UNIVERSITE MONTPELLIER II SCIENCES ET TECHNIQUES DU ... · rédaction de mon rapport et de veiller au bon déroulement de ma thèse. Je tiens également remercier Monsieur Régis

UNIVERSITE MONTPELLIER II

SCIENCES ET TECHNIQUES DU LANGUEDOC

T H E S E

pour obtenir le grade de

DOCTEUR DE L'UNIVERSITE MONTPELLIER II

Discipline : Electronique, Optronique et système Formation Doctorale : Système Automatique et Microélectronique (SyAM)

Ecole Doctorale : Information Structure et système (I2S)

présentée et soutenue publiquement

par

Jean Denis TECHER

Le 09 novembre 2005

Titre :

Conception d'un stimulateur implantable dédié à la stimulation électrique fonctionnelle

JURY

M. Mohamad SAWAN, Professeur, Ecole polytechnique de Montréal Rapporteur M. Pascal FOUILLAT, Professeur, ENSEIRB Bordeaux I Rapporteur M. Yves BERTRAND, Professeur, Université Montpellier II Directeur de Thèse M. Serge BERNARD, Chargé de recherche CNRS Examinateur M. Guy CATHEBRAS, Maître de conférence, Université Montpellier II Examinateur M. Denis DUPEYRON, Ingénieur, MXM technologies médicales, Vallauris Examinateur M. David GUIRAUD, Chargé de recherche INRIA Membre invité

Table des Matières

Table des matières

- 4 -

Introduction Générale 9

Chapitre1 15

A. Introduction physiologique ______________________________________________ 16

I. Vue macroscopique du système nerveux du corps humain___________________________16I.1. Organisation du système nerveux ____________________________________________________ 16

I.2. Fonctionnement macroscopique du système nerveux _____________________________________ 17

II. Vue microscopique du système nerveux du corps humain __________________________21II.1. Les neurones ___________________________________________________________________ 21

II.2. Les nerfs_______________________________________________________________________ 22

II.3. Propriétés électriques _____________________________________________________________ 23

II.4. Connexions nerveuses des muscles squelettiques _______________________________________ 25

B. La Stimulation Electrique Fonctionnelle ___________________________________ 26

I. Principe de la réhabilitation par la SEF __________________________________________27

II. Les applications de la SEF ____________________________________________________28

III. Contraction musculaire par stimulation électrique _______________________________28III.1. Stimulation des fibres nerveuses____________________________________________________ 29

III.2. Réponse d’un muscle à une stimulation électrique______________________________________ 33

IV. Les stimulateurs électriques __________________________________________________35IV.1. Les différentes classes de stimulateurs _______________________________________________ 36

IV.2. Synthèse sur les stimulateurs pour application SEF _____________________________________ 39

V. Les systèmes SEF ____________________________________________________________40V.1. Système SEF mono-implant _______________________________________________________ 41

V.2. Système SEF multi-implant ________________________________________________________ 43

C. Conclusion ___________________________________________________________ 44

Table des matières

- 5 -

Chapitre 2 47 A. Caractéristiques idéales d’un stimulateur pour la SEF .................................................48

I. Contexte ........................................................................................................................................48

II. La stimulation sélective ..............................................................................................................49II.1. Introduction.......................................................................................................................................... 49

II.2. Sélectivité spatiale des fibres ............................................................................................................... 50

II.3. La sélectivité basée sur les caractéristiques d’excitabilité des fibres ................................................... 51

III. Caractéristiques électriques .....................................................................................................55III.1. Courant de stimulation........................................................................................................................ 55

III.2. Consommation.................................................................................................................................... 56

III.3. Différence de potentiel entre l'anode et la cathode ............................................................................. 56

IV. Contraintes propres aux applications médicales ....................................................................57IV.1. Biocompatibilité ................................................................................................................................. 57

IV.2. Fiabilité............................................................................................................................................... 58

IV.3. Sécurité de fonctionnement ................................................................................................................ 59

V. Conclusion ...................................................................................................................................60

B. Cas d'étude .......................................................................................................................60

I. Présentation générale du projet DEMAR..................................................................................60

II. Stimulation distribuée et électrodes "intelligentes" ................................................................62II.1. Unités de stimulation réparties............................................................................................................. 63

C. Conclusion........................................................................................................................66

Table des matières

- 6 -

Chapitre 3 67

A. Étage de sortie ________________________________________________________ 69

I. Rôle de l'étage de sortie _______________________________________________________69

II. Etage de répartition du courant de stimulation ___________________________________71II.1. Principe _______________________________________________________________________ 71

III. Le bloc contrôle de la décharge________________________________________________74III.1. Décharge active ________________________________________________________________ 75

III.2. Décharge passive _______________________________________________________________ 77

III.3. Solution proposée _______________________________________________________________ 78

IV. Dessin des Masques _________________________________________________________82

B. L’alimentation haute tension_____________________________________________ 84

I. Introduction_________________________________________________________________84I.1. Contexte _______________________________________________________________________ 84

I.2. Cahier des charges________________________________________________________________ 84

I.3. Deux familles de convertisseurs continu-continu ________________________________________ 89

II. Convertisseur à stockage inductif ______________________________________________90II.1. Principe de fonctionnement ________________________________________________________ 90

II.2. Structure proposée _______________________________________________________________ 93

II.3. Résultats de simulation ___________________________________________________________ 96

III. Convertisseur à stockage capacitif _____________________________________________97III.1. Fonctionnement de la pompe de Dickson_____________________________________________ 99

III.2. Intégration de la pompe de charge sur silicium _______________________________________ 106

III.3. Les structures de pompe de charge à base de CTS. ____________________________________ 108

IV. Solution proposée __________________________________________________________111IV.1. Critères d’optimisations _________________________________________________________ 112

IV.2. Détermination du nombre d’étage _________________________________________________ 113

IV.3. Détermination de la fréquence de découpage_________________________________________ 115

IV.4. Pompe de charge proposée _______________________________________________________ 116

V. Gestion de l'alimentation_____________________________________________________120V.1. Dessin des masques _____________________________________________________________ 122

Table des matières

- 7 -

C. Convertisseur Numérique – Analogique___________________________________ 124

I. Contexte et cahier des charges _________________________________________________124

II. Choix d’architecture ________________________________________________________124

III. Architecture détaillée_______________________________________________________127III.1. Les décodeurs ligne et colonne____________________________________________________ 128

III.2. La source de référence __________________________________________________________ 129

III.3. Les sources unitaires____________________________________________________________ 133

IV. Dessin des masques_________________________________________________________135

D. Le véhicule de test ____________________________________________________ 136

E. Conclusion __________________________________________________________ 138

Chapitre 4 139

A. Le banc de mesure ____________________________________________________ 141

B. Mesures électriques ___________________________________________________ 144

I. Convertisseur Numérique Analogique __________________________________________144I.1. Validation fonctionnelle __________________________________________________________ 145I.2. Linéarité ______________________________________________________________________ 146I.3. Temps de réponse _______________________________________________________________ 147I.4. Dynamique de sortie _____________________________________________________________ 147I.5. Conclusion_____________________________________________________________________ 149

II. Étage de sortie _____________________________________________________________149II.1. Bloc de répartition du courant de stimulation _________________________________________ 150

II.1.1. Recopie et amplification du courant d'entrée ______________________________________ 150a) Amplification ____________________________________________________________ 150b) Caractéristique de sortie ____________________________________________________ 152c) Caractéristique d’entrée ____________________________________________________ 152

II.1.2. Distribution du courant vers les cathodes_________________________________________ 153II.2. Contrôle de la décharge __________________________________________________________ 155II.3. Multiplexeur haute tension________________________________________________________ 155

Table des matières

- 8 -

III. L’alimentation haute tension ________________________________________________156III.1. Fonctionnement à vide __________________________________________________________ 156III.2. Fonctionnement durant la stimulation ______________________________________________ 158

III.2.1. Comportement de la pompe en mode A _________________________________________ 159III.2.2. Comportement de la pompe en mode B _________________________________________ 160

III.3. Conclusion ___________________________________________________________________ 161

C. Conclusion __________________________________________________________ 162

Conclusion générale 163

Références bibliographiques 171

Remerciments

Les travaux exposés dans ce mémoire de thèse ont été réalisés dans le cadre du projet DEMAR et au sein du Département de Microélectronique du LIRMM (Laboratoire d’Informatique, de Robotique et de Microélectronique de Montpellier). Je remercie infiniment Monsieur Mohamad SAWAN, Professeur à l’Ecole polytechnique de Montréal, et M. Pascal FOUILLAT, Professeur à l’ ENSEIRB de Bordeaux I qui ont acceptés d’être les rapporteurs de ma thèse. L’aboutissement de ce travail, n’aurait pas eu lieu sans la contribution d’une toute une équipe de recherche. Leurs conseils ainsi que la confiance qui m’ont accordé, m’a énormément aidé dans l'avancement de mes travaux. Je tiens à remercier Monsieur Serge BERNAD, chargée de Recherche CNRS qui m’a encadré durant ces trois années de thèse, pour sa patience, son encouragement, ses conseils et le temps qui m’accordé pour la rédaction de mon manuscrit. Je tiens également à remercier Monsieur Guy CATHEBRAS Maître de conférence à l’Université Montpellier II, qui m’a aussi encadré tout au long de ma thèse, pour ces grandes qualités scientifiques, pédagogiques, pour m’avoir guider dans mes démarches de conception et ainsi pour m’avoir aider à la rédaction de ma thèse. Je voudrai aussi remercier Monsieur David GUIRAUD, chef du projet DEMAR et Chargé de Recherche à l’INRIA, pour sa disponibilité, ses conseils et pour toutes ces réponses à mes questions de physiologie ou de neuroscience. Je voudrais enfin adresser toute ma gratitude à Mon Directeur de thèse, Monsieur Yves BERTRAND, Professeur à l’Université de Montpellier II, qui a eu la gentillesse de participer à la rédaction de mon rapport et de veiller au bon déroulement de ma thèse. Je tiens également remercier Monsieur Régis LORIVAL Ingénieur de Recherche, pour son aide sur les interfaçages des instruments de mesures sous LabView, pour sa gentillesse, sa disponibilité, sa bonheur et ainsi qu’a Monsieur Thierry Gil Ingénieur de Recherche, pour sa disponibilité et toujours prêt à nous aider face à nos problèmes techniques que ce soit sur les cartes Altéra ou nos circuits d’électroniques. Enfin, j'adresse toute mon amitié à mes collègues thèsards et à toutes les personnes que j’ai pu côtoyées durant mes trois années au lirmm.

Introduction générale


- 10 -

Un des effets les plus spectaculaires de l'accélération des progrès scientifiques et

techniques réalisés depuis près de 150 ans est l'allongement de la durée de la vie humaine. Les

avancées conjointes, successives ou alternées de disciplines fondamentales telles que les

mathématiques, la physique, la chimie, la biologie et la médecine, associées aux

développements de sciences de l'ingénieur ont permis une amélioration globale des conditions

de vie et une augmentation sensible de la longévité de l'homme.

Dans sa vie quotidienne, chacun de nous exécute de façon systématique, et plus ou moins

consciente, un grand nombre d'actes physiques corporels qualifiés de naturels. La locomotion

est l'un de ces actes majeurs, et, si nous l'effectuons en ayant la conscience globale de sa

réalisation, c'est bien sûr sans contrôler de façon réfléchie le détail de la réalisation des

mouvements nécessaires à cette locomotion. Nombre de ces actes quotidiens sont des actions

complètement inconscientes, faisant appel à des fonctions réflexes agissant de façon

automatique. Les exemples sont nombreux : de la mise en œuvre des fonctions de perceptions

sensorielles (vision, audition, etc.) aux fonctions réflexes internes vitales (respiration,

circulation sanguine, digestion, élimination des déchets organiques, etc.). Tous ces actes

corporels mettent en œuvre des muscles ou des organes directement placés sous la commande

de fibres nerveuses elles-mêmes contrôlées par le cerveau par le biais de la moelle épinière.

Certaines perturbations, dégradations ou endommagements de la chaîne de commande (centre


- 11 -

nerveux / nerf / muscle) peuvent entraîner un arrêt ou un dysfonctionnement de la fonction

associée.

Dans le cas de fonctions non vitales, la nuisance ressentie par la personne concernée

dépend bien entendu du niveau d'importance de la fonction affectée : les blessures médullaires

(c'est-à-dire affectant la colonne vertébrale) conduisent, au minimum, à la paralysie des

membres inférieurs, la déficience de l’oreille interne (cochlée) entraîne un certain degré de

surdité, et certaines affections neurologiques peuvent induire des troubles urinaires vésico-

sphinctériens.

Les recherches menées sur la Stimulation Electrique Fonctionnelle (SEF) visent à

améliorer le confort de vie de patients affectés de tels dysfonctionnements en leur permettant

de récupérer, au moins partiellement, leurs fonctions corporelles perdues à la suite d'accidents

ou de maladie, ou tout simplement par déficience à la naissance. Dans ce domaine de la SEF,

un certain nombre de réalisations concrètes existent déjà depuis plusieurs années. L'exemple

le plus ancien et le plus répandu est bien sûr le stimulateur cardiaque : le célèbre pacemaker

dont on installe chaque année des centaines de milliers d'exemplaires de par le monde. Depuis

quelques années il existe aussi sur le marché des implants cochléaires qui permettent une

assez bonne récupération de la fonction d'audition (récepteurs implantés Digisonic® des

Laboratoires MXM). Plus en amont, au niveau des réalisations de laboratoires et des

premières expérimentations animales, il existe des prototypes dans le domaine des

stimulateurs de vessie et des stimulateurs de muscles moteurs (microstimulateurs injectables

BION®). Enfin, il convient de signaler que le principe de la SEF ne se limite pas à l'activation

neurale ou musculaire. Un certain nombre de recherches sont menées à l'heure actuelle dans le

domaine de l'application directe de stimuli électriques dans certaines zones bien précises du

système central, notamment dans le cadre du traitement de la maladie de Parkinson par

stimulation sous-thalamique.

Le travail réalisé dans le cadre de la présente thèse s'inscrit dans le mouvement de

recherche sur la mise en oeuvre de la stimulation fonctionnelle électrique pour l'amélioration

des fonctions corporelles. Il fait partie d'un programme de recherche global mené au LIRMM

sur la restauration de mouvement des paraplégiques. Ce programme de recherche implique

divers partenaires institutionnels (INRIA, CNRS, Université Montpellier 1, Université

Montpellier 2), il concerne différents laboratoires et départements et met en œuvre plusieurs


- 12 -

collaborations scientifiques (Université d'Aalborg, Danemark), techniques et industrielles

(Laboratoires MXM, Sophia Antipolis).

Pour ce qui concerne la partie développée au LIRMM elle comprend principalement trois

axes :

- le contrôle du mouvement (département de robotique)

- l'investigation sur les moyens de communication et de transmission de puissance entre

partie externe et partie implantée (département microélectronique)

- la conception et la réalisation des implants intégrés destinés à générer les stimuli

électriques au plus près des électrodes (département microélectronique).

C'est cette dernière partie, concernant la conception et la réalisation d‘un implant, qui

constitue l'objet même de cette thèse. Les enjeux majeurs de la partie conception électronique

sont la maîtrise dynamique complète de la génération des stimuli électriques (programmation,

intensité, durée, fréquence, etc.), la miniaturisation (intégrabilité) des implants et enfin la

sécurité, la sûreté et la fiabilité du système.

Il s'agit de profiter de l'expertise du LIRMM en matière de conception de circuits intégrés

numériques et mixtes numériques-analogiques, avec prise en compte de la testabilité, de la

fiabilité et de la sûreté de fonctionnement, pour proposer une méthodologie pour la

conception, la réalisation et la validation de générateurs de stimuli implantables. La maîtrise

de cette méthodologie permettrait de développer divers types de stimulateurs intégrés pour

répondre à la demande croissante du monde médical dans les domaines de l'aide au handicap

(paralysie musculaire, dysfonctionnement d'organes) ou de la thérapie par action directe au

niveau du système nerveux central ("Deep Brain Stimulation").

Pour une meilleure investigation des problèmes concrets posés par le domaine, nouveau

pour notre laboratoire, de la conception de circuits implantables, nous avons décidé, dans une

première phase, de concentrer nos efforts sur la réalisation complète d'un prototype de

stimulateur électrique implantable pour la restauration des mouvements musculaires. La

réalisation de ce prototype de stimulateur est l'objet même de cette thèse.

Le présent rapport est structuré en quatre chapitres.

Le premier chapitre est une introduction physiologique. On introduit tout d'abord les

notions de base sur le système nerveux humain, à la fois du point de vue macroscopique et du


- 13 -

point de vue microscopique. Cette connaissance est absolument nécessaire pour la

compréhension des problèmes posés par la stimulation fonctionnelle électrique. Dans un

deuxième temps le principe de la stimulation fonctionnelle est exposé et le mécanisme de la

contraction musculaire par stimulation électrique de la fibre nerveuse est expliqué. Enfin, les

diverses techniques de stimulation électrique sont passées en revue, depuis la méthode externe

couramment utilisée en kinésithérapie jusqu'aux toutes dernières recherches développées sur

des réseaux de microimplants distribués dans le corps humain.

Le deuxième chapitre comporte deux parties principales. Dans la première partie, on

définit les caractéristiques de ce que serait le stimulateur électrique idéal. L'idée est de décrire

les fonctionnalités visées (sans se donner d'a priori sur le domaine d'utilisation du

stimulateur) et d'envisager la manière de réaliser ces fonctionnalités au niveau du stimulateur,

en prenant en compte la réalité du contexte médical (sécurité, confort du patient, respect des

normes, etc.). Sont notamment passés en revue, les problèmes cruciaux de neutralité

électrique temporelle du stimulus, de sélectivité spatiale de la stimulation, de blocage

anodique, de biocompatibilité, de fiabilité, de sécurité, etc. La deuxième partie du chapitre

resitue le présent travail dans le cadre plus général du projet DEMAR et donne le cahier des

charges du circuit à réaliser.

Le troisième chapitre constitue la partie principale de la thèse. Il développe les différentes

solutions qui ont permis d'aboutir à la réalisation d'un circuit intégré implantant le générateur

de stimuli. Il s'agit là du cœur même de l'implant puisque ce circuit est chargé de délivrer, au

niveau de l'électrode, les trains d'impulsions en courant qui permettent d'induire, au niveau du

nerf, les potentiels d'action nerveux nécessaires à la commande du muscle. Le circuit est

placé sous la commande d'une micromachine elle-même développée dans le cadre d'une autre

action du projet DEMAR. Dans le contexte spécifique de l'électronique implantée, la

génération de ces trains d'impulsions n'est pas chose facile. Par exemple, la prise en compte

des contraintes de sécurité et de fiabilité d'une part et de l'exigence d'adaptabilité du cahier de

charges d'autre part interdisant toute réutilisation directe de cœurs analogiques pré-existants.

Notre travail a donc principalement consisté à spécifier, concevoir, simuler, réaliser et

caractériser le circuit intégré qui implante la fonction de générateur de stimuli. Ce circuit

comporte principalement trois étages : l'étage d'alimentation haute tension, le convertisseur

numérique-analogique et l'étage de sortie. Chacun de ces étages est décrit de façon détaillée

tout au long de ce chapitre. Enfin, dans la dernière partie du chapitre, le véhicule de test que

nous avons réalisé est présenté.


- 14 -

Le quatrième et dernier chapitre est consacré à la validation du véhicule de test. La

première partie du chapitre est consacrée à la description du banc de mesure mis en place pour

valider le circuit fabriqué. Enfin, la deuxième partie présente une étude approfondie des

caractéristiques électriques du circuit.

Chapitre 1

Etat de l'art

Chapitre 1

- 16 -

L'objectif de ce manuscrit est de proposer une solution viable permettant de restaurer des

fonctions déficientes du système nerveux. Cette solution passe par un contrôle artificiel de

certaines informations nerveuses dans le corps humain. Dans cette optique, nous rappelons

dans la première partie de ce chapitre le contexte et les propriétés physiologiques du système

naturel de contrôle des muscles. Nous nous intéressons ensuite aux techniques de contraction

musculaire basées sur la stimulation électrique. La dernière partie du chapitre est dédiée à une

revue des systèmes existants de stimulation électrique pour la restauration des fonctions

motrices.

Une partie des figures utilisées dans ce chapitre est issue de l'ouvrage d’E.N. Marieb :

"Anatomie et Physiologie Humaines" [Mar99].

A. Introduction physiologique

I. Vue macroscopique du système nerveux du corps humain

I.1. Organisation du système nerveux

Le système nerveux (figure1.1) peut être subdivisé en deux grandes parties : le Système

Nerveux Central (SNC) qui inclut l’encéphale et la moelle épinière et le Système Nerveux

Etat de l'art

- 17 -

Périphérique (SNP) composé de nerfs rachidiens qui sortent de la moelle épinière et de nerfs

crâniens qui sortent de l’encéphale.

Les nerfs peuvent être:• Sensitifs : uniquement formés de fibres

sensitives

• Mixtes : formés de fibres sensitives et motrices

Les nerfs peuvent être:• Sensitifs uniquement formés de fibres

sensitives


Les nerfs peuvent être:• Sensitifs : uniquement formés de fibres

sensitives


Figure 1.1 - Système nerveux humain

Le SNP peut être essentiellement considéré comme un simple canal de transmission entre le

SNC et l’ensemble de l’organisme. D’un point de vue fonctionnel, le système nerveux

périphérique comprend deux types de voies : la voie sensitive ou afférente et la voie motrice

ou efférente. La voie sensitive transmet l’influx nerveux provenant des capteurs sensoriels (au

niveau de la peau, des muscles, des viscères, etc.) vers le SNC. Elle renseigne constamment le

SNC sur les événements qui se déroulent à l’intérieur (contraction, douleur…) ou à l’extérieur

(chaleur, contact…) de l’organisme. A l’inverse, la voie motrice transmet l’influx nerveux

provenant du SNC aux muscles et aux glandes. L’influx nerveux prend naissance dans le

corps d’un neurone ou d’une terminaison sensitive en fonction des signaux reçus sur ses

dendrites. Il se propage ensuite sous forme d’impulsions électriques (potentiels d’action) le

long de l’axone (fibre nerveuse) jusqu’aux liaisons synaptiques vers d’autres neurones ou

organes. Tous les muscles et organes du corps dépendent de ces influx nerveux pour

fonctionner.

Chapitre 1

- 18 -

I.2. Fonctionnement macroscopique du système nerveux

I.2.1. Introduction

L’encéphale est la partie la plus importante du système nerveux. En ce qui concerne ses

fonctions sensorimotrices, il analyse les données sensitives et élabore des réponses motrices.

Chaque zone de l’encéphale correspond à une fonction précise. Il comprend, par exemple, des

aires qui traitent les informations visuelles et d'autres qui commandent les mouvements

volontaires. A titre d'exemple, la figure 1.2 montre de façon imagée les aires corticales

motrices.

Figure 1.2 - Les aires corticales motrices [Mar99].

Les commandes élaborées dans l’aire motrice de l’encéphale sont envoyées vers les muscles

pour induire leurs contractions. La moelle épinière constitue un véritable "bus de

communication" entre l’encéphale et les différents muscles (figure1.3). Elle est aussi le siège

du traitement de la plupart des réflexes nommés alors réflexes spinaux. Les nerfs

périphériques efférents prennent naissance au sein de la moelle épinière. Ils sont constitués

d’un regroupement d’axones issus des alpha-motoneurones situés dans la moelle épinière et

qui sont les derniers relais avant le muscle. Ces nerfs sortent de la moelle épinière à des

niveaux intervertébraux dont la position dépend de la localisation des muscles commandés.

La figure 1.3 montre les connexions des nerfs périphériques sur la moelle épinière. Cette

configuration explique que la paralysie des blessés médullaires n'affecte que les muscles dont

Etat de l'art

- 19 -

la connexion du nerf moteur correspondant se trouve en dessous de la lésion de la moelle

épinière.

Viscères

Peau

Musclesquelettique

Système nerveux périphérique

Système nerveux central(SNC)

: Voie sensitive: Voie motrice

Légende:

Viscères

Peau

Musclesquelettique




Légende:: Voie sensitive

: Voie motrice

Légende:

Viscères

Peau

Musclesquelettique




Légende:

Viscères

Peau

Musclessquelettique


Système nerveux central(SNC) Moelle épinière

Encéphale


Légende:: Voie sensitive

: Voie motrice

Légende:

Figure 1.3 - Le système nerveux central et périphérique

Par ailleurs, la voie motrice comprend elle-même deux subdivisions :

i. Le système nerveux autonome ou végétatif dont l’architecture locale passe par la

moelle épinière mais pas par l’encéphale. Il permet les actions réflexes mais pas les

actions volontaires. Il assure l’autorégulation des viscères (cœur, poumons,

estomac, …). Le système nerveux végétatif est lui-même composé de deux sous-

systèmes d'action opposée qui équilibrent de façon fine les fonctions des organismes

placés sous leur contrôle.

ii. Le système nerveux volontaire ou somatique est composé de la voie motrice qui

achemine l’influx nerveux du SNC vers les muscles squelettiques et permet d’exercer

de façon volontaire leurs mouvements. Il peut néanmoins simultanément être modulé

par des boucles réflexes spinales destinées, le plus souvent, à préserver le muscle ou

plus généralement le corps contre une agression.

I.2.2. Fonctions réflexes.

Les réflexes innés sont pratiquement incontrôlables : ils ne nécessitent pas de phase

d'apprentissage. Ils sont caractéristiques de l’espèce. Les réflexes innés ne sont pas générés

par l’encéphale mais par des circuits neuraux situés dans la moelle épinière qui inhibent ou

Chapitre 1

- 20 -

excitent les alphamotoneurones. Ces réseaux sont petits, de sorte que le temps de réponse est

très rapide : de l'ordre de quelques dizaines de millisecondes. La figure 1.4 montre le trajet de

l’influx nerveux dans le cas d'un appui douloureux sur le pied.

Moelle épinièreMuscle(Effecteur)

Peau(Capteur sensoriel)

Je me pique !!!

Nerf moteurNerf sensitifInflux nerveux

Moelle épinièreMuscle(Effecteur)

Peau(Capteur sensoriel)

Je me pique !!!

Nerf moteurNerf sensitifInflux nerveux

Figure 1.4 - Réflexe inné : trajet de l’influx nerveux

I.2.3. Fonctions volontaires

Les réflexes appris sont contrôlés, par l’encéphale. Par exemple lorsque l’on fait du vélo, il

faut mettre à contribution un certain nombre de muscles. La figure 1.5 montre le trajet de

l’influx nerveux dans une jambe. Les muscles sont sous le contrôle du système nerveux

central.

Nerf moteurNerf sensitifNerf moteurNerf sensitif

Muscle

Encéphale

Peau (Capteur sensoriel)


(Effecteur)

Moelle épinière

Etat de l'art

- 21 -

Figure 1.5 - Réflexe appris : trajet de l’influx nerveux

Lors d’un mouvement volontaire, les muscles fonctionnent en boucle fermée. Il existe des

capteurs sensoriels au niveau de la peau et des muscles. Grâce à ces capteurs, les muscles

peuvent être contrôlés (force, rythme) par le SNC. Le principe de fonctionnement du système

moteur volontaire est semblable à celui d'un système asservi (figure1.6).

SNC(Contrôleur)

Muscle(Effecteur)

Capteur sensoriel(Peau)

Nerf moteur

Nerf sensitif

SNC(Contrôleur)

Muscle(Effecteur)

Capteur sensoriel(Peau)

Nerf moteur

Nerf sensitif

Figure 1.6 - Principe de fonctionnement du système moteur volontaire

II. Vue microscopique du système nerveux du corps humain

Dans ce paragraphe, nous nous intéresserons plus spécialement au système nerveux

périphérique.

II.1. Les neurones

Les neurones sont spécialisés dans le traitement et la transmission des messages sous forme

d’influx nerveux. Comme le montre la figure 1.7, un neurone est constitué de trois parties

spécifiques : le corps de la cellule (cytoplasme et noyau), les dendrites et l'axone. Les

informations circulent le long de l'axone sous forme de signaux électriques (potentiel

d’action).

[Cite04][Cite04]

Noyau

Dendrites

Cytoplasme

Axone Axones terminaux

Noyau

Dendrites

Cytoplasme

Axone Axones terminaux

Figure 1.7 - Neurone

La fibre nerveuse ou axone est le prolongement d’un neurone entouré ou pas d’une gaine de

myéline et "cellules de Schwann". Par endroit la gaine de myéline s’interrompt : c’est

"l’étranglement (ou noeud) de Ranvier". Les gaines de myéline et les cellules de Schwann

Chapitre 1

- 22 -

protègent l’axone et augmentent la vitesse de propagation des potentiels d’action qui

« sautent » de nœuds en noeuds. Une fibre sera dite myélinisée si elle est entourée d'une gaine

de myéline et amyélinisée dans le cas contraire.

La transmission d'information entre cellules nerveuses ou entre une cellule nerveuse et une

cellule musculaire se fait par l'intermédiaire de zones de contact spécifiques appelées

synapses. Les terminaisons synaptiques se présentent comme des renflements apposés sur la

cellule cible (sur les dendrites dans le cas d’un neurone). Un neurone peut compter plusieurs

milliers de synapses sur ses dendrites et son axone peut en former autant.

II.2. Les nerfs

Le nerf (figure 1.8) est un cordon, cylindrique ou aplati, plus ou moins gros, dur et résistant. Il

est formé de faisceaux de fibres nerveuses (axones), dits "faisceaux de Krause" ou fascicules,

entre lesquels courent des vaisseaux sanguins. Chaque faisceau est entouré d’une gaine

conjonctive appelée périnèvre. Il existe autour du nerf un tissu conjonctif appelé épinèvre. Les

nerfs en s’éloignant de leur lieu de naissance diminuent progressivement de diamètre en

subdivisent pour donner des branches collatérales. Les fibres nerveuses des nerfs de la voie

sensitive sont appelées fibres sensitives ou afférentes et celles de la voie motrice sont appelées

fibres motrices ou efférentes.

Figure 1.8 - Structure d'un nerf [Mar99]

Etat de l'art

- 23 -

II.3. Propriétés électriques

Les cellules nerveuses sont excitables, c'est-à-dire qu'elles sont sensibles aux stimuli

thermiques, chimiques, électriques, etc. La capacité d’un neurone à créer puis propager le

long de son axone un potentiel d’action est liée à l’état électrique de sa membrane.

II.3.1. Le potentiel de repos

Une fibre nerveuse est polarisée. La mise en évidence de ce phénomène de polarisation

dépend de la profondeur l'implantation des électrodes dans l'axone. Si on place les deux

micro-électrodes ER1 et ER2 sur la surface de l’axone, on n’enregistre aucune différence de

potentiel électrique (figure1.9a). On peut en conclure que la surface de l’axone est chargée de

manière uniforme. Par contre, si une des électrodes (ER2, par exemple) est enfoncée dans

l’axone, on enregistre entre les deux électrodes une différence de potentiel électrique

d’environ -80mV (Figure 1.9b).

Oscilloscope

ER1 ER2

Axone

30mV

-80mV

0V

(a)

Oscilloscope

ER1 ER2

Axone

30mV

-80mV

0V

Oscilloscope

ER1 ER2

Axone

30mV

-80mV

0V

(a)

Oscilloscope

ER1 ER2

Axone

30mV

-80mV

0V

+-

(b)

Oscilloscope

ER1 ER2

Axone

30mV

-80mV

0V

+-

Oscilloscope

ER1 ER2

Axone

30mV

-80mV

0V

++--

(b)

Figure 1.9 - Potentiel de repos

Ce potentiel est appelé "potentiel de repos" ou "potentiel de membrane". L’intérieur de

l’axone est chargé négativement alors que l’extérieur de l’axone est chargé positivement.

II.3.2. Le potentiel d’action

Lorsqu’une fibre nerveuse est stimulée par un courant électrique, une modification de la

polarisation de la membrane apparaît. Elle correspond à une augmentation du potentiel de

membrane au niveau de la cathode de l'électrode de stimulation. Si cette dépolarisation est

suffisante pour dépasser le seuil d'excitabilité de la fibre, il apparaît un phénomène électrique

appelé abusivement "potentiel d’action". Ce phénomène amplifie l'effet de la dépolarisation

de la membrane et propage cette dépolarisation locale le long de l’axone comme illustré

figure 1.10.

Chapitre 1

- 24 -

Oscilloscope

ER1 ER2

Axone

30mV

-80mV

0V

+-

Stimulus

Oscilloscope

ER1 ER2

Axone

30mV

-80mV

0V

++--

Stimulus

Figure 1.10 - Potentiel d’action

La génération du potentiel d’action obéit à une loi en "tout ou rien". Si l’intensité du stimulus

n'atteint pas un certain seuil d'excitabilité, il n’y aura pas création de ce potentiel d’action. La

forme et l’intensité du potentiel d’action dépendent de la nature du neurone excité et non de

l’intensité du stimulus.

II.3.3. La conductibilité

Les fibres nerveuses myélinisées (Figure 1.11a) propagent l'influx nerveux plus rapidement

que celles qui sont amyélinisées (figure 1.11b). En effet, grâce à la gaine de myéline qui

entoure l'axone, l’influx nerveux progresse en sautant d’un nœud de Ranvier à l’autre. Le

diamètre des fibres conditionne également la vitesse de conduction. Les fibres nerveuses de

gros diamètre propagent plus rapidement l’influx nerveux que celles qui ont un petit diamètre.

Stimulus

Fibre nerveuse myélinisée

Propagation

du Potentiel d’action

(a)

Fibre nerveuse amyélinisée

Propagation


Stimulus

(b)

Stimulus


Propagation


(a)

StimulusStimulus


Propagation


(a)


Propagation


Stimulus

(b)


Propagation


StimulusStimulus

(b)

Figure 1.11 - Fibre nerveuse

Etat de l'art

- 25 -

Selon le type de fibre nerveuse, la vitesse de propagation du potentiel d’action est comprise

entre 40 et 100m/s chez l’homme. Il est important de noter que le potentiel d’action est un

phénomène d'origine chimique qui peut être mesuré électriquement mais qui ne peut pas être

considéré comme un signal électrique à proprement parlé. En effet, si le nerf est écrasé ou

ligaturé, il n’y aura plus de propagation du potentiel d’action. Ce n’est pas le cas pour un

courant électrique dans un conducteur : si le conducteur est écrasé localement, il y aura

augmentation de la densité de courant au point de compression, mais le courant restera le

même.

II.4. Connexions nerveuses des muscles squelettiques

Il existe trois types de muscles, les muscles lisses (viscères), le myocarde ou muscle strié

cardiaque, et les muscles striés squelettiques. Nous nous intéresserons ici uniquement aux

muscles striés squelettiques qui sont les seuls impliqués dans la génération de mouvement, en

particulier la locomotion. Ils seront désignés par la suite uniquement par le terme muscle.

