Conception et développement de l'étage d'émission ... · Remerciements outT au long de ce projet, de nombreuses personnes furent là pour m'aider, me conseiller, et me guider dans

Université Catholique de LouvainEcole Polytechnique de Louvain

Conception et développement de l'étaged'émission/réception RF du CubeSat

OUFTI-1

Mémoire présenté parQUESTIAUX Loïc

En vue de l'obtention du grade deMaster en Sc. de l'Ingénieur,or. Ingénieur Civil Électricien

Département de référenceUCL ELEN

PromoteurProf. Danielle Vanhoenacker-Janvier

LecteursProf. Christophe CraeyeProf. Jacques Verly

Année académique2009-2010

Sic itur ad astra

Virgile, l'Énéide

Remerciements

Tout au long de ce projet, de nombreuses personnes furent là pour m'aider, meconseiller, et me guider dans une tâche souvent compliquée par l'aspect concretd'un projet très appliqué et de longue durée. Je tiens ici à remercier :

Le Professeur Danielle Vanhoenacker-Janvier, pour la possibilité qu'elle m'aoerte d'entrer dans ce projet formidable, ainsi que la conance qu'elle m'aaccordée et sa disponibilité constante.

Les Professeurs Jacques Verly et Gaetan Kerschen, de l'Université de Liège,qui rythment constamment ce projet de leurs idées innovantes et de leursquestions pointues, de par leur expérience et leur passion inépuisable pourl'enseignement, le secteur spatial et le radio-amateurisme.

Maxime Drouguet et David Spote, techniciens des laboratoires EMIC etTELE de l'UCL, pour leur gentillesse et leur patience, ainsi que leur dis-ponibilité continue. Sans leurs connaissances pointues des domaines plus ap-pliqués, nir ce projet n'aurait pour moi pas été possible.

Amandine Denis, et toute son équipe système, encadrant le projet OUFTI-1parfois depuis des années, et toujours aussi attentifs à l'ambiance de travailqu'aux résultats concrets, mais également Valery Broun, professeur à l'ISIL.

Toute la Team OUFTI étudiante 2009-2010, pour leur sérieux dans le travail,et leur humour en dehors, ainsi que pour leur accueil à Liège. En particulierNicolas Crosset et Nicolas Marchal, du sous-système COM, avec qui l'étroitecollaboration fut des plus productives.

Enn, toute ma famille et mes amis (tout particulièrement Sebastien Gillet)qui, de près ou de loin, m'ont accompagné pendant ces mois de travail, et s'ysont intéressés. Leur présence fut certainement un facteur déterminant de laréussite de ce projet.

1

Table des matières

Liste des acronymes 7

Introduction 8

1 Le contexte général 91.1 Les CubeSat . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9

1.1.1 Qu'est-ce qu'un CubeSat ? . . . . . . . . . . . . . . . . 91.1.2 Exemples et utilisations . . . . . . . . . . . . . . . . . 101.1.3 Le lancement par Vega . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11

1.2 Le CubeSat présenté : OUFTI-1 . . . . . . . . . . . . . . . . . 121.2.1 Les objectifs de mission . . . . . . . . . . . . . . . . . 121.2.2 L'équipe . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13

1.3 Vue d'ensemble du système d'OUFTI-1 . . . . . . . . . . . . . 141.4 Le caractère spatial du projet . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15

1.4.1 La ceinture de radiation de Van Allen . . . . . . . . . . 161.4.2 L'impossibilité de modications . . . . . . . . . . . . . 18

2 L'architecture du sous-système COM 192.1 Le D-STAR . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21

2.1.1 Description et utilité . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 222.1.2 Architecture des transceivers . . . . . . . . . . . . . . . 23

2.2 L'AX.25 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 252.2.1 Le choix de l'AX.25 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 252.2.2 Paramètres du protocole . . . . . . . . . . . . . . . . . 26

2.3 La balise (Beacon) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 272.3.1 Utilité et objectifs de la balise . . . . . . . . . . . . . . 272.3.2 Architecture interne . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27

2.4 Contraintes . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 272.4.1 Puissance en orbite limitée . . . . . . . . . . . . . . . . 272.4.2 L'écoute de l'AX.25 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 282.4.3 Contrainte de masse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28

2

TABLE DES MATIÈRES 3

2.4.4 Contrainte d'espace . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28

3 Liens avec les autres sous-systèmes 303.1 Les antennes (MECH) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30

3.1.1 Description des antennes sur le CubeSat . . . . . . . . 303.1.2 Contraintes et problem statement . . . . . . . . . . 313.1.3 Inuence du plan de masse sur le diagramme de rayon-

nement . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 323.1.4 L'adaptation des antennes . . . . . . . . . . . . . . . . 37

3.2 Les antennes au sol (GND, Ground) . . . . . . . . . . . . . . . 383.2.1 Description des antennes au sol . . . . . . . . . . . . . 393.2.2 Tracking . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39

3.3 L'alimentation électrique (EPS, xEPS) . . . . . . . . . . . . . 403.3.1 Contraintes de puissance . . . . . . . . . . . . . . . . . 403.3.2 Contraintes sur les tensions d'alimentation (3.3V, 5V,

7.2V) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 413.4 L'orientation des aimants (ADCS) . . . . . . . . . . . . . . . . 423.5 La dissipation de la chaleur (STRU) . . . . . . . . . . . . . . . 443.6 Tableau récapitulatif des contraintes . . . . . . . . . . . . . . 45

4 La chaîne de réception RF 474.1 Rappel des contraintes historiques du projet OUFTI . . . . . . 474.2 Bilan de liaison . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 484.3 Architecture choisie (sélection et procédures de validation) . . 51

4.3.1 L'amplicateur faible bruit . . . . . . . . . . . . . . . . 524.3.2 Filtrage et adaptation . . . . . . . . . . . . . . . . . . 574.3.3 Le deuxième étage d'amplication inclus dans ADF . . 614.3.4 Le power splitter . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 62

4.4 Circuit de réception complet . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 64

5 La chaîne d'émission RF 685.1 Rappel des contraintes historiques du projet OUFTI . . . . . . 685.2 Bilan de liaison . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 695.3 Architecture choisie (sélection et procédures de validation) . . 69

5.3.1 Le power combiner . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 695.3.2 L'amplicateur MAR-1SM+ . . . . . . . . . . . . . . . 725.3.3 L'amplicateur Home-made . . . . . . . . . . . . . . . 76

5.4 Consommation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 885.5 Circuit d'émission complet . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 89

6 Améliorations et perspectives 92

TABLE DES MATIÈRES 4

6.1 Utilité du LNA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 926.2 Raccourcissement des antennes . . . . . . . . . . . . . . . . . 93

6.2.1 Ajout d'un enroulement à la base de l'antenne . . . . . 936.2.2 Ajout d'un brin supplémentaire par antenne . . . . . . 936.2.3 Directivité . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 94

6.3 Utilisation de carburant . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 966.4 Utilisation d'autres fréquences . . . . . . . . . . . . . . . . . . 976.5 La protection du bus 7.2V . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 976.6 Une approche plus progressive . . . . . . . . . . . . . . . . . . 98

Conclusion 99

Bibliographie 100

Annexes 102

Table des gures

1.1 Kit CubeSat de base . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 101.2 Un P-POD contenant 3 unités de CubeSat . . . . . . . . . . . 101.3 Vue éclatée des PCB d'OUFTI-1 . . . . . . . . . . . . . . . . 151.4 Coupe des ceintures de Van Allen . . . . . . . . . . . . . . . . 16

2.1 Les canaux de communication d'OUFTI . . . . . . . . . . . . 202.2 A l'intérieur de la COM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 212.3 Routage direct ou via un relais . . . . . . . . . . . . . . . . . . 232.4 Routage via Internet . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 232.5 Une combinaison de routages Relais et Internet . . . . . . . . 242.6 Vue interne de l'ADF7021 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25

3.1 Positionnement des antennes sur le satellite . . . . . . . . . . 313.2 Rayonnement d'un monopôle . . . . . . . . . . . . . . . . . . 333.3 Les deux coupes mesurées . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 343.4 Antenne VHF, rotation A . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 353.5 Antenne VHF, rotation B . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 353.6 Antenne UHF, rotation A . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 363.7 Antenne UHF, rotation B . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 363.8 L'outil Impedance Matching d'ADS . . . . . . . . . . . . . . . 383.9 Antennes X Quad au sol . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 403.10 Courbe courant-tension des panneaux solaires . . . . . . . . . 423.11 Disposition des aimants dans le CubeSat . . . . . . . . . . . . 433.12 Orientation d'Oufti autour de la Terre . . . . . . . . . . . . . 433.13 Recommandation de positionnement de l'amplicateur . . . . 45

4.1 Bilan de liaison pour le canal AX.25 . . . . . . . . . . . . . . . 504.2 Paramètres S en fonction de la tension d'alimentation . . . . . 534.3 Coecients de réexion en entrée du HMC616LP3+ . . . . . . 544.4 Transmittance inverse du LNA . . . . . . . . . . . . . . . . . . 554.5 Gain direct du LNA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 55

5

TABLE DES FIGURES 6

4.6 Coecients de réexion en sortie du HMC616LP3+ . . . . . . 564.7 Gain du LNA en fonction de la tension d'alimentation . . . . . 574.8 Le circuit proposé par ADS . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 584.9 La réponse du ltre passe-bande recommandé par ADS . . . . 584.10 Coecient de réexion avec les valeurs non arrondies . . . . . 594.11 La réponse du ltre passe-bande modié . . . . . . . . . . . . 604.12 Les modes du LNA de l'ADF . . . . . . . . . . . . . . . . . . 624.13 Les transmittances vers la première sortie du Splitter . . . . . 644.14 Les transmittances vers la deuxième sortie du Splitter . . . . . 654.15 Isolation entre les ports . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 654.16 Le circuit de réception nal . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 66

5.1 Bilan de liaison AX.25 Downlink . . . . . . . . . . . . . . . . 705.2 Les transmittances directes et inverses sont égales . . . . . . . 715.3 Circuit Test du MAR-1SM+ . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 735.4 Linéarité de la polarisation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 745.5 Paramètres S du MAR-1SM+ . . . . . . . . . . . . . . . . . . 755.6 Comparaison des résultats annoncés et mesurés . . . . . . . . 785.7 Pont diviseur de tension . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 795.8 Impédance d'entrée du transistor . . . . . . . . . . . . . . . . 815.9 Réponse du ltre en amont du transistor . . . . . . . . . . . . 825.10 Impédance du transistor avec le ltre . . . . . . . . . . . . . . 825.11 Impédance du transistor avec le ltre . . . . . . . . . . . . . . 835.12 Impédance de sortie du transistor sans adaptation . . . . . . . 845.13 La réponse du ltre proposé par ADS . . . . . . . . . . . . . . 855.14 Filtre proposé pour la sortie du transistor . . . . . . . . . . . 855.15 Réponse fréquentielle du ltre de sortie original . . . . . . . . 865.16 Coecient de réexion du circuit optimisé manuellement . . . 875.17 Coecient de réexion du circuit de sortie et impédance d'en-

trée de celui-ci . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 885.18 Le circuit d'émission nal . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 90

6.1 Répartition de I et V dans un dipôle, et diagramme de rayon-nement . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 94

6.2 Polarisations linéaire et circulaire d'une onde . . . . . . . . . . 956.3 Diagramme de rayonnement d'une antenne directive . . . . . . 96

Liste des acronymes

ADCS Attitude Determination and Control SystemAMSAT Amateur Radio Satellite OrganizationBCN BeaconCOM CommunicationD-STAR Digital Smart Technology for Amateur RadioEPFL Ecole Polytechnique Fédérale de Lausanne(x)EPS (Experimental) Electrical Power SupplyFSK Frequency Shift KeyingGMSK Gaussian Minimum Shift KeyingGND GroundIARU International Amateur Radio UnionKISS Keep It Simple and StupidMECH MechanicsMIAS Mission AnalysisOBC On-Board ComputerPCB Printed Circuit BoardP-POD Poly-Picosatellite Orbital DeployerSTRU StuctureTC/TM Télécommande/TélémétrieTHER ThermalVHF Very High FrequencyVNA Vectorial Network AnalyzerUHF Ultra High FrequencyULg Université de Liège

7

Introduction

Oufti-1 est un projet de conception de satellite étudiant, développé à l'Uni-versité de Liège. Il s'agit du premier nanosatellite belge. Le but premier du pro-jet OUFTI (pour Orbital Utility For Telecommunication Innovation) est avanttout éducatif. Il permet aux étudiants de se plonger dans la réalité d'un problèmeconcret.

La charge utile principale du satellite Oufti-1 est un répéteur radio-amateur,qui permettra d'orir une zone de couverture de communication très large auxutilisateurs du relativement nouveau protocole numérique D-STAR, à l'aide d'unrelais spatial.

Le présent travail a consisté à étudier et implémenter de manière concrète leschaînes de réception et d'émission, des canaux de communication du satellite.

Le premier chapitre de ce mémoire posera le contexte dans lequel a évolué leprojet Oufti, ses objectifs, ainsi que l'état du projet lors du début de ce travail etses lignes directrices. Suivant ensuite une logique de top bottom approach , l'ar-chitecture du sous-système de communication sera décrite. Des liens seront faitsalors avec les autres sous-systèmes an de bien comprendre l'entrelacement et lescontraintes que génère un projet d'une telle ampleur. Le quatrième chapitre trai-tera de la chaîne de réception, pour après passer à la chaîne de transmission.

Enn, nous nirons par proposer quelques améliorations avant de conclure cetravail avec un bilan global des solutions proposées.

8

Chapitre 1

Le contexte général

1.1 Les CubeSat

OUFTI-1 est le nom donné à un projet de nano-satellite, basé sur le standardCubeSat. On dénit les nano-satellites comme les satellites pesant 1 à 10kg. Lestandard CubeSat, avec des masses allant de 1 à 3kg, appartient donc à cettefamille et frôle de très près celle des pico-satellites.

1.1.1 Qu'est-ce qu'un CubeSat ?

Un CubeSat est donc un nano-satellite qui répond aux normes du standard CubeSat , à savoir une masse maximale de 1kg, et un volume d'exactement1 litre. Comme on peut le voir sur la gure 1.1, le format standard d'une unité(1U) est de 10cm x 10cm x 10cm. Il est toutefois possible de doubler, voire triplerle volume disponible, pour former des CubeSat 2U ou 3U. Ce standard a été dé-veloppé conjointement par la California Polytechnic State University et StanfordUniversity, aux Etats-Unis.

Cette modularité est un avantage certain pour les développeurs, qui peuvent en-visager une multitude d'applications pour ces unités modulables. Un des élémentsqui rend possible cette modularité est le système de lancement et de déploiementutilisé, le P-POD (pour Poly-PicoSatellite Orbital Deployer ). Il s'agit d'uneforme de boîte qui va s'ouvrir peu après le décollage pour laisser sortir 3 unitésde CubeSat, réparties en autant de satellites que l'on veut (1, 2 ou 3). Elle a pourbut de protéger les CubeSat du lanceur, et réciproquement.

La simplicité technique du standard, ainsi que son accessibilité nancière, l'ontvite rendu populaire au sein des universités, comme le montrent les exemples dupoint suivant. L'objectif principal d'OUFTI, comme de la grande majorité des

9

CHAPITRE 1. LE CONTEXTE GÉNÉRAL 10

Fig. 1.1 Kit CubeSat de base

Fig. 1.2 Un P-POD contenant 3 unités de CubeSat

CubeSat, est avant tout éducatif, puisque ce sont des étudiants (encadrés parleurs promoteurs, des consultants du milieu de l'industrie et des assistants oudoctorants) qui sont au coeur même de leur réalisation.

1.1.2 Exemples et utilisations

Nous l'avons dit, beaucoup de projets CubeSat eurissent à travers le monde.C'est notamment le cas en Suisse où le SwissCube, principalement développé parl'EPFL, embarque un mini télescope ayant pour mission de recueillir de l'infor-mation sur une couche luminescente à très haute altitude. Le SwissCube ayant unfonctionnement assez similaire à celui d'OUFTI, les contacts avec l'EPFL furentrécurrents pour plusieurs membres de l'équipe travaillant sur le projet. C'est donc


aussi une expérience de collaboration internationale qui s'ore aux étudiants quiparticipent à l'aventure CubeSat.

Le projet QB-50 voit plus loin et ouvre de nouveaux horizons en proposantde lancer via un même lanceur 50 unités de CubeSat, répartis en satellites d'une,deux, ou trois unités, développés toujours par des institutions éducatives du mondeentier. Ce réseau de satellites espacés de quelques centaines de kilomètres serviraità eectuer des mesures in situ simultanées en plusieurs points de la thermo-sphère inférieure (soit entre 90 et 350 km d'altitude environ).

La basse altitude de vol des CubeSat constitue un réel atout. Ceux-ci terminentleur vie en rentrant et se désintégrant dans l'atmosphère, ce qui est une obligationlégale, an d'éviter de grossir le nombre de débris autour de la Terre.

Les CubeSat ouvrent, on le voit, des perspectives d'avenir très larges. Leurutilisation n'est toutefois pas la même que celle des satellites commerciaux clas-siques. En eet, tout leur intérêt réside précisément en leurs singularités : leurprix, leur taille, et leur simplicité. C'est donc une approche totalement diérentequi se prole avec ce nouvel outil : celle de l'utilisation en masse d' essaims deCubeSat, comme on les appelle. Ce regroupement les rend moins sensibles à laperte ou la défaillance d'un élément, et on imagine assez aisément les possibilitésd'applications (notamment liées à la défense) que l'on pourrait tirer de ces réseauxde nano-satellites.

