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JOURNEE THEMATIQUE GT4 “CIRCUITS ET ANTENNES”
DU GDR ONDES
CIRCUITS ET SYSTEMES
RF / MILLIMETRIQUES INTEGRES
PHELMA-MINATEC 3 PARVIS LOUIS NEEL, 38016 GRENOBLE
AMPHI M001 (ACCUEIL PHELMA)
SESSION
« ADVANCED RF » ET TECHNOLOGIES ALTERNATIVES
RF SOI FOR TUNABLE RF
Alexandre Giry1, Ayssar Serhan
1, Pierre Ferris
1, Gauthier Tant
1*, Dominique Nicolas
1#,
Damien Parat1, Jean-Daniel Arnould
2, Jean-Michel Fournier
2
Univ. Grenoble Alpes, F-38000 Grenoble, France 1 CEA, LETI, MINATEC Campus, Grenoble, France
2 CNRS, IMEP-LAHC, MINATEC Campus, Grenoble, France
* now with NXP /
# now with Airbus Defence & Space
SUMMARY
With the development of 4G/5G applications, the RF front-end has to support multiple
frequency bands and standards. The need for improved battery life, smaller form factor and reduced
cost is driving research towards highly integrated RF front-ends with tunable features to efficiently
afford such multimode multi-band requirements. Today’s RF front-end solutions are mostly
addressed by multi-chip modules using a large set of technologies, with GaAs HBT still dominating
the PA section. However, as the push for further cost and size reduction goes on, many research
activities are ongoing to improve RF FEM integration level. Today, RF SOI technology appears as a
key enabling technology for cost-effective integration of tunable RF front-ends. The proposed talk
will provide an overview of the opportunities offered by RF SOI technology to integrate high
performance tunable RF Front-ends.
KEY WORDS : RF SOI, Front-End Module (FEM), Power Amplifier (PA), Tunable
Matching Network (TMN)
CARACTERISATION DU CHANGEMENT D’ETAT DU TELLURE DE GERMANIUM EN
VUE DE REALISER DES COMMUTATEURS RF
A. Léon1,2,3, D. Saint-Patrice1,2, N. Castellani1,2, G. Navarro1,2, P.Ferrari3, F. Podevin3, E. Perret4,5,
V. Puyal1,2, B. Reig1,2
1 Univ. Grenoble Alpes, F-38000 Grenoble, France, 2 CEA, LETI, MINATEC Campus, F-38054, Grenoble, France, 3 Univ. Grenoble Alpes, IMEP-LaHC, F-38000 Grenoble, France
4 Univ. Grenoble Alpes, LCIS, F- 26000 Valence, France, ,5 Institut Universitaire de France, 75005 Paris
RÉSUMÉ
Ce papier présente une caractérisation de dispositifs à base de Tellure de Germanium (GeTe),
matériau à changement de phase utilisé dans l’optique de réaliser des commutateurs RF. Cette
étude, basée sur des dispositifs à chauffage direct, décrit la méthode d’activation de la transition
entre les phases cristalline et amorphe dans le GeTe. Nous montrons expérimentalement que le
rapport de résistance entre les deux états peut atteindre 104, ce qui montre que la technologie
PCM à base de GeTe est un candidat sérieux dans l’optique de réaliser des commutateurs RF et
millimétriques à hautes performances.
MOTS-CLEFS : GeTe ; Commutateur RF ; Tellure de Germanium..
1. INTRODUCTION
Avec l’évolution des moyens de télécommunications, il est impératif de développer des composants
commutateurs permettant de répondre aux besoins futurs des systèmes mobiles de communication sans fil. Les
matériaux à changement de phase (PCM pour « Phase Change Material ») constituent une alternative récente et
crédible aux approches MEMS, FET, diodes PIN… Plusieurs publications sont déjà parues sur le sujet avec
divers types de matériaux : GeTe [1], GeSbTe [2], GeSb [3], dont les performances potentielles dépassent
celles des composants actuels. La commutation électrique est assurée par un changement de la phase du
matériau suite à l’application d’un gradient de température. Ce chauffage peut-être induit par contact direct au
niveau de la ligne signal sur laquelle est positionné le commutateur (chauffage direct) [4] ou indirectement par
effet Joule, via un matériau très résistif [1]. Ce changement de phase induit une transition résistive importante:
la conductivité électrique passe de moins de 10 S/m dans la phase amorphe (phase à haute résistivité) à plus de
100 kS/m pour la phase cristalline (phase à basse résistivité).
2. COMMUTATEUR A BASE DE GETE
Un des challenges principaux dans cette technologie est de comprendre le mécanisme de commutation
du GeTe. C’est pourquoi des structures simples de commutateurs ont été réalisées (figure 1.a). Des lignes
d’accès en aluminium (440 nm) ont été déposées sur un substrat silicium oxydé thermiquement (500 nm). Le
GeTe est déposé sur une surface préalablement planarisée par CMP (Chemical Mechanical Polishing). In fine,
la structure a été encapsulée dans un oxyde de silicium (500 nm) déposé par PECVD..
Technologie Ratio ROFF/RON Chauffage
GeTe – ce papier 1,8.104 Direct
GeTe [1] 105 Indirect
GeSbTe [2] 9,3.103 Indirect
GeSb [3] 1,4.103 Indirect
GeTe [4] 9,6.103 Direct
Figure 1. a) Empilement technologique du commutateur. b) Vue MEB d'un commutateur. c) Forme du signal de
programmation du commutateur. Tableau 1. Comparatif du ratio ROFF/RON.
3. TESTS MIS EN ŒUVRE
Un chauffage direct est mis en œuvre. Un pulse de courant est généré via la ligne d’accès, produisant un
échauffement dans le dispositif au niveau du GeTe.
La forme du courant de commande généré dans le dispositif est une donnée essentielle pour le contrôle
de l’état cristallin du PCM et donc sur les performances attendues du commutateur. Ainsi, nous avons utilisé la
forme d’impulsions présentée sur la figure 1.c. Elle se décompose en deux parties. Le GeTe étant cristallin à la
sortie de la fabrication, la première partie du signal a pour but de l’amorphiser. Ainsi, un signal en forme
d’escalier est généré afin d’atteindre l’amplitude minimum de l’impulsion de courant permettant de transiter
vers un état de faible conductivité du matériau. L’intensité du signal généré est fonction de la géométrie du
dispositif. Sur la figure 2 est présentée la courbe de commande d’un dispositif de longueur ( ) égale à 800 nm
et de largeur ( ) égale à 500 nm.
Figure 2 et 3. Courbes des courant et tension au sein du dispositif pour les phases d’amorphisation et de
cristallisation à gauche. Valeur de la résistance du dispositif au cours de son amorphisation puis de sa cristallisation
à droite.
Le courant généré prend la forme d’un échelon avec un temps de montée de 5 ns, une durée de niveau
haut de 300 ns et un temps de descente de 5 ns suffisamment court pour réaliser une trempe thermique. Le
courant dans cette phase est indiqué sur la figure 2. Il est de l’ordre de 9 mA.
Il existe deux manières de réaliser la cristallisation du GeTe. La première consiste à faire fondre le
matériau puis le faire refroidir progressivement vers la phase cristalline. Ceci est obtenu par la génération d’un
courant du même ordre de grandeur que celui nécessaire à l’amorphisation (9 mA), mais avec un temps de
descente suffisamment long (100 µs). La seconde manière consiste à contrôler le courant dans le dispositif
pour atteindre une valeur de température favorable à la recristallisation. Dans ce cas, la valeur des temps de
montée et de descente n’est pas primordiale et il suffit d’appliquer le niveau haut, le dispositif est soumis à une
tension de 3.5V suffisante pour atteindre la tension de seuil nécessaire à la cristallisation. Dans l’étude
présentée, ce temps a été fixé autour de 500 ns, suffisant pour une cristallisation globale de la zone active du
dispositif.
4. RESULTATS DE MESURE
La figure 3 présente la mesure de la résistance pour un cycle complet amorphisation-cristallisation. On
constate que l’application des signaux précédemment décrits permet d’obtenir la transition de phase dans le
matériau. Le dispositif présentant une résistance de 160 Ω à l’état cristallin présente une résistance de 3 MΩ à
l’état amorphe, avant que la résistance ne retombe à 170 Ω lors de la recristallisation du dispositif. Le rapport
ROFF/RON est ainsi de 1,8.104 et est comparé à l’état de l’art, avec les deux types de chauffage (tableau 1).
CONCLUSION
Une étude portant sur le GeTe, matériau à changement de phase, a été présentée. Il apparait ainsi
possible de contrôler le changement de phase du matériau en chauffage direct tout en gardant un ratio
ROFF/RON de 1,8.104 supérieur à l’état de l’art en chauffage direct même si pour le moment moins performant
que le chauffage indirect. Cette étude montre qu’il est possible d’envisager la réalisation de commutateurs RF
performants basé sur cette technologie et ce mode d’activation.
RÉFÉRENCES
[1] N. El-Hinnawy et al.., “Substrate Agnostic Monolithic Integration of the Inline Phase-Change Switch
Technology,” in 2016 IEEE MTT-S International Microwave Symposium, May 2016.
[2] A. Mennai, et al, “Etude et réalisation de commutateurs RF bistables intégrant des matériaux à changement
de phase de type Ge2Sb2Te5” in XIXèmes Journées Nationales Microondes, Jui. 2015. [3] H. Lo, et al, “Three-Terminal Probe Reconfigurable Phase-Change Material Switches,” IEEE Transactions
on Electron Devices, vol. 57, pp. 312–320, Jan. 2010.
[4] M. Wang, et al., “A Low-Loss Directly Heated Two-Port RF Phase Change Switch”, IEEE Electron
Device Letters, vol.35, pp.491-493, Apr. 2014.
GUIDE D'ONDE SIW EN TECHNOLOGIE MEMBRANE D'ALUMINE NANO-POREUSE
AUX LONGUEURS D'ONDE MILLIMETRIQUES
M. Bertrand1, G. Rehder
4, A. Serrano
4, N. Kabbani
1, E. Pistono
1, D. Kaddour
2, V. Puyal
3, P.
Ferrari1
1Univ. Grenoble Alpes, CNRS, Grenoble INP, IMEP-LAHC, F-38000 Grenoble, France
2 Univ. Grenoble Alpes, CNRS, Grenoble INP, LCIS, F-38000 Grenoble, France
3 Univ. Grenoble Alpes, CEA-LETI, F-38000 Grenoble, France
4Laboratoire de micro-électronique, Université de Sao Paulo, São Paulo, Brésil
RÉSUMÉ
Dans ce papier, des guides d'onde rectangulaires sont proposés en technologie membrane
d'alumine nano-poreuse. Alors que les faces supérieures et inférieures de la membrane sont métallisées
pour réaliser les murs supérieurs et inférieurs du guide, des nanofils de cuivre sont réalisés dans cette
membrane afin d'obtenir les murs latéraux. Une membrane d’épaisseur 50 µm est utilisée pour réaliser
des guides dans la bande W (75-110 GHz). Les résultats expérimentaux obtenus valident l’utilisation
de ce type de membrane pour la réalisation de guides SIW, permettant ainsi de proposer de futurs
interposeurs fonctionnalisés.
MOTS-CLEFS : Guide d'onde, membrane d'alumine nano-poreuse, millimétrique.
