Mohssine Poly Du Cours D_électronique Analogique

7/23/2019 Mohssine Poly Du Cours D_lectronique Analogique

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ECOLE MOHAMMADIA DINGENIEURS

Electronique Analogique

Anne Universitaire 2013-2014


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1.Introduction aux semi-conducteursLes semi-conducteurs sont des solides cristalliss. Par dfinition, le cristal possde une

structure ordonne. Dans le cas du silicium Fig. 1, qui est le semi-conducteur le plus utilis, la

rigidit du cristal est assure par la mise en commun de quatre lectrons priphriques avec

quatre lectrons datomes voisins

Semi-conducteurs purs

Fig. 1Lnergie, qui apparat du fait de lagitation thermique qui rgne une temprature ordinaire

d'environ 20C, peut tre suffisante pour que certains lectrons priphriques chappent

lattraction de leur noyau et deviennent des lectrons libres. La libration dun lectron laisse

place un trou. Latome correspondant est alors devenu un ion positif.

Le semi-conducteur devient donc un conducteur puisquil contient des lectrons libresporteurs de charge (-e).Fig. 2


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au dpart, avant de repartir pour se fixer dans dautres trous. Tout se passe comme si on

observait un dplacement de porteurs de charge (+e) datomes en atomes.

Toutefois, lensemble reste neutre puisquil y a autant de trous que dlectrons libres.

Semi-conducteurs dops

Semi-conducteur de type N

Fig. 3

Ajoutons dans une structure cristalline de semi-conducteurs un atome qui possde cinqlectrons libres sur sa couche priphrique. Quatre de ces cinq lectrons vont assurer les

liaisons avec les atomes voisinsFig. 3, et le dernier va rester libre. Latome dimpuret ainsi

ajout est appel atome donneur.

Les lectrons libres sont devenus majoritaires, alors que les trous par voie de consquences

sont devenus minoritaires. Le semi-conducteur est dit de type N.

Semi-conducteur de type P

Prenons le cas maintenant de laddition dun atome avec trois lectrons priphriques. Il va de

ce fait y avoir un dfaut dun lectron pour assurer la cohsion du cristal. Cet atome

dimpuret est appel atome accepteur.

Ai i l l t lib t il d i it i t di l t i d


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Fig. 4 a

Etudions les proprits dune jonction PN. Les lectrons libres de la rgion N

diffusent vers la rgion P et inversement les trous de la rgion P vers la rgion N. Cesporteurs mobiles se neutralisent dans une zone dite de transition de part et dautre de la

jonction.


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ZONE P :

Les + reprsentent les trous et ils sont majoritaires dans la zone P. Normale

puisque cette zone est dope avec des atomes ne possdant que trois lectronspriphriques.

Les reprsentent les lectrons libres et sont minoritaires dans la zone P. Rappel

que nous avons des lectrons libre cause de lagitation thermique. (Agitation

thermique prsente par le seul fait de se trouver temprature ambiante).

Les cercles avec un reprsentent les atomes dit atome accepteur ionis. Ce sont

des ions ngatifs.

ZONE N :

Les reprsentent les lectrons libres et ils sont majoritaires dans la zone N.

Normale puisque cette zone est dope avec des atomes possdant 5 lectrons

priphriques.

Les + reprsentent les trous et sont minoritaires dans la zone N.

Les cercles avec un + reprsentent les atomes dit atome donneur ionis. Ce sont

des ions positifs.

Les lectrons libres, trs nombreux dans la rgion N, diffusent dans la rgion P.

de mme les trous de la rgion P, diffusent dans la rgion N. Ces porteurs

mobiles, de signes opposs, se neutralise dans une petite zone dite de transition,

qui stend de part et dautre de la jonction.

Dans la zone de transition, il ny a plus que les ions fixes. Positif du ct N et

ngatif du ct P.

Les ions de cette zone de transition entrane lexistence dune diffrence de

potentiel Vd, dite tension de diffusion, entre les frontires de la zone de

transition. (Cette valeur est de lordre de 0,7V pour le silicium) et dirige du

+ vers le - donc de la zone N vers la zone P. Cette configuration entrane

donc lapparition dun champ lectrostatique Ed dirig de P vers N. Fig. 5

Etant donn que la diode se trouve temprature ambiante, la jonction PN est soumise

une certaine agitation thermique qui se caractrise par lexistence dune nergie au sein desatomes et donc des lectrons. Ces derniers se dplacent dans le substrat avec une quantit

dnergie et lespoir de se faire capter par un atome possdant un manque dlectron. Ces

derniers se trouvant bien entendu dans la zone P les lectrons vont tenter de si rendre.


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Fig. 5

Dans la zone de transition, des anions et des cations fixes crent un champ lectrostatique ED,dirig de N vers P. Il en rsulte une tension de diffusion VDentre les frontires de la zone de

transition.

Les lectrons libres de la rgion N qui pntrent dans la zone de transition sont

soumis au champ Ed dirig de P vers N. On peut conclure que les lectrons vont

tre repousss dans la zone N. Seul quelques uns qui auront acquis par agitation

thermique une nergie au moins gale VD passeront dans la rgion P et ce

malgr le champ de rpulsion Ed. De la mme faon, Je peux donc conclure que

les trous vont tre repousss dans la zone P. Un petit nombre passera toutefoisvers la rgion N par le mme principe que les lectrons. On peut dire que jai un

dplacement dlectron et de trou et que ce dernier peut tre caractris par le

courant de diffusionqui est dirig de P vers N.Fig. 6

Si les porteurs majoritaires taient en rgle gnral repousss, on ne peut pas en

dire autant des porteurs minoritaires qui eux vont lors de leur approche de la zone

de transition tre prcipits par le champ Ed dans lautre rgion. On peut

conclure quil existe un courant appel courant de saturationqui est dirig de Nvers P. Comme les porteurs minoritaires sont fonctions de lagitation thermique,

le courant de saturation sera dautant plus important que la temprature augmente

et alors, Id (courant de diffusion) = Is (courant de saturation).


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Conclusion :Si aucune modification thermique napparat, le courant de saturation sera constant dans la

jonction.

Courant de diffusion: quelques lectrons du fait de

lagitation thermique acquirent assez dnergie

pour sopposer la force lectrostatique engendre

par le champ ED. De mme, les trous de la rgionP ont un comportement similaire. Il en rsulte un

courant IDdediffusion, dirig de P vers N.

Courant de saturation: certains porteurs minoritaires sont

de suite plongs dans le champ et de ce fait acclrs. Il

en rsulte un courant ISde saturation orient de N versP, qui crot avec la temprature.

Si la jonction nest soumise aucune diffrence de

potentiel, alors on a :

3.La jonction PN polarise Polarisation directe

La rgion P est relie au pole du

gnrateur. Fig. 7

Il rgne de ce fait une diffrence de

potentiel impose par le gnrateur qui reste

infrieure la tension de diffusion, mais qui

entrane une augmentation de potentiel de la rgion

P.

DS II =


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Polarisation inverse

Cest la rgion N qui est maintenant

relie au pole du gnrateur Fig. 8

Du fait de la diffrence de potentiel, la

rgion P est le sige dune diminution de

potentiel gale V. La d.d.p aux bornes de la

zone de transition est alors VVD

+ . A

linverse du cas prcdent, les porteurs de

charge majoritaire susceptibles de passer lazone de transition sont beaucoup moins

nombreux puisquils doivent fournir une

nergie suprieure ( )VVeD + . Le courant de

diffusion devient de ce fait ngligeable. On

introduit ds lors le courant inverse not Ii qui

est tel queI I I I

i S D S =

.

Or ce courant est toujours trs faible

(voire ngligeable dans la plupart des cas)puisquil est d aux porteurs de charges

minoritaires.

Une jonction PN polarise en sens inverse est dite bloque.

Fig. 8

La dissymtrie

Ces expriences nous montrent quun semi-conducteur comportant une jonction est un

composant dissymtrique, conducteur si la rgion P est positive par rapport la rgion N et

non conducteur dans le cas contraire.

On dit que la jonction est passante de P vers N et non passante de N vers P.On appellera anode le ct P et cathode le ct N.

Lorsque la jonction est passante, le courant va de lanode la cathode.

4.La diode jonction


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Une diode jonction est un cristal de semi-conducteur comportant une jonction PN laquelle

on ajoute deux lectrodes respectivement en contact avec chacune des rgions. Fig. 9

Llment de base est une jonction PN dont la diode a toutes les proprits. Pour permettreson insertion dans des quipements, la jonction doit tre habille et se prsenter sous

forme dun composant maniable. En outre, pour faciliter les changes thermiques avec lair

ambiant.

Symbole

Orientations

Lorientation de la diode dans le sens passantFig. 10, cest dire pour une tension positive

et un courant de circulation non nul, est le suivant :

Fig. 10

4.1Caractristique directe

La diode est polarise en mode passant,

Fig. 10la borne positive de la source sur la jonction P

ou sur lanode et la borne ngative de la source sur la jonction N ou sur la cathode.


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Il parat intressant avant de tracer lallure de la caractristique direct U=f(I) de dcouvrir

le fonctionnement interne de la diode.

Nous savons que notre jonction de par la prsence dun champ lectrostatique Ed empche

tout dplacement des porteurs majoritaires au sein de notre diode. Il faudrait donc que nous

parvenions vaincre cette dernire afin de permettre la circulation des porteurs

majoritaires et ainsi augmenter le courant de diffusion qui deviendra plus important que le

courant de saturation et ainsi permettre la conduction de la diode et la circulation dun

courant lextrieur de cette dernire. Pour permettre aux porteurs majoritaires de

traverser la zone de transition, nous devrions crer un champ plus important et de sens

inverse Ed. Nous savons que le champ Ed est dirig de N vers P. Il nous faudrait donccrer un champ dirig de P vers N. Pour cela, il nous suffit daugmenter le potentiel de la

rgion P dune valeur V et ainsi porter le potentiel de la zone de transition V D-V. Pour

porter le potentiel de la rgion P, il me suffit dappliquer la borne positive dun gnrateur

sur lanode ou la zone P de la diode. Nous devons vaincre la barrire de potentiel de la

jonction de transition en appliquant une tension gale VD(0,7V), pendant se temps nous

navons pas de circulation des porteurs majoritaires et donc pas de circulation de courant.

