Conception Et Réalisation de Filtres Microondes Planaires Accordables Par Varactors Structures Périodiques These_Emmanuel_Pistono2006

7/26/2019 Conception Et Ralisation de Filtres Microondes Planaires Accordables Par Varactors Structures Priodiques These_E

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Conception et realisation de ltres microondes planairesaccordables par varactors, a base de structures

periodiquesEmmanuel Pistono

To cite this version:

Emmanuel Pistono. Conception et realisation de ltres microondes planaires accordables parvaractors, a base de structures periodiques. Sciences de lingenieur [physics]. Institut NationalPolytechnique de Grenoble - INPG, 2006. Fran cais. < tel-00429349>

HAL Id: tel-00429349https://tel.archives-ouvertes.fr/tel-00429349

Submitted on 2 Nov 2009

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INSTITUT NATIONAL POLYTECHNIQUE DE GRENOBLE

N attribu par la bibliothque

THSE Pour obtenir le grade de

Docteur de lINPG

Spcialit : Optique et Radiofrquence

prpare au Laboratoire dHyperfrquences et de Caractrisation de lUniversit de Savoie

dans le cadre de lcole Doctorale lectronique, lectrotechnique, Automatique et Traitement du Signal

prsente et soutenue publiquement

par

Emmanuel PISTONOle mardi 11 juillet 2006

Conception et ralisation de ltres microondesplanaires accordables par varactors, base de

structures priodiques

Directeur de thse : Philippe FerrariCodirecteurs de thse : Anne Vilcot , Lionel Duvillaret

JURY

M. Serge Toutain Professeur des universits, Nantes , Rapporteur

M. Serge Verdeyme Professeur des universits, Limoges , Rapporteur

M. Robert Plana Professeur des universits, Toulouse , Examinateur

M. Eric Rius Professeur des universits, Brest , Examinateur

M. Jean-Louis Coutaz Professeur des universits, Chambry , Examinateur

M. Philippe Ferrari Professeur des universits, Grenoble , Directeur de thse

Mme Anne Vilcot Professeur des universits, Grenoble , Co-directrice de thseM. Lionel Duvillaret Professeur des universits, Grenoble , Co-directeur de thse


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Remerciements

Ces trois annes de thse ont t loccasion pour moi de faire de nombreuses rencontres,

et dvoluer autant sur le plan professionnel que sur les plans personnel et familial. Je tiens

ici remercier toutes ces personnes qui mont permis de mener bien ce projet.

Cette aventure a commenc un jour de novembre 2002, jour o jai rencontr PhilippeFerrari, alors Matre de confrence au Laboratoire dHyperfrquences et de Caractrisation

de lUniversit de Savoie, pour une proposition de stage de DEA visant concevoir en

microondes lanalogue dune structure priodique photonique ltrante tudie en version

accordable par Lionel Duvillaret. Outre le sujet dj trs intressant, la pdagogie et

lcoute de Philippe mont tout de suite enchant lide de pouvoir travailler avec lui.

Cest ainsi que jai eu la chance de collaborer avec ces deux Enseignants-Chercheurs

que sont Philippe et Lionel, personnes qui ne sont pas indiffrentes dans mon souhaitdexercer ce mtier aux multiples facettes mais dont les dnominateurs communs sont

selon moi lenvie de comprendre et dapprendre quelquun ou de quelquun, et qui

passe obligatoirement par la case "gnrosit". Je tiens ds prsent les remercier trs

chaleureusement et amicalement pour leurs multiples explications et discussions, pour la

conance, lattention et la sympathie quils mont portes, dabord pendant ce stage de

DEA, puis quils mont renouveles en acceptant dtre codirecteurs de ma thse. Bien

entendu, je noublie pas de remercier Anne Vilcot, professeur lINPG, qui aprs mavoir

eu comme tudiant lENSERG, ma accord sa conance en acceptant dtre galement

codirectrice de ma thse : merci pour ses encouragements, sa sympathie et pour lattention

et le temps quelle a consacrs mes travaux de recherche durant ces trois annes de

thse. Jexprime ces trois personnes toutes mes reconnaissance, estime et amiti les plus

sincres.

Parmi les personnes qui ont galement contribu ma formation de chercheur, jesouhaite remercier Jean-Marc Duchamp, Matre de confrence lUniversit Joseph Fou-

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rier, pour nos multiples discussions scientiques animes sur les structures priodiques.

Je pense galement Robert G. Harisson, Professeur lUniversit dOttawa, pour le

temps quil ma consacr et pour les remarques techniques et linguistiques pertinentes

dont il ma fait part. Je souhaite galement remercier Jean-Michel Fournier, Professeur lINPG, pour lintrt quil a port mes travaux, pour sa gentillesse, sa gnrosit et

pour le temps quil a consacr sur le prototype de ltre passe-bas MMIC.

Merci toutes ces personnes de mavoir considr durant ces trois annes non pas

seulement comme un tudiant, mais comme un chercheur part entire.

Je suis galement reconnaissant Pierre Saguet, Professeur et responsable de la spcia-

lit de thse Optique et Radiofrquences lINPG, pour son soutien, sa comprhension

et sa sympathie que jai observs de nombreuses occasions.

Je tiens remercier aussi Messieurs Serge Toutain et Serge Verdeyme pour avoir

accept dtre rapporteurs de mon travail de thse ainsi que Messieurs Eric Riuz et Robert

Plana pour avoir accept dtre examinateurs lors de ma soutenance de thse.

Merci Jean-Louis Coutaz et Gilbert Angnieux, actuel et ancien directeurs du LAHC

et Bernard Flchet, responsable du dpartement EEA de lUniversit de Savoie, pour

mavoir permis deffectuer ma thse et mon monitorat dans de bonnes conditions. Jeremercie par ailleurs Frdric Garet pour avoir accept dtre mon tuteur de monitorat

auprs du CIES. Merci galement Jean-Franois Roux pour sa sympathie et ses multiples

conseils et discussions : jespre quavec Gwen et Guill, on naura pas trop abus de tes

prcieux conseils lors de cette dernire anne... merci aussi pour mavoir rappel combien

ma rgion dorigine la valle du Buch tait une belle et paisible contre! Je pense

galement tous les autres membres passs et actuels du laboratoire dHyperfrquences

et de Caractrisation pour leur accueil : merci Eric, Hynek, Thierry, Anne-Laure, Da-

rine, Raffi, Mathieu, Benjamin, Stphane, Stphane, Siham, Jean-Marie (dit Jeannot le

rigolo ), Michel, Trang, Cdric, Pascal, Anne, Fred, Fernanda et Dd. Merci galement

Vincent pour les sorties Kayak. Un merci tout particulier mes successifs collgues

de bureau qui durant ces trois annes de thse sont passs du rang de collgues celui

damis. Par ordre dapparition, je souhaite alors remercier Herv Eusbe, Gwenael Gabo-

rit et Guillermo Martin. Comme pour tout thsard qui se respecte, vinrent les momentsde doute sur mon travail de recherche et sur ma petite personne; mes questions phy-

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siques et mtaphysiques ont alors pu tre apaises par nos multiples discussions dans ce

bureau au fond du deuxime tage du btiment Chablais : je les remercie grandement

pour mavoir donn la pche et rendu le sourire dans ces moments. Et notamment, merci

Eusbius pour mavoir accord ta conance un certain samedi de septembre 2005 lors dunpriple en pays polonais, merci aussi pour la cure de raisin ! merci Guill qui, dans mes

souvenirs, doit tre lorigine dun mythe : les simulations sous CorelDraw... et merci

pour ton jambon dEspagne! et enn merci Gaby pour ma formation acclre en bires

de garde, pour les casse-tte et pour avoir battu le record de longvit de partage de

bureau (plus de 35 mois !), les deux autres compres ayant choisi entre temps daller voir

ailleurs... Oups, je pense avoir oubli le quatrime mousquetaire Jrme Piquet qui,

dfaut davoir partag mon bureau en tant que membre permanent, la partag en tant

que membre occasionnel . Merci Jrme pour ta sympathie, pour ton vin et pour ce

qui va avec.

Je pense galement mes amis davant la thse auprs desquels je mexcuse de

navoir pu passer plus de temps avec eux depuis trois ans. Tout dabord merci Vincent

pour toutes ces soires passes danser dans les bals de villages et pour tous les autres

bons moments quon a vcu ensemble. Merci aussi Anne-Laure et Patrice pour lesdiscussions acharnes sur la question : lequel de ces deux dpartements est le plus... :

Les Hautes-Alpes ou la Haute-Savoie? . Merci galement Nico, Laure et Philippe que

jai rencontrs lENSERG, et qui chacune de nos trop rares retrouvailles me donnent

limpression de ne les avoir quitts que la veille !

Bien sr, je ne peux oublier de remercier mes parents qui mont toujours fait conance

en me laissant choisir par moi-mme ce que je voulais faire. Je les en remercie nor-

mment et pense trs fort eux. Merci galement mes frres et soeurs et leurs fa-

milles respectives : merci Tito-Marie-Ml-Cyril-Lili, Ccile-Jeff-Lucile-Camille-Delphine,

Bernard-Juju-Nico-Max, Denis-Flo-Mat-Gui-Titia-Johan, Dominique-Sandrine-Thomas-

Sarah, Michel-Muriel-Simon-Clia, Marie-Lionel-Lo-Antoine et Anne-Manu-Etienne-Jules

pour lamiti ou plutt la fraternit quils mont portes depuis toujours. Merci pour tous

ces moments de bonheur dj partags. Merci galement aux parents dAdeline et ses

frres pour mavoir accueilli au sein de leur famille.Enn, je remercie la personne qui a particip au premier plan cette aventure qua t

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ma thse. Merci Adeline de mavoir support et soutenu pendant ces annes, et notamment

ces six mois. Merci pour ta gentillesse, ta comprhension et pour les moments heureux

dj passs. Merci pour tes corrections automatiques et orthographiques qui nous

ont emmens vers des discussions passionnes. Merci enn pour ce joli cadeau que tumas offert : notre petit Basile ! Je pense vous trs tendrement et nous souhaite plein de

joyeuses annes ensemble.

