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Avant-propos,Autour de nous, la technologieévolue, et c’est un bonheur devoir que le monde radioama-teur continue à innover. Peut-être certains d’entre vous ontdéjà entendu parler de cestransceivers du 3ème type quesont les Radios Définies parLogiciels, ou joué avec eux.Quelques articles ont déjà étépubliés en France sur ce sujetdans différentes revues. Dans Radio-REF le dernier articlepublié par Hubert, F6GOG,décrivait dans le numéro denovembre 2004 le SDR1000 etsa technique.

Avec la technologie des RadioDéfinies par Logiciels, nousentrons véritablement dans unenouvelle ère passionnante, tantles caractéristiques de ces radiossont performantes.Il ne fait aucun doute que cettetendance va s’accentuer, leslimites de ces radios étant cellesde votre imagination. De lamême manière que nous assis-tons depuis peu au mariage dela télévision et de l’ordinateur,avec les Radios Définies parLogiciels, nous assistons au véri-table mariage de la radio, destransceivers, avec l’ordinateur.Ici rien à voir avec les modulesradio analogiques dont lesfonctions sont simplement télé-commandées par un PC. Non,ici la radio c’est LE logiciel, avecbien sûr un peu d’électroniqueindispensable, mais finalementsi peu qu’on est surpris !Pour faciliter la diffusion de cestechnologies auprès des radio-amateurs français, j’ai penséqu’il serait avantageux de tra-duire pour les OM non anglo-phones le premier des quatre

articles écrit par GeraldYoungblood, AC5OG, parudans le QEX de juillet /août2002. Gerald, avec un talentpédagogique certain, décritsimplement son cheminement dans le développement et lefonctionnement de son proto-type.Depuis cet article de 2002 dansla revue QEX, les caractéris-tiques ont encore fortementprogressé et sont maintenantimpressionnantes, mais lesbases restent les mêmes. Troisautres articles ont suivi, tou-jours dans la revue QEX.

Tout un joyeux monde d’OMexpérimentateurs travaille main-tenant sur ces idées ; de toutpetits récepteurs performantssont développés pour quelquesdizaines d’euros avec ces logi-ciels et ça marche ! Puissent cestechnologies faire découvrir laradio à un public jeune plutôttourné vers l’ordinateur. Nousavons aussi dans nos rangs desOM extrêmement doués tanten développements « hard »qu’en logiciels ; espérons quecet article sera générateur d’en-vies et de développement denouvelles passions : le terrainest encore presque vierge

Un bonne adresse de départpour ces techniques : www.flex-radio.com

Traduction F6AUE. Reproduitavec accord, copyright ARRL,2002, Tous droits réservés.Article original N°1 de quatrearticles paru dans QEX : Forum for CommunicationExperimenters, jul/ aug 2002(www.arrl.org/qex)

Cette série décrit un logicielémetteur-récepteur pour PCutilisant la carte son du PC etun circuit de détection inno-vant. Dans les explications quivont suivre, les mathématiquessont réduites au minimum.Regardons comment tout celafonctionne.

Une certaine convergenceapparaît lorsque de multiplestechnologies se retrouvent enphase et rendent possible ceschoses dont nous avons parfoisrêvé au moins une fois. Lacroissance explosive d'Internetdémarré en 1994 a été l'un deces événements. Internet afonctionné durant de nom-breuses années uniquement auniveau gouvernemental et dansle monde éducatif, sans intéres-ser les foules à cause de sa len-teur et de son interface rustique.Puis le développement desnavigateurs Internet, l'augmen-tation rapide de la puissancedes ordinateurs, la disponibilitéde modems pour des débitstoujours plus rapides, ontapporté cette convergence.Soudain tout vint en mêmetemps : l'Internet et le Webmondial sont entrés dans notrequotidien.Une convergence similaire esten train d'apparaître sous nosyeux, en radiocommunication,grâce à des logiciels de traite-ment de signaux (DSP), réali-sant la plupart des fonctionsradio à des niveaux de perfor-mances considérés auparavantcomme inaccessibles. Des DSPont été incorporés dans la plu-part des matériels radioama-teurs du marché, permettantd’améliorer la réduction dubruit et les performances du fil-trage numérique. Depuis peus’ouvrent de grandes discus-sions au sujet de l'émergencede radios définies par logiciel(Software-Defined Radio, SDR).

Une radio définie par logicielest caractérisée par sa flexibili-té : une simple modification oule changement de son program-me peut complètement modi-fier ses fonctionnalités. Cecipermet une mise à niveau faci-le vers de nouveaux modes etl'amélioration des performancessans avoir besoin de remplacerl'électronique. Un SDR peutégalement être facilementmodifié pour s'adapter auxbesoins d'applications indivi-duelles. Il existe une différencenotable entre des radios qui uti-lisent des logiciels internespour quelques-unes de leursfonctions et une radio qui peutêtre complètement redéfiniepar des modifications d'un pro-gramme. Cette dernière carac-térise une radio définie parlogiciel.

Cette convergence pour le SDRs'ouvre actuellement grâce auxavancées des logiciels et de cesnouvelles « puces » qui per-mettent la numérisation dessignaux haute fréquence. Beaucoup de ces circuits incor-porent en interne des fonctionsmathématiques permettant deréaliser toute numérisation,sélection de fréquences, chan-gement de fréquence, moyennesfréquences. De tels systèmespeuvent être très complexes etlargement hors de portée de laplupart des amateurs.Un des problèmes était quevous n'aviez aucune chancedans ce domaine, hormis sivous étiez virtuose des mathé-matiques ou doué en program-mation C++ ou en langageassembleur. Ces derniers pou-vant être intimidants parfoisaussi bien pour les amateursque pour beaucoup de profes-sionnels.

Je me suis attaqué à ce défi,armé de ma fascination pour la

Une radio définie par logiciel,ou un logiciel émetteur-récepteur pour tousPar Gérald YOUNGBLOOD, AC5OG,traduction par F6AUEPremière partie.