Un muscle est constitué de plusieurs centaines, voire milliers, de fibres musculaires de

différents diamètres qui sont attachées à chaque extrémité aux tendons. La figure 1.12 montre

la connexion entre nerf et muscle. La fibre musculaire est une seule cellule excitable et

contractile dont l’action est commandée par un signal venant d’un alphamotoneurone localisé

dans la moelle épinière [Mak05].

Fibres nerveuses

NerfMuscle

Fibres musculairesFibres nerveuses

NerfMuscle

Fibres musculaires

Figure 1.12 - la connexion du nerf au muscle

Chaque motoneurone innerve un nombre plus ou moins grand de fibres musculaires.

L'ensemble constitué par ce motoneurone et les fibres musculaires qu'il innerve est appelé

unité motrice (UM). Ainsi, un motoneurone qui se déclenche provoque en tout ou rien

l’activation d’un groupe toujours identique de fibres musculaires. On distingue deux

principaux groupes d’unités motrices qui ont des propriétés contractiles et physiologiques

différentes [Bis99] :

- UM de type I (figure 1.13a) innervant les fibres musculaires de type I (petit diamètre)

- UM de type II (figure 1.13b) innervant les fibres musculaires de type II (gros diamètre).

Chapitre 1

- 26 -

AxoneFibres musculaires

Types I

(a)


Types I


Types I

(a)

Axone Fibres musculaires Type II

(b)



(b)

Figure 1.13 - Les unités motrices [Bis99].

Les UM I et II présentent un certain nombre de caractéristiques spécifiques. Les UM de type

II ont un seuil d’excitabilité plus bas et elles conduisent plus rapidement l'influx nerveux que

les UM de Type I. d'autre part, les fibres musculaires des UM de type II produisent plus de

tension musculaire mais sont aussi plus fatigables que celles des UM de Type I.

L’association des deux types de fibres musculaires I et II forme le muscle lui-même. De

même, l’association des deux types de fibres nerveuses I et II forme le nerf moteur. La

proportion entre les différents types de fibres pour un muscle donné dépend essentiellement

de sa fonction principale. Par exemple, des muscles dédiés au maintien de la posture auront

une proportion plus importante de fibres de type I. La taille de l’UM dépend aussi de la

fonction du muscle. Plus le muscle doit générer des mouvements précis mais peu de force

moins l’UM comporte de fibres musculaires (par exemple muscle de l’œil).

B. La Stimulation Electrique Fonctionnelle Le dysfonctionnement du système nerveux peut être la cause de nombreuses pathologies

(maladie de Parkinson, paraplégie, tétraplégie, hémiplégie, surdité profonde, etc.). La plupart

de ces pathologies, ne peuvent malheureusement pas être traitées par une thérapie classique

(médicamenteuse, chirurgicale, etc.). Cependant, dans certains cas, lorsque la pathologie est

liée à un dysfonctionnement du système nerveux, il existe une solution alternative qui consiste

à appliquer une impulsion de courant électrique sur les structures nerveuses en cause (nerfs,

plaque motrice des muscles, groupe de neurones, …). Cette technique, appelée Stimulation

Electrique Fonctionnelle (SEF), permet d’inhiber, de moduler ou de provoquer un message

nerveux. Par exemple, dans le cas de la maladie de Parkinson, à l’aide de la SEF du cerveau

profond (connu sous le nom de Deep Brain Stimulation ou DBS), il est possible d’inhiber les

messages nerveux responsables des tremblements incontrôlés dus à la maladie.

Etat de l'art

- 27 -

I. Principe de la réhabilitation par la SEF

Un des principaux problèmes des maladies ou des accidents touchant le système nerveux

vient du fait que les lésions importantes au sein du SNC ne peuvent pas se régénérer. De ce

fait, dans le cas d'une blessure médullaire par exemple, toute communication entre le SNC et

les muscles commandés par des nerfs enracinés sur la colonne en dessous de la lésion est

impossible et les muscles se trouvent paralysés. Le principe de la réhabilitation par SEF

(figure 1.14) consiste donc à activer les muscles en stimulant les nerfs moteurs par le biais

d’un stimulateur électrique.

.


Muscle

Peau (Capteur sensoriel)Nerf moteurNerf sensitifNerf moteurNerf sensitif

(Effecteur)

Capteur

Stimulateur

Figure 1.14 - Exemple de réhabilitation des fonctions motrices des membres inférieurs pour un blessé médullaire

La réponse du muscle peut alors être observée, soit au travers de sa réponse mécanique, soit

au travers de sa réponse électrique (appelée ElectroMyoGramme ou EMG) puisque la cellule

musculaire est une cellule excitable qui elle aussi génère et propage un potentiel d’action. Il

faut cependant noter que seules les fibres musculaires dont l’innervation est intacte, y compris

l’alphamotoneurone, sont stimulables. Si par exemple, l’alphamotoneurone est détruit,

l’axone disparaît et la fibre musculaire qu’il commandait n’est plus stimulable.

Chapitre 1

- 28 -

II. Les applications de la SEF

Le champ d’application de la SEF est vaste. La figure 1.15 montre quelques exemples

d’applications possibles.

malvoyance surdité

insuffisance respiratoire insuffisance Cardiaque

Incontinence

traitement de la douleurParalysie

Parkinson

malvoyance surdité


Incontinence


malvoyance surdité


Incontinence


Parkinson

Figure 1.15 - Exemples d’applications de la SEF

La stimulation électrique date du début du 18ème siècle avec la découverte de la contraction

musculaire grâce à un courant électrique (la fameuse expérience de la stimulation des muscles

des cuisses de grenouille [Mon53]). Cette découverte a ouvert de nouvelles voies de

recherches visant à utiliser la stimulation électrique à des fins thérapeutiques. Au-delà de la

technique maintenant courante de la stimulation du muscle cardiaque (pacemaker) et compte

tenu des progrès techniques en termes de matériaux nouveaux et de miniaturisation

électronique, la stimulation électrique apparaît aujourd’hui comme une voie de recherche

extrêmement prometteuse pour résoudre de nombreuses pathologies liées à des déficiences du

système nerveux.

III. Contraction musculaire par stimulation électrique

Pour expliquer les phénomènes physiologiques mis en jeu dans une stimulation électrique,

nous devons étudier l'influence de cette excitation sur le nerf et ensuite sur le muscle.

Etat de l'art

- 29 -

III.1. Stimulation des fibres nerveuses

III.1.1. Les électrodes

Il existe un grand nombre de familles d'électrodes de stimulation ou de recueil de l'activité

neural. Mais dans le cas de la stimulation électrique fonctionnelle appliquée aux nerfs

périphériques on ne rencontre généralement que deux types d'électrodes :

• Les électrodes intrafasciculaires qui sont placées le long du nerf de manière invasive. Elle

possèdent généralement plusieurs contacts et permettent une stimulation ou une mesure

très localisée. La figure 1.16 montre un exemple d’électrode intra-fasciculaire et d’ampli

de mesure utilisés pour l’étude des fibres nerveuses sur le nerf rachidien d’un lapin

Electrode intra fasciculaireNerf

Ampli de mesure

© reproduced with the autorization of Ken Yoshida & Martin. Schuettler (SMI, Aalborg)


Ampli de mesure


Ampli de mesure

© reproduced with the autorization of Ken Yoshida & Martin. Schuettler (SMI, Aalborg) Figure 1.16 - L’électrode intra-fasciculaire et l’ampli de mesure

• Les électrodes à gaine qui entourent le nerf. Elles possèdent au minimum deux pôles

(anode plus cathode). Elles sont appréciées en SEF implantée pour leur effet non invasif

sur le nerf. La figure 1.17 montre un exemple d'électrode "cuff" autour d'un nerf de lapin.

Chapitre 1

- 30 -

Electrode Cuff

Nerf

© reproduced with the autorization of Ken Yoshida & Martin. Schuettler (SMI, Aalborg)

Electrode Cuff

Nerf

Electrode Cuff

Nerf

© reproduced with the autorization of Ken Yoshida & Martin. Schuettler (SMI, Aalborg) Figure 1.17 - Electrode "cuff"

III.1.2. Stimulation d'une fibre nerveuse isolée

Etudions tout d'abord la stimulation d'une fibre nerveuse élémentaire avant de nous intéresser

au nerf lui-même. En pratique, il est très difficile d'isoler une seule fibre. Pour l’étude d’une

fibre nerveuse, on stimule donc généralement le nerf entier avec une électrode "cuff" et on

utilise des électrodes intra-fasciculaires pour la détection des potentiels d’action au niveau

d'une seule fibre. Le schéma de la figure 1.18 illustre le principe de l’étude d’une fibre

nerveuse. En pratique, il est difficile de mesurer le potentiel d’action d’une seule fibre

nerveuse, on arrive à mesurer le potentiel d’action d’une dizaine de fibres nerveuses.

Cathode (-)Fibres nerveuses

Anode (+)

Ist

Nerf

Stimulateur

Electrode Cuff

Ampli. de Mesure(Potentiel d’action)

Electrode Intra fasciculaire

Figure 1.18 - Principe de l’étude d’une fibre nerveuse

Etat de l'art

- 31 -

Le stimulateur permet de stimuler le nerf et de déclencher les potentiels d’actions. La figure

1.19 montre l'évolution temporelle du potentiel d’action d’une fibre nerveuse isolée soumise à

une succession d'impulsions électriques d’intensité croissante et de durée fixe.

t

Stimulus

Potentiel d’Action

t

tt

Stimulus

Potentiel d’Action

tt

Figure 1.19 - Stimulation d’une fibre nerveuse

En deçà d'un certain seuil d'excitabilité (cf. §II.3.2) il n’y a pas de génération du potentiel

d’action. Quand l’intensité de l'impulsion devient assez forte, il y a création d'un potentiel

d’action et ce potentiel garde alors sensiblement les mêmes caractéristiques (forme,

amplitude, durée) quelle que soit l'intensité de l'impulsion excitatrice.

III.1.3. Cas d’un nerf

Nous avons vu plus haut (cf. §II.1) que le nerf consistait en plusieurs faisceaux de Krause

eux-mêmes intégrant des fibres nerveuses élémentaires. Cette structure composite laisse à

penser que la stimulation de ce nerf doit a priori être sensiblement différente de celle de la

fibre élémentaire. La figure 1.20 montre le principe de la mesure des potentiels d’action d’un

nerf. Le stimulateur stimule le nerf afin de déclencher la propagation des potentiels d’action.

On mesure ici la somme des potentiels d’action à l’aide d’un ampli de mesure via une

électrode "cuff".

Chapitre 1

- 32 -

Stimulateur

Electrode CuffAmpli. de Mesure(ENG)

Fibres nerveuses

Cathode (-) Anode (+)

Ist

Nerf

Figure 1.20 - Principe de la mesure des potentiels d’action d'un nerf

La figure 1.21 montre l'évolution temporelle de la somme (ElectroNeuroGramme ou ENG)

des potentiels d’action générés par les axones mesurée autour d’un tronc nerveux soumis à

une succession d'impulsions électriques d’intensité croissante et de durée fixe.

t

Stimulus

ENG

t

tt

Stimulus

ENG

tt

Figure 1.21 - ENG d’un nerf

Là encore, on vérifie bien qu'en deçà d'un certain seuil d'excitabilité il n’y a pas de génération

de signal ENG. Quand l’intensité de l'impulsion devient assez forte, il y a création de

potentiels d’action mais, à la différence du cas de la fibre nerveuse élémentaire, l'intensité de

ce signal augmente avec celle de l'impulsion excitatrice. Cet effet est assez complexe à

expliquer de manière fine. Cependant, on sait que le nombre de fibres sensibles à l'excitation

augmente avec la pénétration de l'impulsion dans le nerf et donc avec l'intensité de

l'impulsion. Ainsi, plus le stimulus est important, plus le nombre de fibres nerveuses recrutées

augmente. Comme on mesure la somme des potentiels d’actions, le signal ENG du nerf

augmente. Ce signal ressemble à un potentiel d’action d’une fibre qui varie essentiellement en

Etat de l'art

- 33 -

amplitude en fonction de l’intensité de la stimulation car l’excitation des axones est

synchrone.

III.2. Réponse d’un muscle à une stimulation électrique

En appliquant une impulsion de courant sur le nerf moteur d’un muscle (figure1.22a), on

provoque, après un petit temps de latence, le déclenchement de potentiels d’action.

Muscle

Courant électrique

Stimulus

F

F

Muscle

Courant électrique

Stimulus

FF

FF

(a)

Force

Stimulus

t

t

tPotentiel d’Action

Force

Stimulus

t

t

tPotentiel d’Action

(b)

Figure 1.22 - Réponse d’un muscle à la stimulation électrique.

Le muscle se contracte d'abord et se détend par la suite. On mesure la réponse du muscle

(figure1.22b) en mesurant la force produite par la contraction. Durant cette phase, la force

croît et, ensuite, durant la phase de décontraction, elle décroît. Cette réponse s’appelle réponse

impulsionnelle ou « twitch ».

III.2.1. Réponse à l’intensité du stimulus

La figure 1.23a montre la réponse du muscle à un train d'impulsions d’intensité croissante.

Pour toutes les intensités inférieures à Iseuil, on n'a aucune réponse du muscle, ce sont des

stimulations d’intensité dites "infraliminaires". De Iseuil à Isat, les impulsions engendrent des

réponses musculaires d’amplitudes croissantes, lorsque l’intensité de la stimulation augmente.

Ceci est dû au fait que le nombre d’axones recrutés augmente avec l’intensité des impulsions,

de sorte que le nombre d’UM activées augmente engendrant une force plus importante. A

partir de Isat, pour toutes les impulsions d'intensité croissante suivantes, les réponses

musculaires gardent la même amplitude maximale (Fa). Ceci vient du fait que toutes les fibres

musculaires ont été recrutées [Cre02]. La figure 1.23b montre le recrutement des fibres en

fonction de l’intensité de la stimulation. Le recrutement étant synchrone, les forces

élémentaires générées par chaque UM s’additionnent et donne une réponse globale qui reste

de même allure où seule l’amplitude varie.

Chapitre 1

- 34 -

ForceStim

ulus

t

t

Fa

Isat

Iseuil

ForceStim

ulus

t

t

Fa

I

I

Force

Fa

IsatIseuil II1

Fibre recrutée

Fibre non recrutée

Force

Fa

II II1

Fibre recrutée

Fibre non recrutée

Fibre recrutée

Fibre non recrutée

(a) (b)

ForceStim

ulus

t

t

Fa

Isat

Iseuil

ForceStim

ulus

t

t

Fa

I

I

ForceStim

ulus

t

t

Fa

Isat

Iseuil

ForceStim

ulus

t

t

Fa

I

I

Force

Fa

IsatIseuil II1

Fibre recrutée

Fibre non recrutée

Force

Fa

II II1

Fibre recrutée

Fibre non recrutée

Fibre recrutée

Fibre non recrutée

Force

Fa

IsatIseuil I

Force

Fa

IsatIseuil II1

Fibre recrutée

Fibre non recrutée

Force

Fa

II I1

Fibre recrutée

Fibre non recrutée

Force

Fa

II III1

Fibre recrutée

Fibre non recrutée

Fibre recrutée

Fibre non recrutée

(a) (b)

Figure 1.23 - Réponse d’un muscle (a) et recrutement des fibres (b) en fonction d'amplitude du stimulus

III.2.2. Réponse à la fréquence du stimulus

La figure 1.24 montre la réponse du muscle lorsque celui-ci est soumis à un train d'impulsions

électriques d’intensité constante et de fréquence variable. Quand les stimuli sont

suffisamment espacés, le muscle a le temps de revenir à son état initial. Par contre, quand les

stimuli se rapprochent, le muscle n’a plus le temps de revenir à son état initial et les réponses

se cumulent. Pour des fréquences de stimulus comprises entre 20Hz et 80Hz, il y a

contraction continue du muscle. C’est la phase de tétanisation du muscle et la force

développée peut alors être trois à quatre fois supérieure à la force maximale (Fa) provoquée

par un stimulus élémentaire. Si la fréquence continue à augmenter, la force augmente elle

aussi mais engendre une fatigue rapide du muscle et au delà de la fréquence physiologique, la

contraction diminue à nouveau jusqu’à disparaître [Cre02].

F o r c e

S t i m u l u s

t

t

F o r c e

S t i m u l u s

t

t

Fa

4.Fa Tétanisation

20Hz à 80Hz

F o r c e

S t i m u l u s

t

t

F o r c e

S t i m u l u s

t

t

Fa

4.FaF o r c e

S t i m u l u s

t

t

F o r c e

S t i m u l u s

t

t

Fa

4.Fa Tétanisation

20Hz à 80Hz

Figure 1.24 - Réponse d'un muscle soumis à une stimulation d’amplitude constante et de

fréquence variable

Dans ce cas, ce sont toujours les mêmes UM qui sont recrutées mais leur sollicitation est

modulée en fréquence. Le muscle se comporte un peu comme un filtre passe bas qui ne

Etat de l'art

- 35 -

convertit pas les impulsions en force au delà d'une fréquence de coupure appelée fréquence de

fusion.

La force générée peut ainsi être modulée par le nombre d’UM recrutées (modulation de

l’intensité du stimulus) et par la fréquence au delà de la fréquence de fusion (réponse non

linéaire du muscle). Sachant qu’un muscle est composé de fibres (UM) de type I et II, le

système naturel optimise le recrutement afin de limiter la fatigue, optimiser la rapidité de la

réponse pour fournir l’effort nécessaire. De la finesse d’action sur les différents paramètres du

recrutement va dépendre la capacité du système basé sur la SEF à restaurer correctement un

mouvement. La maîtrise du recrutement, et donc des stimulateurs est un point essentiel de tout

système basé sur la SEF.

IV. Les stimulateurs électriques

Les stimulateurs électriques sont des dispositifs électroniques qui permettent d’appliquer un

courant électrique aux nerfs ou aux muscles. L’architecture de base d’un système complet de

restauration d’une fonction comprend un bloc de commande, un contrôleur numérique et un

étage de sortie qui fournit les courants de stimulation aux nerfs ou aux muscles via des

électrodes (figure 1.25). Certains systèmes de restauration comporte aussi des capteurs

(pression, accélération…) qui permettent un contrôle en boucle fermée, Selon le type

d’application, la mise en œuvre d’une telle architecture peut s’avérer très complexe et dépend

grandement de l'application. En effet, un stimulateur cardiaque n’a pas la même structure

qu’un stimulateur cochléaire (il s’agit de suppléer ici à la défaillance fonctionnelle de l’oreille

externe et interne, en stimulant directement le nerf auditif au travers de la cochlée.) ou encore

qu'un stimulateur pour la restauration des fonctions motrices des membres paralysés.

Ist1Canal_1

Canal_NIstN

Etagede

Sortie

ES_1

ES_N

Paramètresde stimulation

ContrôleurNumérique

(Intelligence du système)

Electrode1

ElectrodeN

Nerf(s)ou

muscle(s)

Ist1Canal_1

Canal_NIstN

Etagede

Sortie

ES_1

ES_N

Paramètresde stimulation

ContrôleurNumérique

(Intelligence du système)

Electrode1

ElectrodeN

Nerf(s)ou

muscle(s)

Figure 1.25 - Architecture de base d’un stimulateur électrique

La conception d'un stimulateur électrique implique deux défis. Le premier défi est celui de la

complexité et de l'adaptabilité. Il n'existe pas de stimulateur "universel". Chacune des parties

internes du stimulateur (bloc de contrôle, étage de sortie) doit être conçue en fonction de

Chapitre 1

- 36 -

l'application visée. Mais, en même temps, le stimulateur doit comporter un certain degré

d'adaptabilité, par exemple au niveau de la génération des impulsions dont les paramètres

(forme d'onde, intensité, durée, etc.) doivent pouvoir être programmables. Le second défi est

celui de la sûreté et de la sécurité. En effet, comme tout dispositif médical, le stimulateur doit

répondre à un certain nombre de critères quant à sa sécurité, sa fiabilité et sa robustesse.

IV.1. Les différentes classes de stimulateurs

Les stimulateurs électriques sont en constante évolution. Un certain nombre d'expériences sur

animaux ont permis de valider de nouvelles techniques de stimulation et d’étendre leur champ

d’application. Il existe actuellement sur le marché ou sous forme de prototypes de recherche

un assez grand nombre de stimulateurs électriques. On peut distinguer parmi eux quatre

grandes classes [Mar99] illustrées figure 1.26.

Classe3: Systèmes implantables

avec contrôleur externe


et autonomes

Classe1: Systèmes à liaison filaire Classe2: Systèmes externes

Systèmes de stimulateursélectriques

Stimulateurs

Contrôleurexterne Implant

OU

Électrodes

Électrodes

Peau

Implant ÉlectrodesPeau

Peau

Contrôleurexterne Implant ÉlectrodesPeau

Stimulateurs Électrodes

Peau


avec contrôleur externe


et autonomes

Classe1: Systèmes à liaison filaire Classe2: Systèmes externes

Systèmes de stimulateursélectriques

Stimulateurs

Contrôleurexterne Implant

OU

Électrodes

Électrodes

Peau

Implant ÉlectrodesPeau

Peau



Stimulateurs Électrodes

Peau

Figure 1.26 - Les différentes classes de stimulateurs électriques

Les stimulateurs de la classe 1 sont des systèmes à liaison filaire. Les stimulateurs de classe 2

sont des systèmes pour lesquels on applique directement les stimuli sur la peau à l’aide

d’électrodes de surface. Les stimulateurs de classe 3 sont des systèmes qui utilisent une

liaison sans fil transcutanée pour la transmission d’information et d’énergie entre un

Etat de l'art

- 37 -

contrôleur externe et un implant. Les stimulateurs de classe 4 ne comportent qu’un seul

module qui est totalement implantable et autonome mais peu parfois être configuré de

l’extérieur par une liaison sans fil.

IV.1.1. Les systèmes à liaisons filaires

Ils sont essentiellement utilisés dans le cadre d'expérimentations cliniques ou comme

stimulateur cardiaque, mais de façon temporaire car il a un risque important d’infection dû

aux fils qui traversent la peau. [Zol87], [Mart99].

IV.1.2. Les systèmes externes

Cette classe de stimulateur trouve principalement ses applications en kinésithérapie dans le

cadre d'une rééducation fonctionnelle ou du traitement de la douleur [Cre02], [Bis99],

[Mart99]. La stimulation électrique externe (figure 1.27) est réalisée au moyen d'électrodes

(cathode, anode) de surface placées directement sur la peau au niveau du trajet du nerf cible

[Bis99].

Fibre nerveuse

Peau

Nerf

AnodeCathode

Fibre nerveuse

Peau

Nerf

AnodeCathode

Figure 1.27 - La stimulation électrique externe

Cependant il est difficile, avec cette technique, de stimuler précisément les nerfs désirés. En

effet, le courant de stimulation doit être relativement élevé afin de pénétrer la couche adipeuse

séparant les électrodes des nerfs. De plus, le placement des électrodes doit être très précis. En

effet, il faut positionner celles-ci à des endroits spécifiques appelés point moteur, là où la

stimulation présente une meilleure réponse. Toutes ces raisons font que les applications de

cette méthode restent limitées.

IV.1.3. Les systèmes implantés à commande externe

Les stimulateurs de classe 3 sont des systèmes qui utilisent une liaison sans fil transcutanée

pour la transmission d’information et d’énergie entre un contrôleur externe et un implant.

Généralement, la liaison transcutanée est réalisée à l’aide d’un couplage inductif [MartT99].

Ces systèmes sont employés dans le cadre de la restauration motrice des membres inférieurs

Chapitre 1

- 38 -

chez les paraplégiques, l’amélioration de la vision chez les malvoyants, une meilleure maîtrise

de la vessie dans certaines pathologies et des systèmes pour la maladie de Parkinson ou de

l’audition etc [Ara99], [Don04], [Fin01].

Dans le cas de la restauration de mouvement, les systèmes implantés avec commande

numérique externe permettent une bien meilleure sélectivité nerveuse et un bien meilleur

rendement énergétique que les systèmes externes. Avec les systèmes implantés, deux types

d’électrodes peuvent être utilisés, à savoir les électrodes « épimysiales », directement

implantées sur le muscle et les électrodes « neurales », directement implantées sur le (ou les)

nerf(s). La stimulation neurale (figure 1.28) présente le grand avantage de pouvoir

sélectionner directement le nerf à stimuler et de mieux localiser l'endroit précis de la

stimulation en nécessitant une énergie bien moindre.

Nerf

AnodeCathode

Fibre nerveuseNerf

AnodeCathode

Fibre nerveuseFibre nerveuse

Figure 1.28 - La simulation neurale

Par contre, ces systèmes implantés restent encore relativement complexes à mettre en oeuvre.

Un certain nombre de problèmes restent à résoudre comme celui de la communication entre

l’implant et la commande, ou encore la prise en compte des problèmes de fiabilité des fils

reliant l’implant et les électrodes. Enfin il est important de noter que le patient devra subir une

opération chirurgicale assez lourde pour implanter ce type de système.

IV.1.4. Les systèmes implantés autonomes

Les stimulateurs de classe 4 ne comportent qu’un seul module totalement implantable et

autonome. Le stimulateur cardiaque (pacemaker), par exemple, appartient à cette classe. Dans

ces systèmes, une pile ou une batterie est utilisée comme source d’énergie et peut être

rechargée par lien inductif dans le cas de la batterie, ou remplacée dans le cas de la pile

[Won04].

Les systèmes implantés autonomes sont dépourvus de commande externe. Le système intègre

directement un module de mesures physiologiques et l’unité de traitement de l’information.

Etat de l'art

- 39 -

Grâce à ce module de mesures et à son centre de calcul, le système observe et contrôle

l’organe cible de manière totalement autonome optimisant ainsi son fonctionnement. Par

exemple, dans le cas de l’insuffisance cardiaque, les dernières générations de pacemaker

adaptent la fréquence de la stimulation, ou l’occurrence d’un seul stimulus, et son intensité, en

fonction des électrocardiogrammes enregistrés par le pacemaker lui même. Ainsi il ne stimule

plus en permanence et à fréquence fixe mais uniquement quand le cœur en a besoin. On gagne

en performance, en autonomie et on peut traiter un éventail plus large et plus subtil de

pathologies. Un système implanté autonome est obligatoirement dédié à une application

ciblée.

IV.2. Synthèse sur les stimulateurs pour application SEF

Lorsqu’on veut restaurer une fonction par stimulation électrique, il est nécessaire de choisir la

classe de stimulateur qui convient le mieux pour l’application visée.

Les stimulateurs à liaisons filaires ne sont pas des solutions envisageables pour une

application à long terme à cause des risques d’infection dus au passage des fils au travers de

la peau. De plus, cette contrainte est bien évidemment très invalidante pour le patient. On les

utilise essentiellement en recherche clinique.

Les stimulateurs externes sont très souvent utilisés comme outil de rééducation car ils restent

simples, peu coûteux et non invasifs. Malheureusement, les contraintes liées au placement

délicat des électrodes et au manque de précision de la stimulation les rendent inutilisables

pour une application chronique chez un patient.

A l'heure actuelle, les stimulateurs entièrement implantés restent la seule solution viable pour

la restauration à long terme des fonctions naturelles. Ils permettent de répondre à un plus

grand nombre d’applications du fait de la souplesse de choix des techniques de stimulation

(épimysiale, intramusculaire, neurale). Du point de vue du patient, d’une façon pratique, la

solution idéale serait le système autonome, comme dans le cas du pacemaker.

Malheureusement, la solution du système autonome ne peut pas être généralisée. Par exemple,

il n’est pas possible d’envisager un système de SEF autonome pour la restauration de la

marche chez les blessés médullaires. En effet, nous sommes là en face d'un problème de

régulation complexe. Les systèmes pour la vision ou l’audition ne peuvent être totalement

implantés, le son ou l’image doivent être conditionnés par système externe puis ensuite codés

sous forme d'impulsions électriques pour stimuler le nerf auditif ou optique. Tous ces

traitements de données nécessitent des processeurs complexes qui ne peuvent pas être

Chapitre 1

- 40 -

implantés. Aujourd’hui, il ne serait pas envisageable, d’avoir un système implantable

totalement autonome capable de résoudre le plus grand nombre de dysfonctionnements du

système nerveux. C'est pourquoi les solutions proposées dans la littérature sont généralement

basées sur les stimulateurs de classe 3.

V. Les systèmes SEF

Nous nous intéressons uniquement aux systèmes basés sur les stimulateurs de classe 3. Ces

stimulateurs comportent un contrôleur externe et une partie implantée pour la génération des

signaux électriques de stimulation. D'autre part, nous nous focalisons, dans un premier temps,

sur les systèmes dédiés à la restauration de la motricité (gestion du mouvement des membres

supérieurs et/ou inférieurs) chez les blessés médullaires.

Le contrôle artificiel du mouvement est un sujet difficile, car on est face à un problème de

contrôle et de régulation où les activateurs, les muscles, ont un comportement très complexe,

où l’observation est délicate et incomplète, et où les stratégies de commande sont

essentiellement inconnues. L’un des problèmes à résoudre reste le contrôle fin du muscle au

travers de la SEF. Le contrôle de la motricité implique, de plus, le contrôle simultané de

plusieurs muscles. Cette multiple stimulation électrique peut être effectuée à l'aide d'un seul

implant possédant plusieurs canaux de stimulation ou à l'aide d'un réseau comprenant

plusieurs implants élémentaires, chacun des ces implants étant monocanal (figure 1.29).

Etat de l'art

- 41 -

PEAU

ContrôleurExterne

Antenne

Ou

NerfMuscles

Multi Implant

NerfMuscles

Mono Implant

PEAU

ContrôleurExterne

Antenne

ContrôleurExterne

Antenne

Ou

NerfMuscles

Multi Implant

NerfMuscles

NerfMuscles

Multi Implant

NerfMuscles

Mono Implant

NerfMuscles

NerfMuscles

Mono Implant

Figure 1.29 - Système de stimulation mono ou multi électrode

Ces deux architectures de multi-stimulation ne vont pas impliquer les mêmes contraintes et

n'auront pas les mêmes performances.

V.1. Système SEF mono-implant

On considère ici les systèmes utilisant un seul implant relié aux différents sites de stimulation

par l'intermédiaire de longs fils conducteurs. Seuls les systèmes les plus significatifs dédiés à

la restauration de la motricité sont pris en compte.

Les performances de tels systèmes sont directement dépendantes des performances propres du

stimulateur utilisé en terme de précision des signaux générés et du nombre de canaux

disponibles. Outre l'étendue du domaine d'application du système, un critère qualitatif

important est le niveau de validation par essais cliniques correspondant au nombre de patients

implantés.

Chapitre 1

- 42 -

Dans la littérature, quatre types d’approche ont été abordés pour la restauration de la motricité

par SEF :

- La première approche consiste à placer des électrodes épimysiales directement

sur les muscles à contrôler. C’est le cas de la société NeuroControl qui est l’un

des plus ancien fabricant de systèmes SEF. Ce système est basé sur un implant

épimysial à 8 canaux permettant l’excitabilité de muscles moteurs par

l'intermédiaire d'électrodes placées directement sur les muscles à contrôler

[Smi98]. Un grand nombre de patients, 150 tétraplégiques et une dizaine de

paraplégiques, ont été implantés jusqu'à maintenant pour la restauration de

l'extension de la main, la fermeture de la main ou le contrôle de la station

debout [New00]. Malheureusement l'implant utilisé ne possède pas

suffisamment de canaux et le nombre de valeurs de courant de stimulation est

très faible : seulement huit niveaux disponibles de 2,5mA à 20mA.

- La seconde approche consiste à placer des électrodes neurales directement sur

les nerfs moteurs. Cette solution est proposée par Davis |Dav97]. Un implant

neural dérivé de l’implant cochléaire à 22 canaux de la société Nucléus a été

utilisé. Seule la station debout fut réalisée comme mouvement et deux patients

ont été implantés par ce système. Le problème majeur de cette solution est une

fréquence de stimulation trop faible (20Hz) mal adaptée à la SEF.

- La troisième solution consiste à placer des électrodes neurales sur les racines

sacrées (départ des neurones au niveau de la moelle épinière). Une équipe de

recherche anglaise de «University College of London » a développé un implant

neural à 3 canaux pour électrodes neurale pentapolaire. Ce système a été

implanté sur une dizaine de patients. Seule la station debout a pu être réalisée

[Dona97]. La solution proposée a un nombre de canaux insuffisant qui ne

permet pas une sélectivité suffisante des nerfs à stimuler.

- Enfin la dernière technique proposée utilise la stimulation épimysiale et

neurale. Cette solution a été proposée dans le cadre du projet SUAW, avec

l’utilisation d'un implant à 12 canaux pour la stimulation épimysiale et 4

canaux neuraux [Von01], [Gui00]. Deux patients ont été implantés par ce

système. L'handicap principal de ce système est sa forte consommation

d’énergie (350mW à 400mW) et son fonctionnement en boucle ouverte.

Etat de l'art

- 43 -

En dehors des limitations spécifiques de chacune des solutions énoncées. L'élément négatif

commun à tous ces systèmes est le faible nombre de canaux disponibles de sorte que le

nombre de muscles commandés artificiellement reste nettement inférieur à ce que fait le

système naturel. L'autre principale limitation de ces systèmes est due à leur architecture

mono-implant qui nécessite l'utilisation de fils de connexion pouvant avoir une longueur

prohibitive entre les électrodes et l’implant. Il est sûr qu’aujourd’hui, pour faciliter

l'implantation chirurgicale des systèmes et leur assurer une meilleure fiabilité, il est nécessaire

de réduire la longueur de ces fils. D'autre part, pour limiter la consommation de l’implant et

optimiser le contrôle des muscles, la seule solution qui semble viable passe par une

stimulation purement neurale où les courants mis en jeu sont beaucoup plus faibles et la

précision grandement supérieure par rapport à une stimulation épimysiale.

V.2. Système SEF multi-implant

L'approche est ici différente. Plusieurs implants sont répartis au plus près des sites de

stimulation permettant l'utilisation de fils de connexion très courts entre une électrode et un

implant. La contrainte sur le nombre de canaux des systèmes mono-implants est remplacée ici

par une contrainte sur le nombre d'implants contrôlés. Plus ce nombre est important, plus le

champ d'application sera étendu et la précision élevée. Ainsi, pour un membre donné, on

pourrait, avec un nombre suffisant d'implants contrôler les divers groupes de muscles associés

au mouvement à effectuer. La principale difficulté de ce type de système est le contrôle

simultané de tous ces implants dans la gestion global d'un mouvement.

Il n'existe actuellement qu'un système SEF basé sur ce principe [Lob01],[Lob04]. Il utilise des

micro-stimulateurs (BION pour BIOnic Neuron) bipolaires de forme cylindrique de 2 mm de

diamètre et 16 mm de long décrits figure 1.30. La partie électronique est encapsulée dans un

boîtier en verre ou en céramique [Lob01],[Lob04]. Les deux pôles (anode et cathode) sont

fixés aux extrémités opposées de l'implant permettant ainsi de limiter la longueur des fils de

connexion. Sa petite taille lui permet d'être directement injecté dans le muscle à l'aide d'une

seringue spécifique allégeant ainsi l'intervention chirurgicale. Chacun de ces micro-implants

peut communiquer avec un contrôleur externe à l'aide d'une liaison Radio Fréquence (RF).