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Table des matires

Introduction 1

1 Filtres microondes planaires accordables : tat de lArt 5

1.1 Dispositifs microondes accordables . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5

1.1.1 Exemple dapplication . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5

1.1.2 Technologies utilises pour raliser laccord . . . . . . . . . . . . . . 6

1.1.2.1 Transducteurs pizolectriques . . . . . . . . . . . . . . . 7

1.1.2.2 Transducteurs photoconducteurs . . . . . . . . . . . . . . 8

1.1.2.3 Substrats commandables . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9

1.1.2.4 Varactors micro-lectro-mcaniques (MEMS) . . . . . . . 11

1.1.2.5 Varactors jonctions semiconductrices . . . . . . . . . . . 121.2 Filtres accordables dans le domaine microonde . . . . . . . . . . . . . . . . 13

1.2.1 Rappels sur la notion de gabarit de ltre . . . . . . . . . . . . . . . 13

1.2.2 Facteurs de mrite de ltres microondes . . . . . . . . . . . . . . . 15

1.2.2.1 Facteurs de mrite de ltres microondes non-accordables . 16

1.2.2.2 Facteurs de mrite de ltres microondes accordables . . . 17

1.2.3 Filtres passe-bande microondes planaires accordables . . . . . . . . 19

1.2.3.1 lments localiss . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20

1.2.3.2 Structures priodiques bandes interdites lectromagn-

tiques . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21

1.2.3.3 Rsonateurs quart donde . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21

1.2.3.4 Rsonateurs demi-onde . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

1.2.3.5 Rsonateurs en boucle ferme . . . . . . . . . . . . . . . . 25

1.2.3.6 Rsonateurs DBR . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 261.2.3.7 Rsonateurs patch . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26

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1.2.4 tude comparative de ltres accordables . . . . . . . . . . . . . . . 26

1.2.4.1 Filtres accordables en frquence centrale . . . . . . . . . . 26

1.2.4.2 Filtres double accord . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29

1.2.5 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33

2 Rsonateur accordable bandes interdites lectromagntiques 35

2.1 tude thorique du rsonateur Bandes Interdites lectromagntiques . . 36

2.1.1 Topologie du rsonateurPrincipe . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36

2.1.2 Interfromtre de Fabry-Prot plan-parallle . . . . . . . . . . . . . 38

2.1.3 Principe du rsonateur BIE microonde . . . . . . . . . . . . . . . 39

2.2 Rsultats de ltres accordables base de rsonateurs BIE . . . . . . . . . 442.2.1 Ligne de propagation coplanaire . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45

2.2.2 Validation de laccord mcanique du rsonateur . . . . . . . . . . . 47

2.2.2.1 Conception du rsonateur xe . . . . . . . . . . . . . . . . 47

2.2.2.2 Rsultats du rsonateur xe . . . . . . . . . . . . . . . . . 47

2.2.2.3 Accord mcanique du rsonateur 4 GHz . . . . . . . . . 50

2.2.3 Filtre accordable lectriquement . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51

2.2.3.1 Conception du ltre . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51

2.2.3.2 Rsultats du ltre ralis . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 55

2.2.4 Conclusion de ltude et amliorations envisages . . . . . . . . . . 59

3 Filtres passe-bas accordables en bande passante 61

3.1 Etude thorique de la structure priodique . . . . . . . . . . . . . . . . . . 62

3.1.1 Topologie tudiePrincipe . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 62

3.1.2 Dtermination de limpdance caractristique dune cellule lmen-

taire . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 66

3.1.3 Impdance dentre de la structure priodique . . . . . . . . . . . . 68

3.1.3.1 Expression de limpdance dentre en module et phase . . 68

3.1.3.2 Extrema de limpdance dentre . . . . . . . . . . . . . . 69

3.1.4 Coefficient de rexion en entre de la structure priodique . . . . . 71

3.1.5 Critres de conception de la structure priodique . . . . . . . . . . 723.1.5.1 Dtermination du taux dondulation basse frquence . . 72

VIII


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3.1.5.2 Droite de rjection de la structure priodique . . . . . . . 73

3.1.5.3 Longueur lectrique optimale des cellules lmentaires . . 74

3.1.6 Mthode de conception applique un exemple . . . . . . . . . . . 75

3.1.6.1 Structure priodique non taprise . . . . . . . . . . . . . 753.1.6.2 Structure priodique taprise optimise . . . . . . . . . . 76

3.2 Rsultats de ltres passe-bas accordables en technologie CPW . . . . . . . 79

3.2.1 Dispositifs hybrides . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 79

3.2.1.1 Prsentation des trois ltres raliss . . . . . . . . . . . . 79

3.2.1.2 Filtre hybride avec cellules de taprisation xes . . . . . . 80

3.2.1.3 Filtre hybride avec cellules de taprisation accordables si-

multanment avec les cellules centrales . . . . . . . . . . . 83

3.2.1.4 Filtre hybride avec cellules de taprisation accordables in-

dpendamment des cellules centrales . . . . . . . . . . . . 84

3.2.2 Dispositif MMIC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 87

3.2.2.1 Conception du ltre MMIC . . . . . . . . . . . . . . . . . 87


3.2.2.3 Amliorations envisages . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 92

3.2.3 Conclusion de ltude . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 95

4 Filtre passe-bande accordable en bande passante et en frquence cen-

trale 97

4.1 tude thorique du ltre base de rsonateurs onde lente coupls en srie 98

4.1.1 Topologie tudiePrincipe . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 99

4.1.2 Impdance caractristique du rsonateur et dtermination des cri-

tres de conception . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 102

4.1.3 Critres de conception . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 105

4.1.3.1 Capacits de charge C p et C s du rsonateur onde lente

coupl . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 105

4.1.3.2 Longueur lectrique optimale du rsonateur . . . . . . . . 106

4.1.3.3 Abaques de conception . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1064.1.4 Mthode de conception applique . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 108

IX


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4.2 Rsultats de ltres passe-bande . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 109

4.2.1 Filtre hybride xe . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 110

4.2.1.1 Conception du ltre trois ples . . . . . . . . . . . . . . . 110

4.2.1.2 Rsultats du ltre ralis . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1114.2.2 Filtre passe-bande hybride accordable en frquence centrale et en

bande passante . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 114

4.2.2.1 Conception du ltre deux ples double accord . . . . . . . 114


4.2.2.3 Contribution des pertes varactors et CPW aux pertes to-

tales du ltre . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 119

4.2.3 Comparaison de ltres accordables bass sur des lignes de propaga-

tion charges priodiquement par des capacits . . . . . . . . . . . 121

4.2.4 Conclusion de ltude et amliorations envisages . . . . . . . . . . 123

Conclusion 125

Bibliographie 128

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Introduction

La conception de ltres compacts et performants constitue un grand d dans le do-

maine RF/microondes. Lintgration de systmes de transmission sans l pour ces gammes

de frquences ncessite la rduction des dimensions de chaque fonction lmentaire de la

chane dmission-rception (antennes, ltres, amplicateurs, etc.). Dans le cas de rcep-

teurs multibandes, lutilisation de plusieurs ltres (ddis chaque bande de frquences,

ou ensemble de canaux de rception) doit tre vite puisquelle consomme une surface

importante. Ainsi, le ltre accordable est une solution intressante ce problme de su-

percie, sa rponse frquentielle pouvant tre modie an de slectionner les diverses

bandes de frquences utiles du rcepteur multibandes.

Le grand nombre de publications dmontrant laccord de la frquence centrale (f 0) de

ltres passe-bande prouve lintrt port par la communaut scientique pour ces dispo-sitifs recongurables. Cependant, les ltres passe-bande accordables en frquence centrale

prsentent gnralement une variation non dsire de la bande passante sur la plage dac-

cord de f 0. Ainsi, la recherche dans le domaine des ltres prsentant le double accord

simultan de la bande passante et de la frquence centrale sest dveloppe ces trois der-

nires annes pour pallier notamment ce problme de uctuation de la bande passante. En

outre, ces ltres passe-bande, dits ltres double accord, prsentent dautres intrts puis-

quils peuvent tre utiliss pour slectionner des bandes de frquences variables, centres

sur des frquences distinctes, et ddies des applications ou standards de communication

diffrents.

Par ailleurs, il sest toujours avr ncessaire de dvelopper des mthodes de conception

simples [1], efficaces et en adquation avec les outils de calcul dont disposent les concep-

teurs de circuits radiofrquences. Ainsi, depuis plus dun demi-sicle, de nombreuses m-

thodes de conception de ltres RF/microondes adaptes aux diverses topologies de ltresont t labores et prsentes dans de multiples ouvrages. Cette double problmatique

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(topologie de ltre - mthode de synthse associe) reste encore aujourdhui au coeur de la

recherche en ltrage pour acqurir entre autre des outils de conception ables permettant

dobtenir des performances de plus en plus accrues dans des technologies donnes. Enn,

la mise disposition doutils simples et efficaces de conception de dispositifs haute fr-quence pour des concepteurs de circuits en microlectronique classique basse frquence

semble galement pertinente et doit tre prise en compte.