Ensuite, nous avons prsence dun champ rsultant au droit de la zone de transition qui

contribue accrotre le dplacement des porteurs majoritaires, donc des lectrons et parconsquent du courant lextrieur de la diode. Noter encore que une fois les lectrons

majoritaires de la zone N parvenu dans la zone P, il ny a pas combinaison de ces derniers,

en effet, grce lnergie emmagasine ils traverseront la zone P pour tre attir par la

borne positive du gnrateur. Il en sera de mme pour les trous qui seront aprs traverse

de la zone N attir par la borne ngative du gnrateur. La courbe ci-dessous Fig. 11 nous

montre lamplification rapide du courant au sein de la diode pour de faible variation de

potentiel et ce aprs avoir vaincu la barrire de potentielle de la zone de transition.

2

4

6

8

10

12

I(A)

U=f(I)


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quation.

Fig. 12. Linarit de Log (I) fonction de V.

la courbe Fig.12. ( l'exception de la zone de claquage) rpond assez bien la formule

suivante, explique par la thermodynamique statistique :

o :

Ifest le courant de fuite appel aussi Is ou courant de saturation.

q la charge de l'lectron = 1,6E-19C

k constante de Boltzman = 1,38E-23 J/K

T temprature absolue


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Fig. 13. Rsistance dynamique.

La rsistance dynamique tant l'inverse de la pente de la caractristique en un point

donn, on peut la dduire par drivation de la formule du courant dans la diode en fonction de

la tension aux bornes de celle ci :

C'est la rsistance dynamique au point de fonctionnement (Vd , Id). Elle est fonction du

courant de polarisation Idau point tudi.

La figure Fig. 13 donne la valeur de rden fonction de la tension de la diode : les variations

sont trs importantes.

2. Schma quivalent.

La reprsentation de la diode par sa loi logarithmique est un peu complexe pour l'emploi de

tous les jours. Plusieurs schmas quivalents simplifis sont proposs :


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Fig. 14. Caractristique idale.

Diode avec seuil.

On peut continuer ngliger la rsistance interne, mais tenir compte du seuil de la diode. La

caractristique devient :

Fig. 15. Caractristique avec seuil.

Ce schma est le plus utilis pour les calculs.

Diode avec seuil et rsistance.

Attention: dans ce cas, on considre que la rsistance dynamique est constante, ce qui n'est

vrai que si la variation du signal alternatif est trs petite autour du point de polarisation encontinu !

Ici, on prend en compte la rsistance de la diode. Ceci peut tre utile si on utilise la diode en

petits signaux alternatifs et qu'on a besoin de sa rsistance dynamique.


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4.2 Caractristique inverse

La diode est polarise en mode bloquant, la borne positive de la source sur la jonction N ou

sur la cathode et la borne ngative de la source sur la jonction P ou sur lanode. Fig. 18Dans ce

cas nous naurons pas circulation dun courant.

Fig. 18

Si nous reprenons le raisonnement appliqu dans le cas de la conduction de la diode, pour

la conduction, nous avons veill augmenter le potentiel de la jonction P et pour cela nousavons appliqu la borne positive du gnrateur sur lanode (P) de la diode.

Dans notre nouveau cas, nous remarquons que la borne positive du gnrateur est

applique non plus lanode mais la cathode. Cela entrane au sein de la diode

lapparition dun champ supplmentaire de sens P vers N donc de mme sens que le champ

de la zone de transition. En effet, nous augmentons la diffrence de potentiel Ud=VDdj

existante au droit de la zone de transition cre par les ions, cela veut donc dire que nous

amplifions cette dernire plutt que de la combattre renforant ainsi galement le champ

lectrostatique renforant le blocage de la diode. Nous pouvons donc conclure en disant

que le courant qui circule est trs faible voir nul et est du aux porteurs minoritaires. Si lon

augmente suffisamment le potentiel du gnrateur, nous allons obtenir un phnomne

davalanche au sein de la diode. En quoi consiste-t-il ?


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Fig. 19

4.3Grandeurs caractristiques dune diodeFig. 20

-6

-5

-4

-3

-2

-1

0

-600 -400 -200 0

I(A)

U(mV)

U=f(I)

4

6

8

10

12

I(A)

U=f(I)

B


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Seuil de tension

Le seuil de tension dune diode dfinit le seuil pratique de tension Uo=VD et qui

correspond lintersection entre la partie rectiligne de la caractristique et laxe des

tensions (valeur un rien suprieur 0,7V.

Rsistance statique

Il sagit de la rsistance apparente de la diode, cest le rapport entre une valeur de la

tension directe applique la diode et la valeur correspondante du courant.

Id

UdRs =

Rsistance dynamique

Il sagit du rapport entre une tension et un courant (loi dohm). Dans notre cas, il sagit dela valeur de la tension directe que lon retrouve sur la courbe comme tant la valeur de la

tension entre les points A et B et le courant entre ces deux mmes points.

Id

UdRd

=

Limite dutilisation dune diode

Ces limites sont fixes par le fabricant, on retrouve :

URM= tension inverse maximum. (cest la valeur maximum que la diode peut

supporter en inverse)

IAV = courant moyen direct. (cest, en fait, le courant de service que peut

supporter la diode) Tj = temprature maximum de jonction. (il est important de connatre cette

temprature afin de calculer le radiateur placer, au besoin, sur la diode)

IR = courant inverse. (cest la valeur instantane maximum du courant

traversant la diode polarise en inverse.


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5La diode Zner5.1Dfinition

Une diode zner Fig. 21 est une diode jonction qui, sous une tension inverse un peu

suprieure la valeur de claquage, supporte sans dommage un courant inverse relativement

important. Le claquage est donc rversible. Cette proprit a t obtenue par un dopage

convenable du semi-conducteur. La diode zner est donc un composant non linaire,

dissymtrique, seuils de tension. En dautre terme, la zone P et N dune telle diode

possde un nombre plus important de porteurs majoritaires (du un plus grand dopage) et

donc une zone de jonction plus troite. Cela pour consquence davoir un champ interne

intense. Cela veut aussi dire que la tension davalanche sera relativement faible.

5.2Reprsentation

Fig. 21

5.3Caractristique

Dans le sens direct ou passant, elle est identique celle dune diode simple.Fig. 22

Dans le sens inverse ou bloqu, le courant reste nul ou ngligeable tant que la tension

du gnrateur nest pas devenue suprieure la tension de zner.


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Fig. 22

-6

-4

-20

2

4

6

8

10

12

-6 -5 -4 -3 -2 -1 0 1 2

I(A)

U(V)

U=f(I)


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Utilisation

La proprit de cette diode est utilise dans les montages stabilisateurs de tension.Fig. 23

Fig. 23

Comme on le voit, le courant i qui passera dans la diode va dpendre du courant I2

qui passera dans la rsistance R2 ; la limite, si le courant dans R2 est nul, le

courant dans la diode sera maximum. Je peux considrer que jai un gnrateur infini

et en tirer que le courant I1 est constant.

Dans ces hypothses, je peux dire que si I2 est maximum, i est minimum.

Dans la zone avant stabilisation, la tension U2 est infrieure Uz et le courant i reste

nul.

Dans ce cas, le circuit se ramne deux rsistances en srie.

2

21.21

R

RRUU

+=

Dans le domaine de stabilisation, la tension U2 reste gale Uz et le courant i nest

plus nul.

)2

.(11R

UziRUzU ++=


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Soit calculer la rsistance de limitation du courant R1 placer dans le cas dune

tension dalimentation du montage gale U1 = 17V pour une tension de sortie U2 =

9,1V dlivre par une diode zner et pouvant dissiper une puissance de 1,3w ; lecourant minimum devant circuler dans la diode zner est de 25mA.

mAUPzIZM 143

1,93,1

2 ===

=

=

=

2,5510.143

1,9172113IZM

UUR soit 56 ohms

wIRPR 145,110.143.561.11 3

===

6 La diode en redressement.Une des principales applications de la diode est le redressement de la tension alternative du

secteur pour faire des gnrateurs de tension continue destins alimenter les montageslectroniques (entre autres). Avant le systme de redressement, on a presque toujours untransformateur qui sert abaisser la tension secteur (les montages lectroniques fonctionnent souvent

sous des tensions de polarisation allant de quelques volts quelques dizaines de volts), et qui sert aussi

isoler les montages du secteur (220V).

6.1Redressement mono alternance.

C'est le redressement le plus simple qui soit Fig. 24. Lorsque la tension aux bornes dutransformateur Vtdpasse la tension de seuil de la diode, celle-ci conduit, laissant passer le

courant direct dans la charge. La tension aux bornes de la charge V rest alors gale la tension

aux bornes du transformateur moins la tension directe VFde la diode.


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Quand la tension aux bornes du transformateur devient infrieure la tension de seuil, ladiode est bloque ; il ne subsiste que le courant de fuite, qui est ngligeable en comparaison

du courant direct.

La tension aux bornes de la diode est alors gale celle aux bornes du transformateur : il

faudra choisir une diode avec une tension VR au minimum gale la tension crte du

secondaire du transformateur.

6.2 Redressement double alternance.

6.2.1 Avec transfo double enroulement. Fig. 25

Fig. 25. Redressement avec transfo double sortie.

Le montage prcdent prsente l'inconvnient de ne laisser passer que la moiti du courant que

peut dlivrer le transformateur. Pour remdier cela, on utilise un transformateur avec deux

enroulements secondaires que l'on cble de manire ce qu'ils dlivrent des tensions en opposition de

phase sur les diodes


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Fig. 26. Alternance positive.