1. INTRODUCTION
L’encapsulation des circuits intégré et la mise en œuvre d’interposeurs pour les interconnexions
3D font partie des axes de recherche critiques pour les applications aux fréquences millimétriques. La
fonctionnalisation de ces interposeurs permettrait la réalisation de fonctions passives en dehors des
circuits intégrés, alliant ainsi performances électriques et moindre coût, le volume à l’intérieur des
interposeurs étant perdu. Dans ce contexte, l’utilisation de dérivés du guide d’onde rectangulaire
classique tels que le guide d’onde intégré au substrat [1] (GIS ou SIW pour « Substrate Integrated
Waveguide » en Anglais) semble pertinente puisqu'elle a l’avantage de présenter une forte immunité
aux couplages extérieurs ainsi que des facteurs de qualité intéressants.
Il est proposé ici de réaliser des guides SIW sur un interposeur en technologie membrane
d'alumine nano-poreuse [2], les pores pouvant être remplis de cuivre afin de réaliser des nanofils
conducteurs traversant la membrane de part en part. Ces nanofils ont un diamètre de 50 nm et sont
espacés de 150 nm. Ces dimensions sont donc infinitésimales vis-à-vis de la longueur d’onde aux
fréquences millimétriques. Cette solution présente l’avantage de constituer une solution faible coût
dont le processus de fabrication est constitué de peu d’étapes. La Figure 1 représente une vue en coupe
schématique de la technologie employée.
Figure 1. Vue en coupe de la technologie de guide rectangulaire sur membrane d’alumine nano-poreuse
2. DESCRIPTION
La Figure 2 présente une photographie d’un guide réalisé sur la membrane avant dépôt du capot
supérieur. La largeur W = 0.884 mm de ces guides a été déterminée pour une fréquence de coupure de
62 GHz, en prenant en compte une permittivité relative de 7.6 pour l’alumine nano-poreuse. La
caractérisation des guides nécessite l’emploi de structures d’excitation large bande permettant de
coupler efficacement les accès CPW-G avec le mode fondamental TE10. Ces transitions sont
constituées d’un élargissement progressif du ruban central de la ligne CPW-G vers le capot supérieur
du guide, la longueur totale de cette section étant d’environ 𝜆𝑐𝑝𝑤/4 à la fréquence centrale, i.e.
90 GHz. Un exemple de la structure totale est illustré sur la Figure 2(b).
(a) (b)
Figure 2. (a) Photographie au microscope optique de la transition en cours de fabrication, avant la lithographie
du capot supérieur. (b) Vue globale d’une section de guide entre les transitions large bande.
3. RESULTATS
Les paramètres S obtenus en simulation sont comparés à la mesure (Figure 3) pour un motif de
longueur L de guide 1.61 mm. Les résultats en termes de fréquence de coupure sont en bon accord
entre mesures et simulations. En mesures, on observe un coefficient de réflexion inférieur à -16 dB sur
l’ensemble de la bande d’intérêt (75-110 GHz), les pertes d’insertion étant relativement stables autour
de 3.1 dB. Ces premières mesures permettent de confirmer la faisabilité de telles structures dans ce
type de membrane nano-poreuse. Les pertes d’insertion élevées en mesure sont liées à une
modification de process récente ayant entrainé d’une part une « pollution » des membranes, rendant
l’alumine légèrement conductrice, et d’autre part une détérioration de la conductivité des vias. De
réalisations précédentes de vias montrent que des performances électriques bien meilleures peuvent
être atteintes [2].
Figure 3. Comparaison simulations EM et mesure pour un guide de 1.61 mm avec ses transitions.
4. CONCLUSION
Des guides SIW ont été démontrés pour la première fois en technologie membrane à nanofils
dans un contexte d’utilisation des membranes comme interposeurs. Ces premiers résultats permettent
de valider la faisabilité de telles structures en bandes millimétriques. Les prochains travaux doivent
permettre de corriger des problèmes liés au process et ainsi d’améliorer les performances électriques.
RÉFÉRENCES
[1] D. Deslandes and K. Wu, “Integrated transition of coplanar to rectangular waveguides,” in Microwave
Symposium Digest, 2001 IEEE MTT-S International, 2001, vol. 2, pp. 619–622 vol.2.
[2] J. M. Pinheiro, M. V. Pelegrini, L. Amorese, P. Ferrari, G. P. Rehder, and A. L. C. Serrano, " Nanowire-
based through substrate via for millimeter-wave frequencies", Proc. IEEE International Microwave Theory and
Techniques Symposium, MTT-S 2016, May 17-22, 2016, San Francisco, USA.
MODELE ELECTRIQUE DE LIGNES COUPLEES A ONDES LENTES SUR
SUBSTRAT STRUCTURE PAR UN RESEAU DE VIA BORGNES
D.L.Luong1,2
, F.Podevin1, P.Ferrari
1, D.Vincent
2
1 Laboratoire IMEP-LAHC, 3 Parvis Louis Néel, 38016 Grenoble, France
2 Laboratoire Hubert Curien, 18 Rue du Professeur Benoît Lauras, 42000 Saint-Etienne, France
RÉSUMÉ
Ce papier présente des lignes couplées à ondes lentes sur substrat structuré par un
réseau de via borgnes. Selon deux modes de propagation, son modèle électrique est
donc proposé et validé par des mesures en technologie PCB. En utilisant ce modèle un
nouveau design de coupleur co-directif est présenté.
MOTS-CLEFS : modèle électrique ; lignes couplées ; ondes lentes ; coupleur co-directif
1. INTRODUCTION
Les lignes couplées jouent un rôle important dans les dispositifs passifs pour la conception de
coupleurs directionnels et de filtres. Cette étude se concentre sur le développement d’un modèle
analytique de lignes microruban couplées à ondes lente (SCPL), basé sur des formulations
paramétriques précises pour tous les composants du modèle afin d'éviter les simulations
électromagnétiques gourmandes en temps et donc d'optimiser rapidement les futurs designs. Un
abaque de conception pour des lignes couplées symétriques, paramétré en fonction de la largeur des
lignes et de leur séparation, est réalisé. Il permet de déterminer les impédances caractéristiques des
modes pair et impair en fonction des dimensions. Le modèle est ensuite validé et comparé aux
résultats de mesure.
Cet article présente également une application des lignes couplées à ondes lentes en
technologie PCB pour la réalisation d’un coupleur co-directif.
2. TOPOLOGIE, MODELE ELECTRIQUE ET RESULTATS DE MESURES
La Fig. 1 (a) représente la topologie des lignes microrubans couplées sur substrat structuré. Il
s’agit de deux lignes de cuivre de largeur W, séparées par un espace S1, imprimées sur la couche
supérieure d'un substrat tri-couches d’épaisseurs respectives h1, hinner, h2, de haut en bas. Le réseau
de via borgnes, de rayon R1 et interdistants de S2, est situé dans la couche basse. Les via sont
connectés au plan de masse inférieur. Pour des raisons technologiques, chaque via borgne est
recouvert d’un chapeau (pad) de rayon R2 situé dans la couche hinner.
Les circuits équivalents des lignes couplées suivant l’excitation des modes impair et pair sont
présentés en Fig. 1 (c-d), avec respectivement un mur électrique pour le mode impair et magnétique
pour le mode pair. Le ruban est modélisé par une résistance et une inductance (propre et mutuelle)
en série (R0 et L0 ± Lm) calculées de la même façon que pour les lignes couplées classiques, du fait
que le champ magnétique est peu perturbé par la présence des via borgnes. Avec le mode impair, la
capacité Css représente la capacité mutuelle entre deux lignes. Les capacités C1 et C2 représentent les
deux parties de la capacité Cstrip entre le microruban et les via métalliques: l'une correspond à la zone
Fig. 1 : Lignes SCPL : (a) vue 3D, (b) les via. Circuit équivalent : (c) mode impair, (d) mode pair, (e) résultats
au-dessus d’un via (C2) et l’autre correspond à l'espace inter via (C1). La capacité Cpen représente la
région de pénétration du champ électrique entre les via. Toutes ces capacités dépendent de la
densité métallique de via dans le substrat. De plus, ces via métalliques sont modélisés par une série
de résistances et d'inductances (Rpen, Lpen, Rvias* et Lvias*) connectées à la masse, correspondant
respectivement à la partie des via située au niveau de la zone de pénétration et en-dessous. Chaque
élément fait l’objet d’un calcul analytique sur Matlab, en discrétisant les zones de champ électrique
pour le calcul des capacités (sur le principe exposé dans [2]).
Grâce au modèle électrique de chaque mode, on peut alors obtenir la matrice [ABCD] des
modes pair ou impair d’une ligne de longueur l. Ensuite, ses paramètres extraits tel que les
impédances caractéristiques des modes pair et impair sont dérivées en fonction des dimensions et
comparées aux valeurs expérimentales sur la Fig. 1 (e). Ces impédances Z0e et Z0o, respectivement
des modes pair et impair, sont représentées sur un abaque de conception (ici à 2 GHz). Les résultats
de mesures (points rouges) de certaines lignes couplées sont indiqués également sur l’abaque. Nous
constatons un bon accord entre les calculs et les mesures sur une large gamme de W et de S.
3. APPLICATION A LA CONCEPTION D’UN COUPLEUR CO-DIRECTIF
Les lignes couplées à ondes lentes présentées ci-dessus offrent des capacités des modes pair
et impair à la fois plus élevées que dans le cas classique mais surtout relativement plus proches.
Ainsi, le couplage électrique défini par ke = (Ceven – Codd)/(Ceven + Codd) est proche de 0 et donc très
différent du couplage magnétique km, qui reste quasiment le même que celui de lignes couplées
classiques. Cette différence implique une forte différence des vitesses de phase des modes pair et
impair. Elle peut être mise à profit pour réaliser un coupleur co-directif comme c’est le cas par
exemple dans [3], où des capacités chargent des lignes couplées pour renforcer les capacités propres
et diminuer le couplage électrique.
CONCLUSION
Cet article propose un circuit électrique équivalent des modes pair et mode impair de lignes
couplées à ondes lentes dont la validité est vérifiée expérimentalement. Ces lignes permettent
d’envisager la réalisation de coupleurs co-directifs miniaturisés.
REMERCIEMENTS
Ce projet est soutenu financièrement par la Région Auvergne-Rhône-Alpes.
REFERENCES
[1] Serrano, A. L., et al., “Modeling and characterization of slow-wave microstrip lines on metallic
nanowire-filled-membrane substrate,” IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol. 62, 2014.
[2] A. Bautista, et al, “Accurate Parametric Electrical Model for Slow-Wave CPW and Application to
Circuits Design,” IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol. 63, Dec. 2015.
[3] Park, J, H, et al, “Improved Capacitive Loading Method for Miniaturization of 0 dB Forward-Wave
Directional Couplers,” IEEE Microw. Guided Wave Lett., vol. 21, April 2011.
(a
)
(b)
R1 400μm
800μm
R2 600μm S2 400μm
L0 - L
m
2Css
E-wall
(c)
C2
Cpen
C1
Lvias*
Lpen
Rvias*
Rpen
R0
L0 + L
m
H-wall
(d)
C2
Cpen
C1
Lvias*
Lpen
Rvias*
Rpen
R0
20 40 60 80 100 120 14020
40
60
80
100
120
140
160
180
Zodd
[ ]
Z even
[
]
W [mm]
S [mm]
0.1
0.3
0.5 0.8
1.5
0.8 0.5
0.3 0.2
0.1
0.2
Conception et fabrication d’une structure capacitive imprimée sur un
substrat papier pour des applications de capteurs de gaz
A. Abdelghani1, P.Bahoumina2, S.Bila1, K.Frigui1, D.Ballargeat1, N.Delhote1, C.Dejous2,
H.Hallil Abbas2,, Lachaud J.L2, Coquet P4, Ravichandran A4, Pichonat E3, Paragua C.3,
Happy H3, Rebière D2
1 XLIM UMR 7252, Université de Limoges/CNRS, F-87060 Limoges, France 2Univ. Bordeaux, Bordeaux INP, IMS UMR 5218 CNRS, F-33405 Talence, France
3Univ Lille, Lille IEMN UMR CNRS 8520 F-59652 Villeneuve d’Ascq 4CINTRA, CNRS/NTU/THALES, UMI 3288, Singapore 637553
RÉSUMÉ
Ce papier présente une nouvelle structure de résonateur réalisée par impression jet
d’encre sur un substrat papier à faible coût. Pour la rendre sensible au gaz, une solution
polymère contenant des nanotubes de carbone est utilisée comme matériau sensible.
