concurrencer tous les autres composants de puissance : bipo-laire, MOSFET, GTO, . . . Une large gamme de modules IGBT est actuellementdisponible : de quelques dizaines d’Ampère à quelques kilo-Ampère et de 300V à6500V.

Dans les convertisseurs de puissance, les modules IGBT sont associés à unecarte appelée "driver". Le driver a pour fonction de piloter son module IGBT as-socié et de garantir son intégrité en cas de défauts (surintensité et surtension). Ledriver constitue un sous système au sein du convertisseur. Il devient aussi impor-tant que le module IGBT. L’enjeu est de taille car certains modules coûtent plus de1000C l’unité.

Le travail présenté dans ce mémoire a pour but d’étudier la conception et la réa-lisation d’une gamme de circuits de commande de modules IGBT (gamme de troisdrivers). Ces drivers répondent à un besoin industriel et seront produits en moyennesérie en technologie hybride (circuit imprimé et composants traditionnels).

Le premier et second chapitre de ce mémoire constituent un état de l’art desmodules IGBT et des drivers d’IGBT. Les différentes technologies de puces IGBTpropres aux différents constructeurs sont exposées et expliquées afin de clarifierl’abondance de technologies de puces. Les fonctions de base des drivers d’IGBTsont exposées ainsi que les solutions technologiques classiques associées.

Dans le troisième chapitre, une modélisation des puces IGBT est proposée afind’étudier leurs commutations en vue de leur commande. On propose également deprendre en compte les effets inductifs dus au câblage dans les boîtiers des modulesIGBT. Afin de finaliser la modélisation des puces IGBT, nous proposons l’étude duphénomène d’avalanche dynamique présent sur certaines technologies de puces àl’aide d’équations simples puis de simulations par éléments finis.

Enfin, nous proposons l’analyse et la conception des fonctions élémentairespropres aux drivers d’IGBT. Des méthodes de conception, des simulations et desrésultats expérimentaux sont proposés.

xii

Chapitre 1

Etat de l’art des modules IGBTde puissance

Dans ce chapitre, nous exposons l’historique de la technologie de l’IGBT1 de-puis ses débuts jusqu’en 2005. Les différentes structures de puce sont expliquées(PT2, NPT3, . . .) ainsi que les différentes technologies propres à certains construc-teurs (CSTBT4, IEGT5, . . .) dans le but de clarifier les abréviations rencontréesdans la litterature.

1.1 Les convertisseurs statiques

La plupart des convertisseurs modernes sont constitués d’interrupteurs à basede composants à semiconducteur, d’éléments passifs (inductances, capacités, ré-sistances, transformateurs magnétiques et piezoélectriques) et de dissipateurs ther-miques. La nature de l’interrupteur dépend de la fréquence de découpage, du typede commutation (dure, ZVS6, ZCS7, . . .), du courant et de la tension commutés.Dans la majorité des cas, l’objectif est de diminuer le temps de conception (et in-directement le coût), le poids et le volume du convertisseur tout en respectant lescontraintes CEM8. Ceci passe par un compromis entre :

• la topologie de l’alimentation

• le type de commutation

• la fréquence de découpage

1Insulated Gate Bipolar Transistor2Punch Through3Non Punch Through4Carrier Stored Trench gate Bipolar Transistor5Injection Enhancement Gate Transistor6Zero Voltage Switching7Zero Current Switching8Compatibilité Electro-Magnétique

1

1.2 Les semiconducteurs de puissance

• la nature du dissipateur thermique

• la nature des interrupteurs

La figure 1.1 donne une bonne classification des applications des convertisseursen fonction des courants et tensions mis en jeux.

Tension [V]

Courant [A]

10 100 1000 10000

0.01

0.1

1

10

100

1000

Alimentationsintégrées

Telecom

Aut

omob

ile

Contrôlemoteur

Alimentationà

découpage

Traction

HVDC

Modules IGBT

FIG. 1.1 – Classification des applications des convertisseurs statiques en fonctiondu courant commuté et de la tension bloquée des composants semiconducteurs[Bal96]

1.2 Les semiconducteurs de puissance

Les composants de puissance commandables sont apparus dans les années1950 avec les premiers thyristors de puissance. Ils n’ont cessé d’évoluer et ontdonné naissance au MOSFET9 dans les années 1970 et à l’IGBT dans les années

9Metal Oxyde Semiconductor Field Effect Transistor

2

1.3 Les modules IGBT de puissance

1980 [Bal96].Le MOSFET est très bien adapté pour les convertisseurs basse-tension et à fré-

quence élevée (inférieure à 100V et supérieure à 50kHz) alors que l’IGBT est uti-lisé pour les tensions supérieures à 300V et des fréquences rarement supérieures à20kHz. Les GTO10 et thyristors sont dédiés aux applications haute tension (>1kV)fort courant (>1kA). La figure 1.2 résume cette classification de composants depuissance en fonction de la fréquence de commutation et du produit U.I des com-posants.

FIG. 1.2 – Classification des composants de puissance en fonction de la fréquencede découpage et le produit U.I des composants

Les modules IGBT ont un domaine d’application qui recouvre totalement celuides transistors bipolaires, partiellement celui des MOSFET et des GTO. C’est pour-quoi les modules IGBT sont des composants d’avenir dans les fortes et moyennespuissances [Bal96].


1.3.1 Historique de l’IGBT

Les transistors MOSFET permettent d’obtenir des commutations rapides avecune commande qui nécessite peu d’énergie. Ils présentent des chutes de potentielélevés et donc des pertes en conduction importantes surtout pour les composantshaute tension. Les transistors bipolaires ont une chute de tension à l’état passanttrès faible surtout pour les hautes tensions mais ont des commutations lentes. Cer-tains constructeurs ont voulu réunir dans un composant de puissance les avantagesdes MOSFET et des bipolaires.

10Gate Turn Off thyristor

3


En 1982, General Electric dépose un brevet pour l’IGR11 et RCA pour le COM-FET12. En 1983, Motorola propose la structure GEMFET13. D’autres noms sontassociés à cette structure de composant : IGT14, TGB15 [Arn92], Bipolar MOSTransistor, . . .[Per04]. Depuis le début des années 1990, les constructeurs utilisentcouramment le nom d’IGBT : Insulated Gate Bipolar Transistor.

1.3.2 Comportement physique d’une cellule IGBT

Le point de départ d’une cellule IGBT est une cellule MOSFET à canal hori-zontal et à courant vertical (VDMOS).

FIG. 1.3 – Coupe schématique d’une cellule IGBT à structure symétrique ou à basehomogène

Sur la figure 1.4, on montre le mouvement des trous et des électrons dans unecellule IGBT lors de la conduction. On fait apparaître la zone de charge d’espace,la création d’un effet JFET et du canal d’électron sous la grille.

Sur la figure 1.5, apparaissent les éléments constitutifs internes à cette struc-ture. Tout d’abord, un transistor bipolaire PNP qui a pour émetteur le collecteur del’IGBT. Ensuite, un transistor NPN qui a pour collecteur la zone de drain N−. Uneffet JFET est associé à la zone de charge d’espace entre les caissons PP+ près del’émetteur de l’IGBT et augmente la résistivité interne de l’IGBT. Les différentesrésistances internes sont également associées aux types de couches.

Sur la figure 1.6, on représente les circuits équivalents d’une cellule IGBT. Onvoit apparaître sur la figure 1.6(a) une structure thyristor avec les transistors PNP

11Insulated Gate Rectifier12COnductivity Modulated Field Effect Transistor13Gain Enhanced Field Effect Transistor14Insulated Gate Transistor15Transistor à Grille Bipolaire

4


FIG. 1.4 – Conduction d’une cellule IGBT - trajets des trous et des électrons

FIG. 1.5 – Schéma de principe d’une cellule IGBT - éléments constitutifs et para-sites

5


et NPN. Celle-ci ne doit pas être activée pour garder le contrôle de l’ouverture del’IGBT par la grille.

Rn(mod)

Rb

Grille

Emetteur

Collecteur

P+

N-Rn(mod)

Grille

Emetteur

Collecteur

N-

(a) (b)

FIG. 1.6 – Circuits équivalents d’une cellule IGBT

Pour que la structure thyristor N+PN−P+ ne s’amorce pas (phénomène de dé-clenchement ou de verrouillage du thyristor parasite ou "latch-up"), il faut que lajonction base-émetteur du transistor NPN reste bloquée. Pour cela, on diminue leplus possible la résistance Rb qui court-circuite la jonction base-émetteur du tran-sistor NPN. Dans la pratique, le gain du transistor PNP est ajusté à 0.3 pour que70% du courant passe par le MOSFET. Mais le gain du transistor PNP ne doit pasêtre trop diminué pour ne pas trop pénaliser la modulation de résistivité de la zoneN− et de ce fait la chute de tension à l’état passant.

Une technique simple pour diminuer la valeur de Rp consiste à doper plus forte-ment le caisson P au niveau des métallisations d’émetteurs. Mais le dopage de cettezone P est limité pour ne pas changer la tension de seuil du canal. Une techniqueplus évoluée, mais largement répandue, consiste à utiliser des formes spécifiquesde cellules pour repousser le déclenchement du thyristor parasite [Alo98] [Per04].

Par exemple, pour la forme en U, on introduit une résistance R1 entre la sourcedu MOSFET et l’émetteur de l’IGBT (figures 1.7 et 1.8). La chute de tension dansR1 empêche la polarisation de la jonction base-émetteur du transistor NPN. Cettetechnique repousse le phénomène de verrouillage du thyristor mais a pour effet deréduire la valeur du courant de court-circuit [Alo98]. Cette technique se traduit parla forme géométrique des cellules d’IGBT : sur la figure 1.8, apparaît la résistanceR1 entre le contact métallique d’émetteur et la source du MOSFET.

6


FIG. 1.7 – Schéma de principe pour repousser le verrouillage de l’IGBT

FIG. 1.8 – Cellule en U pour répousser le verrouillage de l’IGBT

7


1.3.3 Les différentes technologies de puces IGBT

NPT - PT : description [Alo98] [Per04]

Historiquement, il existe deux types de structures de cellules IGBT : NPT16 etPT17. La structure NPT étant apparue en 1982 et PT en 1985 [Bal96].

(a) (b)

FIG. 1.9 – Coupe schématique d’une cellule IGBT NPT (a) et PT (b)

Une cellule de type NPT est représentée figure 1.9(a). Pour des tensions supé-rieures ou égales à 1200V, on peut utiliser directement une plaquette brute de typeN−. Il faut compter 10V par micromètre pour la tenue en tension de la couche N−.L’inconvénient est que pour les tensions inférieures à 1200V, les plaquettes sontfines et nécessitent des machines à transport par coussin d’air pour éviter les casses[Alo98] [Per04].

Pour la technologie NPT, la couche N− est le substrat, la couche P+ côté col-lecteur est réalisée par diffusion ou implantation et est peu épaisse. La tenue en ten-sion directe bloquée est assurée par la zone épaisse N−. Cette couche N− épaisseconfère à la puce IGBT une chute de tension à l’état passant assez élevée. Cecidevient très pénalisant surtout pour la gamme des tensions bloquées inférieures à1200V. Mais, ce problème peut être résolu en utilisant une couche N− plus fine. Laquantité de charges stockées dans la zone N− peut être contrôlée par la réductiondu coefficient d’injection18 de trous en agissant sur l’épaisseur et la concentrationde la couche P+.

Sur la figure 1.9(b), on représente une cellule de type PT. Le substrat est detype P+ sur lequel on fait croître par épitaxie la couche N+ (couche tampon) puis lacouche N−. Cela permet d’avoir une couche N− plus fine que pour la technologieNPT pour la même tenue en tension. Ceci est possible grâce à la décroissancerapide du champ électrique en polarisation directe dans la zone tampon N+. Mais,la tenue en tension d’une cellule PT est dissymétrique contrairement à une cellule

16Non Punch Through : structure symétrique17Punch Through : structure asymétrique18rapport entre le courant total et le courant de trous au niveau de la couche P+ côté collecteur

8


de type NPT. Une structure PT offre une chute de tension à l’état passant très faiblegrâce à la faible épaisseur de la zone N− mais nécessite soit une injection de métauxlourds soit une irradiation de la zone N− pour créer des centres de recombinaisonpour accélérer la recombinaison des trous (porteurs minoritaires de la zone N−)lors de l’ouverture de l’IGBT (queue de courant) mais au détriment du Vcesat .

NPT - PT : comparaison, comportement

Dans cette partie, on montre les différences de comportement pour des IGBTPT et NPT pour des tensions comprises entre 600V et 1200V. Les courbes et ana-lyses sont tirées de la publication [She03] qui donnent des résultats pour des IGBTPT et NPT "trench gate" (voir page 10).

La technologie PT permet d’avoir des pertes faibles en conduction alors que latechnologie NPT offre des pertes faibles en commutation. Mais la liaison entre cesdeux technologies se fait à l’avantage de la structure NPT. La figure 1.10(a) résumeces tendances.

La structure NPT est fabriquée avec la technique "transparent anode" et permetde contrôler la concentration des porteurs du côté de l’anode (collecteur) sans avoirune grande répercussion sur la concentration des porteurs du côté de la cathode(émetteur) ce qui est bon pour le compromis Vcesat/Eo f f .

Sur une structure de type PT, le substrat est la couche P+ du collecteur, l’épais-seur est limitée par les procédés de fabrication pour des raisons mécaniques, sondopage ne peut pas être inférieur à une certaine valeur (environ 1018cm−3) à causede la résistance de cette couche. De plus, il est difficile de bien maîtriser le dopageet l’épaisseur de la couche tampon N+. Il faut utiliser une technique d’irradiationd’électrons de la couche N− pour limiter les pertes en commutation. Mais, la du-rée de vie des trous est améliorée côté collecteur et malheureusement aussi côtéémetteur de la zone N− ce qui a pour effet d’augmenter le Vcesat (figure 1.10(a)).

Vcesat

Eoff

Sans Irradiation

Avec irradiation

Trench IGBTPT

NPT

Eoff

Tj

PT

NPT

(a) (b)

FIG. 1.10 – Comportement des technologies PT et NPT

On voit que la technique "transparent anode" pour les IGBT NPT donne unmeilleur résultat que la technique d’irradiation pour les IGBT PT. Pour améliorer

9


les pertes à l’ouverture de la structure PT, on peut également utiliser l’implantationionique qui permet de concurrencer la structure NPT.

Sur la figure 1.10(b), on note que la structure PT est sensible à la température auniveau des pertes à l’ouverture (Eo f f ). Sur la figure 1.11, on montre que la structurePT est instable thermiquement avant la structure NPT dans les mêmes conditionsde test.

F

Tj

PTNPT

FIG. 1.11 – Comportement en température des cellule NPT et PT en fonction de lafréquence de commutation

La structure NPT permet de tenir plus longtemps le court-circuit que la struc-ture PT. Ceci s’explique par le fait que la zone N− de la structure PT est plus fineque celle de la structure NPT. La température croît plus rapidement dans la zoneN− de la structure PT. Dans [She03], une simulation montre que la températuremaximale pour la structure NPT est de 520K et de 750K pour la structure PT lorsd’un court-circuit.

Trench gate

La structure "trench gate" est apparue en 1987 pour les IGBT [Bal96]. Cettetechnologie permet d’éliminer l’effet JFET entre les cellules IGBT : voir figure1.12.

La chute de tension à l’état passant de l’IGBT est améliorée pour la technologietrench gate. Par ailleurs, la résistance de canal (Rcanal) est réduite. La largeur de lagrille est plus petite qu’en technologie planar et permet une meilleure densité decourant. De plus, le courant de "latch-up" est amélioré [Mot98]. L’inconvénient decette technologie est que la capacité grille-émetteur augmente et de ce fait changele comportement dynamique de l’IGBT [Mal01].

10


(a) (b)

FIG. 1.12 – Coupes schématique de cellules planar et trench gate

Field Stop, Light Punch Through, Soft Punch Through

A partir de la structure PT, les concepteurs de puce IGBT ont eu l’idée d’utiliserla couche N− comme substrat fin, une couche tampon N et une couche P+ pourl’injection de trous (figure 1.13).

FIG. 1.13 – Coupe schématique d’une cellule IGBT Field Stop et profil du champélectrique lors d’une polarisation directe bloquée

Cette structure est appelée Field Stop (FS) par Eupec et Fuji. La fine coucheN "Field Stop" faiblement dopée modifie l’injection de trous de la couche P (côtécollecteur) et permet de stopper le champ électrique de la zone N− en polarisationdirecte bloquée : voir figure 1.13 pour le profil du champ électrique théorique dela structure Field Stop. Le tableau 1.1 compare les différentes structures de cellule

11


PT NPT FSCouche P côtécollecteur

Fortement dopée,forte injectiondans la coucheN−

Faiblementdopée

Faiblementdopée

Zone de drain N− Fine : épitaxiée Moyennementépaisse

Fine : substrat fin

Couche addition-nelle N

Stoppe le champélectrique à l’étatbloqué

Pas de couche N Permet de stop-per le champ E àl’état bloqué

Carrier lifetime Méthodes pouraccélérer larecombinaison

Durée de vie nonoptimisée

Durée de vie nonoptimisée

TAB. 1.1 – Comparaison des cellules PT, NPT et FS pour une tenue en tensionidentique

IGBT : NPT, PT, FS.De par sa nature, la structure FS ne présente plus de queue de courant et sa

chute de tension à l’état passant est faible. Lors de l’ouverture de l’IGBT , le champélectrique atteint la couche tampon "Field Stop" ce qui permet de réduire le phéno-mène de queue de courant [Las00].

Cette même technologie est utilisée par Mitsubishi mais est appelée LPT :Light Punch Through [Nak]. De son côté, ABB propose une structure Soft PunchThrough (SPT) qui est identique aux structures FS et LPT [Rah01].

IEGT - CSTBT - HiGT

Toshiba a développé l’IEGT (Injection Enhancement Gate Transistor) pourcombiner la chute de tension du GTO et l’excellente performance de commuta-tion de l’IGBT [Mur01] [Tso04].

La structure de l’IEGT est la même que celle de l’IGBT avec un profil de do-page différent pour la zone de drain N−. La figure 1.14 montre une cellule IGBTPT Trench Gate et le profil de dopage de la zone N−. La figure 1.15 montre unecellule IEGT Trench Gate et le profil de dopage de la zone N−N+. De son côté,Mitsubishi Electric propose une structure d’IGBT : CSTBT (Carrier Stored Trenchgate Bipolar Transistor) qui a pour but de réduire la chute de tension à l’état passantsans détériorer les pertes à l’ouverture. Cette structure est la même qu’une structure"PT Trench Gate" avec une couche N ajoutée côté émetteur : couche "Carrier Sto-red N Layer" [Tak] [Iur01]. Sur la figure 1.16, on représente une cellule IGBT LPTCSTBT : Light Punch Through CSTBT. De même, Hitachi propose la structureHiGT (High conductivity IGBT) qui est basée sur le même principe que l’IEGTet le CSTBT : une couche N est ajoutée côté émetteur sur une cellule planar. La

12


FIG. 1.14 – Coupe schématique d’une cellule IGBT Trench Gate et profil de dopage

FIG. 1.15 – Coupe schématique d’une cellule IEGT Trench Gate et profil de dopage

13


FIG. 1.16 – Coupe schématique d’une cellule LPT CSTBT et profil de dopage

figure 1.17 montre une cellule d’un HiGT. On note que cette structure est proche de

FIG. 1.17 – Coupe schématique d’une cellule HiGT et profil de dopage

la structure de l’IEGT de Toshiba. Les profils de concentration de dopage sont trèsproches pour ces deux structures. Elles ont l’avantage d’avoir une chute de tension

14


à l’état passant réduite grâce à la couche "carrier stored" pour l’IGBT CSTBT etau dopage augmenté de la couche N− côté émetteur pour l’IEGT.

1.3.4 Les différents types de boîtiers des modules IGBT

Le rôle du boîtier

Le boîtier a pour rôle d’assurer la liaison électrique entre les puces diodeset IGBT, l’isolation électrique entre les différentes connexions des modules et lemaintien mécanique de l’ensemble. Ceci doit être réalisé en optimisant les trans-ferts thermiques de la puce IGBT vers l’extérieur du boîtier et réduire les induc-tances parasites. La figure 1.18 montre quelques boîtiers de modules IGBT.

FIG. 1.18 – Différents types de boîtiers de modules IGBT

Dans la plupart des cas, les modules IGBT sont soit en boîtier plastique (avecsemelle métallique), soit en boîtiers "press-pack". Ces deux technologies sont lesplus répandues pour les IGBT disponibles dans le commerce. Nous détaillons cesdeux technologies.

Boîtiers plastiques

Le problème de base de la mise en boîtier des puces IGBT et diode est d’avoirun bon compromis entre la fiabilité et l’évacuation des pertes des puces vers l’ex-térieur. Ce compromis va conduire au choix des isolants, des semelles métalliqueset des soudures.

15


La figure 1.19 montre la structure d’un boîtier de module IGBT. On voit appa-raître la semelle (baseplate) qui garantit la rigidité mécanique de l’ensemble et letransfert thermique de l’intérieur vers l’extérieur du boîtier ; les couches d’isolantsentre les puces de silicium et la semelle pour l’isolation galvanique des boîtiers ;les "bondings" et les connexions vers l’extérieur.

FIG. 1.19 – Coupe schématique d’un module IGBT monté sur radiateur

La fiabilité des modules IGBT en boîtier plastique est limitée par la fatigue dessoudures entre "bondings" et puces IGBT ; entre puces IGBT et isolant puis entreisolant et semelle.

Pour les brasures entre "bondings" et puces, des forces électromagnétiques secréent à chaque impulsion de courant (voir figure 1.20). Le cisaillement se situesous le "bonding" sur la métallisation de la puce (7 micromètre d’épaisseur) autalon de la soudure. La granulométrie de l’aluminium des métallisations augmenteet la liaison se dégrade puis se rompt. Par expérience, la soudure ultrasonique estmeilleure que la thermo-compression [Alo98].

Les soudures "puce - isolant" et "isolant - semelle" sont soumises à des contraintesmécaniques si les coefficients de dilatation thermiques sont différents entre les ma-tériaux à souder. La figure 1.21 montre le type de déformation propre à un empilagede trois matériaux.

On peut calculer la contrainte S au centre de la puce par [Alo98] :

16


FIG. 1.20 – Connexion par bonding

isolant

soudure

Si

isolant

soudure

SiT T

FIG. 1.21 – Déformation d’un empilage à cause de dilatations thermiques

17


S =D ·∆α ·∆T ·E

2 · es(1.1)

D : Diagonale de la puce

∆α : Différence de coefficient de dilatation Si-brasure

∆T : Différence de température entre les deux matériaux

E : Module d’élasticité Young du matériau

es : Epaisseur de la brasure

On distingue trois types de brasures :

• brasure élastique : (dite brasure dure) à base de molybdène, a pour avantagesd’avoir un coefficient de dilatation identique au silicium et un coefficientd’élasticité élevé.

• brasure tendre : à base de plomb, d’étain et d’argent avec des alliages de métauxcomme l’indium et l’antimoine.

• colle epoxy chargée d’argent : pratique mais sa fiabilité reste à être éprouvée.

Pour les isolants, on distingue plusieurs matériaux utilisés dans l’industrie :alumine (Al2O3) ; berylium (BeO) ; nitrure d’aluminium (AlN).

Pour les semelles, on utilise couramment le cuivre pour obtenir une bonneconductivité thermique et l’AlSiC19 (mélange d’aluminium et de carbure de sili-cium) pour une bonne fiabilité lors de cyclages thermiques.

Le mode de défaillance des soudures est dû à la fatigue thermique sous l’ef-fet de cyclage thermique. Les structures d’empilage se déforment selon des cyclesimposés par les pertes dans le composant. On rencontre le plus souvent les phé-nomènes de fatigue thermique dans les modules IGBT utilisés pour la traction.On utilise alors des semelles AlSiC avec isolant AlN20. Le tableau 1.2 montre lescoefficients des matériaux utilisés pour l’électronique de puissance.

Les figures suivantes montrent la composition du module Eupec FZ1200R33KF2.Ce composant constitue un seul IGBT avec diode anti-parallèle. Il est constitué desix zones chacune constituée de quatre puces IGBT 50A et deux puces diode de100A : voir figure 1.22.

Sur la figure 1.23, on montre plus en détail une zone constituée de deux pucesIGBT et une puce diode. On voit apparaître plus clairement les systèmes de connexionen bus-barre et par "bonding".

Sur la figure 1.24, on fait apparaître l’empilage des puces, de l’isolant et de lasemelle. On distingue difficilement les soudures (couches très fines).

19Aluminium + Carbure de Silicium20Nitrure d’Aluminium

18


matériaux Coefficientde dilatation[ppm/°C]

ModuleYoung[GPa]

Charge derupture[MPa]

Limite élas-tique [MPa]

Acier (Fe+C) 11 200 450 300Aluminium (Al) 23 70 100 80Antimoine (Sb) 11Cuivre (Cu) 16 130 180 170Etain (Sn) 20 50 250Fer (Fe) 12 210 290 200Germanium (Ge) 6 200Kovar (Ni+Fe) 13 450 300Molybdène (Mo) 5 325 650 500Nickel (Ni) 13 200 520 360Or (Au) 14 78 200Plomb (Pb) 29 16 15 10Silicium (Si) 4 200 100Tungstène (W) 4.5 430Tantale (T) 6.5

souduresAu + 20 Sn 16 48 250 200Au + 3 Si 12 80 230 200PbAgIn 28Pb + 5 Sn 13 10Sn + 3.5 Ag + 1.5Sb

20 15

Sn + 10 Ag + 10Sb

47 30

Sn + 25 Ag + 10Sb

65 50

SnSb 26isolants

Mica 3Quartz (SiO2) 13 310Alumine (Al2O3) 6 340 193Berylium (BeO) 6 158Nitrure d’alumi-nium (AlN)

6

TAB. 1.2 – Propriétés mécaniques des matériaux de l’électronique de puissance

19


FIG. 1.22 – Module IGBT FZ1200R33KF2 avec et sans boîtier plastique

FIG. 1.23 – Puces IGBT et diodes FZ1200R33KF2

20


FIG. 1.24 – Empilage des couches puces - isolant - semelle FZ1200R33KF2

Boîtiers "press-pack"

Nous avons vu dans le paragraphe précédent que l’empilage puce - isolant - se-melle est soumis à des contraintes mécaniques lors de cyclages thermiques menantà la détérioration des soudures (et des résistances thermiques de ce fait). De mêmepour les bondings qui sont soumis à des forces électromagnétiques et contraintesthermiques. A partir de ce constat, il est intéressant de supprimer les soudures.C’est possible grâce à la technologie "press-pack" qui élimine les soudures grâceà une pression permanente en fonctionnement par le système de "clamp". Cettesolution est utilisée pour les diodes, thyristors, IGCT et IGBT dans le cadre d’ap-plications de traction par exemple où les problèmes de cyclage thermique sont lesplus sévères.

[Sch01] présente une description d’un IGBT press-pack 6.5kV - 650A. Il estconstitué de 21 puces IGBT en parallèle. Une puce est représentée figure 1.25 avecles connexions métalliques.

FIG. 1.25 – Coupe d’un IGBT press-pack

Grâce à cet empilage, la résistance thermique du composant est améliorée par

21

1.4 Bilan et perspectives

FIG. 1.26 – Montage press-pack

rapport à un boîtier plastique car un radiateur est présent sur les deux faces ducomposant. La résistance thermique du composant dépend de la force de serragedu "clamp" [Eva99]. La figure 1.26 montre un montage de composant press-packavec les radiateurs et le clamp.

1.3.5 Les diodes des modules IGBT

Dans les modules IGBT de puissance, les diodes sont montées en anti-parallèle.Elles jouent le rôle de roue-libre dans les onduleurs de tension à commutation duredans la plupart des applications. Elles doivent supporter la même tension que lespuces IGBT, avoir une chute de tension la plus faible possible, avoir un recouvre-ment le plus faible possible pour minimiser les pertes à la fermeture de l’IGBT.

Les diodes jouent un rôle important dans la performance du module IGBT(pertes en commutation et conduction). La technologie des puces diode évolue enmême temps que celle des puces IGBT car les performances du module IGBTdépendent des puces diodes et IGBT.


Les constructeurs proposent à l’heure actuelle une large gamme de produits quipermet au module IGBT de trouver sa place dans bon nombre d’applications. Pourreprésenter l’état actuel (2005) des possibilités des modules IGBT, on propose legraphique de la figure 1.27 qui donne les courants coupés maximums en fonctiondes tensions de blocage pour trois types de modules IGBT :

22


– single : module IGBT simple– dual : module IGBT double– six-pack : module IGBT pour onduleur triphaséCe graphique est donné pour le constructeur Eupec. Il donne un bon aperçu de

l’état actuel du marché de l’IGBT.

0.0 A

500.0 A

1.0 kA

1.5 kA

2.0 kA

2.5 kA

3.0 kA

3.5 kA

4.0 kA

0 V 1 kV 2 kV 3 kV 4 kV 5 kV 6 kV 7 kV

Cou

ran

t co

upé

max

imal

[A

]

Tension bloquée maximale[V]

singledual

six−pack

FIG. 1.27 – Gamme de modules IGBT du constructeur Eupec, boîtiers single, dualet six-pack

On remarque que les possibilités à venir sont importantes, notamment pourles boîtiers "dual" qui représentent une part de marché très importante. En effet,ces boîtiers sont parfaitement adaptés pour la réalisation d’onduleurs. Les boîtiers"single" 6500V-600A ont un intérêt pour les applications haute-tension pour s’af-franchir de la mise en série de composants. Les boîtiers "six-pack" sont intéressantspour la réalisation compacte d’onduleurs triphasés à tension réseau (réseau 380V).

Les avancées technologiques se situent sur la tenue en tension des modules(modules 6500V commercialisés à l’heure actuelle) et l’optimisation du compro-mis pertes en commutation - pertes en conduction des modules 1200V - 1700V -3300V.

En effet, comme vu précédemment (paragraphe 1.3.3 page 8), les constructeursse sont lancés dans une course aux dénominations des technologies de puce (FS,LPT, SPT, IEGT, CSTBT, HiGT) qui ont toutes le même objectif : réduction despertes et amélioration de la fiabilité des modules.

Du point de vue de la tenue en tension, l’avancée de la technologie siliciumsemble être faible. Pour comparaison, le plus gros calibre en tension pour les diodesde redressement est de 10kV. Le prochain saut technologique se situe certainementdans le camp du carbure de silicium (SiC) qui permettrait à long terme de dépasserles limites actuelles du silicium malgré le problème de mobilité du SiC compro-

23

1.5 Conclusion

mettant pour l’IGBT.

1.5 Conclusion

Le début du chapitre a été consacré à l’historique de l’IGBT et à son com-portement physique. Ensuite, nous avons vu les différentes technologies de celluleIGBT dont les principales sont : punch through, non punch through et trench gate.Les nouvelles structures et technologies de cellules ont été exposées pour clarifierles termes propres à chaque constructeurs (FS, IEGT, CSTBT, HiGT. . . ). Enfin,nous avons décrit les principaux avantages et inconvénients des boîtiers plastiqueset press-pack.

Dans le chapitre suivant, nous présentons le composant indissociable au mo-dule IGBT : le driver d’IGBT.

24

Chapitre 2

Etat de l’art des circuits decommande d’IGBT

Dans ce chapitre, nous présentons l’environnement et les fonctions associéesaux circuits de commande des modules IGBT. Pour chaque fonction, nous expo-sons les objectifs à atteindre puis les solutions technologiques employées et envi-sageables.

2.1 Description des circuits de commande d’IGBT dansleur environnement

Le circuit de commande de module IGBT est communément appelé "driver".Nous gardons cette dénomination pour la suite du manuscrit.

La définition d’un driver de module IGBT est relativement simple : c’est uncircuit qui doit piloter tout type de module IGBT dans tout type de convertisseurstatique (hacheur, onduleur, redresseur commandé, convertisseur matriciel, . . .). Lepilotage consiste à provoquer et contrôler les passages de l’état bloqué à l’étatpassant.

Dans l’objectif d’intégrer ce produit dans les convertisseurs industriels, il fautavoir comme objectif de réaliser un driver dont le prix est en accord avec ceuxdes modules IGBT et des convertisseurs. Ceci passe par l’utilisation des solutionstechnologiques fiables et peu coûteuses.•Pilotage :Le driver a pour rôle de piloter un module IGBT en fonction des ordres qu’il reçoitd’une commande globale (voir figure 2.1). Le module IGBT peut être composéd’un bras d’onduleur avec diodes de roue libre ou bien d’un seul IGBT avec diodede roue libre (figure 2.2).•Sécurité :Le driver doit effectuer la sécurité rapprochée du module qu’il pilote pour améliorersa survie en cas de défaut. En cas de sur-intensité dans le composant de puissance

25

2.1 Description des circuits de commande d’IGBT dans leur environnement

FIG. 2.1 – Synoptique commande - driver - module IGBT - convertisseur statique

(a) (b)

FIG. 2.2 – Topologie de modules IGBT double et simple

26

2.2 Commande de grille des modules IGBT

par exemple, le driver doit couper l’IGBT et envoyer une information d’erreur à lacommande globale. En cas d’ouverture en court-circuit, le driver doit piloter l’ou-verture de l’IGBT de telle manière que sa tension Vce ne dépasse pas sa tension declaquage. Des mesures et estimations de température peuvent être effectuées pourla sécurité thermique des modules IGBT. Des sécurités en di/dt et dv/dt peuventêtre implantées pour compléter les sécurités en court-circuit et sur-intensité.•Isolation galvanique :Pour répondre à tous les types de module IGBT et tous les types de convertisseursstatiques, les ordres qui proviennent de la commande globale et appliqués sur lagrille de l’IGBT concerné doivent être isolés galvaniquement. La qualité de cetteisolation galvanique tient dans sa tenue en tension statique qui permet de piloterdes IGBT à des potentiels flottants (300V, 600V, 800V, 1500V, · · · ) et égalementà ses caractéristiques dynamiques qui donneront au driver la possibilité de piloterdes modules IGBT de plus en plus rapides sans problèmes de CEM (dv/dt) surl’électronique du driver.