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technologie et après pratique-ment 25 années passées enn’ayant quasiment jamais utilisémes compétences d'ingénieurélectricien. J’avais étudié lesmathématiques au lycée ainsiqu'un peu de théorie sur le trai-tement de signal, mais 25 ansc'est un temps très long. Apprendre toutes ces disci-plines nécessaires était un véri-table défi car la majorité de lalittérature écrite à ce sujet étaitdestinée aux mathématiciens.Maintenant que je suis en traind'acquérir certains de cesconcepts impliqués dans lesradios logicielles, je souhaitepartager avec la communautéradioamateur ce que j'ai apprissans utiliser plus que desconcepts mathématiques sim-ples. De plus, une radio logi-cielle devra avoir le minimumde matériel possible. Si vouspossédez un PC avec une carteson, vous avez déjà le principaldu matériel requis. Avec aussipeu que trois circuits intégrés,vous êtes déjà prêt, avec undétecteur de « Tayloe », à réali-ser un récepteur à conversiondirecte simple et innovant.Avec moins d'une douzaine decircuits intégrés, vous pouvezconstruire un transceiver quipourra dépasser la plupart desmatériels commerciaux dumarché.

Approche théorique.

Dans cette série d'articles, j'aichoisi de nous concentrer surune mise en oeuvre pratiqueplutôt que sur une théoriedétaillée. Il y a cependant desnotions de base qui doiventêtre comprises pour construireune radio logicielle. Bien que nous aimions beau-coup travailler avec des circuitsintégrés, nous n'avons pas àsavoir comment faire pourcréer le circuit intégré. Par convention j'ai choisi dedécrire les applications pra-tiques, suivies pour plus dedétails de la référence appro-priée. Une des références lesplus simples que j'ai pu trouverest The Scientist and Engineer’s

guide to Digital Signal Pro-cessing, par Steven W. Smith. Ilest en libre téléchargement surInternet à l'adresse www.DSPGuide.com . Je considère que sa lecture estnécessaire pour ceux qui dési-rent aller plus à fond dans ledéveloppement aussi bien quedans la théorie. Dans cettesérie d'articles je ferai référen-ce à plusieurs reprises à ce « DSP Guide ».

Bon, allons-y, vous pouvez sor-tir votre petite calculette àquatre fonctions (d'accord,peut-être aurez-vous besoin desix ou sept fonctions) et allez,c’est parti. Mais tout d'abord, posons lesobjectifs pour concevoir unSDR complet.

� Simplifier l’approche mathé-matique� Utiliser une carte son de PCpour fournir toutes les fonc-tions de traitement du signal� Programmer l'interface utili-sateur et tous les algorithmesde traitement du signal enVisual Basic pour faciliter ledéveloppement et la mainte-nance.� Utiliser la librairie de chezIntel pour les routines de fonddu DSP, pour minimiser lesconnaissances techniquesnécessaires et le temps de déve-loppement et maximiser lesperformances. � Intégrer un récepteur àconversion directe dans ledéveloppement du hardwarepour sa simplicité et sa dyna-mique.� Incorporer un synthétiseur defréquence directe permettantun contrôle souple de la fré-quence.� Inclure des possibilités detransmission utilisant des tech-niques similaires à celles utili-sées dans les réceptions àconversion directe.

Signaux analogiques et numé-riques dans le domaine tempo-rel.

Pour comprendre les DSP, nous

devons d'abord comprendre larelation entre les signauxnumériques et leurs équivalentsanalogiques. Si nous regardonsun signal sinusoïdal de 1 V surun oscilloscope analogique,nous voyons que ce signaldécrit une courbe parfaitementlisse sur l'écran, quelle que soitla fréquence de balayage. Enfait, s'il était possible deconstruire un oscilloscope avecune fréquence de balayagehorizontal infinie, il s'affiche-rait une courbe parfaitementlisse (en réalité, à ce point, uneligne droite). Comme tel, il estsouvent appelé signal continucar continu dans le temps. End'autres termes, il y a unnombre infini de tensions diffé-rentes le long de la courbecomme on peut le voir sur unoscilloscope analogique.De l'autre côté, si nous devionsmesurer ce même signal sinu-soïdal avec un voltmètre numé-rique et à une fréquenced'échantillonnage de quatrefois la fréquence de l'ondesinusoïdale, en démarrant autemps 0 nous lirions sur uncycle complet 0 V à 0°, 1 V à90°, 0 V à 180° et -1 V à 270°.Ce signal pourrait continuerindéfiniment et nous lirions cesmêmes quatre tensions tou-jours et encore. Nous avonsmesuré la tension du signal àdes instants spécifiques qu'onappelle en mathématiques « instants discrets ». La séquen-ce résultante de cette mesurede tension est ainsi appeléesignal temporel discret. Si noussauvegardons chaque signal detension temporel discret enmémoire et si nous connais-sons la fréquence à laquelle aété échantillonné le signal,nous avons un signal échan-tillonné temporel discret. C'estexactement ce que fait unconvertisseur analogique/numé-rique (ou analogique/digital :ADC). Il utilise une horloged'échantillonnage pour mesurerdes échantillons discrets du signalanalogique entrant à des tempsprécis, et il produit une représen-tation numérique de la tensiond'entrée ainsi échantillonnée.

En 1933, Harry Nyquist a décou-vert que pour reconstruiretoutes les composantes d’uneonde périodique, il est néces-saire d'échantillonner le signalà deux fois la bande passantemaximum du signal à mesurer.Cette fréquence maximumd'échantillonnage est appeléele critère de Nyquist. Il peuts'exprimer ainsi :

Où fs est la fréquence d'échan-tillonnage et fbw la bande pas-sante (en fait la fréquence maxi-mum). Ces mathématiques nesont pas trop compliquées,n'est-ce pas ? Maintenant, comme exempledu critère de Nyquist, considé-rons l'oreille humaine, qui typi-quement peut entendre dessons de 20 Hz à 20 kHz. Pourrecréer cette réponse en fré-quence, un lecteur de CD doitéchantillonner à une fréquenced'au moins 40 kHz. Comme nous le verrons plusloin, la composante de fréquen-ce maximum doit être limitée à20 kHz à travers un filtre passe-bas pour prévenir des distor-sions causées par de faussesimages du signal. Pour allégerles nécessités de filtrage, leslecteurs de CD utilisent une fré-quence d'échantillonnage stan-dard de 44,100 kHz. Toutes les cartes son de PCmodernes acceptent cette fré-quence d'échantillonnage.Que se passe-t-il si la bandepassante échantillonnée estplus grande que la moitié de lafréquence d'échantillonnage,et n'est pas limitée par un filtrepasse-bas ? Un recouvrement du signal estproduit, apparaissant en sortieet en même temps que le signaloriginal. Ces recouvrements peuventproduire une distorsion, desbattements et de fausses images.Heureusement ils peuvent êtreprédits avec précision et évitésavec des filtres passe-bas oupasse-bande appropriés. Ces filtres sont souvent appelésfiltres anti-recouvrement. Cf. figure 1.