1.1.3 Le lancement par Vega

Un aspect non négligeable du projet OUFTI est son côté concret, qui placechaque étudiant face à des problèmes réels à surmonter, faisant travailler son ima-gination en utilisant son bagage technique. Si ce projet est si appliqué, et exige lerespect de délais très serrés, c'est grâce à la place qu'il a obtenu à bord du nouveaulanceur européen : Vega.

Bien que les satellites soient en majorité de plus en plus grands et lourds, ilreste un marché des satellites plus légers, pour lesquels un petit lanceur supportantdes charges principales de 300 à 2000 kg sera utile. C'est dans ce contexte qu'aété développé Vega, le nouveau lanceur européen, permettant des lancements àfrais limités. Vega est un lanceur à un seul corps, avec trois étages de propulsionau propergol solide et un module supérieur au propergol liquide, utilisé pour lecontrôle d'orbite et d'altitude, ainsi que l'éjection des satellites. Vega permet enoutre le déploiement de plusieurs charges utiles en orbite sur un même vol. VEGAest l'acronyme italien de Vettore Europeo di Generazione Avanzata , c'est-à-dire


fusée européenne de nouvelle génération .

Lanceur dont le développement a commencé en 1998, principalement en Italie,Vega est supposé décoller avec OUFTI à son bord pour son vol inaugural à la nde l'année 2010 de Kourou en Guyane, et venir alors côtoyer Ariane et Soyouz dansla otte des lanceurs européens.

1.2 Le CubeSat présenté : OUFTI-1

Le projet OUFTI-1, est en fait l'acronyme Orbital Utility For Telecommuni-cation Innovation , et a été développé sous l'impulsion des Professeurs Verly etKerschen, des départements d'électricité et d'aérospatiale de l'Université de Liège,ainsi que de Luc Halbach, alors chez Spacebel.

1.2.1 Les objectifs de mission

La charge utile qui se trouvera à bord du satellite étudiant sera un relais D-STAR. Le D-STAR est un protocole de communication radio-amateur développépar la JARL (Japan Amateur Radio League) et qui sera expliqué dans le chapitread hoc. Retenons pour l'instant qu'il s'agit du premier relais dans l'espace dédiéaux radio-amateurs. Le satellite Oufti contiendra au total trois payload.

Il y a tout d'abord une alimentation électrique (Electrical Power Supply, EPS )expérimentale, qui aura la particularité d'être contrôlée digitalement. Elle viendras'ajouter à l'EPS dite principale , plus traditionnelle et déjà validée, et tenterade prendre le relais une fois le satellite dans l'espace. En cas de problème, c'estl'EPS principale qui reprendra le contrôle.

Les panneaux photovoltaïques qui recouvriront cinq des six faces du cubeconstituent la deuxième charge utile. Obtenus grâce à une collaboration avecAzurspace, ils achent un rendement théorique de 30 % là où la norme se trouveautour de 27 à 28 %, et proteront du vol pour être testés en situation.

La dernière charge utile, à priori la plus importante, est le relais radio-amateur.Il devra permettre la couverture d'une surface de plusieurs centaines de kilomètrescarrés, et sera ouvert à l'utilisation par tous les radio-amateurs dans le monde seloncertaines modalités. Les objectifs principaux de la mission sont liés à ces chargesutiles, et peuvent être classés comme suit, par ordre d'importance décroissant :

Le fonctionnement de l'EPS


Le bon déploiement des antennes La réception correcte des informations de la balise Le fonctionnement du relais D-STAR

Ces objectifs principaux cachent une foule d'autres dés auxquels ils sont liés.Ces derniers seront aisément décryptables entre les lignes dans les chapitres quisuivent.

De la simplicité naît souvent la abilité. C'est pourquoi le principe de travail duprojet est celui appelé KISS, soit Keep It Simple and Stupid . Ce principe seraévoqué à de nombreuses reprises dans le présent document car il fut un élémentclé dans beaucoup de décisions prises lors du projet.

1.2.2 L'équipe

Comme cela a été expliqué ci-avant, OUFTI a une vocation avant tout éduca-tive. Cette année, ce sont 12 étudiants ingénieurs civils ou industriels de dernièreannée qui travaillent sur ce projet, encadrés par une foule de personnes des milieuxacadémiques et de l'industrie.

Le projet a démarré à l'Université de Liège en Septembre 2007, et en est donc àsa troisième année consécutive. Les équipes d'étudiants se sont succédées, et beau-coup ont dû reprendre un travail entamé, avec les contraintes que cela imposait.Nous en exposerons plus loin certaines liées au sous-système de communication.

Le travail est réparti en 10 sous-systèmes, qui sont eux-même encore parfoissubdivisés. Les sous-systèmes sont :

L'ADCS (Attitude Determination and Control System) gérera le contrôle dupositionnement du satellite, et sa stabilisation en orbite.

La BCN (Beacon) s'occupera de l'implémentation des circuits de la balise,et s'assurera de sa robustesse.

Le sous-système COM (Communication inclut quant à lui les circuits del'AX.25 et du D-STAR, ainsi que les circuits d'entrée et de sortie communsaux trois canaux de communication (AX.25, D-STAR et Balise Morse).

La partie (x)EPS ((Experimental) Electrical Power Supply) distribuera lapuissance à tout le satellite, de manière aussi stable et ecace que possible.


Les personnes en charge du sous-système GND (Ground Segment) implé-mentent les installations au sol, depuis le hardware jusqu'au software.

La MECH (Mechanisms) est en charge du développement du système dedéploiement des antennes.

Le sous-système MIAS (Mission Analysis) va calculer les radiations subiespar le CubeSat, les temps d'éclipse et d'accès à la station au sol, etc.

L'OBC (On Board Computer) sera le cerveau d'Oufti. Il aura notammentpour objectifs de commander les opérations initiales du satellite après sonéjection du P-POD, ainsi que de rassembler et gérer les mesures récupéréesdes autres sous-systèmes.

La STRU (Structure and Conguration) vériera qu'Oufti répond bien auxobligations structurelles imposées pour le lancement. Citons par exemples lesmodes de exion, qui doivent répondre aux normes imposées par le lanceurVega, ou encore les contraintes sévères en matière de poids et de centre degravité du satellite.

Enn, le sous-système THER (Thermal Control) s'assurera que les compo-sants du satellite fonctionnent dans leur plage de température nominale,envisageant l'utilisation de dissipateurs et/ou de chauerettes.

Le présent travail, répertorié par habitude sous la mention abusive RF , faitpartie du sous-système COM.

1.3 Vue d'ensemble du système d'OUFTI-1

On peut diviser le système électrique de OUFTI-1 en trois parties, englobantun total de 5 PCB, comme l'illustre bien la gure 1.3.

Il y a d'abord la partie d'électronique de puissance, composée de l'EPS (Elec-trical Power Supply) et du xEPS (experimental Electrical Power Supply). Celle-civa gérer l'énergie récoltée à travers les panneaux photovoltaïques, la traiter, et larépartir sur trois bus aux tensions diérentes an d'alimenter tous les composants.Les valeurs des tensions de ces trois bus sont le 3.3V et le 5V (des tensions toutà fait standard en électronique), ainsi que le 7.2V (la raison de cette valeur seradétaillée plus loin).


Fig. 1.3 Vue éclatée des PCB d'OUFTI-1

La seconde partie est celle des deux cartes dédiées à l'OBC (On-Board Compu-ter). Celui-ci constituera le cerveau du satellite, et dirigera une multitude d'opé-rations directement internes, prenant des décisions lui-même, selon des protocolesprogrammés.

Enn, la troisième partie, celle qui concerne le plus ce travail, est celle de laCOM (Communications). Le PCB qui lui est alloué devra servir de support à tousles circuits de traitement des canaux de communication entre la terre et le satellite,tant au niveau du traitement de signal de la réception que de la partie de puissancedes radiofréquences.

1.4 Le caractère spatial du projet

Une autre grande particularité de ce projet est que son application est liéeau domaine spatial. Ceci engendre maintes complications, à propos desquelles il afallu se renseigner, et que nous avons gardées en tête au long du projet. En voicideux particulières, qu'il nous semble important de mentionner car elles illustrent


bien le compromis qu'il a souvent fallu faire entre ecacité et simplicité.

1.4.1 La ceinture de radiation de Van Allen

L'orbite du nanosatellite est imposée par son lanceur, VEGA. Elle a son apo-gée à une altitude de 1447 km, et son périgée à une altitude de 354 km, avec uneélévation de 71 au dessus de l'horizon.

Cette orbite est loin d'être optimale, car elle verra Oufti traverser la pre-mière ceinture (la ceinture intérieure) de Van Allen, commencant aux alentoursde quelques centaines de kilomètres d'altitude. Les ceintures de radiations de VanAllen intérieure et extérieure (cfr. Fig 1.4) entourent la Terre à hauteur de l'équa-teur magnétique et contiennent une grande densité de protons et d'électrons (res-pectivement) à haute énergie. Ces particules ont une énergie dépassant souvent leMeV, et proviennent principalement de rayons cosmiques capturés par le champmagnétique terrestre.

Fig. 1.4 Coupe des ceintures de Van Allen

Sans entrer dans trop de détails, l'on peut dire que les risques pour les compo-sants proviennent de mécanismes de deux sortes :

Les défauts cristallins : induits par les particules subatomiques ainsi que pardes photons de très grande énergie, ils multiplient les centres de recombinai-


son, neutralisant de la sorte beaucoup de porteurs minoritaires. Cela modieles propriétés des matériaux, et est d'autant plus vrai que l'exposition estlongue (même si les doses de radiations sont plus faibles).

Les eets ionisants : l'irradiation des transistors MOSFET induit une ac-cumulation progressive de trous dans leur couche d'oxyde. Celle-ci nit pardégrader leurs performances jusqu'à éventuellement les détruire.

Une manière de procéder pour éviter ces ennuis aurait été d'utiliser des com-posants dits qualiés spatiaux . Ces composants sont testés sous des contraintessévères, notamment en termes de résistance en température et en pression. Ils sonten outre renforcés pour limiter au maximum les dégâts liés aux radiations cos-miques. On appelle cela le durcissement . deux types de durcissement existent :le durcissement matériel et le durcissement logique.

Le durcissement matériel consiste à protéger de manière hardware les circuits.On les réalise alors souvent sur un matériau isolant, plutôt qu'un substrat semi-conducteur. Ces composants supportent souvent des doses de radiations plusieursdizaines de fois plus élevées que leur équivalent non durci. A défaut d'utiliser desisolants , on va essayer d'utiliser des substrats à large bande interdite, pour limiterles recombinaisons des porteurs. On peut enn recouvrir le circuit de matière ab-sorbant les neutrons (comme le borophosphosilicate), ou encore blinder le boitier,pour ralentir l'eet de ces radiations.

Le durcissement logique consiste à protéger l'information transitant dans lescircuits, en utilisant principalement la redondance. Il est possible d'utiliser desprincipes de bits de parité, ou des systèmes plus évolués de redondance software.On peut également dédoubler certains circuit de manière hardware et travailleravec un simple principe de vote à la majorité (entre trois circuits véhiculant lamême information par exemple).

Ces composants qualiés spatiaux ont toutefois un inconvénient majeur : leurprix. Celui-ci peut être de l'ordre de 1000 fois plus élevé que celui des composantsidentiques non qualiés. Ces prix vont à l'encontre du principe de base du projet,qui exige une certaine simplicité et un but éducatif. Le satellite n'a pas vocationà survivre longtemps dans l'espace ; quelques mois tout au plus. Par conséquent,utiliser des composants prévus pour durer des années n'aurait pas de sens. C'estpourquoi aucun composant qualié spatial n'a été utilisé sur le CubeSat. Toute-fois, plusieurs composants d'Oufti ont déjà été embarqués à bord du SwissCube oude Del C3, et on va supposer par simple empirisme que ces mêmes composants


devraient être aussi ables à bord d'Oufti-1.

Le principe de durcissement logique, quant à lui, ne coûte pas grand chose.C'est pourquoi, dans les circuits logiques, beaucoup de redondance a été utilisée.Cela a toujours été fait en gardant en tête le compromis de la simplicité. Chaquecomposant n'a été dédoublé que si cette redondance lui apportait un gain signica-tif au niveau de sa abilité, étant donné que cela impliquait aussi de la complexité.

1.4.2 L'impossibilité de modications

Une particularité évidente du projet est qu'une fois le satellite lancé, il seraimpossible d'y apporter de modication signicative. L'erreur n'est donc pas per-mise dans beaucoup de décisions, puisque incorrigible.

Une antenne non déployée, un amplicateur insusant, ou une alimentationdéfaillante seraient autant d'éléments pouvant compromettre l'entièreté du projetOufti. Des tests ont donc été eectués pour tenter de modéliser au mieux le com-portement des composants en environnement sévère. La structure a été soumise àdes vibrations, les batteries à des tests en températures, les antennes à des testsde déploiement, etc.

Malgré ces tests, l'erreur reste possible, et c'est par conséquent un principe deprudence qui va gouverner beaucoup de nos choix, comme nous le verrons au coursdes chapitres qui suivent.

Entrons à présent dans le vif du sujet, avec l'étude plus approfondie du systèmede communication d'OUFTI-1.

Chapitre 2

L'architecture du sous-système

COM

Le sous-système de communication d'Oufti est organisé en deux parties. Il ya tout d'abord celle qui va traiter le signal, le moduler, le démoduler, et ce sansjamais jouer sur sa puissance. La seconde partie va amplier le signal et essayerd'amener aux démodulateurs un signal assez bon que pour être interprété sanserreur, mais aussi envoyer au sol un signal assez puissant que pour être perçu.

Le système de communication d'OUFTI contient donc aussi sa charge utileprincipale. Cette particularité engendre des complications supplémentaires, no-tamment par le fait que deux canaux de communication supplémentaires viennentse greer sur le système (un pour la ligne montante, et un pour la ligne descen-dante).

An de bien comprendre le système, analysons-le suivant une top bottom ap-proach . Nous allons ici détailler tout d'abord le D-STAR, une des trois chargesutiles du projet. Nous évoquerons ensuite le protocole AX.25, qui sera utilisé pourles informations de télécommande et de télémétrie du satellite. Enn nous nironsavec la balise ( Beacon ), qui servira a envoyer les 12 informations les plus cri-tiques du satellite, dans un fonctionnement simplié au maximum.

Puisque la partie RF fait partie du sous-système COM et que le satellite enlui-même est une véritable toile où beaucoup de sous-systèmes s'interconnectent,il est important de bien dénir de quoi nous parlons. La gure 2.1 met en évidencela structure à haut niveau de la COM, et illustre ses connexions avec les autressous-systèmes électriques.

Il faut donc dénir qui va faire quoi. Sur la gure 2.1, le bloc RFin devra am-

19

CHAPITRE 2. L'ARCHITECTURE DU SOUS-SYSTÈME COM 20

Fig. 2.1 Les canaux de communication d'OUFTI

plier le signal et le diviser an de l'envoyer aux deux transceivers de la COM (unpour le D-STAR et un pour l'AX.25). Chaque transceiver à l'entrée de la COMrecevra donc le même signal et devra le ltrer pour traiter l'AX.25 d'une part, etle D-STAR de l'autre, et ce sur une fréquence porteuse en ligne montante autourde 435 MHz.

La COM et l'OBC se chargeront de tout le traitement du signal, tant au niveaude la réception que de l'émission. Le signal renvoyé sera alors combiné dans le blocRFout pour être envoyé aux antennes.

Deux signaux viendront ici se superposer : d'une part la balise, et de l'autrela sortie du transceiver qui enverra soit de l'AX.25 (télémétrie), soit du D-STAR,imprimés en sortie sur une fréquence de 145,95 MHz. L'EPS se chargera de l'ali-mentation de tous les composants de chaque sous-système. Le présent travail apour but de concevoir les blocs RFin et RFout, représentés ici en orange.

An de bien cerner le fonctionnement complet du sous-système COM, la boitenoire OBC + COM de la gure 2.1 est représentée plus en détail dans la gure


2.2. Gardons toutefois en tête que seuls les composants aux interfaces nous inté-ressent (à savoir les transceivers ADF 7021), puisque eux seuls seront en contactavec les chaînes d'émission et de réception RF qui forment l'objet de ce travail.

Fig. 2.2 A l'intérieur de la COM

Si l'on fait le bilan des diérents canaux de communication, et comme onpeut les voir sur la gure 2.1, on retrouve 2 canaux en réception (D-STAR etAX.25), et 3 canaux en émission (D-STAR, AX.25 et Beacon). Néanmoins, si ceux-ci voyagent physiquement sur des lignes distinctes à l'entrée, seuls deux transceiverssont utilisés en sortie. En eet, il n'y en a qu'un seul pour le D-STAR et l'AX.25.Ce dernier enverra soit un signal, soit l'autre, à la chaîne d'émission RF, et cela enfonction des instructions de l'ordinateur de bord. Ces architectures seront détailléesdans les chapitres consacrés aux chaînes de réception et d'émission RF.

2.1 Le D-STAR

Le D-STAR est un protocole radio-amateur développé par la Ligue Radio-Amateur Japonaise (Japan Amateur Radio League, JARL) il y a environ dix ans,


présentant la particularité de pouvoir envoyer simultanément de la voix et desdonnées. Il s'agit d'un standard numérique, qui se répand de plus en plus au seinde la communauté radio-amateur.