L’objectif est de concevoir un capteur de gaz capable de fournir une détection
différentielle en comparant la réponse fréquentielle avec et sans matériau sensible.
MOTS-CLEFS : Capteur de gaz, impression jet d'encre, Nanotube de carbone, substrat
flexible.
1. INTRODUCTION
Ces dernières années, les capteurs imprimés ont gagné de plus en plus en intérêt grâce à leur
petite taille, leur faible coût et leur facilité de fabrication. Il est démontré que les matériaux à base
de nanoparticules sont efficaces même lorsqu'ils sont déposés en films minces [1-2]. En particulier
les nanotubes de carbone (CNT : Carbon nanotube) constituent un matériau idéal pour le
développement d’une large gamme de capteurs à basse consommation en raison de leur surface
d’absorption élevée. Le fonctionnement du capteur en radiofréquence permet d’envisager une
communication sans fil sans transformation de fréquence, ce qui limite encore plus la
consommation. Le phénomène permettant de détecter la présence de gaz est un changement de
conductivité du matériau sensible qui permet de changer le comportement caractéristique du
composant hyperfréquence. Le travail rapporté dans ce papier concerne le développement d’un
résonateur sensible à la présence de gaz.
2. CONCEPTION ET FABRICATION
La structure du résonateur est dimensionnée de manière à fonctionner dans la bande de
fréquence comprise entre 1 et 8 GHz. Cette structure est constituée de pistes métalliques séparées
par un gap isolant sans métallisation. Les motifs sensibles à base de nanotubes de carbones
mélangés dans une solution polymère seront déposés au niveau du gap démétallisé. Cette structure a
été fabriquée par l’imprimante à jet d’encre Dimatix. L’encre métallique utilisée est la JSB 25 HV
fabriquée par l’entreprise Novacentrix. L’encre sensible utilisée est une solution polymère
contenant des nanotubes de carbone (CNTs). Le papier de type Epson d’épaisseur 260um est choisi
comme substrat. La Figure1.a montre la structure fabriquée par jet d’encre avec 10 couches de
solution polymère contenant des CNTs.
Plusieurs simulations ont été effectuées afin d’optimiser l’emplacement de ces motifs dans des
zones où les champs électromagnétiques sont les plus intenses dans la structure. Cela se fait en
jouant sur la position des motifs sensibles dans les gaps pendant les simulations. La Figure 1.a
montre la position optimisée en termes de sensibilité à partir du logiciel HFSSMT. Des études
précédentes sur la conductivité de cette solution ont permis de déterminer que le dépôt de 10
couches conduit à une conductivité de 103 S/m et qu’un dépôt de 50 couches conduit à une
conductivité de 105 S/m. Pour estimer la sensibilité en fréquence de la structure, nous considérons
une variation de la valeur de la conductivité du matériau sensible de ± 10%. Cette grandeur
correspond typiquement à la variation de conductivité mesurée sur des structures en présence de gaz
[3-4] dans des conditions comparables à notre étude. La réponse en fréquence nominale et ses
variantes lorsque la conductivité varie de ± 10% sont présentées sur la Figure1.a. Nous obtenons
dans ce cas un décalage fréquentiel de 40 MHz. La Figure 1.b présente une étude comparatif entre
les mesures avec et sans motif à base de CNTs. Pour la structure sans CNTs nous avons une
première résonnance à 3,3 GHz et une deuxième à 6,210 GHz et pour celle avec CNTs, nous avons
une première résonance à 3,26 GHz et une deuxième à 6,010 GHz.
Figure 1 (a) La réponse en fréquence nominale et ses variantes lorsque la conductivité varie de ± 10%
et (b) mesures avec et sans motif à base de CNTs
CONCLUSION
Dans ce papier nous avons présenté les résultats relatifs à la conception, la fabrication et la
mesure d’une structure capacitive planaire utilisant des nanotubes de carbone (CNTs) comme
matériau sensible. Les structures avec et sans motif sensible ont été fabriquées et testées à l’air
ambiant. En comparant les résultats simulés et les résultats expérimentaux, nous constatons un
comportement similaire. Malgré les quelques écarts entre théorie et expérience des tests sous
atmosphère gazeuse sont programmés prochainement.
REFERENCES
[1] L. Yang, D. Staiculescu, R. Zhang, C.P. Wong, M.M. Tentzeris, "A novel “green” fully-integrated
ultrasensitive RFID-enabled gas sensor utilizing inkjet-printed antennas and carbon nanotubes," IEEE
APSURSI, pp.1 -4, 1-5 June 2009.
[2] L. Taoran, V. Lakafosis, L. Ziyin, C.P. Wong, M.M. Tentzeris, "Inkjet-printed graphene-based wireless
gas sensor modules," IEEE 62nd Electronic Components and Technology Conference (ECTC), pp.1003-
1008, May 29 2012-June 1 2012.
[3] P. Lorwongtragool, T. Seesaard, C. Tongta, and T. Kerdcharoen, “Portable e-nose based on
polymer/CNT sensor array for protein-based detection,” in 2012 7th IEEE International Conference on
Nano/Micro Engineered and Molecular Systems (NEMS), 2012, pp. 1–6. [4] R. Mangu, S. Rajaputra, and V. P. Singh, “MWCNT–polymer composites as highly sensitive and
selective room temperature gas sensors,” Nanotechnology, vol. 22, no. 21, p. 215502, 2011.
SESSION
CARACTERISATION, SYSTEMES ET APPLICATIONS
SYSTEME DE MESURE INTEGRE MILLIMETRIQUE EN BANDE G : 140-220 GHZ
Walid Aouimeur1,2
, Jose Moron Guerra1, Jose Lugo Alvarez
1,3, Ayssar Serhan
1, Estelle Lauga-
Larroze1, Florence Podevin
1, Alfredo Bautista
1, Jean-Michel Fournier
1, Philippe Ferrari
1,
Sara Hannoubi1, Mohamed Tmimi
1, Nicolas Corrao
1,Jean-Daniel Arnould
1, Christophe
Gaquiere2, Sylvie Lepilliet
2, Thomas Quemerais
3, Daniel Gloria
3
1 IMEP-LAHC, Université de Grenoble, Campus MINATEC, Grenoble, France
2 IEMN, Université de Lille
3 STMicroelectronics Grenoble
RÉSUMÉ
Dans le contexte de la montée aux fréquences millimétriques des circuits intégrés, il est
de plus en plus difficile d’obtenir des mesures petits signaux (paramètres S) qui soient fiables
à l’aide d’un protocole classique alliant calibrage, méthode de de-embedding et/ou
modélisation des effets parasites avec un analyseur vectoriel de réseaux au-delà de 110 GHz.
Aux fréquences millimétriques, les effets de couplage des pointes de mesures avec le substrat
de calibrage ou les cellules adjacentes à la cellule de test deviennent un véritable challenge en
terme de modélisation pour pouvoir s’affranchir de leur influence sur le modèle que l’on
souhaite extraire de la cellule testée. Toutes ces étapes de calibrage, mesure, de-embedding et
modélisation des effets parasites prennent beaucoup de temps. Le projet ANR « Build In Self
Calibration In G band » BISCIG réunit les laboratoires IEMN et l’IMEP-LAHC, et la société
STMicroelectronics. Au sein de ce consortium, nous avons envisagé une solution d’intégrer
dans la puce, au plus près de la cellule à mesurer, un analyseur vectoriel de réseaux capable
de mesurer les paramètres S entre 140 et 220 GHz (bande G) en 4 ports. Cet appareil de
mesure n’existe pas encore dans le domaine commercial. Il permettrait donc de rentrer dans
la puce un petit signal sinusoïdal à des fréquences comprises entre 35 et 55 GHz, de les
quadrupler pour atteindre la bande G, puis de prélever les ondes incidentes, transmises et
réfléchies à travers des coupleurs directifs et enfin de transposer ces ondes à des fréquences
autour de 2,4GHz pour pouvoir les mesurer hors de la puce avec un analyseur vectoriel bas
coût. L’analyse du système intégré avec un port nous a permis de dégager un cahier des
charges en ce qui concerne les puissances mises en jeu pour chacun des blocs : coupleur,
quadrupleur, mélangeur et charge ajustable 50ohms. La conception de chaque bloc
composant cet analyseur vectoriel est un véritable challenge à ces fréquences de travail pour
atteindre les performances visées. Les mesures et les simulations de chacun de ces blocs
seront également présentées.
MOTS-CLEFS : Analyseur vectoriel de réseaux intégré, mesures aux fréquences
millimétriques, quadrupleur, coupleur, mélangeur
CARACTERISATION IN-SITU EN BRUIT DE COMPOSANTS SILICIUM EN BANDE D
Simon Bouvot1,2, Joao Carlos Azevedo Goncalves1,2, Thomas Quémerais3, François
Danneville2, Guillaume Ducournau2, Daniel Gloria1
1STMicroelectronics, 850 Rue Jean Monnet, 38920 Crolles 2IEMN, UMR CNRS 8520 Avenue Poincaré - 59652 Villeneuve D’Ascq Cedex
3STMicroelectronics, 12 rue Jules Horowitz, 38000 Grenoble, France
RÉSUMÉ
L’objet de cet article est de présenter la conception d’un banc de caractérisation in-situ
en bruit en bande D, développé en technologie BiCMOS 55 nm. Les spécifications et
performances des éléments le constituant seront présentées.
MOTS-CLEFS : caractérisation en bruit ; millimétrique ; built-in self-test; in-situ
1. INTRODUCTION
Avec l’avancée des nanotechnologies, il est aujourd’hui possible de réaliser des circuits intégrés
aux fréquences millimétriques (mm-W) au-delà de 110 GHz. Ainsi, la caractérisation RF complète
d’un dispositif-sous-test (DUT) implique sa caractérisation en paramètres S, en puissance (load-pull)
et en bruit. Cette dernière est critique à ces fréquences : en effet, l’impédance d’entrée des transistors
est très différente des 50 Ω présentés par la source de bruit, ce qui diminue fortement son gain. La
caractérisation en bruit d’un quadripôle [1] à une fréquence conduit à la connaissance des 4
paramètres de bruit : Fmin, Rn, Gopt et Bopt, représentant respectivement le facteur de bruit minimal, la
résistance équivalente de bruit, les parties réelle et imaginaire de l’admittance de bruit Yopt. Le facteur
de bruit (NF) d’un DUT tel qu’un transistor dépend de l’admittance présentée à son entrée (Ys). Il
est défini selon l’équation 1.