Le travail prsent dans ce mmoire de thse concerne trois topologies de ltres ra-

diofrquences et microondes. Des tudes thoriques bases sur des modlisations semi-

rparties des structures tudies (prenant en considration un modle rparti des lignes de

propagation et un modle localis des capacits ou varactors considrs) sont dveloppes

pour obtenir des rgles de conception simples. Les outils logiciels actuels de simulation et

doptimisation de circuits microondes tant suffisamment efficaces pour les structures tu-

dies, une rapide optimisation des ltres calculs (considrant les modles lectriques rels

des lignes de propagations et capacits) est alors ncessaire pour rpondre aux gabarits

attendus et amliorer notamment ladaptation dans la bande passante. Des prototypes de

ltres sont ensuite prsents pour chacune de ces topologies pour des frquences de travail

allant de 0,5 9 GHz. Les mesures de ces dispositifs, appuyes par des simulations circuitet lectromagntiques, valident les tudes thoriques proposes.

Aprs un bref descriptif des diffrents types de dispositifs accordables microondes et

de leurs applications, le premier chapitre de ce manuscrit propose un tat de lart sur les

ltres microondes accordables. Des facteurs et gures de mrite sont alors dvelopps pour

comparer les performances de ces ltres notamment en termes daccord et de supercie.

Le second chapitre prsente une topologie de ltre base sur un rsonateur microonde

de type Fabry-Prot constitu dun rsonateur demi-onde insr entre deux recteurs

de Bragg. Laccord de la frquence centrale du rsonateur est obtenu lectriquement en

chargeant le rsonateur demi-onde par une capacit variable (varactor) en parallle entre

le conducteur et la masse. Les mesures en petit et grand signal dun prototype de ltre

accordable en technologie hybride 9 GHz sont prsentes. Une conclusion rsume ltude

et prsente les inconvnients de telles structures en termes de taille, pertes dinsertion,

accord et plages de rjection.Le troisime chapitre est ddi ltude dune topologie de ltre passe-bas compact

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base sur une ligne de propagation priodiquement charge par des lments capacitifs.

Une mthode de conception base sur ltude de limpdance dentre de la structure

priodique permet dobtenir une structure de ltre prsentant une large bande rejete,

et une forte slectivit. Loptimisation des cellules latrales permet damliorer ladapta-tion dans la bande passante. Les rsultats de trois ltres accordables hybrides autour de

0, 5 GHz et dun ltre MMIC accordable autour de 4,3 GHz sont prsents. Lorigine des

fortes pertes dinsertion du dispositif MMIC est explique.

Le quatrime et dernier chapitre est consacr la conception de ltres passe-bande

compacts double accord. Ces ltres sont bass sur la mise en cascade de rsonateurs

onde lente coupls en srie. Lapproche thorique repose sur ltude de limpdance

caractristique dun unique rsonateur partir de laquelle des relations de conception et

une mthode de synthse sont dduites. Loptimisation des rsonateurs latraux permet

ici encore dobtenir le ltre rpondant au gabarit dsir. Les mesures dun prototype xe

0,7 GHz valident une tude de sensibilit des valeurs des capacits sur les paramtres S

du ltre. Enn, les rsultats dun ltre double accord autour de 0, 7 GHz dmontrent les

performances de cette structure de ltre en termes de dimensions, daccords et de bande

rejete.

3


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4


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Chapitre 1

Filtres microondes planairesaccordables : tat de lArt

1.1 Dispositifs microondes accordables

1.1.1 Exemple dapplication

Pour rpondre aux besoins de recongurabilit des systmes dmission-rception multi-

bandes tout en vitant la multiplication des chanes de transmission au sein dun mme

systme, plusieurs architectures radiofrquences recongurables ont t proposes [27].

La gure 1.1 prsente larchitecture propose par Rebeiz [5], architecture dune chanedmission-rception tri-bandes de tlphonie sans l. Cette solution montre lintrt

vident apport par les dispositifs accordables. Ainsi, les antennes, commutateurs, adap-

tateurs dimpdance et ltres accordables permettent de traiter les diverses bandes de

frquences dvolues chaque standard (par exemple : GSM 900, DCS 1800, PCS 1900,

UMTS) tout en rduisant les dimensions. Les bandes alloues chaque standard ne pr-

sentant pas les mmes largeurs de spectre utile (voir tableau 1.1), les ltres accordables

en frquence centrale mais aussi en bande passante peuvent alors tre dune grande utilit

pour remplacer dans lexemple de la gure 1.1 les ltres en entre de chane dmission-

rception (front-end).

Les ltres microondes accordables peuvent tre utiliss dans dautres types dappli-

cations commerciales, mais galement militaires, ou encore dans des systmes de me-

sure [810].

Dautres dispositifs accordables comme les diviseurs de puissance ou les dphaseursprsentent un rel intrt, par exemple pour raliser des rseaux dantennes balayage.

5


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Standards de tlphonie

mobileGSM DCS 1800 PCS 1900 UMTS

Plages de frquence en

mission (MHz)

890-915 1710-1785 1850-1910 1920-1980

Plages de frquence en

rception (MHz)935-960 1805-1880 1930-1990 2110-2170

Tableau 1.1: Plages de frquences alloues aux standards GSM 900, DCS 1800,

PCS 1900, UMTS [11].

SP2T

SP3T SP3T

LNARseau

dadapt.

Peut tre

remplac par

SP3T SP3T

SP3T SP3T

PA

PA

PA

Rseau

dadapt.

Peut tre

remplac par

Amplificateur

de puissance

De la modulation I/Q

Peut treremplac par

0/90

Rseau

dadapt.

Rseau

dadapt.

Antenne

accordable

LNA

LNA

LNA

PA

Figure 1.1: Architecture dune chane dmission-rception tri-bandes de tlphonie

sans l propose par Rebeiz [5].

1.1.2 Technologies utilises pour raliser laccord

Plusieurs voies technologiques sont actuellement utilises pour raliser laccord des

dispositifs microondes partir dune commande lectrique : les transducteurs pizolectriques ;

6


22/163

les transducteurs photoconducteurs ;

les matriaux commandables (ferrolectriques, magntolectriques, cristaux liquides) ;

les varactors micro-lectro-mcaniques (MEMS, de langlais Micro-Electro-Mechanical

Systems) ; les varactors jonctions semiconductrices.

Nous allons prsenter un aperu de ces diffrentes technologies. Aprs un bref rappel

du principe utilis pour chacune de ces voies technologiques, des exemples de rsultats

pertinents seront cits an de permettre au lecteur de trouver matire rexion et

comparaison.

1.1.2.1 Transducteurs pizolectriquesLa pizolectricit est la proprit que possdent certains matriaux se polariser

lectriquement sous laction dune force mcanique (effet direct) et, rciproquement,

se dformer lorsquon leur applique un champ lectrique (effet inverse). Cest cet effet

inverse qui est utilis pour commander le positionnement, une hauteur h au-dessus

dune ligne de propagation, dun matriau perturbateur (voir gure 1.2), le plus souvent

dilectrique. Ceci permet alors de perturber le champ lectromagntique situ au-dessus

de la ligne de propagation en modiant la permittivit effective de la ligne. Ainsi, la

vitesse de propagation et limpdance caractristique sont galement modies, rendant

le systme accordable. Ce principe a t utilis principalement pour les dphaseurs [12,13]

et les ltres accordables [1316].

Ligne coplanaire

Matriau perturbateur Pizolectrique

Supporth

Tension de

commande

continue

Figure 1.2: Exemple de ligne de propagation coplanaire perturbe par un matriau

plac une hauteur h au-dessus de la ligne par effet pizolectrique.

Ces dispositifs permettent dobtenir de fortes variations de la permittivit effective

de la ligne de propagation (jusqu un facteur 4) induisant ainsi de fortes variations desproprits lectriques des lignes perturbes. De plus, les dispositifs prsentent de faibles

7


23/163

pertes [13] et sont adapts aux applications forte puissance. En revanche, la commutation

(mcanique) de tels dispositifs est lente. Enn, lutilisation de ces dispositifs daccord dans

des systmes de transmission embarqus est peu adapte, en raison des fortes tensions

dactivation appliquer (gnralement >50 ou 100 V), dune dlicate mise en botier etdune mauvaise immunit aux vibrations. Cependant, de tels dispositifs peuvent tre utiles

pour des systmes de mesure ou dans des stations de base subissant peu de contraintes

mcaniques.

1.1.2.2 Transducteurs photoconducteurs

Deux types de contrle optique sont gnralement distingus [17] : le contrle optique direct bas sur leffet photoconducteur, modiant les caractris-

tiques microondes et lectriques du substrat dans la zone dclairement;

le contrle optique indirect, bas sur leffet photovoltaque ou photoconducteur. Ce

contrle indirect nest pas abord ici. En effet, un composant intermdiaire est nces-

saire pour convertir le signal optique en signal lectrique. Le rel lment daccord,

du type varactor semiconducteur par exemple, utilise ensuite le signal lectrique

converti. Les pertes dinsertion et plages daccord du systme dpendent principa-

lement du varactor utilis et non de llment intermdiaire.

Leffet photoconducteur, utilis pour le contrle optique direct, repose sur la conver-

sion de photons en paires lectron-trou dans un substrat semiconducteur [18]. La gnra-

tion des paires lectron-trou, un endroit prcis du composant (voir gure 1.3) par une

source optique dnergie suprieure la bande interdite du matriau, modie localement

la conductivit et la permittivit du substrat.

La variation obtenue des proprits du substrat dpend de la puissance du signal

lumineux incident et de la tension continue applique [18,20] (voir aussi des exemples de

ralisations de dphaseurs [18,21,22] et de ltres accordables [20,23,24]). Ce type daccord

ncessite lutilisation de systmes base de bres optiques, ce qui peut tre encombrant.