2.1.1 Description et utilité

Utilisable sur trois bandes diérentes (VHF, UHF et micro-ondes), ce proto-cole dénit en outre une méthode de connexion réseau permettant à l'informationde transiter via Internet. Les bandes utilisables sont celles correspondant aux fré-quences et aux longueurs d'onde reprises dans le tableau 2.1. Dans le cadre duprojet Oufti, nous n'utilisons toutefois que les bandes VHF et UHF.

Bande Fréquence Longueur d'onde

VHF 145 MHz 2 mUHF 435 MHz 70 cmMicro ondes 1.2 GHz 23 cm

Tab. 2.1 Les bandes du D-STAR

Il existe deux protocoles standardisés pour le D-STAR.

D'une part, le protocole de voix numérique (DV, Digital Voice) possède undébit de 4.8 kbps et est utilisable sur les trois bandes de fréquence mention-nées ci-avant.

De plus, un protocole de données numériques (DD, Digital Data) à haut dé-bit (128 kbps) peut être utilisé sur la bande des 23m.

Les modulations disponibles pour le D-STAR sont le QPSK et le GMSK. Etantdonné que le seul constructeur grand public d'appareils D-STAR, à savoirICOM, utilise la modulation GMSK, c'est cette dernière qui a été retenue pourêtre utilisée à bord d'Oufti.

Enn, le D-STAR est conçu pour pouvoir transiter par de multiples réseaux,parmi lesquels Internet, an de couvrir une surface beaucoup plus large. Les pos-sibilités de routages sont donc nombreuses. On peut en voir quelques unes repré-sentées sur les gures 2.3 à 2.5, et l'ajout d'un relais en orbite multipliera encoreles possibilités de routage. Celui-ci pourra venir s'intercaler n'importe où dans lachaîne de communication.


Fig. 2.3 Routage direct ou via un relais

Fig. 2.4 Routage via Internet

Si le D-STAR se révèle très souvent être avant tout un hobby pour les passionnésde technique, il peut avoir des applications très concrètes. Cela a été démontré lorsde l'ouragan Katrina aux Etats-Unis en 2005, quand des radio-amateurs ont puvenir en aide aux populations dont les moyens de communications étaient dévastés.On peut imaginer les possibilités qu'ore un protocole permettant d'envoyer desdonnées en même temps que de la voix. Citons entre autres la possibilité d'envoyerdes coordonnées GPS de victimes coincées dans des décombres, caves ou autres.

2.1.2 Architecture des transceivers

L'architecture complète de la chaîne D-STAR ne présente pas d'intérêt réeldans le cadre de ce travail. Néanmoins, certains choix ont eu des répercussions surla partie RF. Parmi ceux-ci, retenons le choix du transceiver, utilisé en entrée dela COM en réception, et en sortie de celle-ci à l'émission, soit juste aux frontièresavec notre partie.

Les transceivers retenus sont les ADF7021, de chez Analog Devices. Une vuesous forme de schéma bloc de leur circuit est représentée à la gure 2.6. Ils sont


Fig. 2.5 Une combinaison de routages Relais et Internet

intéressants à plus d'un titre.

Ils présentent la particularité de travailler dans les deux bandes de fréquencequi nous intéressent, avec des fréquences de travail allant de 80 MHz à 650MHz, ainsi que de 862 MHz à 950 MHz).

Les modulations qui avaient été dénies sont utilisables. Ils supportent le2FSK, 3FSK, 4FSK et MSK.

Etant donné qu'ils peuvent être alimentés par une tension allant de 2.3V à3.6V, le bus de 3.3V de l'EPS correspondra parfaitement, et sera donc utilisé.

Il supporte des débits de 0.05 kbps à 32.8 kbps. Nous travaillons à 9.6 kbps.

Il possède un amplicateur faible bruit à l'entrée. Cela pourrait nous éviterde devoir utiliser un composant externe en plus.

A sa sortie se trouve un amplicateur de puissance, permettant de sortirdes valeurs allant de -16 dBm à +13 dBm (avec toutes les distorsions quecela engendre). Au vu des tests eectués par les étudiants de la COM, letaux de distorsion deviendrait trop important au delà de 0 dBm. Il sera doncimportant de veiller à ne pas aller trop haut dans le gain de cet amplicateur.

La sensibilité d'entrée de ces transceivers pour la modulation GMSK à 9.6kbps est de -113 dBm.


Fig. 2.6 Vue interne de l'ADF7021

Respectant toutes les conditions nécessaires au bon fonctionnement du circuitde communication d'Oufti, ils ont donc été retenus.

Les fréquences exactes retenues pour l'utilisation du D-STAR, et attribuéespar l'IARU (International Amateur Radio Union), sont de 435.045 MHz en liaisonmontante et 145.95 MHz en liaison descendante.

2.2 L'AX.25

L'AX.25 a été choisi pour être le protocole de télécommande et télémétrie utilisépour Oufti. L'AX.25 a été pensé par des radio-amateurs dans le but de concevoirun mécanisme de transport able des informations entre leurs terminaux.

2.2.1 Le choix de l'AX.25

En théorie, il eût été possible d'utiliser le D-STAR pour envoyer des commandeset recevoir des mesures du satellite, mais cela présentait un problème majeur. Qui-


conque gère un relais D-STAR est obligé d'avoir en permanence la possibilité decouper les transmissions D-STAR en cas de problèmes, tels des interférences parexemple. Il s'agit là d'une obligation légale. Il nous aurait dès lors été impossiblede recevoir la moindre information du satellite dans ce cas de gure.

Une autre raison du choix de l'AX.25 pour les TC/TM est l'impossibilité pourdes radio-amateurs de corriger l'eet Doppler (en D-STAR) lié à la vitesse dusatellite depuis leur station. Or, la station de contrôle liégeoise compte bien surces passionnés, suivant de près le projet, pour récolter les informations envoyéespar Oufti lorsqu'il est invisible depuis la Belgique. Le pas de réglage de l'équi-pement standard des radio-amateurs étant largement supérieur au pas nécessairepour corriger l'eet Doppler, cela serait donc impossible pour ceux-ci d'écouternotre balise, et donc de nous transmettre les informations attendues.

Puisque la collaboration avec les radio-amateurs est aussi un élément clé duprojet, et puisque la abilité du protocole AX.25 n'est plus à prouver, c'est doncl'AX.25 qui a été préféré au D-STAR pour envoyer les télécommandes et recevoirles télémétries.

2.2.2 Paramètres du protocole

Une fois de plus, sans entrer dans les détails du sous-système COM qui n'a pasd'intérêt dans le cadre de ce travail, gardons simplement en tête que les transceiversutilisés pour traiter l'AX.25 sont les mêmes que ceux utilisés pour le D-STAR. Lecanal de l'AX.25 utilise par contre une modulation de type 2-FSK. Les ADF7021sont tout à fait qualiés pour traiter ce type de modulation également. La sen-sibilité en entrée n'est toutefois pas exactement la même que pour le D-STAR,puisqu'elle est de -115 dBm pour l'AX.25.

La fréquence retenue en commande pour l'AX.25 se situe dans la bande UHF.LA fréquence exacte ne sera toutefois pas rendue publique, an d'éviter toute com-mande inopportune de personnes malveillantes depuis le sol.

Pour ce qui est de la fréquence en liaison descendante de l'AX.25, l'IARU nousa coné la fréquence de 145,95 MHz. Celle-ci sera par contre rendue publique,an de permettre à qui le désire de capter les informations du satellite depuis sapropre station au sol. Il s'agit de la même fréquence que pour le D-STAR. Etantdonné que le satellite n'émettra jamais de signal D-STAR et AX.25 simultanément,l'utilisation de deux fréquences distinctes n'aurait pas d'utilité.


2.3 La balise (Beacon)

La balise permettra, une fois le satellite déployé hors du P-POD, de conrmerle bon fonctionnement de plusieurs sous-systèmes.

2.3.1 Utilité et objectifs de la balise

La balise est la première chose que l'on devrait entendre lorsque Oufti se mettraa émettre, soit 30 minutes après l'ouverture du P-POD. Elle a pour but d'envoyerles 12 mesures les plus critiques dont nous avons besoin au sol pour connaître l'étatdu satellite. Elle vient se greer à côté de l'AX.25, dans la mesure où elle serviraaussi à envoyer de l'information critique, mais repose sur un système davantageaxé hardware et souvent dédoublé, an de lui orir une abilité optimale.

2.3.2 Architecture interne

Dans cet objectif de abilité maximale, la balise a été construite autour dedeux micro-controleurs MSP 430 permettant de traiter 8 données chacun. Parmices 8 données, 4 sont présentes sur les deux MSP 430, ce qui fait un total de 12mesures, dont 4 (les plus critiques) sont redondantes. La balise utilisera du codeMorse pour envoyer son information. Le débit choisi est de 12 mots par minute.C'est une valeur qui permet aux radio-amateurs conrmés de saisir l'information àl'oreille, et de la décrypter. Il s'agit ici d'une spécicité d'Oufti, qui voulait pouvoircompter sur un maximum de gens autour du monde pour récolter l'information etla transmettre à l'Université de Liège.

La balise utilisera elle aussi les transceivers Analog Devices ADF7021, et fonc-tionnera à la fréquence de 145,98 MHz.

2.4 Contraintes

En parcourant ce premier chapitre décrivant l'état de la situation et les choixantérieurs à notre arrivée sur le projet Oufti, nous pouvons déjà dégager plusieursproblématiques qui seront traitées dans les chapitres à venir.

2.4.1 Puissance en orbite limitée

Si la taille des satellites commerciaux permet une grande surface de panneauxsolaires pour alimenter l'appareil, nous sommes limités ici à 5 faces de 100 cm2


chacune. L'interdiction d'emporter le moindre liquide à bord, mais surtout le prin-cipe KISS qui nous guide au long du projet, nous empêchent également de prévoirdu carburant, sans lequel nous n'avons pas de possibilité d'orienter le satellite pouroptimiser la production d'énergie par l'orientation des panneaux photovoltaïques.La puissance disponible pour la liaison descendante est donc fortement limitée, etles bilans de liaison pas évidents à gérer.

2.4.2 L'écoute de l'AX.25

Il nous était imposé de pouvoir couper les communications D-STAR à toutmoment en cas d'ennui. Plusieurs solutions ont dès lors été envisagées, reposantsur l'utilisation d'un switch à deux entrées et une sortie. Le satellite aurait alorsécouté brièvement, à intervalles réguliers, si le canal de télécommande AX.25 en-voyait un tel ordre.

Après discussion avec les étudiants responsables du sous-système COM, ceux-ciont constaté que les ADF7021 étaient capables de distinguer une modulation FSKd'une modulation GMSK. Un dispositif spécique n'aurait donc plus de sens, puis-qu'il susait alors d'envoyer les deux signaux superposés aux deux transceivers,qui s'occuperaient de ltrer le signal qui les intéresse. Cette opération a alors étélaissée aux bons soins de la COM, après vérication de la faisabilité de ce ltragepar les ADF7021. L'utilisation d'un switch, avec toutes les distorsions et pertesque cela apportait, a alors pu être abandonnée.

2.4.3 Contrainte de masse

Les conditions pour bénécier de la possibilité oerte par l'ESA de décoller surVEGA sont très strictes et non négociables. La masse en est un exemple tout à faitconcret : le CubeSat ne peut pas peser plus de 1kg, au gramme près. Le centre demasse du nano-satellite doit obligatoirement se trouver à maximum 2cm du centregéométrique.

Même si ces contraintes semblent ne pas concerner la RF, une attention touteparticulière doit être portée à la miniaturisation des composants, puisque le bilande masse se joue ici au gramme près, et des eorts de tous les sous-systèmes sontnécessaires pour boucler ce budget.

2.4.4 Contrainte d'espace

Les restrictions concernant la surface disponible sont moins drastiques. Toute-fois, les dimensions de la carte COM sont d'environ 10cm x 10cm. Sur cette carte


doivent se trouver les circuits de la RF et de la COM. Sans être trop alarmiste, ilconvient tout de même de travailler avec des composants et des circuits imprimésde taille aussi réduite que possible.

Chapitre 3

Liens avec les autres sous-systèmes

On le perçoit déjà dans les chapitres qui précèdent, une grosse partie du travailconsacré à ce projet fut orienté vers les contraintes imposées. Cela est essentielle-ment dû aux interactions de notre carte avec les autres sous-systèmes. Si chaquesous-système est relié plus ou moins directement à tous les autres, nous pouvonsdistinguer cinq grandes interfaces, principales sources de contraintes pour notresous-système : les antennes, le sol, l'alimentation, l'orientation du satellite, et ladissipation de la chaleur.

3.1 Les antennes (MECH)

Les antennes ont été conçues lors de l'année académique 2008-2009 par un étu-diant, dans le cadre de son travail de n d'études dans une orientation mécanique.On peut donc supposer que l'étude de caractérisation électrique du monopôle n'apas été poussée. Ayant besoin de pouvoir connaître certains paramètres de celle-ci, il nous a semblé important de nous lancer dans une étude sommaire des deuxmonôpôles quart d'onde.

3.1.1 Description des antennes sur le CubeSat

Il a été décidé de travailler avec deux antennes, de type monopôle quart d'onde.Les raisons de ce choix sont multiples, mais on peut citer le principe KISS, ainsique la simple observation empirique que le SwissCube fonctionne avec une eca-cité remarquable avec ce type d'antennes, depuis bientôt deux ans. Nous avonsdonc été contraints de travailler avec une antenne d'environ 17cm (pour l'UHF à434 MHz) et une autre de 52cm (pour la VHF à 146 MHz). Ces antennes sont desnes bandes d'un alliage de Cuivre (environ 97%) et de Beryllium (environ 2%),appelé Alliage 190. Il s'agit d'un matériau présentant un excellent compromis entre

30

CHAPITRE 3. LIENS AVEC LES AUTRES SOUS-SYSTÈMES 31

conduction, poids, élasticité et rigidité, tout en gardant un prix abordable.

La contrainte d'élasticité est due au système de déploiement des antennes. Ausol, celles-ci sont enroulées sur elles-mêmes, autour d'une structure faite d'alimi-nium anodisé. Elles sont maintenues dans cette position par un l de Dyneema.L'éjection hors du P-POD, enclenchera un interrupteur (et cela pour tous les satel-lites), qui fera démarrer une minuterie. Après 15 minutes, un couteau thermique,en l'occurrence un l de titane, sera chaué par le passage d'un courant envoyépar les batteries, et sectionnera le l retenant les antennes. Celles-ci se déroulerontalors jusqu'à prendre leur forme nale, comme illustré sur la gure 3.1.

Fig. 3.1 Positionnement des antennes sur le satellite

3.1.2 Contraintes et problem statement

Ces monopôles quart d'onde présentent un diagramme de rayonnement symé-trique, puisqu'ils rayonnent de manière quasi équivalente dans toutes les directionsdu plan perpendiculaire à l'antenne. Si cela présente un avantage, cela comporteégalement des inconvénients.

Des antennes plus directives auraient permis un gain dans une direction don-née, qui aurait pu être très intéressant pour aider à la réception, à la condition depouvoir orienter ces antennes à tout moment. Or, Oufti n'embarque aucun systèmede contrôle d'attitude actif. Le seul positionnement que l'on essaye d'obtenir esten eet l'alignement de matériaux magnétiques sur le champ terrestre, ce qui est


beaucoup trop imprécis pour orienter correctement une antenne vraiment directive.

Le caractère omnidirectionnel de l'antenne présente par contre un avantage cer-tain quand il s'agit de pouvoir émettre ou recevoir de l'information à tout moment,puisque l'orientation du satellite n'aura plus beaucoup d'importance.

Néanmoins, il nous a fallu nous contenter d'antennes de gain unitaire, ce quinous a obligé à prévoir une réserve de puissance importante disponible pour l'émis-sion.

3.1.3 Inuence du plan de masse sur le diagramme de rayon-nement

Une première étude pratique des travaux antérieurs à cette année fut de vérierà quel point le plan de masse que constitue la structure du satellite (et les pan-neaux photovoltaïques qui y sont rattachés) allait déformer ou non le diagrammede rayonnement des antennes. Il convient toutefois de bien mesurer ces propos. Ceplan de masse ne l'est en eet que virtuellement ; il sera davantage une référenceottante. Bien que la taille de ce plan de masse soit bien inférieure à la longueurd'onde la plus petite, la taille des antennes est elle du même ordre de grandeur. Quiplus est, celles-ci sont placées juste contre ce pseudo plan de masse. Mieux vautdonc tester directement le prototype, an de savoir l'eet qu'il aura en pratique.Nous avons donc préparé l'engineering model d'Oufti à des tests en chambreanéchoïque.

Relevons avant tout le fait que le monopôle quart d'onde est communémentutilisé sur un plan de masse. Ce plan de masse, que l'on considère souvent inni,doit être disposé dans le plan perpendiculaire à l'antenne. La théorie veut alorsque toute la puissance soit rayonnée sur un seul coté du plan de masse, comme onle voit sur la gure 3.2. On y voit le rayonnement théorique d'un monopôle placé lelong de l'axe Z, et dont le plan de masse est celui formé par les axes X et Y. Sur lesatellite, le plan de masse n'est pas perpendiculaire aux antennes, et le diagrammede rayonnement de ce monopôle sera donc assez particulier. On peut s'attendrepar exemple à ce que la structure rayonne elle aussi. Si la raison pour laquelle onutilise un monopôle quart d'onde sur Oufti est que cela fonctionne très bien sur leSwissCube, il n'en reste pas moins qu'il est important de pouvoir caractériser unminimum son comportement.