𝐹(𝑌𝑠) = 𝐹𝑚𝑖𝑛 +𝑅𝑛
𝐺𝑆[(𝐺𝑆 − 𝐺𝑜𝑝𝑡)
2+ (𝐵𝑆 − 𝐵𝑜𝑝𝑡)
2]
𝑎𝑣𝑒𝑐 𝑌𝑜𝑝𝑡 = 𝐺𝑜𝑝𝑡 + 𝑗𝐵𝑜𝑝𝑡 𝑒𝑡 𝑌𝑆 = 𝐺𝑆 + 𝑗𝐵𝑆
(1)
La méthode multi-impédance [2] permettant de déterminer ces 4 paramètres de bruit nécessite
l’utilisation d’un synthétiseur d’impédance (tuner). Cependant, aux fréquences millimétriques, il
n’est plus possible d’utiliser des solutions commerciales « sur-table » du fait des pertes (câbles,
sondes) qui limitent fortement leurs performances (|Г|<0.5) : il est donc nécessaire d’intégrer ce tuner
sur Silicium au plus près du DUT.
2. BANC DE CARACTERISATION IN-SITU EN BRUIT
Afin de réaliser une mesure en bruit avec une précision suffisante, il est impératif de s’assurer de
la validité de la condition du « Minimum Detectable Signal » (MDS) [2]. Au-delà de 100 GHz, le
gain en puissance disponible (Gav) du DUT devient très faible, de l’ordre de quelques dB : la
condition du MDS ne peut donc être satisfaite. Il faut donc envisager l’intégration d’un amplificateur
faible bruit (LNA) en début de chaîne afin d’augmenter le gain total tout en proposant un faible
facteur de bruit. Le banc de caractérisation en bruit intégré est présenté Fig. 1. Conçu en technologie
BiCMOS 55 nm [3], il est tout d’abord constitué d’une source de bruit in-situ contrôlable en tension
[4] fournissant un rapport de bruit en excès (ENR) variable de 4 à 20 dB. Un LNA composé de 2
étages cascode afin d’obtenir un maximum de gain en puissance disponible au milieu de la bande D
est ensuite inséré. Ensuite, un tuner passif [5] fournit une constellation d’impédance (|Г|>0.5, pertes
max. de 18 dB) au DUT à caractériser. Il est constitué d’une ligne de transmission haute-impédance
chargée périodiquement par 6 transistors MOS fonctionnant aux états ON ou OFF, soit 64 états. Un
récepteur de bruit, qui n’est autre qu’un mélangeur passif constitué d’un transistor NMOS [6] vient
alors abaisser la fréquence du signal en bande D (RF) dans la plage de fonctionnement du mesureur
de bruit à 1 GHz (IF). Le quadrupleur de fréquence intégré basé sur [7] est constitué de 4 étages : un
doubleur ainsi qu’un amplificateur de puissance en bande W, suivi d’un doubleur associé à un
amplificateur en bande D. Couplé à un synthétiseur externe, il joue le rôle de signal de pompage sur
l’accès LO du mélangeur passif.
Fig. 1 : Schéma synoptique du banc de caractérisation en bruit
3. DIMENSIONNEMENT DES ELEMENTS DU BANC
L’inéquation régit par la condition du MDS NFtot+Gtot>NFRCV+3dB est établie par le récepteur
de bruit, dont son facteur de bruit NFRCV est fonction du niveau de puissance du signal injecté sur
l’accès LO du mélangeur. Le quadrupleur de fréquence récemment mesuré dispose d’une puissance
de sortie Pout > 3 dBm à 140 GHz, ce qui permet d’assurer un niveau de puissance suffisant sur l’accès
LO du mélangeur [6]. Les performances mesurées des éléments existants (*) présentées Tab. 1 dictent
les spécifications du LNA. Le tuner présentant des pertes d’insertion importantes, seuls les états
inférieurs à 13 dB seront conservés afin de garantir la validité de la condition du MDS.
Tab. 1 : Performances des éléments constituant le banc intégré à 150 GHz
LNA Tuner* DUT Récepteur*
NF (dB) 7 13 5 10
Gav (dB) 18 -13 2 -13
CONCLUSION
Cet article a présenté la conception du banc de caractérisation in-situ en bruit en bande D. Les
performances mesurées des blocs séparés seront présentés lors de la journée thématique GDR Ondes
GT4. Le banc complet a été conçu et sera caractérisé au retour de fabrication. Le point critique de la
chaîne est le LNA qui impacte la condition du MDS.
REFERENCES
[1] H. Rothe. et al., “Theory of noise fourpoles,” 2003 IEEE Proc. Of the IRE, pp. 811-818, June 1956.
[2] M. Deng, “Contribution à la caractérisation et la modélisation jusqu’à 325 GHz de transistors HBT des
technologies BiCMOS” Université Lille 1 Thesis, IEMN December 2014.
[3] P. Chevalier et al., “A 55 nm triple gate oxide 9 metal layers SiGe BiCMOS technology featuring 320 GHz
fT / 370 GHz fMAX HBT and high-Q millimeter-wave passives”, IEEE IEDM, 3.9.1-3.9.3, 2014.
[4] J.C. Azevedo Goncalves, et al, “A 130 to 170 GHz Integrated Noise Source based on Avalanche Silicon
Schottky Diode in BiCMOS 55 nm for In-Situ noise characterization”, to be presented at the next IEEE
ICMTS 2017, Grenoble, March 27-30, 2017.
[5] S. Bouvot, et al, “A D-Band Tuner for In-situ Noise and Power Characterization in BiCMOS 55 nm”,
IEEE SiRF 2017, Phoenix, January 15-18, 2017.
[6] S. Bouvot, et al, “A D-Band Passive Receiver with 10 dB Noise Figure for In-situ Noise Characterization
in BiCMOS 55 nm”, IEEE SiRF 2017, Phoenix, January 15-18, 2017.
[7] A. Bossuet et al., "A 10 dBm Output Power D-Band Power Source With 5 dB Conversion Gain in BiCMOS
55nm," in IEEE Microwave and Wireless Components Letters, vol. 26, no. 11, pp. 930-932, Nov. 2016.
COMPARAISON ENTRE LES ELEMENTS DE CALIBRAGE UTILISANT DES
LIGNES COPLANAIRES DROITS ET COUDEES
Kassem Hamze1,2, Daniel Pasquet2, Philippe Descamps2, Edouard De Ledinghen1
1 Presto Engineering Europe, 2 rue de la Girafe, 14000 Caen, France. 2 Normandie Université ENSICAEN/CRISMAT/LaMIPS/UMR 6508 14050 Caen Cedex, France.
RÉSUMÉ
Le but de cet article est de décrire l’effet du mode pair parasite sur la propagation d’un
signal le long d’une ligne coplanaire coudée et d’en évaluer les effets lors de
l’utilisation de lignés coudées comme éléments de calibrage de type TRL.
MOTS-CLEFS : Calibration avec des standards TRL, mode de coplanaire, mode de
fente, impédance caractéristique, pertes ohmiques
1. INTRODUCTION
Une ligne coplanaire conventionnelle sur un substrat diélectrique, consiste en un ruban
métallique central et des plans théoriquement semi-infinis de chaque côté du ruban [1]. Le mode
coplanaire se propage à l'interface de deux diélectriques avec une vitesse de phase ug et le mode
fente avec une vitesse de phase ud [3].
Dans cet article, nous présentons un calcul matriciel décrivant le comportement du coude. Un
modèle à deux lignes est déduit et comparé à une simulation électromagnétique. Le résultat a permis
d’évaluer l’erreur commise sur l’impédance caractéristique et le temps de propagation par rapport à
une ligne rectiligne de même longueur.
Plusieurs travaux ont montré que l'effet est faible par rapport à la précision de mesure [2,4]. Il est
donc difficile à évaluer à partir de mesures. Nous avons utilisé une simulation électromagnétique
pour observer des erreurs significatives.
2. LIGNE COPLANAIRE COUDEE
Des sondes coplanaires permettent d’effectuer les mesures avec une procédure de calibrage
classique [4,5]. En termes de tensions et de courants, toute situation peut être considérée comme
une combinaison linéaire de deux situations : L'excitation du côté supérieur (indice u) et l'excitation
du côté inférieur (indice l), Cela conduit à une matrice Y entre les tensions et les courants de chaque
côté. Après transformation suivant les modes pairs (fente) et impairs (coplanaire), la matrice Y
devient:
lulululu
lulululu
lulululu
lulululu
dZdZdZdZdZdZdZdZ
dZdZdZdZdZdZdZdZ
dZdZdZdZdZdZdZdZ
dZdZdZdZdZdZdZdZ
tanh4
1
tanh4
1
sinh4
1
sinh4
1
tanh4
1
tanh4
1
sinh4
1
sinh4
1
sinh4
1
sinh4
1
tanh4
1
tanh4
1
sinh4
1
sinh4
1
tanh4
1
tanh4
1
tanh2
1
tanh2
1
sinh2
1
sinh2
1
tanh2
1
tanh2
1
sinh2
1
sinh2
1
sinh2
1
sinh2
1
tanh2
1
tanh2
1
sinh2
1
sinh2
1
tanh2
1
tanh2
1
00000000
00000000
00000000
00000000
Y
Pendant le processus de calibrage, les sondes GSG sont reliées aux deux accès de la structure pour
les étapes Line et Thru. Le mode fente est court-circuité et seul le mode coplanaire est excité. La
‘
(1)
matrice d'admittance du quadripôle ainsi formé s’écrit en annulant les troisième et quatrième lignes
et colonnes de la matrice (1).
lulu
lulu
dZdZdZdZ
dZdZdZdZ
tanh2
1
tanh2
1
sinh2
1
sinh2
1
sinh2
1
sinh2
1
tanh2
1
tanh2
1
0000
0000
SY
L’équation 2 montre qu'il existe deux lignes de propagation en parallèle, la première de longueur
dl et l’autre de longueur du. Elles ont la même constante de propagation γ et la même impédance
caractéristique 2Z0.
Nous avons simulé un circuit composé de deux lignes L'impédance caractéristique de la ligne Z0,
la permittivité effective et les pertes ohmiques ont été calculées afin de déterminer l’impédance
caractéristique globale, l’amplitude et le temps de retard par des simulations électromagnétiques.
Nous avons remplacé les deux lignes par une seule dont la longueur est (dl+du)/2 et l'impédance
caractéristique est Z0. En vert dans les figures 1 à 3, nous pouvons voir l'erreur quand nous
considérons le coude comme une droite. L'erreur sur l'impédance caractéristique est d'environ 5% et
l'erreur sur le temps de retard est d'environ 5%.
CONCLUSION
Une ligne coplanaire coudée à 90 ° est décrite par des expressions analytiques comparées à
des résultats de simulation électromagnétique. Un modèle de circuit équivalent est développé à
partir du calcul des paramètres Y et de la simulation électromagnétique. Ce type de modèle peut être
utilisé dans des mesures de DUT ayant des orientations d'accès différentes. Un processus
d’épluchage déduit de cette étude peut être utilisé pour compenser les effets de coude sur les
mesures de DUT.
Une évaluation des erreurs est présentée dans cet article lorsqu'une ligne coude est utilisée dans
le calibrage TRL.
RÉFÉRENCES
[1] K.M. Rahman and C. Nguyen, “On the Computation of Complex Modes in Lossless Shielded
Asymmetric Coplanar Waveguides”, IEEE Transactions on microwave theory and techniques, Vol. 43,
N°. 12, December 1995, pp. 2713-2716.
[2] A.O. Bechir, V. Denis, “Designing TRL Standards for Accurate Measurements of 120° Accesses CPW
Devices”. MIKON 2016, Krakow; May 2016.
[3] Majid Riaziat, Reza Majidi-Ahy, I-Jaung Feng, “Propagation Modes and Dispersion Characteristics of
Coplanar Waveguides”, IEEE Transactions on microwave theory and techniques, Vol. 38, N°. 3. March
1990, pp. 245-251.
[4] A.O. Bechir, Didier Vincent, “Designing TRL Standards for Accurate Measurements of 120° Accesses
CPW Devices”, European Microwave Conference, London Oct 2016.