La commande de grille nécessite une puissance pour ouvrir et fermer l’IGBT(charge et décharge des charges stockées dans la grille de l’IGBT). Il faut donctransmettre cette puissance avec une isolation galvanique du potentiel de la com-mande globale au potentiel flottant (ou non flottant) de l’IGBT. La qualité de cettealimentation isolée est soumise aux mêmes caractéristiques que la transmissiond’ordre : il faut tenir la tension statique et minimiser les capacités de couplageentre le primaire et le secondaire de l’alimentation isolée.

Les capacités parasites entre le primaire et les secondaires ont pour effets degénérer des courants de mode commun lors des variations de tension sur les secon-daires. Ces courants circulent au primaire du driver et au niveau de la commandeglobale. Ils peuvent perturber l’électronique au primaire du driver et au niveau dela commande globale et ensuite provoquer des dysfonctionnements.

Pour synthétiser les caractéristiques précédentes, on représente figure 2.3 lesynoptique d’un driver de module IGBT. On fait apparaître la notion de primaire etsecondaire pour l’isolation galvanique.

Dans la suite de ce chapitre, nous présentons les quatre grandes fonctionnalitésdes drivers de modules IGBT :• commande de grille• protection des modules IGBT• transmission des ordres• transmission de puissance


Le but principal de la commande de grille est de faire commuter l’IGBT (chargeet décharge de la grille de l’IGBT, élément à comportement capacitif). Ensuite,différentes contraintes viennent s’ajouter :

27


FIG. 2.3 – Synoptique du driver d’IGBT

• contrôle de la vitesse de commutation

• respect des aires de sécurité des composants de puissance

• minimisation des pertes en conduction et commutation

A partir de la fonction principale et des contraintes précédentes, on aboutit àune multitude de solutions :

• commande en tension

• commande en courant

• commande mixte (tension et courant)

• commande en tension avec plusieurs résistances commutables

• commande en tension et courant avec valeurs ajustables dans le temps

• commande à résonance

2.2.1 Commande en tension

La commande en tension consiste à faire commuter l’IGBT avec une source detension commutable (deux états stables possibles) et une (ou deux) résistance(s) degrille. La source de tension Vg passe de Vdd à Vcc pour la fermeture et de Vcc à Vddpour l’ouverture : la figure 2.4 représente cette solution.

Nous nous intéressons aux solutions technologiques pour réaliser la sourcecommutable Vg. Nous disposons de deux sources de tension aux valeurs Vcc et

28


(a) (b)

FIG. 2.4 – Commande de la grille en tension

Vdd qu’il faut commuter sur la résistance de grille de l’IGBT à l’aide d’interrup-teurs commandés. Nous disposons de composants commandables de type bipolaireet MOSFET. Suite aux travaux de thèse réalisés par Mohamad Kheir El Chieckh[EC95], nous exposons la liste des solutions possibles en technologie bipolaire etMOSFET : figure 2.5.

Les signaux de commande a et b permettent de faire commuter indépendam-ment l’un ou l’autre des interrupteurs de la structure. Le secondaire du driver doitgénérer les signaux de commande a et b en fonction des ordres reçus provenant duprimaire.

•Push-pull à bipolaire :Les deux transistors bipolaires sont utilisés en suiveur de tension. Le gain en cou-rant β permet aux sources de tensions a et b de ne pas fournir un courant tropimportant dans les bases des transistors bipolaires lors des impulsions du courantde grille. Les potentiels a et b doivent être reliés, la commande de cette structurenécessite une seule tension de commande qui commute entre Vcc et Vdd .

•Push-pull inversé à bipolaire :Les deux transistors sont utilisés en régime de saturation. Un courant est extrait dela base de T1 pour la fermeture de l’IGBT et un courant est injecté de la base deT2 pour l’ouverture de l’IGBT. Cette solution nécessite un système de temps mortpour éviter de court-circuiter les sources Vcc et Vdd .

•Totem pole à bipolaire :Le transistor T1 fonctionne en suiveur de tension et T2 en régime de saturation.Cette structure est utilisée en sortie des circuits TTL. Le pilotage de cette structurene pose pas de problème.

•Push-pull à MOSFET :Cette structure ne permet pas de piloter convenablement une grille d’IGBT. Sur lafigure 2.6, on représente la charge d’une capacité C via une résistance R avec untransistor MOSFET.

29


(a)

(b)

FIG. 2.5 – Commande de grille en technologie bipolaire et MOSFET

30


FIG. 2.6 – Charge d’une capacité avec un transistor MOSFET

On suppose que la tension Vgm ne peut pas dépasser la tension d’alimentationVcc pour des raisons évidentes de simplicité de la solution. Au temps t = 0−, lecondensateur C est initialement déchargé (Vc = 0) et la tension Vgm = 0. Au tempst = 0+, la tension Vgm passe de 0V à Vcc quasi instantanément. Le MOSFET entreen conduction et charge la capacité C. La tension Vc croît à partir de 0V et atteint lavaleur d’équilibre Vc = Vcc−Vth (Vth : tension de seuil du transistor MOSFET). Orceci n’est pas acceptable car la tension finale de Vc peut atteindre 11V au lieu de15V (Vcc) par exemple ce qui ne permet pas de minimiser la tension de saturationde l’IGBT (Vcesat = f (Vge, Ic)) piloté par cette structure.

•Push-pull inversé à MOSFET :Les deux transistors sont utilisés en commutation et permettent d’obtenir des tempsde montée et descente de T1 et T2 très faibles. Un système de temps mort sur lescommandes a et b permet d’éviter de court-circuiter les sources Vcc et Vdd .

•Totem pole à MOSFET :Pour les mêmes raisons que le push-pull à MOSFET, le totem pole à MOSFET nepermet pas de piloter convenablement une grille d’IGBT.

2.2.2 Commande en courant

La commande en courant consiste à faire commuter l’IGBT avec une sourcede courant. La source doit pouvoir fournir un courant positif et négatif avec unetension aussi bien positive et négative (source quatre quadrants). Des écrêteurs detension sont ajoutés en parallèle sur la grille de l’IGBT pour limiter la tension Vge :voir figure 2.7.

Or, cette solution n’est pas réalisable telle qu’elle est présentée sur la figure2.7. Il faut utiliser une source de courant et un puits de courant que l’on commute

31


FIG. 2.7 – Commande de grille en courant et diodes zener

pour la fermeture et l’ouverture de l’IGBT (voir figure 2.8).

FIG. 2.8 – Commande en courant avec une source de courant Is et un puits decourant Ip, interrupteurs commandables a, b, c et d

Cette solution nécessite une synchronisation parfaite entre le interrupteurs a, b,c et d pour que les sources de courant soient toujours connectées sur une charge.

Il faut noter également que cette solution est très coûteuse car elle dissipe en

32


permanence la puissance Is.VDZ1 quand l’IGBT est fermé et Ip.VDZ2 quand l’IGBTest ouvert.

Une source de courant peut être réalisée par une source de tension et résistanceen série. La valeur de la source de tension doit être supérieure à la tension de chargede la grille de l’IGBT (figure 2.9).

(a) (b)

FIG. 2.9 – Source de courant à partir d’une source de tension

Les diodes zener DZ1 et DZ2 limitent la tension de grille. Cette solution consommeénormément de puissance car la source de tension débite en permanence dans larésistance Rg et les diodes zener en régime permanent. Cette solution est envisa-geable pour la simulation ou pour la caractérisation de composants mais pas pourun driver industriel pour des raisons évidentes de consommation.

2.2.3 Commande mixte

Nous voyons que la commande par générateur de courant pose quelques pro-blèmes de consommation lors des régimes permanents sur la tension de grille del’IGBT. Ce problème peut être contourné en associant des générateurs de courantpour les phases transitoires et des générateurs de tension pour les régimes perma-nents. Cette solution est illustrée figure 2.10.

Lors de la phase transitoire de charge de la grille de l’IGBT, on commencepar fermer b, ouvrir a et e ( f et c ouverts, d fermé). La grille se charge à courantconstant ce qui permet de maîtriser les gradients des grandeurs Vce et Ic sur chargeinductive. Lorsque la tension Vge est proche de V +, on ferme a et e, on ouvre bpour que la tension de grille finisse de se charger à la tension V + via la résistanceR. Lorsque la tension Vge a atteint la valeur V +, le courant de grille est quasi nul etla consommation du circuit de charge est quasi nulle.

Cette solution nécessite la gestion de six interrupteurs (a, b, c, d, e et f ) quireprésente une des difficultés de ce circuit.

Par souci d’optimisation de la commutation de l’IGBT, on peut extrapoler lasolution précédente avec plusieurs sources de courant et de résistances de grille.Ceci peut être utile pour maîtriser indépendamment les gradients de Vce et Ic. Lafigure 2.11 illustre une des nombreuses possibilités.

33


FIG. 2.10 – Commande mixte, source de courant Is et puits de courant Ip, interrup-teurs commandables a, b, c et d

FIG. 2.11 – Commande mixte généralisée

34


2.2.4 Commande en tension avec plusieurs résistances de grille

Pour maîtriser indépendamment les vitesses de variation de Vce et Ic sur unIGBT sur charge inductive et avec une commande de grille en tension, une desméthodes consiste à utiliser plusieurs résistances de grille que l’on connecte enfonction de l’état de commutation de l’IGBT.

On illustre cette méthode sur la figure 2.12 qui permet de mettre en conductionl’IGBT avec trois résistances de grille et d’effectuer l’ouverture avec une résis-tance.

FIG. 2.12 – Commande de grille avec plusieurs résistances de grille

Cette solution permet d’améliorer les pertes à la mise en conduction de l’ordrede 20% par rapport à une commande avec une seule résistance de grille [Man03].Lors de la charge de la grille de l’IGBT, la tension Vge est initialement à la valeurV−. Tant que la tension Vge reste inférieure à Vth (tension de seuil de l’IGBT), oncommute la résistance de grille R1 (valeur très faible) pour charger très rapidementla grille. Ensuite, lorsque Vge dépasse la valeur Vth, le courant Ic croît et la résis-tance de grille est R2 (valeur forte) pour limiter les valeurs de dIc/dt et du courantde recouvrement de la diode de roue libre qui induit des pertes importantes dansl’IGBT. Lorsque la commutation du courant est terminée, la diode se bloque et latension Vce décroît. La résistance de grille est R3 (valeur moyenne) pour accélérerla décroissance de la tension Vce pour minimiser les pertes en commutation. Lafigure 2.13 montre les chronogrammes de cette solution.

Cette solution est effectivement très efficace pour réduire les pertes en com-mutation à la mise en conduction mais nécessite une mise en oeuvre importante. Ilfaut détecter le début et la fin de la commutation en courant de la diode.

2.2.5 Conclusion

Nous venons de voir que la commande de grille peut être réalisée avec plusieurssolutions (commande en tension, courant, mixte). La commande en tension est

35


FIG. 2.13 – Oscillogramme d’une commande de grille avec plusieurs résistancesde grille

36

2.3 Protections des modules IGBT

la plus simple à mettre en oeuvre dans l’optique de la conception de circuits decommande à utilisation industrielle. En effet, la commande en courant nécessitede dissiper une puissance importante ou de gérer un système d’interrupteurs quiaugmente la complexité de commande.

Dans le chapitre 4, nous verrons que la commande de grille en tension per-met d’obtenir de bonnes performances pour les commutations en fonctionnementnormal (section 4.2 page 141) et de limiter la surtension sur le collecteur lors del’ouverture en régime de surintensité avec l’aide d’une troisième résistance de grille(section 4.3 page 162).


La destruction d’un module IGBT peut avoir des conséquences importantes despoints de vue matériel, financier et humain. Lors d’un dysfonctionnement, un mo-dule IGBT peut exploser et prendre feu. Il peut endommager le matériel environ-nant et éventuellement détruire la totalité de l’installation électrique dans laquellele module IGBT est implanté. Il s’avère indispensable de protéger les modulesIGBT par leurs systèmes de pilotage.

2.3.1 Causes de destruction de modules IGBT

La principale cause de destruction de modules IGBT est thermique. L’élévationde température excessive du composant provoque un changement physique despuces IGBT et diodes qui entraîne un comportement irréversible du composant[Amm98].

L’élévation anormale de la température peut être provoquée de différentes ma-nières :

• cyclage et fatigue thermique : l’augmentation des résistances thermiques desmodules IGBT due au cyclage thermique engendre une augmentation anor-male de la température du module IGBT en fonctionnement normal [Coq99].Les brasures se fragilisent lors des cycles de température. Le contact sur-facique se dégrade et le transfert thermique diminue (résistance thermiquelocale augmente). La température et l’excursion de température augmententjusqu’à arriver à la destruction du module.

• court-circuit : en cas de court-circuit, la puissance dissipée par les puces IGBTest énorme. La température croît très rapidement. Sans protection, le moduleIGBT est détruit en un temps assez court : de quelques µs à quelques dizainesde µs.

• amorçage dynamique : la structure quatre couches de l’IGBT peut être amorcéede façon irréversible lors de forts dv/dt sur le composant. Le composant n’estplus commandable à l’ouverture par la grille et est voué à une mort rapide.

• avalanche : lors de l’ouverture des modules IGBT, une surtension est observée,elle est due à la décroissance du courant dans les inductances de câblage.

37


Cette surtension peut atteindre la tension limite du composant et provoquerl’avalanche de celui-ci. L’énergie d’avalanche et la répétitivité du phéno-mène engendre une augmentation rapide de la température des puces diodeset IGBT.

2.3.2 Protection thermique

La protection thermique permet de protéger les modules IGBT contre l’éléva-tion trop importante de la température moyenne. Cette protection ne permet pas dedétecter l’élévation de température due à un court-circuit (constante de temps tropfaible lors d’un court-circuit). Elle permet de détecter si la température moyennede certaines puces IGBT ou diode est trop élevée.

Pour cela, on mesure la température d’une puce IGBT en fonctionnement, demême pour une puce diode. On mesure également la température à l’intérieur dumodule IGBT ou bien à l’extérieur sur le système de refroidissement du module :figure 2.14.

FIG. 2.14 – Différents points de mesure de température pour la protection ther-mique des modules

•Mesure de la température du système de refroidissement :C’est la solution la plus simple envisageable pour détecter une température tropimportante des puces diodes et IGBT. On suppose que la température du dissipateur(ou du système de refroidissement) est l’image de la température moyenne despuces diodes et IGBT. Si la température du dissipateur dépasse une valeur donnée,le driver ouvre les IGBT et envoie une information de défaut à la commande globale(figure 2.1 page 26).

•Mesure de la température du boîtier de l’IGBT :Pour être plus précis sur la mesure de température des puces, on mesure la tempé-rature du boîtier du module IGBT. Pour cela, on utilise la thermistance1 intégrée àcertains modules IGBT. Elle permet de donner une estimation de température duboîtier du module grâce aux relations suivantes :

1composant passif en semiconducteur

38


Pour une thermistance NTC2

R(T ) = R(T0).exp(

B.(1T− 1

T0))

Pour une thermistance PTC3

R(T ) = R(T0).exp(

B.(1T0− 1

T))

Dans la pratique, on utilise un générateur de courant ou un pont diviseur résistifpour avoir une tension image de la résistance R, donc une image de la températurede celle-ci (figure 2.15). Si la température de la thermistance dépasse une valeurfixée, le driver doit ouvrir les IGBT et envoyer une information de défaut à lacommande globale.

La figure 2.16 montre un module IGBT "six pack" FS225R12KE3 (moduleIGBT pour onduleur triphasé 1200V - 225A) et sa thermistance intégrée au module.

FIG. 2.15 – Schémas électriques de polarisation de thermistances des modulesIGBT

•Estimation d’une température de jonction des puces IGBT et diode :Les deux méthodes exposées précédemment ont le mérite d’être faciles à mettreen oeuvre. Mais, on ne peut pas mesurer avec précision la température des pucesdiodes et IGBT avec ces deux méthodes. Nous exposons une méthode développéepar Cyril Buttay [But03]. Elle permet d’estimer la température et le courant desMOSFET dans un bras d’onduleur sur charge inductive. On peut envisager d’uti-liser cette méthode dans le cas des IGBT : on considère le bras d’onduleur de lafigure 2.17.

On suppose que la tension Vd1 de la puce d1 dépend de la température T (quandla diode est passante) et du courant qui la traverse (id1). De même, on suppose que

2Coefficient de température négatif3Coefficient de température positif, B : constante réelle positive

39


(a) (b)

FIG. 2.16 – Thermistance du module FS225R12KE3

FIG. 2.17 – Bras d’onduleur sur charge inductive

40


la tension Vce2 de la puce IGBT 2 dépend de la température T (quand l’IGBT 2 estpassant) et du courant qui le traverse (ic2). Lors d’une commutation, on supposeque le courant reste constant dans la charge, on mesure la tension Vce2 avant lacommutation, la tension Vd1 après la commutation :

Vce2 = f2(T, I0) (2.1)

Vd1 = f1(T, I0) (2.2)

Comme on connaît les fonctions f1 et f2 (après caractérisation des puces diodeset IGBT) et que l’on a mesuré les tensions Vce2 et Vd1, on obtient l’estimation de latempérature T et du courant I0 (par résolution du système constitué des équations2.1 et 2.2).

On suppose que la température est la même pour les puces IGBT 1, IGBT 2, d1et d2. Or, cette hypothèse est difficilement vérifiable dans la pratique car les pucessont espacées de plusieurs millimètres à plusieurs centimètres dans le cas de mo-dules IGBT. Mais, cette méthode peut donner des estimations de température plusprécises et plus rapides que dans le cas de la méthode utilisant une thermistanceexposée précédemment

2.3.3 Protections contre les court-circuits et surintensités

•Définition du court-circuit et sur-intensitéOn dit que l’IGBT est en régime de court-circuit quand le courant est supérieur aucourant nominal et qu’il est limité par l’IGBT (régime en zone saturée : figure 3.1page 74).

On dit que l’IGBT est en régime de sur-intensité quand le courant est supérieurau courant nominal et qu’il est limité (ou imposé) par le circuit extérieur à l’IGBT.On définit également deux types de défaut :Type I : le défaut est présent avant la mise en conduction de l’IGBTType II : le défaut arrive quand l’IGBT est en conduction

•Intérêt de la sécurité en court-circuit et sur-intensitéLe régime de court-circuit est supporté par la quasi totalité des modules IGBTactuels. Les constructeurs préconisent de ne pas rester dans ce mode de fonction-nement plus de 10µs (valeur typique). Pour plus de précision, il faut se reporter auxSCSOA4 des constructeurs.

En cas de régime de court-circuit, le driver doit couper l’IGBT et envoyer uneinformation de défaut à la commande globale (figure 2.3 page 28).

Le régime de court-circuit répétitif entraîne une chute de la durée de vie despuces IGBT. Des travaux montrent que la probabilité de destruction des pucesIGBT est très fortement liée au nombre de court-circuits que les puces IGBT ontsubi [SE04] [SE02].

4Short Circuit Safe Operating Area

41


Ceci montre que si le régime de court-circuit est raccourci ou même évité, ladurée de vie du module IGBT est moins altérée.

•Méthodes de détection de court-circuit et de surintensitéL’objectif des sécurités en court-circuit et en surintensité des drivers d’IGBT est dedétecter le plus vite possible ces modes de fonctionnement et d’ouvrir l’IGBT. Lesystème de protection contre les surtensions suite aux court-circuits et surintensitésest exposé dans le paragraphe suivant.

La méthode la plus utilisée consiste à mesurer la tension collecteur-émetteurquand l’IGBT est passant pour détecter un courant anormal dans l’IGBT. En effet,lors d’un court-circuit de type I ou II, la tension collecteur chute très peu par rap-port à la tension de bus. Dans ce cas, le court-circuit est très facile à détecter : latension collecteur atteint plusieurs centaines de volts au lieu de quelques volts enfonctionnement normal.

Lors d’un défaut en surintensité la tension collecteur décroît rapidement, atteintla valeur correspondant au réseau statique Vce = f (Vge, Ic). Ensuite, le courant col-lecteur croît rapidement à cause d’une faible impédance inductive de défaut. Dansce cas, la détection du régime de surintensité s’effectue en comparant la mesurede la tension Vce (= f (Vge, Ic)) et une tension fixée au préalable par l’utilisateur(Vre f ). Si la tension Vce dépasse la tension Vre f , le driver coupe l’IGBT et envoieune information de défaut à la commande globale (voir figure 2.3 page 28).

La figure 2.19 montre les oscillogrammes pour un défaut de court-circuit detype I, la figure 2.20 pour un régime de sur-intensité de type I pour un bras d’on-duleur. L’inductance Lmoteur modélise l’inductance de phase d’un moteur et Lcc

l’inductance de défaut de court-circuit (<1µH) ou de surintensité (>quelques µH).

FIG. 2.18 – Bras d’onduleur avec impédance de court-circuit

Sur la figure 2.19, on remarque que dans le cas d’un court-circuit, la tensionVce ne décroît pas jusqu’à une valeur proche de quelques Volts. La longueur duplateau Miller est plus faible que lors de commutation en fonctionnement normal.

42


FIG. 2.19 – Court-circuit de type I

FIG. 2.20 – Sur-intensité type I

43


Cette information peut être utilisée pour détecter un régime de court-circuit. Dansla thèse de Robert Pasterczik [Pas93], différentes méthodes sont exposées pourdétecter le régime de court-circuit par la mesure de la tension grille-émetteur.

En cas de défaut, la montée du courant dans l’IGBT est imposée par l’impé-dance de défaut. Dans la plupart des cas, on modélise cette impédance par uneinductance de faible valeur, ce qui correspond bien à la réalité. La montée du cou-rant est très rapide lors d’un défaut. La détection peut être effectuée par la mesuredu di/dt dans l’IGBT. Une méthode consiste à mesurer la tension entre l’émetteurde puissance et l’émetteur de commande qui donne une image du di/dt dans l’IGBTgrâce aux effets inductifs des connexions internes du module IGBT [Lef05] : voirsection 4.3 page 162.

2.3.4 Protections contre les surtensions

Lors de l’ouverture en régime de défaut, la surtension présente sur le collec-teur du module IGBT est supérieure à celle obtenue en commutation normale. Ellepeut dépasser la tension admissible par le module IGBT et provoquer sa destruc-tion. Pour éviter ce type de destruction de module IGBT, on utilise un système quipermet de limiter la surtension sur le collecteur en cas d’ouverture de l’IGBT enrégime de défaut.

La solution la plus répandue consiste à utiliser des diodes TRANSIL5 entrele collecteur et la grille du module IGBT : souvent appelé "clamping" ou "clam-ping actif". Dès que la tension collecteur-émetteur dépasse la tension des diodesTRANSIL Tr, un courant iT R est injecté dans la grille (figure 2.21), la tension Vge

augmente, l’IGBT fonctionne en linéaire et la tension Vce est réduite.

FIG. 2.21 – Hacheur en régime de défaut avec clamping à diode TRANSIL

Sur la figure 2.22, on représente le courant collecteur Ic, les tensions Vge et Vce

sans et avec diode TRANSIL. Avec le système de clamping, la tension Vge remonte

5marque déposée

44


après le plateau Miller (phénomène expliqué dans le paragraphe 3.2.1 page 78) :dans cette phase, la tension Vge est fixée à une tension pour limiter la tension Vce àune valeur proche de la tension de la diode TRANSIL Tr.

FIG. 2.22 – Ouverture de l’IGBT avec et sans système de clamping à diode TRAN-SIL

Cette solution est très utilisée sur les drivers de module IGBT de type industriel.Elle comporte néanmoins des risques : la contre-réaction du collecteur sur la grillepeut engendrer des oscillations sur la tension de grille et la tension collecteur. Sices oscillations deviennent trop importantes, l’IGBT peut repasser à l’état saturé.Le courant dans l’IGBT se met à croître, la sécurité en surintensité coupe l’IGBT etl’ouverture crée une surtension qui dépasse la valeur des diodes TRANSIL. A causede ce phénomène, l’IGBT voit son courant augmenter très rapidement, quelquescycles suffisent pour que le module soit détruit.

Pour éviter ce phénomène, on ajoute une résistance en série avec les diodesTRANSIL. Cette résistance permet d’amortir les oscillations sur les tensions degrille et collecteur. Mais, elle a pour conséquence néfaste de modifier la tensionmaximale vue par le collecteur. Ceci implique un réglage précis du système declamping pour chaque convertisseur : choix de Rg, RT et Tr sur la figure 2.23.

Afin d’étudier ce phénomène, nous avons réalisé des essais de clamping surdes modules IGBT. Les essais ont été réalisés conformément au schéma de la fi-gure 2.23. La tension de bus est de 360V environ. La tension Vge passe de +16V à-16V lors de l’ouverture du module IGBT. Une surtension apparaît sur la tensionVce, les diodes TRANSIL entrent en conduction et le courant ig qui est alors néga-

45


FIG. 2.23 – Hacheur en régime de défaut avec clamping à diode TRANSIL et résis-tance série

tif croît rapidement pour atteindre des valeurs positives (figure 2.24). La tensionVge augmente légèrement après le plateau Miller pour ralentir la décroissance ducourant collecteur et ainsi limiter la surtension.

FIG. 2.24 – Exemple de clamping à diode TRANSIL

2.3.5 Conclusion

Compte tenu des coûts des convertisseurs à base de modules IGBT, on com-prend l’intérêt de mettre en oeuvre des systèmes de protection pour la thermique,les court-circuits et surintensités, les surtensions.

La protection thermique avec la mesure de la température du système de refroi-dissement est la plus simple à mettre en oeuvre mais fait intervenir des constantes

46

2.4 Transmission des ordres

de temps de plusieurs dizaines de minutes. La mesure de la température avec l’aided’une thermistance permet de mesurer la température au plus près des puces diodeset IGBT du module. La mise en oeuvre est très simple et son efficacité est excel-lente.

Les systèmes de mesure de température des puces diodes et IGBT sont beau-coup plus lourds à mettre en oeuvre et ne sont pas mis en oeuvre à l’heure actuellesur des drivers industriels. Ils nécessitent des systèmes de mesures analogiques, deconversions analogique-numérique et des traîtements numériques.

Les systèmes de protection contre les court-circuits, les surintensités et les sur-tensions sont nécessaires car ils garantissent la sûreté de fonctionnement du conver-tisseur de puissance lors de défauts. A l’heure actuelle, la méthode utilisée consisteà mesurer la tension Vce lorsque l’IGBT est passant (methode du Vcesat) puis en casde défaut d’ouvir l’IGBT comme en fonctionnement normal. Le système à diodesTRANSIL est également actif et limite la surtension aux bornes de l’IGBT. Cetteméthode est assez simple à mettre en oeuvre et est très largement répandue dansles applications industrielles. Dans le chapitre 4, nous verrons les améliorationsque l’on peut apporter à cette méthode lorsque les défauts ont des impédances ex-trêmement faibles, ceci pour éviter de fonctionner en régime de court-circuit etseulement en régime de surintensité.


La transmission des ordres a pour but de transmettre les ordres provenant duprimaire pour les restituer au secondaire (et inversement pour le retour d’informa-tion dont les ordres proviennent du secondaire et sont restitués au primaire) : voirfigure 2.3 page 28. Cette transmission doit garantir une isolation galvanique sta-tique et dynamique ; elle doit être rapide pour minimiser le temps de transfert entrela commande globale et la grille du module IGBT ; elle doit résister aux perturba-tions électromagnétiques.

Dans cette partie, nous nous attachons aux différentes solutions technologiquesexistantes avec l’évaluation des performances sur les points suivants :• isolation galvanique statique• isolation galvanique dynamique : capacité de couplage entre primaire et secon-daire• rapidité du transfert des ordres• consommation• mise en oeuvre• immunité aux perturbations électromagnétiques

Nous exposons quatre axes de solutions technologiques pour la transmissiondes ordres. Dans chaque axe, il existe différentes variantes associées aux modes detransmission des ordres et des choix des composants.

47


FIG. 2.25 – Synoptique d’une transmission d’ordre

2.4.1 Transmission optique

Cette solution consiste à associer un émetteur optique (LED) à un récepteurphoto-sensible (photo-transistor ou photo-diode).

Optocoupleur

La première solution utilisable est l’optocoupleur. La diode émettrice et le com-posant photosensible sont dans le même boîtier plastique. Le composant photosen-sible peut être un transistor bipolaire, un transistor bipolaire Darlington, un triac,une diode ou un thyristor. Les performances de ces composants sont limitées à uneisolation statique de quelques kV et des dV/dt de quelques kV/µs maximum. Deplus, les temps de propagation sont très longs, ils peuvent varier de quelques µsà quelques ms. Quelques optocoupleurs ont des temps de propagation inférieurs à100ns.

Cette solution est à écarter car les temps de propagation doivent être inférieursà 1µs pour les drivers de module IGBT. De plus, les dv/dt rencontrés dans desapplications peuvent atteindre quelques dizaines de kV/µs pour les modules IGBTet quelques centaines de kV/µs pour les MOSFET dans des cas extrêmes.

LED - photodiode - comparateur

Compte tenu des remarques précédentes, il devient préférable d’utiliser descomposants "séparés" pour la transmission d’ordre. Un guide de lumière entrel’émetteur et le récepteur permet de bien séparer physiquement (quelques mm) lesdeux parties pour augmenter la tenue en tension statique et minimiser les capacitésparasites entre l’émetteur et le récepteur. La figure 2.26 illustre cette solution où leguide de lumière est une fibre optique.

48


FIG. 2.26 – LED et photodiode séparées par une fibre optique

La LED est alimentée en fonction des ordres à émettre. La logique de com-mande est triviale. La photodiode peut être modélisée par un générateur de courantqui dépend de l’intensité lumineuse reçue avec en parallèle un condensateur dontla valeur dépend de la tension inverse de la photodiode. Une utilisation simple dece principe est de connecter une résistance en série avec la photodiode, de mesureret de comparer la tension à ses bornes pour faire commuter un comparateur (figure2.27).

FIG. 2.27 – Transmission avec LED - photodiode et comparateur

Les éléments parasites sont représentés sur cette figure pour faire apparaître lespoints faibles de cette structure. Avec les composants actuels, on peut avoir unephotodiode qui a une capacité parasite de 10pF et un courant photo-électrique de10µA. Si l’on prend Vre f = 0.5V (valeur faible), il faut avoir une tension aux bornesde R3 qui varie entre 0V (presque 0V, dépend du courant de repos de la photodiodeet de la résistance R3) et 1V. Il faut donc prendre R3=1V / 10µA = 100kΩ. Or, lacapacité parasite C1 et la résistance R3 créent une constante de temps τ1 de 1µs.Ce qui veut dire que la tension VR3 met environ 1µs pour passer de 0V à 0.5V et

49


de 1V à 0.5V. Ce temps est assez élevé mais reste acceptable. Or, les niveaux detension sont très faibles (détecter 0.5V) pour un environnement qui est soumis à denombreuses perturbations électromagnétiques. Si l’on augmente R3 à 500kΩ pouravoir une tension VR3=5V, on obtient τ1 = 5µs . . .

LED - photodiode - amplificateur - comparateur

Le principe de l’émission est identique à la solution précédente. L’émetteuret le récepteur sont séparés par une fibre optique. Pour la réception, on voit qu’ilfaut réaliser un compromis entre la rapidité et l’immunité aux parasites extérieurspar rapport à la solution précédente. Pour contourner ce problème, on réalise unamplificateur de transimpédance qui donne une tension image du courant de laphotodiode. Celle-ci n’est plus connectée en série avec une résistance de forte va-leur qui permet d’obtenir des temps de montée et de descente rapides. La figure2.28 propose un schéma amplificateur de transimpédance.

FIG. 2.28 – Transmission avec LED - photodiode - amplificateur - comparateur

En régime statique, on obtient Vid = id · (R2 +R3). On fixe la valeur maximalede Vid par les valeurs de résistances R2 et R3. En régime dynamique, on ajuste lesrégimes transitoires avec les capacité C2 et C3. La tension Vinv permet de polariseren inverse la photodiode d2 qui a pour effet de réduire sa capacité parasite C1 etaugmente ainsi la rapidité du système.

LED - recepteur intégré

Cette solution est identique à la précédente. L’émetteur et le récepteur sontséparés par une fibre optique. Le système de réception est entièrement intégré. Lafigure 2.29 illustre cette solution.

Les performances de cette solution technologiques sont exposées dans la partie4.4.1 page 180.

50


FIG. 2.29 – Transmission avec LED et récepteur intégré

2.4.2 Transformateur magnétique

Principe de base

Cette solution consiste à transmettre un ordre isolé galvaniquement à l’aide debobinages et de matériaux magnétiques (ferrites). Les bobinages sont soit réaliséssur circuit imprimé (tranformateur planar), soit par des fils avec isolants bobinéssur le matériau magnétique.