Pour mesurer le diagramme de rayonnement du CubeSat, nous avons recouvertcinq des six faces du cube de plaques d'aluminium, an de représenter l'eet des


Fig. 3.2 Rayonnement d'un monopôle

futurs panneaux solaires, et avons placé sur la sixième les 2 antennes, ainsi quele système de déploiement, le tout dans la même disposition que sur la versionnale, comme représenté sur la gure 3.1. Les tests ont été menés dans la chambreanéchoïque de l'Université de Liège, où l'antenne émettrice était de type Yagi, etoù les antennes du CubeSat étaient disposées en réception. L'utilisation de cettechambre particulière a été motivée par la présence d'un plateau rotatif d'un côté,ainsi que d'un bras élévateur de l'autre, nous permettant des mesures dans lestrois dimensions. Nous avons alors mesuré deux diagrammes de rayonnement parantenne, correspondant aux mesures dans deux plans perpendiculaires, comme onpeut les voir sur la gure 3.3 (rotation A et B). Peu d'importance doit être accordéeaux valeurs absolues indiquées sur les graphes, car le pointage de l'antenne Yagia été fait à la main, puisque seule nous intéresse la forme globale du diagrammede rayonnement. Les valeurs relatives sont donc les seules qui nous importent. Lesrésultats se trouvent sur les gures 3.4 à 3.7.

De ces coupes, nous pouvons tirer plusieurs constatations.


Fig. 3.3 Les deux coupes mesurées

Tout d'abord, on constate que les coupes horizontales des diagrammes nesemblent pas sensiblement inuencées par le plan de référence, et ce tant pourl'antenne la plus courte que pour la plus longue. Les courbes quasi circulaires sontle reet de la théorie.

Pour ce qui est de la coupe verticale, par contre, on observe un déplacementdes minimas d'environ une vingtaine de degrés pour l'antenne la plus courte, etd'environ 10 degrés pour la plus longue. L'eet du plan de masse est donc plusimportant sur l'antenne courte, ce qui est logique au vu de la longueur d'onde plusfaible de celle-ci.

Ailleurs par contre, où l'on pourrait s'attendre à observer un diagramme nulderrière le plan de l'antenne, on se rend compte que ce n'est pas le cas. Le compor-tement ressemble davantage à celui d'un dipôle, avec des minimas moins marquésque ce à quoi l'on pourrait s'attendre. Ces résultats corroborent ceux obtenus parl'équipe suisse du SwissCube, qui a généré des diagrammes tridimensionnels (dis-


Fig. 3.4 Antenne VHF, rotation A

Fig. 3.5 Antenne VHF, rotation B

ponibles à l'annexe A) correspondant à ces descriptions.

La raison pour laquelle il n'y a pas de réels zéros dans ces diagrammes, maisuniquement des minimas, est certainement le rayonnement de la structure, maiségalement la géométrie des antennes. Si celles-ci sont toujours représentées rec-tilignes dans les schémas, elles subissent sur Terre l'eet de la gravité, et leur


Fig. 3.6 Antenne UHF, rotation A

Fig. 3.7 Antenne UHF, rotation B

élasticité leur permet de plier très nettement. C'est pourquoi il a fallu renforcercelles-ci an de les rigidier, à l'aide de tuteurs non conducteurs. Toutefois, on a puobserver des courbures assez nettes sur l'antenne la plus longue, qui a donc captéun signal relativement intense, même quand elle pointait vers l'antenne émettriceet que le produit vectoriel aurait donc dû être nul.


3.1.4 L'adaptation des antennes

Tous les éléments utilisés dans les circuits d'émission et de réception au sa-tellite sont adaptés à 50 Ω. Ce n'est évidemment pas le cas de l'antenne quartd'onde, qui a une impédance théorique de 37 Ω. An d'éviter les réexions intem-pestives à l'extrémité des antennes dues à une mauvaise adaptation, il faut prévoirun circuit d'adaptation qui viendra se placer entre chaque antenne et son circuitrespectif. Dans l'optique de rendre un circuit ni, cette valeur théorique ne pouvaitêtre considérée comme parfaitement exacte, et il convenait de la mesurer. En eet,nous avons vu lors des tests en chambre anéchoïque que celles-ci ne se compor-taient pas réellement comme un monopôle quart d'onde sur un plan de masse.

A ces fréquences, il n'est pas optimal d'adapter un circuit à l'aide d'une lon-gueur de ligne calculée. La manière de procéder qui sera suivie ici consiste à conce-voir un circuit passif composé de condensateurs et d'inductances, qui vont nonseulement adapter l'impédance de l'antenne à celle du circuit, mais qui pourrontaussi être vus comme des ltres (passe-bas, passe-haut ou passe-bande).

Pour ce faire, nous avons mesuré le coecient de réexion S(1,1) de chaqueantenne à l'aide d'un analyseur de réseau vectoriel. Le chier .s1p ainsi récu-péré a été réinséré dans le programme ADS (Advanced Design System), dont l'outil Impedance Matching permet une conception aisée des ltres susmentionnés.

Comme l'illustre la gure 3.8, plusieurs paramètres peuvent être entrés à cetteapplication. Les principaux en sont :

Le type de ltre (passe-bas, passe-haut ou passe-bande),

La(les) fréquence(s) de coupure du ltre,

Le degré du ltre, duquel va dépendre l'acuité du ltrage sur la bande de-mandée, mais également le nombre de composants.

Dans notre cas, nous avons préféré l'utilisation d'un ltre passe-bande. En eet,un simple ltre passe-bas aurait laissé passer la composante continue du signal,et un ltre passe-haut aurait permis à toutes les fréquences harmoniques de sepropager. Une largeur de bande arbitraire de 40 MHz a été xée.

Les valeurs à entrer sont également celles de 50 Ω, soit celle de l'impédance ducircuit, ainsi que le chier .s1p de l'antenne à adapter. Ce chier contient eneet toute l'information nécessaire quant à l'impédance réelle de l'antenne.


Fig. 3.8 L'outil Impedance Matching d'ADS

Une fois ces paramètres rentrés, l'outil nous propose plusieurs solutions, dontune seule par antenne va être retenue. Ces solutions seront détaillées dans leschapitres traitant des chaînes de réception et d'émission.

3.2 Les antennes au sol (GND, Ground)

La station au sol est dores et déjà dotée d'antennes directives. La caractérisationde celles-ci a toute son importance dans les calculs liés au bilan de liaison.


3.2.1 Description des antennes au sol

Le D-STAR et l'AX.25

Les antennes utilisées au sol se situent au Sart Tilman, à Liège. Il s'agit d'an-tennes de type X-Quad, un type particulier d'antennes Quad. La polarisation cir-culaire admise par ce type d'antenne présente un avantage certain sur la polarisa-tion linéaire. En eet, il est impossible d'avoir un produit vectoriel nul entre uneantenne à polarisation linéaire (ce qui est notre cas en orbite) et une antenne àpolarisation circulaire. Cette disposition présente donc un avantage pour la liaisonTerre-Satellite.

La X-Quad est une conception élaborée des antennes quads multi-éléments bienconnues. Ces antennes sont spécialement développées pour les radio-amateurs.Elles présentent des caractéristiques intéressantes : polarisation très facilementcommutable (horizontale, verticale, circulaire droite ou gauche, diagonale), posi-tionnement au milieu ou en tête de mat, etc.), dont la principale est certainementun gain très élevé. Cet avantage, lorsque couplé à un système de tracking, les rendincontournable pour assurer une bonne liaison.

Le dispositif au sol qui va communiquer avec le satellite sur les canaux AX.25et D-STAR sera composé à terme d'une paire d'antennes X-Quad par canal, toutesles deux montées sur un bras orientable.

La Balise

La réception au sol de la balise (Beacon, BCN ) morse mettra a contributionles radio-amateurs du monde entier. Le centre liégeois des opérations compte surcette communauté très dynamique et passionnée pour écouter le satellite lorsqu'ilpassera au dessus des régions plus reculées et invisibles depuis la Belgique, an delui transmettre ces informations. Le codage morse a expressément été cadencé à12 mots par minutes, an de permettre aux oreilles entraînées de pouvoir décoderen direct l'information qui leur arrive.

3.2.2 Tracking

Ces antennes utilisées sur la station au sol sont montées sur un axe rotatiforientable, an de nous permettre de suivre le satellite (i.e. utiliser une méthodede tracking ). Les antennes sont dores et déjà opérationnelles sur le toit del'Université de Liège, tandis que l'Euro Space Center de Redu a permis d'utiliser


Fig. 3.9 Antennes X Quad au sol

son système de tracking comme système de réserve, si celui de Liège venait à faillir.

3.3 L'alimentation électrique (EPS, xEPS)

Le sous-système de l'alimentation électrique du satellite a la particularité d'êtredédoublé à bord. A côté de l'EPS testé et éprouvé par nos prédécesseurs du Swiss-Cube, entre autres, Oufti embarquera un nouveau type de système de puissanceélectrique expérimental (xEPS ), qui sera quant à lui digital. Quelle que soit lacarte utilisée (EPS ou xEPS), les contraintes qui concernent notre sous-systèmeCOM seront les mêmes. Elles sont importantes, et il convient de s'y arrêter uninstant.

3.3.1 Contraintes de puissance

Comme dit précédemment, le satellite n'est pas orientable en orbite. Cela a del'inuence sur l'orientation des antennes, mais également sur celle des panneaux.Dix panneaux solaires (deux par face sur cinq faces) cohabiteront sur Oufti, mais neseront jamais tous illuminés en même temps (puisque certaines paires sont dispo-sées sur des faces opposées). Le satellite passera également par des zones d'éclipsesur une partie de son orbite, derrière la Terre, pendant lesquelles on aimerait le


garder fonctionnel. Plus que la puissance, c'est l'énergie disponible qui doit doncêtre susante. Il a donc été décidé d'utiliser des batteries. Faisant l'objet de touteune étude du responsable du sous-système THER, le choix s'est porté sur les bat-teries KOKAM SLB603870H ayant une énergie disponible de 1500 mAh. On voitdirectement le compromis à faire entre puissance d'émission et temps d'utilisation.Cette contrainte sera cruciale dans la manière d'aborder et de valider l'amplica-tion de sortie du satellite. Deux batteries de ce type seront embarquées, mais ilfaut garder en tête que des systèmes de protection les empêcheront de se charger etse décharger totalement, ce qui nous oblige à considérer une énergie pratiquementdivisée par deux par rapport à la simple addition des énergies théoriques.

3.3.2 Contraintes sur les tensions d'alimentation (3.3V, 5V,7.2V)

Le travail du sous-système EPS est de pouvoir délivrer des tensions d'alimen-tation stables et sécurisées pour les composants du satellite. Il était donc essentielpour les étudiants travaillant sur le projet de déterminer au plus vite les tensionsà délivrer par les bus de l'alimentation. Trois tensions ont alors été préférées : lepremier bus fournit du 3.3V, le deuxième du 5V et le dernier du 7.2V.

Les deux premières valeurs sont assez logiques quand on imagine ces bus des-tinés principalement à alimenter les éléments de faible puissance de l'OBC ou dela COM . Il s'agit là de valeurs tout à fait standard.

La valeur de 7.2V peut sembler plus étrange, car beaucoup moins courante.Elle résulte en fait d'un compromis. Il faut avant tout savoir que les cellules so-laires sont utilisées par deux, en série. Comme on peut le voir sur la gure 3.10représentant le courant en fonction de la tension de sortie d'une cellule photovol-taïques du satellite, il nous était impossible de monter à 12V (autre tension trèsfréquente pour l'alimentation de dispositifs de puissance), si l'on ne voulait tomberdans des rendements catastrophiques, ou s'approcher trop de la zone de chute depuissance. A contrario, utiliser une tension plus basse aurait mené à jouer avecdes courants importants pour de si petits dispositifs. Le 7.2V étant une tensionque l'on retrouve de temps à autre, c'est celle là qui a été choisie. On obtient cettevaleur en misant sur la mise en série de deux cellules de 3.6V en série.

Le bus à 7.2V a donc été spécialement conçu pour être utilisé en alimentationdes éléments de puissance pour l'émission, et il a fallu s'y adapter. La solution trou-vée sera détaillée dans le chapitre sur la chaîne de puissance d'émission du satellite.


Fig. 3.10 Courbe courant-tension des panneaux solaires

3.4 L'orientation des aimants (ADCS)

Comme cela a déjà été expliqué plus haut, le système de contrôle d'attitudeest purement passif. Il peut être résumé par un coup d'oeil à la gure 3.11. On yvoit un aimant et deux barreaux de matériau hystérétique.

L'aimant devrait permettre au CubeSat de s'aligner sur le champ terrestre.Les matériaux hystérétiques disposés perpendiculairement serviront à stabiliser lesatellite an de réduire très signicativement ses rotations sur lui-même. Au nal,on devra avoir un satellite qui sera orienté comme illustré sur la gure 3.12, où ladirection de la èche serait parallèle à l'axe du barreau aimanté.

La question qui se pose est de savoir comment placer l'aimant par rapport à laface où se situent les antennes an d'optimiser les communications Terre-Satellite.A la lumière de l'étude menée en chambre anéchoïque, on disposait des élémentsnécessaires pour répondre à la question. L'objectif est qu'aucun des minima desdeux antennes ne soit pointé en permanence vers la terre. Il est inévitable de voirces minima s'en rapprocher, vu l'instabilité du satellite même après un certain


Fig. 3.11 Disposition des aimants dans le CubeSat

Fig. 3.12 Orientation d'Oufti autour de la Terre

temps en orbite, mais il est en tout cas indispensable de ne pas encourager cettedisposition avec l'aimant.


Analysons la situation de manière qualitative. Aligner l'aimant sur l'axe d'unedes antennes, condamne l'axe de celle-ci à pointer vers la Terre pendant unebonne partie du temps, principalement sur les pôles nord et sud, mais favoriseson orientation quand l'orbite est à hauteur de l'équateur. La seconde antennetournerait alors autour du satellite et passerait ponctuellement par des zones denon-communication avec la Terre. Placer l'aimant perpendiculairement aux deuxantennes revient à ne jamais avoir de longs passages mal orientés, mais pourraitcauser des interruptions récurrentes de même type que pour la deuxième antenne,pour les deux antennes.

Au vu de ces observations, il a été conseillé de placer l'aimant dans l'axe del'antenne d'émission d'Oufti. On ne peut se permettre en eet de ne pas savoircontacter le satellite pendant tout son passage au dessus des pôles (pour les raisonsde sécurités abordées au premier chapitre). Qui plus est, peu de gens l'utiliserontdans ces zones peu habitées, au vu de la taille du footprint du satellite, d'où lanon-nécessité de pouvoir émettre parfaitement. Par contre, sa bonne orientationsera cruciale quand il s'agira d'envoyer les informations via la balise ou la télémé-trie une fois en visibilité depuis des terres habitées.

Gardons bien en tête qu'il s'agit aussi sur la gure 3.12 d'une vue simpliée.Le satellite ne sera jamais exactement aux pôles, et on peut espérer une bonneréception quasi constante, puisque le minimum des antennes ne devrait jamaisstagner sur une région, vu sa vitesse de rotation et son altitude.

3.5 La dissipation de la chaleur (STRU)

Les chaînes de réception et d'émission du signal RF vont être pourvues d'am-plicateurs. Ceux-ci n'ont jamais un rendement de 100 %, et il est donc importantdans le cadre de ce projet de prévoir l'inuence que cela aura sur le reste du sa-tellite.

Cette énergie perdue est en grande partie dissipée en chaleur. Et dissiper plu-sieurs centaines de milliwatts ne peut être négligé quant on sait que les tempé-ratures attendues au long de l'orbite oscilleront déjà entre -60 et +80 environ,selon que le satellite soit dans une période d'éclipse ou non.

Les batteries, tout comme certains éléments du circuits, ne tolèrent pas dechaleur supplémentaire. Dès lors, il a fallu choisir en accord avec la personne encharge du sous-système STRU un emplacement optimal pour les amplicateurs,et à priori principalement pour l'amplicateur de puissance en sortie.


Après concertation avec celui-ci, il semblerait que la dissipation de chaleur soitoptimale quand le transistor se situe à un des quatre coins de la carte COM. Adéfaut d'un placement sur un des coins, les recommandations sont de placer l'am-plicateur au plus près des bords de la carte, et donc d'éviter le centre de celle-ci.L'utilisation d'un dispositif d'évacuation de la chaleur sera peut-être à envisager,toujours en gardant en tête la problématique du poids qu'il induirait, en fonctiondu rendement de l'amplicateur de sortie utilisé.

La gure 3.13 représente les recommandations de placement de l'amplicateurde puissance de sortie. Le gradient de couleur allant du vert vers le rouge indiquedans l'ordre décroissent le positionnement idéal de celui-ci sur la carte COM.

Fig. 3.13 Recommandation de positionnement de l'amplicateur

3.6 Tableau récapitulatif des contraintes

Reprenons ici rassemblées dans le tableau 3.1 les contraintes liées à tous lessous-systèmes et au caractère spatial du projet, citées jusqu'ici.