Fig. 27. Alternance ngative.

Les diodes sont plus sollicites que pour le montage simple alternance : en effet, la diode qui ne

conduit pas devra supporter en plus de la tension aux bornes de son secondaire de transformateur, la

tension aux bornes de la rsistance. Au total, elle devra supporter une tension VR double de celle

requise dans le montage simple alternance, soit deux fois la tension crte prsente sur chacun des

secondaires.

6.1.2 Avec pont de Grtz.


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Fig. 29. Alternance positive.

Fig.30. Alternance ngative.


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6.2Filtrage.

Les montages prcdents dlivrent des tensions redresses mais non continues.

Pour obtenir une tension (quasi) continue, il suffit de mettre un gros condensateur en parallle

avec la charge.

6.3.1 Redressement simple alternance.

La charge est absolument quelconque Fig. 31

, et peut tre un montage lectronique complexe ayantune consommation en courant alatoire.

Fig. 31. Redressement simple alternance et filtrage.

Sur le graphique du bas de la Fig. 31, on voit en pointill la tension redresse telle qu'elle serait sans

condensateur. En traits pleins pais, on voit la tension filtre.

Sur ce graphe, le courant de dcharge du condensateur est linaire : il correspond

l'hypothse de dcharge courant constant.

Le fonctionnement est simple : quand la tension aux bornes du transformateur est suprieure


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A noter que la tension aux bornes du condensateur tant en permanence voisine de la tension

crte positive du transformateur, lorsque celui-ci fournit la tension de crte ngative, la diode

doit supporter deux fois la tension crte dlivre par le transformateur : on perd le seulavantage (hormis la simplicit) du montage redressement simple alternance.

Calcul du condensateur : dans la littrature, on trouve classiquement le calcul ducondensateur pour une charge rsistive. La dcharge est alors exponentielle et le calcul

inutilement compliqu.

Ce calcul est assez loign des besoins rels : en gnral, on ne fait pas des alimentations

continues pour les faire dbiter dans des rsistances !

Trs souvent, ces alimentations redresses et filtres sont suivies d'un rgulateur de tension.

La charge est frquemment un montage complexe ayant une consommation variable au cours

du temps.

Pour faire le calcul du condensateur, on prendra donc une dcharge courant constant, le

courant servant au calcul tant le maximum (moyenn sur une priode du secteur) consommpar la charge.

Le critre de choix ne sera pas un taux d'ondulation qui n'a souvent aucune utilit pratique,

mais une chute de tension maxi autorise sur le condensateur pour que le montage connect

en aval fonctionne correctement.

Avec ces hypothses, le calcul du condensateur devient trs simple : On considre que le

condensateur C se dcharge courant Imax constant pendant un temps T et que la chute de

sa tension est infrieure V.

On a alors la relation :

Le temps T choisi va tre approxim la priode du secteur. En pratique, le condensateur va

se dcharger moins longtemps (Fig. 31), on va donc le sur dimensionner, mieux vaut prvoir

large pour viter les mauvaises surprises ! Pour un redressement simple alternance, on aura un

T de 20ms, qui correspond l'inverse de la frquence secteur 50Hz. La valeur du

condensateur est alors :


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6.2.2 Redressement double alternance.

Les hypothses seront les mmes que prcdemment. La seule diffrence viendra du temps T ; vuqu'on a un redressement double alternance,Fig. 32. La frquence du courant redress est double de

celle du secteur. La formule de calcul du condensateur devient donc :

F est la frquence secteur (50Hz). A chute de tension gale, le condensateur sera donc deux

fois plus petit que pour le redressement simple alternance, ce qui est intressant, vu la taille

importante de ces composants.

La diode aura tenir deux fois la tension crte dlivre par chaque enroulement du

transformateur.

Fig. 32. Redressement double alternance et filtrage.

6.2.2.1Fonctionnement des diodes et transfos.


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La chute de tension dans les diodes sera alors importante (plus prs d'1V que de 0,6V) ainsi

que la chute de tension dans les rsistances du transformateur.

Il ne faudra pas perdre ces considrations de vue quand on voudra calculer l'alimentation au

plus juste !

L'autre consquence est le dmarrage de l'alimentation : lorsqu'on branche le transformateur

sur le secteur, on peut se trouver au maximum de tension de l'alternance secteur. La charge du

transformateur, principalement constitue du condensateur de filtrage, sera l'quivalent d'un

court-circuit. Le courant d'appel sera alors uniquement limit par la rsistance interne du

transformateur (quelques dizimes d'ohms quelques ohms), et il sera trs intense : les diodesdevront supporter ce courant (paramtre IFSM)

6.2.3 Alimentations doubles symtriques.

Si on analyse le fonctionnement du redresseur double alternance transformateur point milieu, on

s'aperoit que chaque secondaire dbite du courant seulement pendant une alternance. L'autre

alternance serait susceptible de fournir un courant ngatif.

Partant de cette constatation, on peut imaginer facilement une alimentation double

symtrique, avec 4 diodes dispose en pont : deux diodes vont conduire les alternances

positives des secondaires du transformateur, et les deux autres les alternances ngatives.


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Ces alimentations sont incontournables dans les montages symtriques o il est ncessaire

d'amplifier des tensions continues, et notamment dans les montages amplificateurs

oprationnels

7 DIODES SPCIALES.

DIODES ZENER.

7.1Caractristique.

Fig. 34. Caractristique d'une diode zner.

Nous avons dj parl de l'effet zner. Il concerne la caractristique inverse de la diode.

En direct, une diode zner se comporte comme une mauvaise diode normale.

En inverse, on fait en sorte que par construction l'effet zner et / ou d'avalanche se produise

une tension bien dtermine, et ne soit pas destructif. La caractristique inverse prsente alors

l'allure d'un gnrateur de tension faible rsistance interne.

En gnral, les constructeurs spcifient :

la tension d'avalanche Vzt pour un courant dtermin Izt. (les valeurs de tension sont

normalises).

ce point de fonctionnement Vzt/ Izt, on donne la rsistance dynamique de la diode rzt.


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L'effet d'avalanche est plus franc que l'effet zner, ce qui fait que le coude de tension inverse

est plus arrondi pour les diodes zner de faible tension.

Les diodes optimales en terme d'arrondi de coude et de rsistance dynamique ont des tensions

zner voisines de 6 7V.

7.1.2 Schma quivalent.

Pour simplifier les calculs, et comme pour la diode, on va dfinir un schma quivalent approchant la

ralit.

Si on utilise le composant suffisamment loin du coude, le schma suivant modlise bien le

comportement d'une diode zner :

Fig. 35. Schma quivalent de la diode zner

On dfinit une tension de coude Vzo, et une rsistance interne constante Rz.

Ce schma sera utiliser avec beaucoup de prudence sur des zners de faible tension (< 5V) :

leur coude est trs arrondi, et la rsistance dynamique varie beaucoup avec le courant. Pour

des tensions suprieures 5V, il n'y aura en gnral pas de problmes.

7.2 Rgulation de tension.

De par leurs caractristiques de gnrateur de tension, ces diodes sont idales pour rguler

des tension continues ayant une ondulation rsiduelle non ngligeable (cas des tensions

redresses filtres).


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faible rsitance interne, on ne peut pas les brancher directement l'un sur l'autre sans les dtruire.

Pour que la zner fonctionne et assure son rle de rgulateur, il faut qu'un courant I znon nulcircule en permanence dans ce composant, et ce quelles que soient les variations de la tension

d'entre Vcet de la charge Ru.

La rsistance R assure donc le rle de polarisationde la zner, et elle sera calcule pour quela condition nonce ci-dessus soit remplie. Il faudra aussi veiller ce que le courant Izne

dpasse pas le courant Izm, sous peine de dtruire le rgulateur.

Fig.37. Schma quivalent du rgulateur

Lorsque la polarisation est correcte, on peut faire le schma quivalent du montage. La tension

d'entre du rgulateur a t scinde en une tension continue (la tension moyenne aux bornes du

condensateur), et une tension alternative (l'ondulation).

On peut dfinir deux coefficients de stabilisation pour caractriser ce montage. En effet, il est

loin d'tre parfait, et la tension de sortie va varier lorsque la tension d'entre et / ou la charge

vont varier. On distingue deux coefficients :

Stabilisation amont : ce coefficient est reprsentatif de la sensibilit du montage auxvariations de la tension non rgule, et ceci charge constante. Si on utilise les notations dela Fig. 37, c'est le rapport (Vz/Vc)Iu= cte.

Stabilisation aval : ce coefficient est reprsentatif de la variation de la tension de sortiequand le courant dans la charge varie (Ruvarie de Ru), et ceci tension d'entre constante.

C'est le rapport (Vz/Iu)Vc = cte, soit en fait, l'impdance de sortie du montage . Ceparamtre est trs important dans tous les rgulateurs de tension.

Il est plus simple pour calculer ces coefficients d'utiliser le schma quivalent alternatif petits

signaux. On retire alors toutes les sources de tension continues.


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Comme en gnral Ru>> Rz, cette formule devient :

On voit le dilemme : plus R est grand, plus la stabilisation amont est bonne, mais en

contrepartie, quel gchis ! Il faudrait prvoir des tensions filtres trs grandes par rapport aux

tensions rgules pour avoir un bon coefficient de rgulation. Cela ferait beaucoup d'nergie

perdue dans R. Pour pallier cet inconvnient, on remplace R par un gnrateur de courant : la

chute de tension ses bornes pourra tre petite, et par contre, sa rsistance interne (celle qui

va servir pour le calcul en remplacement de R) sera trs grande : on a les deux avantages, une

trs bonne rgulation et un bon rendement.