Les développeurs de ce système SEF assurent qu'il est possible de faire communiquer jusqu'à

255 micro-stimulateurs pour la restauration artificielle de mouvements complexes. Enfin, les

Chapitre 1

- 44 -

dernières versions de l'implant semblent être dotées de capteurs permettant de déterminer leur

position relative dans le corps humain pour un contrôle en boucle fermée de la stimulation.

C

ircu

itél

ectr

ique

BIO

N

Électrode

Électrode

ContrôleurExterne

PEAU

Antenne

Cir

cuit

élec

triq

ue

BIO

N

Électrode

Électrode

Cir

cuit

élec

triq

ue

BIO

N

Électrode

Électrode

ContrôleurExterne

PEAU

Antenne

Figure 1.30 - Le microstimulateur BION

Cette solution est extrêmement intéressante mais comporte certaines limitations importantes.

Par exemple, la technique d'injection de l'implant dans le muscle à stimuler ne permet pas une

stimulation précise du muscle et surtout l'implant risque de migrer progressivement à

l'intérieur du muscle. On peut noter qu'aucune réelle estimation de ce risque de migration n'a

été présentée jusqu'à maintenant. D'autre part, avec ce système il est nécessaire d'avoir autant

de stimulateurs que de muscles à stimuler ce qui peut devenir peu confortable pour une

gestion précise de mouvement nécessitant le contrôle d'un grand nombre de muscles. De plus,

la taille de l'antenne externe ne permet pas une utilisation hors du contexte médical. Enfin, le

fait que l’antenne du contrôleur et celle de l’implant doivent être positionnées bien en face

pour assurer le bon contrôle de l’implant constitue une autre spécificité contraignante.

C. Conclusion Les techniques de Stimulation Electronique Fonctionnelle permettent de restaurer

partiellement certaines déficiences du système nerveux dues à un accident (lésion médullaire)

ou une maladie. Le principe consiste à émuler ou à inhiber l'influx nerveux au niveau du

cerveau (DBS) ou des nerfs périphériques. Le système nerveux naturel est complexe et il est

très difficile de reproduire artificiellement des fonctions naturelles avec la même maîtrise.

Etat de l'art

- 45 -

Partant de considérations physiologiques, il semble que dans l'application que nous

envisageons ici (la restauration de la motricité de membres inférieurs de personne

paraplégique) la seule solution vraiment viable serait basée sur des systèmes de stimulation

neurale distribués utilisant plusieurs implants au plus près des sites de stimulation pour limiter

la longueur des fils de connexion entre les électrode et les implants. Malheureusement, il

n'existe aujourd'hui aucune solution complètement convaincante sur ce modèle.

Chapitre 1

- 46 -

Chapitre 2

Objectif et cahier des charges

Chapitre 2

- 48 -

L’objectif des travaux présentés dans ce manuscrit est de proposer un circuit implantable de

stimulation électrique fonctionnelle permettant de couvrir un large spectre d’applications.

Dans ce chapitre nous allons définir les caractéristiques fondamentales que doit assurer un

stimulateur implanté pour atteindre cet objectif. Ensuite nous présenterons le contexte de

l'application considérée comme support de ces travaux et le cahier des charges associé pour la

réalisation d'un prototype de stimulateur implantable.

A. Caractéristiques d’un stimulateur pour la SEF Pour pouvoir définir les performances idéales d’un stimulateur électrique utilisé en

Stimulation Electrique Fonctionnelle, il faut tenir compte de la spécificité de l’élément

stimulé et des contraintes biomédicales propres aux systèmes implantés dans le corps humain.

I. Contexte

Les domaines d’application de la stimulation électrique fonctionnelle sont vastes. On peut, par

exemple, s’intéresser au traitement de la maladie de Parkinson, à la restauration de fonctions

motrices de blessés médullaires, etc. Ce qui diffère d’une application à l’autre, ce sont les

techniques d’approches pour exciter les cellules nerveuses. Par exemple pour la maladie de

Parkinson, le traitement consiste à stimuler électriquement une structure cérébrale profonde

appelé noyau sous-thalamique. Pour cela, on implante une électrode dans le cerveau du

patient. Cette technique est appelée stimulation cérébrale profonde (DBS, pour Deep Brain

Stimulation). Si on prend maintenant le cas d’un blessé médullaire, on peut avoir un nombre

important de dysfonctionnements du système nerveux. La restauration d'une des fonctions


- 49 -

perdues se fait généralement par une stimulation électrique appliquée directement sur le nerf

périphérique innervant les muscles à exciter.

Les spécifications du courant électrique de stimulation dépendent de la technique utilisée et

des caractéristiques des structures nerveuses stimulées. Dans le cadre de cette thèse, on se

limite à des applications liées à la stimulation des nerfs périphériques et plus particulièrement

à la stimulation des nerfs permettant l’activation de muscles striés squelettiques.

II. La stimulation sélective

II.1. Introduction

Le système nerveux central est capable d’exciter indépendamment n’importe quelle fibre

nerveuse à l’intérieur d’un nerf. Chacune de ces fibres ou groupe de fibres ayant une fonction

et des propriétés propres, cette sélectivité permet un contrôle optimal des fonctions motrices.

Par exemple, à l'intérieur d'un nerf, les fibres nerveuses d'un même fascicule sont

généralement dédiées à un muscle ou groupe de muscle. La parfaite maîtrise de la sélection

des fascicules permet donc une sélectivité des muscles à stimuler. De plus, lors d’un

mouvement comme le maintien d’une posture, les unités motrices de petit diamètre qui sont

les moins fatigables sont généralement recrutées en premier, puis les unités motrices de gros

diamètre, si le besoin en force augmente sensiblement. Le mode de fonctionnement volontaire

permet ainsi un recrutement progressif d’unités motrices de plus en plus puissantes afin de

répondre à un éventuel besoin tout en optimisant la fatigue des muscles [Bis99].

La stimulation électrique fonctionnelle qui a ici pour objectif de restaurer le contrôle des

fonctions motrices, devrait idéalement être capable de stimuler indépendamment chaque fibre

à l’intérieur d’un nerf. Malheureusement, l’utilisation d’électrode non invasive dans le nerf ne

permet qu’une stimulation sur la périphérie du nerf. La figure 2.1 donne l'exemple classique

d'une électrode bipolaire de type "cuff" enroulée autour d'un nerf.

Cathode (-)

Fibres nerveuses

Anode (+)

I

Nerf

Propagation des PA des fibres rapidesPropagation des PA des fibres lentes

Figure 2.1 - Propagation des potentiels d'action (PA) durant une stimulation neurale

classique

Chapitre 2

- 50 -

Durant la stimulation, les potentiels d’action apparaissent au niveau de la cathode et se

propagent dans les deux directions le long du nerf comme illustré figure 2.1. Dans ce

contexte, les fibres motrices et sensitives sont excitées en même temps et risquent de

provoquer des contractions réflexes. D'autre part, ce principe d'excitation électrique à la

périphérie du nerf va solliciter en premier les unités motrices à seuil d'excitabilité faible qui

correspondent généralement aux fibres musculaires les plus puissantes et les plus fatigables.

Le fonctionnement est alors totalement opposé au cas naturel et pourra être responsable d'un

épuisement prématuré des muscles.

Partant du principe que nous ne pouvons stimuler le nerf que sur sa périphérie, la stimulation

d’un type de fibre ou des fibres d'un même fascicule ne pourra être obtenue que par des

techniques indirectes. Les techniques présentées dans la section suivante exploitent

l’anatomie des cellules ou les caractéristiques d’excitabilité des fibres (seuils d’excitabilités et

vitesses de conduction).

II.2. Sélectivité spatiale des fibres

Le nerf périphérique est organisé en fascicules qui innervent séparément des groupes de

muscles dès que l’on s’approche des bifurcations distales (divisions du nerf). La sélectivité

spatiale consiste à stimuler localement les fibres nerveuses de ces fascicules permettant ainsi

l’activation sélective des groupes de muscles correspondants. En plaçant de petites électrodes

proches d'un fascicule donné comme illustré à la figure 2.2 avec le fascicule 3. Durant la

stimulation les lignes de champ vont principalement être concentrées autour de la région du

fascicule proche des électrodes permettant une stimulation plus importante des axones

présents dans ce fascicule et donc une relative maîtrise du choix des muscles stimulés.

21 3

Cathode (-) Anode (+)Fibres nerveuses

I

Nerf

3 Faisceaux

21 3


I

Nerf22

11 33


I

Nerf

3 Faisceaux

Figure 2.2 - Sélectivité spatiale de la stimulation

Malheureusement, lors du placement des électrodes on ne connaît pas la localisation précise

d'un fascicule à l'intérieur du nerf. Donc l'idée consiste à utiliser une électrode comportant


- 51 -

plusieurs petites cathodes autour du nerf. Après avoir placé cette électrode multipolaire il

restera à trouver la meilleure répartition de courant entre les différentes cathodes permettant le

contrôle du muscle ou groupe de muscles désirés. Par exemple la figure 2.3 illustre un

exemple de stimulation multipolaire utilisant quatre cathodes [Swe95].

Muscles

Nerf

Electrode multipolaire

Anodes (8) Cathodes (4)

1

2

3

C1

C2

C4

C3C1

C2

C4

C3

Muscles

Nerf

Electrode multipolaire

Anodes (8) Cathodes (4)

1

2

3

C1

C2

C4

C3C1

C2

C4

C3

Figure 2.3 - La stimulation multipolaire [Swe95]

Le principal défi de cette technique de stimulation est d'avoir une répartition de courant entre

les différentes cathodes indépendante de la valeur du courant total de stimulation. Il s'avère

qu'aucune solution viable de stimulateur n'a été proposée jusqu'à maintenant pour ce type de

stimulation sélective utilisant une électrode multipolaire.

II.3. La sélectivité basée sur les caractéristiques d’excitabilité des fibres

La plupart des techniques de stimulations sélectives basées sur les caractéristiques

d'excitabilité des fibres utilisent le principe du blocage, appelé blocage anodique, des

potentiels d'action au niveau de l'anode. D’autres techniques que nous n’exposerons pas ici,

sont fondées sur une stimulation multifréquence d’un même nerf en exploitant les différences

de réponses qui existent entre les axones [Sch00].

II.3.1. Principe du blocage anodique

Durant la phase de stimulation, une dépolarisation de la membrane est créée au niveau de la

cathode. Si l'amplitude de stimulation induit une dépolarisation qui dépasse le seuil

Chapitre 2

- 52 -

d'excitabilité de la fibre nerveuse, un potentiel d'action est créé et se propage dans les deux

sens le long de l'axone. Le blocage anodique consiste à créer une hyperpolarisation au niveau

de l’anode qui bloque les potentiels d’action au moment de leur arrivée au niveau de l’anode.

Pour illustrer ce principe de blocage anodique, prenons le cas, illustré à la figure 2.4, d'une

stimulation bipolaire utilisant une anode et une cathode et considérons un potentiel d'action se

propageant de la cathode à l'anode.

Cathode (-)

Fibres nerveuses

Anode (+)

I

Nerf

Propagation des PA des fibres rapidesPropagation des PA des fibre lentes

Figure 2.4 - Blocage de potentiels d’action au niveau de l’anode

La figure 2.5 représente un chronogramme du potentiel de la membrane sous l'anode et sous

la cathode quand deux impulsions de courant successives et proches sont utilisées pour exciter

le nerf.

Temps (s)

propagation du potentiel d’action

Potentiel (V)de la membranesous la Cathode

Temps (s)

Pas de nouveau potentiel d’action(période réfractaire)

Génération dupotentiel d’action

-80mV

-80mV


Figure 2.5 - propagation d'un potentiel d'action pour deux impulsions de stimulation

successives

La première impulsion courant de stimulation crée une dépolarisation au niveau de la cathode

et une hyperpolarisation (diminution du potentiel de membrane) au niveau de l’anode (Cf I

chapitre1). Si l'amplitude du courant de stimulation est suffisante, elle va créer un potentiel

d'action au niveau de la cathode de la fibre considérée. Si la deuxième impulsion de courant

est générée juste avant que le potentiel d'action n'arrive au niveau de l'anode,

l’hyperpolarisation de la fibre due à cette deuxième impulsion n'aura pas eu le temps de


- 53 -

s'auto-compenser et la dépolarisation créée par le potentiel d'action ne permettra pas

d'atteindre le niveau d'excitabilité de la fibre bloquant ainsi la propagation du potentiel

d'action au niveau de l'anode. D'autre part, les deux impulsions de stimulation étant très

proches, la deuxième impulsion ne crée pas de nouveau potentiel d'action au niveau de la

cathode. En effet, le nerf, juste après avoir été excité, a une période réfractaire où il est

insensible à toute nouvelle stimulation.

En résumé, le blocage anodique consiste à utiliser une stimulation composite et les propriétés

réfractaires du nerf.

II.3.2. Blocage des potentiels d'action des fibres rapides

Reprenons l'exemple de la figure 2.4. Pour simplifier, nous ne considérons que deux fibres,

une lente et une rapide. La figure 2.6 est un chronogramme des potentiels d'action à l'anode et

à la cathode quand deux impulsions successives de courant sont utilisées pour exciter le nerf.

Temps (s)

Potentiel d’action d’une fibre rapide


Potentiel d’action d’une fibre lente

Temps (s)

Pas de nouveau potentiel d’action(période réfractaire)

Génération de deux potentiels d’action

-80mV

-80mV


Figure 2.6 - Blocage d'un seul potentiel d'action

Si le temps séparant les deux impulsions de stimulation est bien choisi, il est possible de

bloquer le potentiel d'action de la fibre rapide. En effet, comme nous l'avons vu

précédemment, si l'hyperpolarisation au niveau de l'anode créée par la deuxième impulsion se

produit juste avant l'arrivée du potentiel d'action de la fibre la propagation du potentiel

d'action sera bloquée par cette hyperpolarisation. Par contre, le potentiel d'action de la fibre

lente arrivera plus tard au niveau de l'anode laissant le temps au nerf de retrouver un état

d'équilibre après la deuxième impulsion. Cette deuxième impulsion n'aura donc aucune

influence sur la propagation du potentiel d'action de la fibre lente.

Chapitre 2

- 54 -

Basé sur le même principe il est possible d'utiliser une seule impulsion de courant de forme

d'onde complexe. La figure 2.7 donne deux exemples de forme d'onde proposés dans la

littérature [Ura03].

A1

A2

d1

PW

A1

A2

d1

PW

A1

A2

d1

PW

Figure 2.7 - Formes d’impulsion utilisée pour le blocage anodique

L'idée ici consiste à ne recruter, dans un premier temps, que les fibres rapides à l'aide d'une

amplitude de stimulation d'amplitude réduite. La seconde partie de l'impulsion de stimulation

d'amplitude plus importante aura la double fonction de recruter les fibres plus lentes (de seuil

d'excitabilité plus haut) et de créer une hyperpolarisation au niveau de l'anode pour bloquer

les potentiels d'action des fibres rapides. Les formes d'ondes ont une durée PW et comportent

soit deux impulsions d'amplitude A1 et A2, soit une augmentation progressive du courant de

l’amplitude A1 et A2. La discrimination des potentiels d’actions des fibres à inhiber dépendra

des paramètres de durée et d'amplitude qui définissent ces formes d'onde.

II.3.3. Propagation unidirectionnelle des potentiels d'action

Nous avons vu que la stimulation de nerfs périphériques générait des potentiels d'action dans

les deux sens de propagation. Dans la plupart des cas on ne désire générer un influx nerveux

que dans un seul sens. Une solution consiste à utiliser une électrode comportant plusieurs

anodes réparties asymétriquement de chaque coté de la cathode comme illustré à la figure 2.8.

Anode (+)

Fibres nerveuses

Cathode (-)

Nerf

Anode (+)

I1 I2Propagation des PA des fibres rapidesPropagation des PA des fibres lentes

Blocage total

Figure 2.8 - Propagation unidirectionnelle des potentiels d’actions

En choisissant correctement la distance entre chaque anode et la cathode il est possible de

créer une hyperpolarisation au niveau des anodes qui aura le temps de se rééquilibrer avant


- 55 -

l'arrivée des potentiels d'action si la distance entre anode et cathode est suffisante. Ainsi, on

peut arriver à bloquer la majeure partie des potentiels d'action du coté de l'anode la plus

proche et laisser passer certains potentiels action à vitesse de propagation lente du coté de

l'anode la plus éloignée.

III. Caractéristiques électriques

III.1. Courant de stimulation

Le choix de la fréquence, la durée et l’amplitude du courant de stimulation dépendent du type

de nerf à stimuler. Typiquement, pour la stimulation des nerfs périphériques moteurs, on a

besoin d'impulsions de courant de stimulation de durée allant de 10µs à 1ms (300µs typique),

de fréquence comprise entre 10Hz et 400Hz (25Hz typique) et d'amplitude allant de 50µA à

5mA (500µA typique).

L’impulsion de courant qui génère le potentiel d’action crée un déséquilibre de charge à

l'interface entre les pôles de l'électrode et le nerf. Ce déséquilibre peut provoquer des brûlures

chimiques voir la destruction des cellules nerveuses et de l’électrode par électrolyse au niveau

des contacts. Pour éviter ce problème d'électrolyse, on associe à chaque impulsion de

stimulation une nouvelle impulsion d'amplitude opposée pour équilibrer les charges "vues"

pas le nerf. L'équilibre sera obtenu quand la valeur moyenne du courant sera nulle pour

chaque cycle de stimulation. Ce nouveau courant de stimulation biphasique à valeur moyenne

nulle peut être symétrique ou asymétrique comme illustré figure 2.9.

-I

+I

BiphasiqueSymétrique BiphasiqueAsymétrique BiphasiqueSymétrique BiphasiqueAsymétrique

-I/K

+I

t(s)t(s)

I(A) I(A)

T

T

T

KT

-I

+I

BiphasiqueSymétrique BiphasiqueAsymétrique BiphasiqueSymétrique BiphasiqueAsymétrique

-I/K

+I

t(s)t(s)

I(A) I(A)

TT

TT

TT

KT

Figure 2.9 - Courant de stimulation biphasique

Dans le cas d'une stimulation à courant biphasique symétrique l'impulsion d'équilibrage

génère une dépolarisation du nerf au niveau de l'anode qui risque de créer de nouveaux

Chapitre 2

- 56 -

potentiels d'action. Il est donc préférable d'utiliser des courants biphasiques asymétriques pour

lesquels l'amplitude de l'impulsion de courant dans la phase de compensation est

suffisamment faible pour que la dépolarisation au niveau de l'anode ne dépasse pas le seuil

d'excitabilité des fibres.

III.2. Consommation d’énergie

Nous nous intéressons à des systèmes implantés dans le corps humain. Il est clair que la

consommation de ce type de systèmes est un critère extrêmement important. Une

consommation importante serait synonyme d'échauffements pouvant être dangereux pour le

patient. D'autre part, nous ne pouvons pas envisager de liens filaires entre l'extérieur et

l'intérieur du corps du patient si on veut limiter les risques d'infection. L'énergie doit donc être

embarquée ou transmise sans contact. Dans le cas de l'utilisation d'une pile comme pour les

pacemakers le temps entre deux remplacements de pile est directement lié à la consommation

du système implanté.

Nous n'avons pas encore fait le choix définitif de la technique utilisée pour fournir l'énergie

nécessaire à notre système implanté mais il est évident que la minimisation de la

consommation du circuit implanté sera dans tous les cas une priorité.

III.3. Différence de potentiel entre l'anode et la cathode

Le but de la stimulation d'un nerf périphérique est de générer des potentiels d'action pour

commander les muscles associés à ce nerf. Cette opération induit un courant électrique

traversant le nerf de l'anode à la cathode. Généralement, on peut négliger l'impédance du nerf

dans ce chemin de conduction, mais l'impédance due aux contacts entre chaque pôle de

l'électrode et le nerf n'est pas négligeable. Dans la littérature, on rencontre des modèles plus

ou moins élaborés de cette interface nerf-électrode [Donf00]. Cette impédance va créer une

différence de potentiel aux bornes de l'électrode durant la stimulation. Cette différence de

potentiel doit être compatible avec la dynamique de l'étage de sortie du générateur de courant

de stimulation.

Prenons pour exemple, une stimulation neurale utilisant une électrode bipolaire. Nous

considèrerons le modèle électrique décrit figure 2.10.


- 57 -

R2

R1

vélectrode

Cathode

Ner

f

R2

R1

IAnode

I

Nerf

Cathode Anode

I

Nerf

vélectrode

Modèle électrique

R2

R1

vélectrode

Cathode

Ner

f

R2

R1

IAnode

I

Nerf

Cathode Anode

I

Nerf

vélectrode

I

Nerf

Cathode Anode

I

Nerf

I

Nerf

Cathode Anode

I

Nerf

vélectrode

Modèle électrique

Figure 2.10 - modèle électrique d’une électrode bipolaire placée sur un nerf

Ce modèle est constitué de deux résistances (R1 et R2) et d'une capacité (C). Les valeurs

typiques de ces composants passifs sont R1=600Ω, R2=300Ω et C=100nF. Pour un courant

de stimulation I=5mA sur une durée suffisante pour que les deux capacités soient totalement

chargées, la tension maximum entre la cathode et l’anode est donnée par la relation :

Volts9)300600(2mA5maxV _électrode =+×=

Généralement cette différence de potentiel est trop élevée pour être compatible avec

l'alimentation des circuits intégrés électroniques. D'autant plus que l'optimisation de la

consommation amène plutôt à utiliser une alimentation la plus faible possible. Il est donc

nécessaire de générer cette "haute tension" (pour la microélectronique…) à partir de

l'alimentation basse tension du circuit en utilisant des convertisseurs DC/DC. Pour le

concepteur de l'implant de stimulation, le rendement énergétique du convertisseur DC/DC

utilisé sera un point critique pour l’optimisation de la consommation du système.

IV. Contraintes propres aux applications médicales

Le contexte médical de l’utilisation d’un stimulateur électrique fonctionnel impose des

contraintes spécifiques. Nous détaillons ici les contraintes les plus critiques.

IV.1. Biocompatibilité

Il va de soi que les matériaux utilisés pour la fabrication d’un système implanté ne doivent pas

être à l’origine de phénomènes néfastes pour la santé du patient. Un matériau est dit

biocompatible si sa nature est sans danger pour le corps humain, si l’action corrosive des

liquides physiologiques ne dégradent pas les caractéristiques du matériau ou ne créent pas de

substances toxiques, et si le système n’est pas rejeté par réaction immunitaire. Dans un

système implanté nous trouvons plusieurs types de matériaux.

Chapitre 2

- 58 -

L’électronique du stimulateur devra être encapsulée dans des matériaux biocompatibles

isolants, imperméables et rigides (généralement du silicone, de la céramique ou du titane). Les

fils de conduction entre le stimulateur et les électrodes seront entourés d'une gaine isolante et

souple et devront respecter des contraintes mécaniques très fortes. Dans le cas des électrodes,

les matériaux utilisés doivent permettre de préserver les caractéristiques électriques du contact

entre l’électrode et le nerf. Les électrodes sont donc construites dans des matériaux

conducteurs ayant une très bonne résistance aux attaques électrochimiques et ne générant

qu'une fibrose modérée comme le platine, l’iridium, le titane ou certains aciers inoxydables.

IV.2. Fiabilité

La fiabilité est la capacité de garantir le fonctionnement nominal du système dans des

conditions données et pendant un laps de temps déterminé. Pour un système implanté, la

fiabilité est une caractéristique primordiale. En effet, en cas de défaillance d'un des

composants du système, il peut être nécessaire de procéder à une nouvelle intervention

chirurgicale qui peut aller jusqu’à l'explantation complète de l'ensemble du système.

L’évaluation de la fiabilité d’un système repose sur l’étude des défaillances de chaque

composant du système. La fiabilité d’un système implanté est relativement complexe car il

comporte des composants de nature et de caractéristiques différentes dans un environnement

agressif. On peut néanmoins définir les trois principales caractéristiques rencontrées dans un

système implanté :

• Caractéristiques mécaniques :

C'est le cas, par exemple, des fils reliant les électrodes à l’implant. Ils sont

généralement conçus comme des ressorts, avec une grande élasticité. Il est essentiel

que leurs caractéristiques mécaniques (résistance aux tractions et aux torsions) soient

préservées dans la durée. Si un fil ce casse, il risque de blesser le patient.

• Caractéristiques électriques :

Un composant majeur d'un système implanté de stimulation neurale est l'électrode.

Généralement après l’implantation du système, une fibrose apparaît peu à peu autour

des électrodes pouvant augmenter sensiblement l'impédance du contact électrode/nerf

et éloigner le contact du site à stimuler. Le système doit être robuste à ces dégradations

en étant capable de modifier les caractéristiques électriques du signal de stimulation.

• Fonction électronique :


- 59 -

La partie électronique d'un implant a elle aussi une fiabilité propre qu'il faut prendre

en compte dans l'étude du système complet. L'optimisation de la fiabilité de

l'électronique implantée est généralement la partie la plus sensible de l'étude de

fiabilité du système.

IV.3. Sécurité de fonctionnement

La mise sur le marché d'un implant est régie par des normes très strictes afin de garantir son

bon fonctionnement. Les normes de sécurité sont établies sur la base des risques encourus par

le patient. En se basant sur ces normes de sécurité, un produit pour applications médicales

doit obtenir un certificat de conformité. Par exemple, pour la mise sur le marché d'un produit

en Europe le marquage CE est indispensable.

Pour le concepteur d'un système implantable la prise en compte de la sûreté de

fonctionnement passe par des méthodes d’analyse des modes de défaillance comme

l’AMDEC (Analyse des Modes de Défaillance, de leurs Effets et de leur importance

Critique). Concrètement, le concepteur devra déceler les risques et leurs causes, déterminer

leur gravité de leurs conséquences et définir des règles de conception et des procédures

permettant d’éliminer ou de maîtriser les situations dangereuses et les accidents potentiels

ainsi mis en évidence [Fau04].

Un des risques principaux pour un système électrique implanté est la présence de courant

continu qui créerait des effets d'électrolyse au niveau des électrodes. Pour s'affranchir de ce

risque, la solution la plus sûre consiste à placer une capacité (capacité de sécurité) en série sur

tout chemin de conduction électrique. Nous verrons au chapitre 3 qu'il est possible dans notre

application de profiter de la présence de cette capacité de sécurité pour gérer la phase de

décharge (compensation des charges) du nerf.

La Compatibilité ElectroMagnétique (CEM) est une autre propriété clé à prendre en compte.

Un dispositif électronique implanté pour application médicale devra respecter les normes ISO

9001 et ISO 13485.

Ce ne sont bien sûr que quelques exemples qui devront être complétés par une étude la plus

exhaustive possible des modes de défaillances mécaniques ou électriques du système. Il sera

alors possible de trouver des techniques permettant de rendre le système le plus robuste

possible à ces risques et proposer des stratégies de détection et d'inhibition ou de

remplacement des parties défectueuses en évitant, si possible, une nouvelle opération

chirurgicale sur le patient.

Chapitre 2

- 60 -

V. Conclusion

Dans un système implanté les trois principales parties sont l'électronique (l'implant), les

électrodes au contact du nerf à stimuler et les fils de connexion entre l'implant et l'électrode.

Les deux derniers éléments, critiques dans un système implanté, ne seront pas étudiés dans ce

manuscrit. Nous ne nous intéressons ici qu'à l'électronique implantée.

Il est possible de concevoir des circuits électroniques implantés basés sur des éléments

discrets. Ce type d'électronique permet de faire un implant de faible coût mais peut être

relativement volumineux et ne permet pas d'assurer une fiabilité optimale.

L'autre solution consiste à utiliser une électronique intégrée dédiée à base d'ASICs

(Application Specific Integrated Circuits). Cette solution a de multiples avantages. Elle

permet d'obtenir un circuit miniature consommant beaucoup moins d'énergie que le circuit

discret équivalent. Un autre avantage important est la possibilité d'action sur les paramètres de

fiabilité du circuit en augmentant par exemple le dimensionnement des composants actifs et

des connexions pour limiter les effets d'électromigration dans les conducteurs et

semiconducteurs. D'une manière générale, les performances (électroniques, énergétiques, la

fiabilité, la robustesse…) d'un circuit intégré spécifique seront, de par la nature dédiée du

circuit, optimisées pour l'application envisagée.

B. Cas d'étude

I. Présentation générale du projet DEMAR

Le projet DEMAR (DÉambulation et Mouvement ARtificiel) a pour but de permettre à des

paraplégiques de retrouver une certaine motricité de leurs membres inférieurs en stimulant les

muscles moteurs par l'intermédiaire de la stimulation électrique fonctionnelle (SEF).

Le projet DEMAR s’appuie avant tout sur un retour d’expérience, car, David Guiraud,

responsable du projet DEMAR a participé à un précédent projet de recherche sur un

thème proche: le projet européen SUAW (Stand Up And Walk) [Gui00], [Von01].

Le projet SUAW (de 1996 à 2000) est un projet Européen (France, Allemagne, Italie) dont

l’objectif était de démontrer la faisabilité de la restauration de la déambulation par SEF

implantée chez des paraplégiques complets. C’est pourquoi tous les efforts ont été mis sur la


- 61 -

réalisation d’un implant et sur la procédure chirurgicale. Le projet a abouti à la réalisation

d’un implant comportant 12 canaux épimysiaux et 4 canaux neuraux. Ce fut le premier

implant à proposer les deux types de stimulation en un seul système. Deux patients ont ainsi

bénéficié de ce système mais un seul de ces systèmes fonctionne actuellement. En effet, le

deuxième patient a dû être explanté suite à une infection.

Le système implanté était basé sur une architecture centralisée comportant un implant placé

sous la peau au dessus de l’ombilic, relié par des fils aux électrodes epimysiales et neurales.

L’implant est alimenté de l’extérieur par couplage inductif, liaison qui sert aussi à transmettre

les données dans les deux sens (modulation ASK dans le sens extérieur vers implant,

modulation LSK dans l’autre sens). Les sites de fixation des électrodes sont éloignés et

nécessitent parfois de traverser l’articulation de la hanche. On comprend aisément la lourdeur

de l'opération et les risques importants de défaillance induits par une telle organisation.

Figure 2.11 - Implant du projet SUAW

En effet, le passage des fils au niveau des articulations alourdit la chirurgie et les fils risques

de casser parce qu’ils sont soumis à de fortes contraintes mécaniques. Par ailleurs, la moindre

infection sur une partie du matériel implanté se propage très rapidement le long des fils sans

qu’aucun médicament ne puisse la stopper. L’explantation du système entier est alors la seule

solution. De ce fait, les systèmes de restauration de mouvement rencontrent de grandes

difficultés à sortir du champ des recherches expérimentales pour devenir de vrais outils

thérapeutiques.

Pour ce genre d’application, les implants proposés actuellement ne répondent pas

correctement à la demande. L’analyse des faiblesses de l'implant développé dans le cadre du

projet SUAW, de l’état de l’art et des besoins d’une telle application nous a conduit, au sein

du projet DEMAR, à lancer des recherches sur une nouvelle génération d’implant actif pour

l’activation des structures nerveuses et musculaires en général. D’autres critères comme la

Chapitre 2

- 62 -

fiabilité, la sûreté de fonctionnement, l’évolutivité, la consommation d’énergie, ou encore la

simplicité de mise en œuvre par le patient, la simplification de l’acte chirurgical de pose, ont

été pris en compte pour la définition de notre projet.

Le prototype du projet SUAW et l’analyse de ses performances ont conduit à définir les

problématiques du projet DEMAR. Plusieurs questions scientifiques ont ainsi émergé

essentiellement en automatique et microélectronique. Finalement deux grands axes composent

le projet DEMAR : i) modélisation et commande du système sensorimoteur humain, ii)

interfaces entre systèmes vivant et artificiel, conception de neuroprothèses.

II. Stimulation distribuée et électrodes "intelligentes"

Pour répondre aux critères décrits dans le paragraphe précédent et assurer ainsi un bon

contrôle du mouvement, la solution envisagée est basée sur la stimulation distribuée décrite au

chapitre 1. L’objectif principal est de supprimer les fils de liaisons entre les différents sites de

stimulation. Les microstimulateurs sont alors reliées par un réseau sans fil. Ce type

d’architecture répond de fait à certaines contraintes évoquées au paragraphe précédent : i)

limitation des risques de propagation d’une infection, suppression des risques de défaillance

liée à la détérioration des liaisons filaires, iii) simplification de la chirurgie. L'idée consiste

aussi à déporter une partie de l'électronique de commande au niveau de chacun des implants

de façon à leur déléguer une certaine autonomie. Tous les implants opèrent de façon

indépendante les uns des autres et obéissent à une commande externe simplifiée

D'autre part, pour limiter le nombre de sites de stimulation, nous voulons développer des

implants permettant de piloter plusieurs muscles différents à partir d'une seule électrode. C'est

le concept même "d'électrode intelligente" ("smart electrode") décrit à la figure 2.12.


- 63 -

PEA

U

Muscles

Nerf

Réseau sans fil d’électrodes intelligentes

Nerf

Muscles

Réseau sans fil de microstimulateurs

Nerf

Muscles

Nerf

Muscles

Antenne

ContrôleurExterne

Antenne

ContrôleurExterne

PE

AU

OU

PEA

U

MusclesMuscles

NerfNerf

Réseau sans fil d’électrodes intelligentes

NerfNerf

MusclesMuscles

Réseau sans fil de microstimulateurs

Nerf

Muscles

Nerf

MusclesMuscles

Nerf

Muscles

Nerf

MusclesMuscles

Antenne

ContrôleurExterne

Antenne

ContrôleurExterne

Antenne

ContrôleurExterne

Antenne

ContrôleurExterne

PE

AU

OU

Figure 2.12 - Comparaison entre un réseau de microstimulateurs classiques et un

réseau d'électrodes "intelligentes"

Dans cette optique, nous avons vu au paragraphe A.II de ce chapitre que les microstimulateurs

devront être capables de générer des formes d'ondes complexes et de piloter précisément des

électrodes multipolaires. D'autre part, chaque microstimulateur, appelé Unité de Stimulation

Répartie (USR), étant un dispositif actif implanté, il doit répondre à des critères de sécurité

rigoureux.

II.1. Unités de stimulation réparties

Les USR sont mises en réseau par le biais d’un médium, à terme sans fils, et doivent pouvoir

communiquer avec un contrôleur externe. L’architecture simplifiée de l’Unité de Stimulation

Répartie (USR) est donnée à la figure 2.13.