Le transformateur magnétique est piloté par une électronique pour l’émission.La réception est également réalisée par une électronique pour mettre en forme lesignal reçu au secondaire du transformateur : voir figure 2.30.

FIG. 2.30 – Principe de base de l’émission et réception d’ordre avec transformateurmagnétique

Il existe deux grands types de transmission d’ordre par transformateur magné-tique : transmission par modulation ou par impulsion.

51


Transmission par modulation d’amplitude

Dans ce cas, le primaire du transformateur est excité par une tension alterna-tive à fréquence fixe pour transmettre l’état "haut". Pour l’état "bas", la tension auprimaire du transformateur magnétique est nulle. Dans le premier cas, la tension ausecondaire est alternative (de même fréquence que la tension au primaire). Dans lesecond cas, la tension au secondaire est nulle. L’électronique du secondaire doit dé-tecter la présence ou non de la tension alternative au secondaire du transformateurpour faire changer l’état de sa sortie (figure 2.31).

FIG. 2.31 – Transmission d’ordre avec transformateur magnétique et modulationd’amplitude

Transmission par impulsion

Dans ce cas, le primaire du transformateur est excité par des impulsions brèvesà chaque fois que la tension Ventree change de valeur. Cette transmission est réaliséesur les fronts de Ventree et non sur ces états. La tension au secondaire du transforma-teur est constituée d’impulsions qui sont détectées par l’électronique au secondaireet remise en forme pour obtenir l’oscillogramme de la figure 2.32.

Il existe un problème majeur dans ce système à impulsion. On peut avoir desperturbations importantes lors des commutations des modules IGBT. Le systèmede détection des impulsions au secondaire peut alors soit ne pas détecter une im-pulsion ou soit être perturbé et voir une impulsion alors que celle-ci provient d’unparasite. Dans les deux cas, le module IGBT concerné va entrer en défaut : les deuxIGBT du même bras sont en conduction en même temps.

2.4.3 Transformateur sans noyau magnétique : transformateur core-less

Dans la suite de ce manuscrit, nous appelons transformateur coreless un trans-formateur magnétique qui n’a pas de noyau magnétique. Un transformateur co-

52


FIG. 2.32 – Transmission d’ordre avec transformateur magnétique et impulsions

reless est constitué de bobinages couplés sans matériaux magnétiques. Le plussouvent, les bobinages sont sérigraphiés sur un circuit imprimé. Les différents bo-binages sont isolés par le circuit imprimé. Les coefficients de couplage entre lesbobinages permettent de réaliser des transformateurs coreless : voir figure 2.33pour exemple. Ce transformateur coreless a été réalisé pour les drivers de la sociétéARCEL. Il est en matériau FR4 de 1.6mm et une épaisseur de cuivre 35µm. Il a étéspécialement conçu pour la transmission du retour défaut (information provenantdu secondaire en direction du primaire). L’analyse et la conception sont présentéesau paragraphe 4.4.2 page 185 : il est fait appel à un logiciel de calcul numérique3D, à LTSpice6 et à des essais expérimentaux.

FIG. 2.33 – Prototype de transformateur coreless réalisé sur circuit imprimé, di-mension de 6mm x 6mm

Comme pour le transformateur magnétique (voir paragraphe 2.4.2), le trans-

6Marque déposée

53


formateur coreless est piloté par une électronique pour l’émission et la réception :voir figure 2.30 page 51. Les modes de pilotage du transformateur coreless sontidentiques au transformateur magnétique.

De nombreuses publications montrent les différentes formes de bobinage (carré,rectangle, cercle) et les conséquences sur les caractéristiques des transformateurscoreless [Tan99] [Hui99b] [Hui99a] [Tan99] [Tan00] [Tan01] [Hui97]. Des appli-cations spécifiques ont été réalisées pour la transmission d’ordre par modulationpour driver d’IGBT [Vas04].

2.4.4 Transformateur piezo-électrique

Principe de base

Le transformateur piezo-électrique est constitué d’une (ou plusieurs) céramique(s)piezo-électrique(s) et de quatre électrodes métalliques. L’effet piezo-électrique in-verse est utilisé pour créer une déformation mécanique à partir d’un champ élec-trique (au primaire du transformateur). L’effet piezo-électrique direct est utilisépour créer une tension à partir d’une déformation mécanique (au secondaire dutransformateur). On illustre ce principe sur la figure 2.34 où l’on représente untransformateur piezo-électrique en forme de barre.

FIG. 2.34 – Principe de base du transformateur piezo-électrique

Des applications à base de transformateur piezo-électrique sont utilisées pourpiloter un bras d’onduleur à IGBT [Vas01] [Vas02] [Vas03b].

Il faut noter qu’il existe plusieurs formes de transformateurs piezo-électriques.Les plus courants pour les applications de commande isolée sont en barreau ou endisque [Vas01] [Vas02] [Vas03b] [Vas03a].

Modes de transmission

Comme pour les transformateurs magnétiques et coreless, on peut utiliser untransformateur piezo-électrique par modulation et par impulsion. La méthode par

54

2.5 Transmission de puissance

modulation semble être la seule utilisée dans la pratique [Vas04].

2.4.5 Conclusion

A priori, toutes les méthodes et solutions technologiques exposées précédem-ment pour la transmission des ordres semblent être utilisables pour un driver in-dustriel. Or, on peut tout de même émettre quelques réserves vis à vis des solutionsà transformateurs magnétiques et coreless qui utilisent une transmission par im-pulsion car elles nécessitent une gestion plus complexe des ordres par rapport àune solution optique qui transmet des états. En effet, les systèmes à impulsionssont plus propices à créer des défauts sur un bras d’onduleur par exemple si uneimpulsion correspondant à l’ouverture est "loupée" ou si un parasite envoie uneimpulsion correspondant à la fermeture alors que l’IGBT doit être ouvert.

Les transformateurs piézoélectriques sont difficiles à mettre en oeuvre à causede leur multiples résonnances. De plus, des problèmes mécaniques sont attenduslors des phases de moulage des drivers et d’utilisations en milieux soumis à defortes vibrations.

Dans le chapitre 4, nous verrons que la solution optique avec récepteur intégrépermet d’obtenir des performances excellentes bien que son prix soit important.

D’un point de vue économique, la solution à transformateur coreless et trans-mission par impulsion semble être la meilleure. En effet, ce transformateur estintégré au circuit imprimé et coûte seulement la surface qu’il occupe. L’inconvé-nient de cette solution réside dans le pilotage de ce transformateur qui possède desimpédances très faibles. Nous verrons dans le chapitre 4 les contraintes en courantdans un tel dispositif.


La transmission de puissance a pour but de transmettre l’énergie électriquedu primaire au secondaire du driver (voir synoptique figure 2.3 page 28). Cettetransmission doit garantir une isolation galvanique statique et dynamique et doitrésister aux perturbations électromagnétiques. Le rendement de la transmission depuissance doit être le plus élevé possible.

Sur la figure 2.35, on montre le synoptique de la transmission de puissancedans le cas d’un driver qui pilote un module avec un IGBT simple et dans le casoù le driver pilote un module avec deux IGBT en série (bras d’onduleur). Ces deuxconfigurations sont les plus rencontrées dans le milieu industriel.

55


FIG. 2.35 – Synoptiques de deux drivers d’IGBT avec alimentation isolée et repré-sentation des capacités parasites de mode commun

56


Dans cette partie, nous nous attachons aux différentes solutions technologiquesexistantes et évaluons les performances sur les points suivants :• isolation galvanique statique• isolation galvanique dynamique : capacités de couplage entre primaire et secon-daires• immunité aux perturbations électromagnétiques• rendement• mise en oeuvre

2.5.1 Transformateurs magnétiques

Les transformateurs magnétiques sont très utilisés pour ce type d’application :faible puissance (quelques Watt), fort isolement (quelques kV), faible couplagecapacitif entre bobinages, facilité de mise en oeuvre. Nous décrivons tout d’abordles conséquences des contraintes énoncées précédemment sur les transformateursmagnétiques.

Contraintes et conséquences

Considérons le cas "simple" d’un transformateur à deux enroulements. L’isola-tion galvanique statique est assurée par les isolants entre les conducteurs des enrou-lements et la ferrite. En effet, les ferrites sont considérées comme des conducteursélectriques car leur résistivité est très faible dans certains cas. La ferrite seule nepeut donc pas assurer l’isolation statique.

L’isolation galvanique dynamique se quantifie par le biais des capacités de cou-plage entre les enroulements. Si l’on considère un condensateur plan, la capacité Cs’exprime par l’expression suivante :

C = ε.Se = ε0.εr.

Se

57


ε : permittivité de l’isolant

εr : permittivité relative de l’isolant

ε0 : permittivité du vide

S : surface en regard

e : distance entre les surfaces

Cette considération simpliste permet de dégager plusieurs remarques dans lecas des transformateurs magnétiques. La nature de l’isolant (εr) conditionne lescapacités parasites de couplage, de même pour la distance entre les enroulements(e) et les surfaces en regard (S).

Compte tenu de ces remarques, on aura plutôt tendance à bobiner les transfor-mateurs magnétiques de façon à ce que les enroulements se chevauchent le moinspossible. Ceci n’est pas sans conséquences, on diminue le couplage et on augmentela valeur des inductances de fuites. La tension récupérée au secondaire est atténuéepar le biais des inductances de fuite. Nous verrons par la suite que les inductancesde fuite peuvent être utilisées à notre avantage : voir page 59.

Topologies et structures d’alimentation

Les contraintes imposées par l’isolation statique et dynamique obligent à bo-biner les enroulements sans chevauchement ce qui diminue les couplages magné-tiques entre ceux-ci.

Ce constat nous oblige soit à utiliser des structures d’alimentation à découpagequi utilisent à leur avantage les inductances de fuite du transformateur, soit à utiliserles circuits écrêteurs pour limiter les surtensions dues aux inductances de fuite. Ilest évident que pour des raisons de rendement, la première solution est à privilégier.

Transformateur planar

Cette technologie consiste à utiliser les pistes d’un circuit imprimé pour réaliserles bobinages du transformateur. La ferrite se monte par le biais de découpes dansle circuit imprimé. La figure 2.36 montre un exemple de transformateur planar.Il a été développé pour les drivers de la société ARCEL. Le circuit imprimé estconstitué de six couches en matériau FR4 et une épaisseur de cuivre de 70µm.

La mise en oeuvre de ce type de transformateur n’est pas facile pour respecterla contrainte d’isolation statique. Prenons l’exemple d’un circuit imprimé doubleface : un bobinage est effectué sur chaque face du circuit imprimé. Lorsque laferrite est insérée sur le circuit imprimé, elle est très proche des pistes des deuxenroulements des deux faces du circuit imprimé : figure 2.37.

Ce problème peut être résolu par l’insertion de deux plaques de circuit impriméentre les pistes et la ferrite : figure 2.38.

58


FIG. 2.36 – Exemple de transformateur planar réalisé au cours des travaux de re-cherche

Les capacités parasites entre les enroulements dépendent des surfaces des pistesen regard, de leurs dispositions et de l’épaisseur du circuit imprimé. Comme leprocessus de gravure des pistes est industrialisé et automatisé, la répétabilité descaractéristiques des transformateurs planar est excellente.

Cette solution n’est pas retenue par la suite car la résistance des pistes est tropimportante. Les pertes produites par les bobinages sont trop importantes ce quicause une élévation de température du circuit imprimé qui n’est pas acceptable.

Transformateur bobiné

Dans ce cas, le bobinage des enroulements est réalisé avec du fil isolé. La ferritepeut avoir des formes variées : tores, E, U, . . . . Nous nous intéressons au cas d’untransformateur dit torique : la forme de la ferrite est un tore (figure 2.39).

Cette solution est très utilisée pour des drivers industriels car elle permet d’ob-tenir d’excellentes caractéristiques (isolation statique et dynamique, rendement,mise en oeuvre, volume) pour des prix inférieurs aux transformateurs planars.

L’isolation statique est assurée par l’isolant sur les fils des bobinages et la pein-ture isolante de la ferrite. Celle-ci permet de tenir une tension d’isolement compriseentre 1500V et 3000V en standard. L’isolant des fils assure des isolations comprisesentre quelques centaines de volts et quelques kilo-volts en fonction de la nature etl’épaisseur de celui-ci.

Les capacités de couplage sont réduites si l’on diminue le nombre de tours desbobinages et que l’on éloigne les enroulements les uns des autres : figure 2.40.

Ceci nous incite à utiliser des structures d’alimentation à fréquence élevée pourdiminuer le nombre de tours des bobinages et utiliser au maximum des commuta-tions à zéro de tension qui utilisent les inductances de fuite des transformateurs :structures à résonance et quasi résonance.

Alimentation à commutation douce à zéro de tension

Nous développons deux exemples d’alimentations spécialement adaptées pourles drivers d’IGBT : faible puissance, fort isolement galvanique, faible couplagecapacitif du transformateur associé.

59


FIG. 2.37 – Problèmes d’isolement entre pistes et ferrite sur un transformateurplanar

60


FIG. 2.38 – Isolement d’un transformateur planar à l’aide de deux circuits impriméssupplémentaires

(a) (b)

FIG. 2.39 – Tores en ferrite et transformateurs toriques - deux ferrites différentes etnombre de tours différent entre (a) et (b) - (a) : diamètre de 16mm - (b) : diamètrede 13mm

(a) (b)

FIG. 2.40 – Isolation et transformateur torique

61


La première est une alimentation Forward multi-résonant en tension [Hei98].En effet, elle possède deux condensateurs qui sont utilisés pour la résonance. Nousmontrons le cheminement intellectuel pour arriver au schéma final.

(a) (b)

(c) (d)

(e)

FIG. 2.41 – Construction de l’alimentation Forward ZVS à double resonance

Le schéma a de la figure 2.41 représente un hacheur abaisseur avec la source Ve

et la tension de charge Vs. L’implantation d’un transformateur est impossible entrela source et la charge car 〈Vd〉 6= 0. On insère une diode d’ en série avec la sourcede tension qui ne change en rien le fonctionnement de l’abaisseur mais qui permetd’obtenir un degré de liberté pour avoir 〈Vd〉= 0 (schéma b). Le schéma c montreune structure Forward sans démagnétisation du transformateur. Cette structure nepeut pas fonctionner telle qu’elle est actuellement. LR modélise l’inductance defuite du transformateur réel et T le transformateur idéal de rapport de transforma-tion m. Sur la figure d, la structure abaisseur peut fonctionner à commutation nulleen tension sur Q1 grâce au condensateur CR : commutation mono-directionnelle entension. Le condensateur CR2 sert à obtenir une deuxième résonance en tension au

62


secondaire du transformateur T .Le deuxième exemple est une alimentation utilisée sur des drivers industriels

disponibles dans le commerce. Cette structure est très simple et fait fonctionnerl’interrupteur à zéro de tension à l’ouverture et à la fermeture. La figure 2.42 re-présente cette structure.

(a) (b)

FIG. 2.42 – Alimentation à commutation douce pour driver d’IGBT

Cette structure n’est pas conventionnelle comme le sont les structures flybacket forward. En effet, lorsque le MOSFET Q est fermé, le transfert d’énergie entrela source de tension Ve et le récepteur Vs est direct. Lorsque le MOSFET Q s’ouvre,la tension Vds croît et la tension Vprim décroît. La tension Vsec décroît et le transfertd’énergie entre le primaire et la source diminue jusqu’à s’annuler. A ce moment,le courant dans la diode d s’annule, la tension Vsec devient l’image de la tensionVprim. Le secondaire est déconnecté du primaire. Le primaire est alors constitué del’inductance magnétisante Lm et l’inductance de fuite LR avec un courant positifles traversant. Le condensateur CR et l’inductance Lm + LR constituent un circuitoscillant. La tension Vds et le courant d’entrée ie sont en quadrature de phase. Lafréquence d’oscillation est :

fR =1

2π√

(Lm +LR).CR

Comme Lm LR on peut simplifier l’expression de fR :

fR =1

2π√

Lm.CR

Lorsque Vds devient négative, la diode du MOSFET Q se met en conduction etVds = 0. La tension Vsec devient positive quand la tension Vds passe en dessous deVe. Le courant dans d s’établit quand la tension Vsec devient légèrement supérieureà Vs. La charge Vs absorbe un courant provenant du secondaire du transformateur.Le courant d’entrée ie est négatif et croît vers des valeurs positives. Le MOSFETQ est remis en conduction quand sa diode intrinsèque conduit. Lorsque le courantie devient positif, le MOSFET Q entre en conduction en polarisation directe. On

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voit que l’inductance de fuite du transformateur LR intervient très peu dans la fré-quence d’oscillation fR si celle-ci est négligeable devant Lm. Ceci est vrai dans laplupart des cas pour les transformateurs bobinés. Cela implique que la façon dontest bobiné le transformateur a peu d’influence sur la fréquence fR. La valeur de LR

va surtout conditionner les commutations de la diode d du secondaire.

Pour illustrer ces explications, nous avons simulé cette structure avec le logicielLTSpice avec les paramètres suivants :

Ton : 0.7µs temps de mise en conduction du MOSFETT : 2.1µs période de découpageCR : 1.2nF condensateur de résonanceCs : 10µF capacité de découplage de la chargeRch : 470Ω résistance de chargeLR : 100nH inductance de fuite du transformateurm : 1.29 rapport de transformationLm : 56µH inductance magnétisante du transformateurVs : 19V tension de sortie de l’alimentation

−10

−5

0

5

10

15

20

25

30

35

40

45

0.0 s 500.0 ns 1.0 us 1.5 us 2.0 us 2.5 us

Vd

s V

gs

[V]

Temps [s]

VdsVgs

−0.2

−0.1

0.0

0.1

0.2

0.3

0.0 s 500.0 ns 1.0 us 1.5 us 2.0 us 2.5 us

i LR

i d [

A]

Temps [s]

iLRid

−40

−30

−20

−10

0

10

20

30

40

50

60

0.0 s 500.0 ns 1.0 us 1.5 us 2.0 us 2.5 us

Vd V

sec

[V]

Temps [s]

VsecVd

FIG. 2.43 – Simulation de la structure de la figure 2.42

64


2.5.2 Transformateur coreless

Le transformateur coreless peut être utilisé pour transmettre de l’énergie élec-trique avec isolation galvanique. Dans la littérature [Hui99b] [Hui99a] [Tan99], ontrouve des applications à base de transformateurs coreless sur circuit imprimé quipermettent de transférer les ordres et la puissance par le même transformateur. Lesauteurs utilisent un système de modulation haute fréquence au primaire du transfor-mateur. Au secondaire, le signal du transformateur est démodulé par un système deredresseur. La composante haute fréquence de modulation permet de transmettrel’énergie et l’ordre en même temps. Les puissances transmises au secondaire sontinférieures à 2W. Cette méthode permet d’obtenir des circuits de commande deMOSFET et IGBT avec une isolation supérieure à 10kV. Les fréquences de décou-page sur la grille des interrupteurs peuvent aller de 1Hz à 300kHz [Hui99b], ce quipermet de répondre à bon nombre d’applications. La figure 2.44 illustre ces propos.

FIG. 2.44 – Transformateur coreless avec transmission de puissance et ordres decommande

Dans [Tan99], un transformateur à un primaire et deux secondaires permet de

65


piloter un bras d’onduleur. Les commandes sur les grilles des interrupteurs sontisolées et complémentaires. L’aspect CEM de cette solution technologique est éga-lement traité : les auteurs montrent que le transformateur coreless rayonne très peucar il travaille en "champ proche". Le champ électromagnétique généré par le trans-formateur coreless est très local. Il se concentre dans le circuit imprimé entre lesdeux enroulements et très localement à l’extérieur. Du point de vue immunité auxrayonnements extérieurs, il est peu sensible dans sa plage d’utilisation : quelquesMéga-Hertz. De plus, les capacités de couplage entre primaire et secondaires sontde l’ordre de 10pF et peuvent même descendre en dessous de 3pF en fonction dela taille du transformateur.

Cette solution permet d’envoyer les ordres et la puissance via le même signal.La solution suivante permet d’avoir une alimentation isolée à base de transforma-teur coreless. Dans [Tan01], une alimentation stabilisée est mise en oeuvre. Letransformateur coreless a un diamètre de 4.6mm. L’alimentation permet de trans-mettre une puissance de 0.5W (5V, 100mA) avec un rendement total de 34%. L’iso-lation galvanique est assurée par les propriétés diélectriques du circuit imprimé(10kV à 40kV par millimètre).

Les inductances équivalentes des bobinages et le coefficient de couplage étanttrès faibles, le transformateur coreless est utilisé dans une structure à résonance ausecondaire du transformateur. La fréquence de découpage est choisie pour avoirdes commutations à zéro de tension des interrupteurs au primaire et obtenir unrendement et un gain en tension acceptables. La modélisation simplifiée de ce typede transformateur permet de prédire son comportement sur une large gamme defréquence. L’effet de peau est pris en compte, les auteurs ont choisi de modéliserl’aspect résistif des bobinages de la façon suivante :

R1( f ) = R2( f ) = α. f 3 +β. f 2 + γ. f +δ (2.3)

f : fréquence

α,β,γ,δ : coefficients réels

Le couplage inductif est modélisé par deux inductances de fuite L f 1 et L f 2 etpar l’inductance magnétisante Lm. La capacité C12 représente la capacité parasiteentre le primaire et le secondaire. La figure 2.45 représente cette modélisation.

La capacité Cs et la résistance Rs représentent la charge au secondaire du trans-formateur. La structure de alimentation de l’article [Tan01] est exposée figure 2.46où l’on représente le circuit de commande, le demi-pont capacitif, le condensateurde résonance CR au secondaire du transformateur et le régulateur linéaire 5V.

Cette alimentation est peu attractive du point de vue de son rendement : 34%.En effet, à cause de la fréquence d’excitation élevée, des pertes importantes sontgénérées dans les enroulements à cause de l’effet de peau modélisé par l’équation2.3 et à cause des commutations des MOSFET du demi-pont et celà malgré descommutations dites "douces". Mais, ses principaux atouts sont sa tenue en tensionstatique très importante (plus de 10 kilo-Volts) et sa capacité de couplage entreprimaire et secondaire très petite (environ 10pF).

66


FIG. 2.45 – Modélisation d’un transformateur coreless [Tan01]

FIG. 2.46 – Structure d’une alimentation isolée à base de transformateur coreless[Tan01]

67


2.5.3 Transformateur piezo-électrique

Nous montrons dans ce paragraphe deux applications à base de transforma-teur piezo-électrique. La première réalise la transmission d’ordre et de puissancepar le même transformateur pour deux IGBT en configuration de bras d’ondu-leur [Vas02]. Rappelons que le principe de base du transformateur piezo-électriqueconsiste à utiliser l’effet piezo-électrique inverse pour créer une déformation mé-canique à partir d’un champ électrique au primaire du transformateur. L’effet directest utilisé au secondaire pour créer une tension à partir d’une déformation méca-nique : voir figure 2.34 page 54. Cette application permet de piloter un bras d’on-duleur sous 300V, 20A à 40kHz avec des rapports cycliques compris entre 0.1 et 1.La figure 2.47 donne le schéma de principe de cette application.

FIG. 2.47 – Schéma de principe de la commande de bras à base de transformateurpiezo-électrique

Au primaire, la commande crée deux ordres complémentaires avec temps mort.Le circuit de modulation effectue une modulation pleine onde à fréquence fixe.Celle-ci est adaptée à la résonance mécanique du transformateur. Au secondaire,un circuit de mise en forme démodule le signal reçu pour commander la grille(système de détection d’enveloppe) et le redresse pour charger un condensateurqui fournit l’énergie nécessaire au secondaire (alimentation de l’électronique et lacommande de grille). Il existe donc un rapport cyclique minimum pour faire fonc-tionner le secondaire convenablement. La rapidité du système est basée sur la vi-tesse de transmission du transformateur. Le temps de propagation est minimisé parl’utilisation d’un matériau le plus dur possible (Zirconate de Titanate de Plomb :PZT). L’onde mécanique parcourt une distance minimisée si le transformateur estde faible épaisseur et fonctionne en mode épaisseur. Les deux céramiques sont iso-lées électriquement et couplées mécaniquement à l’aide d’une couche d’aluminede 300µm. Les trois couches sont reliées par de la colle époxy. La fréquence d’ex-citation du transformateur est choisie pour avoir un zéro de contrainte au niveau du

68


collage : voir figure 2.48.

FIG. 2.48 – Contrainte, déplacement et polarisation électrique suivant l’épaisseur

Cette configuration permet d’obtenir un rendement de 72% pour 0.45W dis-ponible au secondaire. Du fait des grandes surfaces en regard entre primaire etsecondaire, la capacité parasite de mode commun est importante. Elle est mesuréeà 26pF pour un transformateur disque de 16mm de diamètre et 2.3mm d’épaisseur.

Le deuxième exemple réalise une transmission de puissance à l’aide d’une cé-ramique en forme de pavé [Vol99]. Cette structure permet de minimiser la capacitéparasite entre primaire et secondaire : les surfaces en regard sont beaucoup plusfaibles que dans l’exemple précédent avec une structure disque. Le maintien de lacéramique est réalisé avec une enveloppe plastique séparée par des chambres pouraugmenter l’isolation électrique. Les contacts entre le boîtier et la céramique sontréalisés avec des joints silicone : voir figure 2.49.

FIG. 2.49 – Céramique et mise en boîtier

Du point de vue électrique, le transformateur possède trois zéros de phase pourle courant d’entrée dans la gamme 40kHz - 54kHz. Un seul correspond à un maxi-mum d’impédance d’entrée : le point de fonctionnement se situe au plus proche dece point pour garantir un rendement optimum. La figure 2.50 montre les courbesde phase pour le courant d’entrée et l’impédance d’entrée.

69


FIG. 2.50 – Phase du courant d’entrée et impédance d’entrée dans la gamme40kHz-54kHz

Ces deux courbes dépendent de la température, de l’impédance de sortie et dela nature de la céramique : la fréquence de fonctionnement doit être asservie pouravoir une phase nulle entre la tension et le courant d’entrée. La figure 2.51 donnele schéma de principe de l’alimentation.

FIG. 2.51 – Schéma de principe de l’alimentation

Un transformateur élévateur au primaire permet d’utiliser une tension de quelquescentaines de volts au primaire de la céramique. Un transformateur abaisseur au se-condaire donne une tension exploitable en basse tension. Avec un transformateurde 150mm de long, 5mm de largeur et 2.5mm d’épaisseur, l’auteur obtient unepuissance de 7W avec un rendement de 80%. La capacité parasite est mesurée à1.5pF.

2.5.4 Transmission optique

Cette solution consiste à utiliser un émetteur et un récepteur optique séparéspar un guide de lumière. Compte tenu des rendements actuels des dispositifs photo-

70


électriques, il semble assez difficile d’utiliser une telle technologie pour des appli-cations de drivers classiques : 20% pour les émetteurs infra-rouge et 30% pour lescellules photo-voltaïques.

On peut se demander comment transmettre une puissance de quelques Wattsavec un isolement de plusieurs dizaines de kilo-Volts avec une capacité de couplageinférieurs à quelques pico-Farads : la seule réponse possible actuellement est latransmission de puissance par système photo-électrique.

Une équipe de chercheurs Japonnais a mis en oeuvre une alimentation isoléeà base d’émetteurs et récepteurs optiques pour isoler une source d’énergie à plu-sieurs dizaines de kilo-Volts (testée à 70kV) [Yas02]. Sur la figure 2.52, on décritbrièvement le système mis en oeuvre.

Contrôle de l'émission Diodes laser

retour

Cellules photovoltaïques

LED

convertisseur 5V2W

Fibres optiques

FIG. 2.52 – Alimentation isolée à base de composants photo-électriques

Les émetteurs sont des diodes laser (longueur d’onde : 808nm) et les récepteursdes cellules photovoltaïques en GaAs dont le maximum du rendement quantique sesitue aux alentours de 800nm. Un convertisseur permet de fournir une tension de5V en sortie du secondaire. Un système de retour a pour but de couper les émetteursen cas de rupture des fibres optiques ou en cas de problème au secondaire sur lescellules photovoltaïques. Ce système a permis de fournir une puissance de 2W ausecondaire avec un rendement de 2.9%.

2.5.5 Conclusion

Nous venons de voir que les solutions à base de transformateurs piézoélec-triques ont des rendements faibles. La solution optique a un rendement très faiblemais une excellente tenue en tension statique et une capacité de couplage trèsfaible.

Le transformateur planar n’est pas utilisable car son volume et les pertes dansles bobinages sont trop importants.

La meilleure solution semble être celle à base de transformateur magnétiquebobiné. Elle permet d’obtenir des puissances volumiques et des rendements très

71

2.6 Conclusion

satisfaisants grâce notamment aux topologies utilisants les interrupteurs en com-mutation à zéro de tension.

Dans le chapitre 4, nous verrons que notre système de commande de grillenécessite une tension symétrique (±15V) et ceci a des conséquences sur le choixde la topologie de l’alimentation isolée.

2.6 Conclusion

Un driver de module IGBT doit comporter plusieurs fonctions de base. Celles-ci peuvent être réalisées de différentes manières. Dans le chapitre 4, nous décou-vrirons les solutions apportées par rapport à celle ce chapitre.

Dans le chapitre suivant, chapitre 3, nous étudions la modélisation et les com-mutations des modules IGBT afin de connaître au mieux les comportements desmodules IGBT pour la conception des drivers.

72

Chapitre 3

Analyse et modélisation encommutation des modules IGBT

Dans ce chapitre, nous proposons une modélisation électrique simple à based’éléments passifs classiques (résistance, inductance et capacité) de module IGBT.La commutation de l’IGBT est présentée avec un modèle électrique simplifié. Onmontre que le type de commande de grille a une influence sur la commutation del’IGBT (commande de grille en tension ou courant) ainsi que la vitesse des impul-sions de tension sur la résistance de grille dans le cas de la commande de grille entension (phénomène qui prend de l’importance dans la pratique).L’importance de la prise en compte des inductances de câblage et des couplagesmagnétiques entre puissance et commande est mise en évidence par des simula-tions d’un module IGBT.Un exemple de modélisation des inductances de câblage est réalisé grâce au logi-ciel InCa1 (Inductance Calculation) pour deux modules IGBT 1200A - 3300V ducommerce.Pour finir, nous exposons le phénomène d’avalanche dynamique présent sur desmodules IGBT d’une certaine technologie avec expérimentations, simulations nu-mériques et modélisations à l’appui.

3.1 Modélisation électrique simplifiée de puce IGBT

Dans cette partie, nous proposons une modélisation électrique simple qui prenden compte les courbes statiques des modules IGBT, les capacités équivalentes despuces IGBT et le recouvrement inverse des diodes.

3.1.1 Modélisation statique des puces IGBT

La modélisation statique des modules IGBT consiste à donner le réseau decourbes liant Ic, Vge, Vce à différentes températures. Les constructeurs donnent en

1marque déposée

73


général la courbe qui lie Ic à Vce pour différentes valeurs de Vge.Sur la figure 3.1, on distingue trois zones de fonctionnement pour l’IGBT. La

première zone caractérise l’IGBT à courant collecteur nul et tension collecteurquelconque (axe Ic = 0) ; la seconde zone dite "zone saturée" où l’IGBT fonctionneen limitation de courant, puis la zone ohmique quand l’IGBT est dit "fermé". Lafigure 3.2 montre la courbe statique Ic = f (Vce,Vge) pour deux modules de calibreen courant différent.

Vce

Ic

Zone ohmique

Zone saturée

Vge=20V Vge=11V

Vge=8V

Vge=9V

Vge=10V

V0

FIG. 3.1 – Réseaux statique du comportement de l’IGBT en direct

Le fonctionnement statique des modules IGBT est modélisé très simplement.Tout d’abord, dans la zone ohmique, on donne l’équation simple :

Vce = V0 +R · Ic

Ensuite, dans la zone saturée, on modélise le comportement par l’équation :

Ic = K · f (Vge)

où K est une constante de l’IGBT et f est une fonction. Dans la littérature, ontrouve deux types de fonction f : simple droite ou parabole.

f (Vge) = (Vge−Vth) [EC95][Pas93][Fre03]

f (Vge) = (Vge−Vth)2 [Sar95]

Vth : tension de seuil du canal de l’IGBT

(3.1)

3.1.2 Modélisation des effets capacitifs des puces IGBT

Dans cette partie nous présentons une modélisation simplifiée des élémentscapacitifs d’une puce IGBT. On considère une section de puce IGBT sur la figure3.3 où l’on représente les capacités prises en compte dans notre modélisation.

74


FIG. 3.2 – Caractéristiques statiques des modules FF300R12KT3 et 1MBI800UB-120 - sources datasheets Eupec et Fuji Electric

FIG. 3.3 – Eléments capacitifs d’une cellule IGBT

75


• C1 : capacité entre grille et émetteur, dépend de l’épaisseur de l’oxyde d’isole-ment entre les contacts de grille et d’émetteur et de la géométrie des cellules.

• C2 - C4 : capacités entre grille et émetteur (de la zone P+), C2 dépend de l’épais-seur de l’oxyde de grille et de la géométrie des cellules ; C4 dépend de l’étatde la zone de déplétion de la jonction N+P.

• C3 - C5 : capacités entre grille et collecteur ; C3 dépend de l’épaisseur de l’oxydede grille et de la géométrie des cellules ; C5 dépend de l’état de la zone dedéplétion de la jonction P/P+N−.

• C6 : capacité entre émetteur et collecteur ; dépend de l’état de la zone de déplé-tion de la jonction P/P+N−.