Cependant, la co-ralisation des circuits microondes monolithiques intgrs (MMIC) et

optiques intgrs sur un seul et mme substrat permet de diminuer les dimensions et derendre lensemble plus compact [18]. Enn, les pertes dinsertion doivent tre amliores

8


24/163

Faisceau laserRF

& DC

Figure 1.3: Exemple de contrle optique de la frquence de rsonance dun ltre

coupe-bande en technologie microruban [19].

an de rendre lapproche optomicroonde comptitive par rapport aux MEMS et jonctions

semiconductrices.1

1.1.2.3 Substrats commandables

Nous prsentons ici trois types de technologies bases sur des matriaux capables de

voir modie, sous lapplication dun champ lectrique ou magntique, soit leur permit-

tivit soit leur permabilit . Ces matriaux sont gnralement utiliss sous forme de

couches minces dposes sur un substrat mcanique. Ainsi, contrairement linuence

locale prsente par des varactors du type MEMS ou semiconducteur, leffet exerc parces substrats commandables est distribu sur tout ou partie de la surface du dispositif.

a) Matriaux ferromagntiques

Le ferromagntisme est la proprit quont certains corps de saimanter trs fortement

sous leffet dun champ magntique extrieur statique, et pour certains (aimants, mat-

riaux magntiques durs) de garder une aimantation importante mme aprs la disparition

du champ extrieur. Cette proprit rsulte du couplage collectif des spins entre centres

mtalliques dun matriau ou dun complexe de mtaux de transitions, les moments de

tous les spins tant orients de la mme faon au sein du milieu. La permabilit du ma-

triau ferromagntique est ainsi modie sous laction de ce champ magntique. Citons

quelques exemples de dphaseurs [25,26] et de ltres [2733] accordables ferromagntique-

ment. Linconvnient majeur limitant lintgration de ces dispositifs est la ncessit davoir

un champ magntique de commande important, ce qui est obtenu par des lectro-aimants1 Un tat de lart ddi aux dispositifs contrle optique est prsent dans [18].

9


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encombrants et consommateurs de puissance lectrique.

b) Matriaux ferrolectriques

De manire duale vis--vis des matriaux ferromagntiques, les matriaux ferrolec-triques ont la particularit davoir une permittivit dilectrique variable sous leffet dun

champ lectrique statique. Ils permettent donc galement de raliser des systmes accor-

dables en frquence [34]. Le dveloppement rcent des techniques de dpts en couches

minces a entran un regain dintrt pour ces matriaux. En effet, lutilisation des ma-

triaux ferrolectriques ltat massif prsentait de nombreux inconvnients tels que de

fortes pertes, ou de fortes tensions de polarisation. Lutilisation de lms ferrolectriques

permet de minimiser ces problmes [35] ; des capacits localises ont alors pu tre ralises

avec ces lms ferrolectriques [36,37] avec des facteurs de qualit comparables ceux des

diodes jonctions semiconductrices et des valeurs de capacit variant dans un rapport

C max /C min suprieur 3 (pour une tension applique infrieure 10 V). Plusieurs dpha-

seurs accordables [3845] ont t raliss base de matriaux ferrolectriques, ainsi que

des adaptateurs dimpdance [46,47], et des ltres accordables [4855].2

c) Cristaux liquides

Gnralement utiliss pour leurs proprits optiques, les cristaux liquides prsentent un

tenseur de permittivit dont les coefficients peuvent tre modis par un champ lectrique

ou magntique basse frquence. Dans le cas des cristaux liquides thermotropes constitus

de molcules de forme allonge et utiliss pour laccord microonde, ces molcules peuvent

tre orientes dans une direction donne selon le champ lectrique de commande appliqu.

Ainsi, la permittivit du substrat cristaux liquides va tre modie, permettant alors de

commander la longueur lectrique dune ligne de propagation. Les tensions de commande

de ces substrats sont relativement faibles, gnralement infrieures une quinzaine de

volts. Cependant, les temps de rponse de ces matriaux sont importants, typiquement

suprieurs la milliseconde. De plus, lintgration de dispositifs accordables bass sur

de tels substrats parat difficile dans des technologies standard du type Bi-CMOS. Les

dispositifs microondes commands bass sur cette technologie sont principalement les2 Un tat de lart ddi aux matriaux ferrolectriques est prsent dans [35].

10


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dphaseurs [5660] ainsi que les antennes [57,61,62]3.

1.1.2.4 Varactors micro-lectro-mcaniques (MEMS)

Depuis les annes 1985 jusquaux annes 2000, la frquence de coupure des diodes semiconducteurs (par exemple les diodes p-i-n GaAs ou InP) a peu volu, passant

de lordre de 500 GHz 2000 GHz. Les varactors MEMS microondes dvelopps depuis

1990 (premier varactor MEMS microonde [63]) ont permis de franchir ce verrou techno-

logique [5] et datteindre de bonnes performances en termes de frquence de coupure et

de facteur de qualit (Q > 100 aux frquences microondes). Ce pas en avant autorise le

dveloppement de nouveaux circuits accordables adapts aux besoins actuels.

Plusieurs types de commandes peuvent tre utiliss (lectrostatique, magntostatique,

pizolectrique, ou thermique) pour rendre accordables les varactors MEMS. La com-

mande lectrostatique est la technique la plus utilise car cest la moins consommatrice

dnergie, la plus rapide en terme de commutation et celle conduisant la plus forte int-

gration. Deux congurations typiques de varactors MEMS analogiques sont prsentes

la gure 1.4. Nous entendons par varactor analogique, un varactor prsentant une capa-

cit pouvant prendre toutes les valeurs comprises entre ses deux valeurs extrmes C min etC max , par opposition avec le varactor discret qui ne prsente quun nombre ni de valeurs.

W

g

F e W

g

w

(a) (b)

F e

w

Figure 1.4: Congurations typiques de varactors MEMS analogiques. (a) poutre

double encrage (pont) et (b) poutre simple encrage (cantilever).

Lorsquune tension continue est applique entre la poutre de largeur w et llectrode

de largeur W , une force lectrostatique F e est exerce sur cette poutre comme le montre la

gure 1.4, force proportionnelle w et W . Cette force F e va alors contraindre la poutre se

dformer et se rapprocher de llectrode xe, diminuant alors la distance g. La capacit3 Un tat de lart ddi aux dispositifs accordables base de cristaux liquides est prsent dans [62]

11


27/163

prsente par le varactor, correspondant en premire approximation la capacit plan

entre les deux lectrodes (C = 0 W wg ), va alors augmenter.

Les avantages principaux de ce type de varactor sont lis son fort facteur de qua-

lit, pouvant tre suprieur 300 aux frquences millimtriques, et son bon rapportC max /C min pouvant tre suprieur 3 ou 4 pour des architectures optimises de varactors

MEMS. De plus, ces dispositifs sont trs linaires tant que la tension de commande DC

reste trs infrieure la valeur efficace de la tension RF (le point dinterception dordre 3

est suprieur 40 ou 50 dBm [5,64]). Dans le cas des ltres accordables et des adaptateurs

dimpdance, ces dispositifs sont donc bien appropris puisquils peuvent tre utiliss aussi

bien lmission (en forte puissance) qu la rception (plus faible puissance) de systmes

de transmission sans l. De plus, ces dernires annes, leffort a galement port sur la

abilit de ce type de dispositif (voir par exemple [5,65]). Des mesures faible puissance

(


28/163

taines de ces solutions (par exemple les diodes Schottky ou diodes GaAs hyper-abruptes)

sont spcialement tudies pour maximiser le rapport C max /C min pouvant atteindre des

valeurs suprieures 6 ou 8, ainsi que le facteur de qualit (lequel ne dpasse cependant

pas la centaine au-del de la dizaine de GHz). Bien que prsentant des pertes relative-ment fortes au-del de la dizaine de GHz, les atouts de cette technologie sont multiples.

Tout dabord, lintgration de tels dispositifs est actuellement bien matrise. De plus, la

tension dactivation est relativement faible (


29/163

De telles caractristiques idales ne peuvent pas tre obtenues ; le but de la conception de

ltres est donc dapprocher les spcications avec une tolrance acceptable [138]. Quatre

catgories de ltres peuvent tre rpertories :

les ltres passe-bas qui ne laissent passer que les frquences infrieures la frquence

de coupure f c et qui rejettent les frquences suprieures f c ;

les ltres passe-haut qui rejettent les frquences infrieures et transmettent les fr-

quences suprieures f c ;

les ltres passe-bande qui permettent la transmission uniquement dans une bande de

frquences f centre sur la frquence centrale f 0 et qui interdisent la transmission

hors de cette bande passante;

les ltres coupe-bande ou rjecteurs qui sont le complment des ltres passe-bande.

Dans la suite, nous nous intresserons prioritairement aux ltres passe-bande. La gure

1.5 reprsente le module |S 21| de deux ltres passe-bande xes non idaux prsentant lesmmes caractristiques dans la bande passante mais des attnuations hors bande passante

diffrentes.

-40

-30

-20

-10

0

0 0,5 1 1,5 2

3 dB

f 3 dB

= 0,23 GHz

0,4 GHz

0,5 GHz

Filtre 1

Filtre 2

IL

Ls 1

Ls 2

f Ls 1

f Ls 2 M o d u l e d e S

2 1

( d B )

Frquence (GHz)

Figure 1.5: Modules |S 21| de deux ltres passe-bande non idaux prsentant lesmmes caractristiques dans la bande passante (mmes pertes dinsertion, adaptation

dans la bande passante, facteur de qualit et pentes des droites de rjection) maisdes niveaux de rjection hors bande passante diffrentes.