Origine de la contrainte Essence de la contrainte Importance pournotre sous-système

Caractère spatial du projet Radiations MoyenneImpossibilité des modications Elevée

Standard CubeSat et ESA Poids < 1kg FaiblePosition du Centre de masse FaibleEspace limité Faible

Sous-système MECH Antennes non directives MoyennePlan de masse non optimal Moyenne

Sous-système EPS, xEPS Bus 3.3V, 5V ou 7,2V ElevéePuissance très limitée Elevée

Sous-système STRU Dissipation de la chaleur Faible

Tab. 3.1 Résumé des contraintes du projet

Chapitre 4

La chaîne de réception RF

Comme cela a été décrit dans le premier chapitre, le présent travail a pourbut de concevoir deux entités distinctes de la carte de communication de Oufti. Ilsemble dès lors logique de commencer par évoquer le début de la chaîne de réceptiondu satellite (le bloc RFin), et de laisser au chapitre suivant la n de la chaîne detransmission. Ce chapitre résume donc les calculs préliminaires, les procédures desélection des composants et justie le choix de l'architecture proposée pour ce bloc,qui sera le premier à traiter le signal derrière l'antenne UHF du satellite.

4.1 Rappel des contraintes historiques du projet

OUFTI

Avant d'analyser de manière très concrète et chirée le bloc RFin, il sembleutile de résumer quelques éléments qui pourront déterminer certains de nos choix,ou guider nos recherches.

Le premier élément à prendre en compte est le niveau de signal requis àl'entrée des démodulateurs an qu'ils puissent recevoir celui-ci au-dessus dubruit. Nous l'avons dit, les transceivers utilisés sont les ADF7021, de chezAnalog Devices. En 2-FSK avec le taux de transmission de 9.6 kbps quiest le notre, la sensibilité typique annoncée est de -114 dBm. Un bilan deliaison a donc été fait, qui est présenté au point suivant, an de vérier cettecondition essentielle.

Une autre valeur cruciale dans les canaux de transmissions est le rapportsignal à bruit (ou SNR). Celui-ci calcule dans quelle mesure le bruit quivient s'ajouter au signal aura un impact sur la qualité de la réception, te-nant compte du fait qu'il peut être source d'erreur, et qu'à un certain point,

47

CHAPITRE 4. LA CHAÎNE DE RÉCEPTION RF 48

la norme du bruit n'est plus négligeable devant celle du signal.Il a fallu ici contacter les personnes en charge de la démodulation sur lacarte COM . Selon les mesures eectuées par eux sur les canaux D-STAR etAX.25, et avec un Bit Error Rate toléré de l'ordre de 10−3, on obtient lesvaleurs reprises dans le tableau 4.1.

Protocole SNRD-STAR 7.3 dBAX.25 5 dB

Tab. 4.1 Les SNR requis par les ADF7021

Ces valeurs auront toute leur importance dans la sélection des composantsde la chaîne de réception, comme nous le verrons au point ad hoc.

Enn, la dernière contrainte qui nous était imposée était que le satellitepuisse écouter en permanence le canal de télécommande. C'est là une obliga-tion xée par des législations an de pouvoir ordonner à Oufti de couper sestransmissions en cas de problèmes tels que des interférences, etc. Cette obli-gation revenait donc à nous imposer d'être capable de recevoir deux signauxde manière simultanée en orbite, en l'occurrence le D-STAR et l'AX.25.

4.2 Bilan de liaison

Au regard de toutes les informations récoltées jusqu'ici, l'établissement d'unbilan de liaison pour la liaison montante est une étape charnière entre la théorie(les calculs et les contraintes) et la pratique (le choix des composants et leur va-lidation). La réalisation ou non de ce bilan va dépendre d'une foule de facteurs,parmi lesquels le choix des antennes, la puissance d'émission au sol, le SNR ausatellite, l'orbite de celui-ci, etc.

Un bilan de liaison simplié peut être fait à l'aide de l'équation des télécom-munications de Friis. Celle-ci arme que :

PrPt

= GrGt(λ

4πR)2 (4.1)

où :


Gt est le gain linéaire de l'antenne d'émission,

Gr est le gain linéaire de l'antenne de réception,

Pt est la puissance en Watt délivrée à l'antenne d'émission (pertes d'adap-tation et rendement non compris),

Pr est la puissance en Watt collectée à l'antenne de réception (pertes d'adap-tation et rendement non compris),

R est la distance séparant les deux antennes,

λ est la longueur d'onde de travail.

Cependant, cette équation est basée sur certaines hypothèses qui ne peuventêtre validées dans le cas de notre application. Elle suppose que les antennes sontparfaitement alignées (et que donc la polarisation linéaire n'a aucune inuence), etne tient pas en compte les réexions multiples, les obstacles, etc. Les atténuationsdues à l'atmosphère et aux éventuelles diractions ne sont pas intégrées au calculégalement.

C'est pourquoi ce bilan de liaison, an qu'il soit aussi précis que possible, aété calculé à l'aide d'un script Excel (disponible sur le CD-ROM en annexe) éditépar des membres de l'AMSAT et déjà utilisé par les ingénieurs du SwissCube.Les valeurs clés du calcul du bilan doivent y être entrées, et le script fournissaiten sortie une page récapitulative du bilan de liaison. Puisque ce bilan dépend trèslargement de la modulation utilisée et de la fréquence de travail, on comprend toutde suite qu'il faudra en faire deux en liaison montante, soit un pour le D-STAR etun pour l'AX.25.

Un de ces bilans de liaison est montré à la gure 4.1. Il s'agit de celui correspon-dant au canal de télécommande et télémétrie (AX.25), en utilisant une fréquencede 435 MHz (donc en liaison montante) et des antennes de type X-Quad, tellesque celles qui suivront notre satellite après son lancement.

Même si ce script a déjà été utilisé avec succès, il convient tout de même de vé-rier quelques valeurs-clé, an de s'assurer de la plausibilité du résultat. Certainesvaleurs méritent par ailleurs quelques commentaires.

Les valeurs de pertes dues au pointage de l'antenne au sol et au satellite


Fig. 4.1 Bilan de liaison pour le canal AX.25

ont été calculées sur base d'une déviation de 5 du tracking par rapport à laposition exacte du satellite, et d'un angle entre l'antenne et le vecteur de la


station au sol de 45, soit une valeur moyenne autour de laquelle nous noustrouverons toujours. Les pertes calculées ici n'ont rien de surprenant.

Le gain d'antenne est très élevé pour la station au sol, ce qui est bien unecaractéristique des antennes de type X-Quad.

Les pertes en espace libre sont très élevées, et basées sur la distance moyenneentre le satellite et la Terre en fonction de ses points d'apogée et de périgée.La valeur de 153.4 dB n'est pas étonnante au vu de la distance de plusieurscentaines de kilomètres à parcourir.

Le facteur de bruit du LNA étant annoncée à 0.5 dB, on observe une tempéra-ture de bruit intéressante pour ce premier étage d'entrée. Mais les composantsqui viennent s'ajouter ensuite sont moins ecaces et vont faire remonter lavaleur (le second amplicateur de la chaine de réception a par exemple unfacteur de bruit estimé à 3.3 dB à 500 MHz).

On observe une marge de signal faible. Toutefois, il nous est encore ici possiblede jouer sur les puissances d'émission, puisque les ressources ne sont pas limitéesau sol. Le réel problème se posera donc pour la liaison descendante, qui sera abor-dée dans le chapitre suivant.

En conclusion de ce calcul de bilan de liaison, on remarque que le rapportsignal a bruit obtenu est de 25.9 dB et que l'intensité du signal reçu par Ouftisera d'environ -136.1 dBW, soit -106.1 dBm. L'ensemble des récapitulatifs desbilans de liaison est disponible en version Excel sur le CD-ROM accompagnant laversion papier de ce document.

4.3 Architecture choisie (sélection et procédures

de validation)

Pour la conception du circuit de réception, deux parties se dessinent déjà autravers des paragraphes qui précèdent : l'amplication et la division du signal.

Au vu des valeurs des pertes, on devra amplier le signal de manière signica-tive, et en réduisant au mieux le bruit reçu à bord. L'utilisation d'un amplicateurà faible bruit (Low Noise Amplier, LNA) s'impose alors. Mais un gain d'environ25 dB semble utopique pour un seul étage amplicateur. La possibilité d'un secondétage d'amplication n'est donc pas à exclure. Il faudra ensuite diviser le signal en


deux, en limitant au mieux les pertes d'insertion ainsi que la réexion du signal.Voici les composants sélectionnés, ainsi que les procédures de validation qu'ils ontsubis an de pouvoir être montés dans la chaîne de réception.

4.3.1 L'amplicateur faible bruit

L'importance du LNA

Le choix du LNA dans une chaîne de réception est très critique. En eet, dela formule de Friis (formule 4.2), on déduit que la gure de bruit d'un circuit deréception tel que le nôtre est principalement conditionnée par le premier étage.

FTotal = F1 +F2 − 1

G1

+F3 − 1

G1G2

+F4 − 1

G1G2G3

+ ... (4.2)

où Fn et Gn sont le facteur de bruit et le gain en puissance, respectivement, dunieme étage.

An d'amplier au maximum, en évitant au mieux le bruit, les LNA utilisentsouvent des transistors basés sur les technologies JFET ou HEMT. Ils concèdentune partie de leur ecacité énergétique, an de minimiser le bruit. Des circuitsd'adaptation plus serrés autour de la fréquence, et évitant l'utilisation de résis-tances, permettent une amélioration du produit Gain-Bande passante. An deconserver toute l'information contenue dans les très faibles signaux, l'utilisationde résistances de polarisation de grandes valeurs est privilégiée.

Le choix du composant

Au vu des LNA présélectionnés lors des premières recherches, un seul sortaitréellement du lot. Il s'agit d'un dispositif de chez Hittite Microwave Corporation, leHMC616LP3E. Plusieurs caractéristiques ont retenu notre attention et ont étayénotre choix.

Cet amplicateur à faible bruit fonctionne dans la bande de fréquences175MHz-660MHz, ce qui situe notre fréquence de fonctionnement (pour rap-pel, 435MHz en réception) en plein milieu de la bande mentionnée.

Il fonctionne sous des tensions d'alimentation de 3 à 5V. Cela nous laissedonc la possibilité de l'alimenter en 3.3V ou en 5V, en fonction de la puis-sance disponible restante sur ces bus, et en coordination avec la personne encharge de l'EPS.


Le gain annoncé est très grand, de l'ordre de 24 dB typique sous 5V. Sonfacteur de bruit de 0.5 dB annoncé est également très bon.

Ses dimensions sont extrêmement réduites : 9mm2 seulement. Le poids estdonc pratiquement négligeable.

Enn, il est adapté, comme le reste du circuit le sera, à 50 Ohm, ce qui n'estpas surprenant mais mérite d'être vérié et précisé.

Il est donc possible de l'alimenter sous deux tensions diérentes : 3.3V ou 5V.La gure 4.7 où sont représentées les performances du composant en fonction deleur tension d'alimentation DC, indique que les diérences sont minimes, que l'onalimente le dispositif en 3.3V (comme représenté en vert sur le graphe) ou en 5V(comme tracé en bleu). Dès lors, puisque le courant d'alimentation Idd observé àla source d'alimentation lors des tests en laboratoire est de 45 mA pour le 3.3Vet 90 mA pour le 5V, on économiserait beaucoup en puissance à utiliser le bus 3.3V.

Fig. 4.2 Paramètres S en fonction de la tension d'alimentation


Toutefois, pour des raisons propres à l'EPS, et liées à un problème de stabilitéde l'alimentation, il n'était plus possible de puiser de puissance dans le bus 3.3V,et le LNA devra donc être alimenté en 5V, malgré la grosse perte d'énergie quecela implique.

La validation du composant

An de conrmer les valeurs annoncées par le constructeur, des mesures ontété eectuées en laboratoire. Les résultats des tests sont représentés sur les gures4.3 à 4.6.

Fig. 4.3 Coecients de réexion en entrée du HMC616LP3+

On y voit qu'ici aussi, les graphes des valeurs mesurées (en rouge sur lesgraphes) sont très proches de ceux du constructeur (en bleu). Les valeurs auxplus hautes fréquences s'écartent davantage, probablement à cause d'eets para-sites d'inductances ou de capacités, qui prennent toute leur importance à ces fré-quences. Néanmoins, à 435 MHz, notre fréquence de travail en liaison montante,les graphes correspondent bien, et les valeurs des paramètres S obtenus sont toutà fait intéressantes pour notre application.

Comme prévu lors de l'observation des graphes du constructeur, et comme onl'observe facilement sur les deux courbes rassemblées sur la gure 4.7, l'utilisa-


Fig. 4.4 Transmittance inverse du LNA

Fig. 4.5 Gain direct du LNA

tion du bus de 3.3V n'aurait pas une grande inuence sur les performances dudispositif. Par contre, la consommation de courant (et donc de puissance) seraitsignicativement réduite.


Fig. 4.6 Coecients de réexion en sortie du HMC616LP3+

Le tableau 4.2 reprend les valeurs des paramètres S du montage LNA mesu-rées, ainsi que celles annoncées par le constructeur, à la fréquence de travail (pourrappel : 435 MHz).

435 MHz Mesures 5V Constructeur 5V Mesures 3.3V Constructeur 3.3V

S11 -11.62 -15.08 -13.11 -15.18S12 -24.2 -25.52 -23.36 -24.73S21 19.56 20.54 19.01 19.52S22 -11.18 -9.49 -12.31 -9.27

Tab. 4.2 Paramètres S (en dB) mesurés et annoncés

On y voit des transmittances directes et inverses proches de celles annoncées,tandis que les coecients de réexion sont sensiblement plus écartés. Nous pouvonsen déduire que les éléments parasites du circuit autour du LNA ont empêché uneadaptation optimale de celui-ci à 50 Ω. On peut néanmoins s'attendre à un gaintypique de l'ordre de 19 dB.


Fig. 4.7 Gain du LNA en fonction de la tension d'alimentation

4.3.2 Filtrage et adaptation

An de ne pas envoyer aux transceivers des composantes harmoniques hors dela bande de fréquence du canal de communication, et donc d'éviter notammentles harmoniques, il convient de prévoir un ltre en sortie du LNA. Celui-ci devraêtre aussi centré autour de la fréquence de 435 MHz, et avoir une raideur susante.

Par ailleurs, les composants utilisés pour ltrer le signal auront une deuxièmevocation : celle d'adapter l'antenne au circuit à 50 Ω.

Nous avons donc utilisé l'outil Impedance Matching d'ADS comme men-tionné plus haut. Nous avons commencé par utiliser un ltre passe-bande d'ordreN = 3, et aux fréquences de coupures inférieure et supérieure de 430 et 440 MHz,respectivement. Une fois la première solution proposée par le programme, il a falluaner celle-ci, en précisant la fréquence centrale du ltre. Après avoir entré lafréquence de 435 MHz, et avoir optimisé le modèle, la solution proposée était cellereprésentée sur la gure 4.8. Celui-ci engendrerait la réponse représentée à la gure4.9.

Puisque l'abscisse du graphe à la gure 4.9 va de 430 à 440 MHz, on observeune certaine stabilité de la réponse autour de la fréquence centrale de 435 MHz.


Fig. 4.8 Le circuit proposé par ADS

Fig. 4.9 La réponse du ltre passe-bande recommandé par ADS


Mieux encore, le programme annonce une erreur maximale (Maximum PassbandError) de 0.00 dB à 435 MHz, et d'environ 0.02 dB pour l'intervalle 430-440 MHz.Etant donné la largeur de la bande des canaux D-STAR et AX.25 (environ 20kHz), cette stabilité convient tout à fait.

Avec ces valeurs de ltre, le coecient de réexion à l'entrée du ltre est vrai-ment inme (inférieur à -70 dB), comme on peut le voir sur la gure 4.10.

Fig. 4.10 Coecient de réexion avec les valeurs non arrondies

Les valeurs des composants proposés sont par contre peu communes, et dans unsouci de simplicité, nous les avons remplacées par les composants repris au tableau4.3, avant de tester l'ecacité du ltre ainsi constitué.

Le résultat de la simulation d'un ltre avec les valeurs choisies est présenté àla gure 4.11. On y voit que si la fréquence centrale s'est déplacée à 434 MHz,la largeur susante de la bande passante permet d'avoir une valeur du coecientde réexion de -42 dB à 435 MHz. Pour une si faible modication des valeurs,cette variation est énorme, mais une telle atténuation reste cependant largementsusant pour notre application. Ce coecient n'excède jamais les -35 dB pour labande 430 - 440 MHz, et le pic, s'il peut sembler fort raide, devrait être tout à


Référence du composant Composant recommandé Composant sélectionné

L 240.86 nH 240 nHC1 560.34 fF 560 fFC2 24.30 pF 24 pFC3 42.98 pF 43 pF

Tab. 4.3 Composants du ltre passe-bande de la chaîne de réception

fait réalisable à notre fréquence, tant l'échelle de l'abscisse sur cette gure est large.

Fig. 4.11 La réponse du ltre passe-bande modié

Notons au passage que ces valeurs ont été calculées en ajoutant au paramètreS(1,1) mesuré à l'antenne UHF du satellite, un cable coaxial de la largeur standarddes connecteurs coaxiaux SubMiniature A (SMA), et d'une longueur approximée à5 cm. Celui-ci sera en eet placé derrière l'antenne, et reliera celle-ci au LNA d'en-trée. Ce composant a donc été ajouté dans les simulations, pour plus de véracité.Les diamètres utilisés étaient de 1mm pour le conducteur, de 4mm pour l'intérieurdu conducteur extérieur (la masse), et de 6.5mm pour l'extérieur de ce dernier. Sila largeur ou la longueur du cable coaxial utilisé sur le prototype nal devaient


s'avérer signicativement diérentes, il conviendrait de réexaminer la valeur descomposants an d'être bien certain que cela n'inue pas de manière excessive surle taux d'onde stationnaire ici validé.