Les paramètres définis précédemment sur une cellule sont macroscopiques.Pour des raisons de simplicité, on peut considérer que cette modélisation reste vraiepour une approche globale d’une cellule IGBT. On représente alors une celluleIGBT et ses éléments capacitifs comme sur la figure 3.4.

FIG. 3.4 – Circuit équivalent d’une cellule IGBT

Les associations série-parallèle des différentes capacités peuvent être simpli-fiées pour arriver à la figure 3.5.

Nous reviendrons sur cette modélisation électrique simplifiée pour étudier lacommutation de l’IGBT (paragraphe 3.2) où nous ferons des hypothèses simplifi-catrices sur la non-linéarité des capacités Cge Cgc et Cce.

Cette modélisation électrique simplifiée nous permet de décrire le comporte-ment d’une cellule et d’une puce IGBT. Elle ne permet pas à elle seule de décrire lecomportement de modules IGBT qui sont pour la pluspart des composants multi-puces. Il faut pour cela prendre en compte les impédances dues au câblage desmodules (bondings, connexions bus-barre) : voir paragraphe 3.3

76

3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande

FIG. 3.5 – Circuit équivalent simplifié d’une cellule IGBT

3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue deleur commande

Nous présentons l’analyse des commutations d’une puce IGBT dans un ha-cheur sur charge inductive. Les résultats sont issus de simulations analytiques (pourles sections 3.2.1, 3.2.2, 3.2.3, 3.2.4). On suppose que le courant dans l’inductanceest constant pendant les commutations. La figure 3.6 représente le schéma du ha-cheur et la commande de grille. On représente seulement Lcab qui modélise lesinductances de câblage.

FIG. 3.6 – Hacheur à IGBT sur charge inductive

77


3.2.1 Commande de grille en tension avec diode parfaite - simulationanalytique

Nous considérons le schéma de la figure 3.7 et la diode D comme parfaite. Lasource de tension Vg part de Vdd et rejoint la valeur Vcc avec un front infinimentrapide.

FIG. 3.7 – Commande de grille en tension

Avant tout, il faut modéliser les capacités Cge, Cgc et Cce lors des commutationscar elles ont un comportement non-linéaire. On modélise ces capacités selon lesfigures 3.8 (a), (b) et (c).

• Cge : constante, elle est due à la couche d’oxyde sous la grille et à la métallisationde l’émetteur.

• Cce : représente la capacité entre le collecteur et l’émetteur, elle est non-linéaireen fonction de Vce.

• Cgc : représente les échanges de charges entre la grille et le drain du MOSFETinterne, c’est à dire entre la grille de l’IGBT et la base du transistor pnp in-terne. Cette capacité est fortement non-linéaire en fonction de la tension Vce

Dans cette première étude, on ne prend pas en compte l’inductance Lcab. Sur lafigure 3.9, on montre les formes d’onde lors de la mise en conduction.

Sur la figure 3.10, on représente le chemin parcouru par le point de fonction-nement de l’IGBT sur la courbe statique Ic = f (Vce,Vge).

F t < T0 :Le montage est à l’état de repos, le courant dans la diode est imposé par l’induc-

78


(a) (b)

(c)

FIG. 3.8 – Variation des capacités de l’IGBT en fonction de Vce

79


FIG. 3.9 – L’IGBT à la mise en conduction - commande en tension

80


FIG. 3.10 – Parcours de Vce et Ic lors de la mise en conduction - commande entension

tance I0, l’IGBT est bloqué, la tension Vce est égale à la pleine tension Vbus, la com-mande Vg est à Vdd (Vge = Vdd et ig = 0). On a également Cgc = Cgc2 et Cce = Cce2.

F T0 < t < T1 :La tension de grille part de Vdd et croît jusqu’à Vth (tension de seuil de l’IGBT). Lacapacité Cge se charge alors que Cgc se décharge, la tension Vge évolue comme lacharge de la capacité équivalente Cge +Cgc2 :

Vge(t) = (Vcc−Vdd) ·(

1− e− t

Rg·(Cge+Cgc2)

)+Vdd (3.2)

ig(t) =Vcc−Vdd

Rg· e−

tRg·(Cge+Cgc2) (3.3)

L’IGBT reste bloqué : Ic = 0, Vcc = Vbus.

F T1 < t < T2 :L’IGBT entre en conduction dans sa zone de saturation. Ic(t) est lié à la tensionVge(t) :

Ic = K · (Vge(t)−Vth)2 (3.4)

Le courant de la charge est supposé constant, le courant dans la diode décroit deI0 à 0 pour faire croître le courant collecteur de 0 à I0. Comme la diode D estconductrice, sa chute de tension est faible devant Vbus, on a Vce = Vbus. Les formesd’onde pour ig et Vge sont exprimées par les équations de l’intervalle précédent.

F T2 < t < T3 :A l’instant T2, le courant dans la diode a tendance à s’inverser, elle retrouve son

81


pouvoir de blocage. Le courant collecteur est imposé par la charge : I0. La tensionVge se stabilise à la tension VgeI0 appelée tension de plateau Miller :

VgeI0 =

√I0

K+Vth (3.5)

La tension de grille constante entraîne un courant de grille constant :

IgI0 =Vcc−VgeI0

Rg(3.6)

Ce courant constant décharge la capacité Cgc(t) = Cgc2, on a alors l’équation sui-vante :

dVcg(t)dt

=IgeI0

Cgc2=

dVce(t)dt

=Vcc−VgeI0

Rg ·Cgc2(3.7)

F T3 < t < T4 :A l’instant T3, la tension Vce atteint la valeur VgeI0 et on a Vcg(t) = 0 et Cgc(t) =Cgc1(forte augmentation). Les équations sont les mêmes que pour la phase précédente :

dVcg(t)dt

=IgeI0

Cgc1=

dVce(t)dt

=Vcc−VgeI0

Rg ·Cgc1(3.8)

F T4 < t < T5 :A l’instant T4, l’IGBT entre dans sa zone ohmique. La tension Vge croît pour com-penser la chute de Vce à courant collecteur constant. La source de tension Vg chargela capacité équivalente Cge +Cgc1 (>Cge +Cgc2) à travers Rg.

F t > T5 :A l’instant T5, la tension Vce atteint sa valeur finale Vcesat . La mise en conductionde l’IGBT est terminée.

Sur la figure 3.11, on représente les formes d’ondes lors de l’ouverture del’IGBT et sur la figure 3.12 le chemin parcouru par l’IGBT sur la courbe Ic =f (Vge,Vce).

F t < T6 :La charge impose le courant collecteur (I0), l’IGBT est conducteur en zone oh-mique (Vce = Vcesat), ig(t) = 0, Vge(t) = Vcc, Vg(t) = Vcc, la capacité Cgc(t) = Cgc1est chargée à Vce = Vcesat .

F T6 < t < T7 :A l’instant T6, la commande Vg(t) passe de Vcc à Vdd avec un front infiniment raide.

82


FIG. 3.11 – L’IGBT à l’ouverture - commande en tension

83


FIG. 3.12 – Parcours de Vce et Ic lors de l’ouverture - commande en tension

Ceci a pour effet de décharger les capacités Cge et Cgc1. La tension Vge(t) et lecourant ig(t) évoluent de la façon suivante :

Vge(t) = (Vdd−Vcc) ·(

1− e− t

Rg·(Cge+Cgc1)

)+Vdd (3.9)

ig(t) =Vdd−Vcc

Rg· e−


L’IGBT reste sur la partie ohmique de sa caractéristique statique (Ic = I0, Vge(t),Vce(t))

F T7 < t < T8 :La tension Vce continue à augmenter légèrement, l’IGBT fonctionne dans sa zoneohmique (proche de la zone saturée). La tension Vge diminue également pour serapprocher de la zone saturée pour garantir Ic = I0.

F T8 < t < T9 :A l’instant T8, l’IGBT entre dans sa zone saturée. La tension Vge se stabilise à lavaleur VgeI0 et répond à l’équation :

VgeI0 =

√I0

K+Vth (3.11)

Le courant dans la résistance Rg est donc constant :

IgI0 =Vdd−VgeI0

Rg(3.12)

84


Ce courant de grille décharge la capacité Cgc(t) = Cgc1, on peut écrire l’équationsuivante :

dVcg(t)dt

=−IgeI0

Cgc1(3.13)

Comme la tension Vge(t) est constante, on peut écrire également :

dVcg(t)dt

=dVce(t)

dt=−

Vdd−VgeI0

Rg ·Cgc1(3.14)

F T9 < t < T10 :Losque Vcg(t) s’annule, la valeur de Cgc passe de Cgc1 à Cgc2. Il y a un changementde pente pour les tensions Vcg(t) et Vce(t).

dVcg(t)dt

=dVce(t)

dt=−

Vdd−VgeI0

Rg ·Cgc2(3.15)

F T10 < t < T11 :Losque Vce atteint la tension Vbus, la diode D se met en conduction et le courantcollecteur commence à chuter. La tension Vge(t) décroît :

Vge(t) = (Vdd−VgeI0) ·(

1− e− t

Rg·(Cge+Cgc2)

)+VgeI0 (3.16)

ig(t) =Vdd−VgeI0

Rg· e−


F T11 < t < T12 :A l’instant T11, il ne reste plus que le courant de trous à annuler. Ces charges po-sitives sont principalement stockées dans la zone de drain N− de l’IGBT. Ellesreprésentent des charges minoritaires qui doivent se recombiner et engendrent untemps de décroissance important du courant collecteur : phénomène courammentappelé "queue de courant".

F t > T12 :L’IGBT est bloqué, la tension de grille n’évolue plus, Vce = Vbus, Ic = 0, Vge = Vdd .

3.2.2 Commande de grille en tension avec diode réelle et inductancede câblage - simulation analytique

On garde les mêmes conditions que dans la partie précédente (figure 3.7 page78). On ajoute deux phénomènes pour compléter l’étude de la commutation de

85


FIG. 3.13 – Mise en conduction avec diode réelle et câblage - commande en tension

86


l’IGBT. On prend en compte le recouvrement de la diode D et l’inductance decâblage Lcab.

Tout d’abord, pour la fermeture de l’IGBT, on représente les formes d’ondessur la figure 3.13.

Lors de la croissance du courant dans le collecteur, on observe une chute detension sur le collecteur due à l’inductance de câblage Lcab :

∆Vce = Lcab ·dIc

dt(3.18)

Lorsque le courant atteint la valeur I0 fixée par la charge, la diode se bloque maispasse par une phase de recouvrement qui vient ajouter le courant IRM à I0 au courantcollecteur. Pendant cette phase de recouvrement, la tension dépasse la valeur VgeI0pour satisfaire l’équation :

Vge(t) =

√Ic(t)

K+Vth =

√I0 + IRM

K+Vth >

√I0

K+Vth = VgeI0

A la fin du recouvrement, la tension Vge se stabilise à VgeI0 et la commutation setermine comme dans le paragraphe précédent.

Ensuite, pour l’ouverture de l’IGBT, on représente les formes d’ondes sur lafigure 3.14. On remarque que seule la tension Vce est changée par rapport à lafigure 3.11 page 83. Effectivement, pendant la décroissance du courant collecteur,la tension Vce dépasse Vbus de la valeur ∆Vce :

∆Vce = Lcab ·dIc

dt(3.19)

Ensuite, pendant la queue de courant, le dIc/dt est faible et provoque une surten-sion négligeable.

3.2.3 Commande de grille en courant avec diode réelle et câblage -simulation analytique

Dans ce paragraphe, nous présentons la commande de grille sur charge induc-tive à l’aide d’un générateur de courant. Pour cela, nous considérons le schéma dela figure 3.15. Nous prenons en compte le recouvrement de la diode D et l’induc-tance de câblage pour l’ouverture seulement. On suppose que la source de courantest parfaite pour des tensions comprises entre Vdd et Vcc. On garde les hypothèsesde non-linéarité des capacités Cge, Cgc et Cce qui sont représentées figure 3.8 page79.

Avant la mise en conduction, on suppose que l’IGBT est bloqué : Vce = Vbus,Ic = 0. La source de courant ig est bloquée à Vdd et maintient la tension Vge à Vdd .L’inductance L impose le courant I0 dans la diode D. Sur la figure 3.16, on repré-sente les formes d’ondes à la fermeture de l’IGBT.

87


FIG. 3.14 – Ouverture avec diode réelle et câblage - commande en tension

88


FIG. 3.15 – Commande de grille en courant

F t < T0 :L’IGBT est bloqué, la tension de grille est égale à Vdd , la source de courant ig(t)fournit un courant négatif pour maintenir la tension Vge à Vdd (courant de fuite dela grille). Les capacités Cgc(t) et Cce(t) ont pour valeur Cgc2 et Cce2.

F T0 < t < T1 :Le générateur de courant fournit un courant i+g0 qui charge la capacité Cge et dé-charge Cgc. L’IGBT est bloqué. La tension Vge(t) évolue suivant l’équation :

∆Vge(t) =i+g0

Cge +Cgc2· t +Vdd (3.20)

F T1 < t < T2 :La tension Vge dépasse la tension de seuil Vth et le courant de l’IGBT commenceà croître. La diode D est passante et la tension collecteur reste à Vbus. Le courantcollecteur évolue de la façon suivante :

Ic(t) = K · (Vge(t)−Vth)2

Vge(t) =i+g0

Cge +Cgc2· t +Vth

Ic(t) = K ·

(i+g0

Cge +Cgc2

)2

· t2 (3.21)

F T2 < t < T3 :Lorsque le courant collecteur atteint I0, la diode se bloque et passe par une phasede recouvrement. Elle impose à Ic la valeur I0 + IRM qui a pour conséquence d’aug-menter la tension Vge :

Vge(t) =

√Ic(t)

K+Vth =

√I0 + IRM

K+Vth >

√I0

K+Vth = VgeI0

89


FIG. 3.16 – Fermeture de l’IGBT - commande en courant

90


La tension collecteur commence à décroître, si on néglige le recouvrement de ladiode, on a :

Vge(t) = VgeI0

I(Cge) = 0dVgc

dt= −dVce

dtdVce

dt= −

i+g0

Cgc2(3.22)

F T3 < t < T4 :La diode D a fini son recouvrement, elle est complètement bloquée. L’équation3.22 est valide pour cet intervalle de temps.

F T4 < t < T5 :Lorsque Vce atteint la valeur VgeI0, on a la capacité Cgc(t) qui passe de Cgc2 à Cgc1(> Cgc2). La pente des tensions Vcg et Vce diminue :

dVce

dt=

dVgc

dt=−

i+g0

Cgc1

F T5 < t < T6 :Lorsque la tension Vce atteint des valeurs très faibles proches de Vcesat , l’IGBT fonc-tionne dans la zone ohmique. La tension Vce continue de diminuer pour atteindreVcesat . La tension Vge évolue de la façon suivante :

Vge(t) =i+g0

Cge +Cgc1· t +VgI0 (3.23)

F t > T6 :Lorsque la tension Vge atteint la valeur Vcc, la source de courant se bloque et main-tient Vge à la tension Vcc. Le courant dans l’IGBT est égale à I0 et sa tension collec-teur vaut Vcesat .

Pour l’ouverture de l’IGBT avec une source de courant, on considère la figure3.15. L’IGBT est en conduction et la diode D est bloquée. On prend en comptel’inductance Lcab. Les formes d’onde pour l’ouverture avec une source de courantsont représentées figure 3.17.

On observe que la décharge de la grille est la même qu’à la charge (hormisle phénomène dû au recouvrement de la diode). Une surtension sur le collecteurest dû au câblage et à la décroissance rapide du courant d’électron de l’IGBT.Lorsque la tension Vge passe en dessous de Vth, le courant de trous décroît lentement(phénomène de recombinaison des trous dans la zone de drain N−).

91


FIG. 3.17 – Ouverture de l’IGBT - commande en courant

92


3.2.4 Influence du circuit de commande de grille sur la commutationde l’IGBT - simulations analytique et numérique

Dans les paragraphes précédents, nous considérons la commande en tensionpassant instantanément de Vdd à Vcc (ou de Vcc à Vdd). Or, dans la pratique, cecin’est pas réalisable. En fonction des technologies et des solutions employées, nousavons un temps de montée (et de descente) de la tension de commande de grillequi n’est pas nul et engendre des conséquences sur les commutations des IGBT.Tout d’abord, nous étudions la charge et la décharge d’une capacité (C) par unerésistance (R) et un générateur de tension non idéal. Le schéma est représenté figure3.18.

FIG. 3.18 – Circuit de charge d’une capacité avec une source de tension et tempsde montée non nul

La capacité est initialement chargée à la tension Vdd . La tension de commandepasse de Vdd à Vcc avec un temps de montée noté tm. La croissance de Vg est linéaire.Nous étudions seulement la montée. Les équations de courant i et de la tension Vc

sont les suivantes :

0≤ t ≤ tm

i(t) = Vcc−Vdd

tm·C ·

(1− exp(− t

τ))

Vc(t) = Vcc−Vddtm

·(t + τexp(− t

τ))+Vdd ·

(1+ τ

tm

)− τ

tm·Vcc

t ≥ tm

i(t) = Vcc−Vctm

R · exp(− tτ)

Vc(t) = (Vcc−Vctm) ·(1− exp(− t

τ))

Vctm = Vcc ·(

1+ τ

tm

(−1+ exp(− t

τ)))

+Vdd · τ

tm

(1− exp(− t

τ))

τ = R ·C

Grâce à ces équations, on peut étudier l’influence des trois paramètres (R, C,tm) sur la forme de la tension Vc et du courant i. Dans une première approche, on

93


peut supposer R et tm comme constants (qui modélisent une solution donnée decommande de grille) et faire varier C (pour modéliser plusieurs IGBT différents).On prend arbitrairement tm = 70ns et R = 3.3Ω (qui représente bien la réalité) etdes valeurs de C allant de 10nF à 220nF. Sur la figure 3.19, on représente la chargede la capacité C pour différentes valeurs.

On remarque que les formes d’ondes sont différentes d’une charge de capacitéavec une source parfaite (front de montée infiniment raide). Le courant maximalne dépend pas uniquement de la tension de commande et de la résistance R. Plus laconstante de temps R.C est proche de tm, plus la forme du courant i s’éloigne de saforme avec une source de tension parfaite. En effet, le courant maximal avec unesource parfaite est :

imax1 = i(t = 0) =Vcc−Vdd

R(3.24)

et dans le cas de la source réelle :

imax2 = i(t = tm) =Vcc−Vdd

tm·C ·

(1− exp(− tm

τ))

(3.25)

Sur la figure 3.20(a), représente la courbe de imax2 en fonction de tm. Lorsquetm tend vers zéro, on retrouve la valeur imax1.

Sur la figure 3.20(b), on représente la courbe imax2 en fonction de C. Cettecourbe est la plus intéressante car elle donne la valeur imax2 pour une solution don-née de commande de grille (tm fixe et R ajustable) et pour différents IGBT modéli-sés par la capacité C.

Cette modélisation est simpliste mais permet de montrer que si la constante detemps R.C est du même ordre de grandeur que le temps de montée (et de descente)de la source de tension, les formes d’ondes et les équations des paragraphes 3.2.1et 3.2.2 ne sont plus valides. La prise en compte de tm est nécessaire. L’étude del’influence de la commande de grille sur la commutation de l’IGBT passe par dessimulations sur une puce IGBT dans un montage hacheur sur charge inductive(3.6).

Sur la figure 3.21, on montre les simulations pour différents temps de mon-tée de la tension de commande Vg. Le logiciel est SIMPLORER2. Les conditionsde simulations sont décrites en détail dans le paragraphe 3.3 page 98. Le schémaconsidéré est représenté figure 3.24. La tension Vee représente la tension VE pEs.

On remarque que les commutations en tension et en courant sont retardées sil’on augmente le temps de montée tm. La vitesse de variation de la tension Vce

diminue très peu si tm augmente. La tension Vge et le courant ig sont influencéspar la valeur de tm. Comme vu précédemment, la courant de grille maximum et lavitesse de variation du courant ic dépendent de tm.

2marque déposée

94


0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

0 s 100 ns 200 ns 300 ns 400 ns 500 ns 600 ns 700 ns 800 ns 900 ns 1 us

Co

ura

nt

[A]

Temps [s]

Courant Ic

10nF33nF

100nF220nF

-15

-10

-5

0

5

10

15

0 s 100 ns 200 ns 300 ns 400 ns 500 ns 600 ns 700 ns 800 ns 900 ns 1 us

Ten

sio

n [

V]

Temps [s]

Tension Vc

10nF33nF

100nF220nF

FIG. 3.19 – Charge d’une capacité par une source de tension avec un transitoire demontée non nul - R=3.3Ω et tm=70ns

95


(a)

(b)

FIG. 3.20 – Courant maximal en fonction de tm et C

96


−20

−15

−10

−5

0

5

10

15

20

12.5 us 13.0 us 13.5 us 14.0 us

Vg [

V]

Time [s]

50ns200ns400ns

−20

−15

−10

−5

0

5

10

15

20

12.5 us 13.0 us 13.5 us 14.0 us

VG

sEs

[V]

Time [s]

50ns200ns400ns

0

2

4

6

8

10

12

12.5 us 13.0 us 13.5 us 14.0 us

Igri

lle

[A]

Time [s]

50ns200ns400ns

−100

0

100

200

300

400

500

600

700

800

12.5 us 13.0 us 13.5 us 14.0 us

VC

pE

p [

V]

Time [s]

50ns200ns400ns

−100

0

100

200

300

400

500

12.5 us 13.0 us 13.5 us 14.0 us

Ic [

A]

Time [s]

50ns200ns400ns

−100

0

100

200

300

400

500

600

700

800

12.5 us 13.0 us 13.5 us 14.0 us

VC

E [

V]

Time [s]

50ns200ns400ns

−8

−6

−4

−2

0

2

4

6

8

12.5 us 13.0 us 13.5 us 14.0 us

Vee [

V]

Time [s]

50ns200ns400ns

FIG. 3.21 – Influence du temps de montée de la tension de grille Vg sur la commu-tation d’une puce IGBT à la mise en conduction - simulation SIMPLORER.

97

3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage de module IGBT

3.2.5 Conclusion

Deux types de commande (tension et courant) ont été étudiées afin de détermi-ner les formes d’onde lors de commutations sur charge inductive. On peut dégagerplusieurs remarques qui seront utiles lors de la conception de la fonction de com-mande de grille ( section 4.2 page 141).

Tout d’abord, on note que les deux types de commande permettent de contrôlerles vitesses de variation des grandeurs électriques côté puissance (Vce et Ic). Ceciimplique que le choix retenu pour la conception dépend de critères technologiques.En effet, la solution à base de générateur de courant n’est pas viable pour un driverindustriel, elle est trop complexe à mettre en oeuvre. La solution avec une sourcede tension et une résistance de grille est très intéressante car les réalisations tech-nologiques envisageables sont simples à mettre en oeuvre : voir section 4.2.2 page154.

En dernier point, nous avons mis en évidence, dans la cas de la commandeen tension, que la vitesse de variation de la source de tension qui commande larésistance de grille a une influence sur les commutations des modules IGBT. Uneattention toute particulière sera portée sur ce phénomène lors de la conception dela commande de grille (section 4.2.2 page 154).

3.3 Modélisation et influences des inductances de câblagede module IGBT

Dans la section précédente (3.2), nous avons étudié les commutations de pucesIGBT. Le modèle d’IGBT utilisé précédemment ne prend pas en compte les effetsinductifs dus aux connexions dans les modules IGBT. Dans ce paragraphe, nousexposons l’intérêt de la prise en compte des inductances de câblage des modulesIGBT et leurs influences sur les commutations. Puis, grâce au logiciel SIMPLO-RER, nous présentons des simulations de commutations de puces IGBT avec desinductances de câblage.

3.3.1 Intérêt de la prise en compte des inductances de câblage

La modélisation électrique complète des modules IGBT passe par la connais-sance et la caractérisation des puces IGBT (caractérisation statique, non linéaritédes effets capacitifs) et par la modélisation des inductances et des couplages dus àla connectique.

En effet, les modules IGBT possèdent des systèmes de connectique qui al-lient bus-barres et bondings pour relier les différentes puces IGBT et diodes auxconnexions électriques externes. Il faut prendre conscience que la moindre connexionmétallique possède une inductance propre et des coefficients de couplage avec lesautres connexions.

Sur la figure 3.22 on montre deux modules composés de plusieurs puces IGBTet diode : ECONOPACK FS225R12KE3 et FZ1200R33KE3. On voit apparaître

98


les connexions par bondings et bus-barres. On note également que les connexionsde puissance et de commande sont proches les unes des autres et va engendrer descouplages entre puissance et commande.

(a) (b)

FIG. 3.22 – Modules IGBT, connexions par bus-barres et bondings

3.3.2 Influence des inductances de câblage

Descripion du montage

Dans cette partie, nous considérons une puce IGBT connectée aux bornes deGrille-signal (Gs), Emetteur-signal (Es), Collecteur-signal(Cs), Emetteur-puissance(Ep) et Collecteur-puissance (Cp) par des connexions modélisées par les induc-tances propres L1 à L7 et les coefficients de couplage Mi j. Sur la figure 3.23(a), onreprésente la puce IGBT, les inductances et les couplages.

D’une manière plus systématique, on représente la puce et le câblage suivantle schéma de la figure 3.23(b) pour faire apparaître la matrice symétrique d’induc-tance M :

V1V2V3V4V5V6V7

=

VCpA

VCsA

VAC

VGsG

VEB

VBEs

VBE p

=

L1 M12 M13 M14 M15 M16 M17L2 M23 M24 M25 M26 M27

L3 M34 M35 M36 M37L4 M45 M46 M47

L5 M56 M57L6 M67

L7

· d

dt

i1i2i3i4i5i6i7

99


(a) (b)

FIG. 3.23 – Puce IGBT et matrice d’impédances

V = M · didt

(3.26)

M = Mt (3.27)

V : vecteur tension

i : vecteur courant

M : matrice d’inductance

Nous considérons le montage hacheur représenté figure 3.24 pour commenterl’influence des valeurs des coefficients de la matrice M sur les commutations del’IGBT. On considère que la source Vg est parfaite (temps de montée et descentenuls).

• L1, L3, L7 : inductances en série avec Lcab, elles augmentent la surtension de Vce

à l’ouverture.

• L2 : n’a pas d’influence dans cette configuration car la connexion Cs n’est pasreliée.

• L4, L6 : elles ralentissent la montée et la descente du courant de grille ig à chaquecommutation. Elles peuvent engendrer des oscillations sur la tension de grilleet provoquer des instabilités.

100


FIG. 3.24 – Montage hacheur sur charge inductive, prise en compte des impédancesde câblage

101


• L5 : elle ralentit la montée (et la descente) du courant de grille ig (comme L4 etL6) et crée une contre-réaction sur la tension de grille lors des commutationsdu courant collecteur ic qui a pour effet de ralentir la montée (et la descente)de la tension Vge.

• Lcc : inductance de charge du hacheur.

• Ld : inductance série de la diode de roue libre.

• Lcab : inductance de câblage de la source de tension Vbus et du bus-barre du ha-cheur.

Le montage hacheur est simulé avec le logiciel SIMPLORER. La puce IGBTest modélisée par un composant IGBT "N channel IGBT" de la librairie "semicon-ductors device level". Son calibre en courant est de 400A et en tension de 3300V.La diode d est modélisée par le composant "diode" de la librairie "semiconductorsdevice level" avec les mêmes calibres en courant et tension que la puce IGBT.

Analyses et influences des inductances propres et mutuelles

Tout d’abord, pour simplifier l’analyse, on suppose que les couplages entre Lcc,Ld , Lcab et les inductances du module IGBT sont nuls.

Les inductances L4 et L6 modélisent le câblage de la commande de grille. Lamutuelle M46 augmente ou diminue la valeur de l’inductance vue par la tension Vg

(commande grille). En effet, comme L4 et L6 sont parcourues par le même courantig, on a les formules suivantes :

VGsEs = V4 +VGE +V5 +V6

V4 = L4.digdt

+M45.ddt

(ig + ic)+M46.digdt

V5 = L5.ddt

(ig + ic)+M45.digdt

+M56.digdt

V6 = L6.digdt

+M56.ddt

(ig + ic)+M46.digdt

VGsEs = VGE +(L4 +L5 +L6 +2.M45 +2.M46 +2.M56).digdt

+(L5 +M45 +M56).dicdt

VGsEs = VGE +Lg1.digdt

+Lg2.dicdt

Lg1 = L4 +L5 +L6 +2.M45 +2.M46 +2.M56

Lg2 = L5 +M45 +M56

si M46 = 0 =⇒ Lg = L4 +L6 +2.M45 +2.M56si M46 ≥ 0 =⇒ Lg ≥ L4 +L6 +2.M45 +2.M56si M46 ≤ 0 =⇒ Lg ≤ L4 +L6 +2.M45 +2.M56

102


On remarque que la structure géométrique des connexions de grille et d’émet-teur peut avoir un effet de réduction sur l’inductance Lg vue par la commande degrille (effet bus-barre).

Nous venons de faire apparaître l’inductance L5 et ses coefficients de couplageavec L4 et L6 dans l’équation de commande de grille. Celle-ci est parcourue d’unepart par le courant de grille et d’autre part par le courant collecteur. Ceci nousmontre que le courant collecteur a un effet direct sur la maille de commande degrille par le biais de l’inductance L5 et des mutuelles M45 et M56.

Du côté de la partie puissance, quatre inductances interviennent dans la maille :L1, L3, L5 et L7. On néglige pour le moment les effets de couplage entre la partiecommande (modélisée par L4 et L6) et la partie puissance (modélisée par L3, L5 etL7) pour des raisons de simplicité du modèle.

VCpE p = V1 +V3 +VCE +V5 +V7

VCpE p = (L1 +L3 +L5 +L7 +2.M13 +2.M15 +2.M17 +2.M35 +2.M37 +

2.M57).dicdt

+VCE +(L5 +M15 +M35 +M57).digdt

VCpE p = Lc1.dicdt

+VCE +Lc2.digdt

(3.28)

Lc1 = L1 +L3 +L5 +L7 +2.M13 +2.M15 +2.M17

+2.M35 +2.M37 +2.M57 (3.29)

Lc2 = L5 +M15 +M35 +M57

La structure géométrique des connexions de puissance influence la valeur deLc1 et Lc2 par le biais des coefficients de couplage et peut favoriser la diminutionde Lc1 et Lc2 (effet bus-barre). La variation du courant de grille ig a une influencesur le circuit de puissance à cause de l’impédance commune L5 et des coefficientsde couplage entre L5 et (L1-L3-L7).

La connexion Cs n’est pas reliée à un potentiel ou à une impédance, on négligeL2, M12, M23, M24, M25, M26 et M27. Il reste les coefficients de couplage entre lapuissance et la commande : M14, M16, M17, M34, M36, M47 et M67. Leurs influencessont exposées et analysées dans le paragraphe suivant.

Simulation du montage

Les équations analytiques permettent de comprendre les implications des va-riations des paramètres de la matrice d’inductance M sur les formes d’ondes as-sociées au montage hacheur figure 3.24. Les simulations numériques apportent uncomplément d’analyse avec le comportement des puces IGBT.

Nous étudions tout d’abord l’influence de L1, L7 et M17 sur les commutationsd’ouverture et de fermeture.

Sur les figures 3.25, 3.26 et 3.27, on montre l’influence de L1, L7 et K17 sur lestensions et courants suivants : VGsEs, ig, VCpE p, ic et Vee. On note que les inductances

103


L1 et L7 ont les mêmes effets sur les commutations. La seule différence intervientsur la tension Vee (= L6.

digdt −L7.

dicdt ). Le coefficient de couplage K17 est défini par

la formule suivante :

K17 =M17√L1.L7

Les valeurs choisies pour L1 et L7 (10nH, 30nH, 100nH, 300nH) représentent unelarge gamme de valeurs et ne sont pas des valeurs conformes à la réalité (comme1nH et 300nH). Les valeurs de K17 sont choisies arbitrairement à -0.3, 0 et 0.3.

• L1 : sur la figure 3.25, on montre l’influence de L1 sur les commutations del’IGBT. L1 appartient à la maille de puissance du montage hacheur et ralen-tit la montée et la descente du courant Ic. De ce fait, les tensions Vce et VCpE p

sont différentes en fonction de la valeur de L1 (L1, L3, L5 , L7, Lcab . dicdt ).

Comme le courant ic et les tensions Vce et Vge sont liés par la caractéristiquestatique de la puce IGBT, la valeur de L1 a une influence sur la maille de com-mande de grille. La tension Vge et le courant ig sont influencés par la valeurde L1 lors des commutations en courant et très peu lors des commutations entension. On note que pour L1 = 300nH, des oscillations apparaissent sur Vge

et ig. Ceci est dû aux oscillations de ic à l’ouverture. Lors de manipulations,il est très peu pratique d’avoir accès aux points G, C et E des modules. Latension VCpE p est celle mesurée dans la pratique (connexions accessibles del’IGBT). Or, on remarque que la valeur maximale à l’ouverture de Vce aug-mente lorsque L1 augmente et que ceci n’est pas vrai pour la tension VCpE p.La diminution de la vitesse de commutation du courant collecteur (dic/dt) necontre pas totalement l’effet de l’augmentation de la valeur de L1. Il est doncimportant de prendre conscience que la tension mesurée VCpE p ne reflète pasla tension présente aux bornes de la puce IGBT.