14


30/163

La gure 1.5 permet de dnir les nombreux critres utiles pour quantier les perfor-

mances dun ltre. Parmi ces critres, les plus importants sont :

la frquence centrale du ltre f 0 et sa bande passante f (par dfaut, la bande

passante considre est la bande passante 3 dB appele f 3dB ) ou son facteurde qualit (charg) QL = f 0 f 3dB ;

les pertes dinsertion IL dans la bande passante du ltre ;

ladaptation RL ou le taux dondulation dans la bande passante ;

la pente des droites de rjection ou le facteur de forme F s = f 3dB f L s dB o f L s dBcorrespond la largeur de la bande passante Ls dB ;

la largeur (en Hz) et la profondeur Ls (en dB) de la bande rejete;

les dimensions du ltre ;

laccord de la frquence centrale et/ou de la bande passante pour les ltres accor-

dables.

Ainsi, lexistence de ces nombreux critres rend la comparaison des diffrentes topolo-

gies de ltres trs complique, notamment pour les ltres accordables.

De nombreuses mthodes de synthse de ltres RF/microondes adaptes aux diverses

topologies de ltres ont t labores pour rpondre aux gabarits de ltrage dsirs. Parmices mthodes de conception, nous pouvons citer par exemple la mthode des pertes din-

sertion trs largement utilise, mais galement la mthode des paramtres images ,

mthodes dcrites dans de nombreux ouvrages [138,139] ou encore des mthodes num-

riques telles que la mthode des matrices de couplage dcrite dans [34].

Remarque : dans lexemple de la gure 1.5, Ls est pris gal Ls . Ds prsent, nous

considrerons toujours ce critre o Ls = Ls . Ainsi, le facteur de forme F s est dni pour

une profondeur de bande rejete donne. En pratique, ce critre sera considr en bande

troite car peu de publications prsentent les mesures en large bande des ltres raliss.

1.2.2 Facteurs de mrite de ltres microondes

Comme nous lavons vu, de nombreux critres sont ncessaires pour quantier les per-

formances dun ltre xe ou accordable. Par ailleurs, la comparaison de ltres accordablespeut tre intressante pour aider les concepteurs microondes choisir le ltre le plus per-

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tinent pour une application donne. Nous allons donc chercher ici dnir de nouveaux

facteurs de mrite ddis la comparaison des ltres accordables. Ces facteurs de mrite

sont bass sur le facteur de mrite propos par Simine [140]. Tout dabord, un facteur de

mrite pour les ltres xes est driv an damliorer la prise en compte de lattnuationdans la bande rejete et des pertes dinsertion dans la bande passante. Ensuite, deux

facteurs de mrite ddis aux ltres accordables en frquence centrale sont proposs. Un

facteur de surface est galement propos pour prendre en compte la compacit des struc-

tures de ltres. Enn, des facteurs de mrite ddis dautres types de ltres microondes

accordables sont proposs et discuts.

1.2.2.1 Facteurs de mrite de ltres microondes non-accordablesa) Facteur de mrite initial

Le facteur de mrite dni par Simine [140] est le suivant :

F Simine = Ls

1/F s 1RL Q L

IL . (1.1)

Ce facteur de mrite F Simine est dautant plus lev que ladaptation RL et que le facteur

de qualit QL du ltre sont levs dune part, et que les pertes dinsertion I L sont faibles

dautre part (ce qui est pris en compte par le terme RL Q LIL ). En revanche, ce facteur de

mrite prsente un paradoxe. En effet, pour les deux ltres de la gure 1.5 prsentant

les mmes caractristiques dans la bande passante du ltre (mmes pertes dinsertion,

adaptation, facteur de qualit et pentes des droites de rjection), le facteur de mrite est

sensiblement meilleur pour le ltre 1 que pour le ltre 2 alors que ce dernier prsente un

meilleur niveau de rjection hors bande passante que le ltre 1 (voir tableau 1.2). Ceci

est d la mauvaise prise en compte des pertes dinsertion et de la profondeur Ls de labande rejete. Le premier terme de ce facteur de mrite Ls1/F s 1 doit ainsi tre modi.

b) Facteur de mrite modi

An de lever ce paradoxe, dnissons un nouveau facteur de mrite pour les ltres xes :

F 0 = F s (Ls IL ) RL QL

IL . (1.2)

Comme prcdemment, ce nouveau facteur de mrite F 0 est ddi aux ltres fort facteurde qualit, ce qui sera pertinent par la suite pour dnir un facteur de mrite ddi aux

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f 3 dB IL RL L s f Ls dB F s 1/ 1s

s

L

F F Simine

Filtre 1 0,23 GHz 6 dB 15 dB 20 dB 0,4 GHz 0,575 27,1 dB 294

Filtre 2 0,23 GHz 6 dB 15 dB 30 dB 0,5 GHz 0,46 25,6 dB 278

Tableau 1.2: Paramtres et facteurs de mrite prsents par les ltres 1 et 2 de la

gure 1.5.

ltres accordables, bande troite exclusivement. Le premier terme F s (Ls IL ) permet prsent de mieux prendre en compte la rjection et les pertes dinsertion du ltre. Ce terme

reprsente le facteur de forme rel du ltre. En effet, le facteur de forme F s caractrise la

transmission du ltre dun point de vue frquentiel, alors que le terme (Ls IL ) reprsentelattnuation relle entre les signaux transmis dans la bande passante et les signaux rejets

hors de cette bande. prsent, les ltres 1 et 2 prsentent des facteurs de mrite de 88

et 120 dB, respectivement. Les performances hors bande des ltres sont alors prises en

compte avec ce nouveau facteur de mrite, le F 0 du ltre 2 tant 36% plus grand que celui

du ltre 1.

1.2.2.2 Facteurs de mrite de ltres microondes accordables

A prsent quun facteur de mrite adquat pour les ltres passe-bande a t tabli,

nous allons le dcliner pour les diffrents types de ltres accordables.

a) Filtres passe-bande accordables en frquence centrale

Ces ltres reprsentent la majorit des cas rencontrs dans le domaine du ltrage ac-

cordable microonde. Le facteur de mrite ci-dessous est ddi ce type de dispositif :

F f 0 = F s (Ls IL ) RL QL

IL f 0/f 0

( f max / f min )r. (1.3)

Les pertes dinsertion IL , le facteur de qualit QL et le facteur de forme F s correspondent

aux valeurs moyennes sur toute la plage daccord. Ladaptation RL considre correspond

ladaptation dans le pire cas sur toute la plage daccord.

Ce facteur de mrite est proportionnel laccord relatif f 0/f 0 de part et dautre dela frquence de travail f 0 du ltre. De plus, pour beaucoup dapplications ncessitant des

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ltres accordables en frquence centrale, la largeur f 3dB de cette bande passante doit res-

ter constante sur toute la plage daccord de f 0 : le facteur rsiduel ( f max / f min )r prend

ce critre en considration, f max et f min tant respectivement les bandes passantes

3 dB maximale et minimale du ltre accordable sur toute la plage daccord.Pour tenir compte de laspect surface occupe , un second facteur de mrite peut

tre obtenu :

F f 0 _ S = F f 0c2

S f 20(1.4)

o c est la vitesse de la lumire dans le vide et S est la surface du ltre en m2. Le facteur

de surface c2

S f 20doit tre aussi grand que possible pour obtenir un ltre compact. La

permittivit relative effective du matriau sur lequel le ltre est ralis nest pas considreici. Ceci est d dune part au fait que peu de publications prcisent ce paramtre, et

dautre part au fait que les contraintes technologiques peuvent empcher le transfert

dune topologie de ltres donne dans une autre technologie.

b) Filtres passe-bande accordables en bande passante

Le mme type de facteurs de mrite peut tre obtenu pour les ltres accordables en

bande passante :F f = F s (Ls IL )

RL QLIL

f max / f min( f 0/f 0)r

(1.5)

o f max / f min reprsente le rapport obtenu de la plage daccord de la bande passante

et ( f 0/f 0)r reprsente le dsaccord rsiduel relatif de la frquence centrale du ltre surtoute la plage daccord de la bande passante. De la mme manire que prcdemment, un

second facteur de mrite prenant en compte la compacit de ces ltres peut tre dni :

F f _ S = F f c2S f 20. (1.6)

Les ltres passe-bande microondes accordables en bande passante sont actuellement peu

nombreux. Ces deux facteurs de mrite (1.5) et (1.6) ne seront donc pas utiliss dans la

suite de ce chapitre.

c) Filtres passe-bande double accord

Ces ltres sont la fois des ltres accordables en frquence centrale et accordables enbande passante. Il serait possible de dnir de nouveaux facteurs de mrite pour ces ltres

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comme nous lavons fait prcdemment, cependant, le nombre de critres pris en compte

dans ces formules limiterait grandement leur pertinence. Par ailleurs, gnralement les

ltres double accord sont prsents dans le meilleur des cas : laccord de la frquence cen-

trale est gnralement propos pour une (voire exceptionnellement deux) bande passantedonne, et laccord de la bande passante est dmontr uniquement la frquence centrale

moyenne du ltre. Laccord de la bande passante sur une large plage daccord de f 0 nest

pas propos, except dans [133] o une gure de mrite prsente lensemble des facteurs

de qualit obtenus en fonction des frquences centrales obtenues.

Ainsi, il semble pertinent pour comparer ces ltres de considrer les facteurs de mrite

ddis aux ltres accordables en frquence centrale ainsi que laccord maximal obtenu de

la bande passante f max / f min .

d) Filtres passe-bas accordables en bande passante

Nous dnissons enn deux facteurs de mrite ddis aux ltres passe-bas microondes

accordables :

F f c = F s (Ls IL ) RL QL

IL f c/f c (1.7)

etF f c _ S = F f c

c2

S f 2c. (1.8)

Ces facteurs de mrite sont proportionnels laccord relatif de la bande passante f c/f cde part et dautre de la frquence de coupure moyenne f c du ltre. Peu de ltres passe-bas

microondes accordables sont dnombrs. Ces facteurs de mrite ne seront donc pas utiliss

dans la suite de ce chapitre mais sont prsents ici en vue de futures comparaisons.