Chapitre 2

- 64 -

Alimentation

Haute Tension

ConvertisseurNumérique-Analogique

Étage

De

Sortie

Anode

C1C2C3C4

Cathodes

Partie Active

RAM (µ-programme)

µ-Machine ( M, I )R

Communication

&

interprétation

Module Numérique

Alimentation

Haute Tension

Alimentation

Haute Tension



Étage

De

Sortie

Anode

C1C2C3C4

Cathodes

Étage

De

Sortie

Anode

C1C2C3C4

Cathodes

Partie Active

RAM (µ-programme)

RAM (µ-programme)

µ-Machine ( M, I )R µ-Machineµ-Machine ( M, I )RR

Communication

&

interprétation

Module Numérique

Figure 2.13 - Unité de Stimulation Répartie

Une USR est composée de deux modules principaux : i) le module numérique permettant la

communication, l'interprétation et le séquencement de stimuli ; ii) la partie active de

génération du courant de stimulation vers l’électrode multipolaire (composée de quatre

cathodes et une anode dans une première version).

II.1.1. Module numérique

Le développement du module numérique fait l’objet des travaux d'une autre équipe du projet

DEMAR. La partie communication n'est pas encore réalisée, mais un nouveau protocole

robuste et une architecture basée sur une micromachine qui permet l'exécution de

microprogramme de stimulation ont été validés [And05].

Un microprogramme définit un motif de stimulation qui doit être généré par la partie active de

l'implant. Ce motif est décrit à partir d’un jeu de trois instructions codées sur 24 bits [And05].

Une instruction MIT pour la phase de stimulation proprement dite, une instruction MT pour

l'inter-stimulation qui correspond à la phase neutre entre deux impulsions de courant et une

instruction LOOP pour la répétition d'un motif de stimulation.

La figure 2.14 donne un exemple de motif de stimulation généré à l'aide des différentes

instructions disponibles.


- 65 -

Inst MIT

(1)

Inst MT

(1 )

Inst MIT

(2)

Inst MIT

(3)

Inst MT

(2)

C 1

C 2

C 3

C 4

M o t if

Inst MIT

(1)

Inst MT

(1 )

Inst MIT

(2)

Inst MIT

(3)

Inst MT

(2)

C 1

C 2

C 3

C 4

M o t if

Figure 2.14 - Exemple de motif de stimulation généré sur les cathodes

La micromachine permet donc d'interpréter les instructions MIT, MT et de boucle pour

contrôler la partie active. Cette "intelligence" embarquée peut causer des problèmes de

sécurité. Il faut donc s'assurer qu'aucun état transitoire ou permanent de la machine d'état n'a

un risque pour le patient. La Micromachine a été décrite à l'aide d'un graphe de Pétri qui a

l'avantage d'être adapté à l'utilisation de techniques de vérification formelle. Les réseaux de

Pétri n'étant pas compatibles avec les outils de synthèse de circuits intégrés numériques, un

outil a été développé permettant de convertir les réseaux de Pétri en description VHDL tout

en préservant la sécurité du séquencement des états.

II.1.2. Partie Active

La partie active comporte un Convertisseur Numérique/Analogique (CNA), un étage de sortie

et une alimentation haute tension (figure 2.15).

Alimentation

Haute Tension


Étage

De

Sortie

Anode

C1C2C3C4

Cathodes

Partie Active

Alimentation

Haute Tension

Alimentation

Haute Tension



Étage

De

Sortie

Anode

C1C2C3C4

Cathodes

Étage

De

Sortie

Anode

C1C2C3C4

Cathodes

Partie Active

Figure 2.15 - Architecture de la partie active de l'implant

Chaque bloc doit respecter des contraintes spécifiques. Le convertisseur doit être strictement

monotone et consommer le minimum d'énergie. Afin d'optimiser sa consommation,

Chapitre 2

- 66 -

l'amplitude du courant généré par le CNA ne correspond qu'au quart de l’amplitude du

courant de stimulation désiré. Ce courant de stimulation doit être compris entre 0 et 5mA avec

un pas de quantification de 20 µA correspondant à une résolution de 8 bits pour le

convertisseur. L'étage de sortie doit donc amplifier le courant provenant du CNA et répartir ce

courant entre les différentes cathodes. Cette répartition doit être programmable et

indépendante du courant total de stimulation. D'autre part, l'étage de sortie doit permettre de

générer une phase de décharge (compensation de charge) qui doit assurer un courant moyen

nul au niveau de l'électrode pour supprimer toutes les charges accumulées au niveau du nerf et

de l'interface nerf/électrode. En pratique, le cahier des charges autorise une charge résiduelle

maximale correspondant à 10% de la charge stockée pendant la phase de stimulation. Le

cahier des charges impose aussi que le courant généré pendant cette phase de compensation

soit inférieur au dixième du courant de la phase de stimulation précédente pour ne pas créer

de nouvelle stimulation. Le temps minimum entre deux stimulations successives est de 19ms.

Enfin, le générateur haute tension doit permettre de fournir une tension suffisante au niveau

de l'anode en optimisant la consommation d'énergie utilisée pendant la génération de cette

haute tension.

C. Conclusion Notre objectif est de proposer un système de stimulation électrique fonctionnelle qui puisse

couvrir un large champ d'applications. Ce chapitre a permis de définir les grandes lignes des

critères à respecter pour y parvenir. Nous avons vu qu'une telle solution passe par une

stimulation sélective évoluée basée sur l'utilisation et le contrôle d'électrode multipolaire, la

génération de courant de stimulation de forme d'ondes complexes et des contraintes fortes de

sécurité. Le travail relatif à cette thèsese focalise sur la partie la plus sensible du point de vue

microélectronique : la partie analogique du circuit intégré qui correspond à la partie active de

l'implant.

-

Chapitre 3

Conception du circuit de stimulation

Chapitre 3

- 68 -

Les contraintes et le cahier des charges étant définis dans le chapitre précédent, nous allons

pouvoir développer les différentes solutions qui ont permis d'aboutir à un circuit intégré de

stimulation neurale. Seule la partie analogique de l'implant qui correspond à la partie active et

reste la partie la plus complexe d'un point de vue microélectronique, est présentée ici.

L'architecture générale de cette partie analogique est rappelée dans la Figure 3.1.

Alimentation

Haute Tension


Étage

De

Sortie

Anode

C1C2C3C4

Cathodes

Partie Active

Alimentation

Haute Tension

Alimentation

Haute Tension



Étage

De

Sortie

Anode

C1C2C3C4

Cathodes

Étage

De

Sortie

Anode

C1C2C3C4

Cathodes

Partie Active

Figure 3.1 - Architecture de la partie active de l'implant


- 69 -

Elle est composée d'un convertisseur Numérique Analogique, d'un étage de sortie et d'une

alimentation haute tension. Chacun de ces blocs fonctionnels est détaillé de manière

spécifique dans ce chapitre. La première partie du chapitre est ainsi dédiée à la description de

l'étage de sortie du circuit. La deuxième partie présente l'architecture du Convertisseur

Numérique Analogique et la troisième partie décrit la réalisation du bloc permettant de

générer une tension élevée à partir de l'alimentation basse tension du circuit. Enfin, la dernière

partie du chapitre est consacrée à la description du véhicule de test réalisé pour mesurer les

performances de chaque bloc du circuit après fabrication.

A. Étage de sortie

I. Rôle de l'étage de sortie

Le rôle principal de l’étage de sortie est d'assurer la maîtrise de la répartition spatiale du

courant de stimulation (Ist) dans le nerf. Cet étage pilote une électrode multipolaire dont la

géométrie et la position relative des cathodes définit le chemin emprunté par le courant de

stimulation à l'intérieur du nerf. Il faut se souvenir que les potentiels d’action sont déclenchés

par l’excitation du courant de stimulation au niveau des cathodes. La figure 3.2 ci-dessous

montre le placement d’une électrode multipolaire à une anode et 4 cathodes, ainsi que le sens

des courants imposés par les cathodes (IK1, IK2, IK3 et IK4).

Ik4 = ¾ Ist

Ik2 = 0 Ik3 = 0K3

K1

K2

K4

A

Ik1 = ¼ Ist

Ist

nerve

C1C1

C2C2

C3C3

C4C4

Anod

e

Figure 3.2 - Électrode multipolaire

Une allure classique des courants imposés à l’aide de cette électrode est représentée à la figure

3.3. Les courants sur les cathodes (IK1, IK2, IK3 et IK4) sont une fraction du courant de

stimulation et la somme de ces courants est égale au courant total de stimulation

(Ist=IK1+IK2+IK3+IK4).

Chapitre 3

- 70 -

C o u r a n t d e la C a t h o d e _ 1

I s t

I s t1 = 1 /2 I s t

I s t2 = 1 /4 I s t

I s t3 = 1 /4 I s t

I s t4 = 0 I s t

I s t = I s t1 + I s t2 + I s t 3 + I s t 4

C o u r a n t d e s t im u la t io n





I s t

I s t1 = 1 /2 I s t

I s t2 = 1 /4 I s t

I s t3 = 1 /4 I s t

I s t4 = 0 I s t






I s tI s t

I s t1 = 1 /2 I s tI s t1 = 1 /2 I s t

I s t2 = 1 /4 I s tI s t2 = 1 /4 I s t

I s t3 = 1 /4 I s t

I s t4 = 0 I s tI s t4 = 0 I s t






Figure 3.3 - Allure classique des courants imposés sur l’électrode

En respectant les conditions sur la somme et sur les fractions, on va respecter la localisation

spatiale des courants imposés par les cathodes. L’architecture de l’étage de sortie que nous

avons retenue est représentée à la figure 3.4.

VHT6

Multiplexeur Haute Tension

Vdd VHT3VHT2 VHT4 VHTCdeVHT5 VHTbis

3MUX_HT

Contrôle de la décharge

K4

K3

K2

K1

Anode

3Crtl_Dech

Mux_out

Anode

Répartitiondu courant de stimulation

Out_ON

7

Idac

Vext

CdCd Cd Cd

K4 K3 K2 K1

Électrode MultipolaireC4

C3 C2

C1

VHT6



3MUX_HT


K4

K3

K2

K1

Anode

3Crtl_Dech

Mux_out

Anode


Out_ON

7

Idac

Vext

CdCd Cd CdCdCd Cd Cd

K4 K3 K2 K1K4 K3 K2 K1

Électrode MultipolaireC4

C3 C2

C1

Figure 3.4 - Architecture de l'étage de sortie

Dans les paragraphes qui suivent, nous allons détailler les principaux éléments composant

l’étage de sortie, notamment l'étage de répartition des courants et le bloc de contrôle de la

décharge.


- 71 -

II. Etage de répartition du courant de stimulation

II.1. Principe

Pendant la phase de stimulation, la double fonction de l’étage de sortie est l'amplification (de

facteur 4) du courant Idac issu du CAN et la distribution de ce courant vers chacune des 4

cathodes Ki de l’électrode multipolaire. Le rapport entre le courant total de stimulation Ist et

le courant généré IKi par chaque cathode Ki doit être programmable par le biais du contrôleur

numérique.

Pour expliquer la technique utilisée pour effectuer ces différentes fonctions, définissons tout

d'abord, le principe de division de courant illustrée figure 3.5. Si les deux transistors T1 et T2

ont la même longueur de grille mais un rapport de largeur de grille p= WT2/WT1, le courant

traversant chaque transistor est donné par l'expression I1p

1I1 += et I

1ppI2 +

= , où I est le

courant total.

T1 T2

I1=1/3.I I2=2/3.I

WT1 WT2 = 2.WT1

I

VG1=VG2

WT3

T3

T1 T2

I1=1/3.I I2=2/3.I

WT1 WT2 = 2.WT1

I

VG1=VG2

WT3

I1=1/3.I I2=2/3.I

WT1 WT2 = 2.WT1

I

VG1=VG2

WT3

T3

Figure 3.5 - Division de courant

Partant de cet exemple très simple, il est possible de définir une architecture de répartition de

courant multi-sorties reconfigurable. La figure 3.6 présente un exemple de répartition

reconfigurable de courant entre 2 cathodes K1 et K2 basé sur le même principe que le circuit

de division de courant, mais ici les transistors T1 et T2 sont découpés en n transistors de

largeur de grille n fois plus petites connectés en parallèle. En contrôlant le nombre de

transistors activés par l'intermédiaire des interrupteurs S1 et S2 il est possible de choisir de

manière numérique une largeur équivalente des transistors T1 et T2 et donc de pouvoir

programmer le rapport de courant IK1/IK2.

Chapitre 3

- 72 -

IWT3

I2

S2

WT21 WT22 WT23

K2

T2

I1

S2

WT11 WT12 WT13

K1

T1

T3

3

3

IWT3

IWT3

I2

S2

WT21 WT22 WT23

K2

T2

I2

S2

WT21 WT22 WT23

K2

T2

I1

S2

WT11 WT12 WT13

K1

T1

I1

S2

WT11 WT12 WT13

K1

T1

T3

3

3

Figure 3.6 – Répartiteur de courant reconfigurable

La fonction d'amplification du courant Idac issu du convertisseur est réalisée à l'aide d'un

miroir de courant comme illustré figure 3.7. Pour obtenir le rapport I = 4.Idac, il faut

dimensionner les transistors suivant les règles suivantes : WT3= 4.WT4 et WT1= WT2= 4.WT5.

Idac

WT4

WT5

IWT3

IK2

S2

WT21 WT22 WT23

K2

T2

IK1

S2

WT11 WT12 WT13

K1

T1

T3T4

T5

Idac

WT4

WT5

IWT3

IK2

S2

WT21 WT22 WT23

K2

T2

IK1

S2

WT11 WT12 WT13

K1

T1

T3T4

T5

Idac

WT4

WT5

IWT3

IWT3

IK2

S2

WT21 WT22 WT23

K2

T2

IK2

S2

WT21 WT22 WT23

K2

T2

IK1

S2

WT11 WT12 WT13

K1

T1

IK1

S2

WT11 WT12 WT13

K1

T1

T3T4

T5

Figure 3.7 - Miroir de courant reconfigurable de type cascode

La principale limitation du schéma présentée à la Figure 3.7 est la très faible dynamique des

miroirs cascode utilisés. En effet, pour que le montage fonctionne correctement il faut que les

transistors restent en régime saturé vérifiant donc l'expression Vds>Vgs-Vt, où Vgs est la

tension grille source, Vds la tension drain source et Vt la tension de seuil du transistor. Or

dans le cas du montage cascode présenté ici cette contrainte impose que chaque potentiel de


- 73 -

cathode soit supérieur à 2Vgs-Vt ce qui limite grandement la dynamique utile de sortie

[Joh97]. Pour éviter cette limitation, nous proposons d'utiliser les miroirs de courant de type

grande excursion (wide swing) qui ont la même impédance de sortie que les miroirs cascode.

Dans le cas du montage de la figure 3.8, pour un fonctionnement correct le potentiel de

chaque cathode doit être supérieur à 2(Vgs-Vt) permettant de préserver une dynamique de

sortie maximale [Joh97]. La seule contrainte supplémentaire imposée par ce nouveau montage

est la production d'une tension de additionnelle Vext permettant la polarisation de la structure.

IK2

S2

WT21 WT22 WT23

K2

T2

Idac

WT4

WT5

IWT3

IK1

S2

WT11 WT12 WT13

K1

T1

T3T4

T5Vext

IK2

S2

WT21 WT22 WT23

K2

T2

IK2

S2

WT21 WT22 WT23

K2

T2

Idac

WT4

WT5

IWT3

IK1

S2

WT11 WT12 WT13

K1

T1

T3T4

T5Vext

Idac

WT4

WT5

IWT3

IWT3

IK1

S2

WT11 WT12 WT13

K1

T1

IK1

S2

WT11 WT12 WT13

K1

T1

T3T4

T5Vext

Figure 3.8 - Miroir de courant multi-sorties reconfigurable type « Wide swing »

Partant de ces exemples, nous avons défini l'architecture, présentée figure 3.9, du bloc de

répartition programmable de courant de stimulation pour électrode quadripolaire.

12X 12 X 12

IK4

12

MuxCourant

Out_ON

Mux_out

12X 12

12X 12

48

T2

T1

T3

K3 K4K2K1

S (S1,S2,S3,S4)

Vext

Idac

IK1 IK2 IK3

T4 T5 T6 T7

S 1 S 3S 2 S 4

Vext

Idac

Ist

7

12X 12 X 12

IK4

12

MuxCourant

Out_ON

Mux_out

12X 12

12X 12

48

T2

T1

T3

K3 K4K2K1

S (S1,S2,S3,S4)

Vext

Idac

IK1 IK2 IK3

T4 T5 T6 T7

S 1 S 3S 2 S 4

Vext

Idac

Ist

12X 12

12X 12 X 12

IK4

12

MuxCourant

Out_ON

Mux_out

12X 12

12X 12

48

T2

T1

T3

K3 K4K2K1

S (S1,S2,S3,S4)

Vext

Idac

IK1 IK2 IK3

T4 T5 T6 T7

S 1 S 3S 2 S 4

VextVext

Idac

Ist

7

Figure 3.9 - Structure de répartition de courant pour quatre cathodes

Chapitre 3

- 74 -

Chaque transistor de sortie T4, T5, T6, T7 des cathodes est composé de 12 transistors

élémentaires. Ces transistors sont commandés par l'intermédiaire de 48 signaux logiques

organisés en 4 sous-bus (S1, S2, S3 et S4) provenant du bloc "MuxCourant". Ce bloc active un

nombre donné de transistors élémentaires pour chaque cathode en fonction de la commande

Mux_out, codée sur 7 bits, provenant du contrôleur numérique. En pratique, 12 transistors

élémentaires répartis sur les différentes cathodes sont activés simultanément permettant de

programmer les fractions de courant IKi/Ist dans l'ensemble des possibilités : 0, ¼, ⅓, ½, ⅔,

¾, 1.

III. Le bloc contrôle de la décharge

La contrainte sur l'annulation de la charge résiduelle locale en fin d'un cycle de stimulation

nécessite l'utilisation d'un courant de stimulation à valeur moyenne nulle. Pour ce faire, on

doit donc générer un courant biphasique à surface algébrique nulle, c'est-à-dire que la surface

de l'impulsion positive doit être égale à celle de l'impulsion négative figure 3.10.

Phase de décharge

-Ist /10

Phase de Stimulation

Ist

t

I

Tst

Tdech_Max = 19 ms

Phase de décharge

-Ist /10


Ist

t

I

TstTst

Tdech_Max = 19 ms

Figure 3.10 - Gabarit de l'impulsion de courant de stimulation

Le bloc de contrôle de la décharge permet, lors de la phase de décharge, d’injecter un courant

de décharge dont l’amplitude est opposée à celle du courant de charge lors de la phase

stimulation, de façon à maintenir une quantité de charges moyenne nulle. Nous avons défini

un gabarit pour le courant de stimulation : l’amplitude du courant de décharge (phase de

décharge) doit être dix fois plus petite que l’amplitude du courant de stimulation (phase de

stimulation).

Le circuit de contrôle de la décharge, peut être implanté de deux façons possibles selon que

l'on utilisera un circuit actif ou un circuit passif pour la décharge. Ces deux solutions sont

expliquées dans les paragraphes qui suivent. Dans tous les schémas explicitant ces techniques

le circuit de décharge sera représenté par une branche comportant la mise série de l'impédance

équivalente vue entre les électrodes Zélect avec la capacité de protection Cd.


- 75 -

III.1. Décharge active

La décharge active consiste à appliquer, durant la phase de décharge, un courant dont le signe

est opposé à celui du courant utilisé dans la phase de stimulation. Il existe plusieurs

techniques qui permettent d'atteindre cet objectif. Les trois techniques les plus courantes sont

exposées dans les sections suivantes.

III.1.1. Le pont en H

Le circuit de contrôle de la décharge par pont en H (figure 3.11) permet, selon l'état (passant

ou bloqué) des quatre transistors T1 à T4 fonctionnant en interrupteur, de faire circuler dans la

charge un courant Ist allant dans les deux sens possibles : soit de l’anode vers la cathode (T2 et

T4 : ON, T1 et T3 : OFF), soit de la cathode vers l’anode (T1 et T3 : ON, T2 et T4 : OFF).

AC

VA

ZélectCd

Idac Ist

Signe

Signe

Signe/

Signe/

DAC

T1 T2

T3T4

T5 T6

AC

VA

ZélectCd

Idac Ist

Signe

Signe

Signe/

Signe/

DAC

T1 T2

T3T4

T5 T6

Phase de décharge

-Ist /10


Ist

t

I

Tst = 1 ms

Tdech = 10 ms

Phase de décharge

-Ist /10


Ist

t

I

Tst = 1 ms

Tdech = 10 ms

Figure 3.11 - Le contrôle de la décharge par pont en H

Pour annuler la charge résiduelle en respectant le gabarit du courant, il suffit d’imposer lors

de la phase de décharge un courant d’amplitude dix fois moins grande et d’une durée dix fois

plus grande que celle de la phase de stimulation.

L’avantage de ce système de décharge vient de sa grande simplicité de gestion puisque le

temps de décharge est constant.

Le premier inconvénient de cette technique de pont en H, est qu’il faut être capable de

contrôler avec précision l’amplitude et la durée du courant des deux phases (stimulation et

décharge) sous peine de produire une accumulation de charge. Un deuxième inconvénient du

montage concerne l'exigence d'une très bonne linéarité du convertisseur qui impose le courant

de décharge à Ist/10. Un troisième inconvénient concerne la puissance : le convertisseur

consomme autant de puissance durant les deux phases (stimulation et compensation de

charges). Enfin, dans le cas de signaux de stimulation de forme d'onde complexe, utilisés qui

Chapitre 3

- 76 -

plus est pour la stimulation multipolaire, la gestion de la forme d'onde et de la répartition du

courant vers les cathodes durant la phase de compensation serait extrêmement complexe.

III.1.2. Miroir de courant

Le circuit fonctionne selon le même principe que précédemment mais cette fois ci le courant

de décharge ne sera pas maintenu constant pendant toute la phase de décharge. La Figure 3.12

donne exemple de circuit basé sur ce principe.

A

C

VA

Zélect

Cd

Idac

Ist

DAC

T3

T1 T2

Vcd

T4

T5 T6

Signe Signe/

Ist/10

A

C

VA

Zélect

Cd

Idac

Ist

DAC

T3

T1 T2

Vcd

T4

T5 T6

Signe Signe/

Ist/10

Phase de décharge

-Ist /10


Ist

t

I

Tst

Tdech_Max = 19 ms

Phase de décharge

-Ist /10


Ist

t

I

Tst

Tdech_Max = 19 ms

Figure 3.12 - Circuit de décharge à miroir de courant

La commande "signe" est à l'état logique "1" durant la phase de stimulation rendant le

transistor T1 passant et le transistor T2 bloqué. Durant la phase de compensation, la

commande "signe" est à l'état logique "0" bloquant ainsi le chemin de conduction du transistor

T1. La capacité Cd va alors se décharger à travers le transistor T3 dont le dimensionnement

permet une recopie d'un dixième du courant traversant le transistor T4. Cette recopie n'est

effective que si le transistor T3 est en régime saturé. En deçà d'une certaine valeur de tension

aux bornes de Cd, cette condition ne sera plus assurée et le courant de décharge (courant à

travers T3) diminuera progressivement pour finalement s'annuler de façon "naturelle".

L’avantage de ce système, est qu’on n’a plus besoin d’avoir nécessairement une bonne

précision sur l’amplitude et sur la durée du courant de la phase de décharge. Avec cette

solution, on peut envisager de faire la stimulation multipolaire en connectant un miroir de

courant sur chacune des cathodes.

Le principal inconvénient de cette solution, est comme pour le circuit à pont en H, que le

CNA doit fournir le même courant durant les phases de stimulation et de compensation


- 77 -

impliquant une consommation élevée, difficilement compatible avec l'objectif d'implantation

du circuit.

III.2. Décharge passive

La technique de la décharge passive est basée sur le principe élémentaire de la décharge d'un

condensateur à travers un circuit résistif. Dans l'exemple de la figure 3.13, il suffira de court-

circuiter l'impédance nerf/électrode (Zélec en série avec Cd) à l'aide du transistor T2 pour que

la capacité de sécurité Cd se décharge à travers la résistance (RE/N + Rds2), formée de la partie

résistive de Zélect en série avec la résistance Rds2 du transistor T2.

A

C

VA

Zélect

Cd

Idac

Ist

DAC

T2

T1

Vcd

T3 T4

Signe

Signe/

Ist/10A

C

VA

Zélect

Cd

Idac

Ist

DAC

T2

T1

Vcd

T3 T4

Signe

Signe/

Ist/10

Phase de décharge

-Ist /10


Ist

I

t

Tst

Tdech_Max = 19 ms

Phase de décharge

-Ist /10


Ist

I

t

Tst

Tdech_Max = 19 ms

Figure 3.13 - Principe de la décharge passive

On rappelle que, pendant la phase de stimulation, la capacité Cd a été chargée par le courant

de stimulation. La charge maximale stockée est obtenue pour un courant de stimulation

constant Ist= 5mA pendant le temps Tstmax=1ms. A la fin de cette phase de stimulation, la

tension aux bornes de la capacité Cd est donc :

d

stststcd C

maxTImax)T(V =

Pendant la phase de décharge, la capacité Cd va se décharger, à partir de cette valeur

Vcd(Tstmax), selon la loi exponentielle classique :

ddsNE CRRt

Dech eItI )(0

2/)( +−

•=

avec ddsNE CRR ⋅+= )( 2/τ , constante de temps, et 2dsN/E

stcd0 RR

max)T(VI += , valeur maximale de départ.

Le cahier des charges nous impose deux contraintes pour cette phase de décharge :

Chapitre 3

- 78 -

• Une première contrainte sur l'intensité maximale de l'impulsion inverse : (I0) < Ist/10

(Cf chapitre 2), conduit à la condition suivante :

maxT10Cmax)T(V

10I

RRmax)T(V

Ist

dstcdst

2dsN/E

stcd0 =<+= , soit maxT.10 st>τ

• La deuxième contrainte sur le temps minimum (19ms, voir chapitre2) entre deux

impulsions de stimulation qui correspond au temps maximal disponible pour la

décharge de l'interface électrode/nerf. Cette contrainte impose donc la condition :

ms19.5 <τ .

Si on considère Tstmax = 1ms ces deux conditions sont contradictoires ( ms10>τ et ms8,3<τ ).

Ce type de montage n'est donc pas viable pour contrôler la phase de décharge pour notre

application.

III.3. Solution proposée

Les techniques de décharge passive sont les seules solutions réellement sûres pour le patient

implanté. Malheureusement, nous avons vu au paragraphe précédent qu'une décharge directe

de l'ensemble nerf, électrode et capacité de sécurité par un simple interrupteur ne permet pas

de vérifier des deux conditions antagonistes : le temps de décharge nécessaire et le courant

maximal durant la phase de décharge.

L'idée proposée ici consiste à utiliser un réseau d'interrupteurs (Cf. figure 3.14) en série avec

des résistances de valeurs différentes afin de contrôler la décharge au cours du temps pour

respecter les deux contraintes rappelées précédemment.

T1

S1

T2

S2

Tn-1

Sn-1

R1 R2 Rn-1

Tn

Rn

A

C

VA

RE/N

Cd

Ist

T1

Vcd

Signe

IDech=Ist/10

K

T1

S1

T2

S2

Tn-1

Sn-1

R1 R2 Rn-1

Tn

Rn

A

C

VA

RE/N

Cd

Ist

T1

Vcd

Signe

IDech=Ist/10

K

Figure 3.14 - Schéma du circuit de décharge à potentiomètre numérique

Les transistors T1 à Tn sont activés successivement. A chaque commutation, une nouvelle

résistance est donc mise en parallèle modifiant ainsi la constante de temps de la décharge. Si


- 79 -

on néglige la résistance Rds des interrupteurs – de l'ordre de la centaine d'ohms- la résistance

équivalente Re du circuit de la figure 3.14 s’écrit :

• à t = t1 , Re1=RE//N+R1

• à t = t2, on a Re2=RE//N+R1//R2

• …

• à t = tn où Ren ≈ RE//N

Regardons maintenant l'évolution de la charge au niveau de la capacité Cd qui est l'image de

la charge, que nous voulons annuler, stockée au niveau du nerf et de l'interface nerf/électrode.

La charge est régie par un ensemble d'équations :

• A l'instant t= t1, stst0 T.Iq)1t(q ==

• Entre t =t1 et t= t2, ⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛ −−

= d1

1

C.Rett

01 e.q)t(q

• Entre t =t2 et t= t3, ⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛ −−

= d2

2

C.Rett

212 e).t(q)t(q

• …

• Entre t =tn et t= tn+1, ⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛ −−

−= dN//E

n

C.Rtt

n1nn e).t(q)t(q

A chaque fois qu'un transistor est activé, la contrainte sur le courant maximal de court-circuit

10max st

DechII = doit être respectée. Au niveau de la charge cette contrainte est définie par

l'expression :

10I

Re.C)t(q st

nd

n1n ≤− ∀n ∈[1;n]

Le cahier des charges impose aussi une contrainte sur le temps maximal TDéc disponible pour

la décharge qui doit être ici inférieur à 19ms et une contrainte sur la charge résiduelle Résiduq∆

qui ne doit pas dépasser pas 10% de la charge stockée durant la phase de stimulation. Cette

dernière contrainte peut s'exprimer à l'aide de l'équation suivante :

Chapitre 3

- 80 -

%10q

)T(qq

0

DéchnRésidu ≤=∆

La figure 3.15 montre le chronogramme du courant généré dans les phases de stimulation et

de compensation avec cette technique de décharge à constante de temps variables.


Phase de décharge

-Ist /10

Ist

I

t

Tst

Tdech_Max = 19 ms

t2t1 t3 tn-1 tn


Phase de décharge

-Ist /10

Ist

I

t

Tst

Tdech_Max = 19 ms

t2t1 t3 tn-1 tn

Figure 3.15 - Évolution du courant de stimulation avec le potentiomètre numérique

Nous choisissons de nous placer à la limite de la valeur du courant autorisé pendant la

décharge pour les premières commutations. Si on considère le cas extrême d'une stimulation

de Ist = 5 mA pendant un temps Tst=1ms, il est possible de déterminer, à partir des équations

précédentes, la valeur de la première résistance R1 utilisée pour la décharge.

N//Ed

st RC

T.101R −= =3,2 kΩ

On voit ici que la résistance est indépendante de la valeur du courant de stimulation.

Si on ne désire utiliser que deux interrupteurs pour la décharge. Il est possible de trouver la

valeur optimale de commutation t2 du deuxième interrupteur.

En effet,

10I.R.Ce.q)t(q stN//EdC.Re

tt

021d1

12

==⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛ −−

donne t2-t1 = ms2,10R.C

T.10ln.C.RN//Ed

std1e =⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡


- 81 -

La charge résiduelle est alors donnée par l'expression :

%2,3stT.10

e.R.Cq

dN//E

2Déch

C.RtT

N//EdRésidu ≈=∆

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛ −−

On démontre ici que l'utilisation d'un réseau de deux interrupteurs permet de respecter les

deux contraintes du cahier des charges : la durée et le courant maximal de décharge.

En fait, nous avons pu observer par simulation que la charge résiduelle est sensible à la valeur

du courant de stimulation et donc à la charge. Pour des courants faibles, la charge peut alors

représenter 8% de la charge initialement stockée. Toujours dans un même souci de sécurité de

fonctionnement et de robustesse du circuit nous avons utilisé un réseau de trois transistors

pour la gestion de la décharge. La deuxième résistance R2= 2,45Ω - dont la valeur a été

déterminée par simulation - détaillée ici- permet alors une plus grande souplesse de contrôle

de la décharge. Cette architecture permettra, de plus, une étude expérimentale de l'influence

physiologique de la valeur du courant maximal de décharge. La structure finale est présentée

figure 3.16.

R1

Anode

S1 S2 S3

K1

R2

T1 T2 T3

Cd

OFFT

LevelsShifts C3

C4S1

S2

S3

Crtl_Dech 3

VHTCde VHTbis

R1

Anode

S1 S2 S3

K1

R2

T1 T2 T3

Cd

OFFT

LevelsShifts C3

C4S1

S2

S3

Crtl_Dech 3

VHTCde VHTbis

Figure 3.16 - Structure finale du circuit de décharge

La structure a été validée pour des courants de stimulation à formes d'onde simples ou

complexes variant de 20µ à 5mA. La figure 3.17 donne un exemple de simulation de la

structure développée.

Chapitre 3

- 82 -

3,3 % de charge restante

0

3,3 % de charge restante

0

Figure 3.17 - Simulation électrique

Dans tous les cas, la structure respecte les contraintes du cahier des charges : le courant

maximal est toujours inférieur au courant maximal de la stimulation même pour des formes

d'onde complexes et au bout de 19ms de décharge nous avons toujours une charge résiduelle

inférieure à 10%. L'utilisation de la deuxième résistance R2 permet même (pour t2-t1 = 5ms et

t3-t2 = 10ms) de garder le niveau de charge résiduelle en dessous de 4% pour toute valeur de

courant de stimulation.

IV. Dessin des Masques

La figure 3.18 présente le dessin des masques de l'étage de sortie réalisé en technologie

0,8 µm CMOS haute tension (CXZ) de Austria Mikro Systeme (AMS).


- 83 -

Mux_HTMiroir de courant

+Mux de courant

Codage VHDL

1 2 3 4

Contrôle

de la décharge

Suiveur Min +Comparateur

1,4 mm

1,3 mmMux_HTMux_HT

Miroir de courant+

Mux de courant

Codage VHDL

Miroir de courant+

Mux de courant

Codage VHDL

Miroir de courant+

Mux de courant

Codage VHDL

1 2 3 4

Contrôle

de la décharge

1 2 3 4

Contrôle

de la décharge

Suiveur Min +ComparateurSuiveur Min +Comparateur

1,4 mm

1,3 mm

Figure 3.18 Dessin des masques de l'étage de sortie

La partie repérée sous le label répartition du courant de stimulation à la figure 3.4 est ici

représentée par les blocs Mux_Courant et Miroir_Courant. Le Mux_Courant correspond à la

partie numérique de commande de l'ensemble des miroirs de courant pour la configuration de

la répartition de courant vers les cathodes. La gestion de la décharge est assurée par les quatre

blocs contrôle de décharge correspondant au schéma de la figure 3.16 pour chacune des 4

cathodes. Enfin, les blocs Mux_HT et comparateur sont dédiés à la gestion intelligente de

l'alimentation durant la stimulation. Ces deux derniers blocs seront étudiés dans la partie B de

ce chapitre.

Chapitre 3

- 84 -

B. L’alimentation haute tension

I. Introduction

I.1. Contexte

Un élément important de la problématique de la conception des systèmes implantés, comme

pour la plupart des systèmes électroniques portables, est leur alimentation en énergie. On

utilise généralement des batteries pour répondre à ce besoin. Il est cependant souvent

nécessaire de disposer de plusieurs tensions continues pour alimenter les différentes fonctions

de ces systèmes. Ainsi, les téléphones portables sont dotés d’une batterie de 3,6 V et

requièrent des tensions différentes pour l’émission, la logique, l’écran, etc. Dans le cas des

systèmes de stimulation, il est courant qu’on ait besoin, au niveau des électrodes, de tensions

pouvant aller jusqu’à plusieurs dizaines de volts, alors que la partie électronique fonctionne

sous quelques volts (2 V à 5 V en général).