[5] Kooho Jung and Michael F. Andrews, “New Calibration Solutions for Multi-Channel Probes using an
Added Port for Thru Measurements”, 81st ARFTG Conference, Seattle, June 2013.
Fig. 1 |S21| en dB pour e.m,
deux lignes et une seule ligne.
‘
(2)
Fig. 2 Zc en Ω pour e.m, deux
lignes et une seule ligne.
Fig. 3 Time delay en picoseconds pour
e.m, deux lignes et une seule ligne.
TOWARDS THE INTEGRATION OF MILLIMETER WAVE ACCESS POINTS IN
FUTURE 5G HETNET: STAKES, CHALLENGES, AND KEY ENABLING
TECHNOLOGIES
Cédric DEHOS
CEA-Léti / DACLE - Grenoble
RÉSUMÉ
The exponential increase of mobile data traffic, driven by smartphone and tablets,
requires disrupting approaches in the definition of the future 5G network. The trend is to
reduce the network cell size and offload a great part of this traffic to small cell access points,
backhauled to the core network. In this scope the huge frequency bands available at
millimeter wave should be good candidates for opportunistic high data rate data transfer. The
latest breakthrough in CMOS and BiCMOS technologies are paving the way for the
development of mmW devices at low cost for 5G small cells. Within this talk, and
heterogeneous network infrastructure is proposed based on the superimposing of millimeter
wave access point and backhaul to the former cellular infrastructure. Some key technologies
in mmw circuit and antenna design are presented, enabling mmw Access and Backhauling in
future 5G HetNet.
MOTS-CLEFS : heterogeneous network, 5G, mmw access point, backhaul
AN ULTRA LOW POWER MM-WAVE WIRELESS TRANSCEIVER DESIGN FOR
HIGH SPEED INTER-CHIP COMMUNICATION ABOVE 100 GHZ
Dipal Ghosh1, Antoine Frappé1, Christophe Loyez1, Andreia Cathelin2
1 Institut d'électronique de microélectronique et de nanotechnologie
(UMR CNRS 8520), Avenue Henri Poincaré, 59491 Villeneuve-d'Ascq, France 2STMicroelectronics, R&D Crolles, France
RÉSUMÉ
This work investigates a low power and high data rate transceiver design for short
range wireless communication. The proposed architecture is designed for network on
chip communication and operates in millimeter wave W Band. A low power
architecture is being proposed along with full integration of the system on Silicon. The
transceiver is being designed in CMOS 28 nm FDSOI technology and for a data rate of
nearly 20 Gbps with an energy efficiency of 750fJ/Bit.
KEYWORDS : Low Power Transceiver ; millimeter wave wireless communication ;
CMOS Integrated Circuit, Transmiter on Chip.
1. INTRODUCTION
Advances in MOS technology in the past decade has seen a steep increase in the processor
speed and paved the way for low power system on chips. Silicon integrated circuits were able to
achieve very high speed operation. The wired interconnects are a limiting factor for the speed of
chip-to-chip and on-chip data transfer due to the cross-talk and the dispersion [1]. This has become
a bottleneck and as a result, the full potential of processors could not be reached. It has been also
noticed that wireless solutions exceed expectations when compared with wired or optical
interconnects, in terms of power and complexity of design. Wireless solutions for interconnects can
not only achieve multi core communication but also make possible true 3D integration of Silicon
Chips. A fully sealed, water-proof, pad-less chip can be envisioned in the future, hence reducing the
cost of post-fabrication packaging and removing the need to tune the chip performance to
compensate accrued losses.
2. ARCHITECTURE
Figure 1 shows the complete transceiver chain: the proposed transceiver has 3 main parts. The first
part is a differential local oscillator (LO) which generates a very high frequency carrier wave above
100 GHz. This carrier wave is modulated with differential binary data (I and Q) using a set of
passive mixers. The IF signal phases are respectively 0°, 90°, 180° and 270°. As depicted in
Figure 1, the differential 100 GHz LO signal is separated into four different paths using 2 active
power splitters. The active power splitters provide isolation between the four 100 GHz LO signals
at the input of the mixers, without increasing significantly the die size of the overall circuit. The
isolation is in the range of 25 dB. Each power splitter has a 90° phase shifter in order to generate
quadrature LO signals. Each mixer is successively pumped by a phased-shifted LO signal and can
basically be considered as a switch in the ON-state or the OFF-state. Finally, the resulting RF up-
converted signals are added together using a 50 Ohm and zero degree power combiner. The output
of the modulator is then directly fed into a Patch Antenna. This specific antenna enables cross-
polarized transmissions of both the RF modulated signal and the carrier wave signal. In fact, the
polarization of electro-magnetic wave is being used to an advantage in this architecture: the
modulated data is transmitted through the antenna using one polarization state (vertical polarization)
while the cross-polarization (Horizontal polarization) is stimulated to provide a parallel way of
transmission for the signal issued from the transmitter Local Oscillator (LO). This transmission of
LO signal removes the requirements to generate high stable frequency and low phase noise
characteristics both in the transmitter and the receiver end. This greatly reduces the consumption of
power, synchronicity issue and complexity of the design. The short-range communication
additionally omits the requirement of a power amplifier and a low noise amplifier at the transmitter
and the receiver ends respectively. It is worth noting that the mixer topology works as a modulator
in the transmitter side, and as a demodulator at the receiver side, thus having the possibility to
enable a configurable bidirectional link. The transmitted LO signal is used by the receiver to
demodulate the I-Q data. The main issue for the dual Patch antenna is to provide good isolation
between its horizontally and vertically polarized electro-magnetic wave (a minimum of 13 dB is
typically required for proper operation).
Fig. 1: Schematic of the Proposed Transceiver Architecture
Table 1 shows the analysis of the system. The power consumption and data rate has been
calculated using Link Budget and Shannon Hartley channel capacity equations, respectively.
Finally, an energy efficiency is calculated and the expected results are promising compared to the
state of the art wireless and wired interconnects.
Tab. 1: System analysis.
Parameter Value Unit
Distance 1 mm
Total Power Consumption 15 mW
Channel Capacity 20 Gbps
Efficiency (Power/Channel Capacity) 750 fJ/bit
CONCLUSION
A fully integrated transceiver solution is being proposed for high data rate and low power
wireless interconnect for network on chip communication. The polarization property of light wave
is being harnessed to reduce transceiver architecture complexity and to achieve robust bi-directional
wireless communication. The detailed topology as well as preliminary performance of the overall
system will be presented during the GDR session.
RÉFÉRENCES
[1] S. Afroz, M. F. Amir, A. Saha and A. B. M. Harun-Ur-Rashid, "A 10Gbps UWB transmitter for wireless
inter-chip and intra-chip communication," International Conference on Electrical & Computer Engineering
(ICECE 2010), Dhaka, 2010, pp. 104-107, doi: 10.1109/ICELCE.2010.5700637
OPTICAL WIRELESS COMMUNICATIONS : THEORY AND APPLICATIONS
Ali W. Azim, Yannis Le Guennec, Ghislaine Maury
Institut de Microélectronique Electromagnétisme et Photonique- Laboratoire d’Hyperfréquence et
de Caractérisation UMR 5130, 3 Parvis Louis Néel, 38016 Grenoble, France
ABSTRACT
A brief introduction to optical wireless communications (OWC) is presented.
Furthermore, the advantages and different applications of OWC are listed. Potentional
modulation candidates for OWC systems are discussed by presenting both advantages
and disadvantages. Finally, a brief description of the work done is presented.
KEYWORDS: optical wireless communication ; multi-carrier systems ; single-carrier
systems.
1. INTRODUCTION
The scarcity of available electromagnetic spectrum has led to the emergence of ‘optical
wireless communications’ (OWC), which might circumvent the shortcomings of standard radio-
frequency (RF) communications. In OWC, the signals can be transmitted using visible, infrared
(IF), or ultraviolet (UV) lights, which means that there is virtually an unlimited bandwith available
to cope up with demands of continuously evolving communication systems. OWC can be divided
into two basic sub-categories, i.e., free space optics (FSO), and visible light communications
(VLC). FSO deals with long range optical wireless systems, e.g., satellite links etc, whereas, VLC
is primarily used for indoor optical wireless communications. VLC serves a dual purpose, lighting
and communications in indoor scenarios, therefore, can be considered energy efficient option as no
additional resources for communications are required. Furthermore, both FSO and VLC links are
quite effective in terms of security, since the light has no penetration power. Moreover, VLC offers
no interference with RF sensitive equipment, therefore, it is useful in places where RF interferences
might be harmful, e.g., hospitals [1].
2. APPLICATIONS
Some of the applications of OWC are as follows [1,2]:
1. VLC can be help provide navigation in indoor scenarios where the GPS signal might be
unavailable, e.g., commercial centers, warehouses and parking lots.
2. VLC system can be used for machine to machine communications. For example, LEDs can be
easily integrated into cars to provide vehicle to vehicle communications, moreover, the traffic
light signal can be connected through FSO links for traffic management, etc.
3. OWC is an effective mean of communication in radio sensitive environments, e.g., hospitals.
4. OWC links can be deployed for public data broadcasting.
5. VLC links have recently been considered to provide wireless data connectivity in underwater
environments where RF and sound waves might not be the best medium to communicate.
6. OWC links can be used for military communications where an enhanced security is pivotal.
3. DIFFERENCE BETWEEN RF AND OWC COMMUNICATIONS
OWC systems are generally deployed using intensity modulation with direct detection (IM-
DD) because of simplicity and low cost. In IM-DD, only the light intensity is modulated onto the
optical carrier, rather than both amplitude and phase. This condition poses some strict constraints on
OWC modulation schemes, e.g., the modulation signal should always be non-negative and unipolar.
Whereas, in RF communication no such requirements exist. Thus all the theories developed for RF
need to be revisited, since they cannot be generalized for OWC.
4. MULTI-CARRIER MODULATION SCHEMES FOR OWC
Multi-carrier modulation schemes such as orthogonal frequency-division multiplexing
(OFDM) are considered promising for OWC, since they offer high data rate, inherent resilince to
inter-symbol interference, and a single one tap equalization, which simplifies the design. Different
OFDM schemes have been tailored for OWC. Despite advantages, high peak-to-average power ratio
(PAPR) is a major limiting factor, which degrades the performance.
5. SINGLE-CARRIER MODULATION SCHEMES FOR OWC
To circumvent the constraints like high PAPR, recently, single-carrier modulation schemes
have been proposed for OWC which satisfy the constraints of IM-DD. Even though single-carrier
modulation schemes offer low PAPR and robustness to inter-symbol interference, a complex
equalization might be required, which may be overwhelming to overall system complexity.
6. OUR PROJECT
In our project, we have proposed different techniques to circumvent the limitations in both
multi-carrier and single-carrier systems.
1. In [2], we provide a theoretical analysis of high PAPR and its effects on different OFDM
techniques for IM-DD. Furthermore, we have also provided two decision-directed PAPR
reduction methods for OFDM.
2. In [3], we have developed a single-carrier modulation scheme for IM-DD, which is power
efficient compared to other OFDM counterparts, and also provide a significantly lower PAPR.
Moreover, the proposed schemes requires a single one tap equalization rather a complex one.
CONCLUSION
Hereby, we have provided a short introduction to OWC along with a subset of applications,
where OWC systems can be deployed. Furthermore, we have provided a brief introduction to
advantages and disadvantages of multi-carrier and single-carrier modulation schemes that can be
used in OWC. Lastly, a brief description has been provided regarding the project.