1.2.3 Filtres passe-bande microondes planaires accordables

Cette partie est consacre prsenter les principales topologies de ltres passe-bande

accordables dans le domaine des radiofrquences et microondes. Cette tude se limite aux

topologies de ltres planaires. Ces technologies visent rsoudre le problme dencombre-

ment rencontr dans les technologies volumiques (du type guides donde rectangulaires),

et donc en faciliter lutilisation dans des systmes embarqus; la contre-partie tant une

utilisation de ces structures compactes pour de plus faibles puissances et avec des pertesplus leves. De plus, la ralisation de ltres planaires est simple et peu coteuse par

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rapport aux ltres volumiques. Les applications vises par les ltres accordables (notam-

ment en frquence centrale) tant du type bande troite, seules des topologies de ltres

accordables haut facteur de qualit (QL > 5) sont tudies.

1.2.3.1 lments localiss

Les ltres lments localiss utiliss en microondes sont bass sur le mme prin-

cipe que les ltres classiques plus basse frquence utilisant des capacits et inductances

localises en technologie CMS, hybride, MMIC ou encore MEMS. Ces ltres sont trs

compacts. Des lments semi-localiss (du type lignes de propagation assimiles des

lments capacitifs ou inductifs) peuvent galement tre considrs pour raliser ce type

de ltre. Ces lments semi-localiss doivent prsenter des dimensions faibles devant la

longueur donde pour ne pas rsonner des frquences o leurs dimensions sont de lordre

de la demi-longueur donde [34]. La modlisation en lments localiss de telles struc-

tures permet alors de prvoir correctement leur rponse frquentielle autour de la bande

passante. En revanche, la rponse en large bande de cette modlisation sloigne trs ra-

pidement des rsultats de mesure, laspect propagatif ntant pas pris en compte dans ces

modlisations. Ainsi, des rsonances parasites apparaissent haute frquence en mesure,les largeur et profondeur de la plage de rjection ne sont alors pas correctement prvues

par la modlisation.

Laccord de tels ltres est obtenu en substituant certains de ces lments localiss xes

par des lments accordables, notamment les capacits xes par des capacits accordables

[51, 78, 79, 81, 82, 86, 87, 94, 96]. Les rfrences [87] et [96] prsentent des ltres double

accord.

Dans [87] des varactors MEMS sont utiliss pour obtenir le double accord dun ltre

passe-bande 1,3 GHz avec une variation de la frquence centrale de35% pour un facteurde qualit moyen de 4,4, des pertes dinsertion de lordre de 1 dB et une adaptation

de 13 dB. la frquence moyenne de travail du ltre, laccord de la bande passante

est f max / f min = 5 pour des pertes dinsertion infrieures 3 dB et une adaptation

meilleure que 9 dB.

La rfrence [96] prsente un ltre double accord autour de 10,5 GHz (en technologieMEMS), optimis en termes de pertes dinsertion, de facteur de forme et de bande reje-

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te, et ralis avec deux ltres accordables passe-bas et passe-haut lments localiss.

Laccord relatif f 0/f 0 est de lordre de 14% pour un facteur de qualit moyen du ltredans le meilleur des cas de lordre de 7, les pertes dinsertion tant alors de lordre de 10

dB. Laccord de la bande passante est galement propos : f max / f min 2, 5 pour despertes dinsertion importantes (entre 4 et 11 dB) et une adaptation meilleure que 10 dB.

1.2.3.2 Structures priodiques bandes interdites lectromagntiques

Pour obtenir des ltres forte slectivit, une solution consiste en optique utiliser

des structures priodiques bandes interdites photoniques [141]. Ce type de structure pr-

sente une rponse spectrale constitue de bandes de frquences successivement permises

et interdites. En microonde, la structure quivalente est appele structure bandes in-terdites lectromagntiques (BIE). Dj tudies en 1983 [142], elles sont depuis quelques

annes massivement utilises pour concevoir par exemple des ltres passe-bas [143147],

passe-bande [148150] ou rjecteurs de bande [151153]. Des ltres passe-bas accordables

constitus dune ligne de propagation charge priodiquement par des lments capacitifs

sont bass sur ce concept [154156]. Les dimensions longitudinales inter-capacits de telles

structures pouvant tre faibles devant la longueur donde, lapproche de conception du

type ltre lments localiss ou semi-localiss peut tre envisage, laspect large bande

ntant alors pas pris en compte.

Ce type de structure pouvant prsenter une large bande rejete [101], une approche

thorique semi-rpartie (prenant en considration un modle rparti des lignes de propa-

gation et un modle localis des capacits ou varactors considrs) peut tre judicieuse

pour mettre cette proprit en vidence et prdire les largeur et profondeur de la bande

rejete. Cest ce point de vue qui sera dvelopp et exploit pour les ltres tudis auxchapitres 3 et 4 prsentant des largeurs de bandes rejetes jusqu 8, voire 10 fois la

frquence de travail.

1.2.3.3 Rsonateurs quart donde

Ces rsonateurs distribus prsentent une longueur gale au quart de la longueur

donde la frquence fondamentale de rsonance f 0. Des rsonances peuvent galement

apparatre aux frquences (2k + 1) f 0, avec k = 1, 2, 3,... . La gure 1.6 prsente les deuxtopologies de ltres rsonateurs quart donde (a) en peigne et (b) interdigits.

21


37/163

(a) (b)

0 /4 0 /4

Figure 1.6: Topologies de ltres rsonateurs quart donde (a) en peigne et (b)

interdigits.

a) rsonateurs en peigne

Les ltres rsonateurs en peigne sont plus connus sous leur dnomination anglo-saxone

ltres combline . Chaque ligne quart donde court-circuite lune de ses deux extr-

mits est relie une capacit lautre extrmit, les rsonateurs ainsi constitus tant

positionns en tte--tte . Lorsque la capacit est variable, la frquence centrale du

ltre devient accordable [15,50,54,55,115,127,129131,133135,157,158]. Le contrle ducouplage inter-rsonateurs [92,130,133] permet de contrler galement la bande passante.

Dans [133], le ltre double accord hybride 0,64 GHz est trs performant et prsente

notamment un facteur de qualit lev QL = 54. Le contrle du couplage inter-rsonateurs

et donc de la bande passante est obtenu par des rducteurs de couplages contrls par

varactors et positionns entre les rsonateurs parallles. Ce ltre est compact ( c2

S f 20= 69 )

et prsente une forte accordabilit en frquence centrale (

34%) et en bande passante

(rapport f max / f min = 2, 3). Le facteur de qualit lev de ce ltre a pu tre obtenu

grce des varactors mcaniques contrlant la frquence centrale du ltre, prsentant de

forts facteurs de qualit. Enn, ce ltre prsente un pic de rsonance basse frquence (

environ f 0/ 2).

Le double accord a galement t obtenu dans [92] en insrant priodiquement des

capacits de couplage entre les rsonateurs parallles pour contrler le couplage et donc

la bande passante du ltre. Laccord de la frquence de rsonance est obtenu par descommutateurs contrlant la longueur lectrique des rsonateurs quart donde. Un accord

22


38/163

relatif de la frquence centrale de27% a t obtenu pour un facteur de qualit moyen surtoute la plage daccord QL = 13. Laccord maximal obtenu ( f max / f min ) de la bande

passante est de 4,1. Cet accord de la bande passante dgrade trs fortement la rjection

du ltre en haute frquence, rjection qui dans le meilleur des cas prsente une secondersonance environ deux fois la frquence centrale du ltre. Enn, le facteur de surface

de ce ltre c2

S f 20est de lordre de 22, correspondant alors un ltre relativement peu

compact.

b) rsonateurs interdigits

Similaires aux ltres combline , les ltres rsonateurs interdigits sont constitus

de lignes de propagation quart donde ( la frquence centrale f 0) disposes en parallle.

Chacune de ces lignes quart donde court-circuite lune de ses deux extrmits est en

circuit ouvert lautre extrmit, les rsonateurs ainsi constitus tant positionns en

tte-bche . La seconde plage de frquence prsentant une rsonance se trouve alors

autour de la frquence 3 f 0. Laccord de la frquence centrale est obtenu en modiantla longueur lectrique des rsonateurs quart donde. Plusieurs ltres accordables rso-

nateurs interdigits ont t raliss en plaant une capacit entre lextrmit en circuitouvert et la masse de ces rsonateurs [125,126,159]. Laccord de la frquence centrale a

galement t obtenu en allongeant la longueur physique des rsonateurs quart donde par

lintermdiaire de commutateurs MEMS [88].

1.2.3.4 Rsonateurs demi-onde

Ces rsonateurs prsentent une longueur gale la moiti de la longueur donde la

frquence fondamentale de rsonance f 0. Des rsonances peuvent galement apparatre

aux frquences n f 0, avec n = 2, 3,... . La gure 1.7 prsente deux topologies de ltres

rsonateurs demi-onde coupls (a) en parallle et (b) en srie.

Un autre type de rsonateur demi-onde utilis pour raliser des ltres accordables

nest pas prsent dans cette tude : le rsonateur demi-onde en boucle ouverte [160].