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Il y a même des cas où cesrecouvrements de fréquencepeuvent être utilisés avec avan-tage ; cela sera discuté plusloin dans cet article. C'est à cepoint que la plupart des textesrelatifs aux DSP entrent dans ledétail au sujet des signauxéchantillonnés au-delà de lafréquence de Nyquist. Le but de cet article étantessentiellement pratique, vouspourrez vous référer au cha-pitre 3 du guide sur le DSP,pour une étude plus approfon-die des échantillonnages, desrecouvrements et de la conver-sion analogique vers numé-rique et inversement. Vous pou-vez également vous référer àl'article de Doug Smith « Signals,Samples, and Stuff : A DSPtutorial »Ce que vous avez juste besoinde savoir pour le moment, envous en tenant aux critères deNyquist, équation 1, c’est quevous pourrez, avec précision,échantillonner, traiter et recréervirtuellement n'importe quelleforme d'onde désirée. Le signaléchantillonné consistera enune série de nombres dans lamémoire de votre ordinateur,mesuré à des intervalles detemps équivalant à la fréquen-ce d'échantillonnage. Commenous connaissons l'amplitudedu signal aux intervalles detemps discrets, nous pouvonstraiter le signal numérique parlogiciel avec une précision etune flexibilité impossibles àobtenir avec des circuits analo-giques.

Des hautes fréquences à lacarte son de l’ordinateur.

Notre objectif est de convertirun signal du domaine deshautes fréquences moduléesvers un domaine temporel pour

un traitement par logiciel. Dansle domaine fréquentiel, nousmesurons une amplitude en fonc-tion d’une fréquence (commeavec un analyseur de spectre) ;dans le domaine temporel, nousmesurons une amplitude enfonction d’un temps. (Commeavec un oscilloscope).Dans cette application, nousavons choisi d'utiliser une carteson de PC, standard 16 bits,possédant une fréquenced'échantillonnage maximumde 44,100 kHz. Selon l'équation 1, ceci signifieque la bande passante maxi-mum du signal à traiter est de22,050 kHz. Avec un échan-tillonnage en quadrature quenous verrons plus loin, cecipeut en fait être étendu jusqu'à44 kHz. La plupart des cartesson possèdent des filtres anti-recouvrement coupant auxenvirons de 20 kHz. (Pour quelques euros de plus,des cartes son de PC supportentdes taux d'échantillonnage à96 kHz sur 24 bits, et jusqu'à105 dB de dynamique.)La plupart des conceptions deDSP amateurs ou profession-nels utilisent des DSP spéciali-sés qui échantillonnent desmoyennes fréquences (Ifs) de40 kHz ou supérieures. Ils utili-sent des techniques superhété-rodynes analogiques pour laconversion de fréquence et lefiltrage. Avec l'apparition récen-te des convertisseurs analo-giques / numériques à vitesserapide et à large bande, il estmaintenant possible d'échan-tillonner directement le signalsur la totalité de la gamme HFet même dans la partie bassedes VHF. Par exemple, le convertisseurAnalog Devices AD9430 estannoncé avec un taux d'échan-tillonnage de 218 MSps (mil-

lions de symboles par seconde)avec une résolution sur 12 bitset 700 MHz de bande passante.Ces 700 MHz peuvent être uti-lisés dans des applications ensous-échantillonnage, un sujetqui va au-delà de l'objectif decette série d'articles.

Le but dans mon projet était deréaliser une radio par logicielutilisant le moins de compo-sants possible tout en maximi-sant la dynamique et la flexibi-lité. Pour cela, nous auronsbesoin de convertir le signalhaute fréquence directementen fréquence audio, de maniè-re qu'on puisse enlever les pro-duits de mélange non désirésou les images causées par leschangements de fréquence.

La manière la plus simple deréaliser ceci tout en maintenantune très large dynamique estd'utiliser les techniques deconversion directe pour conver-tir le signal haute fréquencemodulé directement en bandede base. Nous pouvons mélan-ger le signal avec un oscillateurréglé sur la porteuse de la fré-quence, pour convertir le signal

en une bande passante limitéeentre 0 Hz et MF, comme mon-tré fig. 2. L'exemple sur cette figuremontre une porteuse sur 14,001MHz mélangée avec un oscilla-teur local sur 14,000 MHz pourconvertir la porteuse vers 1kHz.

Si le filtre passe-bas avait unefréquence de coupure de 1,5kHz, n'importe quel signalcompris entre 14,000 MHz et14,0015 MHz se trouverait dansla bande passante du récepteurà conversion directe. Le problème avec cette approchesimple est que nous aurionségalement et simultanémenttout les signaux reçus entre 13,99815 MHz et 14,000 MHz,images non désirées dans labande passante comme montréfig. 3.

Pourquoi cela ? La plupart desamateurs sont familiers desconcepts de sommes et diffé-rences de fréquences résultantdu mélange de deux signaux. Lorsqu'une fréquence porteuse,fc, est mélangée avec un oscil-lateur local, flo, elle se combi-ne sous la forme générale

figure 1

Fig 1 – Conversion A/D avec filtre anti-recouvrement passe-bas

figure 2

Fig 2 – Mélangeur à conversion directe avec filtre passe-bas 1,5 kHz

figure 3

Fig 3 – Spectre de sortie sur un mélangeur, montrant somme, différence et fréquences images

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En utilisant un mélangeur à conversion directe, fig. 2, nous rece-vrons ces signaux de sortie primaire :