Cependant, pour les raisons de bruit évoquées au début de ce chapitre, il faudraveiller à approcher au maximum le LNA (et donc le début de la chaîne de réception)en entrée du circuit RF Front End de l'antenne UHF. Les résistances situéesen amont de celui-ci introduiront non seulement des pertes, mais également unbruit non négligeable dans le système. Dans l'espace, le bruit perçu par l'antennesera inférieur à celui de l'antenne terrestre dirigé vers le ciel. La Terre, si elle estdavantage source de rayonnement que l'espace, ne remplit en eet qu'une très faiblepartie de l'espace vu par l'antenne du satellite, très peu directive. Le bruitperçu par l'antenne est le résultats de la composante de la Terre et de cellle del'espace qui l'entoure, chacun multiplié par un coecient proportionnel à l'espacequ'ils occupent dans l'espace visible de l'antenne. Or ici, l'antenne percoit laTerre comme une toute petite partie de sa zone visible, et son bruit sera donc plusfaible qu'il ne l'aurait été si l'antenne était directionnelle et pointée sur la Terre.Toutefois, ce bruit capté avant l'amplicateur à faible bruit, si faible soit-il, seralui aussi amplié et viendra dégrader le signal envoyé aux démodulateurs.

4.3.3 Le deuxième étage d'amplication inclus dans ADF

Comme cela a été dit plus haut, les transceivers ADF 7021 possèdent un ampli-cateur à faible bruit intégré. Le gain de celui-ci pourra servir à assurer un bilan deliaison optimal, puisqu'il va amplier le signal en entrée des démodulateurs. Celapermet par la même occasion d'assurer avec un maximum de certitude la liaison.

Cependant, comme on peut le voir dans la che technique du constructeur,plusieurs modes existent pour gérer l'amplication et la linéarité du dispositif. Letableau 4.12 représente les six modes possibles, congurables digitalement.

On constate qu'il y a un compromis à faire entre gain et linéarité. La questionest donc de savoir de quoi nous avons le plus besoin dans le cadre de cette appli-cation particulière.

Le bilan de liaison a été fait sans tenir compte de cet amplicateur supplémen-taire. Par conséquent, l'amplication supplémentaire engendrerait une consom-mation supplémentaire néfaste pour le budget de puissance. Il convient dès lorsd'éliminer les solutions High Gain et Mode (Default) , dont les 30 dB degain seraient superus.


Fig. 4.12 Les modes du LNA de l'ADF

Pour ce qui est des possibilités de faible ou moyen gain, à consommation égale,la décision pourrait être prise sur base des exigences quant à la distorsion (Third-order intercept point, IP3 ). Puisque la puissance d'entrée estimée par le bilan deliaison est inférieure à -130 dBW, le problème de la distorsion ne se pose pas. Lasensibilité est par contre plus importante dans la solution Medium Gain etc'est donc celle-là que nous préférerons pour l'application donnée.

On aura donc 10 dB d'amplication, tout en conservant une distorsion trèslimitée avec un IP3 à -13.5 dBm en entrée, une sensibilité de -112 dBm et uneconsommation de 22.1 mA, que le bus de 3.3V pourra vraisemblablement fournir.

Il semble toutefois important de souligner le fait que le mode par défaut del'ADF7021 fonctionne avec un gain de 30 dB. Si, à l'avenir, les mêmes transceiversdevaient être utilisés dans une version ultérieure d'Oufti, l'utilisation de ce seulLNA devrait être étudiée. Il faudrait valider la susance de ce seul LNA en entrée,ce qui pourrait peut-être permettre de simplier encore la structure de réceptionici proposée, en enlevant le LNA supplémentaire ajouté en tout début de chaîne.

4.3.4 Le power splitter

La sélection du composant

Les critères de sélection du dispositif qui aura pour charge la division de lapuissance ampliée par les deux étages d'amplication étaient les suivants :

Le dispositif devait être adapté à 50 Ohm.

Il devait fonctionner à la fréquence montante utilisée (ici 435 MHz).


Il devait présenter une bonne isolation entre ses deux ports de sortie, and'éviter de renvoyer de la puissance et endommager de la sorte le signal deréception.

Il fallait enn que les pertes liées à l'insertion du dispositif dans la chaîne deréception soient limitées au maximum, puisque l'on sait que le bilan de liai-son, bien que moins critique en liaison montante que descendante, nécessitetoujours une attention particulière.

C'est un composant de chez Minicircuits qui a été sélectionné, en l'occurrence lePower Splitter & Combiner ADP-2-1W+. On constate à la lecture de la datasheetqu'il semble taillé pour ce genre d'applications, parce qu'il répond à toutes lesexigences susmentionnées.

La validation du composant

Ici aussi, un circuit a été réalisé sous ADS, puis testé à l'analyseur vectoriel,pour mesurer les valeurs critiques de transmittance et de réexion du composantsélectionné. Les résultats principaux sont représentés aux gures 4.13 à 4.15. Enrouge gure à chaque fois le graphe basé sur les chires du constructeur. En bleuà la même échelle, se situent les données mesurées.

Les données des paramètres S à 435 MHz sont reprises dans le tableau 4.4.

435 MHz Mesures Constructeur

S11 -20.71 -19.06S12 -3.48 -3.42S13 -3.42 -3.41S21 -3.48 -3.48S22 -24.28 -23.42S23 -23.54 -22.65S31 -3.43 -3.41S32 -23.67 -22.65S33 -24.50 -23.22

Tab. 4.4 Paramètres S (en dB) mesurés et annoncés

Les valeurs des transmittances reprises dans le tableau 4.4 sont comprises entre-3.42 et -3.48 dB au lieu des -3 dB attendus pour une division d'un signal en deux


Fig. 4.13 Les transmittances vers la première sortie du Splitter

parties identiques. Les pertes liées à l'insertion du dispositif dans la chaîne sontdonc comprises entre 0.42 et 0.48 dB.

4.4 Circuit de réception complet

Le circuit de réception complet, rassemblant tous les éléments étudiés et testésci-avant, est représenté à la gure 4.16. Une liste complète des composants néces-saire à sa réalisation est disponible à l'annexe B. Les plans dénitifs ne sont pasdonnés, et ce de manière intentionnelle, puisque l'intégration de ces composantsdevra se faire sur la carte COM, et le routage du seul sous-système RF sans tenircompte du reste de la carte n'aurait pas de sens.

Avec ce circuit, et si l'on utilise les valeurs mesurées ou simulées ainsi que lebilan de liaison de départ, on obtient le bilan de puissance représenté au tableau4.5 pour le D-STAR.

Les consommations des éléments sont ici limitées. Les ltres sont en eet passifs,et le power splitter l'est également. Par conséquent, seul le LNA consomme de lapuissance, comme l'indique le tableau 4.6.


Fig. 4.14 Les transmittances vers la deuxième sortie du Splitter

Fig. 4.15 Isolation entre les ports


Fig. 4.16 Le circuit de réception nal


Intensité du signal après l'antenne -136,1 dBW

Pertes du circuit d'adaptation Négligeables face au resteGain LNA + 19,56 dBPertes dues à la division du signal -3,45 dBGain LNA inclus dans ADF 7021 + 10 dB

Puissance aux transceivers ∼= -109,89 dBW

Tab. 4.5 Bilan de la chaîne de réception RF

Bus Elément alimenté Puissance consommée

Bus 3.3 V Aucun AucuneBus 5 V LNA 450 à 500 mWBus 7.2V Aucun AucuneTOTAL 450 à 500 mW

Tab. 4.6 Bilan de puissance de la chaîne de réception RF

Chapitre 5

La chaîne d'émission RF

La chaîne de réception terminée, tournons-nous à présent vers celle d'émission.Les dicultés seront ici diérentes, car liées à des contraintes totalement dié-rentes. L'objectif ici est d'utiliser les signaux sortant des transceivers de la COM,ainsi que celui provenant de la balise, de les rassembler tous et de les envoyersimultanément sur la même antenne, an qu'ils soient ltrés au sol.

5.1 Rappel des contraintes historiques du projet

OUFTI

Les contraintes à l'émission sont totalement diérentes de celles à la réception.Plus que ça, elles sont souvent plus sévères, tant les ressources disponibles en orbitesont limitées par rapport à celles dont on dispose au sol.

La puissance émise devra être susante pour établir une liaison satellite-Terre, mais il faudra veiller à ne pas amplier de manière excessive and'optimiser l'autonomie et le temps de parole possible pour les utilisateursD-STAR. Pour ce faire, il faudra entre autres être attentif au gain de l'ampli-cation. Plus on utilisera les batteries, notamment pour amplier le signal,moins on aura de temps de parole.

En cas de défaillance du circuit d'amplication, la balise ne saurait être per-çue, et il serait impossible d'avoir la moindre information quant à l'état dusatellite. Sa abilité doit donc être sans faille.

68

CHAPITRE 5. LA CHAÎNE D'ÉMISSION RF 69

5.2 Bilan de liaison

La contrainte de puissance limitée amène directement à la problématique dubilan de liaison de la liaison descendante. Il importe de trouver un bon compromisentre sécurisation du bilan de liaison, et sauvegarde de l'énergie, précieuse à borddu nano-satellite.

Ici encore, dans un souci de rigueur maximale, le bilan de liaison a été fait àl'aide du script Excel disponible en version Excel sur le CD-ROM accompagnantla version papier de ce document, et le résultat de la simulation pour le D-STAR,cette fois-ci, se trouve à la gure 5.1.

On peut y faire d'emblée quelques observations, qui iront corroborer les résul-tats achés.

Les pertes dues à l'espace libre sont plus faibles (de presque 10 dB), ce quin'a rien d'étonnant puisque ces pertes sont inversément proportionnelles à lalongueur d'onde, selon l'équation Lp = 20 log

(4πdλ

), et que la fréquence est

plus basse en liaison descendante qu'en liaison montante.

La température de bruit de la station au sol est bien plus importante quecelle du satellite. La Terre est en eet source de bruit récolté par l'antenne,et ce bien davantage que l'espace. Cela est dû à la grande directivité de l'an-tenne. Le bruit principal capté par ces antennes n'est paradoxalement pasdû à son lobe principal, qui vise l'espace qui n'a une température de bruitque de quelques Kelvins, mais bien à ses lobes secondaires arrières. Ceux-ci,bien que beaucoup plus faibles que le lobe principal, pointent directementsur la Terre qui a une température de bruit de 290 K. Dès lors, le bilan totaldu bruit en sera déterioré.

5.3 Architecture choisie (sélection et procédures

de validation)

5.3.1 Le power combiner

Le choix du dispositif

Le choix du dispositif qui va nous permettre de combiner les signaux de labalise, et du D-STAR ou de l'AX.25, est ici évident. Le power splitter/combiner


Fig. 5.1 Bilan de liaison AX.25 Downlink


sélectionné pour la chaîne de réception fonctionne dans les deux sens, et convientégalement à notre liaison descendante, puisque fonctionnant aussi à 435 MHz.

La validation

Ici aussi, nous avons eectué des mesures en laboratoire pour pouvoir vérierles qualités de fonctionnement de l'ADP-2-1W+ à 435 MHz. Après vérication, onpeut constater que l'utilisation de l'ADP-2-1W induit les mêmes pertes en split-ter ou en combiner. Comme on le voit sur la gure 5.2, les paramètres S sontabsolument identiques dans les deux sens. La numérotation des ports du schémacorrespondant au graphe 5.2 prévoit que le port d'entrée soit le port 4, tandis que5 et 6 sont les deux ports de sortie.

Fig. 5.2 Les transmittances directes et inverses sont égales

A 145 MHz, les valeurs importantes pour le circuit d'émission sont celles destransmittances directes du montage en Power Combiner (donc S12 et S13), lescoecients de réexion à chaque port (S11, S22 et S33), ainsi que les coecients detransmittances entre ports d'entrée (S23 et S32), an de vérier que de l'informationparasite ne sera pas échangée entre les canaux du D-STAR et de l'AX.25 d'unepart, et de la Balise de l'autre. Ces valeurs sont reprises au tableau 5.1.


145 MHz Valeurs mesurées [dB]

S11 -23.93S12 -3.25S13 -3.25S21 -3.23S22 -23.99S23 -30.11S31 -3.23S32 -30.42S33 -24.26

Tab. 5.1 Paramètres S (en dB) mesurés

5.3.2 L'amplicateur MAR-1SM+

Le choix du dispositif

Le bilan de liaison descendante a été fait sur base d'une estimation d'une puis-sance émise par le satellite de 1W. Puisque l'on sait que l'on ne peut tirer plus que0dBm des transceivers ADF7021 si l'on veut éviter une distorsion dont le bruitserait trop important, on trouve qu'il faudra amplier le signal d'au moins 30 dBpour obtenir la valeur minimale de 1W en sortie du circuit.

Puisqu'il est pratiquement impossible de trouver un amplicateur qui pourraitorir 30 dB de gain, il faut travailler avec deux étages d'amplication, et donctrouver un premier amplicateur qui puisse, sans trop consommer de puissance,élever susamment le niveau du signal, an que le deuxième étage puisse sure àfournir la puissance de 30 dBm, soit 0 dBW.

L'amplicateur retenu îci est un autre composant de chezMinicircuits, leMAR-1SM+. Ce composant, basé sur un montage Darlington à deux transistors, présenteles caractéristiques suivantes :

Il fonctionne dans la bande de fréquences DC - 1GHz,

Il est inconditionnellement stable,

Sa consommation est relativement faible,

Son gain est estimé dans sa che technique entre 16 et 18 dB, ce qui pourrait


pré-amplier susamment le signal avant le deuxième étage d'amplication,

Il peut être alimenté par une tension DC de minimum 7V. Or, pour rappel,la tension du bus avec lequel nous travaillons est de 7.2V.

La validation

Il restait alors à mesurer les valeurs-clé du dispositif, et les confronter aux don-nées du constructeur pour pouvoir le valider et l'insérer ensuite dans la chaîne depuissance d'émission RF d'Oufti.

Le MAR-1SM+ est un montage commandé (polarisé) en courant, basé sur destransistors bipolaires. Selon la che technique, il convient en l'occurrence de luiappliquer au collecteur un courant de 17mA an de travailler à son point de fonc-tionnement nominal. Le circuit de test impose également l'utilisation d'un RFChoke an de bloquer les composantes RF dans le circuit d'alimentation destransistors, comme on le voit sur la gure 5.3. Sont également données les valeursdes résistances de polarisation pour des valeurs de tension continue d'alimentationparticulières.

Fig. 5.3 Circuit Test du MAR-1SM+

Pour travailler en 7.2V, la question se pose de savoir quelle sera la résistancede polarisation à intégrer au circuit. Après une rapide simulation MATLAB deVcc en fonction de la valeur de la résistance, nous avons pu observer de manièreempirique que ces valeurs sont linéaires, comme on le voit sur la gure 5.4. Larésistance à utiliser sur le circuit nal à 7.2V sera donc donnée par l'équation :

R =178− 118

5+ 118 = 130Ω (5.1)


Fig. 5.4 Linéarité de la polarisation

Par ailleurs, les valeurs des capacités d'entrée et de sortie, utilisées an de blo-quer les composantes continues du signal, ont dû être choisies avec précaution. Eneet, il convient de ne pas prendre une valeur trop faible de capacité, an de ne pasfaire monter la valeur de l'impédance imaginaire du dispositif à 146 MHz, donnéepar la formule Z = 1

jωC. Il faut toutefois se méer, dans un autre extrême, de ne

pas prendre de capacités trop grande, car chaque condensateur possède une induc-tance parasite, qui entraîne donc une fréquence de résonance, qui s'approche dan-gereusement la fréquence de travail, et qui est donnée par la formule Fres = 1

2π√LC

.

La valeur choisie, car répondant selon nous au mieux à ce compromis, est de390 pF. Son impédance vaut −j 2.83Ω et sa fréquence de résonance, si l'on estimel'inductance parasite d'un boitier de footprint 0603 à environ 0.6 nH, vaut 329MHz. On considère la marge entre cette fréquence de résonance et la fréquencede travail (presque 200 MHz) comme susante pour ne pas avoir à se soucier deseets parasites de cette résonance.

C'est donc sous ces conditions qu'ont été eectués les tests sur un analyseurde réseau vectoriel. Les résultats sont présentés à la gure 5.5. En rouge sont re-présentées les valeurs fournies par le constructeur, tandis que les courbes bleuescorrespondent aux résultats mesurés.

On y trouve des résultats théoriques et mesurés assez similaires, surtout auxbasses fréquences. Puisque cet amplicateur servira à l'émission, il sera utilisé à146 MHz, donc dans des zones optimales des graphes mesurés. En eet :


Fig. 5.5 Paramètres S du MAR-1SM+

C'est là que l'on retrouve une amplication maximale, soit un S21 d'environ17.3 dB. La perte d'un décibel par rapport aux chires du constructeur peutse justier aisément par les soudures moyennement bien réalisées, par lespertes dans les cables, les eets des impédances parasites, etc.

Les coecients de réexion y sont très bons : pratiquement 30 dB d'atténua-tion pour le signal rééchi, depuis un port comme depuis l'autre. L'oscillationque l'on observe à ces fréquences devient donc négligeable, tant ces pertessont grandes.

La transmittance inverse mesurée colle parfaitement à celle achée par Mi-nicircuit, et est d'autant plus faible que l'on descend en fréquence.