Deux ltres passe-bande accordables en frquence centrale ont t raliss avec cette

topologie de ltre, le premier tant accordable par un transducteur pizolectrique [14],le second tant accordable par des commutateurs MEMS modiant la longueur physique

23


39/163

(a)

(b)

0 /2

0 /2

Figure 1.7: Topologies de ltres rsonateurs demi-onde coupls (a) en parallle et

(b) en srie.

des rsonateurs [93].

a) rsonateurs demi-onde coupls en parallle

Ces ltres sont constitus de rsonateurs demi-onde coupls en parallle sur la moiti

de leur longueur avec les rsonateurs adjacents. Typiquement, ce type de disposition

des rsonateurs (permettant dobtenir de forts couplages) rend cette topologie de ltres

moins adapte aux bandes passantes troites que les ltres demi-onde coupls en srie

[34]. Laccord de la frquence centrale peut tre obtenu en chargeant les rsonateurs par

des varactors [97, 161], en modiant la longueur physique des rsonateurs laide de

commutateurs photoconducteurs [24], en utilisant des substrats commands [31,32,48] ou

en dposant un substrat dilectrique au-dessus du ltre [13].

Un ltre hybride 10 GHz a rcemment dmontr le double accord de la frquence

centrale et de la bande passante [137] de manire discrte avec des diodes p-i-n. Laccord

de la frquence centrale a t obtenu en modiant la longueur physique des rsonateursalors que des stubs de couplage insrs entre les deux rsonateurs demi-onde parallles

permettent le contrle de la bande passante. Trois positions de la frquence centrale ont

t obtenues 9, 10 et 11 GHz, deux facteurs de qualit (QL 8 et QL 14) pouvanttre slectionns pour chacune de ces frquences centrales. Les pertes dinsertion de ce

ltre sont infrieures 2 dB et ladaptation est meilleure que 14 dB.

b) rsonateurs demi-onde coupls en srieLes accords de la frquence centrale et de la bande passante des ltres rsonateurs

24


40/163

coupls en srie sont obtenus en modiant respectivement la longueur lectrique des rso-

nateurs et le couplage entre eux. Laccord de la frquence centrale a pu tre obtenu laide

dun substrat ferrolectrique [49]. Plus gnralement cet accord a t montr en chargeant

les rsonateurs par des varactors placs en parallle [80,83,84,90,91,95]. Laccord de labande passante, ralis en modiant le couplage inter-rsonateurs, a t obtenu dans [128]

o ( f max / f min = 3) pour une frquence centrale xe de 10 GHz.

Dans les rfrences [90,91], le double accord a t dmontr avec des varactors MEMS.

Dans [91], les mesures prsentes semblent montrer, pour une frquence centrale donne,

un accord de la bande passante f max / f min < 2. Laccord de la frquence centrale tait,

quant lui, de lordre de

16% autour de 8,2 GHz pour un facteur de qualit moyen de

6,8, des pertes dinsertion maximales infrieures 3,8 dB et une forte uctuation de la

bande passante dans un rapport 1 :1,4 sur la plage daccord.

Les ltres double accord raliss dans le cadre de cette thse sont bass sur le mme

type de structure que [91], ltre double accord paru durant la thse. Le ltre de la rfrence

[162] est le premier prototype double accord que nous avons ralis. Une mthode de

conception propose dans le chapitre 4 de ce manuscrit a permis doptimiser ce type de

ltre et de concevoir un second prototype hybride optimis prsentant un accord continude la bande passante et de la frquence centrale autour de 0,7 GHz, laccord tant obtenu

avec des varactors jonctions semiconductrices. Laccord de la frquence centrale est de

24, 5% (21, 5%, respectivement) pour une bande passante de 50 MHz (100 MHz,respectivement), les pertes dinsertion tant infrieures 5,4 dB, et ladaptation meilleure

que 11 dB. Laccord maximal obtenu de la bande passante, une frquence donne, est

f max / f min > 4.

1.2.3.5 Rsonateurs en boucle ferme

Ces rsonateurs sont constitus dune ligne de propagation en boucle ferme dont le

primtre est gal la longueur donde. Des ltres accordables en frquence centrale [118

120,122,123,132] ont alors t raliss partir de ces rsonateurs, la premire ralisation

datant de 1986.

Dans [132], un ltre hybride double accord 1,75 GHz a t ralis en contrlant lesfrquences de rsonance des modes pairs et impairs. Ceci a t obtenu en contrlant des

25


41/163

varactors disposs sur deux plans perpendiculaires sur la boucle rsonante.

1.2.3.6 Rsonateurs DBR

Les rsonateurs DBR (Dual Behavior Resonators) sont constitus dune ligne de pro-

pagation charge par deux stubs parallles en circuit ouvert [163, 164]. Le rsonateur

demi-onde cr par ces deux stubs permet dobtenir une bande passante centre la fr-

quence fondamentale f 0, la longueur de chacun de ces deux stubs tant gale au quart

de la longueur donde, lun pour une frquence infrieure et lautre pour une frquence

suprieure la frquence f 0, ce qui permet alors de dnir des zros de transmission de

part et dautre de f 0 et accrotre ainsi la slectivit du dispositif.

Dans [89], un ltre double accord a t ralis avec ces rsonateurs autour de 34 GHz.Laccord est ralis laide de varactors MEMS placs lextrmit de chaque stub

an de contrler la position des zros de transmission de part et dautre de la bande

passante. Les mesures montrent un accord relatif de la frquence centrale de2, 4% pourun facteur de qualit moyen QL = 11, 6, des pertes dinsertion de 3,6 dB et une adaptation

meilleure que 20 dB. Des simulations montrent un possible accord de la bande passante

( f max / f min = 2) pour ce ltre.

1.2.3.7 Rsonateurs patch

Un ltre accordable constitu dun rsonateur patch triangulaire a galement t tudi

pour raliser laccord de la bande passante [136]. Ce patch, dont la longueur des cts

est environ gale la demi-longueur donde la frquence de travail, permet dobtenir

laccord discret de la bande passante dans un rapport f max / f min = 1, 9. Cet accord est

obtenu en connectant ou non, laide dune diode p-i-n utilise comme commutateur, unstub lun des trois cts du patch.

1.2.4 tude comparative de ltres accordables1.2.4.1 Filtres accordables en frquence centrale

Un grand nombre de ltres microondes accordables a t tudi, notamment depuis

une dizaine dannes. Il parat donc important de comparer les performances de ces topo-

logies de ltres accordables. La recherche dans ce domaine ayant principalement port surlaccord de la frquence centrale du ltre, nous avons souhait ici comparer ces ltres RF

26


42/163

et microondes au moyen des facteurs de mrite dnis au paragraphe 1.2.2.2. Des gures

de mrite sont alors prsentes. Cette tude nest pas exhaustive ; elle a pour unique but

de dresser un aperu des performances atteintes dans le domaine du ltrage accordable

en frquence centrale, les ltres compars ici ayant t publis il y a moins de 5 ans etprsentant toutes les caractristiques requises pour pouvoir tre compars. Par ailleurs,

puisque la majorit des travaux publis ne prsentent pas les rsultats en large bande, la

rjection Ls est considre seulement au voisinage de la bande passante du ltre4.

La gure 1.8 compare le facteur de mrite F f 0 donn par (1.3) de ltres accordables

publis depuis 5 ans en fonction de leur frquence moyenne de travail.

0

5

10

15

20

25

1 10

Frquence moyenne de travail (GHz)

Salahun-02

Young-03

Hsieh-03

Kim-04

Sanchez-05 ( F f0

=106)

Sanchez-05

Pistono-05

Nath-05Chauraya-05

Leon-05

Rahman-03

Lei-05

Eriksson-05

Al-Ahmad-05

F

a c t e u r

d e m

r i t e F

f 0

( d B )

Kim-02

Liu-01 Abbaspour-02

Fourn-03

Lakshminar.-03

Abbaspour-03

Fourn-03

Kraus-04

Entesari-05

Nordquist-05

Nordquist-04

Pothier-05

Mercier-04

Siegel-05

Lugo-06

Pothier-05

Kim-02

Figure 1.8: Figure de mrite F f 0 en fonction de la frquence moyenne de travail des

ltres.

Comme le montre la gure 1.8, le facteur de mrite F f 0 ne dpasse pas 10 dB pourdes ltres centrs sur des frquences suprieures 20 GHz. La principale explication de

ce faible facteur de mrite pour des frquences leves est prsente la gure 1.9 qui

montre laccord relatif de la frquence centrale f 0/f 0. En effet, ces frquences detravail, la plage daccord de f 0 obtenue est faible, et ne dpasse pas 10%. Par ailleurs,la gure 1.8 montre que pour des frquences de travail infrieures 5 GHz, le facteur

de mrite F f 0 peut facilement atteindre 15 ou 20 dB, le ltre le plus tudi dans cette4 An de faciliter les comparaisons dans cette tude, L s a t pris gal 30 dB lorsque les rsultats le

permettaient, et gal 20 dB sinon.

27


43/163

plage de frquences tant le ltre combline. Les topologies de ltres base de rsonateurs

demi-onde coupls en srie, ou en parallle ont dj t tudies pour raliser laccord

de la frquence centrale sur une large gamme de frquences alors que dautres topologies

du type ltres rsonateurs quart donde interdigits semblent jusqualors navoir tque peu investigues comme en atteste le nombre de publications pour chacune de ces

topologies.

1

10

1 10

A c c o r d r e

l a t i f ( + / - f 0 / f

0 )

Salahun-02

Young-03

Hsieh-03

Kim-04

Sanchez-05Sanchez-05

Pistono-05

Nath-05Chauraya-05

Leon-05

Rahman-03Lei-05Eriksson-05

Al-Ahmad-05

Kim-02

Liu-01

Abbaspour-02

Fourn-03

Lakshminar.-03

Abbaspour-03

Fourn-03

Kraus-04Entesari-05

Nordquist-05

Nordquist-04Pothier-05

Pothier-05

Mercier-04

Siegel-05Lugo-06


Kim-02

Figure 1.9: Accord relatif de la frquence centrale des ltres.