Un filtre passe-bas rejettera facilement l’image additive des fré-quences -28,001 MHz, mais l'image des fréquences soustractivesrestera en sortie. Cette image non désirée correspond à la bandelatérale opposée centrée sur la fréquence porteuse 14,000 MHz.Ceci ne devrait pas être un problème s’il n'y avait aucun signal en-dessous de 14,000 MHz qui pourrait interférer. Comme vu précé-demment, tous les signaux indésirables entre 13,99815 et 14,000MHz se traduiront dans la bande passante en même temps que lessignaux désirés au-dessus de 14,000 MHz, cette image introdui-sant une augmentation du bruit en sortie.Alors, comment peut-on enlever ces signaux de fréquences images ?Cela peut être réalisé grâce à un mélangeur en quadrature. Lesémetteurs et récepteurs à « phasing » ou à quadrature, égalementappelés à mélangeur à réjection d'image, ont existé dès le débutde la BLU. En fait mon premier émetteur BLU était un vieil exciterCentral Electronics 20A qui incorporait un circuit de phasing. Cessystèmes à phasing ont perdu nos faveurs au début des années 60avec l'arrivée de filtres à performances élevées et d'un coût abor-dable. Pour parvenir à une bonne suppression d'image ou debande latérale opposée, un système par phasing nécessite un équi-librage extrêmement précis de l'amplitude et de la phase entre lesdeux échantillons de signaux qui sont chacun l'un par rapport àl'autre en opposition de phase ou en quadrature. Le terme « ortho-gonal » est parfois utilisé dans certains textes. Jusqu'à l'apparitiondu traitement numérique des signaux, il était très difficile d'obtenirun niveau de réjection image performant, exigé dans les systèmesradio modernes, conçus autour de la technologie du phasing.Depuis, le traitement numérique des signaux permet un contrôlenumérique très précis de la phase et de l'amplitude. Les modula-tions et démodulations en quadrature sont maintenant lesméthodes préférées. De tels signaux en quadrature permettentpresque n'importe quelle méthode de modulation réalisée parlogiciel en utilisant les techniques de DSP.

Donnez-moi I et Q et je peux démoduler n'importe quoi.

Tout d'abord considérons le mélangeur à conversion directe mon-tré fig. 2. Lorsque le signal HF est converti en bande de base audio,en utilisant une seule voie, nous pouvons observer que la sortievarie en amplitude le long d'un seul axe comme illustré fig. 4.

Nous référencerons cette caractéristique comme étant le signal enphase ou le signal I(pour in phase). Notez que son amplitude varied'une valeur positive vers une valeur négative à la fréquence demodulation du signal. Si nous utilisions une diode pour redresserce signal, nous réaliserions un simple détecteur d'enveloppe AM.Les deux bandes latérales de modulation véhiculent la mêmeinformation et toutes deux sont présentes en sortie. Seule l'infor-mation amplitude est nécessaire pour démoduler totalement lesignal d’origine. Le problème est que la plupart des autres tech-

niques de modulation nécessi-tent que la phase du signal soitconnue. C'est ici qu'intervientla détection en quadrature. Sinous ‘’retardons’’ une copie dela porteuse HF de 90° pour for-mer un signal en quadrature(Q), nous pouvons alors l'utili-ser en conjonction avec lesignal en phase et les mathé-matiques que nous avonsapprises au lycée vont être uti-lisées pour déterminer la phaseet l'amplitude instantanée dusignal d’origine.La figure 5 illustre une porteu-se HF avec le signal I sur l'axeX et le signal Q (celui qui estretardé de 90°) sur l'axe Y. Ceciest souvent présenté dans la lit-térature comme un diagrammede phase dans un plan com-plexe. Nous sommes mainte-nant capables d'extrapoler cesdeux signaux et de représenterpar un vecteur (diagramme deFresnel) l'amplitude et la phaseinstantanée du signal d’origine.

D'accord, ici vous aurez à uti-liser les fonctions complémen-taires de votre calculette, pourcalculer l’amplitude mt oul'enveloppe du signal ; nousutiliserons un peu de trigono-métrie sur les angles droits dutriangle rectangle. Vous savezque le carré de l'hypoténuseest égal à la somme des carrésdes côtés opposés. C'est lefameux théorème de Pythagore.Ici l'hypoténuse est tout sim-plement mt (l'amplitude enfonction du temps)

La phase instantanée du signalmesuré à partir de l'axe positifde I dans le sens « anti-horaire »peut aussi être calculée par

l'inverse de la tangente (ou arctangente) comme ci-après

Ainsi, si nous savons mesurerles valeurs instantanées de I etQ, nous avons tout ce qu'il fautpour connaître à chaque ins-tant les composantes du signal.Ceci est vrai si nous travaillonssur un signal analogique encontinu ou sur un signal dis-cret échantillonné. Avec I et Qnous pouvons démoduler unsignal AM directement en utili-sant l'équation 3 ou FM en uti-lisant l'équation 4. Pour démo-duler la BLU, nous avonsbesoin d'une étape supplé-mentaire. Les signaux en qua-drature peuvent être utiliséspour retirer les fréquencesimages et ne laisser que labande latérale désirée. Leséquations mathématiques rela-tives aux signaux en quadraturesont complexes mais sont trèscompréhensibles en les étu-diant un petit peu.

Je vous recommande un articleà lire appelé : « QuadratureSignals : Complex, but notComplicated » écrit par RichardLyons. Cet article peut êtretrouvé à l'adresse www.dspgu-ru.com/info/tutor/quadsig.htm. L'article dévelop-pe d'une manière très logiquela manière dont s’effectue ladémodulation d'un échan-tillonnage en quadrature. Unecompréhension basique de cesconcepts est essentielle pourconcevoir des radios définiespar logiciel. Nous pouvonsainsi profiter des capacitésanalytiques des signaux enquadrature à travers un mélan-geur en quadrature. Pour com-prendre les concepts de basedu mélange en quadrature,référons-nous à la figure 6, quiillustre un mélangeur en qua-drature I/Q.

figure 4 Fig 4 – Signal en phase (I) sur un plan.L’amplitude est facilement mesurée,comme étant la tension instantanée, maisaucune information de phase n’est dispo-nible dans cette détection. C’est le type dedétection AM, détecteur d’enveloppe

figure 5

Fig 5- Les signaux I et Q sur un plancomplexe. Le vecteur magnitude, m(t)tourne dans le sens anti horaire à unevitesse de 2 �fc. L’amplitude et la phasedu vecteur en rotation peuvent êtredéterminées à chaque instant avec leséquations 3 et 4

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Tout d'abord le signal d'entréeHF traverse un filtre passe-bande et est appliqué sur lesentrées des deux mélangeursen parallèle. En retardant lesignal de l'oscillateur local de90°, nous pouvons générer uneonde « cosinusoïdale » qui entandem forme un oscillateur enquadrature. La porteuse HF,fc(t), est mélangée respective-ment avec le signal cosinusoï-dal et sinusoïdal de l'oscillateurlocal, puis traverse le filtrepasse-bas pour créer dessignaux en phase I(t) et en qua-drature Q(t). Effectivement lavoie Q(t) est déphasée de 90°par rapport à la voie I(t) par lemélange avec l'oscillateur localsinusoïdal. Le filtre passe-basest conçu pour une fréquencede coupure inférieure à la fré-quence de Nyquist, pour pré-venir tout recouvrement, dansl'étape de conversion analo-gique/numérique (ADC). Leconvertisseur A/D convertit encontinu les signaux en échan-tillons discrets. Maintenant quenous avons les échantillons de Iet Q en mémoire, nous pouvonsopérer la magie du traitementde signal.Avant d'aller plus loin, laissez-moi vous rappeler qu'aveccette méthode de changementde fréquence il peut être trèscoûteux d'obtenir une bonneréjection des bandes latéralesopposées avec des circuits ana-logiques. Toute variation dansles valeurs des composantscausera un déséquilibre dans laphase où l'amplitude entre lesdeux voies, entraînant unedétérioration correspondantedans la réjection de la bandelatérale non désirée. Avec descircuits analogiques, il est diffi-cile d'obtenir mieux que 40 dBde réjection sans un coût élevé.Heureusement, il est mainte-nant possible de corriger immé-diatement ces déséquilibres parun logiciel adapté.