La production d’une tension élevée à partir d’une source de faible tension – continue –

impose de mettre en œuvre un convertisseur d’énergie continu-continu, appelé aussi

convertisseur DC/DC.

Pour réaliser un convertisseur continu-continu, il faut disposer d’un ou plusieurs éléments de

stockage d’énergie et d’un système de commutation permettant de les remplir et de les vider.

Suivant que le mode de stockage de l’énergie est magnétique ou électrique, on parlera de

convertisseur à stockage inductif ou à stockage capacitif.

Les qualités de ces deux familles de convertisseurs peuvent être très différentes suivant le

type d’application visée. Afin d’effectuer un choix, il nous faut d’une part définir un cahier

des charges du convertisseur adapté à notre application et, d’autre part, faire un tour d’horizon

des caractéristiques de ces deux familles de convertisseurs.

I.2. Cahier des charges

Parce qu’il est impossible de faire traverser la peau par un câble électrique sans encourir de

graves risques d’infection, un système implanté doit être, soit autonome énergétiquement, soit

téléalimenté.

L’autonomie énergétique suppose l’utilisation de piles biocompatibles et ne peut s’appliquer

qu’à des systèmes à très faible consommation.


- 85 -

La téléalimentation utilise le plus souvent un mode de transmission électromagnétique comme

l’illustre la figure 3.19 : deux antennes placées de part et d’autre de la peau constituent un

transformateur dont le rendement peut être assez élevé si on le fait fonctionner à haute

fréquence (aux alentours de 80 MHz). De plus, ce transformateur peut être aussi utilisé

comme voie de communication de données entre le contrôleur externe et l’implant.

Données

Energie

Peau

Implant

ContrôleurExterne

Démodulation Données

Reg

3,6V

Elément de stockage

Ou

VDD

Antenne

Lignes du champ

électromagnétique

Données

Energie

Peau

Implant

ContrôleurExterne

Démodulation Données

Reg

3,6V

Elément de stockage

Ou

VDD

Antenne

Lignes du champ

électromagnétique

Figure 3.19 - Principe de transmission de l'énergie

Dans le cas d’un implant centralisé, les antennes peuvent être très proches l’une de l’autre. La

puissance disponible est alors suffisante pour alimenter complètement l’implant, y compris

pendant les phases de stimulation (jusqu’à 100 mW par électrode).

En revanche, dans le cas d’implants répartis, le couplage des antennes sera au mieux médiocre

et, à moins de plonger le patient dans un champ électromagnétique de plusieurs tesla – ce qui

aurait sûrement des effets physiologiques graves –, il faut envisager d’associer à l’implant un

moyen de stockage d’énergie.

A titre d’exemple, pour un implant consommant environ 100 mW lors de stimulations durant

une milliseconde et en envisageant une fréquence maximale de stimulation de 50 Hz (soit au

plus une impulsion toutes les 20 ms), l’installation d’un moyen de stockage d’énergie

permettant « d’étaler » la collection de l’énergie nécessaire à une stimulation sur 20 ms

permet de se contenter d’une puissance de 5 mW. Il est possible de descendre à quelques

centaines, voire quelques dizaines, de microwatts si l’on dispose d’une batterie capable de

stocker l’énergie nécessaire à quelques dizaines de minutes de fonctionnement continu.

Pour définir le cahier des charges de notre convertisseur continu-continu, nous avons

considéré que nous disposions, comme élément de stockage, d’une batterie de 3V. La

Chapitre 3

- 86 -

transmission de données, d’énergie et la gestion d’énergie sont en cours d’étude par d’autres

participants du projet DEMAR.

Partant de cette donnée d’une alimentation sous 3 V, il nous reste à déterminer la haute

tension (VHT) nécessaire pour pouvoir imposer un courant de 5 mA dans l’électrode pendant

1 ms (la plus grande stimulation envisagée). Pour ce faire, nous devons, comme l’illustre la

figure 3.20, non seulement prendre en compte l’impédance de l’interface électrode-nerf, mais

aussi l’influence des capacités de sécurité et la tension nécessaire à la saturation des

transistors de l’étage de sortie.

VDD = 3V

Z

Anode

nerf

K1

C1

K2

C2

K3

C3

K4

C4

Cd Cd Cd Cd

transistors de régulation de l’étage de sortie

VHT

ConvertisseurDC/DC

Modèle électrique simplifié

Electrode/NerfZZ ZZ

VDD = 3V

Z

Anode

nerf

K1

C1

K2

C2

K3

C3

K4

C4

Cd Cd Cd Cd

transistors de régulation de l’étage de sortie

VHT

ConvertisseurDC/DC

Modèle électrique simplifié

Electrode/NerfZZ ZZ

Figure 3.20 - Éléments à prendre en compte pour la détermination de VHT

Pour simplifier cette étude, on peut tout d’abord considérer qu’une seule cathode est activée.

En effet, c’est dans ce cas de figure que la tension VHT sera maximale puisque tout le courant

de stimulation circulera alors dans cette cathode en imposant entre le nerf et la masse la plus

grande différence de potentiel possible.

Dans un deuxième temps, et sous cette hypothèse d’une seule électrode activée, on peut

essayer d’évaluer l’impédance vue entre l’anode et l’une des cathodes de l’électrode.


- 87 -

Cathode 4

ZZZZZZ ZZ

ZZ

Cathode 3

Cathode 2

Cathode 1

Anode

Z

nerf

C = 100 nFR2 = 300 Ω

R1 = 600 Ω

Cathode 4

ZZZZZZ ZZ

ZZ

Cathode 3

Cathode 2

Cathode 1

Anode

Z

nerfnerf

C = 100 nFR2 = 300 Ω

R1 = 600 Ω

C = 100 nFR2 = 300 Ω

R1 = 600 Ω

Figure 3.21 - Modèle simplifié de l'interface électrode-nerf

Le modèle empirique de la figure 3.21 (construit à partir de mesures faites sur un patient

implanté et sous l’hypothèse que l’impédance mesurée est essentiellement due à l’interface

« métal – milieu physiologique ») nous permet d’obtenir le schéma simplifié de la figure 3.22.

Vélectrode

C = 100 nFR2 = 300 Ω

R1 = 600 Ω

C = 100 nFR2 = 300 Ω

R1 = 600 Ω

Nerf

Anode

Cathode i

Istim

Istim

v1

v1

vIR IC

Vélectrode

C = 100 nFR2 = 300 Ω

R1 = 600 Ω

C = 100 nFR2 = 300 Ω

R1 = 600 Ω

Nerf

Anode

Cathode i

Istim

Istim

v1

v1

vIR IC

C = 100 nFR2 = 300 Ω

R1 = 600 Ω

C = 100 nFR2 = 300 Ω

R1 = 600 Ω

C = 100 nFR2 = 300 Ω

R1 = 600 Ω

C = 100 nFR2 = 300 Ω

R1 = 600 Ω

Nerf

Anode

Cathode i

Istim

Istim

v1

v1

vIR IC

Figure 3.22 - Schéma équivalent partiel de l'électrode

En notation symbolique, l’impédance de ce circuit s’écrit :

( ) ⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛+

+=CpR

RRpZ AK

2

21 1

2 avec ⎪⎩

⎪⎨

⎧

=Ω=Ω=

sCRRR

µ30300600

2

2

1

D’où l’on peut déduire que :

( ) ( )212 RRpZ AK +≤

Relation qui devient une égalité en dehors du régime transitoire, c'est-à-dire pour des

impulsions de stimulation de plus d’une centaine de microsecondes… Dans notre optique de

détermination de la tension VHT minimale à utiliser pour rendre possible une impulsion de

Chapitre 3

- 88 -

stimulation de 5 mA durant 1 ms, nous pouvons, sans perte de généralité, remplacer

l’électrode par une résistance NER de 1,8 kΩ.

Anode

K1

C1

CdVHT

RE/N= 1,8KOhms Vélectrode

VCd

Vout

Ist

Anode

K1

C1

CdVHT


VCd

Vout

Anode

K1

C1

K1

C1

CdVHT


VCd

Vout

Ist

Figure 3.23 - Schéma équivalent pour une seule cathode activée

Ceci nous mène donc au schéma équivalent de la figure 3.23 à partir duquel nous pouvons

exprimer simplement la tension VHT en fonction de l’amplitude de l’impulsion de courant de

stimulation (Ist), du temps et des autres éléments du schéma :

stNEoutHT ICdtRVtV )()( / ++=

Dans cette expression, t = 0 correspond au début de l’impulsion de stimulation et t représente

donc la durée de l’impulsion de stimulation. Pour assurer la régulation du courant de

stimulation, il faut que la tension Vout des transistors soit d’au moins 1 V. Les capacités de

sécurité sont des capacités externes, biocompatibles (non électrochimiques), de valeur la plus

grande possible dans un volume de quelques millimètres cubes pour une tension d’isolation

supérieure ou égale à VHT. Notre partenaire industriel dans le projet DEMAR utilise

couramment de telles capacités d’une valeur nominale de 2 µF. La tension VHT(t) s’exprime

donc par : stHT IttV )102

108,1(1)( 63

−×+×+=

La figure 3.24 nous montre l’évolution de VHT(t) pour différentes amplitudes de stimulation au

début et à la fin d’une impulsion de stimulation de 1 ms. Nous voyons que, pour créer les

conditions nécessaires à la réalisation d’une impulsion de 5 mA durant 1 ms, nous devons

disposer d’une haute tension supérieure ou égale à 12,5 V. Nous remarquons cependant aussi


- 89 -

que les impulsions de faible amplitude ne requièrent quasiment pas d’élévation de tension.

Ainsi, disposer de plusieurs niveaux de haute tension devrait nous permettre de gagner sur le

rendement énergétique du stimulateur implantable…

VHT = f(Ist)

0,00

5,00

10,00

15,00

0 0,001 0,002 0,003 0,004 0,005 0,006

Ist(mA)V

HT(

V)

VHT = f(Ist) pour t = 1ms VHT = f(Ist) pour t = 0mst(ms) 0 1Its(mA) VHT(V) VHT(V)

0 1 11 2,8 3,32 4,6 5,63 6,4 7,94 8,2 10,25 10 12,5

VHT = f(Ist)

0,00

5,00

10,00

15,00

0 0,001 0,002 0,003 0,004 0,005 0,006

Ist(mA)V

HT(

V)

VHT = f(Ist) pour t = 1ms VHT = f(Ist) pour t = 0mst(ms) 0 1Its(mA) VHT(V) VHT(V)

0 1 11 2,8 3,32 4,6 5,63 6,4 7,94 8,2 10,25 10 12,5

Figure 3.24 - Évolution de VHT en fonction de IST et du temps

Pour résumer le cahier des charges, nous avons donc besoin d’un convertisseur continu-

continu capable de fournir, sous une tension de sortie de 12,5 V, un courant de 5 mA pendant

une milliseconde et ce, à partir d’une alimentation de 3 V. Le temps de fonctionnement en

charge de ce convertisseur ne dépassera en aucun cas 5% de son temps de fonctionnement

total (au plus une impulsion d’une milliseconde toutes les vingt millisecondes).

I.3. Deux familles de convertisseurs continu-continu

Comme nous l’avons expliqué en introduction, nous disposons de deux grandes familles de

convertisseurs : les convertisseurs à stockage inductif et les convertisseurs à stockage

capacitif.

Dans les premiers, on exploite la force électromotrice d’induction qui se développe aux

bornes d’une inductance lorsqu’on cherche à faire varier le courant qui la traverse. Il n’y a, en

principe, pas de limite à cette f.e.m. mais en pratique, on ne peut pas espérer disposer de

tensions supérieures à une dizaine de fois la tension d’entrée si l’on n’utilise pas de

transformateur (alimentations Forward ou Flyback). Les puissances transférées peuvent être

élevées, avec des rendements d’autant meilleurs que le coefficient de qualité de l’élément

inductif est plus élevé (mais d’autres paramètres, comme la vitesse de blocage de

l’interrupteur commandé interviennent aussi).

Dans les convertisseurs à stockage capacitif − on parle aussi de pompes de charges −, on

exploite la mise en série de sources de tension pour réaliser une source de valeur plus élevée.

Chapitre 3

- 90 -

Il est ainsi aisé de doubler la tension d’alimentation. Idéalement, on devrait pouvoir doubler la

tension à chaque étage. Cependant, le rendement n’est pas au rendez-vous et l’on doit se

contenter d’ajouter « une tension d’alimentation » à chaque étage… Même ainsi, le rendement

se dégrade très vite et ces convertisseurs ne sont vraiment utilisables que pour de faibles

puissances.

Cependant, lorsque l’on parle d’intégration microélectronique de convertisseurs, il faut tenir

compte du fait que l’intégration d’inductances est beaucoup moins efficace que l’intégration

de capacités. En effet, les inductances intégrées sont des inductances spirales sur un deux ou

trois niveaux qui ont le triple inconvénient d’être de très faible valeur, de rayonner une grande

part de leur énergie et d’avoir un coefficient de qualité en général médiocre. En revanche, la

technologie microélectronique permet de réaliser d’excellentes capacités. Ainsi, les

convertisseurs intégrés, dans les mémoires flash par exemple, sont des convertisseurs à pompe

de charge.

II. Convertisseur à stockage inductif

Le principal intérêt de ces convertisseurs est leur rendement élevé. Une étude a été réalisée

dans le cadre d’un stage de fin d’études d’élève ingénieur de l’ENSI de Caen : Florent Selves

[Sel04].

Précisons que ce dispositif n’a été étudié qu’en simulation et qu’il est peu probable que nous

l’intégrions sur silicium, dans la mesure où, sur ses trois composants principaux que sont

l’inductance, la diode Schottky et le transistor de hachage, seul le transistor peut

raisonnablement être intégré dans les technologies dont nous disposons.

II.1. Principe de fonctionnement

L’une des structures permettant d’obtenir une élévation de la tension est le hacheur « Boost »

schématisé figure 3.25.

C

D

VDDR

L

T VS

VL

VCDE

IL IR

VDS

IC

VD

C

D

VDDR

L

T VS

VL

VCDE

IL IR

VDS

IC

VD

Figure 3.25 - Hacheur Boost


- 91 -

Le fonctionnement de ce hacheur se fait en deux phases. Dans la première phase −

[ ]αθ0∈t − le transistor T est passant. L’inductance L est mise en série avec l’alimentation

et le courant IL croit linéairement. On stocke ainsi de l’énergie dans l’inductance pendant une

durée αθ . La diode D est bloquée car son anode est à un potentiel inférieur à celui de sa

cathode. Dans la deuxième phase − [ ]θαθ∈t − le signal de commande bloque le transistor.

Il se développe alors aux bornes de l’inductance une f.e.m qui, selon la loi de Lenz, s’oppose à

la décroissance du courant IL faisant ainsi croitre la tension VDS. Cette tension s’établit alors à

SDS VVV += 0 , expression dans laquelle V0 représente la tension de seuil de la diode D que

nous allons négliger pour la suite de cette description sommaire. Le courant IL décroit alors

linéairement avec une pente DDDSL VVtI −=∆∆ . Lorsque IL s’annule, la tension VL s’annule

elle aussi instantanément, la diode D se bloque et DDDS VV = . Cette approximation du

fonctionnement suppose bien sûr que la capacité C est suffisamment grande pour que VS ne

varie pas significativement pendant la phase de décharge de l’inductance. La figure 3.26-a

illustre ce fonctionnement de la conduction discontinue. Il peut se faire aussi (figure 3.26-b)

que le courant dans l’inductance ne s’annule pas. On parle alors de conduction continue.

Chapitre 3

- 92 -

VCDE

VDD

t0

VL

VDD

t

VDD-VS

IL

tαθ θ

VDS

tVDD

VSS

0

0

0

(a)

VCDE

VDD

t0

VL

VDD

t

VDD-VS

IL

tαθ θ

VDS

t

VSS

0

0

0

(b)

VCDE

VDD

t0

VL

VDD

t

VDD-VS

IL

tαθ θ

VDS

tVDD

VSS

0

0

0

(a)

VCDE

VDD

t0

VL

VDD

t

VDD-VS

IL

tαθ θ

VDS

tVDD

VSS

0

0

0

(a)

VCDE

VDD

t0

VL

VDD

t

VDD-VS

IL

tαθ θ

VDS

t

VSS

0

0

0

(b)

VCDE

VDD

t0

VL

VDD

t

VDD-VS

IL

tαθ θ

VDS

t

VSS

0

0

0

(b)

Figure 3.26 - Chronogrammes de fonctionnement du hacheur Boost

(a) conduction discontinue, (b) conduction continue

Pour déterminer les grandeurs de sortie (tension et courant) en régime permanent, il suffit

d’écrire que la tension moyenne ( LV ) aux bornes de l’inductance est nulle et que le courant

moyen ( CI ) traversant la capacité C est nul lui aussi.

Appliqué au mode de conduction continue, nous pouvons écrire :

( )( )

⎪⎩

⎪⎨⎧

=−=

=−−+=

0

01

L

SLC

SDDDDL

RV

II

VVVV αα =>

⎪⎪⎩

⎪⎪⎨

⎧

==

−=

L

SLR

DDS

RV

II

VVα1

En conduction discontinue, si l’on appelle Cθ le temps total de conduction de l’inductance sur

une période, on peut écrire :


- 93 -

( )

⎪⎪⎪

⎩

⎪⎪⎪

⎨

⎧

==

=−=

=−⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ −+=

LV

LVI

RV

II

VVVV

DDCDDCL

L

SLC

SDDC

DDL

22

0

0

θαθαθθ

αθθ

α

=>

⎪⎪⎪

⎩

⎪⎪⎪

⎨

⎧

+==

==

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛+=

LDDL

SC

L

SLR

DDL

S

RL

VRVLRV

II

VLR

V

αθα

αθθθ

θα

22

21

2

Nous voyons donc qu’en conduction continue, le convertisseur se comporte comme une

source de tension idéale (tension de sortie indépendante de la charge) alors qu’il présente une

résistance de sortie non négligeable en conduction discontinue. Le mode de fonctionnement

préférable est donc la conduction continue.

II.2. Structure proposée

Pour mettre en œuvre convenablement ce hacheur, il faut réaliser un dispositif de contrôle du

signal de commande du transistor. Une des méthodes les plus simples est illustrée figure 3.27.

Elle consiste à contrôler le rapport cyclique du signal de commande en fonction de la tension

de sortie. La variation du rapport cyclique peut se faire soit en modulant la fréquence de

découpage et en gardant la largeur d’impulsion fixe (on parle alors de PFM, pulse frequency

modulation), soit en modulant la largeur d’impulsion à fréquence fixe (PWM, pulse width

modulation). Évidemment, la solution la plus efficace consiste à faire varier les deux

grandeurs ! Pour ce faire, il faut ajouter une contrainte permettant de les lier.

Nous avons vu que le rapport cyclique contrôle la tension de sortie, mais c’est la durée de la

conduction du transistor qui, en fixant le courant dans l’inductance, fixe la quantité d’énergie

qu’elle emmagasine ( 221 LIWL = ) et donc la quantité d’énergie transmise à la charge à chaque

période. Afin de réduire les pertes, on a intérêt à se placer à la limite des régimes de

conduction continue et discontinue. Cela signifie qu’il faut relancer un cycle de commande

(conduction du transistor, puis blocage) dès que l’énergie stockée dans l’inductance s’annule.

Pour ce faire, il suffit de détecter l’annulation de la tension aux bornes de l’inductance.

Chapitre 3

- 94 -

C

D

VDDRCH

L

T VS

VL

VCDE

IL IR

R1

R2

COMP

-

VREF+

PWM

VC

C

D

VDDRCH

L

T VS

VL

VCDE

IL IR

R1

R2

COMP

-

VREF+

PWM

VC

Figure 3.27 - Schéma de principe de l'asservissement de la tension de sortie

Enfin, dans notre cas, ce n’est pas la tension de sortie qui doit être régulée, mais l’on doit

plutôt s’assurer que la tension présente sur l’étage de sortie du stimulateur est bien suffisante

pour saturer ses transistors. En prenant toutes ces contraintes en compte, on arrive au schéma

de principe de la figure 3.28.

VOUT MIN = 1 V

VCDE

C

D

VDD

Zed

L

T VS

VL

IL

IST

VDD

Cd

+

-

Blo

c ré

gula

tion

detect

VREF = 1.2 V

VREF

VK1

VCDE

reset

Transistors étage

de sortie

VOUT MIN = 1 V

VCDE

C

D

VDD

Zed

L

T VS

VL

IL

IST

VDD

Cd

+

-

Blo

c ré

gula

tion

detect

VREF = 1.2 V

VREF

VK1

VCDE

reset

Transistors étage

de sortie

VCDE

C

D

VDD

Zed

L

T VS

VL

IL

IST

VDD

Cd

+

-

Blo

c ré

gula

tion

detect

VREF = 1.2 V

VREF

VK1

VCDE

reset

Transistors étage

de sortie

Figure 3.28 - Schéma de principe de la régulation proposée


- 95 -

Pour dimensionner les composants, on a besoin de connaître la puissance de sortie. Dans notre

cas, on veut disposer d’un courant de 5 mA sous 12,5 V. La puissance de sortie est donc :

mWPout 5,621055,12 3 =××= −

Sachant que le rendement d'un tel montage est d'environ 80%, la puissance absorbée à l'entrée

du montage est :

mWPin 808,0105,62 3 ≈×= −

La tension d'entrée étant constante et égale à Vbat=3 V, le courant moyen absorbé en entrée

doit être :

mAI moy 2731080 3

≈×

=−

Le courant dans l’inductance étant triangulaire (on est en limite de conduction continue-

discontinue), le courant maximum est égal au double du courant moyen, soit 54 mA pour un

courant de sortie de 5 mA.

Cependant, lors de brusques appels de courant en sortie, il faudra réagir rapidement pour

fournir le courant demandé, tout en chargeant la capacité de sortie pour rétablir une valeur

suffisante aux bornes de la source de courant. Il faut donc surdimensionner la puissance

maximum à fournir : on peut par exemple choisir un courant maximal dans l'inductance de

80 mA.

La fréquence de fonctionnement varie en fonction de la charge. Elle est minimum lorsque la

puissance fournie est maximale. C’est cette fréquence que nous prenons maintenant en

compte pour dimensionner les composants. Nous souhaitons répondre le plus rapidement

possible à une demande de courant en sortie. Il faut donc une période de découpage petite,

c'est-à-dire une fréquence élevée. Mais les pertes par commutation augmentent avec la

fréquence. Fixons nous donc une fréquence minimale de fonctionnement de 500 kHz.

Dans la première partie d’une période, l’inductance se charge (courant croissant linéairement)

sous l’effet de la tension Vbat. Dans la deuxième partie, elle se décharge (courant décroissant

linéairement) en présentant à ses bornes à la tension Vout. On en déduit que :

H

VVI

TL

outbatpic

µ60

5,121

311080

10211 3

6

=⎟⎠

⎞⎜⎝

⎛+×

×=

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛+

=−

−

Chapitre 3

- 96 -

La capacité de sortie peut s’estimer en considérant que l’on accepte, pendant les 2 µs de la

période maximale de découpage une ondulation de, par exemple, 0,5 V quand le courant de

stimulation est maximal et vaut 5 mA. On obtient alors :

nFV

TIC out 20

5,0102105 63

=×××

=∆

=−−

Augmenter C diminuera l’ondulation en sortie, mais augmentera le temps de réponse.

II.3. Résultats de simulation

La figure 3.29 montre l’évolution des grandeurs caractéristiques du convertisseur lors de la

production d’une impulsion de courant de 5 mA dans une résistance de 1,8 kΩ. Le premier

graphe représente la tension de sortie du convertisseur et les tensions de grille et de drain du

transistor. Le second graphe représente les courants dans le transistor et dans la diode. Enfin,

le troisième graphe représente le courant de sortie.

On peut voir sur ces graphes que le convertisseur fonctionne au maximum de ses capacités

pendant la montée de la tension et du courant de sortie (qui dure quatre « périodes »), puisque

la période de découpage oscille autour de la microseconde. On peut voir aussi un

inconvénient important de ce type de régulation : lorsque la puissance consommée en sortie

diminue, la fréquence de commutation augmente et conduit à une augmentation importante

des pertes de commutation. Il est donc nécessaire de prévoir des « taquets » sur la régulation

de façon à arrêter le convertisseur dès lors que la quantité d’énergie à transmettre est

inférieure à un certain seuil.


- 97 -

Figure 3.29 - Simulation du convertisseur pour un courant de 5 mA

III. Convertisseur à stockage capacitif

La réalisation d’un convertisseur à stockage capacitif est la première solution que nous ayons

envisagée. En effet, dans un contexte microélectronique, c’est la seule solution qui nous

paraissait alors intégrable, bien que nous ayons fait, depuis, le choix d’utiliser des capacités

externes…

Historiquement, la première pompe de charge a été développée par Cockcroft et Walton en

1932 pour produire des très hautes tensions (800 kV) à partir d’une tension alternative. Son

schéma de principe et son fonctionnement sont illustrés figure 3.30. Sans entrer trop loin dans

le détail, précisons que ve est une tension sinusoïdale de valeur moyenne nulle. On a

représenté figure 3.30-b un schéma simplifié (seules les diodes passantes sont représentées)

de la pompe lorsque ve est négatif. On voit que, dans cette configuration, les capacités de la

colonne de gauche (C4, C5 et C6) se chargent à partir des nœuds intermédiaires de la colonne

de droite (Gnd, U et T). Dans la deuxième phase (figure 3.30-c), où ve est positif, on voit que

maintenant, ce sont les capacités de la colonne de droite (C1, C2 et C3) qui se chargent à

partir des nœuds intermédiaires de la colonne de gauche (A, B et C). Si tVv ee ωsin= , nous

voyons que les nœuds A, B et C voient leurs potentiels varier de 2Ve entre l’instant du sommet

de l’alternance positive et l’instant du sommet de l’alternance négative de ve. Il s’ensuit que la

différence de potentiel maximale, compatible avec un fonctionnement correct de la pompe,

Chapitre 3

- 98 -

qui puisse apparaître aux bornes des capacités de la colonne de droite est 2Ve. La tension de

sortie maximale de cette pompe est donc de 2nVe si n est son nombre d’étages (trois dans

notre exemple).

C4

Gnd

C1

C2

C3

C6

C5

Ve C1

C2

C3

Vs

S

T

C

B

A

C4

C5

C6

Gnd

U

Vs Vs

C1

C2

C3

S

TC

B

A

C4

C5

C6

Gnd

U

Ve

Ve

B

AU

T

S

(a)(b)

(c)

C4

GndGnd

C1

C2

C3

C6

C5

Ve C1

C2

C3

Vs

S

T

C

B

A

C4

C5

C6

Gnd

U

C1

C2

C3

Vs

S

T

C

B

A

C4

C5

C6

GndGnd

U

Vs VsVs

C1

C2

C3

S

TC

B

A

C4

C5

C6

GndGnd

U

Ve

Ve

B

AU

T

S

(a)(b)

(c)

Figure 3.30 - Pompe de Cockcroft et Walton

Cette pompe rend de grands services pour obtenir des très hautes tensions (les tensions de

seuil des diodes sont alors largement négligeables devant Ve) et pour de très faibles courants

de sortie. Elle est ainsi utilisée en multiplieur de tension pour la THT des téléviseurs ou pour

produire des tensions étagées utilisées dans certains accélérateurs de particules. Elle n’est

cependant pas adaptée à une intégration microélectronique car son rendement est très sensible

aux capacités parasites entre les différents nœuds et la masse. Or, du fait de la structure

planaire des circuits intégrés, les capacités réalisables en microélectronique présentent toutes,

sur l’une de leurs électrodes, une forte capacité parasite par rapport au substrat.

Nous pouvons cependant voir réunis sur cette structure deux mécanismes de production de

haute tension : la mise en série de capacités chargées sous de « faibles » tensions et le

pompage proprement dit qui consiste à « vider » une capacité dans une autre après l’avoir

« soulevée » en plaçant en série avec elle une source de tension.

C’est en analysant le fonctionnement de la pompe de Cockcroft et Walton que J.F. Dickson a

eu l’idée de la pompe dont le principe est décrit figure 3.31.


- 99 -

V out V DD V 1

C 1

D1

V2

C2

D 2

V3

C3

D3

V4

C4

D4

C out

D

ϕ 1

ϕ 2

V out V DD V 1

C 1

D1

V2

C2

D 2

V3

C3

D3

V4

C4

D4

C out

D

ϕ 1

ϕ 2

V DD V 1

C 1

D1

V2

C2

D 2

V2

C2

D 2

V3

C3

D3

V4

C4

D4

C out

D

ϕ 1

ϕ 2

Figure 3.31 - Pompe de Dickson à quatre étages

On n’y trouve plus de mise en série de capacités, mais uniquement des capacités qui vont, en

première approximation, se charger sous Vdd, 2Vdd, 3Vdd, 4Vdd, etc. Pour cela, φ1 et φ2 sont

des horloges en opposition de phase (lorsque le commutateur φ1 est connecté à Gnd, φ2 est

connecté à Vdd et réciproquement).

Bien que d’autres structures, tripleur par exemple, aient été proposées depuis l’article de

Dickson en 1976, c’est sur la base de cette structure que nous avons construit notre

générateur. Nous allons donc voir son principe de fonctionnement, puis les améliorations qui

peuvent y être apportées, avant de décrire plus précisément la structure que nous avons

réalisée.

III.1. Fonctionnement de la pompe de Dickson

III.1.1. Pompage et transfert

L’élévation de la tension de sortie Vout est obtenue simplement, par le transfert de charges

d’une capacité de l’étage (i) à l’étage (i+1). Pour cela, chaque capacité est soumise à une

phase de pompage et de transfert de charge. Ces deux phases sont marquées par l’état des

commutateurs (les diodes et ϕ). La figure 3.32, illustre les phases de pompage et de transfert

d’une pompe de Dickson à un étage.

Chapitre 3

- 100 -

V1VDD Vout

C1 Cout

D1 D2

ϕ = 0

VDD

(1) Phase de pompage

(1)

(2)

V1VDD Vout

C1 Cout

D1 D2

ϕ = 0

VDD

V1VDD Vout

C1 Cout

D1 D2

ϕ = 0

VDD

VDD Vout

C1 Cout

D1 D2

ϕ = 0

VDD

(1) Phase de pompage

(1)

(2)

(1)

(2)

VDD VoutV1

C1 Cout

D1 D2

ϕ = VDD

VDD

(2) Phase de transfert

VDD VoutV1

C1 Cout

D1 D2

ϕ = VDD

VDD

VDD VoutV1

C1 Cout

D1 D2

ϕ = VDD

VDD

(2) Phase de transfert

Figure 3.32 - Phases de pompage et de transfert d'une pompe de Dickson à un

étage.

Lors de la phase de pompage, ϕ = 0. La capacité C1 se charge à travers la diode D1 (qui est

donc passante) sous la tension VDD-Vtd, expression où Vtd est la tension de seuil de la diode.

Évidemment, il faut que le temps de charge de C1 soit suffisamment long pour que le courant

ait le temps de s’annuler et que les différentes résistances parasites du circuit ne jouent aucun

rôle dans la valeur de V1. Remarquons aussi que, au moins lors de la mise en route de la

pompe, si Vout est suffisamment faible, un courant s’établira aussi à travers D2 et préchargera

Cout sous la tension Vout = VDD-2Vtd.

Lors de la phase de transfert, ϕ = VDD. La tension V1 devient alors outtdDD VVVV >−= 21 , la

diode D2 est donc passante et la capacité C1 se décharge dans la capacité Cout.

Soit VC1 la différence de potentiel aux bornes de la capacité C1. Pour décrire l’évolution de

Vout, appelons Vout[n] et VC1[n] les valeurs respectives des tensions Vout et VC1 à la fin d’une

phase de pompage si n est pair et d’une phase de transfert si n est impair. Nous avons alors les

relations suivantes :

Phase de pompage : [ ][ ] [ ]⎪⎩

⎪⎨⎧

⎩⎨⎧

≠−=−

=

−=

0120

2

21

ksikVksiVV

kV

VVkV

out

tdDDout

tdDDC

Phase de transfert, conservation de la charge :

[ ] [ ] [ ] [ ]

[ ] [ ]⎩⎨⎧

−++=++++=+

tdCDDout

outoutCoutoutC

VkVVkVkVCkVCkVCkVC

1212121222

1

1111

Soit : [ ] [ ] [ ]( )[ ] [ ]⎪⎩

⎪⎨⎧

+−+=+

−++

++

=+

tdDDoutC

tdDDCout

outout

outout

VVkVkV

VVkVCC

CkVCC

CkV

1212

2212

1

11

1

1


- 101 -

Ce qui donne, tous calculs faits :

[ ][ ] [ ][ ] [ ] ( )[ ] [ ]⎪

⎪⎪

⎩

⎪⎪⎪

⎨

⎧

+−+=+

−+

++

=+

⎩⎨⎧

≠−=−

=

−=

tdDDoutC

tdDDout

outout

outout

out

tdDDout

tdDDC

VVkVkV

VVCC

CkVCC

CkV

ksikVksiVV

kV

VVkV

1212

2212

0120

2

2

1

1

1

1

1

On a généralement outCC =1 . Dans ce cas, on voit que ( )tdDDout VVV −→ 2 . La figure 3.33

illustre l’évolution des tensions V1 et Vout dans le cas particulier où Vtd est négligeable.