Le coefficient de stabilisation aval est gal l'impdance de sortie du montage ; c'est la

rsistance du gnrateur de Thvenin quivalent, soit :

R tant souvent trs suprieur Rz, on obtient :

Dans ce cas, il n'y a pas grand chose esprer d'un artifice quelconque pour amliorer cette

valeur, sauf rajouter dautres composants actifs comme des transistors.

En gnral, on rajoute toutefois un condensateur en parallle avec la zner : son impdance

vient diminuer celle du montage aux frquences leves. C'est avantageux si le montage

aliment a une consommation en courant avec des composantes hautes frquences. Ce

condensateur diminue aussi le bruit interne de la zner qui est assez important.


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GENERALITE SUR LES CIRCUIT INTGRS LINEAIRES

Le vocable analogique est utilis pour tout ce qui est en dehors de la logique ou de la

commutation. L'lectronique analogique traite donc de signaux continment variables de formes

quelconque.

1- Dfinition des CIRCUIT INTGRS AnalogiqueUn CIRCUIT INTGRS Analogique est un ensemble lectronique comprenant,

outre ses alimentations, une ou plusieurs entres et une ou plusieurs sorties. Le signal recueillisur la

ou les sorties est une fonction continue du signal inject dans la ou les entres. Les signaux d'entre

ou de sortie peuvent tre des tensions ou des courants. L'amplitude des signaux de sortie est lie

celle des signaux d'entre par une loi dite fonction de transfert. Cette fonction de transfert ainsi que

la nature des signaux d'entre et de sortie dfinissent le type de circuit. On parlera de CIRCUITINTGR linaire lorsque le signal ou l'information ne sont pas dforms par l'utilisation de tels

circuits.

2- Dfinition des principaux paramtres

Nous donnons dans ce paragraphe les dfinitions courantes des principaux para-

mtres rencontrs lors de l'utilisation des CIRCUITS INTGRS analogiques. Il faut noter, cepen-dant, que les notations peuvent varier selon les autres et que le retour de faon dtaille sur certains

paramtres importants sera fait ultrieurement.

1 i d li i l i d li i i

Systme Phy-sique

capteur ActionneursSystmes

Electro-ni ues

Grandeurs lectriques :V,I


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Rapport exprim en bd, d'une variation de tension d'entre en mode commun pro-

voquant une certaine variation de la tension de sortie la variation de tension d'entre diffrentielle

provoquant la mme variation de la tension de sortie.6-Tension de dcalage l'entre (Tension d'offset) VIo:

Tension diffrentielle qui doit tre applique l'entre pour annuler la tension de

sortie.7-Coefficient de temprature de la tension de dcalage l'entre VIo : Variation

exprime en V/C de la tension de dcalage l'entre en fonction de la temprature.8- Courant d'entre :

Courant ncessaire pour assurer la polarisation des transistors d'entre.

9-Courant de dcalage l'entre (courant d'offset) :IIodiffrence des deux courants de polarisation des entres.

10-Impdance d'entre (Rsistance dynamique d'entre) ZI:

Rapport d'une variation de tension diffrentielle d'entre la variation de cou-rant diffrentiel correspondante.

11-Impdance de sortie (Rsistance dynamique de sortie) Zo:

Rapport d'une variation de tension de sortie la variation du courant qui l'a pro-

voque.

12-Bande passante 3 bd:Frquence laquelle le gain de tension diffrentielle en boucle ouverte est de 3 bd

infrieur au gain de tension diffrentiel une frquence nulle (courant continu).13-Bande passante au gain unit B1:

Frquence laquelle le gain de tension diffrentiel est gal l'unit.

14-Vitesse de balayage (Slew Rate) SR :

Perte exprime en V/s de la droite suivie par la tension de sortie lorsqu'on ap-

plique l'entre un chelon de tension diffrentiel de grande amplitude qui ne provoque pas de satu-

ration. Gnralement cette mesure est effectue au gain unit.15-Tension de seuil (VT) :


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Ce nombre caractrise la quantit de charge TTL (Standard ou basse consomma-

tion) qui peuvent tre commande par des comparateurs ou certains circuits d'interface.

19-Tension de dcalage la sortie :

C'est la tension qui existe entre les sorties ou la sortie et la masse quand les en-

tres sont la masse .

20- Codes usuels (Texas Instruments)

Le trs grand nombre de circuits intgrs rend la mise au point d'un rpertoire quasi

impossible. Quelques codes sont cependant utiliss afin de faciliter un classement. Nous donnonsici un exemple largement suivi (Texas instrument). Ces codes on numros d'identification sont con-

us pour contenir des informations sur au moins le type de circuit, la gamme de temprature d'utili-

sation et le botier . Ils se composent gnralement de quatre blocs de chiffre et /ou lettre :

I II III IV

- Le premier bloc est constitu d'un seul chiffre dfinissant la gamme de temprature

d'utilisation :

5 : de -55c +125c gamme dite militaire

6 ou 8 : de -25c 85c gamme dite militaire rduire

7 : de 0c 85c gamme dite industrielle

- Le second bloc dfinit la nature du circuit intgr . Il ne comporte qu'un seul chiffre.2 pour un CIRCUIT INTGRS linaire

4 pour un CIRCUIT INTGRS logique

5 pour un CIRCUIT INTGRS interface

6 pour un CIRCUIT INTGRS de communication et gdpublic.

- Le 3mebloc se compose de 2 ou 3 chiffres suivis ou non d'une lettre et sert dfi-

nir prcisment la fonction exacte du CIRCUIT INTGRS

- Ensuite vient une lettre ou deux reprsentants le type de botier

J : Botier cramique enfichable 14 ou 16 broches.

DA : Botier 14 ou 16 broches cramique - mtal.


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On rencontre plusieurs types de CIRCUIT INTGRS linaires :

. Ampli Oprationnels

. Comparateurs

. Ampli vido

3- Le simulateur de circuit SPICE

Les simulations sont base sur le programme SPICE Simulation Program with Integrated CircuitEmphasis invent par luniversit de Berkely dans les annes 70. Par la suite, SPICE a t perfec-tionn par diffrents fournisseurs (Pspice= SPICE pour PC, MICRO-CAP II, Touchstone, Menthor,CADANCE, HP Advanced Design System etc). Les composants comme les transistors bipolairesou les transistors MOS sont dcrits par des fichiers SPICE avec des paramtres standardiss. La

bibliothque de circuits contient tous les lments ncessaires pour llaboration dun circuit lec-

tronique:www.LTspice.linear-tech.com


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1. Le transistor bipolaire

Les transistors bipolaires sont fabriqus partir de silicium, ils sont constitus de deux diodes ensrie montes en inverse avec une couche semi-conductrice commune. on les appelle transistor pnpou npn (Fig.1).

Fig1

1 1 Description et symbole

N

P

N

CB

E

.. .

.

NPP

N

. N

Collecteur

Couchepitaxiale N

Base

Emetteur

CaissonDisolement

Coucheenterre N

Substrat P

Coupe du Transistor bipolaire NPN

Base

Emetteur

Collecteur

Symbole


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trois montages diffrents. Montage metteur commun, base commune et collecteur commun oumetteur suiveur.

1.2Leffet transistor

Cet effet consiste contrler avec un courant de base relativement faible, un courant de collecteurICbeaucoup plus important.Le transistor est aliment avec des lments passifs et des sources externes qui crent une polarisa-

tion directe pour la diode base-metteur et une polarisation inverse pour la diode metteur-collecteur (Fig.2).

Fig.2 Polarisation des tensions et courants (transistor npn)

Le transistor peut tre reprsent comme un quadriple (4 ples, entre BE et sortie CE). Le ple Eest commun lentre et la sortie, on parle de montage en metteur commun.

Leffet transistor apparat lorsque :

IC

EI

IB VCE

VBE


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1.3Les caractristiquesdes transistors

Les proprits des transistors sont dcrites par leurs caractristiques et les paramtres quadriples..Ces valeurs sont reprsentes par les caractristiques du transistor (Fig. 3)Autour de 0.7V la jonction La jonction BE est passante.A IB=Constante, les caractristiques IC=f(VCE) prsentent 3 zones:

Fig.3 les caractristiques dentre-sortie du transistor.

Zone1 : La zone ohmique. ICest proportionnel la tension VCE. Le champ injecteur EZDest plusou moins intense ce qui donne un courant plus ou moins intense.

Zone2 : Au-dessus dune certaine valeur de VCE, tousles lectrons prsents dans la base sont injec-ts dans le collecteur. En consquence, laugmentation du champ EZDne saccompagne pas duneaugmentation du courant Cette zone est appele zone de fonctionnement linaire du transistor car


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Si IBpossde une valeur intermdiaire qui place le point de polarisation dans la zone defonctionnement linaire du transistor, le diple C-E est parcouru par un courant IC=.IB.

Si IBest trop important, le transistor est dit satur et le diple C-E est assimil un circuitferm avec VCE=0 quel que soit le courant IC.

1.3.1 Caractristique de sortie et valeurs limites des transistors.

Pour un transistor du type 2N222 dont le beta=200, Ib variant de 0 10u et Vce de 0 5v, la simu-lation sous le simulateur lectrique Spice de la caractristique de sortie Ic = f(Vce) nous donne enfigure 4 les rsultats suivants :

.Fig.4 caractristique de sortie Ic en fonction de Vce du transistor

Les caractristiques les plus importantes sont:

la caractristique de transfert IC(IB, VCE=const.), la caractristique dentre IB(VBE, VCE=const.) (Fig.5) et la caractristique de sortie IC(VCE, IB=const) (Fig.6).