Un autre point défavorable desrécepteurs à conversion directeest que le bruit augmentelorsque le signal démodulés'approche de 0 Hz. Ces bruitsproviennent de différentessources telles que le rapport debruit I/F des semi-conducteurseux-mêmes, du 50 Hz ou du100 Hz, du ronflement deslignes d'alimentation, des bruitsmicrophoniques mécaniques,des bruits de phase de l'oscilla-teur local proche de la fréquen-ce porteuse. Tout ceci peutlimiter la sensibilité. Alors quela plupart des graphistes préfè-rent une tonalité en télégraphieinférieure à 1000 Hertz, Il setrouve que beaucoup de cesbruits basse fréquence tournentautour de 1 kHz.Depuis que les cartes son peu-vent traiter les signaux jusqu'à20 kHz et au-delà, pourquoi nepas utiliser une partie de cettebande passante pour s'éloignerde ce bruit basse fréquence ?.Le PC SDR utilise une bandede base MF décalée de 11,025kHz pour réduire le bruit à unniveau gérable. En décalantl'oscillateur local de 11,025kHz, nous pouvons maintenantrecevoir des signaux prochesde la fréquence porteuse sansaucun de ces bruits basse fré-quence. Ceci réduit égalementd'une manière significative leseffets des bruits de phase del'oscillateur local. Une fois quenous avons capturé numérique-ment le signal, c'est une tâcheinsignifiante pour un logicielque de glisser ce signal démo-dulé vers un décalage de 0 Hz.

Le DSP dans le domaine fréquentiel.

Tous les textes sur les DSP quej'ai pu lire se concentrent sur ledomaine du filtrage et de ladémodulation des signaux SSBen utilisant une technique defiltrage appelée FIR (Finite

Impulse Response), ces tech-niques ayant été largementexposées dans la littérature 1,2,3

mais, n'étant pas actuellementutilisées dans notre PC SDR,elles ne seront pas développéesdans cette série d'articles.Notre PC SDR utilise la puis-sance des transformées deFourier rapides (TFR), (fastFourier transform ou FFT enanglais).capables de réaliser la majeurepartie du travail dans le domai-ne fréquentiel. La plupart destextes sur les DSP expliquentdans le détail le côté mathéma-tique de la chose, pour per-mettre ainsi le développementdu code nécessaire à cette TFR.Heureusement Intel nous aidegrandement en fournissant dansses librairies sur le traitementde signal 4 un code sous formeexécutable. Ne perdons pasnotre temps à réécrire une TFR.Nous avons juste besoin desavoir comment l'utiliser.

Simplement dit, la TFR conver-tit le signal complexe I et lesignal temporel discret Q dansun spectre de fréquences. Lasortie de la TFR peut être ima-ginée comme une grandebanque de filtres passe-bandes très étroits appe-lés bandes spectrales ou « bin »,chacune mesurant l'énergiespectrale dans sa bande pas-sante respective. La sortie res-semble à un filtre en peigne oùchaque « bin » recouvre légère-ment le « bin » adjacent, for-mant une courbe en festonscomme le montre la figure 7.Lorsque le signal est précisé-ment centré sur la fréquence du« bin » il n’y aura qu'une valeurcorrespondante, seulementdans ce « bin ». Si la fréquenceest décalée par rapport aucentre du « bin », il y aura uneaugmentation correspondantede la valeur du « bin » adjacentet une diminution de la valeur

du « bin » en cours. L'analysemathématique décrit complète-ment la relation entre les « bins» TFR, mais ce n'est pas nonplus l'objet de cet article. Plusloin, une version complexe deTFR nous permettra de mesurerà la fois la phase et l'amplitudedu signal dans chaque « bin »en utilisant les équations 3 et 4ci-dessus.

La figure 8 illustre la sortied'une TFR complexe ou enquadrature. La bande passantede chaque « bin » TFR peut êtretraitée comme montré dansl'équation 5, ou BWbin est lalargeur de bande unitaire d'un« bin », fs la fréquenced'échantillonnage et N la taillede la TFR. La fréquence centra-le de chaque « bin » de TFRpeut être déterminée parl'équation 6 où f center est lafréquence centrale du « bin »,n est le numéro du « bin », fsest le taux d'échantillonnage etN la taille de la TFR. Les « bins »0 jusqu'à N/2-1 représententles fréquences de la bande laté-rale supérieure et les « bins »N/2 jusqu'à N-1 représententles fréquences de la bande laté-rale inférieure autour de la fré-quence porteuse.

figure 6

Fig 6– Mélangeur échantillonneur enquadrature : La porteuse HF, fc, alimenteles deux mélangeurs en parallèle.L’oscillateur local (sinus) alimente direc-tement la voie inférieure et après unretard de 90° (cosinus) alimente la voiesupérieure du mélangeur. Les filtrespasse-bas anti-recouvrement sont placésavant la conversion A/D. La voie supé-rieure génère le signal I(t) et la voieinférieure le signal Q(t). Dans le PC SDRles filtres passe-bas et convertisseursA/D sont intégrés à la carte son figure 7

Fig 7 – La sortie TFR ressemble à unfiltre en peigne. Chaque « bin » oubande de fréquence recouvre le « bin »adjacent. Les points de recouvrement à–3 dB fournissent une sortie linéaire. Laphase et l’amplitude de chaque bandede fréquence sont déterminées par leséquations 3 et 4

figure 8

Fig 8 – Une sortie TFR complexe. La sor-tie peut être vue comme une série defiltres passe-bande alignés autour de lafréquence porteuse, fc, au « bin » 0. Nreprésente le nombre de « bins » TFR. Labande latérale supérieure se situe entreles « bins » 1 à N/2-1. La bande inférieu-re entre les « bins » N/2 et N-1. La fré-quence centrale et la largeur de bandesont déterminées par les équations 5 et 6