V ϕ

V D D

tT 2 . T 3 . TT / 2 3 . T / 2 5 . T / 20

V 1

V D D

1 , 7 5 . V D D

0 , 5 . V D D

0 , 7 5 . V D D

2 . V D D

1 , 5 . V D D

tT 2 . T 3 . TT / 2 3 . T / 2 5 . T / 2

0

V o u t

V D D

1 , 7 5 . V D D

2 . V D D

1 , 5 . V D D

tT 2 . T 3 . TT / 2 3 . T / 2 5 . T / 20

( 1 ) ( 2 ) ( 1 ) ( 2 ) ( 1 ) ( 2 )

V ϕ

V D D

tT 2 . T 3 . TT / 2 3 . T / 2 5 . T / 20

V 1

V D D

1 , 7 5 . V D D

0 , 5 . V D D

0 , 7 5 . V D D

2 . V D D

1 , 5 . V D D

tT 2 . T 3 . TT / 2 3 . T / 2 5 . T / 2

0

V o u t

V D D

1 , 7 5 . V D D

2 . V D D

1 , 5 . V D D

tT 2 . T 3 . TT / 2 3 . T / 2 5 . T / 20

V ϕ

V D D

tT 2 . T 3 . TT / 2 3 . T / 2 5 . T / 20

V ϕ

V D D

tT 2 . T 3 . TT / 2 3 . T / 2 5 . T / 2T 2 . T 3 . TT / 2 3 . T / 2 5 . T / 20

V 1

V D D

1 , 7 5 . V D D

0 , 5 . V D D

0 , 7 5 . V D D

2 . V D D

1 , 5 . V D D

tT 2 . T 3 . TT / 2 3 . T / 2 5 . T / 2

0

V 1

V D D

1 , 7 5 . V D D

0 , 5 . V D D

0 , 7 5 . V D D

2 . V D D

1 , 5 . V D D

tT 2 . T 3 . TT / 2 3 . T / 2 5 . T / 2T 2 . T 3 . TT / 2 3 . T / 2 5 . T / 2

0

V o u t

V D D

1 , 7 5 . V D D

2 . V D D

1 , 5 . V D D

tT 2 . T 3 . TT / 2 3 . T / 2 5 . T / 20

V o u t

V D D

1 , 7 5 . V D D

2 . V D D

1 , 5 . V D D

tT 2 . T 3 . TT / 2 3 . T / 2 5 . T / 2T 2 . T 3 . TT / 2 3 . T / 2 5 . T / 20

( 1 ) ( 2 ) ( 1 ) ( 2 ) ( 1 ) ( 2 )

Figure 3.33 - Évolution des tensions V1 et Vout

III.1.2. Évolution des charges des capacités dans la pompe à N étages

Généralisons maintenant ce résultat à une pompe à N étages (toujours en considérant que

celle-ci n’est pas chargée). On a schématisé les deux phases, pompage et transfert, d’une

pompe de Dickson à quatre étages sur la figure 3.34.

Remarques :

1/ Une pompe de Dickson à N étages possède N+1 capacités et diodes.

2/ parler de phase de pompage et de transfert est un peu abusif, dans la mesure où, pendant

une phase donnée, la moitié des étages est en phase de transfert et l’autre moitié est en phase

de pompage… Pour la clarté du discours, nous définissons donc la phase de pompage ou de

Chapitre 3

- 102 -

transfert par rapport à la première capacité de la pompe : celle qui est reliée à VDD à travers

une diode.

C3VDD

C2

C5VDD

C4

VDD

C1

Gnd

(a)

C4VDD

C3

C5

Gnd

(b)

VDD

C1

C2

n = 2k

n = 2k + 1

C3VDD

C2

C5VDD

C4

VDD

C1

Gnd

(a)C3

VDD

C2

C5VDD

C4

VDD

C1

GndGnd

(a)

C4VDD

C3

C5

Gnd

(b)

VDD

C1

C2 C4VDD

C3

VDD

C3

C5

GndGnd

(b)

VDD

C1

VDD

C1

C2

n = 2k

n = 2k + 1

Figure 3.34 - Fonctionnement de la pompe de Dickson

Appelons VCi[n] la différence de potentiel aux bornes de la capacité Ci à la fin de la phase n

(phase de pompage si n est pair et phase de transfert si n est impair) et considérons, afin de

simplifier les calculs, que toutes les capacités sont de même valeur C. Considérons aussi

qu’initialement [ ] tdDDCi ViVV −=0 (il suffit pour cela que la phase 0 soit caractérisée par

021 == ϕϕ ).

En phase de pompage (figure 3.34-a) on a les relations suivantes pour [ ]21 Nj K∈ :

[ ] [ ] [ ]( )[ ] [ ]⎪⎩

⎪⎨⎧

+−=

−+−+−=

+

++

tdDDCC

tdDDCCC

VVkVkV

VVkVkVkV

jj

jjj

22

1212212

122

21212

( )( )2

1RR

de plus : [ ][ ] [ ]⎩

⎨⎧

−=−=

++impairNsikVkV

VVkV

NN CC

tdDDC

1222

11

1

En phase de transfert (figure 3.34-b) on a les relations suivantes pour [ ]211 +∈ Nj K :


- 103 -

[ ] [ ] [ ]( )[ ] [ ]⎪⎩

⎪⎨⎧

+−+=+

−++=+

−

−

tdDDCC

tdDDCCC

VVkVkV

VVkVkVkV

jj

jjj

1212

222112

212

1222

( )( )4

3RR

de plus : [ ] [ ] pairNsikVkVNN CC 212

11 ++=+

III.1.3. Tensions à vide en régime permanent

En formulant l’hypothèse qu’il existe une valeur limite pour les tensions aux bornes de

chaque capacité, cette valeur ne peut être caractérisée que par la relation

[ ] [ ] [ ]111 +∈∀−= NinVnVii CC K pour n suffisamment grand. En combinant cette relation

avec les relations précédentes, on arrive à :

[ ] [ ] tdDDCC VVnVnVii

−+=−1

Soit : [ ] ( )tdDDC VVinVi

−=

Ainsi, la tension de sortie à vide d’une pompe à N étages est donc : ( ) ( )tdDDout VVNV −+= 1 .

III.1.4. Fonctionnement en charge et en régime permanent

Établissons maintenant les relations qui régissent la pompe de Dickson en charge et en régime

permanent. Pour cela, considérons une pompe à N étages, N impair, débitant un courant

constant Iout. Sur une période TH de l’horloge, ce courant provoque en sortie une chute de

tension : Hout TCIV =∆ . Pour simplifier le calcul, mais sans perdre de généralité, nous allons

considérer que cette chute de tension se produit pendant la phase où la dernière capacité est

isolée du reste de la pompe, c’est-à-dire pendant une phase de pompage puisque N est impair.

En régime permanent, nous aurons les relations :

[ ] [ ][ ] [ ]

[ ] [ ] [ ]⎪⎩

⎪⎨

⎧

∈∀−=+−=+∆−−=

++

++

NinVnVkVkV

VkVkV

ii

NN

NN

CC

CC

CC

K1111212

122

11

11

En reportant les deux premières relations dans (R3) – prise pour 2j = N+1 –, nous obtenons :

[ ] [ ] VVVkVkV tdDDCC NN∆−−+=+

+212

1

Expression qui, combinée avec (R4), nous permet d’obtenir :

Chapitre 3

- 104 -

[ ] [ ] VkVkVNN CC ∆−=+ 212

Ainsi, en raisonnant par récurrence, et pour un nombre d’étages quelconque, nous pouvons

montrer que :

On a, pour les étages de rang pair : [ ] [ ][ ] [ ]⎪⎩

⎪⎨⎧

−=+∆−−=

1212122

22

22

kVkVVkVkV

jj

jj

CC

CC [ ]( )2

11 +∈ Nj K

Et pour les étages de rang impair : [ ] [ ][ ] [ ]⎪⎩

⎪⎨⎧

=+∆−=+

++

++

kVkVVkVkV

jj

jj

CC

CC

222212

1212

1212

[ ]( )21 Nj K∈

Ainsi, en charge et en régime permanent, tous les étages présentent la même amplitude

d’ondulation de tension, ce qui signifie que chaque étage débite sur son successeur un courant

égal au courant de sortie. Ceci correspond aussi à une chute de tension dans chaque étage. Il

s’ensuit une chute de tension en sortie de la pompe. En l’évaluant, nous pourrons exprimer la

résistance de sortie de cette dernière…

En reportant les relations immédiatement précédentes dans R1 à R4 et en tenant compte de la

condition [ ] tdDDC VVkV −=21

, on obtient :

[ ] ( )[ ] ( )[ ] ( ) ( )[ ] ( ) ( )⎪

⎪⎩

⎪⎪⎨

⎧

∆−−+=+∆+∆−−+=

∆+∆−−=+∆−−=

+

+

VVVjkVVVVVjkV

VVVVjkVVVVjkV

tdDDC

tdDDC

tdDDC

tdDDC

j

j

j

j

1212122

21222

12

12

2

2

On obtient donc en sortie une tension moyenne ( ) ( )2

1 VVVVNV tdDDout∆

+∆−−+= .

Soit encore : ( ) ( ) ( ) VNVVNV tdDDout ∆+

−−+=2

121

Mais V∆ est relié au courant de sortie par Hout TCIV =∆ . On peut donc écrire :

( ) ( ) ( )out

HtdDDout I

CTNVVNV

2121 +

−−+= .

La pompe de Dickson à N étages, c’est-à-dire formée de N+1 capacités C, se comporte donc

comme une source de tension de valeur à vide VP et de résistance interne RP :


- 105 -

( )( )

⎪⎩

⎪⎨⎧

+=

−+=

CTNR

VVNVH

P

tdDDP

212

)(1

Pour évaluer le rendement de la pompe en charge, sans tenir compte des pertes de

commutation, il faut évaluer la puissance consommée sur une période. Partant de la remarque

que chaque étage débite sur son successeur un courant égal au courant de sortie, nous pouvons

évaluer la puissance moyenne consommée sur une période à ( ) outDDin IVNP 1+= . Pendant ce

temps, la puissance moyenne fournie à la charge pendant une période est :

( ) outoutPPout IIRVP −= . En faisant le quotient de ces deux grandeurs, nous trouvons le

rendement en puissance :

( )( ) DD

outH

DD

tdDD

in

out

VCNITN

VVV

PP

1212++

−−

==η

Nous voyons là pourquoi la pompe de charge est une très mauvaise solution dès lors que l’on

a besoin de courant dans la charge en régime permanent. Pour pallier ce défaut, nous allons

utiliser la pompe de Dickson en mode intermittent comme accumulateur d’énergie.

III.1.5. Fonctionnement en régime transitoire

Afin de rendre compte de son comportement dynamique, Tanzawa et Tanaka ont évalué, dans

[TAN97], le temps TR mis par la sortie d’une pompe à N étages, chargée par une capacité CL,

pour atteindre une tension VL ( )( )( )tdDDL VVNV −+≤ 1 :

( )( )( )

( )( )Lpump

Lpumpd

LtdDD

tdDD

R

CCNCCNC

ln.F

VVV1NVVN

lnT

+

++−−+

−

=

avec

⎪⎪⎩

⎪⎪⎨

⎧

−−+++

=impairestNsiC

NNN

pairestNsiCN

NN

Cpump

1234)1(12

234

2

2

où C est la valeur des capacités, Vtd la tension de seuil des diodes et Fd la fréquence de

découpage de la pompe.

Chapitre 3

- 106 -

Dans ces conditions, le courant moyen consommé par la pompe durant ce régime transitoire

est donné par :

( )( )( )

R

tdDDLLpumpCC T

VVVCCNI

+−++=

1

Dans le cas où le temps de montée reste grand devant la période d’horloge, la pompe peut être

modélisée par le circuit équivalent de la figure 3.35.

CpumpVmx

CLVDD

Gnd

Im

Vout

Rpump Iout

CpumpVmx

CLVDD

GndGnd

Im

Vout

Rpump Iout

Figure 3.35 - Modèle dynamique de la pompe de charge

Ces éléments sont :

( )( )

3

1

NCCCTNR

VVNV

pump

Hpump

tdDDMX

≈

=

−+=

III.2. Intégration de la pompe de charge sur silicium

Nous avons vu le principe de l’élévation de la tension par transfert de charge, en utilisant des

diodes et des capacités. Cependant, en technologie CMOS, il est difficile de réaliser des

diodes isolées du substrat et possédant une faible résistance série. Aussi, on préfère les

remplacer par des transistors comme cela est illustré figure 3.36. La tension de sortie de la

pompe est alors :

( ) )(1 tDDDick VVNV −+=

Où Vt est la tension de seuil des transistors.


- 107 -

VDickVDD

V1

C1

T1

V2

C2

V3

C3

V4

C4 Cout

ϕ1

ϕ2

T2 T3 T4 T5

VDickVDD

V1

C1

T1

V2

C2

V3

C3

V4

C4 Cout

ϕ1

ϕ2

T2 T3 T4 T5

Figure 3.36 - Intégration de la pompe de charge de Dickson sur silicium

La figure 3.37, illustre la différence des caractéristiques courant-tension d’une diode et d’un

transistor « monté en diode ». On y voit une nette différence de résistance dynamique, ce qui

implique que, pour obtenir des fréquences de fonctionnement équivalentes de la pompe, il

faut utiliser des transistors de grande dimension, ce qui a pour effet d’augmenter les pertes par

commutation. Remarquons aussi que l’augmentation de W n’a aucun effet notable sur la

tension de seuil. W

> W

1

I

VVtd , Vth

0

W1

W <

W1

VD (Diode)

Vgs (Transistor)

I

VD

I

Vgs

W >

W1

I

VVtd , Vth

0

W1

W <

W1

VD (Diode)

Vgs (Transistor)

W >

W1

I

VVtd , Vth

0

W1

W <

W1

VD (Diode)

Vgs (Transistor)

I

VD

I

VD

I

Vgs

I

Vgs

I

Vgs

Figure 3.37 - Caractéristique du transistor monté en diode, influence de W

De plus, ceci ne tient pas compte de l’effet « substrat ». En effet, dans les technologies CMOS

les plus courantes aujourd’hui, les transistors NMOS sont réalisés sur un substrat commun qui

est relié au potentiel le plus bas du circuit. Il s’ensuit une augmentation de l’effet « substrat »

à chaque étage de la pompe. Classiquement, on modélise l’effet substrat par une modulation

de la tension de seuil en fonction de la tension VSB des transistors :

)2(0 FSBFTt VVV Φ−+Φ+= γ

Avec :

Chapitre 3

- 108 -

• VTO, la tension de seuil du transistor pour VSB = 0,

• γ, le coefficient d’effet substrat,

• ΦF, le coefficient de fermi,

• VSB, le la différence de tension entre le substrat et la source du transistor.

On peut voir sur la figure 3.38 que cette influence, loin d’être négligeable, conduit à une

dégradation notable de la tension de sortie à vide qui limite pratiquement le nombre d’étages à

8 dans le cas d’une alimentation sous 3 V.

05

101520253035

0 5 10 15

Nombre d'étage

Volts VDICK_Mesurée

VDICK_Théorique

Figure 3.38 - Influence de l'effet « substrat » sur la tension de sortie de la pompe

Des solutions technologiques, telles que l’utilisation de transistors à tension de seuil nulle ou

la réalisation de doubles puits pour séparer les substrats des transistors N ont été proposées.

Certes, ces solutions donnent de bons résultats, mais ceux-ci ne suffisent pas à justifier les

surcoûts technologiques correspondants.

On peut trouver une solution « structurelle » en remarquant que les diodes sont en fait des

interrupteurs commandés par la tension à leurs bornes. Mais, dans la pompe de Dickson,

l’information indiquant qu’une diode doit être passante est aussi présente sur les autres étages,

et plus particulièrement sur les étages « supérieurs ». Il apparaît donc intéressant d’essayer

d’utiliser les tensions de sortie des étages i+1 ou i+2 pour commander le transistor de l’étage

i. C’est le rôle des dispositifs que nous allons voir maintenant.

III.3. Les structures de pompe de charge à base de CTS.

On a vu figure 3.38, que l’augmentation de la tension de seuil par effet substrat est le facteur

qui limite le gain en tension des derniers étages. Pour améliorer l’efficacité de la pompe, il


- 109 -

faut donc réduire l’influence de la tension de seuil et celle de l’effet substrat des transistors de

transfert de charge.

Au lieu d’utiliser des transistors montés en diode pour les transferts de charge, Wu and Chang

[WU-98] ont proposé des interrupteurs MOS appelés CTS (Charge Transfert Switch). Un

CTS est essentiellement constitué d’un transistor MOS ayant son propre cycle d’activation et

de blocage. Deux versions de CTS sont proposées à la figure 3.39 : le CTS statique et le CTS

dynamique. L’un et l’autre CTS utilisent la haute tension déjà établie dans la capacité de

l’étage suivante pour son control (Ctrl). Cela suppose donc que celle-ci ait pu s’établir. Pour

cela, il est nécessaire de conserver un dispositif ayant une fonction de diode « classique »,

comme, par exemple, les transistors T1 de la figure 3.39.

CtrlCtrl

K

K

K

A

AA

T1

T2

T3 T4

T2

T1

D

CTS Statique CTS Dynamique

CtrlCtrl

K

K

K

A

AA

T1

T2

T3 T4

T2

T1

D

CTS Statique CTS Dynamique

Figure 3.39 - Deux types de CTS (Charge Transfert Switch)

Deux exemples de pompes de charges, à base de CTS statique et de CTS dynamique ont été

représentés figure 3.40 et figure 3.41.

V_CTS_Stat

VDD

T1

T2

T9T3

T4

T5

T6

T10

T7

T8

VHT2 VHT3 VHT4 VHT5

φ1

φ2

C4C3C2C1C5

CL

V_CTS_Stat

VDD

T1

T2

T9T3

T4

T5

T6

T10

T7

T8

VHT2 VHT3 VHT4 VHT5

φ1

φ2

C4C3C2C1C5

CL

Figure 3.40 - Pompe de charge à quatre étages et à CTS statique

Chapitre 3

- 110 -

V_CTS_Dyn

VDD

T1

T2

T3 T4

T5

T6

T7 T8

T9

T10

T11 T12

T13

T14

T15 T16

VHT2 VHT3 VHT4 VHT5

φ1

φ2

C4C3C2C1C5

CL

T17

T18

V_CTS_Dyn

VDD

T1

T2

T3 T4

T1

T2

T3 T4

T5

T6

T7 T8

T5

T6

T5

T6

T7 T8

T9

T10

T11 T12

T9

T10

T9

T10

T11 T12

T13

T14

T15 T16

T13

T14

T15 T16

VHT2 VHT3 VHT4 VHT5

φ1

φ2

C4C3C2C1C5

CL

T17

T18

Figure 3.41 - Pompe de charge à quatre étages et à CTS dynamique

Les CTS statiques ne permettent pas un transfert de charge complet, parce que le transistor T2

ne peut pas être complètement bloqué et un transfert de charge inverse peut se produire. Dans

le CTS dynamique, on a rajouté un inverseur (T3 et T4) qui permet de bloquer complètement

le transistor T2.

En se référant à la figure 3.39, quand la tension au point K est inférieure au potentiel de A, le

transistor T3 est bloqué. Le signal Ctrl est porté à une tension supérieure au potentiel K (c’est

la dynamique normale de fonctionnement de la pompe, Cf. figure 3.41), T4 conduit, le

potentiel de la grille de T2 est donc porté au potentiel de Ctrl. Il suffit alors que la différence

de potentiel entre Ctrl et les points A ou K reste supérieure à Vt pour que VAK puisse s’annuler.

Quand le potentiel K est supérieur au potentiel A, le transistor T1 est bloqué, le transistor T3

est passant, le potentiel de la grille de T2 est porté au potentiel A entraînant son blocage. De

plus, Ctrl est porté à un potentiel plus bas que le potentiel A et assure le blocage de T4.

Le CTS dynamique fonctionne donc comme un interrupteur unidirectionnel, le courant circule

de A vers K dans le transistor T1 et T2, si VAK est supérieure à la tension de seuil de T1 et

seulement dans le transistor T2 pour les faibles valeurs de VAK.

Grâce à l'utilisation de ces structures de CTS dynamique la tension finale aux bornes de la

dernière capacité de la pompe est donnée par l'expression :

tDDDyn_CTS VV).1N(maxV −+=

Le gain en tension est donc de N.Vt par rapport à une pompe de Dickson classique utilisant

des transistors montés en diode de tension de seuil Vt.


- 111 -

Dans le cas particulier de l'utilisation de la pompe en fonctionnement intermittent et stockage

d'énergie, il est possible d'améliorer encore le gain en tension en utilisant un signal de

commande et un buffer additionnels comme illustré figure 3.42.

V_CTS_Dyn

VDD

T1

T2

T3 T4

T5

T6

T7 T8

T9

T10

T11 T12

T13

T14

T15 T16

VHT2 VHT3 VHT4 VHT5

φ1

φ2

C4C3C2C1C5

CL

T17

T18

φ3

V_CTS_Dyn

VDD

T1

T2

T3 T4

T1

T2

T3 T4

T5

T6

T7 T8

T5

T6

T5

T6

T7 T8

T9

T10

T11 T12

T9

T10

T9

T10

T11 T12

T13

T14

T15 T16

T13

T14

T15 T16

VHT2 VHT3 VHT4 VHT5

φ1

φ2

C4C3C2C1C5

CL

T17

T18

φ3

Figure 3.42 - Pompe de charges à CTS dynamique optimisée

Durant la phase de charge de la pompe, φ3 = 0 et donc la dernière capacité est connectée à la

masse. Après la charge, quand la pompe est arrêtée (signaux φ1 et φ2 stoppés), le signal φ3

passe à l'état haut imposant un potentiel de VDD au bas de la capacité CL. La tension

maximale disponible en sortie de la pompe est alors donnée par la relation :


Dans la suite du chapitre nous ne considèrerons que cette dernière architecture qui permet un

rendement en tension maximal.

IV. Solution proposée

Nous utilisons une pompe de charge à CTS dynamique, conçue dans la technologie AMS

CXZ 0,8 µm haute tension. Cette pompe servira d’alimentation au générateur d’impulsion

(Cf. figure 3.43). La charge du générateur de courant (Ist) est constituée par une impédance

RC série (RE/N.Cd). Les impulsions de courant, d’une durée inférieure ou égale à 1 ms, ont une

amplitude comprise entre 20 µA et 5 mA et peuvent être fournies en « train » à une fréquence

ne dépassant pas 50Hz, (la capacité Cd est déchargée avant chaque impulsion). Le générateur

de courant est constitué de deux transistors MOS montés en série avec la charge. Les

capacités de la pompe de charge doivent être chargées avant utilisation de la pompe. La

charge est connectée sur la capacité CL sur la sortie de la pompe (V_CTS_Dyn). Durant

Chapitre 3

- 112 -

l’utilisation de la pompe les signaux φ1 et φ2 sont arrêtés, φ3 est au niveau haut et la capacité

CL se décharge à courant constant (Ist) et entre deux impulsions, φ3 est au niveau bas, on

réactive les signaux φ1 et φ2, la pompe se met en route et la capacité CL peut de nouveau se

charger.

V_CTS_DynVDD

TD

TD

VHT

φ1

φ2C

CL

Pompe de charge

Anode

K1

C1

Cd

RE/N= 1,8K?

VCd

VoutIst

φ3

V_CTS_DynVDD

TD

TD

VHT

φ1

φ2C

CL

Pompe de charge

Anode

K1

C1

K1

C1

Cd

RE/N= 1,8K?

VCd

VoutIst

φ3

Figure 3.43 - Utilisation de la pompe de charges

IV.1. Critères d’optimisations

Nous avons vu au paragraphe I.2 de ce chapitre que la tension aux bornes de la charge

(électrode, nerf, capacité cd) varie suivant l’amplitude de l’impulsion de courant, entre 1 V et

12,5 V. Pour assurer l’alimentation de cette charge, il faut que la tension de sortie de la pompe

de charge soit supérieure à 12,5V durant toute la durée de la stimulation. Si on se place dans

le pire cas, à la fin d'une phase de stimulation avec un courant et un temps de stimulation

maximaux (Ist=5mA et Tst=1ms) la tension de sortie est donnée par l'expression :

V5,12TCIstmaxVV st

LDyn_CTSDyn_CTS =−=

VCTS_Dynmax est la valeur finale de la tension de sortie de la pompe donnée par l'expression

définie au paragraphe III.3 :


- 113 -


D'où le nombre N d'étages à utiliser :

2V

C10.5V5,12

2V

TCIstV5,12

NDD

L

6

t

DD

stL

t

−++

=−++

=

−

Si on considère que toutes les capacités de la pompe de charge sont identiques. Chaque

interrupteurs (CTS) a une résistance de conduction non nulle qui couplée avec chaque

capacité va ralentir le transfert de charge entre les capacités. Donc ces capacités C ont deux

conséquences sur le fonctionnement du montage:

• Si C est petite, le nombre d’étages augmente et Tr diminue.

• Si C est grande, le nombre d’étages diminue et Tr augmente.

On cherche le meilleur rendement possible, il nous faut donc minimiser le nombre d’étages.

En effet, en minimisant le nombre d’étage, on diminue le nombre d’interrupteurs, donc les

pertes à la commutation. Nous nous sommes donc orientés vers une solution de pompe de

charge à grande valeur de capacité et à basse fréquence de commutation (φ1 et φ2).

L’inconvénient c’est que, plus la valeur de capacité sera grande, plus elle sera difficile, voire

impossible, à intégrer sur silicium.

IV.2. Détermination du nombre d’étages

Nous n'avons considéré ici que les pompes de charge utilisant des CTS_ Dynamiques et la

commande supplémentaire sur la dernière capacité comme décrit au paragraphe III.3. On

considère aussi que toutes les capacités ont la même valeur (CL=C). Il est clair que dans le cas

d'une architecture "classique" de Dickson le nombre d'étages serait beaucoup plus important.

L'idée ici est de pouvoir évaluer l'influence de la valeur de la capacité C et du Vt des

transistors utilisés comme diode sur le dernier étage de la pompe. Partant de l'expression

définie au paragraphe précédent, nous avons étudié l’évolution de N en fonction (Cf. figure

3.44) de la valeur de la capacité C pour différentes valeurs de tension de seuil des transistors

(Vt) pour une tension d’alimentation (VDD) fixée a 3V.

Chapitre 3

- 114 -

0,0

50,0

100,0

150,0

200,0

0 2 4 6CL (µF)

Nre

d'é

tage

s (N

) Vt = 0VVt = 0,51VVt = 0,7VVt = 2V

Figure 3.44 - Evolution du nombre d'étages en fonction de la valeur des capacités de

la pompe

La figure 3.44 vérifie bien le fait qu'une pompe de charge utilisée en accumulateur d'énergie

ne peut être envisageable qu'avec des capacités de valeur relativement importantes. Ces

capacités seront nécessairement externes au circuit intégré. Le tableau 3.1 présente quelques

valeurs extraites de la courbe précédente.

VDD = 3V CL(µF) 0,01 0,1 0,2 0,4 0,5 1 1,5 2 2,5 3 3,5 4Vt = 0V N 168,8 18,8 10,5 6,3 5,5 3,8 3,3 3,0 2,8 2,7 2,6 2,6

VDD = 3V CL(µF) 0,0 0,1 0,2 0,4 0,5 1,0 1,5 2,0 2,5 3,0 3,5 4,0Vt = 0,51V N 169,0 19,0 10,7 6,5 5,7 4,0 3,4 3,2 3,0 2,9 2,8 2,8

VDD = 3V CL(µF) 0,0 0,1 0,2 0,4 0,5 1,0 1,5 2,0 2,5 3,0 3,5 4,0Vt = 0,7V N 169,0 19,0 10,7 6,5 5,7 4,0 3,4 3,2 3,0 2,9 2,8 2,8

VDD = 3V CL(µF) 0,0 0,1 0,2 0,4 0,5 1,0 1,5 2,0 2,5 3,0 3,5 4,0Vt = 2V N 169,0 19,0 10,7 6,5 5,7 4,0 3,4 3,2 3,0 2,9 2,8 2,8

Tableau 3.1. Évolution du nombre d'étages en fonction de Vt et CL

La technologie dont nous disposons, est une technologie haute tension 0,8 µm d’AMS (CXZ).

Cette technologie met à disposition des transistors basse tension (Vgsmax =5V et VDSmax

=12V) et haute tension (Vgsmax = 25V et VDSmax = 55V). Compte tenu des tensions mises en

jeu (supérieures à 12V) dans la pompe de charge, nous devons utiliser des transistors haute

tension qui ont la particularité d'avoir une tension de seuil élevée Vt = 2 V. Le tableau 3.1

nous montre que choisir une capacité supérieure à 1,5µF ne permettrait pas de gagner en

nombre d'étages. Le nombre d'étages associés à cette valeur étant proche de 4 il est préférable

de prendre une marge de sécurité en choisissant des capacités de 2µF pour s'assurer que 4

étages seront suffisants pour générer la haute tension désirée.


- 115 -

IV.3. Détermination de la fréquence de découpage

La détermination de la fréquence de découpage (fréquence des signaux φ1 et φ2), est un

élément clé pour l'optimisation du temps de recharge et de la consommation de la pompe de

charge. Une fréquence trop élevée entraînerait une augmentation de la consommation

d’énergie des buffers pilotés par les signaux φ1 et φ2 et une fréquence trop basse entraîne une

augmentation du temps Tr de charge de la pompe.

Nous avons choisi d'utiliser la pompe de Dickson en mode intermittent comme accumulateur

d’énergie (Cf. III.1.4). Durant la phase de stimulation la pompe est arrêtée et une partie des

charges stockées dans la dernière capacité de la pompe est consommée pour la génération du

courant de stimulation. Ces charges doivent pouvoir être récupérées avant la prochaine

stimulation. Dans le cas de notre application, le cahier des charges impose un temps minimum

de 19ms entre deux impulsions de stimulation. Ce temps doit donc être suffisant à la recharge

de la pompe.

Nous avons tracé (figure 3.45), le temps de charge Tr (Cf. III.1.5) en fonction de la fréquence

découpage dans le pire cas (Ist = 5mA et Tst= 1ms) pour une pompe de charge à 4 étages

utilisant des interrupteurs parfaits ayant un Vt = 0.

02468

10121416

0 5 10 15 20 25 30Freq de découpage en kHz

Tr e

n m

s

Figure 3.45 - Temps de charge Tr en fonction de la fréquence de découpage

A la vue de cette courbe on pourrait penser qu'une fréquence de seulement 1kHz est suffisante

pour notre application puisqu'elle permet, en théorie, une recharge en 16ms.

Malheureusement, l'expression de Tr (Cf. III.1.5) utilisée ici ne fait pas intervenir les

capacités parasites des drains, des sources, et surtout les résistances RDSON des transistors

utilisés comme interrupteurs. Il est donc prudent de prendre une bonne marge de sécurité pour

le choix de la fréquence de découpage. D'autre part, on peut observer que pour une fréquence

supérieure à 5kHz le temps de charge évolu peu. Nous avons choisi cette valeur critique de

Chapitre 3

- 116 -

fonctionnement à 5kHz qui semble être un bon compromis entre l'optimisation de la

consommation due aux commutations des interrupteurs et la rapidité de recharge de la pompe.

IV.4. Pompe de charge proposée

Partant des différents résultats présentés dans les paragraphes précédents, nous avons

convergé vers une pompe de charge à quatre étages, utilisant des capacités externes de 2µF,

fonctionnant à 5kHz et utilisant des CTS dynamiques.

En pratique, nous avons modifié la structure des CTS dynamiques en profitant des

caractéristiques de transistors spéciaux disponibles dans la technologie CXZ. Cette

technologie met à disposition plusieurs types de transistor MOS. Nous avons utilisé des

transistors DMOS qui supportent des tensions importantes entre la grille et la source (VGS

max = 25V) et entre le drain et la source (VDS max = 55V). Une particularité de ces transistors

est de posséder une diode (D) intrinsèque entre le drain et la source. La figure 3.46 montre le

schéma équivalent des transistors DMOS type (N et P) et une version DMOS du CTS_Dyn

que nous avons utilisée pour la réalisation de notre pompe de charge.

S

G

D

NDMOS

D

D

G

S

PDMOS

D

S

G

D

NDMOS

D

S

G

DS

G

D

NDMOS

D

D

G

S

PDMOS

D

D

G

D

G

S

PDMOS

D

S

G

D

S

G

D D

G

SIN

OUT

Ctrl

CTS_Dyn version DMOS

T1

T2 T3

S

G

D

S

G

D D

G

SIN

OUT

Ctrl


T1

T2 T3

S

G

D

S

G

D D

G

SIN

OUT

Ctrl


S

G

DS

G

D

S

G

D D

G

SIN

OUT

Ctrl


T1

T2 T3

Figure 3.46 - Transistors DMOS type (N et P) et CTS_Dyn version DMOS

Avec cette nouvelle structure de CTS dynamique, nous faisons l’économie du transistor

connecté en diode. Cette structure est d'autant plus intéressante que la tension de seuil de la

diode intrinsèque (Vt = 0,51V) est très faible et que l’isolation de ces transistors DMOS dans

un puits (NTUB) supprime l'effet du substrat. Cette tension de seuil basse, indépendante de la

tension source-substrat, permet d'assurer un fonctionnement optimal des CTS qui risquaient

fort d'être en limite de fonctionnement dû à la faible tension d'activation (Vgs-Vt) pour une

alimentation de 3 V et pour des transistors haute tension classiques qui ont une tension de

seuil de 2V.


- 117 -

Le seul inconvénient de ces diodes est la valeur relativement faible de leur courant de

conduction admissible. Le courant autorisé est proportionnel à la taille de la diode et donc à la

largeur du transistor (W). Il nous a donc fallu trouver un compromis entre la taille de ces

DMOS et la limitation des courants. Si la taille des DMOS n’est pas assez grande, le transfert

de charge entre deux étages (deux capacités) sera long et les temps de charge et de recharge

de la pompe seront affectés.

Les transistors T1 (Cf. figure 3.46) sont donc légèrement surdimensionnés (WT1 = 300 µm)

pour permettre un courant maximal estimé à 40mA. Pour éviter toute dégradation de ces

transistors nous avons limité le courant de conduction à 16 mA en utilisant des plots de sortie

bufferisés (OB35P) [Aus02] pour la génération des signaux Cde (φ1) et Cde\ (φ2). Ces plots

bufférisés ont l’avantage d’effectuer un asservissement et un contrôle de leur rampe de sortie

et d’assurer par là un bon transfert de charges. Chaque plot est capable de fournir au

maximum un courant de 8mA. En plaçant deux plots en parallèle, on limite ainsi le courant

des DMOS à 16mA.

VDD

VHT2 VHT3

VHT4

VHT5

Valid

OB35P

OB35P

ctrlin outCTS

ctrlin outCTS

ctrlin outCTS

ctrlin outCTS

C8

ctrlin outCTS

Vmax

C7

VthbisVHT6

C6

Vcde

C1=2µF C2=2µF C3=2µF C4=2µF C5=2µF

OB35P

OB35P

Cde

Cde\

OB35P

OB35P

C9

C6=C8=100pF ; C7 = 100nF ; C9 = 11pF

VDD

VHT2 VHT3

VHT4

VHT5

Valid

OB35P

OB35P

OB35P OB35P

OB35P OB35P

ctrlin outCTSctrlin outctrlin outCTS




C8C8

ctrlin outCTS

Vmax

C7C7

VthbisVHT6

C6

Vcde

C6

Vcde

C1=2µF C2=2µF C3=2µF C4=2µF C5=2µF

OB35P

OB35P

OB35P OB35P

OB35P OB35P

Cde

Cde\

OB35P

OB35P

OB35P OB35P

OB35P OB35P

C9C9

C6=C8=100pF ; C7 = 100nF ; C9 = 11pF

Figure 3.47 – Schéma complet de la pompe de charge

La figure 3.47 présente le schéma complet de la pompe de charge que nous avons développée.

On retrouve sur ce schéma les hautes tensions additionnelles (Vcde, Vthbis et Vmax) utilisées

pour le contrôle du multiplexeur de tension présenté au paragraphe V de ce chapitre. On peut

remarquer que comme les courants mis en jeu pour la commande du multiplexeur de tension

Chapitre 3

- 118 -

sont très faibles, cette partie de la pompe de charge nécessite des capacités d'accumulation de

charges relativement faibles (C6=C8=100pF, C7=100nF et C9=11pF).