150

200

B

I40

50

60

IB

I

[mA]


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Fig.6 Le rseau de la caractristique de sortie

1.3.2 Le comportement en signaux faibles et les paramtres quadriples

Dans une plage restreinte, autour du point de polarisation, les courbes des caractristiques peu-vent tre linarises. Les valeurs absolues des courants et tensions sont ensuite remplaces par desvariations diffrentielles, qui dcrivent le transistor dans la proximit du point de repos (ltat sanssignal dentre, donn par IC0et VCE0)

La drive partielle du courant de collecteur en fonction de la tension de base est nomme admit-tance de transfert direct S, souvent appel Transconductance. La transconductanceaussi appe-le pente, pour un transistor bipolaire, est le rapport entre la variation du courant de sortie et la va-riation de la tension d'entre. Elle s'exprime en ampres/volt.

Pour un transistor bipolaire, dans une large plage de courant, la transconductance est donne par larelation (approximative) o I est le courant continu (ou courant de polarisation) circu-lant dans le transistor.

On la trouve dans la caractristique de sortie avec le paramtre tension de base VBE:

I

0 5 10 15 20 250

10

20

30

40

50

60

ICUCEIC

[mA]

VCE[V]

IC=f (VCE), Parameter IB


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B

BErhI

V

constV

BE

CE

=

==11 []

Lamplification du courant statique Beta (B)et dynamique sont aussi des valeurs importantes

B

C

I

IBeta=

B

C

I

I

constVCE

=

=

Quatre des diffrentiels mentionns dcrivent les proprits du transistor dans le dtail et mnentaux paramtres quadriples laide de la drive totale.

CE

CE

BBE

BE

BB dV

V

IdV

V

IdI

+

=

CE

CE

CBE

BE

CC dV

V

IdV

V

IdI

+

=

Ou

=

CE

BE

CE

r

BE

C

B

dV

dV

rS

Sr

dI

dI

1

1

Dans la matrice ci-dessus, la matrice contient les paramtres Y du transistor. Dans les applications,ceux-ci sont souvent remplacs par les paramtres H (hybride, mixte). Ces derniers donnent la ten-sion dentre et le courant de sortie en fonction du courant dentre et de la tension de sortie.

=

CE

B

ee

ee

C

BE

dV

dI

hh

hh

dI

dV

2221

1211

On remplace les diffrentiels par les grandeurs alternatives

CEeBec

CEeBeBE

uhihi

uhihu

2221

1211

+=

+=


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Le point de repos est tabli daprs le cahier des charges pour le circuit et en fonction des con-traintes supplmentaires. Il est fix avec des composantes externes. Il est important de sassurerquil ne change que dans des limites donnes si linfluence de la temprature fait varier les propri-ts du transistor.

Le schma quivalent

On dsigne un circuit lectrique comme schma quivalent, sil possde les mmes proprits queloriginal. Il est souvent compos dlments de base tels que les rsistances, les sources, les capaci-ts ou les inductances. Le schma quivalent du transistor se base sur des paramtres quadriples.La figure 6 montre lexemple du schma quivalent dun transistor en montage metteur commun

Fig.6 Le schma quivalent du transistor (paramtres H avec h12=0)

2.Montage metteur commun

Schma de base et schma quivalent


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Fig.7 Transistor en montage metteur commun

La figure 8 montre le schma quivalent utilisant les paramtres H du transistor et complt par lesrsistances RGet RC.

Fig.8 Le schma quivalent (paramtres H avec h12=h22=0)

Le choix et le rglage du point de repos

Les rsultats montrs ci-dessus sont valables pour des applications signal faible, c. d. pour despetites variations autour du point de repos donn par IC0et VCE0.

Le choix du point de repos dpend des du circuit dimensionner et dautres contraintes:

La tension de lalimentation Lamplification de tension maximale Lamplification de puissance maximale Amplitude maximale la sortie Gamme de frquence


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Fig.9 Montages possible pour obtenir la polarisation de la base

Dans les deux cas le signal est branch lentre et la sortie par les condensateurs C1 et C2. Celapermet de conserver les niveaux DC (courant directe) du transistor qui restent non perturbs par leslments externes.

Les deux capacits forment deux filtres passe haut quil faut choisir daprs la frquence infrieuredonne par le cahier des charges. Ils seront considrs comme des circuits ouverts lors du calculdu point de polarisation, (i.e. : en labsence du signal dentre).

Dans le circuit gauche la rsistance de base polarise la tension de base Vbe0

Ra

VbeVccIb

= Et )(

Ra

VbeVccIc

= .

Si augmente, sous leffet de la temprature, le point de repos peut se trouver dans le domaine desaturation.

Dans celui de droite le pond de base fixe la tension de base Vbe0, mais il y a deux inconvenants: la caractristique dentre du transistor varie cause des tolrances de fabrication. la tension de base VBE pour un courant ICdonn dpend de la temprature (approximative 2

mV/C).Une augmentation de la temprature de 10C et une amplification de 200 produiraient une variationde la tension VCE de VCE=200*0.002 V/C*1OC = 4 V.

Le circuit avec une seule rsistance (circuit gauche) donnerait un courant de base

IB= (VCC-VBE0)/RaVCC/Ra. Pour VCC >>Vbe0


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Fig.10 Stabilisation du point de repos par une contre-raction

MESURE DU POINT DE POLARISATION

Direct Newton iteration for .op point succeeded.Semiconductor Device Operating Points:

--- Bipolar Transistors ---Name: q1Model: 2n2222Ib: 5.66e-06

Ic: 1.15e-03Vbe: 6.59e-01Vbc: -1.80e+00Vce: 2.46e+00BetaDC: 2.03e+02BetaAC: 2 02e+02


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Fig.13-a Fig.13-b

Fig.13 Caractristique de sortie et droite de charge statique

Ces fonctions sont traces dans une mme reprsentation. En cherchant lintersection entre les deuxfonctions, on trouve facilement les deux tensions (interpoler entre les caractristiques)VCE et VRpour un courant ICdonn (Fig.14). (TD1 et TD2)

Fig.14 Droite de charge statique sur la caractristique de sortie du transistor

Le transistor bipolaire en rgime dynamique Le rgime des petits signaux

0 5 10 15 20 250

10

20

30

40

50

60

UCCURAUCEA

IC0

IC

[mA]

VCE[V]

IC=f(VCE), Parameter IB

0 5 10 15 20 250

10

20

30

40

50

60

Ic [mA]

VCE=VCC-VR[V]0 5 10 15 20 25

0

10

20

30

40

50

60

IC

[mA]

VCE[V]

IC=f(VCE), Parameter IB


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Fig15

On a donc = 0+ . Si est damplitude suffisamment faible, alors les paramtres lec-triques varieront linairement, ainsi = 0+ = () droite dans cette rgion de la Fig15.En consquence,

=

.

. Puisque

=

.

=

.

=

.

.

.

Il existe une amplification.En exemple, la figure15 montre le point de fonctionnement (PF) pour 3 valeurs de IC:

1. IC=9mA est maximum, le PF se situe sur la caractristique IB=80A,2. IC =IC0= 5mA, le PF se situe sur la caractristique IB=60A, enfin3. IC=4mA est minimum, le PF se situe sur la caractristique IB=40A.

Paramtres hybrides du transistor NPN

On notera , , et les variations des grandeurs lectriques autour de leur point de polarisa-tion 0 , 0, 0et 0.Le principe de superposition permet danalyser le transistor sans faireapparatre ces tensions et ces courants de polarisation.


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Schma quivalent petits signaux du transistor

= 11+ 12 = 21+ 22 Les schmas de ces quadriples sont quivalents. Les sources sont des sources commandes. Ledernier circuit est dit simplifi : = 11 et = 21 .

Fig16 Schma quivalent du transistor seul

Pour analyser les petits signaux alternatifs on peut par application du principe de superposition,annuler les sources de tensions de polarisation statique (donc annuler leur fem en les connectant lamasse) :Fig17

Fig17

Condensateur de liaison

Pour maintenir la polarisation statique dun transistor, par exemple VBsur la base tout en appliquantun petit signal alternatif, on doit utiliser une capacit dite de liaison. La capacit prsente une im-

pdance ngligeable pour le signal variable et constitue un interrupteur ouvert pour la tension conti-nue VB


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Le condensateur de

liaison bloque les ten-sions de polarisation(continues) mais laisse

passer les variationsdynamiques (signal).Sa capacit doit tresuffisante pour ne pasattnuer les plus basses

frquences du signal transmettre.

Fig18

On voit ci dessus un montage transistor avec deux condensateurs de liaison.Remarque : la faible impdance de ces capacits vis--vis des petits signaux variables permet decourt-circuiter ces rsistances de polarisation et daugmenter significativement les gainsdamplification.

RESUME: En rgime des petits signaux alternatifs : Tout point du montage dont le potentiel est constant, est reli la masse lorsque lon dessine

le circuit quivalent en petits signaux alternatifs. Les capacits de liaison ou de dcouplage sont supposes avoir une valeur telle que leur im-

pdance est nglige vis--vis des petits signaux alternatifs. On les remplace donc par un

Court-circuit (CC) lorsque lon dessine le circuit quivalent en petits signaux alternatifs.

EXAMPLE

Etude dun Montage metteur commun avec contre-raction de courant

Ucc = 15V

RC

10k

R1

100k

1F 1F

SortieEntre

C1 C2

+ +

Rc

( h )


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Par l'approche approximative on est en mesure d'estimer rapidement les tensions et les cou-rants qu'on devrait normalement retrouver dans un circuit lorsqu'on tente de corriger un dys-

fonctionnement.Exemple:

Vcc = 20V

Rc

22k

Re

2,2k

Ra

240k

Rb

22k

5F 5F

SortieEntre

C1 C2

+ +

VBE = 0,7V

= 150

Figure 20

Questions:

Faire premirement tous les calculs pour le schma de la Fig20 de a) e), en utilisant l'ap-proximation et ensuite recommencer le travail, mais en calculant prcisment.

a) VB= ?

b) VE= ?c) IC0= ?d) VC= ?e) VCE0= ?