La gure 1.10 prsente les pertes dinsertion maximales des ltres accordables en

fonction de la frquence moyenne de travail des ltres. Cette gure de mrite montre

que des efforts ont t faits pour minimiser les pertes dinsertion haute frquence et

maintenir des pertes dinsertion infrieures 4 dB au dtriment de laccord de la frquence

centrale. Ceci a t principalement obtenu grce aux varactors raliss en technologie

MEMS permettant dobtenir de bons facteurs de qualit au-del de 10 GHz. Notons enn

quenviron deux tiers des ltres accordables publis ces cinq dernires annes sont conus

avec cette technologie MEMS permettant dexplorer des plages de frquences non encore

envisageables dans dautres technologies.

An de mettre en avant la compacit des diffrents ltres, la gure 1.11 compare le

facteur de mrite F f 0 _ S donn par (1.4).La gure 1.11 montre que pour des ltres faible frquence centrale, le facteur de

28


44/163

0

1

2

3

4

5

6

7

8

1 10

P e r

t e s

d ' i n s e r t

i o n m a x

i m a l e s

( d B )


Salahun-02

Young-03

Hsieh-03

Kim-04

Sanchez-05

Sanchez-05Pistono-05 Nath-05

Chauraya-05 Leon-05

Rahman-03Lei-05

Eriksson-05

Al-Ahmad-05Kim-02

Liu-01

Abbaspour-02

Fourn-03Lakshminar.-03

Abbaspour-03Fourn-03Kraus-04

Entesari-05

Nordquist-05

Nordquist-04

Pothier-05

Pothier-05Mercier-04

Siegel-05Lugo-06

Kim-02

Figure 1.10: Pertes dinsertion maximales du ltre la frquence centrale.

surface peut atteindre des valeurs suprieures 100 conduisant un facteur de mrite

F f 0 _ S > 2000 dB. Outre les topologies de ltres lments localiss, les deux topologies

de ltres combline et ltres rsonateurs demi-onde coupls en srie permettent dobtenir

les ltres les plus compacts.Dautres ltres publis devraient tre insrs dans cette tude comparative pour ac-

qurir une vue globale des performances proposes par les diffrentes topologies de ltres

accordables en frquence centrale. Cependant, il semble clair que loptimisation de va-

ractors fort facteur de qualit et large plage daccord reste un point crucial pour

la ralisation de ltres accordables trs slectifs (QL > 20) aux frquences microondes.

Pour contourner ce problme et essayer de limiter les pertes dinsertion la frquence

centrale, lutilisation de varactors mcaniques [133] a t considre. Par ailleurs, an de

complter cette tude, une prsentation des mesures en large bande des ltres accordables

permettrait de comparer la qualit de la rjection de ces diffrentes topologies de ltres.

1.2.4.2 Filtres double accord

Les ltres double accord publis sont actuellement peu nombreux dans le domaine

RF/microondes [87,8992,96,132,133,137, 162]. Par ailleurs, peu dentre eux prsententtoutes les caractristiques ncessaires pour les comparer avec les facteurs de mrite que

29


45/163

10

100

1000

104

1 10 100 1000

F a c t e u r

d e M r i t e F

f 0_ S

( d B )

Facteur de surface

(a)

Salahun-02

Young-03

Hsieh-03

Kim-04

Tombak-03

Sanchez-05

Pistono-05

Nath-05

Chauraya-05Leon-05

Lei-05

Al-Ahmad-05

Sanchez-05

F f0_S

=61.103 dB

10

100

1000

1 10 100 1000

Kim-02Liu-01

Kim-02Abbaspour-02

Fourn-03Lakshminar.-03

Abbaspour-03Kraus-04

Nordquist-05 Nordquist-04

Pothier-05Pothier-05

Entesari-05

Mercier-04

Facteur de surface(b)

F a c

t e u r

d e M r i t e F

f 0_

S

( d B )

Figure 1.11: Pertes dinsertion maximales du ltre la frquence centrale (a) pour

des frquences infrieures 5 GHz et (b) pour des frquences suprieures 5 GHz.

nous avons dni prcdemment.

Nous allons donc chercher ici rsumer les principaux avantages et inconvnients de

ces ltres double accord. Le tableau 1.3 rcapitulatif rsume les performances de ces ltres.

Nous pouvons tout dabord remarquer que ces ltres ont t exclusivement raliss

avec des lments daccord localiss du type :

varactors MEMS digitaux et commutateurs [87,91,92,96] frquences de travaildes ltres raliss couvrant une large plage de frquences RF et microondes ;

varactors MEMS analogiques [89, 90] frquences de travail des ltres raliss30


46/163

Filtres double accord

publis Y o u n g - 2

0 0 3

F o u r n -

2 0 0 3

K r a u s - 2

0 0 4

M e r c i e r -

2 0 0 4

P i l l a n s - 2

0 0 5

L e i - 2

0 0 5

C a r e y - 2

0 0 5

S a n c

h e z -

2 0 0 5

P i s t o n o -

2 0 0 5

L u g o -

2 0 0 6

Frquence

centrale (GHz) 1 , 3 G H z

3 4 G H z

8 , 2 G H z

4 2 , 8

G H z

1 0 , 5

G H z

1 , 7 5 G H z

0 , 6 2 G H z

0 , 6 4 G H z

0 , 6 6 G H z

1 0 G H z

Accord 0 0/ f f 3 5 %

2 , 4

%

1 6 %

2 , 9 %

1 4 % 8 % 2 7

% 3 4 %

2 3 %

1 0 %

Bande passante

f 3 dB moyenne

sur la plage

daccord

0 , 3 G H z

2 , 9 G H z

1 , 2 G H z

2 , 8 G H z

1 , 5 G H z

0 , 1 8 G H z

4 8 M H z

1 2 M H z

5 0 M H z

0 , 8 1 G H z

Fluctuation de la

bande passante 1 : 1 , 4

1 : 1 , 1

1 : 1 , 4

1 : 1

~ 1 : 1

1 : 2 , 1

1 : 1 , 1

1 : 2 , 1

1 : 1

1 : 1 , 3

Facteur de qualit

Q L moyen sur la

plage daccord 4 , 4

1 1 , 6

6 , 8

1 5 , 3

~ 7 9 , 5

1 3 , 1

5 4 1 3 , 2

1 2 , 3 A

c c o r

d d e l a f r q u e n c e c e n r a l e f

0

p o u r u n e

b a n d e p a s s a n t e

f 3

d B f

i x e

d s i r e

Pertes dinsertion

maximales f 0 1 d B

3 , 6 d B

3 , 8 d B

3 , 5 d B

1 0 d B

5 d B

2 d B

5 d B

5 d B

1 , 9 d B

Bande passante

minimale f 3 dB 0 , 1 2 G H z

1 , 9 G H z

~ 0 , 5

G H z

2 , 0 5 G H z

~ 1 , 4

G H z

0 , 2 G H z

1 6 M H z

6 , 5 M H z

5 0 M H z

0 , 8 5 G H z

Bande passante

maximale f 3 dB 0 , 6 G H z

3 , 9 G H z

~ 1 G H z

2 , 8 G H z

~ 3 , 5

G H z

0 , 3 G H z

6 6 M H z

1 5 M H z

1 5 0 M H z

1 , 4 7 G H z

Rapport

f max / f min 5 2 ,

1 ~ 2 1 ,

4 2 , 5

1 , 5

4 , 1

2 , 3 3 1 ,

7

A c c o r

d d e l a b a n d e p a s s a n

t e f 3

d B p

o u r u n e

f r q u e n c e c e n t r a

l e d o n n

e

Pertes dinsertion

maximales f 0 3 d B

5 , 5 d B

7 d B

7 d B

1 1 d B

3 d B

4 d B

N C

5 d B

1 , 9 d B

Technologie

C o m m u t a t e u r

M E M S

V a r a c

t o r

M E M S

c o n t

i n u


M E M S

V a r a c

t o r

M E M S

c o n t

i n u


M E M S

V a r a c

t o r

s e m

i c o n

d u c t e u r


M E M S

V a r a c

t o r s

s e m

i c o n

d u c t e u r

e t m

c a n

i u e

V a r a c

t o r

s e m

i c o n

d u c t e u r


p - i - n

Tableau 1.3: Performances prsentes par les ltres double accord microondes ac-

tuels.

31


47/163

au-del de 25 GHz ;

commutateurs p-i-n [137] frquence de travail de 10 GHz ; varactors jonctions semiconductrices [132,133,162] frquences de travail des

ltres raliss infrieures 3 GHz ; varactors jonctions semiconductrices et varactors mcaniques [133] frquence

de travail du ltre de 0,64 GHz.

Les ltres raliss en technologie MEMS visent rpondre des frquences de fonc-

tionnement plus leves que les ltres base de jonctions semiconductrices, grce leurs

forts facteurs de qualit.

Les ltres de Fourn [89] et de Mercier [90] utilisent des varactors MEMS continus alors

que les autres ltres double accord MEMS utilisent des MEMS digitaux ou commuta-

teurs. Ces deux ltres prsentent donc un accord continu, mais les accords obtenus sont

relativement faibles, cause des faibles rapports de capacits C max /C min .

Le ltre de Pillans [96], optimis pour obtenir une rjection suprieure 50 dB, pr-

sente de trs fortes pertes dinsertion (jusqu 11 dB) pour un facteur de qualit QL < 7

la frquence de travail.

Par ailleurs, cause des proprits intrinsques des topologies employes, les ltresde Lei [132] et de Carey-Smith [92] prsentent de mauvaises rjections (pouvant tre

7/26/2019 Conception Et Ralisa

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Conception Et Réalisation de Filtres Microondes Planaires Accordables Par Varactors Structures Périodiques These_Emmanuel_Pistono2006