Le fonctionnement de cette pompe de charge a été validé par simulation. La figure 3.48 donne

l'évolution de la tension sur la dernière capacité de la pompe pour une charge complète de la

pompe avec le signal de commande Valid restant à l'état 0.

14,47 V14,47 V

Figure 3.48 - Simulation électrique de la pompe de charge

La tension finale obtenue est cohérente avec la prévision théorique :

48V14,49V#14,0,51-3)1)(4(Vt-VDD)1)((N VCTS_Dyn =•+=•+=

D'autre part, on note un temps de charge Tr # 60ms. En pratique, ce temps de recharge

complet de la pompe correspond à la mise en fonctionnement du système après une longue

période d'arrêt. Cette situation n'est pas critique et le temps de recharge obtenu est tout à fait

acceptable pour notre application.

Nous verrons au paragraphe V l'intérêt de disposer de plusieurs valeurs de hautes tensions.

Grâce aux différents signaux de commande Cde, Cde\ et Valid nous avons pu vérifier la

disponibilité d'un grand nombre de tensions différentes (données tableau 3.2) sur les sorties

(VTHi) de la pompe de charge.


- 119 -

00 4,354 4,369 10,39 10,53 14,4901 6 6 12 12 14,4910 3 9 9 15 14,4911 7,276 7,376 13,42 13,54 14,4900 4,354 4,369 10,39 10,53 17,4901 6 6 12 12 17,4910 3 9 9 15 17,4911 7,276 7,376 13,42 13,54 17,49

VHT4(V) VHT5(V) VHT6(V)Valid Cde\ Cde VHT2(V) VHT3(V)

0

1Sim

ulat

ion

Tableau 3.2 – Tensions maximales aux différents nœuds de la pompe en fonction de

la commande des buffers d'entrée

Dans le cas extrême d'une stimulation à 5mA de durée 1ms, la diminution de la tension de

sortie de la pompe est donnée par l'expression :

V5,2TCIV st

6

st ==∆

Grâce à l'utilisation du signal de commande Valid et du buffer associé, on peut vérifier que la

tension sur la dernière capacité est supérieure à 15 V et permet donc de fournir les 12,5 V –

condition découlant du cahier des charges (Cf. I.2) – durant toute la phase de stimulation pour

un courant maximal de stimulation.

Une autre caractéristique critique de la pompe de charge est le temps nécessaire à une

recharge après une stimulation maximale (Ist = 5 mA, Ist = 1 ms). La figure 3.49 montre des

simulations de l'évolution de la tension au niveau de la dernière capacité de la pompe pendant

la phase de charge pour différentes valeurs initiales. Ces valeurs initiales correspondent à la

décharge engendrée par des courants de stimulation d'une durée de 1ms et d'amplitude

comprise entre 1 et 5mA.

Chapitre 3

- 120 -

Figure 3.49 Recharge de la pompe au nœud VHT6 pour différentes valeurs initiales

On peut vérifier que dans le pire cas (pour VHT6 initial =11,87 V), la pompe de charge met

moins de 11ms pour retrouver une tension de sortie de 14 V. Cette tension sera amplifiée

durant la stimulation (Valid=1) et les 17 V alors disponibles permettront aisément de respecter

le cahier des charges.

V. Gestion de l'alimentation

Nous avons vu au paragraphe I.2 que dans le cas extrême d'une stimulation à 5mA pendant

1ms, le générateur de haute tension doit fournir au moins 12,5 V pendant toute la durée de la

stimulation. Pour autant, dans un cas typique (Cf. Chapitre 1) de stimulation neurale avec un

courant de stimulation de 500 µA pendant 300 µs, la tension nécessaire au niveau de la

cathode n'est seulement que de 2 V. Cette tension étant parfaitement compatible avec la

tension d'alimentation du circuit, la pompe de charge n'est pas utile dans ce cas particulier.

D'une façon générale, la tension maximale nécessaire au niveau de la cathode dépend

directement de la quantité de charges à fournir au nerf pour l'exciter. Pour limiter les pertes

pendant la stimulation, l'idée développée ici consiste à adapter la tension à l'anode en fonction


- 121 -

de la demande. Pour ce faire, un multiplexeur de tension a été développé pour permettre de

choisir entre les différentes tensions disponibles sur l'ensemble des nœuds de la pompe de

charge. La figure 3.50 présente le schéma de ce multiplexeur de tension.

E2

E3

E5

E4

E6

3MuxHT Decodeur

MuxHT

S2

S3

S5

S4

S6

VHT3 VHT6VHT5VHT4VHT2Vdd

V_Anode

S2 S3 S4 S5 S6

VHTbisVTHcde

Levels Shifts

T2 T3 T4 T5 T6

E2

E3

E5

E4

E6

3MuxHT Decodeur

MuxHT

S2

S3

S5

S4

S6


V_Anode

S2 S3 S4 S5 S6

VHTbisVTHcde

Levels Shifts

E2

E3

E5

E4

E6

3MuxHT Decodeur

MuxHT

S2

S3

S5

S4

S6


V_Anode

S2 S3 S4 S5 S6

VHTbisVTHcde

Levels Shifts

T2 T3 T4 T5 T6

Figure 3.50. Schéma de multiplexeur Haute tension

Deux remarques importantes peuvent être faites en rapport avec ce schéma.

La première remarque concerne la partie active qui utilise des diodes et des transistors N pour

le multiplexage des tensions. Le choix du type de transistor (entre N et P) a été guidé par le

souci toujours présent de garantir une sécurité maximale pour le patient. En effet, en cas de

coupure de l'alimentation du circuit, les transistors N resteraient toujours bloqués

déconnectant ainsi l'anode de la pompe de charge.

La seconde remarque concerne les niveaux logiques mis en jeu pour commander ces

transistors N. Car s'il est aisé de bloquer ces transistors, les rendre passants nécessite de

hautes tensions de grille pour être compatible avec les tensions élevées de drain dues aux

connexions avec la pompe de charge. Pour que les signaux numériques de configuration

provenant du décodeur Décodeur Mux_HT soient exploitables sur les grilles des transistors T2

à T6 nous avons développé un bloc élévateur de niveau Levels Shifts qui convertit un signal

logique compris entre 0 et 3 Volts en signal compris entre 0 et VHTbis. VHTbis est la plus

haute tension disponible sur la pompe de charge au moment de la commande.

Chapitre 3

- 122 -

Concernant le contrôle de la configuration, deux choix de sélection d'alimentation sont

disponibles.

La première possibilité consiste à ne rendre actif que le transistor correspondant au nœud

requis de la pompe. On parle alors d'un mode de commande en 1 parmi 6. Bien que paraissant

le plus évident, ce mode de commande n'est pas forcément adapté ici. En effet, la

commutation au moment du passage entre deux hautes tensions est susceptible de créer des

impulsions de courant parasites qui risqueraient fort d'être néfastes pour le nerf connecté à

l'anode.

Le deuxième mode de configuration utilise les diodes pour faciliter la commutation. Le

principe consiste à activer tous les transistors correspondant aux noeuds dont la tension

inférieure ou égale à la tension souhaitée. On parle alors de mode de commande en code

thermomètre. En pratique, une seule diode restera en conduction en mode permanent et au

moment de la commutation entre deux tensions successives, la commutation se fera de

manière progressive par la commutation des diodes.

Le tableau suivant donne la table de vérité du signal du décodeur Mux_HT en fonction de la

commande numérique MuxHT provenant du contrôleur numérique.

ClkMuxHT Mode1sur5 MuxHT(2 1 0) E(6 5 4 3 2) Vanode000 00000 Vdd (3V)001 00001 VHT2 (6V)010 00011 VHT3 (9V)011 00111 VHT4 (12V)100 01111 VHT5 (15V)101 11111 VHT6 (18V)110 11111 VHT6 (18V)111 11111 VHT6 (18V)000 00000 Vdd (3V)001 00001 VHT2 (6V)010 00010 VHT3 (9V)011 00100 VHT4 (12V)100 01000 VHT5 (15V)101 10000 VHT6 (18V)110 10000 VHT6 (18V)111 10000 VHT6 (18V)

0

1

ClkMuxHT Mode1sur5 MuxHT(2 1 0) E(6 5 4 3 2) Vanode000 00000 Vdd (3V)001 00001 VHT2 (6V)010 00011 VHT3 (9V)011 00111 VHT4 (12V)100 01111 VHT5 (15V)101 11111 VHT6 (18V)110 11111 VHT6 (18V)111 11111 VHT6 (18V)000 00000 Vdd (3V)001 00001 VHT2 (6V)010 00010 VHT3 (9V)011 00100 VHT4 (12V)100 01000 VHT5 (15V)101 10000 VHT6 (18V)110 10000 VHT6 (18V)111 10000 VHT6 (18V)

0

1

Tableau 3.3. Table de vérité du décodeur Mux_HT


- 123 -

V.1. Dessin des masques

La figure 3.51 présente le dessin des masques de la pompe de charge développée. Les plots

(OB35P) utilisés comme buffers sur les commandes Cde, Cde/ et Valid ne sont pas

représentés. On retrouve ici les 5 CTS et les 4 DNMOS utilisés pour le transfert de charges

entre les différentes capacités. Les deux inverseurs Inv1 et Inv2 sont utilisés comme buffers

sur les étages complémentaires de génération des signaux VHTbis, VHTcde.

C9 = 11pF

5 CTS

4 DNMOS

INV1 & INV2

C9 = 11pF

5 CTS

4 DNMOS

INV1 & INV2

0,32 mm

0,53 mm

0,25 mm

Figure 3.51 – Dessins des masques de la pompe de charge

La technologie CXZ permet l'utilisation de deux niveaux de polysilicium pour la création de

capacités de valeurs relativement grandes et isolées du substrat. Pour autant, seule la plus

"petite" des capacités de la pompe a été intégrée (C9=11pF). On peut voir que cette capacité

nécessite déjà la même surface de silicium que l'ensemble des éléments actifs utilisés pour les

transferts de charges !

Chapitre 3

- 124 -

C. Convertisseur Numérique – Analogique

I. Contexte et cahier des charges

Le rôle du convertisseur numérique-analogique (CNA) est de fournir à l’étage de sortie un

courant qui servira à la génération du courant de stimulation. Celui-ci a été défini comme

pouvant varier de 0 à 5 mA par pas de 20 µA, avec un temps d’établissement inférieur à la

microseconde. Comme cela a été expliqué plus haut, l’étage de sortie se comporte, entre

autres, comme un miroir de courant amplificateur de gain 4. Le CNA doit donc fournir1 un

courant variant de 0 à 1,25 mA par pas de 5 µA.

La résolution de ce convertisseur est de huit bits. En effet, 683 10521025,1 −− ⋅×≈⋅ .

Du point de vue des performances statiques, les erreurs de gain ou d’offset ainsi que les non-

linéarités, différentielles (DNL) ou intégrales (INL), ne seront pas particulièrement critiques

du moment que le convertisseur est strictement monotone. En effet, ce dispositif sera utilisé

dans une chaîne dont un des éléments, la partie biologique, devra être identifié au moment de

la mise en place des électrodes. Cette identification intègrera naturellement les défauts du

convertisseur. Cependant, une non-monotonicité, qui représente une inversion « locale » du

signe du gain du dispositif, pourrait avoir des conséquences graves sur la stabilité des boucles

d’asservissement susceptibles d’être mises en place autour de ce stimulateur pour assurer, par

exemple, une station debout autonome pour un paraplégique.

II. Choix d’architecture

Il existe deux grandes familles de convertisseurs à sortie en courant : les convertisseurs à

sources pondérées (binary-scaled) et les convertisseurs à sources unitaires (thermometer-

code) – Cf. Johns & Martin, chapitre 12 [Joh97].

Les premiers ont l’avantage de ne nécessiter qu’un signal de commande par bit de résolution.

Ils ont, en revanche, l’inconvénient de produire des impulsions parasites (glitches)

d’amplitude parfois élevée lors des changements de code. De plus, assurer la monotonicité de

ces convertisseurs impose des contraintes de précision draconiennes sur les sources

correspondant aux bits de poids fort (MSB).

1 Fournir, car l’étage de sortie « absorbe » le courant de stimulation et le courant venant du CNA.


- 125 -

Au contraire, les convertisseurs à sources unitaires requièrent autant de signaux de commande

que le convertisseur possède de valeurs de sortie, mais ils ont l’avantage de ne commuter

qu’une seule source lorsque le code augmente ou diminue d’une unité. Il s’ensuit que ces

convertisseurs sont monotones par construction, quelle que soit la précision des sources

élémentaires, et ne produisent pas d’impulsions parasites.

La contrainte de monotonicité étant pour nous essentielle, c’est un convertisseur à sources

unitaires, conforme au schéma de principe donné figure 3.52, que nous avons choisi de

réaliser. Restait à résoudre le problème du nombre des signaux de commande.

Binaire ThermomètreVdd

8

IDAC

D0 à D7

1 2 3 255

Source de

courant unitaire

Binaire ThermomètreVddVdd

8

IDAC

D0 à D7

1 2 3 255

Source de

courant unitaire

Figure 3.52 - CNA 8 bits à sources unitaires

Dans [Mik86], Takahiro Miki et al. ont proposé une architecture hybride de convertisseur

numérique analogique rapide 8 bits. Cette architecture se composait d’un convertisseur à 63

sources unitaires (6 bits) associé à un convertisseur 2 bits à sources pondérées réalisant les

deux bits de poids faible du convertisseur. L’architecture hybride se justifiait pour atteindre la

cadence de 80 MHz avec la technologie (2 µm CMOS) de l’époque. Nous n’avons pas de

telles contraintes de vitesse, mais la solution utilisée pour disposer les 63 sources unitaires et

les commander nous a paru suffisamment intéressante pour que nous l’adoptions.

L’architecture de Miki est décrite figure 3.53. Elle se compose, dans notre cas, d’une matrice

de 255 sources de courant unitaires (en fait 256, mais la dernière n’est jamais activée…)

pilotées par deux décodeurs thermomètre 4 vers 15 dont les tables de vérité sont données

tableau 3.4.

Chapitre 3

- 126 -

Décodeur thermomètre colonne

Dé c

odeu

r the

rmo m

ètre

lign

e

44

8

Vef_0

Vef_1

Fonctionlogique

IDAC

M1

M2

M3 M4

M5

on on on on on on on on on on on on on on on onon on on on on on on on on on on on on on on onon on on on on on on on on on on on on on on onon on on on on on on on on on on on on on on onon on on on on on on on on on on on on on on onon on on on on on on on on on on on on on on onon on on on on off off off off off off off off off off offoff off off off off off off off off off off off off off off offoff off off off off off off off off off off off off off off offoff off off off off off off off off off off off off off off offoff off off off off off off off off off off off off off off offoff off off off off off off off off off off off off off off offoff off off off off off off off off off off off off off off off

off off off off off off off off off off off off off off off offoff off off off off off off off off off off off off off off off

off off off off off off off off off off off off off off off off

(D7 à D0)(D3 à D0)

(D7 à D

4 )

CjLi-1Li

Source decourant unitaire

S

Décodeur thermomètre colonne

Dé c

odeu

r the

rmo m

ètre

lign

e

44

8

Vef_0

Vef_1

Fonctionlogique

IDAC

M1

M2

M3 M4

M5

on on on on on on on on on on on on on on on onon on on on on on on on on on on on on on on onon on on on on on on on on on on on on on on onon on on on on on on on on on on on on on on onon on on on on on on on on on on on on on on onon on on on on on on on on on on on on on on onon on on on on on on on on on on on on on on onon on on on on on on on on on on on on on on onon on on on on on on on on on on on on on on onon on on on on on on on on on on on on on on onon on on on on on on on on on on on on on on onon on on on on on on on on on on on on on on onon on on on on off off off off off off off off off off offon on on on on off off off off off off off off off off offoff off off off off off off off off off off off off off off offoff off off off off off off off off off off off off off off offoff off off off off off off off off off off off off off off offoff off off off off off off off off off off off off off off offoff off off off off off off off off off off off off off off offoff off off off off off off off off off off off off off off offoff off off off off off off off off off off off off off off offoff off off off off off off off off off off off off off off offoff off off off off off off off off off off off off off off offoff off off off off off off off off off off off off off off offoff off off off off off off off off off off off off off off offoff off off off off off off off off off off off off off off off

off off off off off off off off off off off off off off off offoff off off off off off off off off off off off off off off offoff off off off off off off off off off off off off off off offoff off off off off off off off off off off off off off off off

off off off off off off off off off off off off off off off offoff off off off off off off off off off off off off off off off

(D7 à D0)(D3 à D0)

(D7 à D

4 )

CjLi-1Li

Source decourant unitaire

S

Figure 3.53 - Architecture de Miki [Mik86]

Colonnes D3 D2 D1 D0 C15 C14 C13 C12 C11 C10 C9 C8 C7 C6 C5 C4 C3 C2 C1Lignes D7 D6 D5 D4 L15 L14 L13 L12 L11 L10 L9 L8 L7 L6 L5 L4 L3 L2 L1

0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 00 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 10 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 20 0 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 30 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 40 1 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 50 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 60 1 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 71 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1 81 0 0 1 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1 1 91 0 1 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 101 0 1 1 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 111 1 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 121 1 0 1 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 131 1 1 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 141 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 15

DECIMALEBINAIRE CODAGE THERMOMETRE

Tableau 3.4 Table de vérité des deux décodeurs thermomètre

Le décodeur qui commande les lignes reçoit les quatre bits de poids fort du code, tandis que

celui qui commande les colonnes reçoit les quatre bits de poids faible. Chaque source unitaire

est constituée d’une source de courant cascode (M1, M2) associée à un aiguilleur de courant

(M3, M4) commandé par une fonction logique à trois entrées. C’est cette fonction logique

qui, en décodant l’activation de la ligne ou bien l’activation de la colonne quand la ligne

précédente est activée, permet de commander les sources suivant un motif similaire à celui de

la figure 3.53.

Dans l’exemple de la figure 3.53, le code appliqué en entrée du convertisseur a la valeur

décimale 101, soit en hexadécimal 0x65. Les signaux L1 à L6 sont donc activés, tandis que

les signaux L7 à L15 sont désactivés. De même, les signaux C1 à C5 sont activés et les

signaux C6 à C15 sont désactivés. La figure 3.54 décrit la façon dont les signaux de

commande des lignes et des colonnes sont interconnectés aux sources de courant


- 127 -

élémentaires. Enfin, la fonction logique fournissant le signal Sij est simplement :

( )jiiij CLLS ∧∨= −1 . Remarque : on peut aussi utiliser ( )jiiij CLLS ∨∧= −1 , de complexité

équivalente, qui exige, pour activer toutes les cellules d’une ligne, que la ligne courante et la

ligne précédente soient activées simultanément.

S S S S S

S S S S S

S S S S S

S S S S S

S S S S S

Li

Li-1

Li+1

L16=Gnd

L0=Vdd

Fonctionlogique

Fonctionlogique

Fonctionlogique

Fonctionlogique

Fonctionlogique

CjC1

Fonctionlogique

Fonctionlogique

Fonctionlogique

Fonctionlogique

Fonctionlogique

Fonctionlogique

Fonctionlogique

Fonctionlogique

Fonctionlogique

Fonctionlogique

Fonctionlogique

Fonctionlogique

Fonctionlogique

Fonctionlogique

Fonctionlogique

Fonctionlogique

Fonctionlogique

Fonctionlogique

Fonctionlogique

Fonctionlogique

C16=GndCj+1CJ-1

L1

IDAC

Figure 3.54 - Interconnexion des lignes et des colonnes

Une des caractéristiques de l’architecture choisie est le fait que sa consommation ne dépend

pas du code appliqué sur le CNA. Cela peut être vu comme un inconvénient, mais ce

comportement est nécessaire pour conserver un temps de réponse bref. Dans notre

application, le convertisseur n’est au plus effectivement utilisé que pendant 5% du temps

(stimulations d’au plus 1 ms séparées par au moins 19 ms). Il nous a donc paru judicieux

d’ajouter une commande, DacOn, permettant d’inhiber le CNA en dehors des instants de

stimulation.

III. Architecture détaillée

L’architecture globale de notre CNA est représentée figure 3.55.

Chapitre 3

- 128 -

Source de référenceDacON

Vref_0

Vref_1

Rpol

Décodeur ColonneBinaire / Thermomètre

Déc

odeu

r Lig

neB

inai

re /

Ther

mom

ètre

Wr_Dac

255 sources de courant unitaires

IDACD7 … D0

Rst_Dac

Source de référenceDacON

Vref_0

Vref_1

Rpol

Décodeur ColonneBinaire / Thermomètre

Déc

odeu

r Lig

neB

inai

re /

Ther

mom

ètre

Wr_Dac

255 sources de courant unitaires

IDACD7 … D0

Rst_Dac

Figure 3.55 - Architecture du CNA

Elle se compose d’une matrice de 255 sources de courant unitaires − décrites sommairement

dans la section précédente −, d’une source de référence qui fournit les deux tensions de

polarisation nécessaires au fonctionnement des sources unitaires et de deux décodeurs

« thermomètres » 4 vers 15.

III.1. Les décodeurs ligne et colonne

Ces décodeurs sont des blocs de logique combinatoire « terminés » chacun par un registre de

15 bits. La commande d’horloge de ce registre est l’entrée Wr_Dac, active sur front montant.

L’entrée asynchrone Rst_Dac , active à l’état bas, permet de mettre à zéro toutes les sorties

des registres, annulant ainsi instantanément, au temps de réponse près, le courant de sortie du

CNA (mais non pas sa consommation…). La description comportementale (VHDL) de ces

décodeurs est donnée figure 3.56.


- 129 -

Figure 3.56 - Description comportementale d'un décodeur thermomètre 4 vers 15

Le rôle du registre placé en sortie de décodeur est double. En effet, d’une part il permet de

diminuer le temps de réponse du CNA en masquant les temps de propagation dans la logique

combinatoire de décodage, et, d’autre part, il empêche la production d’impulsions parasites de

courant lors des changements de code en bloquant la propagation des aléas de commutation

de la logique à la matrice de sources de courant.

III.2. La source de référence

Nous avons vu (figure 3.53) que les sources de courant cascodes constituant le cœur de

sources unitaires du CNA requéraient deux tensions de polarisation. Le rôle de la source de

référence est de fournir ces deux tensions, avec une valeur telle que chaque source unitaire

débite un courant de 5 µA.

À cause de l’incertitude sur les paramètres technologiques (habituellement de l’ordre de

±20% pour les paramètres de premier ordre du modèle des composants) il n’est pas

envisageable de concevoir une source de référence sans élément de réglage. En revanche,

notre stimulateur opérant dans une enceinte thermostatée, le corps humain, il n’est pas

nécessaire de prévoir de compensation en température.

La figure 3.57-a illustre le principe adopté. La source de référence est construite autour de la

branche d’entrée d’un miroir de courant cascode (Tp0 et Tp1), qui fournit les deux tensions de

library IEEE; use IEEE.STD_LOGIC_1164.all;

entity thermoComb is port( addr : in STD_LOGIC_VECTOR (3 downto 0); sortie : out STD_LOGIC_VECTOR (14 downto 0) ); end thermoComb ;

architecture comportementale OF thermoComb is begin process (addr) begin case addr is when "0000" => sortie <= "000000000000000"; when "0001" => sortie <= "000000000000001"; when "0010" => sortie <= "000000000000011"; when "0011" => sortie <= "000000000000111"; when "0100" => sortie <= "000000000001111"; when "0101" => sortie <= "000000000011111"; when "0110" => sortie <= "000000000111111"; when "0111" => sortie <= "000000001111111"; when "1000" => sortie <= "000000011111111"; when "1001" => sortie <= "000000111111111"; when "1010" => sortie <= "000001111111111"; when "1011" => sortie <= "000011111111111"; when "1100" => sortie <= "000111111111111"; when "1101" => sortie <= "001111111111111"; when "1110" => sortie <= "011111111111111"; when others => sortie <= "111111111111111"; end case; end process; end comportementale;

library IEEE; use IEEE.STD_LOGIC_1164.all;

entity code_thermo is port( code : in std_logic_vector (3 downto 0); Wr_Dac : in std_logic; Rst_Dac : in std_logic ; sortie : out std_logic_vector (14 downto 0) ); end code_thermo;

architecture comportementale of code_thermo is component thermoComb is port( addr : in std_logic_vector (3 downto 0); sortie : out std_logic_vector (14 downto 0) ); end component ; signal s : std_logic_vector (14 downto 0) ; begin comb: thermoComb port map (code => addr, sortie => s); Registre: process (Wr_Dac) begin if Rst_Dac = ’0’ then sortie <= (others => ’0’) ; elsif Wr_Dac’event and Wr_Dac = ’1’ then sortie <= s ; end if; end process; end comportementale;

Chapitre 3

- 130 -

référence Vref0 et Vref1, dans laquelle le transistor Tn0 injecte le courant traversant la

résistance Rpol, alors que la tension aux bornes de cette dernière est maintenue constante et

égale à Vref par la boucle formée de l’amplificateur A1 et du transistor Tn0.

Vref_0

Vref_1

VDD

Tn0

Tp1

Tp0

Rpol

Ipol

GndVref

A1

(a)

Vref_0

Vref_1

VDD

Tn1

Tn0

Tp3

Tp2

Tp1

Tp0

Rpol

Ipol

ID1

Gnd

(b)

Vref_0

Vref_1

VDD

Tn0

Tp1

Tp0

Rpol

Ipol

GndVref

A1

(a)

Vref_0

Vref_1

VDD

Tn0

Tp1

Tp0

Rpol

Ipol

GndVref

A1

Vref_0

Vref_1

VDD

Tn0

Tp1

Tp0

Rpol

Ipol

GndVref

A1

(a)

Vref_0

Vref_1

VDD

Tn1

Tn0

Tp3

Tp2

Tp1

Tp0

Rpol

Ipol

ID1

Gnd

(b)

Vref_0

Vref_1

VDD

Tn1

Tn0

Tp3

Tp2

Tp1

Tp0

Rpol

Ipol

ID1

Gnd

Vref_0

Vref_1

VDD

Tn1

Tn0

Tp3

Tp2

Tp1

Tp0

Rpol

Ipol

ID1

Gnd

(b)

Figure 3.57 - Schéma de principe (a) et réalisation (b) de la source de référence

La figure 3.57-b précise la façon dont sont réalisés l’amplificateur A1 et la source Vref. A1

est constitué d’un transistor monté en source commune (Tn1) avec une charge active cascode

constituée des transistors Tp2 et Tp3. La source Vref est simplement la tension de seuil (Vt)

du transistor Tn1.

Avant de décrire le dimensionnement de cette structure et les améliorations qu’il est

nécessaire de lui apporter, voyons comment elle nous permet de régler le courant de référence

du CNA. Lors de la première mise en œuvre d’un circuit, on utilise pour Rpol (qui est un

composant externe, rappelons-le) une résistance de valeur connue (environ 150kΩ dans notre

cas) et l’on alimente le circuit. La mesure de la tension Vgs1 aux bornes de cette résistance

nous donne une approximation de Vref. En divisant cette valeur de Vref mesurée par la valeur

du courant de référence que l’on souhaite avoir pour le CNA, on obtient la valeur à donner à

la résistance Rpol. Évidemment, il conviendra de faire cette manipulation à la température

nominale de fonctionnement du dispositif, c'est-à-dire à 37 °C. Par ailleurs, pour que cette

manipulation donne des résultats raisonnablement fiables, il importe que la tension Vgs1 soit

la moins dépendante possible du courant Ipol. Ceci s’obtient en polarisant Tn1 en régime


- 131 -

d’inversion faible (ce qui fait tendre Vref vers le paramètre technologique Vtn) et en veillant à

ce que la structure Tn1 – Tp2 – Tp3 ait un gain en tension suffisamment grand.

En ce qui concerne le dimensionnement, nous avons fait choix, sans avoir étudié d’alternative,

d’avoir, dans les deux branches de la structure le même courant Ipol fixé à 5 µA, c'est-à-dire à

la même valeur que le courant fourni par une source unitaire du CNA.

D’une manière classique, nous avons ensuite déterminé, d’après les équations régissant le

modèle du transistor saturé en inversion forte, un premier ensemble de dimensions que nous

avons ensuite affinées par simulation (spectre, modèles du design kit d’AMS – HitKit V3.50).

Pour le transistor Tn1, nous avons d’abord fait choix d’une longueur non minimale

(L = 2.5 µm) afin de réduire son facteur de bruit, car c’est ce transistor qui fixe la tension

Vref, puis nous avons fixé sa largeur à 500 µm. Compte tenu des paramètres technologiques

typiques de cette technologie (Vtn = 650 mV et Kn = 95 µA/V2) cela nous donnait un Veff

(inversion forte) de 23 mV, polarisant donc le transistor en inversion faible à modérée.

Pour le transistor Tn0, il intervient après l’élément de gain dans la boucle d’asservissement de

la tension Vgs1, son facteur de bruit a donc beaucoup moins d’importance, comme d’ailleurs

la valeur effective de ses paramètres petits signaux. Nous lui avons donc donné une longueur

minimale (0,8 µm) et une largeur de 10 µm.

Les dimensions des transistors Tp0 à Tp3 ( W = 49,8 µm et L = 2,5 µm) ont été fixées lors du

dimensionnement des sources unitaires.

Le dimensionnement de cette structure n’est cependant pas la fin de sa mise en œuvre. En

effet, le choix d’utiliser une image du courant Ipol pour polariser le transistor Tn1 fait de la

structure un système possédant un point de fonctionnement stable (le fonctionnement

nominal) et un point de fonctionnement métastable : Ipol = 0. Il est donc nécessaire d’ajouter

un dispositif de démarrage. De plus, nous souhaitons pouvoir annuler la consommation du

CNA au moyen d’un signal de commande Dac_On. C’est au niveau de la source de référence

qu’il doit agir.

La figure 3.58 décrit le dispositif de démarrage et d’arrêt ajouté à la structure. L’arrêt est

obtenu en imposant Vds1 nul (transistor Tn2 passant), ce qui a pour effet de bloquer le

transistor Tn0 et d’annuler le courant dans les transistors Tp0 et Tp1. Toutes les sources

unitaires du CNA sont alors bloquées.

L’état d’arrêt étant un état métastable, il ne suffit pas de bloquer le transistor Tn2 pour

« redémarrer » la source. Il faut être capable d’injecter du courant au point A pour rendre à

Chapitre 3

- 132 -

nouveau passant le transistor Tn0. Nous avons fait choix − il nous est apparu plus tard que

c’était le commencement d’une erreur − d’utiliser pour cela les transistors Tp2 et Tp3, via les

transistors Tp0 et Tp1, en « tirant » du courant du point B à l’aide du transistor Tn3. Il fallait,

pour commander Tn3 inverser le signal Dac_On, c’est le rôle de l’inverseur constitué de Tn4

et Tp4. Il restait alors à bloquer Tn3 après le démarrage de la source… C’est le rôle de Tn5

qui est sensé devenir passant lorsque le transistor Tn1 est passant. Bien sûr, il faut

dimensionner Tp4 de telle façon que le Vgs de Tn3 reste inférieur à Vt lorsque Tn5 et lui sont

passants simultanément…

Vref_0

Vref_1

VDD

Tn1

Tn0

Tp3

Tp2

Tp1

Tp0

Rpol

Ipol

ID1

DacON

Tn2,Tn5,Tn4 : W/L = 10/0,8

Tn3, Tp4: W/L = 0,8/40

Tn2 Tn5

Tn3

Tn4

Tp4

Gnd

A

B

Vref_0

Vref_1

VDD

Tn1

Tn0

Tp3

Tp2

Tp1

Tp0

Rpol

Ipol

ID1

DacON

Tn2,Tn5,Tn4 : W/L = 10/0,8

Tn3, Tp4: W/L = 0,8/40

Tn2 Tn5

Tn3

Tn4

Tp4

Gnd

Vref_0

Vref_1

VDD

Tn1

Tn0

Tp3

Tp2

Tp1

Tp0

Rpol

Ipol

ID1

DacON

Tn2,Tn5,Tn4 : W/L = 10/0,8

Tn3, Tp4: W/L = 0,8/40

Tn2 Tn5

Tn3

Tn4

Tp4

Gnd

A

B

Figure 3.58 - Source de référence et dispositif de démarrage/arrêt

Ce schéma est celui que nous avons réalisé, après l’avoir validé par quelques simulations du

démarrage et de l’arrêt de la structure avec des modèles typiques (option tm de la bibliothèque

de modèles) des transistors. Lors des essais, nous avons constaté que cette source ne se

comportait pas comme nous l’avions prévu. Nous détaillerons ces défauts de comportement

dans le chapitre 4, mais nous pouvons d’ores et déjà en passer trois en revue qui deviennent

évidents dès lors que l’on se pose les bonnes questions.

L’empilement Tn1-Tn0-Tp1-Tp0 peut empêcher le fonctionnement sous Vdd = 3V : En effet,

pour que les transistors puissent fonctionner en saturation, il faut avoir :

1010 nnnppppdd VeffVtVeffVeffVtVeffVtV +++−−−−>

Or, nous avons VVtV n 84,062,0 ≤≤ et 22 10580 VA

nVA K µµ ≤≤ pour les transistors NMOS

ainsi que VVtV p 68,092,0 −≤≤− et 22 4025 VA

pVA K µµ ≤≤ . Ce qui nous donne, dans le pire


- 133 -

cas (quand les tensions de seuil sont maximales et les facteurs de transconductance

minimaux) pour un courant de 5 µA :

VVdd 1,302,084,01,0141,092,0141,092,0 ≈++++++>

Et cela, sans tenir compte des modulations des tensions de seuil de Tp1 et Tn0… La seule

solution consisterait à remplacer le miroir de courant cascode par un cascode grande

excursion : c’est ce qui sera fait dans la prochaine version de l’ASIC de stimulation qui est en

cours de développement.

Le choix de Vgs1 pour commander le transistor Tn5 n’est absolument pas judicieux. En effet,

nous avons vu que Tn1 est dimensionné pour fonctionner en régime de faible inversion afin

de rendre cette tension la plus proche possible de Vt. Il s’ensuit que Tn5 fonctionne alors lui

aussi en régime de faible inversion, ce qui rend difficile le blocage de Tn3. De plus, le courant

fourni par Tp4 augmentant avec la tension d’alimentation, alors que celui qu’absorbe Tn5 en

est indépendant. Il s’ensuit que ce dispositif de démarrage nous impose une limite supérieure

à la tension d’alimentation. Si nous n’avons pas de chance (et c’est le cas) cette limite peut

être inférieure à la valeur minimale imposée par la branche Tn1-Tn0-Tp1-Tp0.

Le point d’action (B) pour démarrer la source est mal choisi. En effet, nous avons vu lors de

la description du principe de cette source de référence que Tn0 était là pour « copier » le

courant traversant Rpol dans la branche Tp0-Tp1. Il n’est donc pas judicieux d’ajouter une

dérivation au point B car cela modifie directement le courant des sources unitaires du CNA.