REFERENCES
[1] B. Ranjha, “OFDM based RF and Optical Wireless Systems”, PhD Dissertation submitted to
The Pennsylvania State University, 2014. [2] Ali W. Azim, Yannis Le Guennec, and Ghislaine Maury, “Decision-directed iterative methods for PAPR
reduction in optical wireless OFDM systems“, Optics Communications, pp. 318-330, 2017.
[2] Ali W. Azim, Yannis Le Guennec, and Ghislaine Maury, “Spectral and power efficient single-carrier
frequency-division multiplexing fro IM-DD“, Submitted to IEEE Photonics Technology Letters, 2017.
SESSION
CIRCUITS INTEGRES ET ANTENNES
POWER CONSUMPTION ISSUES IN RF FRONT-ENDS
Sylvain Bourdel1
1 IMEP-LAHC, Université de Grenoble, Campus MINATEC, Grenoble, France
RÉSUMÉ
Reducing the power consumption of RF front-end is a major issue for the next generation of
applications such as IOT or 5G. Several approaches are possible at different levels: technological,
circuit design or system design. All these approaches must be considered to minimize as much as
possible the power consumption in the RF front-ends. A review of recent methods used to improve
the consumption in RF systems is presented from the technology to the system.
MOTS-CLEFS : Power consumption, IoT, 5G, system level, circuit level, technological
level
ULTRA LOW NOISE V-BAND DOWN-CONVERTERS FOR METOP-SG
Yann de Thonel d’Orgeix, Robert Farré, Salim Haddad, David Sanson, David Mouneyrac,
Thibaut Decoopman1
1 Microwave Technologies & Advanced Studies, Optical and Microwave Instruments, Airbus
Defense & Space SAS, 31 avenue des cosmonautes, 31420 Toulouse, France,
RÉSUMÉ
This paper reports on the current ultra low noise V-band down-converter developments
carried out by Airbus DS SAS for the MetOp-SG satellite mission. These equipment
will be flying onboard the MicroWave Sounder (MWS) and the MicroWave imager
(MWI).
MOTS-CLEFS : low noise down-converter ; microwave radiometer ; space
applications ; MetOp-SG.
1. INTRODUCTION
Since 2006, the European contribution to operational meteorological observations from
polar orbit has been provided by the first generation of Meteorological Operational (MetOp)
satellites. The MetOp Second Generation (MetOp-SG) series of satellites will provide continuity
and enhancement of these observations in the timeframe of 2020 to 2040 [1]. The payload of the
MetOp-SG satellites consists among others of Microwave radiometric sounders (MWS) and imager
(MWI) to provide atmospheric temperature and humidity profiles and precipitation monitoring as
well as sea ice extent information. Airbus Defense & Space (Airbus DS) SAS is developing the
MWI RF sub-assembly and the 50-58 GHz channels down-converters for both MWS and MWI,
which are key equipment driving the overall instrument sensitivity performance.
2. METOP-SG CHALLENGING REQUIREMENTS
MWS and MWI instruments V-band channels cover frequencies ranging from 50 GHz up to
58 GHz. To achieve the required instrument sensitivity, the V-band down-converters noise figure
shall be lower than 2.8dB over life-time and temperature, i.e. at the state-of-the art. Mass, volume
and power dissipation are also challenging requirements, as the unit are placed inside the feed
cluster with limited available volume and dissipation capabilities. For MWS the unit shall provide
two intermediate frequency (IF) outputs feeding back-end equipment, to ease for channels filtering.
Finally the units shall cope with the 21 years of operation targeted for the MetOp-SG mission, and
be qualified for 7.5 years in-orbit lifetime and 19 years of storage.
3. DOWN-CONVERTERS DESIGN
To meet the stringent noise figure requirement a high performance Low-Noise Amplifier
(LNA) has been placed ahead the mixer. The European 50nm HEMT foundry based on
InGaAs/InAlAs heterostructures from IAF Fraunhofer achieves state-of-the-art performances [2]
and has been selected for this application. During ESA LNA pre-developments [3], this technology
has been evaluated and has demonstrated encouraging reliability performances. To ease spurii
rejection and improve LO-RF isolation a sub-harmonic balanced–mixer fully designed by Airbus
DS SAS is used. The design is inherited from previous Airbus DS project, and is tuned for the
application. At a cost of an increased design complexity, this topology naturally offers excellent LO
harmonics and even high order mixing products isolation up to 60dB, and wide-band operation. The
mixing components are antiparallel Schottky diodes from Teratech [4] already flight-proven on
other Airbus products. Remaining key parts of the down-converter, such as the LO chain and the IF
amplifier, are more common components and are out-sourced in Europe or in the United States.
4. BREADBOARDING RESULTS
Critical sub-assemblies such as LNA and mixer have been breadboarded to secure the design.
The LNA modules consist in a mechanical block with waveguide input and output ports, and
include one LNA chip per module and its biasing circuit. Airbus DS design maintains the chip level
noise figure performances and simultaneously achieves low return loss, which is a key parameter to
meet the instrument level channel flatness requirement. Over the 50-58 GHz bandwidth, the noise
figure of the module is below 2.5dB at ambient temperature (2dB at chip level) and the return losses
are better than 15 dB. Then, the optimized mixer module has been assembled and the performances
are close to the expected results, with conversion losses around 9dB over the bandwidth. The LO
power for optimal conversion gain is between +5.8dBm and +7.7dBm.
0
0.5
1
1.5
2
2.5
3
3.5
4
50 51 52 53 54 55 56 57 58
Nois
e F
igure
(dB
)
Frequency (GHz)
Before RF Return Loss optimization (room temperature)
After RF Return Loss optimization (room temperature)
Spec
Fig. 1 : left: LNA module Noise Figure meeting the 2.8dB requirement at DoCon level. Right: Mechanical
block includes core RF functions, optimized for mass and volume
CONCLUSION
Airbus DS SAS is developing the V-band down-converters for the MWS and MWI
instruments of the MetOp-SG mission and the noise figure requirement is one of the most
performance-wise stringent requirements. Breadboards have been manufactured and tested and have
demonstrated good results and the suitability of the design. The development is currently being
continued and qualification models fully representative from the flight hardware are being
manufactured. These developments undertaken for Metop-SG earth observation mission are also
paving the way for high performance equipment with applications on Q-V band Space Telecom.
REFERENCES
[1] ESA contract 4500521954 for MetOp-SG instrument/satellites
[2] [2] Leuther, A. Tessmann, H. Massler, R. Aidam, M. Schlechtweg, O. Ambacher, “450 GHz Amplifier
MMIC in 50 nm Metamorphic HEMT Technology“, Indium Phosphide and Related Materials IPRM
2012, Santa Barbara, CA, USA, August 2012, pp. 229-232.
[3] “Preliminary reliability assessment of millimetre-wave low noise amplifier”, ESA ESTEC, TRP-MetOp-
SG, Contract number 4000109751/0/0/0
[4] Alderman, B.; Sanghera, H.; Price, C.; Thomas, B.; Matheson, D.N. “Fabrication of reproducible air-
bridged Schottky diodes for use at frequencies near 200 GHz”, Infrared and Millimeter Waves, 2007 and
the 2007 15th International Conference on Terahertz Electronics. IRMMW-THz. Joint 32nd International
Conference on, 2007
[5] “Reliability assessment of schottky based mixers and multipliers for microwave imaging radiometers”,
ESA ESTEC ITT AO/1-6900/11/NL/CT
RÉSEAU D’ADAPTATION POUR AMPLIFICATEUR DE PUISSANCE LARGE-
BANDE EN CLASSE B/J CONTINUE
Saad Boutayeb1, Alexandre Giry
1, Ayssar Serhan
1
Jean-Daniel Arnould2, Estelle Lauga-Larroze
2
Univ. Grenoble Alpes, F-38000 Grenoble, France 1 CEA, LETI, MINATEC Campus, Grenoble, France
2 CNRS, IMEP-LAHC, MINATEC Campus, Grenoble, France
RÉSUMÉ
L’objet de cet exposé est de présenter une méthodologie de conception d’un réseau
d’adaptation de sortie d’un amplificateur de puissance (PA) large bande fonctionnant
en classe B/J continue. Un premier réseau a été étudié et simulé suivant cette approche.
Les résultats de simulation d’un PA en technologie SOI 130nm fonctionnant en classe
B/J continue à l’aide de ce réseau montrent une efficacité minimum de 65% et une
puissance de sortie supérieure à 23.6 dBm sur la bande 2.1-3.65 GHz.
MOTS-CLEFS : classe B/J continue; réseau d’adaptation de sortie; PA large-bande.
1. INTRODUCTION
Les classes continues représentent un mode de fonctionnement des PAs permettant de
maintenir une forte efficacité sur une large bande de fréquence à condition de respecter des
conditions de charge spécifiques à la fréquence fondamentale et aux fréquences harmoniques. Des
publications récentes montrent que des PAs en classe B/J continue peuvent fonctionner avec une
efficacité supérieure à 60% sur une bande fractionnaire supérieure à 50% [1].
2. LA CLASSE B/J CONTINUE
Un PA fonctionne en classe B/J continue quand son courant (1) et sa tension (2) de sortie sont
de la forme :
I (θ) =Imax
π +
Imax
2. cos (θ) +
2.Imax
3 π. cos (2θ) (1)
V(θ) = Vdc – (Vdc – Vk). [cos (θ) – sin (θ) + 0.5 α sin (2θ)] (2)
où Imax, Vdc et Vk sont respectivement le courant maximum, la tension d’alimentation et la tension
de déchet du transistor de puissance et α un paramètre réel compris entre -1 et 1 [2].
En classe B/J continue, le PA peut atteindre les mêmes performances théoriques qu’un PA
fonctionnant en classe B, i.e. une efficacité maximum de de 78,5% et une puissance maximale de
sortie de Pout = (Vdc – Vk) Imax /4. Afin d’obtenir les formes d’ondes requises, les impédances à
présenter à la source de courant interne du transistor au fondamental et à la 2nd
harmonique sont
décrites par les relations (3) et (4) [2] où Ropt représente la charge optimale pour un PA
fonctionnant en classe B.
Fig. 1 : Schéma du réseau d’adaptation de sortie du PA
Zfo = Ropt + j α Ropt (3)
Z2fo = −j3π
8 α Ropt (4)
3. RÉSEAU D’ADAPTATION DE SORTIE
Les impédances décrites précédemment peuvent être synthétisées à partir du réseau présenté
sur la Fig. 1. Ce réseau est chargé de présenter pour chaque fréquence fo de la bande de
fonctionnement [fmin, fmax] du PA, le couple d’impédances Zfo, Z2fo correspondant.
Le réseau est construit en deux étapes :
- Etape 1 : dimensionnement du réseau 1 (Fig. 1) pour parcourir la trajectoire optimale de
charge au 2nd
harmonique (Fig. 2).
- Etape 2 : dimensionnement du réseau 2 (Fig. 1) pour parcourir la trajectoire optimale de
charge au fondamental (Fig. 2).
Fig. 2 : Trajectoire de charge du réseau pour Ropt =
20Ω et [fmin,fmax]=[2.35 GHz, 3.65 GHz]
Fig. 3 : Puissance de sortie et efficacité en fonction
de la fréquence
CONCLUSION
La méthode de dimensionnement du réseau d’adaptation de sortie proposée a été validée par
la simulation d’un PA large bande fonctionnant en classe B/J continue et utilisant un transistor de
puissance de type LDMOS disponible dans la technologie SOI 130nm de STMicroelectronics. Une
efficacité et une puissance de sortie supérieures à 65% et 23.6dBm respectivement ont été simulées
sur la bande 2.1-3.65 GHz.