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Simplement dit, la TFR conver-tit le signal complexe I et lesignal temporel discret Q dansun spectre de fréquences. Lasortie de la TFR peut être ima-ginée comme une grandebanque de filtres passe-bandes très étroits appe-lés bandes spectrales ou « bin »,chacune mesurant l'énergiespectrale dans sa bande pas-sante respective. La sortie res-semble à un filtre en peigne oùchaque « bin » recouvre légère-ment le « bin » adjacent, for-mant une courbe en festonscomme le montre la figure 7.Lorsque le signal est précisé-ment centré sur la fréquence du« bin » il n’y aura qu'une valeurcorrespondante, seulement dansce « bin ». Si la fréquence estdécalée par rapport au centredu « bin », il y aura une aug-mentation correspondante dela valeur du « bin » adjacent etune diminution de la valeur du« bin » en cours. L'analyse mathématique décritcomplètement la relation entreles « bins » TFR, mais ce n'estpas non plus l'objet de cetarticle. Plus loin, une versioncomplexe de TFR nous permet-tra de mesurer à la fois la phaseet l'amplitude du signal danschaque « bin » en utilisant leséquations 3 et 4 ci-dessus.La figure 8 illustre la sortied'une TFR complexe ou enquadrature. La bande passantede chaque « bin » TFR peut êtretraitée comme montré dansl'équation 5, ou BWbin est lalargeur de bande unitaire d'un« bin », fs la fréquenced'échantillonnage et N la taillede la TFR. La fréquence centra-le de chaque « bin » de TFRpeut être déterminée parl'équation 6 où f center est lafréquence centrale du « bin »,n est le numéro du « bin », fsest le taux d'échantillonnage etN la taille de la TFR. Les « bins »0 jusqu'à N/2-1 représententles fréquences de la bande laté-rale supérieure et les « bins »N/2 jusqu'à N-1 représententles fréquences de la bande laté-rale inférieure autour de la fré-quence porteuse.

Si nous adoptons une fréquenced'échantillonnage d'une carteà 44,1 kHz et un nombre de « bins » TFR de 4096, alors lalargeur de bande et la fréquen-ce centrale de chaque « bin »sera de :

Que signifie tout cela ? C’estque le récepteur aura 4096filtres passe-bande, allant de 11Hz environ à 40 kHz par incré-ment de 11 hertz !

Notre PC SDR propose lesfonctions suivantes après laconversion TFR:� Filtres passe-bande, fixes etvariables� Conversion de fréquence� Démodulation BLU/CW� Sélection de la bande latérale� Soustraction du bruit� Squelch sélectif en fréquence� Suppresseur de bruit.� Egalisation graphique(contrôle de tonalité).� Équilibrage phase et amplitu-de pour supprimer les images.� Génération de la BLU.� Autres modes numériquestels que PSK31 et RTTY.Une fois que le traitement designal dans le domaine fré-quentiel est effectué, il est faci-le de convertir à nouveau lesignal dans le domaine tempo-rel en utilisant une TFR inverse.Dans notre PC SDR, seul l’AGCavec un filtrage adaptatif dubruit est actuellement réalisédans le domaine temporel.

Un synoptique simplifié de l'ar-chitecture de notre PC SDR estmontré et fig. 9. Ces conceptsseront discutés en détail dansun article futur.

Échantillonnage de signaux HFavec un détecteur de Tayloe,nouvelle approche d’un vieuxproblème.

Alors que je cherchais surInternet des informations surles mélangeurs en quadrature,j'ai découvert une des concep-tions les plus élégantes et inno-vantes réalisée par Dan Tayloe,N7VE. Dan qui travaille pourMotorola a développé et breve-té ce qui est appelé un détec-teur de Tayloe6. La beauté de ce détecteurapparaît à la fois dans l'élégan-ce de sa conception et dansson exceptionnelle efficacité. Ilressemble certes à d'autresconcepts, mais apparaît uniquedans ses très hautes perfor-mances avec un minimum decomposants7,8,9.

Dans sa forme la plus simple,vous pouvez construire unconvertisseur abaisseur en qua-drature avec seulement trois ouquatre circuits intégrés (moinsl'oscillateur local) pour un coûtinférieur à 10 €.

figure 9

Fig 9 – L’architecture du logiciel SDR :Les signaux I et Q proviennent directe-ment de la carte son, ils alimentent uneTFR complexe de 4096 « bins ». Lescoefficients du filtre passe-bande sontpré-calculés et convertis dans le domainefréquentiel pour réaliser un filtrage effi-cace. Le signal filtré est alors convertivers le domaine temporel en utilisantune TFR inverse. Un filtre pour le bruitet un « notch » adaptifs, un AGC numé-rique suivent dans le domaine temporel

figure 10

Fig 10 – Détecteur de Tayloe : le commutateur tourne à la vitesse de la fréquenceporteuse de telle manière que chaque condensateur échantillonne le signal à chaquerotation. Les capacités à 0° et 180° sont sommées pour produire le signal en phase(I), les signaux des capacités 90° et 270° sont sommés pour produire le signal enquadrature, (Q).

figure 11

Fig 11 – Circuit échantillonneur bloqueur :Chacune des quatre capacités dans ledétecteur de Tayloe forme un circuit RCéchantillonneur bloqueur. Lorsque lecommutateur est passant, le condensa-teur se chargera à la valeur moyenne dela porteuse durant son quart de cycle res-pectif. Durant les 1/2 de cycle restants ilgardera sa charge. La fréquence de l’os-cillateur local est égale à la fréquenceporteuse de telle manière que la sortiepuisse se situer dans la bande de base.