• L7 : sur la figure 3.26, on montre l’influence de L7 sur les commutations del’IGBT. L7 est en série avec L1, elle a donc le même effet que celle-ci. Seulela tension Vee est modifiée différement que avec L1 car Vee = L6.dig/dt −L7.dic/dt. Plus L7 a une valeur importante, plus Vee atteint des valeurs im-portantes lors des commutations en courant de l’IGBT (tension VCE).

• K17 : sur la figure 3.27, on montre l’influence de K17 sur les commutations del’IGBT. Quand K17 = 0, on dit que L1 et L7 ne sont pas couplées, ce qui necorrespond pas à la réalité. Lorsque K17 < 0, on dit que L1 et L7 réalisent uneffet bus-barre, c’est à dire que l’inductance équivalente de L1 et L7 est ré-duite (voir les équations 3.28 et 3.29). Lorsque K17 > 0, l’effet bus-barre est"négatif", cette configuration ne représente pas de cas réel et comporte seule-ment un intérêt pédagogique. Nous comparons des courbes de la figure 3.27lorsque K17 = 0 et −0.3. On remarque que lorsque K17 = −0.3, la commu-tation en courant est plus rapide à l’ouverture et à la fermeture que lorsqueK17 = 0 (effet bus-barre). De même, pour la surtension aux bornes de la puceIGBT à l’ouverture. On note que la tension Vge et le courant ig sont très peu

104


influencés par la valeur de K17 dans l’intervalle [-0.3 , 0.3].

−20

−15

−10

−5

0

5

10

15

20

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

VG

sEs

[V]

Time [s]

1nH30nH

100nH300nH

−6

−4

−2

0

2

4

6

8

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 usIg

rill

e [A

]

Time [s]

1nH30nH

100nH300nH

−100

0

100

200

300

400

500

600

700

800

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

VC

pE

p [

V]

Time [s]

1nH30nH

100nH300nH

−100

0

100

200

300

400

500

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

Ic [

A]

Time [s]

1nH30nH

100nH300nH

0

200

400

600

800

1000

1200

1400

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

VC

E [

V]

Time [s]

1nH30nH

100nH300nH

−8

−6

−4

−2

0

2

4

6

8

10

12

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

Vee [

V]

Time [s]

1nH30nH

100nH300nH

FIG. 3.25 – Influence de la valeur de L1 - simulation

105


−20

−15

−10

−5

0

5

10

15

20

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

VG

sEs

[V]

Time [s]

1nH30nH

100nH300nH

−6

−4

−2

0

2

4

6

8

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 usIg

rill

e [A

]

Time [s]

1nH30nH

100nH300nH

−100

0

100

200

300

400

500

600

700

800

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

VC

pE

p [

V]

Time [s]

1nH30nH

100nH300nH

−100

0

100

200

300

400

500

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

Ic [

A]

Time [s]

1nH30nH

100nH300nH

0

200

400

600

800

1000

1200

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

VC

E [

V]

Time [s]

1nH30nH

100nH300nH

−100

−80

−60

−40

−20

0

20

40

60

80

100

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

Vee [

V]

Time [s]

1nH30nH

100nH300nH


106


−20

−15

−10

−5

0

5

10

15

20

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

VG

sEs

[V]

Time [s]

K17 = − 0.3K17 = 0

K17 = 0.3

−6

−4

−2

0

2

4

6

8

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

Igri

lle

[A]

Time [s]

K17 = − 0.3K17 = 0

K17 = 0.3

−100

0

100

200

300

400

500

600

700

800

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

VC

pE

p [

V]

Time [s]

K17 = − 0.3K17 = 0

K17 = 0.3

−100

0

100

200

300

400

500

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

Ic [

A]

Time [s]

K17 = − 0.3K17 = 0

K17 = 0.3

0

200

400

600

800

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

VC

E [

V]

Time [s]

K17 = − 0.3K17 = 0

K17 = 0.3

−18−16−14−12−10 −8 −6 −4 −2 0 2 4 6 8

10 12 14

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

Vee [

V]

Time [s]

K17 = − 0.3K17 = 0

K17 = 0.3

FIG. 3.27 – Influence de la valeur de K17 - simulation

107


Sur les figures 3.28, 3.29 et 3.30, on montre l’influence de L4, L6 et K46 sur lestensions et courants suivants : VGsEs, ig, VCpE p, ic et Vee. Le coefficient de couplageK46 est défini par la formule suivante :

K46 =M46√L4.L6

Les valeurs choisies pour L4 et L6 (1nH, 30nH, 100nH) représentent une largegamme de valeurs. Les valeurs de K46 sont choisies arbitrairement à -0.3, 0 et 0.3.

• L4 : sur la figure 3.28, on montre l’influence de L4 sur les commutations. L4 ap-partient à la maille de commande de grille. Elle ralentit la montée du courantde grille. Elle peut également provoquer des oscillations sur la tension et lecourant de grille lorsque sa valeur est trop élevée mais n’est pas visible dansles figures proposées. Elle est également la cause d’un décrochement lors dela mise en conduction et de la fermeture de l’IGBT sur la tension VGsEs (ten-sion accessible facilement) : sur la courbe VGsEs de la figure 3.28, on voit cesdeux décrochements pour l’ouverture à 10.1µs et pour la fermeture à 12.5µs.Les formes d’onde VGsEs et ig sont légèrement différentes pour des valeursde L4 comprises entre 1nH et 100nH (ce qui correspond à des valeurs réellesde modules IGBT). De ce fait, la tension VCpE p et le courant ic sont très peuinfluencés par les variations de L4.

• L6 : sur la figure 3.29, on montre l’influence de L6 sur les commutations. Elleappartient à la maille de commande de grille au même titre que L4. Les re-marques précédentes concernant L4 sont donc valables pour L6. La seuledifférence concerne la tension Vee qui dépend directement de L6. On voit, surles courbes de la tension Vee, l’influence de L6 et de la variation du courantde grille ig.

• K46 : sur la figure 3.30, on montre l’influence de K46 sur les commutations. On achoisi arbitrairement les valeurs -0.3, à et 0.3. Cette dernière valeur a un in-térêt purement pédagogique car les structures classiques des modules IGBTprivilégient les couplages négatifs (effet bus-barre). K46 modélise le cou-plage entre la connexion de grille et la connexion d’émetteur de commande.Lorsque K46 < 0, L4 et L6 réalisent un effet bus-barre. L’inductance vue parle circuit de commande (modélisé par la tension Vg) est réduite. Ceci permetd’accélérer les variations du courant de grille et par conséquent les variationsdu courant collecteur. Cela est vérifié sur les courbes de ic et Vce de la figure3.30. La tension Vee est également sensible aux variations de K46 car elle estdirectement liée à M46 et à la vitesse de variation de ic (par le biais de L7)qui dépend de K46.

108


−20

−15

−10

−5

0

5

10

15

20

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

VG

sEs

[V]

Time [s]

1nH30nH

100nH

−6

−4

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0

2

4

6

8

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

Igri

lle

[A]

Time [s]

1nH30nH

100nH

−100

0

100

200

300

400

500

600

700

800

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

VC

pE

p [

V]

Time [s]

1nH30nH

100nH

−100

0

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200

300

400

500

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

Ic [

A]

Time [s]

1nH30nH

100nH

0

200

400

600

800

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

Vce [

V]

Time [s]

1nH30nH

100nH

−30

−25

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−5

0

5

10

15

20

25

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

Vee [

V]

Time [s]

1nH30nH

100nH


109


−20

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−10

−5

0

5

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15

20

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

VG

sEs

[V]

Time [s]

1nH30nH

100nH

−6

−4

−2

0

2

4

6

8

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 usIg

rill

e [A

]

Time [s]

1nH30nH

100nH

−100

0

100

200

300

400

500

600

700

800

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

VC

pE

p [

V]

Time [s]

1nH30nH

100nH

−100

0

100

200

300

400

500

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

Ic [

A]

Time [s]

1nH30nH

100nH

0

200

400

600

800

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

Vce [

V]

Time [s]

1nH30nH

100nH

−30

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0

5

10

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25

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

Vee [

V]

Time [s]

1nH30nH

100nH


110


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−15

−10

−5

0

5

10

15

20

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

VG

sEs

[V]

Time [s]

K46 = − 0.3K46 = 0

K46 = 0.3

−6

−4

−2

0

2

4

6

8

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

Igri

lle

[A]

Time [s]

K46 = − 0.3K46 = 0

K46 = 0.3

−100

0

100

200

300

400

500

600

700

800

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

VC

pE

p [

V]

Time [s]

K46 = − 0.3K46 = 0

K46 = 0.3

−100

0

100

200

300

400

500

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

Ic [

A]

Time [s]

K46 = − 0.3K46 = 0

K46 = 0.3

0

200

400

600

800

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

Vce [

V]

Time [s]

K46 = − 0.3K46 = 0

K46 = 0.3

−40

−35

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−25

−20

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0

5

10

15

20

25

30

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

Vee [

V]

Time [s]

K46 = − 0.3K46 = 0

K46 = 0.3


111


Nous avons vu l’influence sur les commutations des valeurs des inductancesde la maille de commande (L4 et L6) et de la maille de puissance (L1 et L7). Lescouplages étudiés précédemment font intervenir des inductances appartenant à lamême maille : M46 et M17. Il est maintenant intéressant d’étudier l’influence descouplages entre la puissance et la commande. Considérons le cas du couplage entreL4 de la maille de commande et L7 de la maille de puissance modélisé par la mu-tuelle M47 et le coefficient de couplage K47 :

K47 =M47√L4.L7

−20

−15

−10

−5

0

5

10

15

20

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

VG

sEs

[V]

Time [s]

K47 = − 0.1K47 = 0

K47 = 0.1

−6

−4

−2

0

2

4

6

8

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

Igri

lle

[A]

Time [s]

K47 = − 0.1K47 = 0

K47 = 0.1

0

200

400

600

800

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

VC

pE

p [

V]

Time [s]

K47 = − 0.1K47 = 0

K47 = 0.1

−100

0

100

200

300

400

500

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

Ic [

A]

Time [s]

K47 = − 0.1K47 = 0

K47 = 0.1

0

200

400

600

800

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

VC

E [

V]

Time [s]

K47 = − 0.1K47 = 0

K47 = 0.1

−6

−4

−2

0

2

4

6

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

Vee [

V]

Time [s]

K47 = − 0.1K47 = 0

K47 = 0.1


112


Ce couplage a pour effet de lier le circuit de commande (L4) au circuit depuissance (L7) lors des variations des courants ig et ic. En effet, sur la figure 3.31,on note que la tension VGsEs est fortement influencée par la valeur de K47. Lorsde la mise en conduction, quand la vitesse de variation du courant ic est la plusimportante, la tension VGsEs est fortement perturbée. A l’ouverture, la variationde ic est plus faible, la tension VGsEs est très peu perturbée. Ces remarques sontvalables pour le courant de grille ig.

Sur la figure 3.32, on montre l’influence de Lcab sur les commutations. Elle aune influence importante sur les tensions VCpE p et Vce. En effet, lors des commuta-tions du courant ic, Lcab joue un rôle important. A l’ouverture, les surtensions surVCpE p et Vce ont pour origine principalement Lcab.dic/dt ; puis à la fermeture, lestensions VCpE p et Vce ont un creux dû également à Lcab.dic/dt. Les variations ducourant ic à l’ouverture et à la fermeture sont très peu affectées par la valeur deLcab dans la gamme [5nH , 100nH] ainsi que la tension Vge et le courant ig.

Sur la figure 3.33, on montre l’influence de L5 sur les commutations. Cetteinductance est commune à la maille de commande et de puissance. Elle a un effetnéfaste sur la commutation en courant de l’IGBT. Lors de la fermeture par exemple,la tension L5.dic/dt se soustrait à la tension Vge et ralentit la montée du courant ic.Ceci se vérifie sur la figure 3.33 où l’on voit que la vitesse d’établissement ducourant décroit lorsque L5 augmente.

Conclusion

Grâce à des hypothèses simplificatrices, nous avons étudié l’influence de cer-taines valeurs d’inductances propres et mutuelles.

Tout d’abord, on remarque que les inductances de la maille de commande degrille (L4 et L6) ont une faible influence sur les commutations dans la gamme devaleur : 1nH - 300nH. Ceci implique que la longueur des câbles entre la résistancede grille et le module IGBT peut être de quelques centimètres à quelques dizainesde centimètres sans avoir de répercussions sur les commutations. Cette remarqueest intéressante surtout pour les concepteurs de convertisseurs qui peuvent se per-mettrent de placer les drivers à quelques centimètres des modules IGBT sans avoirde problème d’oscillations sur la commande de grille. Cette remarque ne prend pasen compte les effets de couplages qui peuvent exister entre le câblage du circuit decommande de grille et le reste du convertisseur.

On a pu mettre en évidence l’influence de la contre-réaction de L5 sur la com-mutation à la mise en conduction. Or, la valeur de cette inductance est imposée parla topologie des modules IGBT. Dans l’optique de la conception d’un driver, cellevaleur est imposée.

La même remarque se profile pour L1 et L7 dont les valeurs dépendent du mo-dule IGBT. Elles ont pour conséquence de changer les vitesses de variation desgrandeurs électriques ic et Vce et la valeur de la surtension de Vce. Pour la conceptiondu driver, ces valeurs sont à prendre en compte pour l’estimation des surtensionsde Vce.

113


−20

−15

−10

−5

0

5

10

15

20

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

VG

sEs

[V]

Time [s]

5nH50nH

100nH

−6

−4

−2

0

2

4

6

8

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 usIg

rill

e [A

]

Time [s]

5nH50nH

100nH

0

200

400

600

800

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

VC

pE

p [

V]

Time [s]

5nH50nH

100nH

−100

0

100

200

300

400

500

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

Ic [

A]

Time [s]

5nH50nH

100nH

0

200

400

600

800

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

VC

E [

V]

Time [s]

5nH50nH

100nH

−6

−4

−2

0

2

4

6

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

Vee [

V]

Time [s]

5nH50nH

100nH

FIG. 3.32 – Influence de la valeur de Lcab - simulation

114


−20

−15

−10

−5

0

5

10

15

20

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

VG

sEs

[V]

Time [s]

1nH5nH

10nH

−8

−6

−4

−2

0

2

4

6

8

10

12

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

Igri

lle

[A]

Time [s]

1nH5nH

10nH

0

200

400

600

800

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

VC

pE

p [

V]

Time [s]

1nH5nH

10nH

−100

0

100

200

300

400

500

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

Ic [

A]

Time [s]

1nH5nH

10nH

0

200

400

600

800

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

VC

E [

V]

Time [s]

1nH5nH

10nH

−10

−8

−6

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2

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6

8

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10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us

Vee [

V]

Time [s]

1nH5nH

10nH


115

3.4 Estimation et identification de l’inductance d’émetteur de modules IGBT1200A-3300V

Pour la conception du driver au chapitre 4, nous pouvons retenir que la plus-part des valeurs des inductances de la modélisation proposée sont imposées par lemodule IGBT aux exceptions de L4 et L6. Nous verrons par la suite que la connais-sance de la valeur de L7 présente un enjeu important pour la protection en court-circuit proposée au chapitre 4.

3.4 Estimation et identification de l’inductance d’émet-teur de modules IGBT 1200A-3300V

3.4.1 Présentation

Dans cette section, nous proposons d’identifier l’inductance d’émetteur (no-tée L7 sur les figures 3.23(a) et 3.24) des modules FZ1200R33KF2 (Eupec) etCM1200HB66H (Mitsubishi). Deux méthodes sont exposées et comparées : l’uneexpérimentale basée sur l’extraction de paramètre à partir d’une commutation,l’autre basée sur une description physique du câblage et résolution numérique dusystème.

L’importance de connaître L7 est développée dans la section 4.3.2 page 179 oùl’on utilise cette inductance pour avoir l’image de dic/dt lors des commutationssur des faibles impédances de court-circuit.

Nous proposons de comparer deux modules 1200A-3300V de deux construc-teurs différents. Ce sont des IGBT simples constitués chacun de 24 puces IGBTde 50A et 12 puces diodes de 100A. On distingue 6 zones rectangulaires (4 pucesIGBT et deux puces diodes) reliées deux à deux par les connexions de puissanceextérieures : voir figures 3.34(a) pour le module FZ1200R33KF2 et 3.34(b) pourle module CM1200HB66H.

(a) (b)

FIG. 3.34 – Modules IGBT FZ1200R33KF2 et CM1200HB66H décapotés

116


3.4.2 Identification de L7 par une mesure en commutation

Le principe de base consiste à modéliser le module IGBT comme sur la figure3.35 : une seule puce IGBT et sept inductances couplées. On suppose que les cou-plages Mi7 sont nuls (1≤ i≤ 6). Nous vérifions la validité de ces simplifications àl’aide des résultats obtenus.

FIG. 3.35 – Montage hacheur sur charge inductive, prise en compte des impédancesde câblage

Sur le montage de la figure 3.35, lors de la mise en conduction avec un courantnon nul dans Lcc, la diode s’ouvre avec un recouvrement. Le courant dans l’IGBTévolue rapidement. Une tension est engendrée aux bornes de L7 : L7.dic/dt. Ellepeut être mesurée par l’intermédiaire de la tension VE pEs qui est accessible par lesconnexions externes du module IGBT :

VE pEs = L6.digdt−L7.

dicdt

Dans cette formule, on suppose que tous les couplages Mi6 et Mi7 sont nuls. Lorsquele courant collecteur commute, le courant de grille a un gradient très faible ce quipermet d’identifier VE pEs à dic/dt. La dérivée du courant ic est calculée numéri-quement à partir de ic. La tension VE pEs est mesurée simplement avec une sondede tension. On fait le ratio de la tension VE pEs et de dic/dt sur une partie de la

117


commutation où dic/dt est non nul pour obtenir une estimation de L7. Pour vérifierla validité de la valeur trouvée, on superpose VE pEs et L7.dic/dt.

Les figures 3.36 et 3.37 montrent les commutations et les résultats obtenus pourles modules FZ1200R33KF2 et CM1200HB66H.

0

500

1000

1500

2000

2500

3000

1.0 us 1.5 us 2.0 us 2.5 us 3.0 us

i c[A

]

Temps [s]

ic

−15

−10

−5

0

5

10

15

1.0 us 1.5 us 2.0 us 2.5 us 3.0 us

Vee

[V]

et −

L7.d

I c/d

t[V

]

Temps [s]

L7 = 3nH

Vee−L7.dIc/dt

FIG. 3.36 – Estimation de L7 pour le module FZ1200R33KF2 - valeur estimée :3nH

0

1000

2000

3000

4000

5000

6000

0 s 1 us 2 us 3 us 4 us 5 us 6 us 7 us 8 us

i c[A

]

Temps [s]

ic

−30

−20

−10

0

10

20

0 s 1 us 2 us 3 us 4 us 5 us 6 us 7 us 8 us

Vee

[V]

et −

L7.d

I c/d

t[V

]

Temps [s]

L7 = 5nH

Vee−L7.dIc/dt

FIG. 3.37 – Estimation de L7 pour le module CM1200HB66H - valeur estimée :5nH

3.4.3 Estimation de L7 avec le logiciel InCa

Nous proposons une estimation de L7 avec le logiciel InCa. Pour le moduleFZ1200R33KF2, nous effectuons une simplification qui permet de considérer uneseule zone du module pour estimer L7 si l’on considère que les six zones sontidentiques. Le courant se divise en trois de façon équilibré, ensuite en deux puis endeux (figure 3.38). Pour estimer L7, on calcule les inductances élémentaires, on lespondère par la proportion du courant qui les traverse puis on somme ces valeurs. Lafigure 3.38 montre une zone du module FZ1200R33KF2 et le chemin du courant.La figure 3.39 montre le schéma équivalent de la figure 3.38.

Sur la figure 3.40, on représente les descriptions faites avec le logiciel InCapour le calcul de La, Lb, Lc et Ld du module FZ1200R33KF2.

118


FIG. 3.38 – Module FZ1200R33KF2 et distribution du courant d’émetteur

FIG. 3.39 – Schéma équivalent des connexions du module FZ1200R33KF2

119


La et Lb Lc

Ld

FIG. 3.40 – Descriptions physiques des connexions d’émetteur du moduleFZ1200R33KF2 avec le logiciel InCa

La résolution 2D de InCa donne les résultats suivants :

La = 0.5nHLb = 25nHLc = 3.25nHLd = 20nH

à 1MHz

Pour obtenir L7, on ajoute ces valeurs d’inductance corrigées par leurs coeffi-cients respectifs :

L7 =La

3+

Lb +Lc

6+

Ld

12=

0.53

+25+3.25

6+

2012≈ 6.5nH

120


Nous effectuons le même raisonnement pour le module CM1200HB66H. Il estconstitué de six zones. Elles sont reliées deux par deux à la connexion d’émetteurde puissance. Le courant est supposé équiréparti entre les trois connexions. Onmodélise une seule connexion d’émetteur de puissance puis on divise sa valeurpar trois. La figure 3.41 montre le module CM1200HB66H avec les six zones.Les connexions d’émetteur de puissance ne sont pas présentes sur la photographie(arrachées pour pouvoir ouvrir le module). La figure 3.42 montre la modélisationphysique de cette partie du module.

FIG. 3.41 – Module CM1200HB66H décapoté

FIG. 3.42 – Description physique des connexions d’émetteur du moduleCM1200HB66H avec le logiciel InCa

121

3.5 Avalanche dynamique de module IGBT

On trouve grâce au logiciel InCa :

L7 ≈273

= 9nH à 1MHz

3.4.4 Comparaison des méthodes et des modules

Le tableau 3.1 donne les résultats obtenus avec l’identification à l’aide descommutations et les simulations avec le logiciel InCa.

Module Commutation InCaFZ1200R33KF2 3nH 6.5nHCM1200HB66H 5nH 9nH

TAB. 3.1 – Comparaison des valeurs de L7

On note que les valeurs données par le logiciel InCa sont plus grandes que lesvaleurs identifiées avec les commutations. La tendance est la même avec les deuxmodules. On peut expliquer ce phénomène car, avec le logiciel InCa, nous n’avonspas pris en compte l’effet bus-barre qui existe entre la connexion d’émetteur et laconnexion de collecteur. Dans la réalité, la valeur de l’inductance d’émetteur vuepar le circuit extérieur est plus faible que sa valeur d’inductance propre grâce aucouplage entre le collecteur et l’émetteur.


3.5.1 Introduction

L’avalanche dynamique est un phénomène qu’il faut prendre en compte lorsde l’ouverture sur défaut de certains modules IGBT pour pouvoir expliquer lesformes d’ondes [Ogu04a]. En effet, lors de l’ouverture en cas de défaut, le courantcoupé par l’IGBT est supérieur au courant nominal et une surtension importante estprésente lors de l’ouverture. Un exemple de commutation à l’ouverture est donnéfigure 3.43 avec avalanche dynamique : module IGBT Mitsubishi CM300DU-24H(1200V - 300A).

Pour la tension Vce correspondant au courant coupé de 380A (valeur légère-ment supérieure au courant nominal de 300A), la surtension est de 100V. Pourdes courants supérieurs à la valeur nominale (770A et 1100A), la surtension est de130V environ. La tension Vce présente un plateau à 730V environ qui caractérise unfonctionnement en avalanche car la tension d’avalanche en statique est de 1200V.

3.5.2 Phénomène physique

La tenue en tension de l’IGBT est assurée par la couche épitaxiée N−. Sur lafigure 3.44, on représente en coupe une demie cellule IGBT. En fonctionnement

122


0

100

200

300

400

500

600

700

800

0.00 s 250.00 ns500.00 ns750.00 ns 1.00 us 1.25 us 1.50 us

Ten

sion [

V]

Temps [s]

Tension Vce pour différents courants coupés

Ic=380A770A

1100A

0

200

400

600

800

1000

1200

0.00 s 250.00 ns500.00 ns750.00 ns 1.00 us 1.25 us 1.50 us

Coura

nt

[A]

Temps [s]

Courant Ic

Ic=380A770A

1100A

FIG. 3.43 – Mise en évidence de l’avalanche dynamique du module CM300DU-24H - photographies du montage hacheur - courbes de commutation à l’ouverture- schéma électrique du dispositif

123


"fermé", le courant circule du collecteur vers l’émetteur et polarise la jonctionP+N− (couche P+ côté collecteur) en direct. La zone N− est en régime de forteinjection (injection forte de trous provenant de la couche P+ du collecteur) créantune zone de plasma caractérisée par une faible chute de tension. A l’état "bloqué",la tenue en tension de l’IGBT est assurée par la jonction P+N− (P+ côté émet-teur) polarisée en inverse. En régime statique, la tenue en tension est assurée par lalargeur de la couche N− épitaxiée WB. Il faut que la largeur de la zone de charged’espace soit inférieure à WB. Si la largeur de la zone de charge d’espace est supé-rieure à WB, on a perçage de la couche N− (couche épitaxiée).

Lors de l’ouverture de l’IGBT sur charge inductive, la tension Vce augmente.Quand elle atteint la tension de bus, la diode de roue libre entre en conduction, lecourant dans l’IGBT décroît. Le fort gradient de courant dans l’IGBT crée une sur-tension à cause des inductances de câblage. La tension Vce crée un champ électriqueEM dans la région N− (couche épitaxiée) et peut mener à l’avalanche si celui-ci estsupérieur au champ critique EC. En régime de forte injection, le champ maximumEM dépend de la densité de courant dans l’IGBT. En effet, nous avons les équa-tions suivantes dans les cas de faible et forte injections pour la jonction P+N côtéémetteur en polarisation inverse :Faible injection :

Jp = q.µp.p.E−q.Dp.∂p∂x

(3.30)

EM =q.ND.W

εSC(3.31)

Forte injection :

Jp = q.p.V sp (3.32)

p =Jp

q.V sp

(3.33)

p >> ND (3.34)

EM =q.(ND + p).W

εSC(3.35)

EM(Jp) =q.(

ND + Jpq.V s

p

).W

εSC(3.36)

q : charge élémentaire 1,6.10−19Cµp : mobilité des trous [cm2.V−1.s−1]p : densité de trous [cm−3]E : champ électrique [V.cm−1]Dp : constante de diffusion des trous [cm2.s−1]ND : densité d’atome donneurs [cm−3]W : largeur de la zone N− [cm]εSC : permittivité diélectrique du matériau [F.cm−1]V s

p : vitesse de saturation des trous [cm.s−1]

124


FIG. 3.44 – Coupe d’une cellule IGBT et champ critique

3.5.3 Influence de la nature des puces IGBT

Sur la figure 3.43, nous montrons que l’avalanche dynamique apparaît pourun courant coupé supérieur à deux fois le courant nominal. L’IGBT utilisé est leCM300DU-24H de technologie PT (Punch Through). Nous faisons commuter unmodule IGBT FZ1200R33KF2 (3300V - 1200A) de technologie NPT (Non PunchThrough) pour vérifier si le phénomène existe sur cette technologie. En effet, l’ava-lanche dynamique n’a jamais été observée. Lors des essais, le courant commuté estde 8kA, ce qui correspond à six fois le courant nominal de 1200A (figure 3.45).

0

500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

8.0 us 8.5 us 9.0 us 9.5 us 10.0 us 10.5 us 11.0 us

Ten

sio

n [

V]

Temps [s]

Tension Vce module FZ1200R33KF2, courant coupé = 8kA

Vce

FIG. 3.45 – Commutation à l’ouverture du module FZ1200R33KF2 à 8kA coupé

Pour expliquer que l’avalanche dynamique apparaît sur les modules IGBT de latechnologie PT et pas sur la technologie NPT, il faut considérer l’équation suivante[Per04] :

125


dE(x, t)dx

= − qεSC

· (ND + p(x, t)−n(x, t)) (3.37)

E(x, t) : champ électrique dans la zone de charge centrale N− de la cellule IGBT [V.cm−1]ND : densité d’atomes donneurs [cm−3]p(x, t) : densité de trous [cm−3]n(x, t) : densité d’électrons [cm−3]q : charge élémentaire 1,6.10−19CεSC : permittivité du matériau [F.cm−1]

Cette équation peut être développée si l’on considère les paramètres suivants :

vn(x, t) : vitesse des électronsKPNP = Jp(x,t)

Jn(x,t): rapport des densités de trous et d’électrons dans la zone N−

δ(x, t) = vn(x,t)vp(x,t)

: rapport des vitesses d’électrons et de trousq : charge élémentaire 1,6.10−19CεSC : permittivité diélectrique du matériau [F.cm−1]Jc : densité de courant dans l’IGBT [A.cm−2]

dE(x, t)dx

= − qεSC

·(

ND +1

q · vn(x, t)· KPNP(x, t) ·δ(x, t)−1

1+KPNP(x, t)· Jc

)(3.38)

On peut supposer KPNP égal au gain dynamique du transistor PNP βPNPdyn etconstant au long de la zone de charge d’espace. A fort champ électrique, on peutsupposer que vn = vp = V s

p = 107 cm/s et que cela implique δ(x, t) = 1. L’équationprécédente devient alors :

dE(x, t)dx

= − qεSC

·

(ND +

1q ·V s

p·

βPNPdyn−11+βPNPdyn

· Jc

)(3.39)

V sp : vitesse de saturation

βPNPdyn : gain dynamique du transistor PNP

Le champ maximal atteint noté EM est situé à la jonction P+N− et vaut :

EM =q ·WεSC

·

(ND +

1q ·V s

p·

βPNPdyn−11+βPNPdyn

· Jc

)(3.40)

W : largeur de la zone de charge d’espace coté N−

126


La valeur du paramètre βPNPdyn détermine si l’IGBT concerné peut ou nonfonctionner en avalanche dynamique. On considère trois cas :

– βPNPdyn = 1 : le champ maximal EM n’est pas influencé par la densité decourant dans l’IGBT. On ne peut pas observer d’avalanche dynamique avecce type d’IGBT.

– βPNPdyn > 1 : le champ maximal EM croît avec le courant, on peut observerle phénomène d’avalanche dynamique avec ce type d’IGBT.

– βPNPdyn < 1 : le champ maximal EM décroît avec le courant, on ne peut pasobserver le phénomène d’avalanche dynamique avec ce type d’IGBT.

Le problème se situe dans la connaissance du paramètre βPNPdyn. Celui varielors de la commutation et il est très difficile de le calculer de façon analytique. Onpeut simplement effectuer l’analyse suivante : les IGBT de technologie PT ont unezone N− peu épaisse, ce qui leur confère une valeur de βPNP importante et favorisel’avalanche dynamique. Pour la technologie NPT, la zone N− est épaisse et le gainstatique βPNP est faible et l’avalanche dynamique est difficile à obtenir avec cettetechnologie.

3.5.4 Influence du courant coupé et de la résistance de grille

Nous montrons l’influence de la résistance de grille à l’ouverture et du courantcoupé sur la forme d’onde de la tension Vce en régime d’avalanche dynamique[Ogu04b]. L’IGBT considéré est le CM300DU-24H (1200V - 300A Mitsubishi,technologie PT). Les tests sont réalisés en montage hacheur abaisseur sur chargeinductive. La diode de roue libre est la diode anti-parallèle du module IGBT :schéma figure 3.46.

127


FIG. 3.46 – Montage hacheur pour les résultats expérimentaux pour l’avalanchedynamique

Sur les courbes 3.47 et 3.48, on note que la tension maximale Vce dépend ducourant coupé et légèrement de la résistance de grille dans la gamme [1.5Ω - 22Ω] :

Ic[A] Vce[V ]380 720770 7301100 740

0n pourrait envisager ne pas utiliser de système de protection contre les surten-sions lors d’ouverture en régime de surintensité. En effet, le système de clampingfait fonctionner l’IGBT en zone saturée (figure 3.1 page 74 pour absorber l’énergiedes inductances de câblage. Cette énergie est absorbée par les puces IGBT. Lors del’avalanche dynamique, la puce IGBT absorbe un courant sous la tension bus et apour effet d’absorber l’énergie des inductances de câblage. On voit que le systèmede clamping et le fonctionnement en avalanche dynamique ont le même effet final(limiter la surtension à l’ouverture) et la même conséquence : la puce IGBT ab-sorbe de l’énergie. Le constructeur ABB proposent des composants auto-protégéscontre les surtensions en régime de défaut : technologie SPT (Soft Punch Through :voir paragraphe page 11). Cette technologie de puce est proche de la structure PT(Punch Through) car elle possède une couche tampon entre la couche P+ (côtécollecteur) et la couche N− et de ce fait possède les mêmes comportements (faiblequeue de courant, avalanche dynamique).