RÉFÉRENCES
[1] P. Wright, J. Lees, J. Benedikt, P. J. Tasker, and S. C. Cripps, “A Methodology for Realizing High
Efficiency Class-J in a Linear and Broadband PA,” IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol. 57, no. 12,
pp. 3196–3204, Dec. 2009.
[2] S. Rezaei, L. Belostotski, F. M. Ghannouchi, and P. Aflaki, “Integrated Design of a Class-J Power
Amplifier,” IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol. 61, no. 4, pp. 1639–1648, Apr. 2013.
ETUDE ET REALISATION D’UN DOUBLEUR DE TENSION EN TECHNOLOGIE FD-SOI POUR DES APPLICATIONS DE RECUPERATION D’ENERGIE RF
Mohamad Awad1, Philippe Benech1, J-Marc Duchamp1
1 Univ. Grenoble Alpes, CNRS, Grenoble INP*, IMEP-LAHC, F-38000 Grenoble, France
RÉSUMÉ
Dans cet article nous décrivons l’étude et la réalisation d’un circuit doubleur de tension en technologie 28 nm FD-SOI pour une application de récupération d’énergie électromagnétique. Après l’étude des contraintes du circuit, le choix s’est porté sur les transistors NLVT montés en diode. La conception et l’optimisation du circuit sont présentées ainsi que l’influence de ses performances grâce à la polarisation du substrat.
MOTS-CLEFS : récupération d'énergie RF, dispositif intégré, 28nm-FD-SOI,
1. INTRODUCTION La conjonction, d’une explosion des objets connectés (densification de l’énergie
électromagnétique rayonnée pouvant atteindre 10 nW/cm2 [1]) associée à une sobriété énergique de l’électronique qui constituent ces même objets nomades (nouvelles technologies microélectroniques) conduit aujourd’hui à envisager d’assister l’alimentation électrique de systèmes électroniques simples tels que des capteurs autonomes grâce à la récupération d’énergie électromagnétique ambiante. En effet, les fondeurs proposent commercialement des microcontrôleurs avec des courants de veille de l’ordre de 20 nA pour une tension de l’ordre du volt, soit quelques dizaines de nW. La clé de voute de la conversion d’un signal RF en un signal continu est un élément non linéaire, souvent une diode. Elles permettent d’atteindre une sensibilité de -40 dBm @ 2,45 GHz [2]. Ces diodes sont souvent associées en multiplieurs de tension pour atteindre une tension suffisante de 1V. Une sensibilité de -27 dBm a même pu être démontrée en technologie CMOS 0,18 μm [3]. Le but ce travail est l’étude et la conception d’un circuit doubleur de tension (Fig. 1) pour la récupération d’énergie RF en utilisant la technologie FD-SOI 28 nm. De plus, l’impact de la polarisation du substrat sur les paramètres de la non-linéarité (seuil, pertes et fuites) est exploré.
Fig. 1 : Schéma d’un double doubleur de tension
2. DOUBLEUR DE TENSION RF ET TECHNOLOGIE
La réduction des dimensions des transistors par rapport à l’épaisseur du substrat silicium (bulk) induit des effets parasites indésirables qui dégradent leurs performances. Pour pallier à ces inconvénients la technologie FD-SOI a été développée. Grâce à une isolation par un « BOX » (Burried Oxide) placé entre le substrat et la partie active des transistors (le canal est alors complètement déserté soit « Fully Depleted »), cette technologie permet de réduire les différents types de fuites et de pertes dans le substrat. De plus, grâce au « BOX » le substrat peut être vu comme une autre grille, dite de grille arrière (« Back Gate : BG »), ou substrat (« Bulk »), et sa polarisation permet de modifier les caractéristiques du transistor. En FD-SOI 28 nm, quatre types de transistors sont disponibles : NLVT, PLVT, NRVT et PRVT (Fig. 2), soit deux types de dopage N ou P et LVT pour « Low Voltage Transistor » (faible tension de seuil) et le RVT pour « Regular Voltage Transistor ».
Fig. 2 : Types de transistors MOS disponibles dans la technologie FD-SOI 28 nm
3. CONCEPTION & RESULTATS DE SIMULATION
La Figure 3-a décrit la simulation de I-V des 4 transistors (W/L: 1.1µ/30nm) montés en diode. Le transistor NLVT possède la tension de seuil la plus petite et la résistance série la plus faible. En revanche, il présente le courant de fuite le plus élevé. Par ailleurs, l’augmentation de la polarisation du BG permet de réduire la tension de seuil de la non-linéarité I-V comme le montre la Figure 3-b pour un transistor NLVT. Ces résultats conduisent au choix du transistor NLVT pour réaliser les diodes en raison de sa faible tension de seuil. Il est nécessaire de simuler le fonctionnement de ce circuit avec le logiciel de conception microélectronique (Cadence®). Les valeurs des capacités (Ci) sont fixées à 10 pF afin d’avoir un bon compromis entre la quantité de charge stockées et le temps de charge. Un doubleur en utilisant la technologie 28nm FDSOI a été conçu et réalisé (Fig. 3-c).
Fig. 3 : Courbes non-linéaires I-V des transistors (a) et pour différentes tension de substrat (b) et le Layout du
doubleur de tension en FD-SOI
4. CONCLUSION Cet article décrit l’étude d’un doubleur de tension en technologie FD-SOI. Parmi les transistors proposés,
le NLVT qui présente la plus faible tension de seuil est conduit aux meilleures performances. De plus, la polarisation du BG permet de choisir, au moment opportun, soit une diode à faible seuil (état passant) ou une diode à faible fuite (état bloqué).
RÉFÉRENCES
[1] Site internet «RF spectral survey in London: Measurements at the Mile End metro station», http://www.londonrfsurvey.org/#
[2] C. H. P. Lorenz et al., «Breaking the Efficiency Barrier for Ambient Microwave Power Harvesting With Heterojunction Backward Tunnel Diodes», in IEEE MTT, vol. 63, no. 12, pp. 4544-4555, 2015.
[3] M. A. Abouzied et al., «Low-Input Power-Level CMOS RF Energy-Harvesting Front End», in IEEE MTT, vol. 63, no. 11, pp. 3794-3805, 2015
Coupleur hybride miniature en technologie CMOS FDSOI 28 nm en
bande millimétrique
G. Acri1,2
, L. Boccia2, D. Calzona
2, G. Amendola
2, F. Podevin
1, E. Pistono
1, P. Ferrari
1
1 Univ. Grenoble Alpes, IMEP-LaHC, F-38000 Grenoble, France
2 Department of Telecommunication Engineering, University of Calabria, Italy
RÉSUMÉ
Dans ce papier, nous présentons la conception d’un coupleur hybride en technologie
CMOS FDSOI 28 nm fonctionnant à la fréquence de 77 GHz. Le coupleur est
miniaturisé grâce à l’utilisation de lignes à ondes lentes microruban. Il n’occupe que
15% de la surface d’un coupleur conçu avec des lignes microruban classiques, sans que
ses performances n’en soient affectées. Les résultats de simulation montrent des pertes
d’insertion de 4.2 dB, une adaptation et une isolation meilleures que 20 dB.
MOTS-CLEFS : coupleur hybride ; lignes à ondes lentes microruban;
1. INTRODUCTION
Nous avons assisté au début des années 2000 à l’émergence de circuits RF et millimétriques
en technologie CMOS afin de répondre aux besoins générés par des applications en
télécommunications très haut débit, radars automobiles anticollision ou encore imagerie [1]. Dans
ce contexte, les coupleurs 3-dB constituent l’un des blocs fondamentaux des front-end
RF/millimétriques. De nombreuses topologies de coupleurs 3-dB ont été étudiées ces dernières
années, dans plusieurs technologies. Par exemple, dans [2] un coupleur « branch-line » a été réalisé
en technologie CMOS 90 nm, utilisant une topologie CPW modifiée. Un autre coupleur réalisé à
l’aide de lignes microruban classiques repliées, en technologie SiGe BiCMOS [3], à 77 GHz. Dans
ce travail, nous proposons une approche innovante pour la miniaturisation d’un coupleur hybride 3-
dB – 90° (« branch-line »), utilisant une configuration de lignes microruban à ondes lentes repliées
et de stubs à ondes lentes. La conception du coupleur est dans un premier temps décrite, puis les
résultats de simulation sont présentés.
2. CONCEPTION DU COPLEUR
Le principe du coupleur hybride est décrit dans [4]. Dans le travail présenté, diverses techniques
de miniaturisation ont été utilisées, chacune ayant recours à des lignes microruban à ondes lentes,
dont le principe a été décrit dans [5]. Il consiste à charger capacitivement le ruban de la ligne au
moyen des via borgnes reliés au plan de masse, permettant de séparer les champs électrique et
magnétique dans le volume des via. Ce principe a été appliqué différemment suivant les branches du
coupleur. Les branches d’impédance caractéristique (permittivité relative effective keff
égale à 31,6) ont été réalisées à l’aide d’une succession de lignes repliées classiques et de stubs à
ondes lentes ,alors que les branches d’impédance caractéristique (keff plus faible
égale à 7, mais peuvent être repliées) ont été réalisées à l’aide de lignes à ondes lentes repliées
,parfaitement adaptées à la synthèse d’impédances caractéristiques faibles, expliquant le très fort
degré de miniaturisation obtenu in fine. Afin de réaliser une forme de coupleur rectangulaire, les
quatre branches doivent être ajustées à l’aide de simulations complet sous ANSYS HFSS.
3. RESULTATS
Le layout du coupleur est présenté dans la Fig. 1. 2
4 3
Meandered Bed of Nails microstrip
Meandered+
Stub+
ViasStructure
1
Figure 1. Layout du coupleur
La surface du coupleur est de 0,043 mm². La simulation des paramètres S est donnée sur la Fig.
2. A la fréquence de travail de 77 GHz, le « return loss » et l’isolation sont meilleurs que 20 dB, les
pertes d’insertion sont identiques sur les deux voies de sortie et égales à 4,2 dB (Fig.2(a)).La
différence de phase entre les deux voies de sortie est égale à 89°(90°attendus ) (Fig.2(b)).
Figure 2. Paramètres S simulés du coupleur.
Le tableau 1 présente une brève comparaison vis-à-vis de l’état de l’art, le coupleur présenté conduit au
meilleur compromis surface-performances électriques. Freq.
(GHz)
Max. IL.
(dB) RL (dB)
Magn. Imb.
(dB)
Phase Imb.
(°)
Area
(mm²)
[2] 60 5,5 15 0,7 2 0,1
[3] 60 4,5 20 0,35 1.3 0,28
[6] 60 3,8 23,3 0,5 1 0,08
This
work 77 4,2 23 0,01 1,3 0,043
Tableau 1. Comparaison avec l’état de l’art.
CONCLUSION
Des résultats préliminaires d’un coupleur hybride en technologie CMOS avancée (28 nm) pour une
fréquence de travail de 77 GHz ont été présentés. La configuration proposée utilise des structures basées sur
des lignes à ondes lentes permettant de réduire sensiblement la taille du coupleur vis-à-vis de l’état de l’art.
RÉFÉRENCES
[1] S. Reynolds, et al., “60 GHz transceiver circuits in SiGe bipolar technology,” in ISSCC 2004.
[2] I. Haroun, et al., “Experimental Analysis of a 60 GHz Compact EC-CPW Branch-Line Coupler for mm-
Wave CMOS Radios,” IEEE Microw. Wirel. Compon. Lett., vol. 20, no. 4, pp. 211–213, Apr. 2010.
[3] H. Ding, et al., “Modeling and implementation of on-chip millimeter-wave compact branch line couplers
in a BiCMOS technology,” in EuMW 2007, Munich, Allemagne.