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technique

La figure 10 illustre une versiondu détecteur de Tayloe à simpleéquilibrage

Il peut être imaginé comme uncommutateur à quatre positionstournant à la même périodeque la fréquence porteuse.L'antenne d'impédance 50ohms est connectée sur le rotoret chacune des positions ducommutateur est reliée à uncondensateur d'échantillonnage.Comme le rotor du commuta-teur tourne exactement à lavitesse de la porteuse HF,chaque condensateur se char-gera à l'amplitude de la porteu-se pour exactement 1/4 ducycle, et gardera sa valeur pourle temps restant du cycle. Cecommutateur rotatif échan-tillonnera donc le signal res-pectivement à 0°, 90°, 180°, et270°. Comme montré sur la figure11, l'impédance de 50 ohms etle condensateur d'échantillon-nage forment un filtre RC /passe-bas durant la périodelorsque chaque contact respec-tif est actif. Ainsi chaqueéchantillon représente l'inté-grale, ou la valeur moyenne dela tension du signal durant sonquart de cycle respectif. Lorsque le contact est ouvert,chaque condensateur d'échan-tillonnage conservera sa chargejusqu'au prochain tour. Si laporteuse HF et la fréquence derotation sont exactement enphase, le niveau de tension surchaque condensateur sera à unniveau continu égal à la valeurmoyenne de l'échantillon. Si nous réalisons la somme,avec un ampli opérationnel,des sorties différentielles, surles condensateurs d'échan-tillonnage 0° et 180° (voir fig.10), la sortie sera une tensioncontinue égale à deux fois leniveau des valeurs échantillon-nées individuellement, lorsquela fréquence de rotation ducommutateur sera égale à lafréquence de la porteuse. Imaginez, 6 dB de gain sansbruit ! Même chose pour lescondensateurs correspondant à90° et 270°.

La sommation 0°/180° forme lavoie I et la sommation 90°/270°forment la voie Q de la conver-sion basse du signal en quadra-ture. Comme nous décalons lafréquence de la porteuse de lafréquence d'échantillonnage,les valeurs sur les phases inver-sées ne resteront pas somméesà zéro. La fréquence de sortievariera en fonction du batte-ment ou de la différence de fré-quence entre la porteuse et lafréquence de rotation du com-mutateur, produisant une repré-sentation très précise de toutesles composantes du signalconverties vers la bande debase. La figure 12 montre leschéma d'un simple détecteurde Tayloe équilibré. Il consisteen un PI5V331, 1 : 4 FETdémultiplexeur qui commute lesignal sur chacune des quatrecapacités d'échantillonnage. Le74AC74 double flip flop estconnecté comme un compteurJohnson diviseur par quatrepour fournir les deux horlogesdéphasées au démultiplexeur.Les sorties des condensateursd'échantillonnage sont som-mées en différentiel à traversles deux LT1115, ampli opéra-tionnel à très faible bruit, pourformer respectivement les sor-ties I et Q. Notez que l'impédance del'antenne forme la résistanced'entrée pour le gain de l'ampliopérationnel comme montrédans l'équation 7. Cette impédance pourraitvarier de manière significativeen fonction des antennes utili-sées. J'utilise des amplificateursd'instrumentation dans maconception finale pour éliminerla variabilité du gain en fonc-tion de l'impédance d'antenne.Plus d'informations sur laconception des circuits serontfournies dans un prochainarticle. Comme le cycle d'utili-sation de chaque commutationest de 25 %, la résistance effec-tive dans le réseau RC corres-pond à l'impédance de l'anten-ne multipliée par 4 dans la for-mule du gain de l'amplificateuropérationnel, comme montrédans l'équation 7.

Par exemple, avec une résistan-ce de contre-réaction, Rf, de 2kilo-ohms et une impédanced'antenne, Rant, de 50 ohmsle gain résultant sur l'étage desortie est

Le détecteur de Tayloe peutégalement être analysé commeun filtre numérique commuté10,11,12 . Ceci signifie qu'il fonc-tionne comme un filtre à pour-suite à très haut Q, où l'équa-tion 8 détermine la largeur dela bande et où n est le nombrede capacités d'échantillonna-ge. Rant est l'impédance del'antenne et Cs la valeur descapacités d’échantillonnageindividuelles. L'équation 9détermine le Qdet du filtre, oùfc est la fréquence centrale etBWdet est la largeur de bandedu filtre.

Par exemple, si nous considé-rons que les capacités d'échan-tillonnage font 0,27 µF et quel'impédance d'antenne est 50ohms, alors BW et Q son cal-culés comme suit :

Puisque notre PC SDR utiliseune moyenne fréquence enbande de base décalée, MF, j'aichoisi de concevoir la largeurde bande du détecteur à 40 Hzpour permettre l'élimination dubruit basse fréquence commeindiqué précédemment.Le véritable avantage du détec-teur de Tayloe est son efficacité.Il a été établi que le mélangeurà commutation idéal possèdeune perte de conversion mini-misée à 3,9 dB. Les mélangeursà haut niveau à diodes ont uneperte de conversion de 6 à 7 dBet un niveau de bruit 1 dB

supérieur à la perte. Le détec-teur de Tayloe, remarquable,affiche moins de 1 dB de pertede conversion.Comment cela peut-il se faire !La raison en est que ce n'estpas réellement un mélangeurmais un détecteur à échan-tillonnage sous forme d'unéchantillonneur-bloqueur enquadrature. Cela signifie que saconception adhère à la théoriede l'échantillonnage temporeldiscret qui, similaire parmoments au mélangeur, possè-de ses propres et uniques carac-téristiques. Dans un mélangeurtraditionnel, le signal de sortieest à zéro durant 50 % du cyclede la porteuse alors que l'oscil-lateur local est un signal carré.Parce qu'en fait l'échantillon-neur bloqueur maintient lavaleur du signal entre deuxéchantillons, le signal de sortiene redescend jamais à zéro.

C'est ici que le recouvrementpeut en fait être utilisé à notreavantage. Alors que chaquecommutateur et capacité dansle détecteur de Tayloe échan-tillonne bel et bien une fois àchaque cycle le signal HF, ilsrépondront aux fréquences derecouvrement aussi bien qu’àcelles situés dans la gamme defréquence de Nyquist.

Dans un récepteur traditionnelà conversion directe, la fré-quence de l'oscillateur local estréglée sur la porteuse de tellemanière que la différence defréquence, ou MF, soit égale à 0Hz, et la sommation de fré-quence à deux fois la fréquen-ce de la porteuse selon l'équa-tion 2. Nous retirons normale-ment la sommation de fréquen-ce à travers un filtre passe-bas,entraînant une perte de conver-sion et une augmentation cor-respondante du niveau debruit. Dans le détecteur de Tayloe, lasommation de fréquence sesitue dans la première fréquen-ce de recouvrement, commemontré sur la figure 13. Rappelez-vous qu'un recouvre-ment est un vrai signal et qu'il

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apparaîtra en sortie comme s’ilétait un signal de la bande debase. Par conséquent, le recou-vrement s'additionne au signalde la bande de base sur undétecteur théoriquement sansperte. En réalité il y a une légè-re perte due à la résistance ducommutateur et aux pertes d'ou-

vertures dues aux imperfectionsdes temps de commutations.