Au vu de ces résultats et commentaires, l'utilisation de ce transistor à 146 MHzsemble idéale pour notre application.


5.3.3 L'amplicateur Home-made

Au vu des conditions imposées par les contraintes mentionnées ci-avant, etpuisqu'il semblait impossible de trouver des amplicateurs ayant un gain susantà la puissance voulue, nous avons décidé de concevoir nous-même l'amplicateurprincipal (au sens où il devrait avoir le gain le plus grand) de la chaîne de sortie.

L'amplicateur est un composant qui nécessite une attention particulière. Celui-ci devant servir de dernier élément dans la chaîne de transmission, la qualité dusignal qui en sort doit être aussi bonne que possible pour permettre un décodagecorrect au sol, malgré la puissance limitée. Nous pouvons diviser la conceptionde cet amplicateur en deux parties : la sélection et validation du transistor, etla conception et la validation du montage amplicateur construit autour de cetransistor.

Le transistor

Pour fabriquer un amplicateur qui conviendrait parfaitement au satellite Oufti-1, il a fallu en sélectionner avant tout son élément principal : le transistor. Rappe-lons les éléments principaux qui doivent être vériés an qu'un transistor puisseconvenir à l'application qui est l'objet de ce travail.

Le transistor doit :

Etre capable de sortir une puissance de l'ordre de 1 Watt, qui est la valeurinsérée dans les bilans de liaison descendante,

Fonctionner à une fréquence de 145 MHz (soit notre fréquence descendante),

Pouvoir être alimenté en 7.2V,

Posséder un rendement susant pour permettre des dépenses d'énergies rai-sonnables.

C'est un transistor de chez Mistubishi Electric qui a nalement été retenu,à savoir le RD01MUS1. Sur le site du constructeur, on trouve non seulement lache technique du composant, mais également un chier reprenant les paramètresS ainsi que des application notes . Les paramètres de celui-ci ont été mesuréset vériés avant montage à l'aide d'un circuit très proche de ceux proposés dansles application notes . Voici les procédures de validation ainsi que les résultatsobtenus, tant pour le transistor en lui-même que pour le montage amplicateur.


La validation du transistor s'est faite à l'aide d'un analyseur de réseau vectoriel(VNA) dans les locaux de la plateforme WELCOME, à l'UCL. Un circuit minia-ture a été imprimé, comprenant trois pistes : une pour la grille (l'entrée), une pourle drain (la sortie), et une pour la source (ici, directement court-circuité par un viaà la masse). Le VNA permet en eet d'ajouter à la composante RF à tester unecomposante continue permettant de polariser la grille et le drain.

La tension de drain était donc imposée à 7.2V par la contrainte d'alimentationdu transistor déjà expliquée. La tension de grille à xer était par contre non sti-pulée, tant dans la datasheet que dans l'application note. Il était juste stipulé qu'ilfallait l'ajuster pour avoir un courant de drain d'environ 0,1 A.

Les sources de tension possédant un ampèremètre intégré, la tension de grillenulle a été incrémentée jusqu'à obtenir un courant observé autour de 0,1 A dansla seconde alimentation DC, puis un peu au delà, pour avoir une idée du compor-tement du transistor sous une polarisation plus élevée, tout en prenant garde dene pas dépasser le courant maximum de 600mA annoncé dans la che techniquedu composant, et ce en xant une valeur maximale de courant tolérée dans cettebranche. Les résultats des mesures se trouvent dans le tableau 5.2.

VGS [V] ID [mA]1 0.000652 62.5 872.54 ≈ 1003 2483.5 Limiteur à 500mA enclenché

Tab. 5.2 Détermination de la tension de polarisation

Pour un courant de drain d'environ 100 mA, la tension DC de grille se situe auxalentours de 2,54V. C'est donc à ce point de polarisation que nous avons relevé lesparamètres S du composant, pour les comparer à ceux donnés par le constructeur.Les résultats sont présentés sur la gure 5.6.

Notons tout de suite que le constructeur indique dans ses recommandationsqu'il est nécessaire d'ajuster manuellement la valeur du point de polarisation de lagrille, pour obtenir un courant d'environ 100 mA au drain. Selon le bus qui sera


Fig. 5.6 Comparaison des résultats annoncés et mesurés

désigné pour alimenter ladite grille, un simple pont résistif devrait être amplementsusant, et ne pas consommer trop de puissance. Les valeurs de ce pont résistifdoivent être calculées selon la très simple relation 5.2, où les paramètres corres-pondent aux lettres indiquées sur la gure 5.7.

VGrille = VAlimR2

R1 +R2

(5.2)

Les résultats obtenus corroborent assez bien les données annoncées par leconstructeur, au niveau de la forme et des valeurs. Voici ce qui ressort des quatregraphes de la gure 5.6.

Les paramètres S11 mesurés sont meilleurs que ceux annoncés ; dans l'en-semble du spectre, un coecient de 1 à 2 dB inférieur à ceux achés parle constructeur. Aux alentours de la fréquence de fonctionnement de Oufti(soit 146 MHz), on observe un coecient de réexion d'environ -3 dB qui nesemble pas superu comme amélioration.


Fig. 5.7 Pont diviseur de tension

Les paramètres S22 mesurés sont semblables aux paramètres de réexion del'entrée, à savoir 1 à 2 dB mieux que ceux prévus. Ici aussi, la forme de lacourbe suit bien celle attendue au vu des données du constructeur.

La transmittance directe S21, qui est essentielle ici, est par contre un peumoins élevée qu'attendu. C'est ici une perte d'environ 2 dB qu'on observesur l'ensemble du spectre. Toutefois, le circuit n'ayant pas été adapté par-faitement, on peut espérer pouvoir améliorer ce gain direct en prévoyant uncircuit d'adaptation correct.

La transmittance inverse S12 est elle très proche de celle annoncée en bassefréquence, mais s'en éloigne totalement dans la deuxième moitié du spectre.On peut imaginer qu'un élément parasite (inductif série ou capacitif parallèle)a vu son importance croître avec la fréquence, et provoquer ce comportementdiérent. Toutefois, travaillant à 146 MHz, on acceptera ces résultats et lavaleur très faible du coecient, ce qui sera important pour éviter le transitde puissance dans le sens inverse.


Le transistor peut donc maintenant être validé sous les conditions d'utilisationstandard, et être inséré dans un circuit d'amplicateur plus complexe, dont il serale véritable coeur.

Le montage amplicateur

Puisque le transistor est à présent correctement polarisé, il reste à prévoir lescircuits d'adaptation à placer en amont et en aval de celui-ci dans le circuit.

Les premiers éléments passifs, situés entre l'amplicateur MAR-1SM+ et letransistor, vont permettre d'adapter le transistor au reste du circuit à 50 Ω. Pource faire, l'outil Impedance Matching a une fois de plus été utilisé, mais en entrantcette fois-ci les valeurs numériques à la main, puisque l'impédance d'entrée du tran-sistor a dû être calculée sur base des paramètres S, à la fréquence donnée de 145MHz. Nous avons pour ce faire utilisé les valeurs de la matrice S, qui contiennentl'information de l'impédance du dispositif.

Comme on peut le voir sur l'abaque de Smith à la gure 5.8, l'impédance d'en-trée Z11 est de Z0(0.226−j0.632), à 145 MHz. Cela correspond, pour une impédancecaractéristique de Z0 = 50Ω, à une valeur de 11.3− j31.6. Notons que puisque lapartie imaginaire de l'impédance est négative, on peut l'identier à l'impédanced'une capacité (i.e. −j

ωC). L'impédance d'entrée du transistor est donc capacitive,

ce qui n'est pas étonnant au vu de l'architecture intrinsèque d'un transistor MOS-FET (Metal-Oxyd Semiconductor Field Eect Transistor) comme celui-ci.

L'adaptation entre le circuit à 50 Ω et l'entrée du transistor a donc été eec-tuée à nouveau avec l'outil Impedance Matching. Celui-ci propose un circuit dontla réponse en fréquence dans la bande 140-150 MHz présentée à la gure 5.9. Ony observe une erreur de réponse très limitée, et qui semble encore bien amoindrieautour de 145 MHz.

Néanmoins, comme on peut le voir sur la gure 5.9, un condensateur de 0.01fF y est recommandé. Cette valeur devenant tout à fait négligeable lorsque placéeen parallèle à des inductances, nous avons décidé de l'enlever, pour utiliser le ltreprésenté à la gure 5.10.

En utilisant ce ltre et en ré-observant les valeurs d'impédance d'entrée du cir-cuit, on observe l'abaque de Smith présenté à la gure 5.11. La composante réellede l'impédance est pratiquement parfaitement normalisée, tandis que la compo-sante imaginaire est presque nulle, ce qui est optimal pour un transfert idéal del'énergie à travers le ltre passe-bande.


Fig. 5.8 Impédance d'entrée du transistor


Fig. 5.9 Réponse du ltre en amont du transistor

Fig. 5.10 Impédance du transistor avec le ltre


Fig. 5.11 Impédance du transistor avec le ltre

La première partie de l'adaptation du transistor au circuit est à présent termi-née, mais la sortie de celui-ci n'est toujours pas adaptée. La particularité de cetteadaptation est qu'elle ne fait intervenir à aucun moment l'impédance standard de50 Ω. En eet, si le transistor n'est pas adapté à cette valeur, l'antenne qui serareliée à sa sortie ne l'est pas non plus. Il n'est pas nécessaire ici de passer par unevaleur commune de 50 Ω. L'outil de ADS est tout à fait qualié pour répondre ànotre besoin.

L'impédance de sortie du quadripôle que constitue le transistor (dont la sourceest une borne commune à l'entrée et la sortie), mesurée au VNA sans aucun ltrageou adaptation, est représentée à la gure 5.12.

La procédure reste la même que pour le circuit d'entrée, à ceci près qu'il s'agitici d'entrer dans les paramètres d'adaptation les valeurs des paramètres S(1,1) del'antenne VHF de sortie. Une des réponses proposées est donnée à la gure 5.13et le circuit correspondant à la gure 5.14. Ce circuit a été sélectionné en tenant


Fig. 5.12 Impédance de sortie du transistor sans adaptation


compte du fait que la capacité série était impérative. En eet, de nombreusespossibilités incluaient une inductance série, qui n'aurait pas bloqué l'éventuellecomposante continue du signal.

Fig. 5.13 La réponse du ltre proposé par ADS

Fig. 5.14 Filtre proposé pour la sortie du transistor

Ces réseaux d'adaptation ont toutefois été faits sur base de l'hypothèse que lacharge de l'autre coté du transistor valait 50 Ω. Ceci n'est évidemment pas vrai,surtout pour l'antenne d'émission. Dès lors, en modélisant la chaine d'émission(power splitter - ltre - transistor - ltre - antenne), on obtient un coecient de


réexion représenté à la gure 5.15. A 145.9 MHz, celui-ci n'est que d'environ -8dB, ce qui n'est pas susant. Il semble par ailleurs mal accordé. Les pertes neseraient pas négligeables à 145.9 MHz avec ce ltrage, sans compter le fait qu'unepartie du signal serait renvoyé en sens inverse dans le circuit en amont de notresous-système.

Fig. 5.15 Réponse fréquentielle du ltre de sortie original

Nous avons alors utilisé l'outil Tuning d'ADS, qui permet de changer pro-gressivement les valeurs de composants tout en observant l'eet de ces variationssur les graphes générés par la simulation en direct. Nous avons décidé de jouer surles deux ltres, tant au niveau des capacités que des inductances. Après quelquesessais empiriques, trois éléments (2 inductances et une capacité) ont été modiésdans chaque circuit, une capacité a été ajoutée au premier ltre, et les résultatsobtenus nous semblent répondre parfaitement à notre application. Le coecientde réexion, représenté à la gure 5.17, est maintenant théoriquement d'environ-27 dB.

Ces résultats doivent être transposés à des valeurs de capacités et d'inductancesexistantes sur le marché (cfr tableau 5.3). Les valeurs ont donc été arrondies, etles nouveaux ltres ainsi modiés, testés sous ADS. Les résultats sont représentéspar le graphe 5.17. On y observe que la modication légère des valeurs n'a pas


Fig. 5.16 Coecient de réexion du circuit optimisé manuellement


entravé le bon fonctionnement du ltrage ni de l'adaptation. Mieux encore, le picdu minimum dépasse les -29 dB de réexion.

Composant Valeur théorique tunée Valeur choisie

Filtrage avant transistor L1 47.36 nH 48 nHL2 111.56 nH 110 nH

Filtrage après transistor L1 1.98 nH 2 nHC1 78.56 pF 80 pFC2 548.64 pF 550 pF

Tab. 5.3 Valeurs choisies pour le ltre de la chaine d'émission

Fig. 5.17 Coecient de réexion du circuit de sortie et impédance d'entrée decelui-ci

5.4 Consommation

Sur base de cette étude du transistor, et avec l'aide de la che technique decelui-ci, on peut trouver la consommation de cet amplicateur. On lit dans cetteche technique que pour une puissance d'entrée de 10 mW (soit 10 dBm, ce qui estle cas ici), le rendement est de 65 %. Dès lors, pour un point de fonctionnement


nominal, tel que déni dans les conditions de tests ci-avant, la puissance de sortiedevrait être de 1.3 W, soit 31 dBm (soit un gain de 21 dBm, ce qui corrobore lesinformations du graphe 5.6).

Avec un tel rendement, on peut déduire une consommation approximative de2W. Cette consommation répond bien aux limites imposées par l'EPS, qui xait lemaximum à 3W. Elle semble constituer un bon compromis entre sécurité du bilande liaison et préservation des batteries.

5.5 Circuit d'émission complet

Le circuit d'émission est maintenant correctement adapté, et l'assemblager descomposants bout à bout peut être recommandé. Le schéma du circuit nal d'émis-sion est représenté à la gure 5.18. La liste des composants nécessaires à sa réali-sation est disponible à l'annexe B.

Le bilan de puissance de la chaîne d'émission RF d'Oufti sera alors celui repré-senté au tableau 5.4.

Intensité du signal à la sortie des ADF 7021 -10 dBm

Gain dû à la combinaison des signaux + 3 dBGain de l'amplicateur MAR-1SM+ + 17 dBGain de l'amplicateur Home-Made + 21 dBPertes du circuit d'adaptation Négligeables face au reste

Puissance à l'antenne ∼= 31 dBm = 1 dBW

Tab. 5.4 Bilan de la chaîne d'émission RF

La puissance de sortie des ADF a été redénie à -10 dBm an d'arriver à unepuissance de sortie du circuit qui ne fasse pas saturer les amplicateurs, et ce car iln'était pas possible de jouer sur le gain de ceux-ci, contrairement à celui des ADF7021.

La puissance de sortie de la chaîne complète est donc légèrement supérieure àcelle xée comme objectif de départ, et devrait sure à assurer une liaison avec lesol. Reste toutefois à vérier si le bruit émis ne sera pas trop important, an quele rapport signal à bruit n'empêche pas la station au sol de recevoir de manière


Fig. 5.18 Le circuit d'émission nal


cohérente l'information provenant du satellite.

Le bilan de puissance du circuit d'émission est résumé au tableau 5.5. Il estimportant de noter que la consommation est directement liée à la puissance desortie, elle-même liée à la puissance d'entrée. Si le bilan des consommations dusatellite s'avérait être trop élevé, il reste possible de diminuer la puissance envoyéedans l'amplicateur an de diminuer signicativement la consommation de celui-ci.

Bus Elément alimenté Puissance consommée

Bus 3.3 V Aucun AucuneBus 5V Aucun AucuneBus 7.2V MAR-1SM+ 100 mW

Transistor RD01MUS1 2000 mWTOTAL 2100 mW

Tab. 5.5 Bilan de puissance de la chaîne d'émission RF

Chapitre 6

Améliorations et perspectives

Arrivant à la n de l'étude de ces deux circuits, il est, avec le recul, des élementsqui auraient pu être modiés, tant au niveau de l'organisation que des points tech-niques. Nous l'avons mentionné au premier chapitre, ce projet a pour but premierd'apprendre aux étudiants à faire face à un problème concret. Ce chapitre est selonnous un élément crucial de ce travail. Il est le fruit des réexions découlant desobstacles rencontrés, contenant les véritables idées d'innovation de ce travail.

Si ces propositions ne sont pas modiables à cet état d'avancement du projet,nous pensons qu'elles sont à garder en tête, an qu'elles puissent être mises enoeuvre sur les projets Oufti-2 et suivants.

6.1 Utilité du LNA

Nous l'avons vu dans le chapitre sur la chaîne de réception, les transceivers ADF7021 intègrent un amplicateur à faible bruit à leur entrée. Celui-ci annonce un gainthéorique maximal possible de 30 dB. L'étude complète de cet étage d'amplicationn'a pas été faite dans le cadre de ce travail. Toutefois, ce gain pourrait s'avérersusant pour remplacer et donc retirer de la chaîne le LNA proposé dans ce travail.Il faudrait néanmoins vérier la faisabilité de cette opération en étudiant de plusprès les eets de cette ampliciation massive sur le signal, tant au niveau de lasensibilité en entrée, que de la distorsion et du bruit en sortie.