Solution approximative:

a) VB= 20V x 22k / (22k + 240k) = 1,68V (diviseur de tension)

b) VE= VB - VBE = 1,68V - 0,7V = 979mVc) IC0= IE= VE / RE= 979mV / 2,2k = 445A

d) VC= Vcc - VRC= 20V - 445A x 22k = 10,21V

e) VCE0 = VC - VE = 10,21V - 979mV = 9,23V

Solution prcise:


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Calcul des caractristiques Ze, Zs et Av de lamplificateur metteur commun aveccontre-raction de courant

Le montage utilis est celui dun metteur commun avec contre-raction de courant sans rsistancedmetteur Fig20 et ensuite on va tudier leffet de cette rsistance sur le montage.

Fig20Le schma quivalent en petits signaux du montage de la Fig20 est reprsent en Fig21

Fig21

( )1111

1111

1111hhRbZe

hRbYe

Rbhieve =+=+=

Si Rb est grande devant h11 alors Ze=h11=rbe=26mV / IE. IE a t calcul prcdemment pour la

polarisation du transistor Ic ReEth

RcZsRc

YsRc

ivs b ===

11


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Fig 22

( )( )eb Rhive 111 ++=

cb Rivs =

biis =

biie=

( )( ) bb

ihi

Rcve

vsAv Re111 ++==

Les rsultats sont reprsents dans le tableau suivant

Rsultat Effet de Re

impdance

dentre ( )2111 1 hRh e ++Limpdance dentreest fortement augmen-

te

amplificationen courant

21h

Lamplification decourant est identique

Ladmittance

de sortiecR

1

Ladmittance de sortieest identique

amplificationen tension

e

c

R

RAv

Le gain est diminu


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Montage metteur commun avec contre-raction de tension

Une autre possibilit pour la stabilisation du point de repos consiste alimenter la base avec la ten-sion du collecteur via une rsistance R3=Rf(feedback) Fig23.

Fig.23 Montage metteur commun avec contre-raction de tension

Cette variante est nomme contre-raction de tension, parce que le signal de la boucle de retour estproportionnel la tension de sortie (collecteur). Ce signal agit contre la variation de la tensiondentre (tension de base).En effet, si la tension de base augmente, le courant du collecteur augmente galement et, la chute de

tension au long de la rsistance RCsagrandit et la tension du collecteur dcrot. En consquence latension de contre-raction rduit leffet du signal dentre.On peut dterminer leffet de la contre-raction laide de la thorie de quadriples applique sur leschma quivalent (Fig.24). Dans le cas prsent, on admet que la rsistance REest court-circuite

par la capacit CE.


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Les rsultats sont reprsents dans le tableau suivant

Rsultat Effet de la rsistance Rfimpdance dentre

11h

Limpdance dentre est lgrement augmente

amplification de courant

21h

Lamplification de courant est lgrement rduite

L'admittance de sortie

fR

h211+ L'admittance de sortie est augmente

amplification en tension

fC

fC

RR

R

h

RhA

+

11

21

Le gain est diminu

Les approximations donnes sont valables sous les conditions h12


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pour les frquences basses la contre-raction est maximale et lamplification est de

EC RRA = .

Pour les frquences suffisamment leves, la contre-raction est supprime et lamplification estde 1121 hRhA C= .

Entre ces deux niveaux, lamplification peut tre approche dans la prsentation log-log par unedroite (20logA est proportionnel log(f)).

Ces trois intervalles sont limits par les frquences f1(ca. 1 Hz) et f2(ca. 100 Hz)

On trouve pour la frquence f1:E

ECf

R12

1

= .

Ces faits permettent de dterminer la valeur de la capacit CE :

( ) ( )1

lglg

loglog

12

1121 =

ff

RRhRh ECC Ou1

2

11

21

f

f

h

Rh E = donc112

21

2 hf

hCE

=

Fig.26 La capacit de couplage lentre et la sortie du circuit metteur commun.

Les capacits de couplage lentre et la sortie de ltage (Fig.26) forment avec les impdancesvoisines des filtres passe-haut. La capacit lentre C1, la rsistance de sortie du gnrateur RGet

limpdance dentre de ltage RTE forment un filtre RC avec une frquence de coupure fC quipermet de dterminer la capacit par

( )( )TEGBBu RRRRfC

+=

////2

1

21

1


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RESUME :On pose Ra/Rb=k

k=fini et non nul

Le fonctionnement est linaire tant que Vcc/(1+k) >Vbe+Re*Ie et k dter-mine la position du point de fonctionnement sur la droite de charge

k=0

Le transistor est satur et reoit tout le courant Ib dans sa base. Ic est max et vaut Vcc/(Rc+Re),valeur qui ne peut tre dpass et Vce=Vcesat=0. (Voir DS1)Eth=Vcc

A gauche, Ib= (Vcc-Vbe) /beta*Re, Ic=(Vcc-Vbe)/Re donc Ic=Icmax

Dans le cas de droite, Ib = (Vcc-Vb)/Ra = (Vcc-(Vbe+Re*Ic))/Ra) = (Vcc-Vbe)/Ra-beta*Ib*Re/Rado Ib(1+betaRe/Ra)=(Vcc-Vbe)/Ra donc Ic= beta*[(Vcc-Vbe)/Ra]/ (1+betaRe/Ra) et Ic = be-ta*[(Vcc-Vbe)]/ (Ra+betaRe) et Ic = [(Vcc-Vbe)]/( (Ra/beta)+Re)= (Vcc-Vbe)/Re donc Ic=Icmax

k=infini


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3.Montage collecteur commun ou metteur suiveur

Dans le montage collecteur commun, on applique le signal d'entre entre la base et le collecteur. Larsistance d'metteur sert fixer le point de fonctionnement (Fig.33).

Fig.33 Transistor en montage collecteur commun

La tension d'metteur VEest gale la tension d'entre VBdiminue de la tension base-metteur(env. 0,6 V). La tension de sortie suit donc la tension d'entre la diffrence prs dinfimes varia-tions de la tension base-metteur VEB(IB). C'est pour cette raison que ce montage s'appelle metteursuiveur.

Le gain en tension est dune valeur pratiquement gale 1. Les autres caractristiques dcoulentgalement du schma quivalent et de la thorie des quadriples (Fig 34)


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L'analyse du schma quivalent donne les rsultats suivants pour les impdances d'entre et de sor-

tie ainsi que pour le gain de tension( )( )eb Rhive 111 ++=

( ) eb Rivs += 1

( )biis 1+=

biie=

( )( )( ) 1Re1

1Re*

11

++

+==b

b

ihi

vevsAv

2111 //Re//)1( BBe RRhZ ++= Avec LEe RRR //=

Ec

s RRh

Z //1

11

+

+=

Avec 21 //// BBG RRRR= remarquons que pour le calcul de Zs on fait le

schma quivalent Thvenin entre lmetteur et la masse. Zth=Zs

Caractristiques des montages metteur commun et collecteur commun

Emetteur com-mun

Collecteur commun

rsistance d'entre en

alternatifZe

quation 2111 //// BBe RRh

21

2111

////

)(

BB

Eee

RR

Rhh +

Valeurs ty-piques

0.4 ... 5 k 200 ... 500 k

BBe RRRh

////

2111 +


61/147

Valeurs ty-piques

20 ... 500 20 ... 500

gain en puissancequation

e

CehRh

11

221

eh21

Valeurs ty-piques

2000 ... 50000 20 ... 500

Dphasage (fr-quences basses) 180 0

Application Circuits stan-dards pour ap-plication BF et

HF

Convertisseur d'im-pdances, tagesd'entre BF

4.Amplificateur diffrentielLe schma fondamental de lamplificateur diffrentiel est compos de deux transistors symtriquesavec les metteurs relis. Il possde deux entres et deux sorties et peut tre utilis pourlamplification de signaux continus et alternatifs.


62/147

Fig37

Daprs le schma on peut crire les quations reliant les diffrentes grandeurs :

( )( )ebb RiiVmetteur 1)( 21 ++=

Vmetteurhiveb

+= 1111

Vmetteurhive b += 1122

Rciv bS = 11


63/147

Exprimons vs1 ou vs2 en fonction de ve1+ve2 et de ve1-ve2

vs1= Adiff.(ve1-ve2)+Acomm.(ve1+ve2)/2

RcivbS

= 11 = Rc [))1((2 11

21

e

ee

Rh

vv

++

+

+

11

21

2h

vvee

]

vs1= Rc [))1((2

11

21

e

ee

Rh

vv

++

+

+

11

21

2h

vv ee ]= Adiff.(ve1-ve2)+Acomm.(ve1+ve2)/2

le mme calcul nous donne pour vs2,

vs2= Rc [))1((2 11

12

e

ee

Rh

vv

++

+

+

11

12

2h

vvee

] = Adiff.(ve2-ve1)+Acomm.(ve1+ve2)/2

On obtient donc :

112h

RcAdiff

= Et

Re)1(11 ++

=

h

RcAcomm

Si lon est intress par la diffrence de signal entre les deux entres, le signal en mode communprsente un signal non dsir qui doit tre supprim. Dans ce cas, on utilise lexpression Commonmode rejection ratio(CMRR), qui est dfinie par laffaiblissement de ce signal perturbateur (en-

tre entre les bases relies et la masse, sortie entre les collecteurs).On dfini le taux de rejection en mode commun TRMC comme tant le log du rapportAdiff/Acomm (ou plus communment le Rapport de rejection en mode commun (CMRR)).

Si )21(,)log( 2,1 veveAdiffVsalorsVsAcomm

AdiffCMRR ===

)2

Re)1(

log(log11

11

h

h

Acomm

Adiff

CMMR

++

==

Pour faire tendre cette expression vers linfini il faut

que Re tende vers linfini. Le seul composant qui peut rpondre notre requte est une source decourant (rsistance dynamique) qui puisse tirer le courant de polarisation travers la rsistance RcCest pour cela quon a remplacer la rsistance dmetteur Re de la figure Fig.36 par une source diode zener qui dlivre un courant Ie=(Vz Vbe)/re tr


64/147

)()21(2,1+ === vvAdiffveveAdiffVsVs , avec 0,, ZsZeAdiff

Les expressions de Ze et Zs sont calculs partir du montage metteur commun avec rsistance

dmetteur. 0,Re 11

hZsZe

Pour augmenter lamplification en courant beta des transistors on utilisera un montage Darlington.