[4] D. M. Pozar, Microwave Engineering. New York: Wiley, 1998, ch. 7.
[5] A. L. C. Serrano, et al., “Modeling and Characterization of Slow-Wave Microstrip Lines on Metallic-
Nanowire- Filled-Membrane Substrate,” IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol. 62, no. 12, pp. 3249–
3254, Dec. 2014.
[6] D. Titz, et al., “New wideband integrated miniature branchline coupler for beamforming applications,” in
IMS 2012.
(
a)
(
b)b
ANTENNE A FORT GAIN INTEGREE SUR SUBSTRAT DIELECTRIQUE POUR
MODULES EMISSION-RECEPTION MILLIMETRIQUES
Kossaila Medrar1,2, Loic Marnat1,2, Laurent Dussopt1,2 1 Univ. Grenoble-Alpes, 38000 Grenoble, France
2 CEA, LETI, MINATEC Campus, 38054 Grenoble, France
RÉSUMÉ
Une nouvelle topologie d’antenne planaire intégrée à fort gain est présentée. Cette
antenne est composée d’une source focale planaire et d’une lentille planaire discrète
imprimées sur deux faces d’un substrat dielectrique. Cette nouvelle architecture permet
l’intégration de transceivers aux fréquences millimétriques tout en gardant un système
compact, robuste et bas coût. Un prototype de dimensions 32×32×17,4 mm3
fonctionnant en polarisation linéaire sur la bande V a été conçu et présente un gain
simulé de 18,1 dBi à 60 GHz avec une bande passante à -3 dB de 24,4%.
MOTS-CLEFS : Antennes compactes; Lentille discrète ; Intégration ;
1. INTRODUCTION
De nos jours, les besoins de débit associés aux nouveaux systèmes de communication sans
fils ne cessent d’augmenter. La migration vers les fréquences millimétriques est poussée par les
larges bandes passantes offertes à ces fréquences. Cependant, les niveaux de pertes y sont
importants et nécessitent l’utilisation d’antennes à fort gain pour maximiser les bilans de liaison et
assurer les qualités de service nécessaires aux applications visées.
Les architectures d’antenne à fort gain typiquement adoptées en bandes millimétriques sont
les réseaux phasés, les antennes à fentes ou l’utilisation de lentilles diélectriques 3D ou planaires.
Les lentilles planaires peuvent être de type lentilles de Fresnel ou lentilles discrètes telles que les
antennes à réseaux transmetteurs [1]. Ces dernières présentent le meilleur compromis entre
performances, compacité, coût et reconfigurabilité.
Dans cet article, une architecture similaire à celle présentée dans [2] est adoptée. Afin
d’améliorer la compacité, l’intégration de l’antenne et éviter les problèmes d’alignement la lentille
discrète et la source focale sont imprimées sur les deux faces opposées d’un substrat épais [3]. Le
module compact qui en résulte est ainsi réalisable en technologies planaires standards et compatible
avec l’intégration bas coût d’un module émission/réception.
2. ARCHITECTURE, CONCEPTION ET SIMULATION DE L’ANTENNE
La figure 1 présente un module complet d’émission-réception avec la nouvelle architecture
proposée. Ce module intègre un circuit d’émission/réception qui alimente une source focale planaire
imprimée d’un côté du substrat diélectrique épais et une lentille discrète de l’autre côté. La
géométrie de la cellule unitaire qui compose la lentille discrète est présentée dans la figure 1. Elle
est constituée de deux patchs connectés par un via central. Ainsi pour réaliser une compensation en
phase de 1 bit, les deux états de phase nécessaires (0° et 180°) sont obtenus par une simple rotation
de 180° du patch placé sur la couche supérieure de la lentille.
Fig. 1 : Nouvelle architecture d’antenne à fort gain avec une lentille planaire discrète composée de cellules
élémentaires et une source focale imprimées de part et d’autre d’un substrat.
Une antenne directive de 20×20 éléments à compensation de phase 1 bit est conçue avec une
source focale planaire alimentée par un guide d’onde WR15. La dimension finale est 32×32×17,4
mm3. Les diagrammes de rayonnements simulés en co- et cross-polarisation à 60 GHz et le gain
simulé en fonction de la fréquence sont présentés dans les figures 2a et 2b.
-90 -60 -30 0 30 60 90-40
-30
-20
-10
0
10
20
Angle (deg)
Gain
(d
Bi)
Gθ Plan E
Gφ Plan E
Gφ Plan H
Gθ Plan H
50 55 60 65 705
10
15
20
Fréquence (GHz)
Gain
(d
Bi)
(a) (b)
Fig. 2 : Diagrammes de rayonnement simulés à 60 GHz dans les plans E et H (a) et gain simulé en fonction de
la fréquence (b).
Un gain de 18,1 dBi est obtenu pour une efficacité d’ouverture de 16% et une efficacité totale de
52%. Une bande passante à -3 dB de 24,4% est démontrée. Les pertes par réflexion et par
transmission associées à la lentille et les pertes dues à la propagation dans le milieu diélectrique
sont faibles (0,67 dB) et montre l’intérêt de la nouvelle architecture proposée.
CONCLUSION
Une nouvelle architecture d’antenne à fort gain permettant une intégration robuste et bas coût de
modules d’émission-réception aux fréquences millimétriques a été présentée. Les résultats de
simulation sont prometteurs (efficacité d’ouverture de 16% et une bande passante à -3dB de 24,4%).
Des études sont actuellement menées pour améliorer l’efficacité et la compacité de l’antenne.
RÉFÉRENCES
[1] H. Kaouach, L. Dussopt, J. Lantéri, T. Koleck, and R. Sauleau, “Wideband Low-Loss Linear and
Circular Polarization Transmit-Arrays in V-Band,” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 59, no. 7, pp.
2513–2523, Jul. 2011.
[2] J. A. Z. Luna, L. Dussopt, and A. Siligaris, “Packaged transceiver with on-chip integrated antenna and
planar discrete lens for UWB millimeter-wave communications,” in 2014 IEEE International Conference
on Ultra-WideBand (ICUWB), 2014, pp. 374–378. [3] K. Medrar, L. Marnat, L. Dussopt, “Substrate-Integrated Discrete Lens Antenna for Compact Millimeter-
Wave Transceiver Modules,” 11th European Conference on Antennas and Propagation, Paris, France, 19-
24 March 2017.
ANTENNE MINIATURE EN TECHNOLOGIE SIW A ONDES LENTES
Anh-Tu Ho, Philippe Ferrari, Tan-Phu Vuong, Emmanuel Pistono
Université. Grenoble Alpes, IMEP-LAHC, F-38000 Grenoble, France
RÉSUMÉ
Dans ce papier, une antenne à cavité SIW à ondes lentes avec polarisation circulaire est
proposée en bande X. L’utilisation de vias borgnes à l'intérieur du guide SIW classique permet
d'obtenir un effet d’ondes lentes, à l'origine de la réduction de 47% la surface de l’antenne. L'insertion
d'un via traversant entre le plan de masse inférieur de l'antenne et le patch permet simultanément
d'obtenir une polarisation circulaire et de doubler la largeur de la bande passante (3% de bande) par
rapport à l’antenne sans via. Un bon accord en gain et bande passante est obtenu entre la simulation et
la mesure.
MOTS-CLEFS : Antenne à cavité SIW, Ondes lentes, Miniaturisation
1. INTRODUCTION
Les structures SIW (pour "Substrate Integrated Waveguide") ont montré leur intérêt pour la
réalisation d'antennes depuis une dizaine d’années. Elles présentent en particulier l’intérêt d’un faible
couplage lors d’une mise en réseau, tout en conservant une topologie planaire. Néanmoins, leurs
dimensions restent un inconvénient majeur en comparaison avec des antennes patch équivalentes en
technologie microruban. Une structure à ondes lentes SW-SIW (pour "Slow-Wave SIW") a été
proposée dans [1] pour réduire la dimension des guides SIW. Cette méthode est utilisée ici pour
réaliser une antenne SIW à ondes lentes à polarisation circulaire. Une réduction de surface de 47% par
rapport à l'antenne SIW classique est constatée, tout en fournissant un gain de 6,45dBi en mesure.
2. DESCRIPTION
La Erreur ! Source du renvoi introuvable. présente la configuration géométrique de
l’antenne SW-SIW sur un substrat PCB multicouches constitué de trois couches diélectriques : deux
couches de Rogers RO4003c nommées Sub1 et Sub3 (permittivité relative 3,55 et épaisseurs
respectives 813 µm et 203 µm) collées entre elles par l'intermédiaire d'un prepreg Rogers RO4450F
(permittivité relative 3,52 et épaisseur 102 µm). Cet empilement technologique permet d'obtenir l'effet
d'onde lente et donc la miniaturisation des structures escomptés. Cet effet est obtenu en réalisation des
vias métalliques borgnes reliant le niveau Métal1 au niveau intermédiaire Metal2. Cela permet de
confiner le champ électrique dans le substrat Sub3.
(a) (b) (c) (d)
Figure 1 Antenne SW-SIW. (a) Vue de dessus, (b) vue de dessous, (c) vue 3D et (d) coupe
transversale.
L’effet d’onde lente est alors obtenu par la séparation des champs électrique et magnétique, le
champ électrique étant confiné dans le volume du substrat Sub3 grâce à la présence des vias borgnes,
alors que le champ magnétique occupe tout le volume défini par les trois couches de substrat. Afin
d'obtenir une polarisation circulaire, un via inductif situé dans la région du patch permet de créer un
mode dégénéré [2], impliquant une polarisation circulaire ainsi qu’une légère augmentation de la
bande passante.
3. PERFORMANCES DE L’ANTENNE
Les mesures et simulations du paramètre S11 de l'antenne réalisée sont comparées à la Erreur !
Source du renvoi introuvable.(a). Un très bon accord est alors obtenu. Le gain maximum simulé de
l’antenne est de 4.9 dBi à 11.57 GHz avec une polarisation circulaire obtenue sur la bande de
fréquences de 11.53 GHz à 11.58 GHz (voir Figure 3(b)).
(a) (b)
Figure 2: Performances de l’antenne : (a) paramètres S11 (mesure et simulation) et (b) gain et rapport axial.
La Figure 4 présente le diagramme de rayonnement de l'antenne. Un bon accord entre
simulation et mesure est observé dans les deux plans θ=0° et θ=90°, avec un gain mesuré de 6,45 dBi,
contre 4,9 dBi en simulation; l'incertitude de mesure étant de l'ordre de 1 à 1,5 dB, rendant mesure et
simulation très proches.
(a) (b)
Figure 3 : Diagramme de rayonnement (a) θ= 0°, (b) θ= 90°.
CONCLUSION
Il a été démontré ici que l’utilisation du principe d’onde lente en technologie SIW permettait
d’envisager une réduction par deux de la surface des antennes. Des résultats expérimentaux en bon
accord avec la simulation ont permis de valider le concept proposé.
RÉFÉRENCES
[1] A. Niembro-Martin, V. Nasserddine, E. Pistono, H. Issa, A.-L. Franc, T.-P. Vuong, and P. Ferrari,
“Slow-Wave Substrate Integrated Waveguide,” IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol.
62, no. 8, pp. 1625–1633, Aug. 2014.
[2] Kim, Dong-Yeon, J.W. Lee, T.K. Lee, et Choon Sik Cho. « Design of SIW Cavity-Backed Circular-
Polarized Antennas Using Two Different Feeding Transitions ». IEEE Transactions on Antennas and
Propagation 59, no 4 (avril 2011): 1398-1403. doi:10.1109/TAP.2011.2109675.