92

CHAPITRE 6. AMÉLIORATIONS ET PERSPECTIVES 93

6.2 Raccourcissement des antennes

6.2.1 Ajout d'un enroulement à la base de l'antenne

Une technique fort utilisée chez les radio-amateurs, et qui a retenu notre atten-tion durant ce travail, consiste à raccourcir les antennes monopôles quart d'ondepar l'ajout, à leur base, d'une inductance sous forme d'un enroulement de l. Rac-courcir l'antenne permettrait peut-être un gain de place, assurerait une meilleurerigidité, et rendrait le plan de masse probablement meilleur, puisque de dimensionsplus proche de celle de l'antenne. Il est en eet ici très petit pour être considérécomme plan de masse. Toutefois, cela ne résoudrait toujours pas le problème deparallélisme du plan de masse avec les antennes, qui devraient théoriquement luiêtre perpendciulaires.

6.2.2 Ajout d'un brin supplémentaire par antenne

Toujours en lien avec les antennes, l'ajout de 2 brins d'antenne supplémen-taires serait une évolution à envisager. Ceux-ci nous permettraient deux possibili-tés d'amélioration de la transmission du signal.

Il serait d'une part possible de les utiliser comme deuxième brin des antennesexistantes, an de constituer des dipôles. Ceux-ci n'ont pas besoin d'un plan demasse, à l'inverse des monopôles, qui bénécient sur la solution proposée dans leprésent travail d'un pseudo-plan de masse, comme nous l'avons expliqué ci-avant.On peut par ailleurs estimer que, travaillant avec des antennes d'une demi lon-gueur d'onde, la directivité soit plus régulière, et la réception d'autant meilleure.Le dipôle de longueur λ

2est représenté avec son diagramme de rayonnement (de

manière qualitative) à la gure 6.1.

Une autre solution serait d'utiliser ce deuxième brin de chaque antenne pourtravailler en polarisation elliptique ou circulaire, qui est tout à fait standard dansles applications aérospatiales. Elle assure que deux antennes aient en permanencela possibilité de communiquer, sans risquer d'avoir un produit vectoriel nul entreleurs deux directions de polarisation, tel que cela pourrait être le cas avec uneantenne d'Oufti et une antenne rectiligne au sol d'un radio-amateur, par exemple.Car même quand les antennes émettrices et réceptrices ne sont pas parfaitementperpendiculaires, la faible valeur de leur produit vectoriel peut dégrader de manièresignicative le bilan de liaison, et amener une incertitude supplémentaire quant àla bonne réalisation de celui-ci.

La gure 6.2 illustre le principe de polarisation circulaire. Les courbes bleues


Fig. 6.1 Répartition de I et V dans un dipôle, et diagramme de rayonnement

et rouges représentent les composantes du champ élecctrique dans deux plans per-pendiculaires. Dans un cas, le vecteur résultant des vecteurs composant ces deuxcourbes se meut le long d'un axe droit, tandis que dans l'autre, ce vecteur dessinedans le plan une forme circulaire ou elliptique, selon le déphasage des vecteurs debase le composant.

Cette polarisation circulaire ou elliptique s'utilise en appliquant des signauxdéphasés sur deux brins d'antennes souvent perpendiculaires.

Gardons toutefois en tête que cette proposition aurait des conséquences sur plu-sieurs autres sous-systèmes. Le poids des antennes devrait être compensé ailleurs,et validé par le sous-système STRU, et le déploiement de celles-ci entraîneraitvraisemblablement une rotation plus importante, donc plus dicile à stabiliser.

6.2.3 Directivité

Dans une optique encore plus optimiste, on pourrait envisager de commencerà penser au développement d'antenne ayant une directivité plus importante (cfr.gure 6.3). L'utilisation d'antennes à grand gain (comme on le dit encore par abusde langage, puisqu'une antenne est un élément passif qui n'a pas de gain, maispeut seulement diriger sa puissance dans une direction au détriment des autres)


Fig. 6.2 Polarisations linéaire et circulaire d'une onde


permettrait une économie d'énergie considérable à bord. C'est en eet dans leséléments de puissance de la chaîne d'émission que la majeure partie de l'énergieproduite par les panneaux photovoltaïques est dissipée. Certaines antennes pour-raient apporter un gain de 10 à 15 dB, si l'on arrivait à les déployer dans l'espaceet à les pointer de manière eciente vers la Terre. Ceci impliquerait que le systèmede détermination d'attitude passif ne serait plus susant, et il faudrait penser àélargir les recherches pour parvenir à une solution plus ecace encore. Ici aussi,la proposition de modication d'un sous-système aurait des répercussions sur tousles autres.

Fig. 6.3 Diagramme de rayonnement d'une antenne directive

6.3 Utilisation de carburant

Les conditions d'accès au lanceur VEGA pour le décollage ont été xés parl'ESA, et incluent une clause interdisant toute incorporation de liquide inammableou de technologie pyrotechnique à bord du satellite. L'Université de Delft, auxPays-Bas, travaille déjà à un système de carburant respectant cette condition.Celui-ci décollerait à l'état solide, et ne se liquéerait qu'en orbite. La preuve estici faite qu'il est possible de penser Out of the box , an de parvenir à faire degrandes choses. L'apparition de carburant dans les CubeSat ouvre une voie tout àfait nouvelle, et annonce l'entrée dans une nouvelle façon de penser ces satellites.


Les applications se multiplient, tout comme se prolent une foule de nouvellespossibilités (pensons déjà aux antennes directives proposées ci-avant).

6.4 Utilisation d'autres fréquences

L'application radio-amateur du projet nous imposait des bandes de fréquencespour travailler. Mais les projets futurs, pour Oufti-2 notamment, incluent descharges utiles tout à fait diérentes, qui permettraient de travailler à des fréquencesplus ou moins élevées. Dans cette optique, et au vu des obstacles rencontrés lorsde ce travail, il convient de garder à l'esprit qu'il s'agit là d'un compromis. Lesprincipales forces d'un système à basse et à haute fréquence sont repris dans letableau 6.1.

Basses fréquences Hautes fréquences

Pertes en espace libre faibles Flux de données potentiel plus importantAntennes plus courtes (poids, rigidité, etc.)

Tab. 6.1 Compromis du choix de la fréquence

On constate que si les avantages sont plus nombreux pour l'utilisation desfréquences plus élevées, il convient de garder en tête que son plus gros défaut, àsavoir ses pertes en espace libre, n'est pas des moindres. La production d'énergieet sa consommation à bord du satellite a en eet été à maintes reprises mentionnéecomme un point très délicat des CubeSat.

6.5 La protection du bus 7.2V

An de protéger les circuits alimentés par les bus 3.3V et 5V, un switch a étésélectionné, qui permet de couper l'alimentation de ceux-ci en cas de surcharge decourant provenant de l'EPS (ou l'xEPS). Ce cas de gure pourrait se présenter lorsd'un court-circuit, ou d'un dysfonctionnement des cellules solaires, des boosts, oude n'importe quel élément de la chaîne de production et de distribution d'énergie.Le composant choisi est le MAXIM MAX 890 L.

Toutefois, ce composant ne tolère que des tensions allant jusqu'à 5,5V. Le bus7,2V qui alimente une bonne partie de nos circuits ne pourrait donc pas bénécierde cette protection, alors qu'il est celui des trois qui prélève le plus de puissance.


Un autre composant doit être utilisé. Dans la même série que le MAX 890 Lexiste un composant nommé MAX 16913 A, qui admet des tensions allant de 5V à18V. La plage de température de fonctionnement va de -40 à +105 et le courantde repos est également très faible.

Celui-ci ne conviendrait donc pas au bus 3.3V (hors des tensions d'entrée to-lérées) mais pourrait être utilisé en complément du MAX 890 L pour protéger lebus 7,2V, et éventuellement celui de 5V.

6.6 Une approche plus progressive

La remarque qui suit est plus d'ordre organisationnel, mais a des implicationsnettes en termes de qualité technique du travail.

La grosse diculté d'un projet de cette ampleur réside souvent dans la com-munication, mais aussi dans l'organisation. Une quinzaine de personnes travaillentsimultanément sur un projet dont les interfaces sont innombrables. Il est dès lorsindispensable de travailler avec un maximum de transparence et de publicité ausein du groupe. Toutefois, cela ne sut pas toujours. Certaines étapes doivent im-pérativement passer avant d'autres, et d'autres obligatoirement en même temps.Ce projet, s'étalant sur plusieurs années, voit se succéder des dizaines de personnescontraintes de reprendre le travail où il avait été laissé, c'est à dire ni, mais pasoptimal. Il serait peut-être judicieux d'intégrer certaines personnes sur deux ans,an de pouvoir étaler le travail et prendre le temps de prendre des décisions plusecientes.

Signalons en exemple pour illustrer cette problématique, l'aspect purementmécanique étudié par la personne en charge des antennes, au détriment de sonaspect électrique, qui va pourtant de pair. Les circuits de réception et d'émissionont dû être faits sur base de concepts non optimaux, et cela à cause d'une contraintetemporelle qui veut qu'un travail soit remis après une courte année.

Conclusion

Arrivés à la n de l'étude de ces chaînes de réception et d'émission RF du Cu-beSat OUFTI-1, jetons un oeil aux résultats obtenus, et analysons-les à la lumièredes objectifs primaires qui guidaient nos recherches.

Quatres grandes parties peuvent se distinguer à travers les chapitres de cemémoire. Une étude préliminaire d'abord, nous permettant de mieux cerner lesbesoins du satellite en termes de consommation, ou de répondre aux questions im-portantes pour d'autres sous-systèmes. Il y a eu ensuite la phase de conception ducircuit de réception (le RF Front-End ), puis celle du circuit d'émission (le RFBack-End ), et enn l'étude plus approfondie et la conception de l'amplicateurde sortie Home-Made.

Pour ce qui est de l'étude préliminaire, les résultats des diagrammes de rayon-nement obtenus au CEM à Liège semblent tout à fait plausibles. Ils indiquent undiagramme de rayonnement à la forme irrégulière, mais logique, puisque la géo-métrie du système antenne-plan de masse est tout à fait particulière, comme nousl'avons souligné dans le chapitre ad hoc. Des liens ont également été faits avec lesautres sous-systèmes, insistant sur l'importance de certains aspects des interfaces.

La chaîne de réception RF a ensuite vu sa forme globale esquissée, avant desélectionner et valider les composants répondant au mieux aux impératifs dénis.On peut maintenant armer que le bilan de liaison déni est possible a respecter.Les circuits d'adaptation sont validés également, et les valeurs des paramètres Squaliant le circuit sont tout à fait satisfaisantes.

La chaîne d'émission RF est quant à elle également terminée. Les composantsqui la forment sont validés, et ici aussi, les paramètres S indiquent un fonctionne-ment correct de ce circuit.

Enn, l'amplicateur de sortie, véritable dé de cette chaîne d'émission, sembletout à fait utilisable pour cette application. Les courbes nous permettent de pré-

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voir des résultats susant pour boucler le bilan de liaison.

Le présent travail s'inscrit dans le sous-système COM, et vient constituer le der-nier chaînon de celui-ci. L'intégration des circuits présentés ici sur la carte COMsera un processus très rapide, et marquera la n du travail d'étude du sous-systèmeCOM entier.

Le travail eectué dans le cadre de ce mémoire ne fut pas uniquement d'ordretechnique, mais contînt également une grande part de travail d'équipe et de discus-sions. Bien que ce rapport écrit soit axé principalement sur les résultats pratiques,le projet Oufti nous a appris énormément en termes de travail de groupe, de ri-gueur, ou de clarté et de concision. Les nombreuses présentations et conférencesauxquelles nous avons assisté, ou que nous avons eu la chance de présenter, furentautant d'occasions d'évoluer dans un environnment aussi proche que possible dusecteur spatial professionnel.

Bibliographie

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[2] Site Web du SwissCube de l'EPFLhttp://swisscube.epfl.ch/

[3] Site Web CubeSathttp://www.cubesat.org/index.php/about-us

[4] Site Web du projet Leodium de l'ULghttp://www.leodium.ulg.ac.be/cmsms/

[5] Site Web consacré au D-STARhttp://www.dstarinfo.com/

[6] Site Web de la société Mattheyhttp://www.matthey.ch/index.php?id=cube

[7] Site Web de la compagnie Agilent, distributeur d'ADShttp://www.home.agilent.com/

[8] Wiliam H. Jr. Hayt & John A. Buck,Engineering Electromagnetics Seventh Edition, Mc Graw Hill Int. Ed. 2006

[9] William A. Beech et al.,AX.25 Link Access Protocol for Amateur Packet Radio,www.tapr.org/pdf/AX25.2.2.pdf

[10] Olivier Pilloud, Editions Ophrys, (2007)Le radio-amateur : Préparation à l'examen technique, manuel de référence

101

BIBLIOGRAPHIE 102

[11] Robert Du Bois, Presses polytechniques et universitaires romandes (1996)Structure et applications des émetteurs et des récepteurs : radio, télévision, radar,

communications par faisceaux hertziens ou satellites,

[12] Compilation d'auteurs, ARRL's Yagi (2001) :Antenna Classics : Yagi, Quads, Loops and other Beam Antennas

[13] Jérôme Wertz, Vincent Lenaerts, Institut GrammeConception et réalisation du système de déploiement des antennes du nanosatellite

OUFTI-1

[14] Pierre Thirion,Jacques Verly, Université de LiègeDesign and Implementation of On-board Electrical Power Supply of Student Nano-

satellite OUFTI-1 of University of Liège

[15] François Mahy, Jacques Verly, Université de LiègeDesign and Implementation of On-board Telecommunication System of Student

Nanosatellite OUFTI-1 of University of Liège

[16] Renaud Henrard, ISILRéalisation du système de télécommunication du satellite OUFTI-1

[17] Nicolas Crosset, Nathalie Vetcour, Institut GrammeImplémentation du relais D-STAR à bord du nanosatellite OUFTI-1

[18] Nicolas Marchal, Nathalie Vetcour, Institut GrammeDesign, implémentation et test de la carte électronique de télécommunication du

nanosatellite OUFTI-1

Annexe A

Le diagramme de rayonnement des antennes du SwissCube

103

Annexe B

Matériel nécessaire à la réalisation des chaînes RF

Composants principaux

Composant Constructeur Référence

LNA Hittite HMC616LP3Amplicateur Minicircuits MAR-1SM+Power Splitter-Combiner Minicircuits ADP-2-1W+Transistor Mitsubishi Electric RD01MUS1

104

BIBLIOGRAPHIE 105

Elements RLC

Type de composant Utilité Valeur

Résistance Polarisation LNA 3.92 kΩPolarisation MAR 133 ΩPolarisation Transistor 4.7 kΩFiltrage 270 Ω

Capacité Découplage alimentation LNA 1000 pFDécouplage LNA 470 nFDécouplage LNA 10 nFDécouplage LNA 100 pFDécouplage MAR 100 nFDC Block MAR 330 pFDC Block + Filtrage transistor 180 pFDécouplage alimentation transistor 1000 pFDécouplage transistor 22 nFDC Block transistor 250 pFFiltrage transistor 6 pFDécouplage transistor 10 µFFiltrage transistor 33 pFFiltrage transistor 68 pFFiltrage transistor 27 pF

Inductance Polarisation LNA 47 nHFiltrage LNA 51 nH

RF Choke Protection MAR 50 Ω

Annexe C

Plans des PCB testés en WELCOME

Le LNA HMC 616 LP3

106

BIBLIOGRAPHIE 107

Le MAR-1SM+

Le transistor RD01MUS1

Le Power Splitter/Combiner

Les plans du power splitter/combiner n'apparaissent ici pas car ils ont été faitspar Maxime Drouguet, technicien UCL, dans le contexte d'un autre projet. Ils onttoutefois également été utilisés pour des mesures.

Annexe D

Presentations

En parallèle de l'étude technique du sous-système COM-RF d'Oufti, plusieursprésentations ont été faites par l'équipe travaillant sur le projet, dans des cadrestout à fait diérents. Cet aspect du projet nous avait été signié dès le départ, etfut, je pense, quasiment aussi instructif que le travail technique en lui-même, tantles rencontres furent intéressantes, tout comme les échanges de points de vue.

Voici donc les présentations que j'ai eectué durant l'année, seul ou accompa-gné de plusieurs membres de l'équipe :

Agoria : Visite de la délégation brésilienne et rencontre avec les industrielsde l'espace, ainsi qu'avec deux membres du projet Oufti, à Bruxelles, le 6Octobre 2009.

OUFTI-1, The educative nanosatellite of the University of Liège, BEL-GIUM

Particularité : Présence de Carlos Ganem, président de l'Agence SpatialeBrésilienne.

Réunion UBA Gembloux : Réunion mensuelle du club radio-amateur deGembloux, avec invitation à tous les autres clubs du pays de les rejoindrepour la présentation, le 26 février 2010.

OUFTI-1, un lien entre les étudiants et les Radio-Amateurs

Particularité : Présence des présidents des ligues francophone et amanderadio-amateures, ainsi que de la ministre de la politique scientique SabineLaruelle.

108

BIBLIOGRAPHIE 109

Forum URSI : Présentation de posters représentant plusieurs sous-systèmesdu CubeSat OUFTI-1, au Palais des Académies, le 18 mai 2010.

RF receive front-end and transmit back-end of the OUFTI-1 nanosatellite

CubeSat Workshop : Présentation de deux sous-systèmes du CubeSat OUFTI-1, au workshop annuel de l'ESA à CalPoly, CA, USA, le 23 avril 2010.

RF Front-end and Back-end of the rst Belgian CubeSat

Annulé à cause de l'impossibilité de s'y rendre due au nuage de cendres duvolcan Eyjafjoll.

Documents

Conception et développement de l'étage d'émission ... · Remerciements outT au long de ce projet, de nombreuses personnes furent là pour m'aider, me conseiller, et me guider dans