En gnral on distingue diffrents modes damplification :

Lamplification du signal en mode symtrique (entre entre les bases, sortie entre les collec-

teurs) Lamplification du signal en mode commun (entre entre les bases relies et la masse, sortie

entre les collecteurs) Lamplification dun signal asymtrique (entre entre une base et la masse, sortie entre le

collecteur du mme transistor et la masse)

5.Amplificateur DarlingtonLamplificateur de Darlington est constitu de deux ou plusieurs metteurs suiveurs en cascade(Fig.38). Lamplification de tension vaut cependant presque un. Il possde une trs haute amplifica-tion de courant ( peu prs le produit des amplifications de courant individuelles), une trs hauteimpdance dentre et une basse impdance de sortie.

Amplification de tension ( )dBA 2.01 Amplification de courant 21=

Impdance dentre ee RZ 21

Impdance de sortie 2,112

11,11

2,11

/e

e

es h

RhhZ

++=

avec

21 //// BBQ RRRR=


65/147

Fig 39 mesure du gain en courant

La simulation permet de dterminer limpdance dentre en fonction de la frquence. On introduitune petite rsistance (p. ex. 1 Ohm) pour mesurer le courant et on trouve :

Compte tenu du pont de baseRQ

B

ei

ur 1= et

Pour lamplificateur de Darlington propre1

1'

B

Be

iur = .

Lutilisation de la mthode de la demi-tension est trs peu prcise mais donne une bonne ide delimpdance d entre et de sortie

Fig.40 Amplificateur de Darlington et dtermination de limpdance dentre


66/147


67/147


68/147

de charge (voir 1erDS 2013-2014), qui laide de sa slectivit, produit un signal sinusodal en sor-tie correspondant la frquence de rsonnance du circuit rsonnant.Dans lamplificateur classe B seulement un des deux transistors est tour tour actif, lun tire etlautre pousse. Cela explique le nom push-pull . Le schma de principe montr dans la figure 45

possde la dsavantage dtre sensible aux variations de temprature, car le changement de la ten-sion base-metteur influence directement la polarisation des transistors

On utilise la structure de suiveur appele "push-pull". Un transistor (NPN) prendra la charge ducycle positif et un autre transistor (PNP) prendra la charge du cycle ngatif. Lorsque la tension desortie sera nulle, les deux transistors auront un courant presque nul les traversant. Leur dissipationde puissance au repos sera faible, donc acceptable. Chacun des deux transistors s'occupe de la moi-ti du signal (180). C'est ce qu'on nomme la classe B.

Lors du passage 0 volt aux bornes de la charge, il est dsir que les transistors soient tous les deuxencore en conduction. C'est une conduction trs faible mais qui est ncessaire pour que les deuxtransistors puissent contrler correctement le signal lors du passage 0 volt. Ceci implique que lestransistors travailleront sur une plage plus grande que 180 mais plus petite que 360. C'est ce qu'onnomme la classe AB. Examinons la Figure 44, celle-ci est l'ide de principe d'un push-pull.

push (pousse)

pull (tire)

Ucc+

Ucc-

Tension

Courant

Courant

Courant

Tension

et

Figure 44

Le dfaut de la configuration push-pull est la distorsion de croisement, le croisement tant l'instanto, comme la course relais, l'un des transistors donne le bton l'autre. La Figure 45


69/147

Le problme vient du fait que le signal d'entre doit atteindre une tension suffisante afin de mettre letransistor en route, approximativement 0,7V. Cela produit la disparition la sortie de la portion dusignal se trouvant autour de 0 volt, c'est dire 0,7V. Ceci cause une distorsion trs dsagrablelorsque le signal est basse amplitude.

Fig.45 Amplificateur Push-Pull

Si la tension de polarisation est trop faible, ltage produit autour du passe-zro du signal des distor-sions non-linaires (degr descalier, figure 45, droite). Plus la tension de la polarisation augmenteet plus la composante transversale du courant augmente. La faon de rgler ce problme est de pola-riser l'avance les transistors du push-pull. On insre entre leurs bases une source de tension d'envi-ron 1,4V de sorte qu'ils soient prs dmarrer immdiatement. Cette source est fabrique lectroni-quement par des diodes

La distorsion non-linaire disparat (figure 46 droite). Les mmes effets se produisent si la ten-

sion base-metteur varie en raison dun changement de temprature.


70/147

Cette mthode consiste utiliser une diode pour produire la tension de polarisation (ou un transis-tor connect comme une diode, figure 46). La composante transversale du courant est choisie entre2 et 5 % du courant de charge maximale.

Fig.47 Gnration de la tension de polarisation laide de deux diodes

Les rsultats des simulations faits pour ces deux mthodes illustrent linfluence de la tempraturesur la composante transversale du courant (figure 47). Si lon utilise une diode, le courant reste pra-tiquement constant.


71/147

teur dattaque et dun tage de sortie de type push-pull. La courbe de transfert (en dB et en degrs)est prsent par la figure 1.50.

Fig.49 Amplificateur plusieurs tages


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73/147

Fig.51 Amplificateur plusieurs tages avec rsistances dynamiques

Direct Newton iteration for .op point succeeded.Semiconductor Device Operating Points:

--- Diodes ---Name: d2 d1

Model: d dId: 4.23e-04 4.23e-04Vd: 6.33e-01 6.33e-01Req: 6.11e+01 6.11e+01CAP: 0.00e+00 0.00e+00--- Bipolar Transistors ---

Name: q11 q10 q3 q6 q8Model: 2n3906 2n3906 2n3906 2n3906 2n3904

Ib: -1.03e-06 -1.03e-06 -1.99e-06 -2.07e-06 1.28e-06Ic: -2.06e-04 -2.06e-04 -4.24e-04 -4.60e-04 4.25e-04Vbe: -6.14e-01 -6.14e-01 -6.31e-01 -6.32e-01 6.30e-01Vbc: 1.71e-02 0.00e+00 6.63e+00 1.15e+01 -1.08e+01Vce: -6.31e-01 -6.14e-01 -7.27e+00 -1.21e+01 1.15e+01


74/147

Name: q7 q4 q2 q1 q5Model: 2n3904 2n3904 2n3904 2n3904 2n3904Ib: 1.28e-06 1.28e-06 6.34e-07 6.34e-07 1.43e-06Ic: 4.17e-04 3.84e-04 2.08e-04 2.08e-04 4.61e-04Vbe: 6.30e-01 6.30e-01 6.12e-01 6.12e-01 6.33e-01Vbc: -8.76e+00 0.00e+00 -9.39e+00 -9.37e+00 -7.27e+00Vce: 9.39e+00 6.30e-01 1.00e+01 9.98e+00 7.90e+00BetaDC: 3.26e+02 3.00e+02 3.28e+02 3.28e+02 3.21e+02Gm: 1.61e-02 1.48e-02 8.03e-03 8.03e-03 1.78e-02Rpi: 2.02e+04 2.02e+04 4.08e+04 4.08e+04 1.80e+04

Rx: 2.00e+01 2.00e+01 2.00e+01 2.00e+01 2.00e+01Ro: 2.61e+05 2.61e+05 5.26e+05 5.26e+05 2.33e+05Cbe: 1.80e-11 1.75e-11 1.50e-11 1.50e-11 1.86e-11Cbc: 1.73e-12 4.00e-12 1.69e-12 1.69e-12 1.83e-12Cjs: 0.00e+00 0.00e+00 0.00e+00 0.00e+00 0.00e+00BetaAC: 3.26e+02 2.99e+02 3.28e+02 3.28e+02 3.21e+02Cbx: 0.00e+00 0.00e+00 0.00e+00 0.00e+00 0.00e+00Ft: 1.30e+08 1.10e+08 7.67e+07 7.67e+07 1.39e+08


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76/147


77/147

Il existe ensuite diffrentes mthodes pour raccorder le signal lamplificateur:

Entre entre + et la masse : amplificateur inverseur Entre entre - et la masse : amplificateur non-inverseur Entre les deux entres : amplificateur diffrentiateur

10. Exemples et applicationsDans les exemples suivants lamplificateur oprationnel est considr comme idal. Sous cette con-dition, les calculs se simplifient remarquablement. Lamliop idal remplit les conditions suivantes :

Pour les frquences examines, il possde une amplification infinie. Cela permet de dduireque la tension entre les entres est zro (Ud=0). Autrement, la tension de sortie tait infinie.

Limpdance dentre est infinie (courant dentre Id=0).

Limpdance de sortie est ngligeable est na aucune influence sur lamplification. On renonce compenser le courant offset et la tension offset.

Lamplificateur inverseurLe signal est branch lentre ngative (inverseuse). Lentre positive est connecte la masse.

0

=

=

A

eE

e

f

R

RR

R

RA

Fig. 56 Lamplificateur inverseur


78/147

( ) ( )

0

2

21

2

2121

=

+

++=

A

eE

e

f

e

f

R

RR

RR

RRR

RR

RRRRRA

Fig. 57 Lamplificateur inverseur avec diviseur de tension dans le circuit de contre-raction.