3.5.5 Simulation numérique d’une cellule IGBT Punch Through

Le but de ce paragraphe est d’étudier l’avalanche dynamique à l’aide de simu-lations numériques à éléments finis. Dans les paragraphes précédents, nous avonsétudié le phénomène d’avalanche dynamique à l’aide des équations des semicon-ducteurs et des mesures systématiques. Le phénomène a pu être expliqué grâce

128


0

100

200

300

400

500

600

700

800

0.00 s 250.00 ns500.00 ns750.00 ns 1.00 us 1.25 us 1.50 us

Ten

sion [

V]

Temps [s]

Tension Vce pour Ic=380A

Rgoff=1.5Ω=4.7Ω=10Ω=15Ω=22Ω

0

100

200

300

400

0.00 s 250.00 ns500.00 ns750.00 ns 1.00 us 1.25 us 1.50 us

Coura

nt

[A]

Temps [s]

Courant Ic pour Ic=380A

Rgoff=1.5Ω=4.7Ω=10Ω=15Ω=22Ω

0

100

200

300

400

500

600

700

800

0.00 s 250.00 ns500.00 ns750.00 ns 1.00 us 1.25 us 1.50 us

Ten

sion [

V]

Temps [s]


Rgoff=1.5Ω=4.7Ω=10Ω=15Ω=22Ω

0

100

200

300

400

500

600

700

800

0.00 s 250.00 ns500.00 ns750.00 ns 1.00 us 1.25 us 1.50 us

Coura

nt

[A]

Temps [s]


Rgoff=1.5Ω=4.7Ω=10Ω=15Ω=22Ω

0

100

200

300

400

500

600

700

800

0.00 s 250.00 ns500.00 ns750.00 ns 1.00 us 1.25 us 1.50 us

Ten

sion [

V]

Temps [s]


Rgoff=1.5Ω=4.7Ω=10Ω=15Ω=22Ω

0

100

200

300

400

500

600

700

800

900

1000

1100

1200

0.00 s 250.00 ns500.00 ns750.00 ns 1.00 us 1.25 us 1.50 us

Coura

nt

[A]

Temps [s]


Rgoff=1.5Ω=4.7Ω=10Ω=15Ω=22Ω

FIG. 3.47 – Influence du courant coupé et de la résistance de grille - courbes tem-porelles - mesures sur le module CM300DU-24H

129


0

100

200

300

400

0 100 200 300 400 500 600 700 800

Coura

nt

[A]

Tension [V]

Ic=f(Vce) pour Ic=380A

Rgoff=1.5Ω=4.7Ω=10Ω=15Ω=22Ω

0

100

200

300

400

500

600

700

800

0 100 200 300 400 500 600 700 800

Coura

nt

[A]

Tension [V]


Rgoff=1.5Ω=4.7Ω=10Ω=15Ω=22Ω

0

100

200

300

400

500

600

700

800

900

1000

1100

1200

0 100 200 300 400 500 600 700 800

Coura

nt

[A]

Tension [V]


Rgoff=1.5Ω=4.7Ω=10Ω=15Ω=22Ω

FIG. 3.48 – Influence du courant coupé et de la résistance de grille - courbes Ic =f (Vce) - mesures sur le module CM300DU-24H

130


à des équations simples qui ont nécessité des hypothèses simplificatrices impor-tantes. Dans ce paragraphe, nous apportons des précisions sur les phénomènesphysiques mis en jeux grâce aux outils de simulation par éléments finis.

Dans les paragraphes précédents, nous avons obtenu des équations qui per-mettent de mettre en évidence le phénomène d’avalanche dynamique : équations3.39 et 3.40 page 126.

Avant d’entrer dans le détail des simulations, nous faisons un rappel les équa-tions à considérer pour la suite [Cha80] :

div(→E) = − ρ

εSC(3.41)

ρ : densité de charge [C.cm−3]

εSC : permittivité diélectrique du matériau [F.cm−1]→E : champ électrique [V.cm−1]

Si l’on considère que le champ varie sur une seule direction de l’espace, onpeut simplifier l’équation 3.42 de la façon suivante :

∂Ex(x, t)∂x

= −ρ(x, t)εSC

(3.42)

ρ(x, t) = q.(p(x, t)−n(x, t)+Nd(x)−nd(x)−Na(x)+ pa(x))ρ(x, t) = q.(p(x, t)+Nd(x)− [n(x, t)+Na(x)])ρ(x, t) = q.∆np(x, t)

∆np(x, t) = p(x, t)+Nd(x)− [n(x, t)+Na(x)]∂Ex(x, t)

∂x= −

q.∆np(x, t)εSC

(3.43)

Nd : densité d’atomes donneurs [cm−3]nd : densité d’électrons libres liés aux atomes donneurs, supposée nulle à

température ambiante [cm−3]Na : densité d’atomes accepteurs [cm−3]na : densité de liaisons covalentes libres liées aux atomes accepteurs, supposée

nulle à température ambiante [cm−3]n : densité d’électrons libres dans la bande de conduction [cm−3]p : densité de trous libres dans la bande de valence [cm−3]q : charge élémentaire [C]

D’après l’équation 3.43, la dérivée du champ électrique dépend de la différencede charge entre les électrons et les trous.

Le calcul du champ réel passe obligatoirement par une simulation numériquecompte tenu de la complexité de l’équation à résoudre :

Ex(x, t) =q

εSC.Z x

0∆np(u, t).du (3.44)

131


En effet, le terme ∆np(x, t) dépend du temps et de l’abscisse x. Lors de la commu-tation de l’IGBT, ce terme évolue de façon trop complexe pour effectuer un calculanalytique.

Pour mettre en évidence l’avalanche dynamique d’une cellule IGBT, nous consi-dérons le schéma de la figure 3.49.

FIG. 3.49 – Montage hacheur - simulation du phénomène d’avalanche dynamique

Une coupe de la cellule de technologie Punch Through est donnée figure 3.50(a).Cette représentation ne respecte pas les proportions réelles. La cellule est consti-tuée d’une zone de drain faiblement dopée N− qui constitue le corps de la celluleIGBT. Les couches fortement dopées de type N+ et P+ côté collecteur sont réali-sées par diffusion en face arrière. La coupe réelle de la puce est présentée figure3.50(b) en respectant les proportions réelles.

Les caractéristiques statiques sont présentées sur la figure 3.51 : le réseau decourbes Ic = f (Vce,Vge) et la courbe de claquage en polarisation directe bloquée. Lacaractéristique statique ne correspond pas à un IGBT en particulier. On remarqueque les tensions de saturation et les résistances dynamiques sont importantes. Latension de claquage directe bloquée est de 1200V environ. Nous utiliserons cettecellule dans le montage hacheur (figure 3.49) avec une tension de bus Vbus de 500V.

Dans le cadre de l’étude sur l’avalanche dynamique d’une cellule IGBT, nousnous intéressons tout particulièrement au schéma de la figure 3.49 lors de l’ouver-ture de la cellule IGBT. La simulation mixte MEDICI3 - SPICE permet de simulerle comportement physique de la puce (MEDICI) et le comportement électrique dureste du circuit. La commande de grille Vg est pilotée pour mettre la cellule IGBTen conduction, le courant collecteur ic atteint un certain niveau de courant par l’in-termédiaire de l’inductance Lcc, puis la cellule est commandée à l’ouverture. Lorsde l’ouverture, l’inductance Lcab crée une surtension aux bornes de l’IGBT. Cettephase est tout particulièrement intéressante car elle conjugue une densité de cou-rant importante dans la cellule IGBT et une tension importante à ses bornes.

3marque déposée

132


109

1012

1015

1018

1021

0 50 100 150 200 250

dop

age

[cm

−3]

y [µm]

profil de dopage pour x = 0 de la structure IGBT

(a) (b)

FIG. 3.50 – Description de la cellule IGBT avec le logiciel MEDICI

0 A

5 A

10 A

15 A

20 A

25 A

30 A

0 V 2 V 4 V 6 V 8 V 10 V

I c [

A]

Vce [V]

caractéristique statique de la structure IGBT

Vge=8V10V12V15V

0 A

10 pA

20 pA

30 pA

40 pA

50 pA

60 pA

70 pA

0.0 V 400.0 V 800.0 V 1.2 kV

I c [

A]

Vce [V]

caractéristique directe bloquée de la structure IGBT

(a) (b)

FIG. 3.51 – Caractéristiques statiques de la cellule IGBT - simulation MEDICI

133


Pendant cette phase, un champ électrique se crée en chaque point de la celluleIGBT. Il est constitué de la somme de deux champs électriques :

→E (t) =

→EVce (t)+

→EJc (t) (3.45)

EVce : champ électrique dû à la tension Vce

EJc : champ électrique dû à la forte

densité de courant

Le champ électrique est principalement localisé à la jonction P+N− du côtéémetteur. En effet, cette jonction est polarisée en inverse : figure 3.52.

FIG. 3.52 – Coupe de la cellule IGBT lors de l’ouverture

Nous considérons par la suite que le champ et les autres variables ne dépendentpas de la position sur l’axe z : la demi-cellule est modélisée en deux dimensionsavec un facteur d’échelle de 4.105 sur l’axe z pour obtenir une cellule de 1cm2.

On peut reprendre l’équation 3.41 de la page 131 :

div(→E) = − q

εSC.p(x,y, t)+Nd(x,y)− [n(x,y, t)+Na(x,y)] (3.46)

Les résultats de simulation sont obtenus avec la configuration suivante :– Vbus = 500V– Lcab = 100nH– Lcc = 2µH– Rg = 10Ω

– Vg : temps de conduction de 2.5µsSur la figure 3.53, on montre la montée du courant dans la cellule IGBT. Ensuite,sur la figure 3.54, on montre l’ouverture en détail pour identifier l’avalanche dyna-mique entre 12.85µs et 13µs.

134


0 A

200 A

400 A

600 A

9 us 10 us 11 us 12 us 13 us

I c [

A]

Temps [s]

0 V

200 V

400 V

600 V

800 V

1 kV

9 us 10 us 11 us 12 us 13 us

Vce

[V

]

Temps [s]

−2.0 A

−1.5 A

−1.0 A

−500.0 mA

0.0 A

500.0 mA

1.0 A

1.5 A

2.0 A

9 us 10 us 11 us 12 us 13 us

I g [

A]

Temps [s]

−5 V

0 V

5 V

10 V

15 V

20 V

9 us 10 us 11 us 12 us 13 us

Vg

e [V

]

Temps [s]

FIG. 3.53 – Montée du courant dans la cellule IGBT - simulation

0 A

100 A

200 A

300 A

400 A

500 A

600 A

700 A

12.7 us 12.8 us 12.9 us 13.0 us 13.1 us 13.2 us

I c [

A]

Temps [s]

0 V

100 V

200 V

300 V

400 V

500 V

600 V

700 V

800 V

900 V

1 kV

12.7 us 12.8 us 12.9 us 13.0 us 13.1 us 13.2 us

Vce

[V

]

Temps [s]

−2.0 A

−1.5 A

−1.0 A

−500.0 mA

0.0 A

500.0 mA

1.0 A

12.7 us 12.8 us 12.9 us 13.0 us 13.1 us 13.2 us

I g [

A]

Temps [s]

−5 V

0 V

5 V

10 V

15 V

12.7 us 12.8 us 12.9 us 13.0 us 13.1 us 13.2 us

Vg

e [V

]

Temps [s]

FIG. 3.54 – Phénomène d’avalanche dynamique à l’ouverture de la cellule IGBTet régime de sur intensité - simulation

135


Nous proposons de visualiser les grandeurs électriques suivantes pour le pointd’abscisse x = 0 aux temps 12.85µs, 12.9µs et 12.95µs de la commutation à l’ou-verture de la figure 3.54 pour identifier les zones qui sont à l’origine du phénomèned’avalanche :

– module du champ électrique– courant d’ionisation par impact– concentration de charges : ρ

Sur la figure 3.55, on représente les grandeurs physiques proposées. Il estévident que la jonction P+N− du côté émetteur est à l’origine de l’avalanche. Autemps t=12.9µs, on voit bien l’accumulation de charges positives entre 7µm et 9µmqui provoque un champ électrique local intense. Le courant de génération par im-pact est également très fort dans cette zone. Sur la figure 3.56, on représente lecourant de génération par impact en 2D. La zone d’avalanche est clairement iden-tifiée.

136


0 V/m

100 kV/m

200 kV/m

300 kV/m

5 µm 10 µm 15 µm

cham

p é

lect

riqu

e [V

/m]

distance

12.85µs12.9µs

12.95µs

−1.6e+016

−1.2e+016

−8.0e+015

−4.0e+015

0.0e+000

4.0e+015

5 µm 10 µm 15 µm

conce

ntr

atio

n d

e ch

arge

[cm

−3]

distance

12.85µs12.9µs

12.95µs

0e+000

1e+025

2e+025

3e+025

4e+025

5e+025

6e+025

7e+025

5 µm 10 µm 15 µm

cou

rant

de

gén

érat

ion

[cm

−3.s

−1]

distance

12.85µs12.9µs

12.95µs

FIG. 3.55 – Champ électrique - concentration de charge - courant généré par ioni-sation par impact - simulation MEDICI

137


FIG. 3.56 – Représentation 2D du courant généré par ionisation par impact - simu-lation MEDICI - t=12.9µs

138

3.6 Conclusion

3.6 Conclusion

Dans un premier temps, nous avons présenté le modèle électrique simplifiédes puces IGBT pour effectuer l’étude analytique d’une cellule de commutationavec une puce IGBT. L’étude des commandes en tension et courant a permis demontrer que ces deux solutions sont équivalentes. La commande en tension est bienévidemment beaucoup plus simple à mettre en oeuvre que la commande en courant.Dans le chapitre 4, nous présentons plusieurs possibilités pour la commande entension. Nous porterons une attention à la montée et la descente de la tension decommande de grille qui a une influence sur la charge et la décharge de la grille.

Ensuite, pour compléter l’étude analytique, nous avons étudié les influencesdes inductances de câblage des modules IGBT à l’aide de simulations. Nous avonsmis en évidence les interactions entre la partie commande et la partie puissancedes modules IGBT. Les valeurs des inductances et des couplages étudiés précé-demment sont imposés par le modules IGBT sauf pour les inductances notées L4et L6. Nous avons montré que leurs valeurs peuvent atteindre 300nH sans que celasoit pénalisant pour les commutations.

L’estimation et l’identification de l’inductance d’émetteur notée L7 a été réali-sée pour des modules IGBT issus du commerce. Dans le chapitre 4, nous verronsque la connaissance de sa valeur nous permet de réaliser une lecture du di/dt ducourant collecteur afin de protéger le module IGBT contre des défauts de surin-tensité et de court-circuit. Un outil de simulation et une méthode d’identificationont été confrontés. La méthode expérimentale est plus simple à mettre en oeuvreet permet d’obtenir des résultats sans connaître la structure physique interne dumodule.

Enfin, le phénomène d’avalanche dynamique a été observé puis expliqué grâceà des équations simples. Afin de mieux comprendre ce phénomène, des simula-tions par éléments finis ont permis de comprendre le comportement interne d’unepuce IGBT de technologie Punch Through lors d’une ouverture en régime de sur-intensité. Ce phénomène est intéressant car il permettrait d’auto-protéger les pucesdiodes et IGBT des modules lors de l’ouverture en cas de régime de défaut. Eneffet, la puce limite la surtension à ses bornes en cas de régime de surintensité.

139

Chapitre 4

Conception et réalisation d’unegamme de circuits de commanded’IGBT

Dans ce chapitre, nous présentons les solutions développées et mises en oeuvreau cours de cette thèse pour la gamme de drivers industriels de la société ARCEL.Une brève introduction expose les contraintes technologiques et économiques pourle développement de la gamme de driver. Les solutions pour les différentes fonc-tions sont ensuite développées et analysées.

4.1 Contraintes de conception

Ces travaux de recherche sont inscrits dans le cadre du développement et laréalisation d’une gamme de drivers de modules IGBT de forte puissance. Les so-lutions proposées sont en accord avec les contraintes économiques et industriellesimposées par le contexte. Pour appréhender la suite, nous exposons le cahier descharges des drivers développés. La gamme comprend trois drivers pour le pilo-tage de modules IGBT : drivers A, B et C. Le tableaux 4.1 donne les principalescaractéristiques de ces drivers.

Les figures 4.1 et 4.2 donnent les schémas de principe des drivers A, B etC. Nous faisons apparaître les sous-ensembles et les fonctions développées parla suite : la commande de grille, les protections, les transmissions d’ordres et deretour défaut puis la transmission de puissance. Pour chacune des fonctions, nousdéveloppons les solutions étudiées puis celles retenues.

4.2 Commande de grille

Nous appelons commande de grille la fonction électronique qui reçoit un signallogique (0V ; +15V) provenant de la fonction "logique" (voir figures 4.1 et 4.2) et

141


Spécifications A B CNombre de voie 2 2 1Puissance disponible parvoie sur la grille

2W 4W 4W

Isolation galvanique 3kV 3kV 6kVCourant de grille maxi-mum

10A 20A 20A

Protection Vcesat oui oui ouiProtection di/dt non non ouiProtection alimentationsecondaire

oui oui oui

Temps de propagation desordres du primaire au se-condaire

≤ 1µs ≤ 1µs ≤ 1µs

Commande directe oui oui ouiCommande demi-pont oui oui non car une seule voieMode multi niveaux non non ouiRetour défaut oui oui ouiAcquittement de commu-tation

non non oui

TAB. 4.1 – Cahier des charges des drivers développés

FIG. 4.1 – Schéma de principe des drivers A et B

142


FIG. 4.2 – Schéma de principe du driver C

qui permet en sortie de piloter directement la grille de l’IGBT (tensions V− etV +) : voir figure 4.3. Elle ne prend pas en compte les protections qui représententune fonction séparée dans notre démarche de conception.

FIG. 4.3 – Fonction de commande de grille

La fonction "commande de grille" reçoit un signal logique d’ordre, fournit unsignal analogique capable de piloter la grille de modules IGBT et de fournir lecourant nécessaire à la commutation. Celui-ci peut atteindre 30 Ampères crête.Les tensions de grille en régime établi sont respectivement V + et V− pour les va-leurs maximale et minimale. Le standard industriel est V + à 15V et V− à -15V. Latension V + permet d’obtenir des pertes en conduction les plus faibles possibles. Latension V− a pour but de bloquer la grille de l’IGBT le plus bas possible pour seprémunir des parasites extérieurs qui peuvent faire augmenter la tension de grillede l’IGBT et le remettre en conduction alors que celui-ci est ouvert. Ensuite, larapidité des transitions pour passer de V + à V− et inversement conditionne lespertes en commutation. A la mise en conduction, la vitesse de croissance du cou-rant dans l’IGBT conditionne la valeur du courant de recouvrement de la diode deroue libre. Si ce dernier augmente, les pertes à la fermeture augmentent. A l’ouver-ture, la décroissance du courant conditionne la surtension présente sur le collecteurde l’IGBT et peut détruire l’IGBT si celle-ci est supérieure à la valeur critique dumodule. Voir figure 4.4 pour la fermeture et l’ouverture d’un IGBT.

143


(a) (b) (c)

FIG. 4.4 – Mise en conduction et ouverture d’une cellule de commutation

Trop lente Trop rapideFermeture perte trop importante à cause du

temps de fermeture trop longrecouvrement de la diode aug-mente si le di/dt augmente, lespertes augmentent et risque desortir du SOA de la diode

Ouverture perte trop importante à cause dutemps d’ouverture trop long

surtension aux bornes del’IGBT, risque de destruction enavalanche de l’IGBT

TAB. 4.2 – Résumé des contraintes à la fermeture et l’ouverture pour la commandede grille

4.2.1 Conception

Nous nous intéressons à la commande de grille en tension. Elle permet de pi-loter la grille grâce à une ou plusieurs résistances et une ou plusieurs sources detension.

FIG. 4.5 – Schéma de principe de commande de grille en tension

Sur la figure 4.5, on fait apparaître la résistance de grille Rg, l’impédance d’en-trée Zin et la source de tension commandée Vg. Celle-ci doit avoir une impédance

144


de sortie minimale pour des raisons de CEM que nous expliquons par la suite. Lesfronts de tension doivent être les plus raides possibles pour ne pas entrer en consi-dération dans la dynamique de commutation de l’IGBT (voir section 3.2.4 page93). Le temps de propagation entre Vordre et Vg doit être le plus faible possible.

Pour répondre au mieux à ces caractéristiques, nous développons une méthodede conception de source de tension commandée en tension : source que nous appe-lons scv→ v, voir figure 4.6 [Ald99].

FIG. 4.6 – Source réelle commandée scv→ v

On définit la matrice Z, telle que :[Ve

Vs

]= Z ·

[Ie

Is

][

Ve

Vs

]=[

Z11 Z12Z21 Z22

]·[

Ie

Is

]Le paramètre Z21 est appelé coefficient de transfert ou gain.

FIG. 4.7 – Paramètres en Z d’une source commandée

Pour obtenir une source commandée opérationnelle, il faut que Z21 → ∞. Cequi conduit à avoir la matrice chaîne A nulle (matrice A définie ci-dessous). Onveut que les grandeurs électriques de la sortie (Vs et Is) n’aient aucune influence surcelles de l’entrée (Ve et Ie).[

Ve

Ie

]=[

a11 a12a21 a22

]·[

Vs

−Is

]145


[Ve

Ie

]= A ·

[Vs

−Is

]

A =

Z11Z21

Z11.Z21−Z12.Z21Z21

1Z21

Z22Z21

On obtient un quadripôle qui a le comportement suivant : Ve et Ie sont nuls, Vs

et Is dépendent du circuit extérieur. Ce nouveau quadripôle s’appelle un nulleur :voir figure 4.8

FIG. 4.8 – Quadripôle nulleur

Nous définissions deux nouveaux dipôles pathologiques : nullateur et norateur(figure 4.9). Ils ne correspondent à aucun composant réel : ils sont appelés patho-logiques pour cette raison.

FIG. 4.9 – Nullateur et norateur

Pour le nullateur, le courant et la tension sont nuls. Pour le norateur, le courantet la tension sont imposés par le circuit extérieur.

Le principe de rétroaction nous permet de réaliser des sources commandéesperformantes à partir de quadripôles à grand gain. La figure 4.10 illustre ces pro-pos : le gain µ modélise le nulleur et le gain β la chaîne de retour qui permet defixer le gain en boucle fermée.

La fonction de transfert s’exprime de la façon suivante :

se

=µ

1+µ.β

et

146


FIG. 4.10 – Source commandée à base de rétroaction

limµ→∞

µ1+µ.β

=1β

Comme le gain d’un nulleur est théoriquement infini, on peut synthétiser les quatrestructures de base de sources opérationnelles : scv→ v, scv→ i, sci→ i et sci→ v.Pour cela, on considère les grandeurs e et s comme étant soit des courants soit destensions. Sur la figure 4.11 on montre la démarche qui considère le schéma bloc dela figure 4.10 pour arriver à une source de tension commandée en tension de gain1/β : scv→ v.

Notre but est de créer une source scv → v à gain théoriquement infini. Or, onvoit que la structure scv→ v proposée à la figure 4.12 a un gain de valeur finie :

R1 +R2

R1

La mise en cascade de sources commandées incompatibles permet de réaliserdes gains très élevés avec un faible nombre d’étages élémentaires : voir figure 4.13.

Il faut ensuite trouver un composant physique qui correspond au mieux aucomportement du nulleur. Si on considère un transistor bipolaire parfait (β→ ∞),son courant de base est nul et sa tension Base-Emetteur également. Sa tensionCollecteur-Emetteur dépend du circuit externe. La jonction Base-Emetteur peutêtre modélisée par un nullateur et le dipôle Collecteur-Emetteur par un norateur :voir figure 4.14.

La figure 4.15 donne les deux structures scv→ i et scv→ v à base de transistorsbipolaires.

On reprend le schéma de la figure 4.13 qui représente trois sources comman-dées scv → i : scv → i : scv → v et l’on applique la représentation en technologiebipolaire on obtient les schémas de la figure 4.16.

Nous avons choisi une entrée différentielle qui permet de fixer une des deuxentrées à une tension de référence constante (7.5V par exemple) et de connecterl’autre entrée au signal provenant de la logique de commande. L’information estensuite transmise par deux structures scv→ i puis à une structure scv→ v de gainunitaire communément appelée push-pull.

Une deuxième façon d’obtenir une source commandée à grand gain consiste àutiliser des transistors MOSFET en commutation. On considère toujours la figure4.5 page 144. La tension Vordre varie entre 0V et +15V (signal provenant de lalogique de commande). On utilise un MOSFET de type P et un de type N poureffectuer la commutation de grille. La figure 4.17 montre une ébauche pour lacommande de grille en technologie MOSFET.

147


FIG. 4.11 – Démarche de conception de la source scv → v commandée à base denulleur

148


VsVe

= R1+R2R1

IsVe

= 1R

IsIe

=−R1+R2R2

VsIe

=−R

FIG. 4.12 – Sources commandées idéales

FIG. 4.13 – Mise en cascade de structures incompatibles

149


FIG. 4.14 – Modélisation de transistors npn et pnp à base de nullateur et norateur

scv→ i, gain 1/R

scv→ v, gain unitaire, R2 = 0 et R1 est supprimée par le norateur

FIG. 4.15 – Sources commandées élementaires à base de transistors bipolaires

150


FIG. 4.16 – Circuit de commande de grille en technologie bipolaire

FIG. 4.17 – Première étape

151


Les transistors B1 et B2 isolent la tension de commande Vordre du circuit decommutation. La source de tension V0 permet de décaler la tension Vordre pourcommander le MOSFET M2. Lorsque Vordre = 15V , le MOSFET M1 est bloquéet M2 passant et inversement lorsque Vordre = 0V . Le problème majeur de cettestructure réside dans le courant de croisement imos lors des transitions. En effet, àchaque commutation, les deux transistors M1 et M2 sont passant en même temps.La seule impédance qui limite le courant imos est la somme rdson1 +rdson2 qui a pourvaleur quelques Ohms. Le courant imos atteint alors des valeurs trop importantes :quelques Ampère à 30 Ampère. Une des solutions consiste à insérer une résistanceen série entre les deux MOSFET (figure 4.18).

FIG. 4.18 – Deuxieme étape

L’insertion de R n’est pas sans conséquence. Lors de transitions, la résistanceR et les capacités parasites C1 et C2 forment deux circuits RC. Sur la figure 4.19,on représente les deux tensions Va et Vb de la figure 4.18.

La résistance Rg ne peut pas être pilotée directement par les tensions Va ouVb. Elle est commandée par un deuxième étage MOSFET qui permet de fournirle courant de grille. On retrouve le même problème lors des transitions, le courantcommun aux deux MOSFET est prohibitif. On propose deux solutions. La premièreconsiste à piloter le MOSFET canal P par la tension Va et le canal N par Vb. Cecipermet de couper le P MOSFET avant de mettre en conduction le N MOSFET etinversement (figure 4.20).

La deuxième solution consiste à utiliser la tension Vb pour commander la sortieMOSFET et utiliser deux résistances de grille pour limiter le courant dans M3 etM4 lors des transitions. Le MOSFET M3 est commandé à la fermeture avec un fronttrès raide ce qui permet d’obtenir un front très raide sur la tension S lors de la mise

152


FIG. 4.19 – Tension Va et Vb, influence de R

FIG. 4.20 – Première solution, sortie MOSFET

153


en conduction de l’IGBT (figure 4.21).

FIG. 4.21 – Deuxième solution, sortie MOSFET

4.2.2 Simultations et expérimentations

Dans cette section, nous présentons les simulations et les résultats expérimen-taux de la structure dérivée des schémas figures 4.20 et 4.21 en technologie MOS-FET et la structure de la figure 4.25 en technologie bipolaire.

Dans les deux cas, nous remplaçons la grille de l’IGBT par un condensateurqui nous permet d’effectuer des simulations simples. Le fait de connecter un IGBTn’aurait rien apporté sur l’analyse du comportement de la structure de commandede grille.

Les simulations sont effectuées avec le logiciel SwitcherCAD III / LTSpice1 deLinear Technology. Ce logiciel est basé sur le noyau SPICE 3F4/5.

Technologie MOSFET

Nous considérons le schéma de la figure 4.22. La tension Vordre provient d’uneporte logique CMOS classique. Les résistances de grille Rg1 et Rg2 valent 1.5Ω etla capacité C1 220nF.

Nous montrons que le courant commun aux MOSFET M5 et M6 dépend desrésistances R2 et R3. Plus celles-ci augmentent, plus ce courant commun diminue.La figure 4.23(a) montre IR4 et IR5 pour les résultats expérimentaux et la figure4.23(b) pour les simulations.

Les figures 4.24 (a) et (b) montrent que la tension VC1 et le courant iC1 sont peuinfluencés par les variations de R2 et R3 dans la gamme 22Ω - 220Ω.

1marque déposée

154


FIG. 4.22 – Commande de grille en technologie MOSFET

155


IR4 IR5

−5

0

5

10

15

20

0 s 1 us 2 us 3 us 4 us 5 us

Co

ura

nt

[A]

Temps [s]

courant dans le MOS 5

R2=R3=22 ohm47 ohm

100 ohm220 ohm

−10

−5

0

5

10

15

20

0 s 1 us 2 us 3 us 4 us 5 us

Co

ura

nt

[A]

Temps [s]


R2=R3=22 ohm47 ohm

100 ohm220 ohm

−5

−4

−3

−2

−1

0

1

2

3

4

5

3.0 us 3.1 us 3.2 us 3.3 us

Co

ura

nt

[A]

Temps [s]


R2=R3=22 ohm47 ohm

100 ohm220 ohm

−10

−8

−6

−4

−2

0

2

4

6

8

10

1.0 us 1.1 us 1.2 us

Co

ura

nt

[A]

Temps [s]


R2=R3=22 ohm47 ohm

100 ohm220 ohm

Résultats expérimentaux(a)

−5

0

5

10

15

20

0 s 1 us 2 us 3 us 4 us 5 us

Co

ura

nt

[A]

Temps [s]


R2=R3=22 ohm47 ohm

100 ohm220 ohm

−25

−20

−15

−10

−5

0

5

0.0 s 1.0 us 2.0 us 3.0 us 4.0 us 5.0 us

Co

ura

nt

[A]

Temps [s]


R2=R3=22 ohm47 ohm

100 ohm220 ohm

−1

0

1

2

3

4

5

6

7

8

3.00 us 3.05 us 3.10 us

Co

ura

nt

[A]

Temps [s]


R2=R3=22 ohm47 ohm

100 ohm220 ohm

−10

−8

−6

−4

−2

0

2

1.00 us 1.02 us 1.04 us

Co

ura

nt

[A]

Temps [s]


R2=R3=22 ohm47 ohm

100 ohm220 ohm

Résultats de simulations avec LTSpice(b)

FIG. 4.23 – Courant de croisement dans les MOSFET M5 et M6 - comparaisonentre résultats expérimentaux et simulations - commande de grille en technologieMOSFET - schéma de la figure 4.22

156


Or, elles ont pour avantage de limiter le courant de croisement dans les MOS-FET M5 et M6 sans modifier les formes d’ondes de VC1 et iC1. Le courant de croi-sement doit être limité car il constitue une perte de puissance pour le driver et doncune augmentation de température pour l’alimentation du driver et les MOSFET M5et M6. De plus, les résistances R2 et R3 limitent les courants de croisement dansM1, M2, M3 et M4 lors des commutations. Plus R2 et R3 sont de forte valeur, moinsil y a de pertes dans les quatre MOSFET M1-M2-M3-M4.

−20

−15

−10

−5

0

5

10

15

20

0 s 1 us 2 us 3 us 4 us 5 us

Ten

sion

[V

]

Temps [s]

tension aux bornes de C1 : VC1

R2=R3=22 ohm47 ohm

100 ohm220 ohm

−20

−15

−10

−5

0

5

10

15

20

0 s 1 us 2 us 3 us 4 us 5 us

Ten

sion

[V

]

Temps [s]

tension aux bornes de C1 : VC1

R2=R3=22 ohm47 ohm

100 ohm220 ohm

−20

−15

−10

−5

0

5

10

15

20

0 s 1 us 2 us 3 us 4 us 5 us

Co

ura

nt

[A]

Temps [s]

courant dans C1 : iC1

R2=R3=22 ohm47 ohm

100 ohm220 ohm

−20

−15

−10

−5

0

5

10

15

20

0 s 1 us 2 us 3 us 4 us 5 us

Co

ura

nt

[A]

Temps [s]

courant dans C1 : iC1

R2=R3=22 ohm47 ohm

100 ohm220 ohm

Résultats expérimentaux Résultats de simulations avec LTSpice(a) (b)

FIG. 4.24 – Tension VC1 et courant iC1, comparaison entre résultats expérimentauxet simulations - commande de grille en technologie MOSFET - schéma de la figure4.22

Technologie bipolaire

Nous considérons le schéma de la figure 4.25. Le signal Vordre provient de lasortie d’un comparateur en collecteur ouvert. Les résultats expérimentaux et desimulation sont sur la figure 4.26.

On note que cette structure de commande de grille n’est pas symétrique : lescourants iC1 à la fermeture et à l’ouverture ne sont pas identiques. Ceci vient de lacommande en collecteur ouvert à l’entrée de la structure, la tension Vordre est trèsrapide pour commuter de +15V à 0V et lente pour commuter de 0V à +15V. Larésistance R (schéma figure 4.25) a un rôle déterminant sur la rapidité de transmis-sion de l’ordre à l’ouverture et sur la raideur des fronts de tension sur la résistancede grille à l’ouverture également. Cette résistance limite le courant de croisement

157


FIG. 4.25 – Commande de grille, technologie bipolaire

−20

−15

−10

−5

0

5

10

15

20

0 s 1 us 2 us 3 us 4 us 5 us 6 us

Ten

sion [

V]

Temps [s]

Tension du condensateur C1 : VC1

R2=22 ohm47 ohm

100 ohm220 ohm

−20

−15

−10

−5

0

5

10

15

20

0 s 1 us 2 us 3 us 4 us 5 us 6 us

Ten

sion [

V]

Temps [s]

Tension du condensateur C1 : VC1

R2=22 ohm47 ohm

100 ohm220 ohm

−5

0

5

10

15

20

0 s 1 us 2 us 3 us 4 us 5 us 6 us

Coura

nt

[A]

Temps [s]

Courant du condensateur C1 : iC1

R2=22 ohm47 ohm

100 ohm220 ohm

−5

0

5

10

15

20

0 s 1 us 2 us 3 us 4 us 5 us 6 us

Coura

nt

[A]

Temps [s]

Courant du condensateur C1 : iC1

R2=22 ohm47 ohm

100 ohm220 ohm

Résultats expérimentaux Résultats de simulations avec LTSpice(a) (b)

FIG. 4.26 – Tension VC1 et courant iC1, comparaison entre résultats expérimentauxet simulations - commande de grille en technologie bipolaire - schéma de la figure4.25

158


dans les MOSFET M1 et M2. Elle permet de limiter les pertes dues à ce phéno-mène. Un compromis doit être fait entre rapidité et dissipation thermique sur M1,M2 et R.