L'électronique du transceiverPC SDR.

Le détecteur de Tayloe procureainsi, à bas prix, une méthodehautement performante pour

un convertisseur abaisseur enquadrature, aussi bien qu'uneconversion élévatrice pourl'émission. Pour un systèmecomplet, nous aurons à réaliserun contrôle de gain automa-tique, AGC, pour prévenir toutesurcharge des entrées desconvertisseurs A/D ainsi qu'un

moyen de contrôle numériquede la fréquence.La figure 14 illustre l'architec-ture de l'électronique du récep-teur PC SDR tel qu'il existeactuellement. Le challenge aété de construire une chaîneanalogique à faible bruit quisoit à la hauteur de la dyna-mique du détecteur de Tayloeet de celle de la carte son duPC. Ceci sera explicité dans unfutur article. Je réalise actuelle-ment un prototype completd'un émetteur récepteur PCSDR, le SDR1000. Il couvriraen réception une gamme géné-rale de 100 kHz à 54 MHz etémettra sur toutes les bandesamateurs du 160 m au 6 m.

Les applications du SDR

Actuellement, un PC d'entréede gamme possède une fréquen-ce d'horloge très supérieure à 1GHz et coûte quelques cen-taines d'euros ; nous avons làune exceptionnelle capacité detraitement à notre dispositionpour réaliser les taches d'unDSP, comme nous le rêvionspar le passé.Le transfert de connaissancesde la théorie académique versla pratique est la première limi-te de la viabilité de cette tech-nologie pour le radioamateurexpérimentateur. Cette séried'articles tente de démystifierquelques-uns des conceptspour encourager l'expérimen-tation au sein de notre commu-nauté. L’ARRL a récemmentformé un groupe de travail surle SDR pour aider dans ceteffort. Le SDR recopie lemonde analogique dans lemonde numérique, ce dernierpouvant être manipulé avecbeaucoup plus de précision.Les radios analogiques ont tou-jours été modélisées mathéma-tiquement et peuvent alors êtretraitées par ordinateur. Cecisignifie que pratiquement n'im-porte quel type de modulationpeut être manipulé avec desniveaux de performances diffi-ciles ou impossibles à atteindreavec des circuits analogiques.

figure 13 Fig 13 – Sommation d’un recouvrementen sortie du détecteur de Tayloe : Alorsque le détecteur de Tayloe échantillonnele signal, la sommation de fréquence(fc=fs) et son image (-fc-fs) se retrouventau premier recouvrement de fréquence.Les signaux de recouvrement se som-ment avec les signaux de la bande debase pour éliminer le produit de mélan-ge, association perdue avec des mélan-geurs traditionnels. Dans un mélangeurtypique, l’énergie de sommation est per-due à travers le filtrage, augmentantainsi le niveau de bruit

figure 12

Fig 12 – Détecteur de Tayloe équilibré seul

figure 14Fig 14- Synoptique du PC SDR : Aprèsun filtre passe-bande, l’antenne alimentedirectement le détecteur de Tayloe, qui ason tour fournit les sorties I et Q enbande de base. Un DDS et un compteurde Johnson diviseur par quatre comman-dent le détecteur démultiplexeur deTayloe. Le LT1115s offre une sommationet une amplification différentielle à bruitultra-faible avant un circuit AGC analo-gique à grande dynamique constitué parle SSM2164 et l’ampli logarithmique

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technique

Imaginons quelques-unes desapplications amateurs pour leSDR.� Transceiver HF de compéti-tion.� Moyenne fréquence de hautniveau pour les bandes UHF.� Transceiver numérique multi-modes.� Exploitation des faiblessignaux E.M.E..� Mode voix numérique.� Etc… Ce que vous voudrezbien imaginer, programmez-le !

Remerciements

Je voudrais remercier ceux quim'ont assisté dans mon par-cours pour comprendre lesradios logicielles. Dan Tayloe,N7VE, a toujours été dispo-nible et d'une aide immense enrépondant à toutes mes ques-tions au sujet du détecteur deTayloe. Doug Smith, KF6DX etLeif Åsbrink, SM5BSZ, ont eu lagentillesse de bien vouloir

répondre de très nombreusesfois à mes questions au sujetdes DSP et sur la conception durécepteur. Plus que tout, je vou-drais remercier mon équipe desdéjeuners de travail dudimanche matin, Mike Pendley,WA5VTV, Ken Simmons, K5UHF,Rick Kirchhof, KD5ABM, etChuck Mc Leavy, WB5BMH.Tous ces OM ont travaillé surmes questions chaque semaineet m'ont apporté les meilleursconseils et réflexions tout aulong du projet. Je voudrais aussiremercier mon adorable épou-se, Virginia, qui a été incroya-blement patiente durant toutesles heures que j'ai investiesdans ce projet.

À partir de là, que faire… ?

Trois futurs articles décriront laconstruction et la programma-tion du PC SDR. Le prochainarticle de la série détaillera l'in-terface logicielle vers la carteson du PC.

L'intégration du son « fullduplex » avec Direct X a étél'un des principaux défis duprojet. Le troisième article décrira laprogrammation en Visual Basic

et l'utilisation de la librairieIntel pour le traitement dusignal DSP en radiocommuni-cation. L'article final décriral'électronique complète duSDR 1000.

Gérald est radioamateur depuis 1967. Tout d'abord novice durantses années de lycée puis « General Class » en tant que WA5RXW,il passe ensuite dans la classe « Advanced » et devient KE5OH avant de terminer le lycée. Ilreçut sa licence « Première classe » de radiotéléphonie durant sesétudes supérieures et son passage dans l'industrie de transmissionpour la télévision.Après 25 années d'inactivité OM, Gérald reprend du service actifdans les rangs radioamateurs en 1997, il satisfait alors aux critèrespour obtenir sa licence « Extra Class » et devient AC5OG.Gérald vit à Austin, Texas ; il est actuellement à la direction deSixth Market Inc., un fonds d'investissement orienté vers les logi-ciels d'intelligence artificielle.Précédemment il a créé et développé cinq sociétés de technolo-gies de matériels, logiciels, et fabrication d'électronique. Géraldpossède un baccalauréat scientifique en ingénierie électrique del'université du Mississippi Stage. Il est passionné par les dévelop-pements « maison » de radio définie par logiciel, la bande 6 m, leDX, et le trafic satellite.

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