Le convertisseur courant-tension avec inversion

=

=

==

==

aus

ein

E

A

A

E

R

RRR

RU

IS

IR

UI

1

Fig. 58 Le convertisseur courant-tension avec inversion

Lamplificateur non-inverseur

+=

f

nf

n

AE

R

RR

RUU


79/147

0=

=

=

aus

ein

AE

R

R

UU

Fig. 60 Le suiveur de tension

Le convertisseur courant-tension sans inversion

=

=

==

=

aus

ein

E

A

AE

R

R

RU

IS

RIU1

Fig. 61 Le convertisseur courant-tension sans inversion

Ladditionneur analogue

=+

=+

21

2Re1Re

AEE

f

R

U

R

U

R

U

III


80/147

Fig. 63 Lexemple dun additionneur analogique

Lamplificateur diffrentiateur

fe

e

A

nf

n

EE

e

f

EAE

RR

RU

RR

RUU

R

R

UUU

+=

+=

==

1

1

21

1

12

:0

:0

Principe de superposition:

( ) 11

21

1

2e

f

Enee

fen

EA R

R

URRR

RRR

UU +

+

=Pour entres symtriques:

21 efen RRRR =

( )2112

;;eenfEE

e

A RRRRRUUR

RU ====


81/147

Lintgrateur

=

===

dtURC

U

dtiC

UUR

Ui

EA

CCA

E

c

1

1;

Pour signaux sinusodaux:

CRjUU EA

=

Fig. 65 Lintgrateur

Fig. 66 Intgration de signal sinusodal et rectangulaire

Le drivateur

dt

dURCRiRiU

dt

dUCidti

CUU

E

CRA

E

CCCE

===

=== 1


82/147

Fig. 67 Le drivateur

Le limiteur

R

R

U

UUU

AU

UUU

VU

Diode

E

A

DA

E

A

DA

D

=>

=+=

+=+0


85/147

=

0

0 lgIR

UUU ea

AI

CmVU

13

0

0

103.1

)20(61

=

Fig. 75 Lamplificateur logarithmique


86/147

ANNEXE1

Termes, outils Le facteur de transfert et la fonction de transfert

Le facteur de transfert A() dcrit le rapport entre le signal de sortie S2() (effet) et le signaldentre S1(cause). (ne pas confondre avec la fonction de transfertH(s)).

( ) ( )

( )

1

2

S

SA =

Les grandeurs A(), S1() et S2() sont des fonctions complexes.

La valeur rciproque A() sappelle coefficient daffaiblissement D()

( )( )

( )

( )

2

11

S

S

AD ==

Lattnuation q est la valeur logarithmique du coefficient daffaiblissement D ou du facteur detransfert A (signe !).

1

2

2

1

loglogS

S

S

Sq ==

Les grandeurs A, D sont des fonctions de frquence et il est intressant den avoir une reprsenta-tion graphique. Pour cette tche il existe deux mthodes, le diagramme de Nyquist et le diagrammede Bode.

0 2 0 0 2 0 4 0 6 0 8 1

-1

-0.8

-0.6

-0.4

-0.2

0

0.2

Im

aginrteil


87/147

Fig. 1.2 Diagramme de Bode du facteur de transfert (module et phase separs)

Dans le diagramme de Bode la fonction complexe de A ou de D est dessine dans deux dia-grammes spars comme fonction du module (appel attnuation aou amplification v) et de la

phase (appele rponse en phase b). Dans les deux reprsentations on choisit le plus souvent

lchelle logarithmique pour laxe de frquence. Dcibel, Neper et niveau

Les units pour lamplification ou pour lattnuation en chelle logarithmique sont Neper (Np)ouDcibel (dB), selon la base utilise (e ou 10).

Dfinition: dBP

P

1

2lg10 (dcibel)

NUU

1

2ln (Neper)

On peut aussi exprimer le rapport entre deux tensions en dcibels:

1

2

1

2

1

2

1

2

2

2

1

2 lg10lg20lg10lg10R

R

u

u

R

u

R

u

P

P==

Important: Lunit Neper est base sur le rapport de deux tensions et les dcibels sur le rapportde deux puissances. Le facteur de conversion (20 lg(e)= 8.686) est seulement appli-cable, si les tensions taient mesures au long des impdances identiques.

100

101

102

103

104

-80

-70

-60

-50

-40

-30

-20

-10

0

Frequenz

Verstrkung,20lg(|D|

100

101

102

103

104

-3.5

-3

-2.5

-2

-1.5

-1

-0.5

0

Frequenz

PhaseinRadian


88/147

milliwatt

mW

P

1

lg10dBm

mikrovolt

V

U

1lg20

dBV

Rseaux linaires et non-linaires

Dans un rseau linaire(circuit compos) la relation entre le signal de sortie et le signal dentre estdonne par la fonction linaire :

12 kUU = Cette relation nest plus valable dans un rseau non-linaire, qui possde p. ex. la caractristique detransfert ( )12 UfU = montre dans la figure 1.3.

Fig. 1.3 Caractristique de transfert

A la sortie dun circuit non-linaire on constate gnralement la somme ou la diffrence de mul-tiples des frquences appliques lentre du circuit. Ce sont le plus souvent des composantes nondsires (exceptions : multiplication de la frquence, modulation et mixage).

,...2,1,0,...2,1,021 == metnavecmfnf

-1 -0.8 -0.6 -0.4 -0.2 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1-1

-0.8

-0.6

-0.4

-0.2

0

0.2

0.4

0.6

0.8

1bertragungskennlinie

Eingangsspannung U1

AusgangsspannungU2

begrenzendideal


89/147

Pour de faibles valeurs de k les deux dfinitions sont quivalentes. On dtermine le coefficient dedistorsion harmonique totale laide dun pont de distorsion. Celui consiste en un filtre coupe-

bande (pour supprimer la premire harmonique) et un voltmtre qui mesure la valeur efficace. On

talonne lappareil en mesurant le signal total (gale 100%) et on mesure aprs le signal sans pre-mire harmonique en appliquant le filtre. Le rapport donne le coefficientde distorsion harmoniquetotale daprs la formule

ANNEXE2

Caractristiques des trois montages fondamentaux

Emetteur com-mun

Collecteur commun Base commune

rsistance d'entre enalternatif

Ze

quation 2111 //// BBe RRh

21

2111

////

)(

BB

Eee

RR

Rhh + Ee

e Rh

h//

21

11

Valeurs ty-piques

0.4 ... 5 k 200 ... 500 k 50 ... 200

rsistance de sortieen alternatif

ZS

quationeC hR 221//

E

e

BBe Rh

RRh//

//

21

2111 +

eC hR 221//

Valeurs ty-piques

10 ... 100 k 100 ... 500 50 ... 200 k

gain en tension Av quationeC

e

e hRh

h22

11

21 1//eEe

Ee

hRh

Rh

1121

21

+ eC

e

e hRh

h22

11

21 1//

Valeurs ty-piques

100 ... 1000


90/147

Dfinition et transformation des paramtres quadriples

=

2

1

2221

1211

2

1

i

i

zz

zz

u

u

=

2

1

2221

1211

2

1

u

u

yy

yy

i

i

=

2

1

2221

1211

2

1

u

i

hh

hh

i

u

=

2

2

2221

1211

1

1

i

u

aa

aa

i

u

12212211 xxxxx =

z y h a

z2221

1211

zz

zz

y

y

y

y

y

y

y

y

1121

1222

2222

21

22

12

22

1

hh

h

h

h

h

h

21

22

21

2121

11

1

a

a

a

a

a

a

a

y

zz

zz

z

z

z

z

1121

1222

2221

1211

yy

yy

1111

21

11

12

11

1

hh

hh

h

h

h

12

11

12

1212

22

1aa

a

a

a

a

a

h

2222

21

22

12

22

1

zz

z

z

z

z

z

1111

21

11

12

11

1

y

y

y

y

y

y

y

2221

1211

hh

hh

22

21

22

2222

12

1

a

a

a

a

a

a

a

a

21

22

21

2121

11

1

z

z

z

zz

zz

21

11

21

2121

22 1

y

y

y

y

yyy

2121

22

21

11

21

1

hh

h

hh

hh

2221

1211

aa

aa


91/147

=e

h21 bbb

bb

hhh

hh

++

+

2112

21

1

)(

)1( 21ch+

=e

h22 bbb

b

hhhh

++ 2112

22

1 ch22

= eh bbb

b

hhh

h

++

21121 ccc hhh ++ 21121

Montage collecteur commun

=ch11 bbbb

hhhh

++ 2112

11

1 eh11

=ch12 bbb

b

hhh

h

++

+

2112

21

1

1

eh121

=c

h21 bbb

b

hhh

h

++

2112

12

1

)1(

)1( 21eh+

=c

h22 bbb

b

hhhh

++ 2112

22

1 eh22

= ch

bbb hhh ++

21121

1

eee hhh ++ 21121

Montage base commune

=b

h11 eee

e

hhhh

++ 2112

11

1 c

c

hh

11

=b

h12 eeeee

hhh

hh

++

2112

12

1c

cc

h

hh

+ 21

=b

h21 eee

ee

hhh

hh

++

+

2112

21

1

)(

c

cc

h

hh

12

=b

h22 eee

e

hhhh

++ 2112

22

1c

c

h

h

22

= bh eee

e

hhh

h

++

21121 c

ccc

h

hhh

++ 21121


92/147

ANNEXE 4

4.1Structure et les caractristiques techniques de lamplificateur oprationnel uA741


93/147

Fig. 4.1 Les caractristiques les plus importantes de lampliop a741


94/147


96/147

2008 Linear Technology

Benefits of Using SwitcherCAD III/LTspice

Stable SPICE circuit simulation with

Unlimited number of nodes

Schematic/symbol editor

Waveform viewer

Library of passive devices

Fast simulation of switching mode power supplies (SMPS)

Steady state detection

Turn on transient

Step response

Efficiency / power computations

Advanced analysis and simulation options

Not covered in this presentation

Over 1100 macromodels of

Linear Technology products

500+ SMPS

LTspice is also a great

schematic capture

Outperforms pay-for options

EMI Electronique analogique M. Mohssin

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Mohssine Poly Du Cours D_électronique Analogique