Comparaison MOSFET - bipolaire

On voit très nettement se dégager les avantages et les inconvénients des deuxstructures proposées. La technologie MOSFET permet d’obtenir des fronts de ten-sion très raides en amont de la résistance de grille (fonctionnement en commuta-tion) mais avec la présence de courants de croisement qui augmentent les pertesdans la structure de commande de grille. La technologie bipolaire permet d’éviterles courants de croisement mais au détriment d’une chute de tension due aux deuxjonctions Vbe en montage Darlington et de fronts moins raides : fonctionnementlinéaire en suiveur de tension.

4.2.3 Conséquences des gradients de tension sur la commande de grille

Nous prenons le cas d’un onduleur de tension sur charge inductive et considé-rons un bras lors des commutations : figure 4.27. Nous supposons le courant decharge I0 constant à l’échelle de temps de la commutation. Il apparaît quatre cas decommutation pour l’IGBT flottant :

– (a) : mise en conduction du module IGBT sur fonctionnement de la puceIGBT, figure 4.28(a).

– (b) : mise en conduction du module IGBT sur fonctionnement de la pucediode, figure 4.28(b).

– (c) : ouverture du module IGBT sur fonctionnement de la puce IGBT, figure4.28(c).

– (d) : ouverture du module IGBT sur fonctionnement de la puce diode, figure4.28(d).

FIG. 4.27 – Bras d’onduleur sur charge inductive

159


(a)

(b)

(c)

(d)

FIG. 4.28 – Quatre types de commutation sur charge inductive et temps mort

160


On voit se dégager deux types de commutation en tension : les cas (a) et (d)sont en commutation rapide et les cas (b) et (c) en commutation lente. En effet,pour les cas (a) et (d), le gradient en tension (dVce/dt) est imposé par les modulesIGBT du bras, synonyme de commutation rapide. Alors que dans les cas (b) et (c),la variation du point milieu (et donc des tensions Vce) est imposée par le courant decharge I0 et les capacités intrinsèques Cce des modules IGBT et donnent naissanceà des commutations plus lentes lors du temps mort.

Nous analysons ce qui se passe dans les cas (a) et (d) à cause des forts gradientsde tension. Pour le cas (a), le module IGBT est commandé à la fermeture pour fairefonctionner sa puce diode (figure 4.28(a)). La figure 4.29 modélise l’état du circuitlors de la commutation en tension [Fre03].

FIG. 4.29 – Etat du circuit de commande et de puissance dans le cas (a) de la figure4.28 lors de la commutation en tension

– Rg1 : résistance de grille + résistance interne de la source de tension Vg.– Rg2 : résistance interne au module IGBT.– Cgc : capacité intrinsèque Grille-Collecteur.– C1 : capacité parasite entre le point A et la masse de puissance.– ipert : courant généré lors des commutations en tension.– Vgeth : tension de seuil du module IGBT.– Vg : source de tension de commande de grille = +15V lors de la mise en

conduction.A partir de la figure 4.29, on obtient les équations suivantes :

dVce

dt=

Vgeth−Vg

Cgc.(Rg1 +Rg2)−

Rg1

Cgc.(Rg1 +Rg2).ipert

ipert =−C1.dVAm

dt

A la mise en conduction du module IGBT, on a dVce/dt < 0. Le terme Vgeth−VgCgc.(Rg1+Rg2)

est négatif : Vgeth= quelques Volt et Vg=+15V. Le terme dVAm/dt est positif ce quiimplique que ipert est négatif et que le terme − Rg1

Cgc.(Rg1+Rg2).ipert est positif. Le cou-

rant ipert ralentit la mise en conduction de l’IGBT.

161

4.3 Protection des modules IGBT

Pour le cas (d), le module IGBT est commandé à l’ouverture alors que sa pucediode conduit (figure 4.28(d)). La figure 4.30 modélise l’état du circuit lors de lacommutation en tension.

FIG. 4.30 – Etat du circuit de commande et de puissance dans le cas (d) de la figure4.28 lors de la commutation en tension

Lorsque l’IGBT du bas commute en tension, la tension Vg =−15V et la tensionVge a déjà atteint -15V si le temps mort est suffisant. Le courant ipert est positif, il serépartit entre Rg1 et Rg2 et a pour conséquence de faire augmenter momentanémentVge et peut faire repasser l’IGBT en conduction. Ce phénomène explique pourquoion bloque les IGBT à une tension négative : on augmente la marge de sécurité quiévite la remise en conduction de l’IGBT lors des commutations en tension.


La protection des modules est une fonction essentielle des drivers d’IGBT. Ellegarantit la survie du composant et de ce fait celle du convertisseur de puissancelors de défauts survenant sur celui-ci. Comme exposé à la section 2.3 page 37, lesconséquences peuvent être importantes d’un point de vue matériel, économique ethumain.

Dans cette section, nous présentons la solution retenue pour la sécurité encourt-circuit et surintensité des modules simples 3300V-1200A [Lef05].

Nous présentons une nouvelle méthode de protection de module IGBT en ré-gime de défaut. L’objectif de base est de détecter le plus tôt possible le régime dedéfaut afin de ne pas faire fonctionner l’IGBT en régime de court-circuit mais tou-jours en régime de surintensité : le nombre de passages en régime de court-circuitayant un impact sur la durée de vie des puces IGBT [SE02] [SE04].

Nous montrons que notre solution est la réunion de trois méthodes de détectionde défaut et de deux pour l’ouverture en régime de défaut.

Tout d’abord, il faut lister et appréhender tous les types de défaut qui peuventsurvenir sur un bras d’onduleur ou un hacheur pour expliquer les différentes parties

162


de la protection. La liste suivante donne toutes les configurations de défaut que l’onpeut rencontrer :

1. Type I avec impédance de défaut très faible (< 1µH)

2. Type I avec impédance de défaut moyenne (de quelques µH à 100µH)

3. Type I avec impédance de défaut élevée (> 100µH)

4. Type II avec impédance de défaut très faible (< 1µH)

5. Type II avec impédance de défaut moyenne (de quelques µH à 100µH)

6. Type II avec impédance de défaut élevée (> 100µH)

7. Défaut de la commande, temps de conduction trop long avec impédance decharge normale

8. Conduction des deux IGBT en même temps sur le même bras (défaut diamé-tral)

Type I : le défaut est présent avant que l’IGBT soit commandé à la fermeture,appelé défaut HSF : Hard Switching Fault.Type II : le défaut intervient pendant que l’IGBT est fermé, appelé défaut FUL :Fault Under Load.

La figure 4.31 illustre les défauts de type I et II. L’IGBT est modélisé par uninterrupteur. Dans le cas du défaut de type I, c’est à partir du moment où l’IGBTest commandé à la fermeture que le défaut a une conséquence sur le circuit. Dansle cas du type II, l’IGBT est fermé, le défaut est modélisé par un interrupteur quiest ouvert et qui se ferme pour appliquer le régime de défaut à l’IGBT.

FIG. 4.31 – Exemple de défauts de type I et II

4.3.1 Description de la solution

Détection des défauts

Nous commençons par les défauts les plus simples à détecter et à traiter : les dé-fauts (3), (6) et (7). Le gradient du courant collecteur imposé par le défaut est faible,la mesure de la tension Vcesat permet de détecter la surintensité (Ic = f (Vge,Vce)).A cause du défaut (3), il faut utiliser un "blanking time" à la mise en conduction,

163


temps pendant lequel la mesure de la tension Vce n’est pas active. En effet, lors de lamise en conduction, la tension Vce décroît de la tension bus pour rejoindre la valeurVcesat (= f (Vge, Ic)). Cette décroissance dure entre 3 et 4µs pour des modules ducalibre 1200V-300A et 8 à 10µs pour des calibres 3300V-1200A. La tension Vce estmesurée à l’aide de diodes haute tension polarisées par un générateur de courantI0 : voir figure 4.32 pour le schéma. La capacité C et le générateur de courant I0permettent de calibrer le "blanking time" : voir figure 4.33. Le MOSFET M court-circuite le condensateur C quand l’IGBT est ouvert ce qui inhibe la lecture de latension Vce. La tension Vc permet d’avoir l’image de la tension Vce plus la chutede tension aux bornes des diodes haute tension. Si la tension Vc dépasse la ten-sion Vre f préalablement réglée par l’utilisateur, le driver coupe l’IGBT en coupuredouce (résistance de grille à l’ouverture supérieure à la valeur spécifiée lors descommutations normales) pour limiter la surtension à l’ouverture [Lef04] [Lef05].

FIG. 4.32 – Schéma de principe de mesure de la tension Vcesat

Le défaut (8) est équivalent au (1) : dans le cas (8), l’IGBT du bas d’un brasd’onduleur (par exemple) est commandé à la fermeture alors que l’IGBT du hautest déjà fermé. Le courant dans le bras de l’onduleur est limité seulement par lesinductances de câblage des condensateurs du bus continu, des modules IGBT et dubus barre. L’inductance totale de la maille est très faible : entre 30nH et 200nH.Pour les défauts (1), (4) et (8), l’impédance de défaut est très faible : de 30nH àquelques µH. Le courant dans l’IGBT croît très rapidement. Le défaut doit êtredétecté en quelques µs au début de la fermeture de l’IGBT pour les défauts (1) et(8).

La méthode de mesure du Vce exposée précédemment n’est pas adaptée à causedu "blanking time". En effet, lors du "blanking time", le courant peut atteindredes valeurs prohibitives avec une impédance de 1µH par exemple pendant 10µssous 1500V de tension de bus : ∆Ic = ∆T.Vbus/L = 10.10−6.1500/10−6 = 15kA.La solution proposée consiste à lire la valeur du dIc/dt imposé par l’impédance dedéfaut au début de la mise en conduction pour les défauts (1) et (8). Si la valeur dudIc/dt est supérieure à une valeur prédéterminée par l’utilisateur, le driver coupel’IGBT avec la résistance de grille des commutations normales.

164


(a) (b)

FIG. 4.33 – Fermeture sans et avec défaut - "blanking time" - courbes théoriques

La valeur du dIc/dt est mesurée par le biais de la tension entre l’émetteur depuissance et l’émetteur de commande : tension Vee, voir section 3.3 page 98. Lafigure 4.34 donne le schéma et les formes d’ondes associées.

Cette méthode permet de réaliser une anticipation sur la valeur du courant col-lecteur. Si juste après la fin de la fermeture du module IGBT le gradient du courantcollecteur est trop élevé, le courant risque d’atteindre des valeurs trop importantespar la suite si l’IGBT n’est pas ouvert. L’IGBT est alors commandé à l’ouvertureavec la même résistance de grille qu’en commutation normale.

On note que la lecture de la tension Vee doit être effective le plus vite possiblemais pas avant que le diode n’ait fini de recouvrer. Ce temps est compris entre 2µset 4µs et dépend du courant commuté. Il doit être ajusté en fonction du moduleIGBT et de la diode de roue libre associée. Les figures 4.35 (a), (b) et (c) montrentdes fermetures du module IGBT CM1200HB-66H (Mitsubishi 3300V-1200A) enmontage hacheur avec une inductance de défaut de 13µH. Le courant commutévarie de 450A à 4300A. On voit bien la proportionnalité entre la tension Vee et lesignal dIc/dt : voir identification de l’inductance du module IGBT dans la section3.4 page 116. Plus le courant commuté est élevé, plus le temps de commutation dumodule IGBT et de la diode de roue libre est important.

Pour le défaut (2), l’impédance de défaut est comprise entre quelques µH et100µH. La méthode de Vcesat n’est pas très bien adaptée pour les valeurs d’impé-dances de quelques µH car pendant le "blanking time", le courant peut atteindreplusieurs kA. Le défaut doit être détecté plus tôt. La méthode du dIc/dt n’est pasadaptée car la tension Vee est trop faible pour des valeurs d’impédance de défautsupérieures à quelques µH.

Lors de la fermeture de l’IGBT, on note que la décroissance de la tension Vce

dépend de l’impédance de défaut. Plus l’impédance est faible, plus la tension Vce

165


FIG. 4.34 – Mesure du dIc/dt et détection du défaut - schéma de principe et courbesassociées

166


0

1000

2000

3000

4000

5000

6000

7000

1 us 2 us 3 us 4 us 5 us 6 us 7 us 8 us 9 us

Ic [

A]

Time [s]

450A900A

1300A1700A1900A3600A4300A

−25

−20

−15

−10

−5

0

5

10

15

20

25


Vee [

V]

Time [s]

450A900A

1300A1700A1900A3600A4300A

(a) (b)

−5

−4

−3

−2

−1

0

1

2

3

4

5


dIc

/dt

[kA

/us]

Time [s]

450A900A

1300A1700A1900A3600A4300A

(c) (d)

FIG. 4.35 – Commutation à la fermeture et influence du courant commuté sur letemps de commutation de l’IGBT et de la diode de roue libre - courbes expérimen-tales - module IGBT CM1200HB-66H

167


décroît lentement. Le principe de base consiste à lire l’information de vitesse dedécroissance de la tension Vce à la mise en conduction. Sur la figure 4.36, on montrela mise en conduction du module CM1200HB-66H avec le même courant coupémais avec une impédance de défaut de 13µH et 110µH. On note que la décroissancede la tension Vce dépend de l’impédance de défaut.

0

10

20

30

40

50

60

70

80

1 us 2 us 3 us 4 us 5 us 6 us 7 us 8 us 9 us 10 us

Vce

[V

]

Temps [s]

13uH110uH

0

500

1000

1500

2000

1 us 2 us 3 us 4 us 5 us 6 us 7 us 8 us 9 us 10 us

Ic [

A]

Temps [s]

13uH110uH

(a) (b)

FIG. 4.36 – Mise en conduction avec deux inductances de charge différentes -courbes expérimentales - module IGBT CM1200HB-66H

Nous utilisons ce phénomène pour détecter que l’IGBT commute une induc-tance de trop faible valeur. Pour cela, on mesure la tension collecteur à l’aide dediodes haute tension et d’un générateur de courant (comme dans le cas de la mé-thode Vcesat figure 4.32) qui peut accepter une tension Vc de 40V minimum : figure4.37.

FIG. 4.37 – Schéma de principe de mesure de la tension Vcedyn

On compare la tension Vc à une tension de référence Vre f , si Vc > Vre f on coupel’IGBT en coupure normale. La figure 4.38 illustre ce mode de détéction de défaut.

Le tableau 4.3 résume les méthodes de détection de défaut en fonction du typede défaut et l’action associée à l’ouverture du défaut.

168


(a) (b)

FIG. 4.38 – Fermeture sans et avec défaut - méthode du Vcedyn - courbes théoriques

Défaut Détection Ouverture1-4-8 di/dt Rgo f f ouverture normale, clamping à diodes TRANSIL3-6-7 Vcesat coupure douce

2 Vcedyn Rgo f f ouverture normale, clamping à diodes TRANSIL5 Vcesat coupure douce

TAB. 4.3 – Résumé des défauts et actions associées

169


Ouverture en cas de défaut

En cas de défaut, le courant dans l’IGBT à l’ouverture est supérieur au courantnominal. L’énergie magnétique emmagasinée dans les inductances de câblage estplus forte que lors des commutations normales. Cette énergie provoque une surten-sion aux bornes de l’IGBT à l’ouverture de celui-ci. La surtension peut dépasser lavaleur maximale admise par le composant et le détruire.

La solution la plus connue et la plus utilisée est le clamping à diode TRANSIL :voir section 2.3.4 page 44. Elle permet de limiter la tension collecteur par le biaisd’une rétroaction sur la grille. Cette protection est connectée en permanence maisest seulement active lors de l’ouverture en régime de défaut.

La deuxième solution consiste à ouvrir l’IGBT plus lentement qu’en commu-tation normale, la dérivée du courant collecteur est limitée et la surtension auxbornes de l’IGBT est réduite par conséquence [Lef04]. Nous choisissons d’utiliserune troisième résistance de grille de valeur plus élevée pour réaliser la fonction.Nous montrons qu’il est possible de limiter la surtension lors de l’ouverture en casde défaut comme le montre la figure 4.39.

300

350

400

450

500

550

600

650

700

2 kA 4 kA 6 kA 8 kA 10 kA

∆Vce

[V

]

Courant coupé

FIG. 4.39 – Surtension mesurée en fonction du courant coupé avec la coupuredouce sur un montage hacheur - module IGBT CM1200HB-66H

La surtension ∆Vce est la tension présente aux bornes de l’IGBT en plus dela tension de blocage : ∆Vce = Vcemax−Vbus. Le schéma est présenté figure 4.40.L’inductance Lcc vaut 700nH, le courant coupé varie de 3.5kA à 10kA, Rgo f f so f t =10Ω. Grâce à la coupure douce, il est possible de couper 10kA sans dépasser 1kVde surtension.

Solution complète

La solution finale a pour but de détecter le plus rapidement possible tous lestypes de défaut et d’agir en conséquence en fonction du type de détection. Le ta-bleau 4.3 résume les actions à effectuer en fonction du type de détection qui estactivée :

– di/dt : coupure normale

170


FIG. 4.40 – Circuit de test de la coupure douce

– Vcedyn : coupure normale– Vcesat : coupure douce

La figure 4.41 donne le schéma de principe de cette solution. Les interrupteurscom1, com2 et com3 sont commandés en fonction des ordres reçus du "récepteurfibre optique" et des défauts par la fonction "logique de commande". Les résis-tances R1 et R2 permettent d’ajuster la tension de clamping.

FIG. 4.41 – Synoptique du driver avec sécurité en surintensité

171


Clamping capacitif

Dans le cadre de l’étude systématique des protections de l’IGBT une solutionalternative au clamping à diode TRANSIL a été imaginée et mise en oeuvre pourles modules de faible courant : 100A - 1200V par exemple [Lef03a] [Lef03b]. Ellepermet de s’affranchir des tolérances des diodes TRANSIL et de leur résistancedynamique.

Le principe de base consiste à remplacer les diodes TRANSIL par un conden-sateur chargé à la tension de bus du convertisseur : voir figure 4.42 pour le schémade "clamping capacitif".

La tension Vre f permet d’ajuster la valeur maximale de la tension collecteur lorsd’ouverture en cas de défaut. Or, la tension Vre f doit être supérieure à la tension deblocage de l’IGBT. Ceci implique que la source de tension Vre f soit supérieure à latension Vbus et pose un problème pour la réalisation technologique de cette solution.Pour contourner ce problème, on fixe Vre f à Vbus et on règle la tension maximaleaux bornes de l’IGBT avec la valeur de la résistance R5. La figure 4.43 montreles commutations à l’ouverture du module Mitsubishi CM100DU-24H (100A -1200V) sur un montage hacheur à charge inductive. La résistance R1 charge lecondensateur C à la tension bus. Les diodes d1 et d2 bloquent le système de clam-ping quand l’IGBT est fermé. La résistance R5 permet d’ajuster la valeur maximalede la tension collecteur.

FIG. 4.42 – Principe de base du clamping "capacitif"

Sur la figure 4.43, on note que la valeur maximale de la tension Vce dépendde la valeur de R5. Le courant de grille à l’ouverture lors du clamping augmentepour limiter la vitesse de décharge de la tension de grille et diminuer la vitessede commutation du courant collecteur et par conséquent la valeur maximale de la

172


0

100

200

300

400

500

600

700

800

9.6 us 9.8 us 10.0 us 10.2 us 10.4 us

Ten

sio

n [

V]

Temps [s]

Tension Vce pour différentes valeurs de R5 à 200A

R5=50Ω100Ω250Ω330Ω500Ω

−0.7

−0.6

−0.5

−0.4

−0.3

−0.2

−0.1

0.0

0.1

0.2

0.3

9.6 us 9.8 us 10.0 us 10.2 us 10.4 us

Cou

rant

[A]

Temps [s]

Courant ig pour différentes valeurs de R5 à 200A

R5=50Ω100Ω250Ω330Ω500Ω

0

50

100

150

200

250

300

9.6 us 9.8 us 10.0 us 10.2 us 10.4 us

Co

ura

nt

[A]

Temps [s]

Courant ic pour différentes valeurs de R5 à 200A

R5=50Ω100Ω250Ω330Ω500Ω

FIG. 4.43 – Influence de R5 sur la tension maximale - courbes expérimentales -module IGBT CM100DU-24H

173


tension Vce.Cette solution est une alternative au clamping à diodes TRANSIL et nécessite

également un réglage pour chaque application. De plus, le domaine d’applicationde cette solution est limité aux petits modules IGBT présentant une faible valeurde capacité de grille. En effet, lors du fonctionnement du système de clamping, lecourant injecté dans la grille de l’IGBT provient de la capacité C :

id2 = C.∆Vc

∆t≈Cge.

∆Vge

∆t

Pour que le système fonctionne convenablement, il faut que la tension Vc n’aug-mente pas de manière excessive. Pour cela, on pose l’inégalité suivante :

∆Vc < ∆Vge

Ce qui implique :C > Cge

Pour des modules IGBT 1200V-100A, la capacité Cge a une valeur de quelquesnano-Farad. La valeur de la capacité C doit donc être supérieure ou égale à 10nFpar exemple. Cette capacité doit supporter la tension bus plus la surtension présentesur le collecteur : soit 1kV environ pour un module IGBT 1200V utilisé avec unbus 600V. Elle doit également pouvoir fournir un courant de quelques Ampèrelors du fonctionnement du circuit de clamping. Le problème survient pour utilisercette solution sur des modules de plus fort calibre en courant. Par exemple, lemodule Eupec FF800R12KL4C (1200V-800A) a une capacité Cge de 40nF environ.Il faudrait utiliser une valeur de 100nF pour le condensateur C pour ce module. Lataille de ce condensateur devient prohibitive (son prix également) devant la tailledu driver qui pilote ce module.

4.3.2 Résultats expérimentaux

Nous exposons les résultats expérimentaux du schéma de la figure 4.44 associéà la logique de gestion des défauts du tableau 4.4. Le montage utilisé est un mon-tage hacheur abaisseur : voir figure 4.45. Le module IGBT est le FZ1200R33KF2(1200A-3300V) et la diode DD800S33K2 (800A-3300V) qui sont des composantsdu constructeur Eupec.

Défaut Action Limitation surtensionVcesat Rgo f f so f t coupure douce + TRANSILVcedyn Rgo f f TRANSILdi/dt Rgo f f TRANSIL

TAB. 4.4 – Logique de fonctionnement en défaut

174


FIG. 4.44 – Synoptique du driver avec sécurité en surintensité

175


FIG. 4.45 – Montage hacheur et sécurité en surintensité

176


Détection Vcesat

La méthode de détection en Vcesat est expliquée section 4.3.1 page 163. Lesrésultats suivants permettent de montrer l’efficacité conjointe de la détection enVcesat et de la coupure douce : figure 4.46

−20 −15 −10 −5 0 5

10 15 20

−50 us 0 s 50 us 100 us 150 us 200 us 250 us

Vg

e [V

]

Tensions Vge et Vce

0.0 200.0 400.0 600.0 800.0

1.0 k1.2 k

−50 us 0 s 50 us 100 us 150 us 200 us 250 us

Vce

[V

]

Temps [s]

0

5

−50 us 0 s 50 us 100 us 150 us 200 us 250 us

Vce

mes

ure

[V

]

Tension Vcemesure et courant Ic

0

1 k

2 k

−50 us 0 s 50 us 100 us 150 us 200 us 250 usI c

[A

]

Temps [s]

FIG. 4.46 – Détection en Vcesat et coupure douce - courbes expérimentales - moduleIGBT FZ1200R33KF2

−20 −15 −10 −5 0 5

10 15 20

230 us 240 us 250 us 260 us 270 us

Vg

e [V

]

Tensions Vge et Vce

avecsans

0.0

500.0

1.0 k

1.5 k

230 us 240 us 250 us 260 us 270 us

Vce

[V

]

Temps [s]

avecsans

0

5

230 us 240 us 250 us 260 us 270 us

Vce

mes

ure

[V

]

Tension Vcemesure et courant Ic

avecsans

0

1 k

2 k

230 us 240 us 250 us 260 us 270 us

I c [

A]

Temps [s]

avecsans

FIG. 4.47 – Détection en Vcesat , comparaison avec et sans coupure douce - courbesexpérimentales - module IGBT FZ1200R33KF2

Pour les résultats obtenus figures 4.46 et 4.47, nous avons pris la configurationsuivante :

– Vbus = 600V– Rgon = 1.5Ω

– Rgo f f = 1.5Ω

– Rgo f f so f t = 10Ω

– Lcc = 70µHSur la figure 4.46, on montre trois conductions de l’IGBT de 150µs, 175µs et

177


230µs respectivement. Le courant collecteur atteint respectivement 1.3kA, 1.6kA et2kA. Sur la troisième courbe, le driver détecte une surintensité par la comparaisonde la tension Vcemesure avec une référence de 7.3V. Le driver coupe l’IGBT avecune coupure douce (ouverture avec une résistance de grille de 10Ω). Le détail del’ouverture est donné figure 4.47. On montre bien l’influence de la coupure doucesur la tension de grille (plateau Miller plus long avec coupure douce) et la tensionVce (tension Vce maximale plus faible avec coupure douce).

La réunion de la détection en Vcesat et de la coupure douce est bien adaptéepour la gestion des défauts avec des inductances de défaut supérieures à quelquesdizaines de µ-Henry. En effet, la coupure a pour conséquence de limiter la vitessede décroissance du courant collecteur, mais d’allonger le délai entre le début et lafin de l’ouverture de l’IGBT, ce qui peut devenir critique lors de défauts avec desimpédances très faibles (inférieures à quelques µ-Henry).

Détection en Vcedyn

La méthode en Vcedyn est expliquée à la section 4.3.1 page 163. Les résultatssuivants montrent le détection de défaut avec cette méthode : figure 4.48.

−20

−15

−10

−5

0

5

10

15

20

−2 us 0 s 2 us 4 us 6 us 8 us 10 us 12 us

Ten

sion [

V]

Temps [s]

Tension Vge

avecsans

0

2

4

6

8

10

12


Ten

sion [

V]

Temps [s]

Tension Vce mesurée

avecsans

−100

0

100

200

300

400

500


Coura

nt

[A]

Temps [s]

Courant Ic

avecsans

−2

−1

0

1

2

3

4

5

6


Ten

sion [

V]

Temps [s]

Tension Vce mesurée, atténuée et filtrée

avecsans

FIG. 4.48 – Détection en Vcedyn et coupure normale - courbes expérimentales -module IGBT FZ1200R33KF2

Pour les résultats obtenus figure 4.48, nous avons pris la configuration sui-vante :

– Vbus = 600V (défaut détecté) et 500V (défaut non détecté)

178


– Rgon = 1.5Ω

– Rgo f f = 1.5Ω

– Lcc = 13µHLa tension "Vce mesurée" correspond à la tension Vce mesurée par le système à

générateur de courant et diode de la figure 4.37 page 168. La tension "Vce mesurée,atténuée et filtrée" correspond à la tension décrite précédente filtrée par un pontdiviseur résistif.

Nous montrons deux conductions avec et sans détection en Vcedyn. Le systèmede mesure (tension "Vcemesure") commence à lire la tension 3µs après le début de lacommutation, ce qui permet de couper l’IGBT très tôt si un défaut est présent.

Détection en di/dt

La méthode en di/dt est expliquée à la section 4.3.1 page 163. Les résultatssuivants montrent le détection de défaut avec cette méthode : figure 4.49.

−20

−15

−10

−5

0

5

10

15

20


Ten

sion [

V]

Temps [s]

Tension Vge

avecsans

−20

−15

−10

−5

0

5

10

15

20


Ten

sion [

V]

Temps [s]

Tension Vee

avecsans

−500.0

0.0

500.0

1.0 k

1.5 k

2.0 k

2.5 k

3.0 k

3.5 k

4.0 k


Coura

nt

[A]

Temps [s]

Courant Ic

avecsans

−2

0

2

4

6

8

10

12


Ten

sion [

V]

Temps [s]

Tension Vee filtrée et inversée

avecsans

FIG. 4.49 – Protection en di/dt, avec et sans détection - courbes expérimentales -module IGBT FZ1200R33KF2

Pour les résultats obtenus figure 4.49, nous avons pris la configuration sui-vante :

– Vbus = 600V (avec détection) et 90V (sans détection)– Rgon = Rgo f f = 1.5Ω

– Lcc = 600nH

179


Un système de fenêtre permet de bloquer la mesure de la tension Vee les quatrepremières µ-secondes de la conduction. Elle permet de masquer le recouvrementde la diode de roue libre d.

La tension Vee est la tension entre l’émetteur de puissance et l’émetteur decommande de grille. Cette tension est inversée, filtrée et amplifiée puis appliquéeà un système de fenêtre pour donner la tension "Vee filtrée et inversée".

Lors de la détection, le défaut est détecté 4.7µs après le début de la conduction.Le courant collecteur atteint est de 4kA. Avec la détection en Vcesat dans les mêmesconditions, le "blanking time" de 10µs donnerait un courant maximal de 10kAenviron.


Le fonction "émission d’ordre" permet de transmettre les ordres de commandede grille du primaire au secondaire et le "retour défaut" du secondaire au primaire.Les contraintes pour réaliser ces fonctions sont les suivantes :

– temps de propagation : temps pour faire passer l’information du primaire ausecondaire (et inversement). Il doit être inférieur à 1µs.

– isolation : la fonction doit isoler galvaniquement la partie réception de l’émis-sion des points de vue statique et dynamique. La tenue statique doit atteindreplusieurs kilo-Volts (dépend de l’application finale visée) : tests en déchargespartielles. Pour la contrainte dynamique, les capacités de couplage entre pri-maire et secondaire doivent être minimisées afin de limiter la circulation descourants de mode commun lors de gradients de tension entre primaire etsecondaire.

– compatibilité électromagnétique : la fonction doit être insensible aux pertur-bations rencontrées lors du fonctionnement.

– coût : le coût de la fonction doit être le plus faible possible tout en respectantles critères techniques précédents.

4.4.1 Transmission du primaire vers secondaire : "émission d’ordre"

Nous avons choisi un système optique : LED émettrice, fibre optique, récep-teur optique intégré. Cette solution est commentée section 2.5.4 page 70. Nouscommentons ici principalement son inconvénient majeur : la sensibilité du récep-teur optique intégré. Il est basé sur le schéma de la figure 4.50.

Le courant de diode id est amplifié et transformé en une tension Vid . Le cou-rant photoélectrique id est de quelques nA au repos et de quelques µA quand lerécepteur est excité par une fibre optique.

Lors de fortes variations de potentiels dans les convertisseurs de puissance, deschamps électromagnétiques impulsionnels intenses sont rayonnés. Prenons le casconcret d’un bras d’onduleur (figure 4.51) où l’IGBT T1 s’ouvre et T2 se ferme. Latension Vce2 chute très rapidement de Vbus à 0V. Ce gradient de tension provoque

180


FIG. 4.50 – Schéma de principe du récepteur optique intégré

un rayonnement électromagnétique à front raide.

FIG. 4.51 – Source du rayonnement électromagnétique lors des variations de ten-sion sur un bras d’onduleur

Ce champ électromagnétique se couple au circuit de réception optique (figure4.50) au niveau du secondaire du driver de l’IGBT T1. La sortie du récepteur op-tique change d’état et a pour effet de réamorcer de façon transitoire l’IGBT T1. Lesdeux IGBT T1 et T2 sont en conduction en même temps et a pour effet de créer unrégime de défaut dans le bras d’onduleur.

Le champ électromagnétique émis se couple sur les connexions qui relient laphotodiode à l’amplificateur de transimpédance (figure 4.52). Ce couplage est com-munément appelé couplage "champ à fil" où les connexions jouent le rôle d’an-tenne. Le courant généré dans ces connexions circule grâce à l’effet capacitif de laphotodiode et est amplifié par l’amplificateur de transimpédance.

Pour réduire ce phénomène, il faut protéger le récepteur contre les rayonne-ments extérieurs. La seule solution est le blindage du récepteur par un feuillardmétallique. Nous avons réalisé cette fonction à l’aide d’un ruban de cuivre (entre100µm et 200µm d’épaisseur) qui est relié à la masse du circuit : voir figure 4.53.Cette solution nous permet d’obtenir un fonctionnement normal sur un onduleur

181


FIG. 4.52 – Schéma de principe du récepteur optique - perturbation rayonnée -couplage "champ à fil"

182


triphasé. De plus, il permet de ne pas être perturbé lors d’essais en commutationsrapides atteignant plus de 150kV/µs (figure 4.54). Les tests ont été réalisés sur unmontage comme celui de la figure 4.51 en remplacant les IGBT par des MOSFET.

FIG. 4.53 – Blindage du récepteur optique

183


-200

-100

0

100

200

300

400

500

600

700

800

-10 ns 0 s 10 ns 20 ns

Vds

[V]

-200

-150

-100

-50

0

50

100

-10 ns 0 s 10 ns 20 ns

dV

ds/

dt

[kV

/us]

Temps [s]

FIG. 4.54 – Tension Vds du MOSFET piloté par le driver - test d’immunité en dv/dt

184


4.4.2 Transmission du secondaire vers primaire : "retour défaut"

Comme nous venons de le voir, la solution optique est très performante maisreste néanmoins très coûteuse. La fonction "retour défaut" permet d’informer leprimaire du driver qu’un défaut est survenu au secondaire (défaut de surintensité...). On pourrait utiliser la solution optique mais celle-ci est très coûteuse et peutêtre remplacée par une solution à base de transformateur coreless dans ce cas pré-cis. Nous allons voir que cette solution à caractère impulsionnel consomme uncourant crête très important.

Schéma du circuit de transmission

FIG. 4.55 – Retour défaut par transformateur coreless

La tension Vde f aut vient de la logique de commande. Lors d’un défaut, unebrève impulsion à 0V est générée. Le circuit d’excitation génère une impulsion detension aux bornes d’un enroulement de transformateur coreless. L’information estrécupérée côté primaire du driver par un système de redresseur (diode d) et d’effetmémoire (R3−C4) : voir figure 4.55.

Contraintes technologiques

Nous avons comme contrainte technologique la largeur des pistes sur le circuitimprimé et le nombre de tours des enroulements. Nous avons réalisé un transfor-mateur coreless avec une largeur de piste de 0.2mm (espacées de 0.2mm) avecquatre spires au primaire et au secondaire. Ce nombre de tour dépend de la largeurdisponible entre les empreintes d’une résistance CMS de 0Ω en boîtier 1206 (2mmx 3mm) : voir figure 4.56 pour un enroulement du transformateur coreless.

185


FIG. 4.56 – Enroulement du transformateur coreless

Modélisation et caractérisation physique du transformateur coreless

Nous modélisons le transformateur par deux inductances propres et une mu-tuelle inductance : L1, L2, M. L’aspect résistif des pistes est pris en compte avec lesdeux résistances R1 et R2. La figure 4.57 donne le schéma électrique équivalent dutransformateur coreless.

FIG. 4.57 – Modèle électrique du transformateur coreless

Les équations associées sout les suivantes :

v1 = R1.i1 +L1.di1dt

+M.di2dt

v2 = R2.i2 +L2.di2dt

+M.di1dt

La description physique du transformateur coreless et la résolution avec le lo-giciel InCa nous permet de calculer de façon précise les paramètres L1, L2 et M.La figure 4.58 représente la description du transformateur coreless avec le logicielInCa.

La résolution par le logiciel InCa en 2D donne les résultats suivants :

M =[

L1 MM L2

]=[

73nH 21nH21nH 100nH

]σ =

M√L1.L2

≈ 0.24

RL1 = 135mΩ

186


FIG. 4.58 – Transformateur coreless modélisé avec le logiciel InCa

RL2 = 172mΩ

Simulations et résultats expérimentaux

Les simulations du circuit figure 4.55 nous permettent de voir si le transfor-mateur coreless proposée figure 4.56 est capable de répondre aux exigences de lafonction.

Sur le schéma de la figure 4.59, on étudie l’influence de la valeur de certainsparamètres : les condensateurs C2 et C3. Les valeurs de ces composants jouent unrôle important dans les formes d’ondes associées à V1 et V2 : 4.60.

FIG. 4.59 – Schéma de la fonction retour défaut par transformateur coreless

La tension V1 est très peu influencée par les valeurs de C2 et C3. La tension V2

187


Influence de C2

−5

0

5

10

15

0.0 s 500.0 ns 1.0 us 1.5 us 2.0 us 2.5 us 3.0 us

Ten

sion [

V]

Temps [s]

Tension V1 pour différentes valeurs de C2

C2=100pF1nF

4.7nF10nF

−3

−2

−1

0

1

2

3

4

5

6

0.0 s 500.0 ns 1.0 us 1.5 us 2.0 us 2.5 us 3.0 us

Ten

sion [

V]

Temps [s]


C2=100pF1nF

4.7nF10nF

Influence de C3

−5

0

5

10

15

0.0 s 500.0 ns 1.0 us 1.5 us 2.0 us 2.5 us 3.0 us

Ten

sion [

V]

Temps [s]


C2=100pF1nF

10nF22nF −3

−2 −1 0 1 2 3 4 5 6

Ten

sion [

V]


C2=100pF1nF

−3 −2 −1 0 1 2 3 4 5 6

0.0 s 500.0 ns 1.0 us 1.5 us 2.0 us 2.5 us 3.0 us

Ten

sion [

V]

Temps [s]

10nF22nF

FIG. 4.60 – Simulation, influence de C2 et C3

188


dépend très peu de la valeur de C2 mais beaucoup de celle de C3. En effet, lorsqueC3 = 100pF , la tension V2 atteint 4.5V et oscille à une fréquence de plusieursdizaines de MHz. Pour 1nF et 10nF, la valeur maximale est 5.2V et pour 22nF de4.5V. L’optimum se situe entre 1nF et 10nF pour la valeur de C3. Les contraintesen courant sur le MOSFET M sont assez importantes, il faut choisir un MOSFETcapable de supporter cette surcharge en courant. La figure 4.61 donne le courantimos dans la source du MOSFET M pour différentes valeurs de C2 et C3. Pour uncircuit de commande de MOSFET donné (Vordre, R1, C1, R2), la forme de imos

dépend très peu de C2 et C3.

−20

−15

−10

−5

0

5

0.0 s 500.0 ns 1.0 us 1.5 us 2.0 us 2.5 us 3.0 us

Co

ura

nt

[A]

Temps [s]

Courant imos pour différentes valeurs de C2

C2=100pF1nF

4.7nF10nF

−20

−15

−10

−5

0

5

0.0 s 500.0 ns 1.0 us 1.5 us 2.0 us 2.5 us 3.0 us

Co

ura

nt

[A]

Temps [s]

Courant imos pour différentes valeurs de C3

C3=100pF1nF

10nF22nF

FIG. 4.61 – Simulation, influence de C2 et C3 sur le courant imos

Nous vérifions que le modèle choisi est bien conforme à la réalité. Les résultatsexpérimentaux sont présentés figure 4.62 pour l’influence de C2 et C3.

Nous considérons également l’influence de la résistance R1 sur le circuit : voirfigure 4.63. On note l’importance de sa valeur qui doit être comprise entre quelquesdizaines d’ohm et quelques centaines d’ohm pour C1 = 100nF et R2 = 10kΩ.

Sur la figure 4.64, nous comparons les résultats expérimentaux à ceux de si-mulation pour la configuration suivante : R1 = 220Ω - C1 = 100nF - R2 = 10kΩ -C2 = 1nF - C3 = 10nF . Les simulations sont réalisées avec le logiciel LTSpice.

En ajustant les valeur de M et des résistances des bobinages, on obtient lescourbes de la figure 4.65 :

M =[

L1 MM L2

]=[

100nH 32nH32nH 100nH

]RL1 = RL2 = 400mΩ

Tenue en tension et capacité parasite

La tenue en tension statique entre le primaire et le secondaire dépend principa-lement de la nature du matériau du circuit imprimé et de son épaisseur. La rigiditédiélectrique du matériau Epoxy FR4 utilisé est de plusieurs k-Volt/mm. L’épaisseurdu circuit est de 1.6mm, ce qui garantit une tenue en tension largement suffisantepour les applications visées : tenue en tension de 300V à quelques kilo-Volts.

189


Influence de C2

−5

0

5

10

15

0.0 s 250.0 ns 500.0 ns 750.0 ns 1.0 us 1.3 us 1.5 us

Ten

sion [

V]

Temps [s]


C2=1nF4.7nF10nF

−2

−1

0

1

2

3

4

5

6

0.0 s 250.0 ns 500.0 ns 750.0 ns 1.0 us 1.3 us 1.5 us

Ten

sion [

V]

Temps [s]


C2=1nF4.7nF10nF

Influence de C3

−5

0

5

10

15

0.0 s 250.0 ns 500.0 ns 750.0 ns 1.0 us 1.3 us 1.5 us

Ten

sion [

V]

Temps [s]


C2=100pF1nF

10nF22nF

−2

−1

0

1

2

3

4

5

0.0 s 250.0 ns 500.0 ns 750.0 ns 1.0 us 1.3 us 1.5 us

Ten

sion [

V]

Temps [s]


C2=100pF1nF

10nF22nF

FIG. 4.62 – Résultats expérimentaux, influence de C2 et C3

−5

0

5

10

15

0.0 s 250.0 ns 500.0 ns 750.0 ns 1.0 us 1.3 us 1.5 us

Ten

sion [

V]

Temps [s]

Tension V1 pour différentes valeurs de R1

R1=1k22047

−2

−1

0

1

2

3

4

5

0.0 s 250.0 ns 500.0 ns 750.0 ns 1.0 us 1.3 us 1.5 us

Ten

sion [

V]

Temps [s]

Tension V2 pour différentes valeurs de R1

R1=1k22047

FIG. 4.63 – Résultats expérimentaux, influence de R1

190


0

5

10

15

500.0 ns 1.0 us 1.5 us 2.0 us 2.5 us

Ten

sion [

V]

Temps [s]

Tension V1 : comparaison résultats expérimentaux et simulation

expérimentalsimulation

−3

−2

−1

0

1

2

3

4

5

6

500.0 ns 1.0 us 1.5 us 2.0 us 2.5 us

Ten

sion [

V]

Temps [s]



FIG. 4.64 – Comparaison entre résultats expérimentaux et simulations, tensions V1et V2 - logiciel LTSpice

0

5

10

15

500.0 ns 1.0 us 1.5 us 2.0 us 2.5 us

Ten

sio

n [

V]

Temps [s]



−3

−2

−1

0

1

2

3

4

5

6

500.0 ns 1.0 us 1.5 us 2.0 us 2.5 us

Ten

sio

n [

V]

Temps [s]



FIG. 4.65 – Comparaison entre résultats expérimentaux et simulations, tensions V1et V2, nouveaux paramètres du transformateur coreless - logiciel LTSpice

191


La capacité parasite peut être estimée si l’on caractérise le dipôle suivant àl’aide d’un analyseur d’impédance :

FIG. 4.66 – Caractérisation des capacités parasites du transformateur coreless

La mesure de la capacité parasite avec l’analyseur d’impédance HP 4191Adonne une valeur de 1.4pF à 50MHz. Cette valeur est très faible et est à la limite desvaleurs mesurables avec cet appareil. En effet, si l’on mesure la capacité parasitede la sonde de mesure de l’analyseur d’impédance, celui-ci affiche une valeur de1.2pF. On peut donc majorer la valeur de la capacité parasite du transformateurcoreless à quelques pF. Cette valeur est très satisfaisante car elle est du même ordrede grandeur que celle de l’alimentation isolée proposée par la suite (figure 4.74page 197).


La fonction "transmission de puissance" permet de fournir de l’énergie élec-trique au(x) secondaire(s) des drivers. Elle assure une isolation statique et dyna-mique entre le primaire et les secondaires et les secondaires entre eux.

Si l’on se réfère au tableau 4.1 page 142, les contraintes les plus importantessont les suivantes :

– consommation par voie : 4W (8W au total pour les deux secondaires)– isolation statique : 6kV– courant impulsionnel à fournir à la grille : 20ANous prenons en compte les critères énoncés ci-dessus pour exposer la solution

retenue. La dernière contrainte provient de la solution retenue pour la commandede grille : l’alimentation doit être symétrique. La figure 4.67 donne le synoptiquede l’alimentation à concevoir.

4.5.1 Analyse et conception

Les solutions proposées aux figures 2.5.1 page 59 et figure 2.5.1 page 59 né-cessitent un enroulement primaire et un secondaire pour une alimentation asymé-trique (0V ;+15V) ou (0V ;-15V). Pour concevoir l’alimentation du synoptique fi-

192


FIG. 4.67 – Synoptique de l’alimentation

gure 4.67, il faudrait un enroulement primaire commun et quatre enroulementssecondaires (deux pour chaque secondaire). La solution compte cinq enroulementsà bobiner sur un corps de ferrite torique. Or, pour la gamme de puissance à trans-mettre, la taille des tores permet difficilement de bobiner cinq enroulements sur lemême tore.

Pour contourner ce problème, nous proposons une solution qui utilise quatreenroulements au total. Nous partons de la structure de base du montage hacheurabaisseur pour arriver au montage push-pull : voir figure 4.68 [Sad91].

FIG. 4.68 – Montage push-pull et doubleur de tension - méthodologie de concep-tion

Ce montage push-pull proposé figure 4.68 ne permet pas d’obtenir de tensionsymétrique tel quel. Nous modifions le secondaire du montage push-pull clas-sique. Le primaire excite le matériau magnétique de manière symétrique dans le

193


plan (B,H). Pour récupérer une tension alternative, il suffit de coupler un seulenroulement sur le noyau magnétique. Pour obtenir deux tensions symétriques (-15V ;0V ;+15V), on utilise un doubleur de tension qui nous permet de créer lestensions symétriques à partir d’une source alternative : voir figure 4.69. Le schémade l’alimentation finale découle des figures 4.68 et 4.69 : voir figure 4.70.

FIG. 4.69 – Doubleur de tension

FIG. 4.70 – Solution proposée, push-pull et doubleurs de tension

Cette solution a pour principal avantage de fournir deux alimentations symé-triques isolées avec un nombre réduit de composants et un encombrement mini-mum :

194


– un tore et quatre enroulements– deux MOSFET– quatre diodes de redressement– un circuit d’écrêtage pour les MOSFET– capacités de découplage pour fournir les courants impulsionnels pour le cir-

cuit d’attaque de grilleLe principal inconvénient de cette structure vient des contraintes en courant

des diodes de redressement d1, d2, d3 et d4. A la mise en conduction du MOSFETM1, les diodes d2 et d4 entrent en conduction et chargent les condensateurs C2 etC4. Dans le cas où le transformateur est parfait, les courants de charge des conden-sateurs C2 et C4 sont limités uniquement par les fronts de tension et les résistancesdynamiques des diodes. Les contraintes en courant des diodes de redressement sonttrès importantes et doivent être choisies en conséquence. Dans le cas où le transfor-mateur n’est pas parfait (cas réel), le courant est limité en plus par les inductancesde fuite du transformateur. La figure 4.71 donne le schéma équivalent d’une partiede l’alimentation lors de la mise en conduction de M2.

FIG. 4.71 – Schéma équivalent lors des commutations

4.5.2 Résultats expérimentaux

Nous donnons les caractéristiques électriques de l’alimentation développée :– tensions de sortie en fonction de la puissance de sortie totale– rendement en fonction de la puissance de sortie totale– estimation des capacités parasitesLa figure 4.72 montre les réalisations physiques des deux alimentations des

drivers A et B du tableau 4.1 page 142.Les caractéristiques électriques Vs = f (Ps) et η = f (Ps) sont données figure

4.73. Différentes courbes sont exposées pour analyser l’influence de la fréquencede découpage. La tension moyenne de sortie et le rendement dépendent de la fré-quence de découpage. Un compromis doit être fait entre rendement et tension de

195


FIG. 4.72 – Alimentations isolées des drivers A et B

13.5

14.0

14.5

15.0

15.5

16.0

16.5

4 6 8 10 12 14

Vs

[V]

Ps [W]

Tension moyenne de sortie Vs

f=90kHzf=135kHzf=200kHzf=285kHz

80

82

84

86

88

90

4 6 8 10 12 14

n [

%]

Ps [W]

Rendement de l’alimentation[%]

f=90kHzf=135kHzf=200kHzf=285kHz

FIG. 4.73 – Caractéristiques électriques mesurées de l’alimentation du driver B enfonction de la fréquence de découpage

sortie.L’analyseur d’impédance HP 4194A permet d’estimer la capacité de couplage

entre le primaire et les secondaires et entre les secondaires : figure 4.74.Les capacités parasites proviennent principalement du transformateur. La fi-

gure 4.75 et le tableau 4.5 permettent de mieux appréhender le problème du bo-binage et de son influence sur les capacités parasites. On effectue six bobinagesdifférents : on étudie de façon expérimentale l’influence sur les capacités para-sites le nombre de tours des bobinages et leurs positions relatives sur une ferrite enforme de tore.

(a) (b) (c) (d) (e) (f)Capacité parasite 2.9pF 2.5pF 2pF 1.6pF 1.6pF 1.8pF

TAB. 4.5 – Influence de la nature du bobinage sur les capacités parasites

On remarque que les capacités parasites sont principalement apportées par letransformateur. Il y a très peu de différences entre les valeurs de l’alimentation et letransformateur seul. En effet, les principales surfaces en regard sont situées sur letransformateur au niveau des bobinages. Le tableau 4.5 et la figure 4.75 permettentde confirmer que les capacités parasites dépendent des surfaces en regard au niveaudu transformateur. Les figures 4.75 (a), (b), (c) et (d) montrent des transformateurs

196


Alimentation Transformateur seulCps 4.6pF 4.4pFCss 4.3pF 3.7pF

Cps : capacité parasite entre primaire et un secondaireCss : capacité parasite entre les secondaires

FIG. 4.74 – Capacités parasites de l’alimentation et du transformateur torique

(a) 10 tours (b) 8 tours (c) 6 tours2.9pF 2.5pF 2pF

(d) 4 tours 180° (e) 4 tours et 90° (f) 4 tours collés1.6pF 1.6pF 1.8pF

FIG. 4.75 – Influence de la nature du bobinage sur les capacités parasites

197


avec respectivement 10, 8, 6 et 4 tours. La situation relative des deux bobinagesa une influence très faible sur la capacité parasite : cas (d), (e) et (f). La capacitéparasite dépend du nombre de tours des enroulements du transformateur.

4.5.3 Alimentation à base de transformateur piezoélectrique

Suite aux bons résultats obtenus avec la technologie à transformateur magné-tiques, nous étudions la possibilité d’utiliser des transformateurs piézoélectriques.Cette axe de recherche a eu pour but d’étudier la faisabilité et le prototypage d’unealimentation isolée de 3W à base de transformateur piézoélectrique. L’étude a étéréalisée en partenariat avec le laboratoire SATIE de l’ENS Cachan qui a fourniles céramiques piézoélectriques et leurs premières caractérisations. La suite des re-cherches et du développement de l’alimentation a été effectuée conjointement avecle LGEF et le CEGELY INSA de Lyon.

L’alimentation proposée doit répondre aux caractéristiques suivantes :– tension d’entrée : +15V– tension de sortie : ±15V– puissance transmise : 3W– capacité de couplage entre primaire et secondaire : <10pF– tension d’isolement : 12kV RMS 50HzLe transformateur piézoélectrique vibre selon différents modes correspondants

aux fréquences permettant l’établissement d’ondes stationnaires. Sur la figure 4.76,on représente les modes de vibration d’une céramique piézoélectrique.

FIG. 4.76 – Modes de vibration d’une céramique piézoélectrique

Une analyse fréquentielle montre que le barreau piézoélectrique entre en ré-

198


sonance en longueur, largeur et épaisseur à des fréquences bien précises liées auxparamètres physiques du barreau piézoélectrique. La figure 4.77 donne l’évolu-tion du gain en tension d’un transformateur en forme de barreau. On constate laprésence d’un grand nombre de pics qui proviennent des différents multiples derésonance (λ/2, λ, 3.λ/2, . . .) des trois dimensions du matériau : longueur, largeuret épaisseur.

FIG. 4.77 – Gain en tension à vide en fonction de la fréquence d’un transformateurpiézoélectrique en forme de barreau

La première partie de l’étude porte sur la caractérisation des transformateurset l’optimisation des métallisations des transformateurs. Nous disposons de deuxcéramiques de tailles différentes en PZT (Plomb Zirconate Titanate) : voir figure4.78.

FIG. 4.78 – Deux céramiques piézoélectriques de dimensions différentes

La caractérisation des transformateurs consiste à obtenir leurs paramètres élec-triques à l’aide d’un amplificateur de puissance (voir figure 4.79) :

– P : puissance de sortie maximale fournie au secondaire– Rch : résistance de charge optimale pour obtenir le meilleur rendement– Vcc : tension crête-à-crête en sortie du transformateur– Fr : première fréquence de résonance– C : capacité de couplage parasite entre primaire et secondaire

199


FIG. 4.79 – Circuit de caractérisation des transformateurs

Transformateurs P Rch Vcc Fr CT1 0.64W 220Ω 16V 177kHz 10pFT2 0.31W 100Ω 7.9V 236kHz 18pFT3 1.64W 110Ω 19V 88kHz 64pFT4 1.13W 44Ω 10V 178kHz -T5 0.73W 220Ω 18V 178kHz -T6 1.82W 110Ω 20V 110kHz -

TAB. 4.6 – Caractéristiques des transformateurs réalisés

Nous avons réalisé six transformateurs à base des deux types de céramiques(figure 4.78). La figure 4.80 donne les dimensions des transformateurs et des mé-tallisations.

Le tableau 4.6 donne les caractéristiques de chaque transformateur.Le transformateur 1 est fabriqué avec notre première céramique. Il a été fourni

tel qu’il apparaît sur la figure 4.80. Les métallisations font 10mm de longueur. Latension crête-à-crête est de 16V à 177kHz sous 200Ω. La puissance au secondaireest de 0.64W. On constate que la tension et la puissance disponibles au secondairesont trop faibles.

Le transformateur 2 est fabriqué avec notre deuxième céramique fournie par leSATIE. Elle est plus épaisse et plus large que la première. On peut donc s’attendreà transmettre plus de puissance avec cette céramique. Avec cette configuration, ontransmet 0.31W sous 100Ω à 236kHz. La tension est de 7.9V crête-à-crête. Latension au secondaire est très faible, ainsi que le puissance disponible.

Pour améliorer les performances, on modifie les métallisations du transforma-teur 2 pour obtenir le transformateur 3. La surface au secondaire est plus grandeque celle du primaire pour obtenir un effet élévateur par rapport transformateur2. En effet, la puissance transmise est de 1.64W sous 110Ω à 88kHz. La tensionsecondaire est de 19V crête à crête. La capacité parasité augmente à cause de la sur-face des électrodes : 18pF pour le transformateur 2 et 64pF pour le transformateur3.

Pour améliorer les performances du transformateur 1, on augmente les sur-faces des électrodes pour donner le transformateur 4. La puissance transmise estaméliorée. Elle est de 1.13W sous 44Ω à 178kHz. La tension secondaire est de10V crête-à-crête.

200


Transformateur 1

Transformateur 2

Transformateur 3

Transformateur 4

Transformateur 5

Transformateur 6

FIG. 4.80 – Différents transformateurs - céramiques et métallisations

201


0.0

0.2

0.4

0.6

0.8

1.0

1.2

0 100 200 300 400 500 600 700

P [

W]

R [Ω]

Puissance de sortie P en fonction de la résistance de charge Rch

T1T4T5

0.0

0.2

0.4

0.6

0.8

1.0

1.2

1.4

1.6

1.8

2.0

0 100 200 300 400 500 600 700

P [

W]

R [Ω]

Puissance de sortie P en fonction de la résistance de charge Rch

T2T3T6

FIG. 4.81 – Puissance de sortie en fonction de la résistance de charge pour lestransformateurs

202

4.6 Conclusion

La tension disponible sur le transformateur 4 est trop faible. La céramique vibredans le mode de la largeur à 178kHz (céramique 1). Comme la tension est propor-tionnelle à l’intégrale de la contrainte et que celle-ci est positive sur une moitié dela largeur puis négative ensuite (voir figure 4.82), nous avons réalisé l’électrodesecondaire sur une moitié de largeur.

FIG. 4.82 – Contrainte en mode largeur d’un transformateur piézoélectrique en λ

En effet, la tension obtenue est de 18V crête-à-crête contre 10V précédemment.La puissance est de 0.73W sous 220Ω à 178kHz.

Pour le transformateur 6, une structure différente a été réalisée avec la céra-mique 2. Le primaire est constitué d’électrodes placées aux deux extrémités et lesecondaire d’électrodes au milieu de la céramique. La puissance transmise est de1.82W sous 110Ω à 110kHz. La tension secondaire est de 20V crête-à-crête. Cettestructure permet d’obtenir les meilleurs résultats.

Une alimentation isolée a été réalisée avec le transformateur 6. Le primaire dutransformateur est excité avec une pont en H. La fréquence de découpage est as-servie pour avoir le courant et la tension du primaire du transformateur en phase(système à comparateur de phase et VCO2). Le secondaire est constitué d’un re-dresseur. Différents types de redresseurs ont été expérimentés. En effet, à cause ducomportement fortement capacitif du transformateur piézoélectrique, il ne semblaitpas évident qu’un pont de Graëtz soit la meilleure solution. La figure 4.83 donnele synoptique de l’alimentation réalisée.

Le transformateur piézoélectrique ne constitue pas une solution utilisable dansl’immédiat pour notre application. Les valeurs de capacités parasites ne répondentpas aux exigences : doivent être inférieures à 10pF (seul le transformateur 1 pour-rait répondre à ce critère). Les puissances transmises sont toutes inférieures auxexigences.

4.6 Conclusion

Dans ce chapitre, nous avons découpé le fonctionnement global d’un driverd’IGBT en fonctions élémentaires. La première, qui est la commande de grille, a

2Voltage Controlled Oscillator

203

4.6 Conclusion

FIG. 4.83 – Synoptique de l’alimentation à base de transformateur piézoélectrique

nécessité une approche très synthétique pour aboutir à des solutions technologiquesà base de transistors bipolaires et MOSFET. Les solutions proposées permettent depiloter correctement les modules IGBT à l’heure actuelle. Les solutions à base detransistor MOSFET présentent une bonne symétrie de commande de grille alorsque ce n’est pas le cas pour celles à base de transistors bipolaires.

Ensuite, une nouvelle méthode pour la protection des modules IGBT a été miseen oeuvre. Elle permet de ne pas faire fonctionner l’IGBT en régime de court-circuit. Lors des défauts avec des impédances de défauts très faibles, cette solutionpermet d’anticiper le niveau de courant et d’ouvrir l’IGBT alors qu’il est en régimede surintensité avant qu’il passe en régime de court-circuit.

Pour la transmission des ordres, la solution classique par fibre optique est ex-posée ainsi que son principal inconvénient : sa sensibilité aux rayonnements élec-tromagnétiques. Comme alternative, nous avons effectué la conception d’un trans-formateur coreless à l’aide de simulations. Les résultats expérimentaux sont trèssatisfaisants et montrent que cette solution devient envisageable pour la transmis-sion d’ordres du primaire vers le secondaire si les contraintes en courant du circuitd’excitation du transformateur coreless sont minimisés.

Une solution à base de transformateur magnétique est exposée pour la trans-mission de puissance. L’analyse des capacités de couplage en fonction du type desbobinages du transformateur est également présentée. Les positions relatives desbobinages ne jouent pas un rôle prépondérant pour les valeurs des capacités pa-rasites. Enfin, une alimentation à base de transformateur piézoélectrique nous apermis d’effectuer une recherche sur le type de transformateur et de métallisationles mieux adaptés à nos besoins. A l’heure actuelle, une solution à base de trans-formateur piézoélectrique ne permet pas de répondre à notre cahier des charges.

204

Conclusion générale etperspectives

Les travaux présentés dans ce mémoire ont pour principal objectif la concep-tion et la réalisation d’une gamme de drivers de modules IGBT.

Avant d’aborder la conception des drivers, nous avons étudié les technologiesdes modules IGBT disponibles dans le commerce. Pour ce faire, nous avons étudiéles principaux avantages et inconvénients des différentes technologies de puce etde boîtiers (plastique et press-pack). On a pu constaté que la tendance actuelle desconstructeurs est de proposer des noms de puce qui leur sont propres pour décrirele même type de puce : Field Stop de Eupec, Light Punch Through de Mitsubishiet Soft Punch Through de ABB. Cette technologie est née d’un judicieux processde fabrication qui tente de garder les avantages des structures Punch Through etNon Punch Through. Depuis quelques années, les technologies ont évoluées versdes puces dont le profil de dopage s’approche de ceux des GTO afin de réduire lespertes en conduction : IEGT de Toshiba, CSTBT de Mitsubishi et HiGT de Hitachi.

Ensuite, afin de comprendre aux mieux les contraintes et les fonctions des dri-vers, nous avons étudié la modélisation des modules IGBT et leurs commutations.Pour cela nous avons proposé un modèle simple de puce et les équations de com-mutation qui en découlent. Les effets inductifs ont été pris en considération à l’aidede simulations. Nous avons mis en évidence que lorsque le circuit de commande etde puissance sont couplés (soit par impédance commune, soit par couplage induc-tif) que les gradients de courant et de tension sont modifiés. Nous avons égalementapporté un complément d’analyse sur l’avalanche dynamique d’une cellule IGBTen régime de surintensité. Nous avons montré que le phénomène est dû à l’accumu-lation de charges positives dans une zone bien précise de la cellule qui a pour effetd’augmenter très localement le champ électrique et de générer des paires électron-trou par ionisation par impact.

Après avoir préalablement étudié les drivers existants et les commutations desmodules IGBT, nous avons analysé le cahier des charges de la gamme de drivers àdévelopper. Le découpage du driver en fonctions élémentaires nous a permis d’ef-fectuer une synthèse méthodique pour chacune d’elles. Tout d’abord, la fonction"commande de grille" a été développée de façon synthétique et méthodique pouraboutir à deux solutions à base de transistors bipolaires et MOSFET. La fonction deprotection a abouti à une solution qui permet d’anticiper la valeur du courant col-

205

4.6 Conclusion

lecteur et de couper l’IGBT avant d’être en régime de court-circuit. Pour la trans-mission d’ordre, la solution optique a pour principal inconvénient sa sensibilitéaux champs rayonnés par les commutations. Comme alternative à la technologieoptique, nous avons mis en oeuvre une solution à base de transformateur coreless.Pour la transmission de puissance, nous avons développé une alimentation isolée àbase de transformateur magnétique. Pour compléter son étude, nous avons étudiédifférents types de transformateurs piézoélectriques (dimensions des barreaux, po-sitions et tailles des métallisations).

En conclusion, les perspectives se dirigent vers la transmission d’ordre à trans-formateur coreless à cause de son prix (très faible en comparaison à un systèmeà fibre optique), de sa répétabilité de production et de ses qualités en matière deCEM. Ceci est possible si un circuit de pilotage du transformateur coreless per-met de le piloter de façon à transmettre une information tout en minimisant lecourant d’excitation du transformateur qui pose un problème d’échauffement. Unenouvelle structure d’alimentation devrait être envisagée afin d’améliorer les pertesdans la structure utilisée à l’heure actuelle. En effet, les diodes de redressementfonctionnent en régime de sur contrainte en courant et ont une température de fonc-tionnement élevée.

206

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212

FOLIO ADMINISTRATIF

THESE SOUTENUE DEVANT L'INSTITUT NATIONAL DES SCIENCES APPLIQUEES DE LYON

NOM : LEFRANC DATE de SOUTENANCE : 30 novembre 2005(avec précision du nom de jeune fille, le cas échéant)

Prénoms : Pierre

TITRE : Etude, conception et réalisation de circuits de commande d'IGBT de forte puissance.

NATURE : Doctorat Numéro d'ordre : 05 ISAL

Ecole doctorale : EEA

Spécialité : Génie Electrique

Cote B.I.U. - Lyon : T 50/210/19 / et bis CLASSE :

RESUME :

L'IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) a pris une part importante dans les applications de l'électronique de puissance. Depuis sesdébuts dans les années 1980, il n'a cessé de concurrencer les composants comme le thyristor, le GTO, le MOSFET et le transistor bipolaire.A l'heure actuelle, le transistor IGBT permet d'être utilisé dans beaucoup d'applications notamment sous forme de module IGBT dont il estquestion dans cette thèse.Les modules IGBT font partie intégrante des convertisseurs de puissance. Ils sont associés à leurs circuits de commande (aussi appelésdrivers). Ils ont pour fonction de piloter les modules IGBT qui leurs sont associés et de garantir leur intégrité en cas de défauts (surintensité,surtension).Dans ce mémoire, nous traitons de la réalisation et la conception de drivers de modules IGBT. Pour mener à bien cette étude, nousprésentons tout d'abord un état de l'art sur les modules IGBT et leurs drivers. Ensuite, nous proposons une analyse et une modélisation desmodules IGBT en prenant en compte le câblage. Nous apportons un complément d'étude sur le phénomène d'avalanche dynamique despuces IGBT en régime de surintensité. Enfin, nous effectuons la conception et la réalisation de drivers de modules IGBT. La fonctionprincipale des drivers est découpée en sous fonctions qui permettent d'effectuer une étude structurée. Chaque sous fonction est étudiée et lessolutions apportées sont exposées avec simulations et résultats expérimentaux à l'appui.

MOTS-CLES :IGBT, commande rapprochée d'IGBT, isolation galvanique, protection des IGBT, modélisation, simulation, CEM, avalanche dynamique.

Laboratoire (s) de recherche : Centre de Génie Electrique de Lyon (CEGELY)

Directeurs de thèse: Jean-Pierre CHANTE Dominique BERGOGNE

Président de jury :

Composition du jury : Jean-Pierre CHANTE (CEGELY – Lyon)Dominique BERGOGNE (CEGELY – Lyon)Stéphane LEFEBVRE (SATIE – Cachan)Jean-Paul FERRIEUX (LEG – Grenoble)Thierry MEYNARD (LEEI – Toulouse)Jean-François ROCHE (ARCEL – Lyon)

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theses.insa-lyon.frtheses.insa-lyon.fr/publication/2005ISAL0097/these.pdf · Ce matin, j’ai imaginé que des hommes et des femmes venus de tous les horizons de la connaissance,