Au contraire, la valeur du courant dans la branche Tp2-Tp3-Tn1 n’a que peu d’importance et

le miroir cascode n’est là que pour augmenter l’amplification petits signaux du transistor Tn1.

Ainsi, ajouter une injection de courant au point A n’agirait qu’au second ordre sur les

courants élémentaires du CNA.

III.3. Les sources unitaires

Le schéma retenu pour ces sources est donné figure 3.59.

Chapitre 3

- 134 -

Vref_1

Vref_0

Cj

Li

Li-1

S

S

Tp3 Tp2

TnIDAC

VDS

VA

I I

VDD VDD

Tp1

Tp0

Tp3,Tp4 : W/L = 3/0,8

Tn : W/L = 1,5/1,5

Vref_1

Vref_0

Cj

Li

Li-1

S

S

Tp3 Tp2

TnIDAC

VDS

VA

I I

VDD VDD

Tp1

Tp0

Tp3,Tp4 : W/L = 3/0,8

Tn : W/L = 1,5/1,5

Figure 3.59 - Schéma d'une source unitaire

On y remarque les deux transistors Tp0 et Tp1 qui constituent une source de courant cascode.

Tp2 et Tp3 constituent un aiguilleur de courant. Afin de maximiser la rapidité du dispositif, il

faut que la commutation de courant se produise à tension constante, c'est-à-dire que VA ne

doit pas changer. Or, les signaux de commande de cet aiguilleur sont des signaux logiques (0

ou Vdd) et les transistors Tp2 et Tp3 sont l’un bloqués et l’autre linéaire. Si l’on avait adopté

le schéma de la figure 3.53, le potentiel VA aurait dû évoluer, à chaque commutation, de 0 à la

tension de sortie du CNA. La figure 3.60 nous donne une estimation (à partir de la

caractéristique de la charge envisagée) de cette tension de sortie en fonction du courant de

sortie.

GndGnd

IDAC

Tn1

Tn3

CD-T3

CG-T1

Ve

Ve(V)

IDAC (mA)

1,50,6

1,25

VA = 1V

Etage de sortie

DAC

IDAC = f(Ve)

0GndGndGndGnd

IDAC

Tn1

Tn3

CD-T3

CG-T1

Ve

Ve(V)

IDAC (mA)

1,50,6

1,25

VA = 1V

Ve(V)

IDAC (mA)

1,50,6

1,25

VA = 1V

Etage de sortie

DAC

IDAC = f(Ve)

0

Figure 3.60 - Branche d'entrée de l'étage de sortie

et sa caractéristique tension-courant.

On y voit ainsi qu’en plaçant, en série avec le drain de Tp3, le transistor Tn dimensionné

pour avoir un Vds = Vgs de 1V lorsqu’il est traversé par un courant de 5 µA, on minimise les

variations du potentiel VA, améliorant par là le temps de réponse du CNA.


- 135 -

IV. Dessin des masques

Le CNA possède trois signaux de commande et une entrée de données sur huit bits. Son

comportement est résumé dans le tableau 3.5

1 0 ou 1 0 ou 1 0

1

0 00

0 ou 1

Wr_DACDacON Rst_DAC IDAC

En marche

En veille

Initialisation

IDAC = f(D)

Mode

1 0 ou 1 0 ou 1 0

1

0 00

0 ou 1

Wr_DACDacON Rst_DAC IDAC

En marche

En veille

Initialisation

IDAC = f(D)

Mode

Tableau 3.5 Les signaux de commande du CNA

La figure 3.61 représente le dessin des masques de fabrication du CNA. La partie SU est la

matrice de 256 sources unitaires (16 lignes et 16 colonnes). Les blocs DC et DL sont

respectivement le Décodeur « Colonnes » et le Décodeur « Lignes ». Enfin, la partie SR est la

Source de Référence.

SU

SR

DL

DC

SU

SR

DL

DC

Figure 3.61 - Dessin des masques du CNA

Le défaut principal de cette structure est la différence de localisation entre la matrice de

sources unitaires et la source de référence qui contiennent des éléments appariés. Une solution

Chapitre 3

- 136 -

aurait pu être de partager les éléments sensibles (Tp0 et Tp1) de la source de référence en

quatre éléments identiques placés aux quatre coins de la matrice de sources unitaires.

D. Le véhicule de test

Le véhicule de test (cf figure 3.62) réalisé en technologie 0,8 µm CMOS haute tension (CXZ)

de Austria Mikro Systeme (AMS) en mai 2003 devait nous permettre de valider à la fois la

structure choisie pour un stimulateur multipolaire implantable et les différents éléments de

cette structure. A cet effet, nous avons dupliqué les éléments qui nous paraissaient

inséparables dans la structure du stimulateur : le CNA et l’étage de sortie. Ainsi, il nous était

possible de disposer d’un CNA et d’un étage de sortie indépendants pour pouvoir les

caractériser précisément et les valider. Nous disposions alors par ailleurs de ces deux éléments

placés en cascade, ce qui devait nous permettre de les utiliser dans les conditions initialement

prévues. Nous n’avons pas agi de même avec l’alimentation haute tension car celle-ci se

connecte « en parallèle » sur l’étage de sortie, et en cas de défaillance, il nous était facile de la

remplacer par une alimentation externe.

CNA

CN

A

Pompe de Charge

Étage de

Sortie

Étage de

SortieAM

S 0.

8 µm

CXZ

; 15

,3 m

m2

4,5 mm

3,4

mm

CNA

CN

A

CNA

CN

A

Pompe de Charge

Pompe de Charge

Étage de

Sortie

Étage de

Sortie

Étage de

Sortie

Étage de

SortieAM

S 0.

8 µm

CXZ

; 15

,3 m

m2

4,5 mm

3,4

mm

Figure 3.62 - Microphotographie du véhicule de test

La figure 3.63 décrit le schéma général du véhicule de test. On peut y voir quelques éléments

qui nous n’avons pas évoqué jusqu’à présent : Shift7 et Shift8 sont deux registres à décalage

nous permettant de remplacer les bus parallèles fixant la consigne du CNA et celle du


- 137 -

multiplexeur de l’étage de sortie par deux bus série afin de diminuer le nombre de plots du

circuit qui, comme on peut le voir sur la figure 3.62, en possède déjà beaucoup.

EtageSortie1

OutOn

I

Vcde

VHTbis

VHT<2:6>

VDDAlimHT

MuxHT<2:0>

MuxOut<6:0>

CtrlDech<2:0>

VbiasOn

Rextbias

Vref

clk_

mux

_ht

Mod

e _1/

5

rst_

mux

_ht

Anode K<1:4> SousAlim

A1

K1<1:4>

SousAlim1

Clk

Mux

Ht

Mod

e1su

r5

Rst

Mux

1

VHTbis

Vcde

OutOn1

Idac

VHT<2:6>

Vdd_pump

MuxHT<2:0>

MuxOut<6:0>

CtrlDech<2:0>

EsbiasOn1

Rpes1

Vref1

Vcde

VHTbis

OutOn1 EsbiasOn1Rpes1 Vref1 RstMux1

EsbiasOn2Rpes2 Vref2 RstMux2

OutOn2 I2

VHTbis

Vcde

OutOn2

I2

VHT<2:6>

Vdd_pump

MuxHT<2:0>

MuxOut<6:0>

CtrlDech<2:0>

EsbiasOn2

Rpes2

Vref2

EtageSortie2 OutOn

I

Vcde

VHTbis

VHT<2:6>

VDDAlimHT

MuxHT<2:0>

MuxOut<6:0>

CtrlDech<2:0>

VbiasOn

Rextbias

Vref

clk_

mux

_ht

Mod

e _1/

5

rst_

mux

_ht

Anode K<1:4> SousAlim

A2

K2<1:4>

SousAlim2

Clk

Mux

Ht

Mod

e1su

r5

Rst

Mux

2

Shift8

Dout<7:0> Din

Clk

Idac

1

DinDac

ClkDac

WRDac rstDac

DacOn1

DacOn2

WR_Dac

rst

Dac_On

DAC1Idac

Rext

amplitude<7:0>

Rext1

Rext2

WR_Dac

rst

Dac_On

DAC2Idac

Rext

amplitude<7:0>

Idac

VmaxBuffers

Cim

pair C

impair1

Cpair

Cpair1

Cvalid

Cvalid1

_Valid _Cde Cde

VcdeAlimHT VHTbis

Vmax

Vdd pump

Cinterne

VHT<2:6>Csup1

Vcde

VHTbis

VHT<2:6>

Csup1

Cinterne

Vdd_pump

Shift7

Dout<6:0> Din

Clk

MuxOut<6:0> DinMuxOut

ClkMuxOut

ClkMuxHt

MuxHtMode1sur5

CtrlDech<2:0>

Figure 3.63 - Schéma général du véhicule de test

Chapitre 3

- 138 -

On peut relever, sur cette figure 3.62 un défaut du dessin des masques du CNA. En effet, les

sources unitaires de ce dernier ont une forme rectangulaire. Il s’ensuit que la matrice de

sources unitaires a, elle aussi, une forme rectangulaire. Or, et on le voit bien sur la figure, il

est plus difficile de disposer, sans perte de place, des rectangles que des carrés. De plus, cela

nous a obligé à donner des orientations différentes aux deux CNA, ce qui dégrade fortement

leur appariement et nous interdit d’utiliser les résultats de caractérisation de l’un pour l’autre.

E. Conclusion

Nous avons développé une première version de la partie active d'un stimulateur neural. Ce

circuit, conçu dans un souci de consommation minimale, permet de gérer une stimulation

neurale multipolaire. Chaque bloc fonctionnel le constituant a une fonction et des

caractéristiques propres.

L'étage de sortie, qui a la double fonction d'amplification du courant issu du Convertisseur

N/A et de répartition de ce courant vers les différentes cathodes de l'électrode, utilise une

architecture de réseau de générateurs de courant programmables et appariés qui permet de

distribuer précisément le courant de stimulation vers les cathodes tout en gardant cette

répartition indépendante du courant total de stimulation.

La pompe de charge dédiée à l'élévation de la tension au niveau de l'anode a un

fonctionnement discontinu qui permet de maximiser son rendement en puissance. Le nombre

d'étages de la pompe proposée est minimal grâce à l'utilisation de CTS dynamiques.

Le Convertisseur N/A 8 bits traduit en courant électrique la consigne numérique fournie par la

micromachine. Il est bâti sur une architecture garantissant sa monotonicité. Il est aussi

optimisé pour permettre une conversion rapide et exempte de parasites pour la génération de

courants de stimulation à formes d'ondes complexes et enfin, il est pourvu d'un système de

mise en veille utilisable pendant les grandes périodes de non utilisation pour réduire la

consommation moyenne du circuit.

La première phase de validation basée sur des simulations laisse espérer de bons résultats sur

le circuit après fabrication.

Chapitre 4 : Validations

Chapitre 4

- 140 -

Comme nous l’avons expliqué au chapitre précédent, le circuit fabriqué en technologie 0,8 µm CMOS haute tension (CXZ) de « Austria Mikro Systeme » (AMS) en mai 2003 devait nous permettre de valider à la fois la structure choisie pour un stimulateur multipolaire implantable et les différents éléments de cette structure. Nous présentons donc dans ce chapitre, d’une part les résultats des mesures faites sur les trois composants principaux, que sont le convertisseur numérique analogique, la pompe de charges et l’étage de sortie, et d’autre part les résultats obtenus avec le stimulateur complet.

Mais tout d’abord, voyons pourquoi nous avons choisi de réaliser un dispositif éclaté et redondant, plutôt que fermé. Les résultats de simulation présentés au chapitre 3 correspondent à une première phase de validation du circuit. Mais la simulation, qu’elle concerne un circuit analogique ou numérique, ne permet d’affirmer le comportement du dispositif simulé qu’à la condition de lui avoir appliqué des stimuli représentatifs de son environnement réel. Or, le concepteur est, en général, le plus mal placé pour concevoir des stimuli qui mettront son circuit en défaut : les problèmes auxquels il a pensé sont résolus par l’architecture qu’il a choisie… De plus, pour ce circuit nous cumulions les « premières » : première expérience de microélectronique analogique du concepteur, première utilisation d’une technologie « haute-tension » au laboratoire. Ainsi, pour ce premier silicium du projet DEMAR, nous avons voulu faire en sorte qu’une panne, même grave, sur l’une des parties du stimulateur ne nous empêche pas de valider les autres.

Une première partie de ce chapitre est dédiée à la description du banc de mesure mis en place pour valider le circuit après fabrication. Une étude approfondie des caractéristiques électriques du circuit est présentée dans une deuxième partie. Enfin, la dernière partie du chapitre donne les résultats expérimentaux in vitro et in vivo du simulateur. Grâce ces derniers tests nous pourrons évaluer la possible l'influence du contexte médical invasif sur les performances du circuit.

Validations

- 141 -

A. Le banc de mesure Le banc de mesure que nous avons mis en place pour la caractérisation du circuit de stimulation (partie analogique est numérique) est illustré figure 4.1. Il comprend une carte de test supportant l’ASIC, une carte FPGA (Excalibur) et une interface logicielle exécutée sur un ordinateur relié à la carte FPGA par une liaison série asynchrone. Le tout étant bien sûr exploité avec les appareils de mesure du laboratoire d’électronique : oscilloscope(s), analyseur de paramètre, etc.

Étagede

Sortie

Circuit Analogique

CAN

Pompede

Charge

K2

K1

K3

A

K4

Interface (Logicielle)

Circuit Numérique

RAMµ-Prog

µ-machine

Excalibur (FPGA)

Inte

rfac

e N

umér

ique

Étagede

Sortie

Circuit Analogique

CAN

Pompede

Charge

K2

K1

K3

A

K4


Circuit Numérique

RAMµ-Prog

µ-machine

Excalibur (FPGA)

Inte

rfac

e N

umér

ique

Étagede

Sortie

Circuit Analogique

CAN

Pompede

Charge

K2

K1

K3

A

K4

Étagede

Sortie

Circuit Analogique

CAN

Pompede

Charge

K2

K1

K3

A

K4

Interface (Logicielle)Interface (Logicielle)

Circuit Numérique

RAMµ-Prog

µ-machine

Excalibur (FPGA)

Inte

rfac

e N

umér

ique

Circuit Numérique

RAMµ-Prog

µ-machine

Excalibur (FPGA)

Inte

rfac

e N

umér

ique

Circuit Numérique

RAMµ-Prog

µ-machine

RAMµ-Prog

µ-machine

Excalibur (FPGA)

Inte

rfac

e N

umér

ique

Bus Ethernet ou GPIB

Liaison série

OscilloscopeInterface Logicielle

Amplificateurs de mesures

(5 amplificateurs de tension)(4 amplificateurs de courant)

Carte de testCarte Excalibur

(V,I)

Analyseur de paramètres

DAC

Étagede

Sortie

Circuit Analogique

CAN

Pompede

Charge

K2

K1

K3

A

K4


Circuit Numérique

RAMµ-Prog

µ-machine

Excalibur (FPGA)

Inte

rfac

e N

umér

ique

Étagede

Sortie

Circuit Analogique

CAN

Pompede

Charge

K2

K1

K3

A

K4


Circuit Numérique

RAMµ-Prog

µ-machine

Excalibur (FPGA)

Inte

rfac

e N

umér

ique

Étagede

Sortie

Circuit Analogique

CAN

Pompede

Charge

K2

K1

K3

A

K4

Étagede

Sortie

Circuit Analogique

CAN

Pompede

Charge

K2

K1

K3

A

K4

Interface (Logicielle)Interface (Logicielle)

Circuit Numérique

RAMµ-Prog

µ-machine

Excalibur (FPGA)

Inte

rfac

e N

umér

ique

Circuit Numérique

RAMµ-Prog

µ-machine

Excalibur (FPGA)

Inte

rfac

e N

umér

ique

Circuit Numérique

RAMµ-Prog

µ-machine

RAMµ-Prog

µ-machine

Excalibur (FPGA)

Inte

rfac

e N

umér

ique

Bus Ethernet ou GPIB

Liaison série

OscilloscopeInterface Logicielle

Amplificateurs de mesures

(5 amplificateurs de tension)(4 amplificateurs de courant)

Carte de testCarte Excalibur

(V,I)


DAC

Figure 4.1 - Le banc de mesure

Une photographie de ce banc de test est donnée figure 4.2. On y voit en haut à gauche la carte FPGA Excalibur. Il s’agit d’une carte de prototypage de la société Altera permettant de prototyper un microcontrôleur 8, 16 ou 32 bits sur un composant APEX20K200E (200 000 portes équivalentes) et de lui fournir un environnement type (mémoire, horloges, alimentations, connecteurs…). Plutôt qu’un microcontrôleur, nous avons implanté sur cette carte une micromachine [Dav05], développée, dans le cadre du projet DEMAR par l’équipe de David Andreu. D’un point de vue fonctionnel, cette micromachine est parfaitement adaptée à la stimulation, en ce sens que son langage de commande (microprogramme) est formé d’instructions décrivant chacune la durée et l’amplitude d’une phase de stimulation. De plus, son mode de description fonctionnelle, un réseau de Pétri, permet d’assurer formellement que la machine répond à son cahier des charges de manière exhaustive. Le microprogramme correspondant est produit et implanté sur la carte FPGA par l’intermédiaire de l’interface logicielle et de la liaison série asynchrone.

La grande carte imprimée au centre de la figure 4.2 est la carte de test proprement-dite. (La carte allongée au bas de la photographie regroupe simplement les diverses alimentations nécessaires au fonctionnement de l’ensemble du prototype.) Sur cette carte de test, on trouve l’ASIC (Boitier PGA – Pin Grid Array – 80 broches, céramique), des connecteurs permettant

Chapitre 4

- 142 -

d’accéder à ses différentes broches, un CNA 10 bits à sortie courant destiné à suppléer celui que nous avons conçu (nous en reparlerons) et des capteurs de courant (quatre, un par cathode) et de tension (cinq, un par cathode et un pour l’anode) destinés à la mesure des grandeurs de sortie de l’ASIC vers l’électrode.

Figure 4.2 - Photographie du banc de test

Figure 4.3 - Interface logicielle : face avant de l'éditeur de microprogramme

L’interface logicielle a été développée en langage labView de National Instrument. La face avant représentée figure 4.3 permet d’éditer, instruction par instruction, le microprogramme

Validations

- 143 -

destiné à la micromachine implantée dans le FPGA de la carte Excalibur. Un microprogramme définit, à l'aide des différentes instructions MIT et MT codées sur 24 bits [Dav05], la valeur des courants de stimulation, la durée des impulsions de courant, la durée entre deux stimulations successives et la valeur de fraction de courant distribué vers chaque cathode.

La face avant représentée figure 4.4 permet, elle, de contrôler le stimulateur en lui téléchargeant un microprogramme qu’elle peut ensuite lui faire exécuter en boucle ou pas par pas. Afin de synchroniser l’acquisition des mesures de caractérisation avec la stimulation, cette même interface est capable de piloter simultanément les appareils d’enregistrement (oscilloscopes numériques téléopérables) connectés aux capteurs de courant et de tension de la carte de test. Ainsi, ce dispositif a pu être utilisé aussi bien pour la validation de l’ASIC que pour une campagne de mesures in vivo réalisée à l’université d’Aalborg au Danemark.

Figure 4.4 - Interface logicielle : face avant du contrôleur de stimulation

Pour les caractérisations du CNA et de l’alimentation haute tension, les stimuli à appliquer sont beaucoup plus simples que ceux qui sont nécessaires pour commander l’étage de sortie. Aussi, la mise en œuvre de la micromachine ne nous a pas paru se justifier pour ces deux opérations et nous avons utilisé un générateur de mots à la place de la carte Excalibur.

Chapitre 4

- 144 -

B. Mesures électriques Nous présentons ici les caractéristiques électriques mesurées sur le banc de test décrit au paragraphe précédent. Précisons que nous ne nous intéressons qu’à la partie opérative du stimulateur, c'est-à-dire celle qui correspond au circuit intégré décrit au chapitre 3. La validation de la partie « contrôle », représentée ici par la carte Excalibur, est hors de notre propos, bien que l’utilisation que nous en avons faite constitue implicitement une partie de sa validation. Le véhicule de test développé permet une caractérisation indépendante de chaque bloc (CNA, étage de sortie et pompe de charges) constituant cette partie opérative.

I. Convertisseur Numérique Analogique Le véhicule de test comprend deux convertisseurs numérique analogique strictement identiques en termes de layout, mais connectés différemment à leur environnement. Le convertisseur DAC1 est complètement contrôlable et observable, tandis que la sortie de DAC2 n’est pas observable directement car elle est câblée sur l’entrée de l’un des deux étages de sortie. Nous utiliserons donc DAC1 pour cette caractérisation. La figure 4.5 décrit le convertisseur huit bits à sortie tension qui a été réalisé pour caractériser DAC1. La valeur numérique à convertir est fournie en série à l’aide des signaux DinDac et ClkDac. Les trois autres signaux de commande contrôlent d’une part l’activation de la source de référence (DacOn) et, d’autre part, le déclenchement (WRDac) et la remise à zéro (RstDac) des bascules placées entre les sorties des décodeurs « thermomètre » et la matrice de sources unitaires. La résistance Rext est connectée à la source de référence et permet de fixer le courant de référence (Iref).

Convertisseur courant / tension

VCC

Gnd

R = 4,7K Ω

Gnd

VCC=15V

R1 = 47K Ω

Vs

VCC

-VCC-VCC

R2 = 47K Ω

-VCC= -15V

N5532N5532

WRDac

ClkDacDacOn

Idac

DAC1

Rext

Shift88

VDD= 4V

Gnd

Iref

DinDac

Générateur de

Mots

RstDac


VCC

Gnd

R = 4,7K Ω

Gnd

VCC=15V

R1 = 47K Ω

Vs

VCC

-VCC-VCC

R2 = 47K Ω

-VCC= -15V

N5532N5532


VCCVCC

GndGnd

R = 4,7K Ω

GndGnd

VCC=15V

R1 = 47K Ω

Vs

VCCVCC

-VCC-VCC-VCC

R2 = 47K Ω

-VCC= -15V

N5532N5532

WRDac

ClkDacDacOn

Idac

DAC1

Rext

Shift88

VDD= 4V

Gnd

Iref

DinDac

Générateur de

Mots

RstDacWRDac

ClkDacDacOn

Idac

DAC1

Rext

Shift88

VDD= 4V

Gnd

Iref

Idac

DAC1

Rext

Shift88

VDD= 4V

GndGnd

Iref

DinDac

Générateur de

Mots

RstDac

DinDac

Générateur de

Mots

RstDac

Figure 4.5 - Montage de caractérisation du CNA

Nous présentons ci-après les résultats de caractérisation de ce convertisseur en quatre sections. Nous examinerons d’abord la validation fonctionnelle : ce montage a-t-il le comportement que l’on peut attendre d’un convertisseur huit bits ? Nous décrirons ensuite ses

Validations

- 145 -

caractéristiques en termes de linéarité, puis son temps de réponse. Enfin, nous verrons ses caractéristiques statiques de sortie (dynamique, résistance de sortie). Ceci supposera donc que nous ayons remplacé le convertisseur courant-tension par un dispositif ad hoc.

I.1. Validation fonctionnelle

On peut voir sur la figure 4.6 que les différents signaux de commande ont bien l’effet attendu. DacOn, par exemple, permet d’annuler le courant de référence et la tension de sortie. RstDac permet bien d’annuler la tension de sortie sans annuler le courant de référence. WRDac provoque bien la conversion de la grandeur numérique préalablement stockée dans le registre à décalage d’entrée.

Figure 4.6 – Vérification fonctionnelle du CNA

Cependant, en appliquant successivement les 256 valeurs possibles d’entrée, nous avons constaté que la tension de sortie ne prenait que 16 valeurs différentes.

En analysant précisément le layout et le schéma du circuit, nous avons constaté une erreur de câblage entre les décodeurs thermomètres et la matrice de sources unitaires du CNA. Les lignes successives (Li et Li-1) de la matrice sont inversées. Voyons quelle est la conséquence de cette erreur.

Nous avons précisé au chapitre 3, sections C-II et C-III.3 que la fonction logique activant la cellule de coordonnées (i,j) était : ( )jiiij CLLS ∨∧= −1 . Nous signalions alors que cette

fonction exigeait, pour activer toutes les cellules d’une ligne, que la ligne courante et la ligne précédente soient activées simultanément. L’inversion des lignes courante et précédente fait

que la fonction logique effectivement réalisée est : ( )jiiij CLLS ∨∧= −

∗

1 . La table de vérité de

la figure 4.7 illustre l’effet de l’erreur commise. Apparemment rien de bien grave, si ce n’est l’échange des deux lignes médianes de la table. Cependant, la combinaison (0,1) pour

Chapitre 4

- 146 -

( )ii LL ,1− est une combinaison impossible dans un code thermomètre. Il s’ensuit que ∗

ijS est

indépendant de jC . La sortie du convertisseur n’est donc contrôlée que par les quatre bits de

poids fort du code d’entrée. De plus, la dernière ligne ne peut pas être activée (en effet, L16 est toujours à 0). On obtient donc bien 16 valeurs de tension en sortie du CNA : zéro et 15 valeurs non nulles. Ainsi, l’erreur de câblage des lignes de la matrice de sources unitaires suffit bien à expliquer le comportement observé.

1111001

0100000

1

j

j

ijijii

CC

SSLL∗

−

Figure 4.7 - Table de vérité des fonctions d'activation des sources unitaires

A la fin de la section C-III.2 du chapitre 3, nous évoquions les défauts potentiels de la source de référence utilisée. Lors de la validation fonctionnelle, nous avons pu vérifier que cette source ne commençait à fonctionner correctement que pour une tension d’alimentation supérieure à 3,1 V. Nous avons aussi constaté que pour ces tensions d’alimentation, l’influence du circuit de démarrage était loin d’être négligeable.

La future version du circuit devra permettre de corriger toutes ces erreurs.

Nous avons, malgré tout, pu effectuer la validation du fonctionnement global du CNA en appliquant une tension d'alimentation Vdd de 4V et en ajustant la résistance Rpol de façon à compenser l’augmentation du courant de référence Iref.

I.2. Linéarité

La figure 4.8-a représente le tracé de la fonction de transfert du CNA. Cette fonction de transfert n'est obtenue qu'avec les quatre bits de poids fort du CNA.

A partir de cette fonction de transfert, nous avons pu évaluer la non-linéarité différentielle (DNL : Differential Non-Linearity) et la non-linéarité intégrale (INL : Integral Non-Linearity) du convertisseur. Mais, la DNL du CNA 4 bits ne nous est d’aucune utilité pour extrapoler la DNL qu’aurait eu le CNA 8bits s’il avait fonctionné. Seule l’INL est exploitable pour une évaluation indirecte du CNA sur 8 bits. La figure 4.8-b montre l’allure de cette non linéarité intégrale exprimée en LSBs du convertisseur 8 bits.

Nous obtenons une INL maximale de 0,72 LSBhuit bits, soit 0,3% de la pleine échelle du convertisseur. Ce premier résultat est très encourageant même si il n'est pas une mesure directe précise du convertisseur sur 8 bits sans l'erreur de câblage.

Validations

- 147 -

Il serait possible d'améliorer encore la linéarité du CNA en optimisant l'appariement (matching) entre les différentes sources de courant dans la matrice du CNA. L'architecture pourra, par exemple, utiliser le principe de placement « common centroïd » de chaque cellule pour minimiser l'influence des variations, d’une cellule à l’autre, des paramètres des composants lors de la fabrication.

VS = f(DinDac)

0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

0 50 100 150 200 250 300

DinDac (Code Décimal)

VS (V

olts

)

INL

-0,3-0,2-0,1

00,10,20,30,40,50,60,70,8

0 50 100 150 200 250 300

DinDac (Code Décimal)

INL

(LSB

)

Figure 4.8 – (a) Fonction de transfert du CNA (quatre bits de poids fort) et (b) INL du convertisseur (exprimée en LSB du convertisseur 8 bits)

I.3. Temps de réponse

Le temps de réponse du dispositif représenté figure 4.5 pour une variation pleine échelle de la sortie est d’environ 2 µs (mesuré entre le front actif de WRDac et l’instant où la tension de sortie atteint 95% de sa valeur finale. Ce temps de réponse n’est cependant pas significatif des performances du CNA proprement dit car le temps de réponse du convertisseur courant tension est lui-même d’environ 2 µs.

Du fait du défaut structurel de ce convertisseur, nous n’avons pas poussé plus avant sa caractérisation dynamique.

I.4. Dynamique de sortie

Vu de sa charge, le CNA est sensé se comporter comme un générateur de courant. Ceci n’est bien sûr vrai que tant que les transistors des sources unitaires conservent un régime de fonctionnement saturé. Afin de caractériser la dépendance du courant de sortie à la tension de sortie du CNA, nous avons remplacé le convertisseur courant tension de la figure 4.5 par un analyseur de paramètres (Cf. figure 4.9). Nous avons ainsi pu relever les valeurs du courant Idac lorsque Vdac varie (variations quasi statiques).

La caractéristique présentée figure 4.10 a été obtenue sous Vdd = 4 Ven ajustant Rext pour avoir un courant Idac = 80 µA lorsque Vdac = 0 et DinDac = 16. Ainsi, nous sommes dans les conditions de fonctionnement prévues lors de la conception (pas de quantification de 5 µA pour le CNA 8 bits). On peut remarquer sur cette figure que la caractéristique de sortie du CNA est typique des sources de courant cascodées. Sur la caractéristique du haut, on perçoit

Chapitre 4

- 148 -

très bien le passage en régime linéaire du transistor « grille commune » aux alentours de 2,7 V, puis le passage en régime linéaire du transistor « source commune » aux alentours de 3,6 V.

Gnd

Idac

Vdac


A

WRDac

ClkDacDacOn

Idac

DAC1

Rext

Shift88

VDD= 4V

Gnd

Iref

DinDac

Générateur de

Mots

RstDac

GndGnd

Idac

Vdac


AA

WRDac

ClkDacDacOn

Idac

DAC1

Rext

Shift88

VDD= 4V

Gnd

Iref

DinDac

Générateur de

Mots

RstDacWRDac

ClkDacDacOn

Idac

DAC1

Rext

Shift88

VDD= 4V

Gnd

Iref

Idac

DAC1

Rext

Shift88

VDD= 4V

GndGnd

Iref

DinDac

Générateur de

Mots

RstDac

DinDac

Générateur de

Mots

RstDac

Figure 4.9 - Mesure de la dynamique de sortie

Idac = f(Vdac) à Iref=cte

0

0,2

0,4

0,6

0,8

1

1,2

1,4

0 0,5 1 1,5 2 2,5 3 3,5 4

Vdac (V)

Idac

(mA

)

Figure 4.10 - Caractéristique de sortie du CNA

Pour le courant minimum (80 µA), nous obtenons une dynamique de sortie de 3,8 V. Cette dynamique décroit à 2,7 V pour un courant de sortie de 1,23 mA (ce qui correspond à DinDac=240). Notons en passant qu’il ne s’agit pas encore là de la dynamique de sortie du CNA huit bits, bien que nous en soyons assez près, car nous ne pouvons pas atteindre sa pleine échelle (DinDac=255, Idac = 1,275 mA).

Enfin, précisons que, du fait que le CNA fournit un courant, la dynamique de sortie est relative à la tension d’alimentation. On doit avoir V3,1−< dddac VV .

Validations

- 149 -

I.5. Conclusion

Les mesures effectuées sur le CNA nous ont donc montré qu’une erreur, lors du dessin du layout, dégradait sa résolution de huit bits à quatre bits, le rendant de peu d’intérêt pour notre application. De plus, ces mesures nous ont permis de mettre le doigt sur une autre erreur de conception, plus fondamentale, dans l’architecture de la source de référence. D’un autre côté, l’extrapolation des mesures de linéarité CNA nous ont convaincu que le choix d’architecture pour celui-ci était judicieux.

A court terme, nous avions besoin d’un CNA raisonnablement précis pour avancer dans la caractérisation des autres parties de l’ASIC. Nous avons donc utilisé pour cela un CNA 10 bits à sortie courant de la société MAXIM qui a été implanté sur la carte de test.

A plus long terme, la conception du CNA a été entièrement reprise dans le cadre des stages de fin d’études de deux élèves ingénieurs (Amine Mounaïm et Jean-Baptiste Lerat). Les améliorations ont porté principalement sur la source de référence et sa robustesse vis-à-vis de la valeur de la tension d’alimentation d’une part et sur une amélioration du layout de la matrice de sources unitaires (sources carrées et non plus rectangulaires, disposition « common centroïd » des sources actives à un instant donné). Ce convertisseur sera inclus dans le nouvel ASIC qui devrait être envoyé en fabrication au premier trimestre 2006.

II. Étage de sortie L'étage de sortie a une triple fonction. Il doit générer le courant de stimulation, contrôler la phase de décharge de l'interface nerf-électrode et aiguiller l’une des hautes tensions issues de la pompe de charge vers l’anode de l’électrode de stimulation. Un schéma de principe de cet étage de sortie est rappelé figure 4.11. Comme on peut le voir sur ce schéma, les circuits réalisant ces trois fonctions sont relativement indépendants. Nous les avons donc caractérisés séparément.

VHT6



3MUX_HT

Détectionde

Vout_Min

V_SousAlim


C_A

C_B

C_C

C_D

Anode

3Crtl_Dech

Mux_out

Anode


Out_ON

7

Idac

Vext

CdCd Cd Cd

K4 K3 K2 K1

Électrode Multipolaire

VHT6



3MUX_HT

Détectionde

Vout_Min

V_SousAlim


C_A

C_B

C_C

C_D

Anode

3Crtl_Dech

Mux_out

Anode


Out_ON

7

Idac

Vext

CdCd Cd CdCdCd Cd Cd

K4 K3 K2 K1K4 K3 K2 K1

Électrode Multipolaire

Figure 4.11 - Architecture de l'étage de sortie

Chapitre 4

- 150 -

II.1. Bloc de répartition du courant de stimulation

Dans cette section, nous nous intéressons à la caractérisation du bloc permettant la répartition du courant de stimulation vers les cathodes. Comme on peut le voir sur la figure 4.11, ce bloc comporte quatre sorties en courant (K1 à K4) pour la connexion des cathodes, une entrée en courant (Idac) pour la connexion au CNA, une entrée de référence en tension (Vext) pour la polarisation de la structure, une entrée de contrôle (Out_ON) pour la mise en marche ou l'arrêt de la structure et une entrée de programmation (Mux_out) sur 7 bits pour la répartition de courant.

Les deux fonctions principales du bloc de répartition de courant consistent à amplifier le courant issu du CNA et à le distribuer vers les sorties K1 à K4 d’une manière programmable.

II.1.1. Recopie et amplification du courant d'entrée

Cette étude va nous permettre d'évaluer la qualité de l'amplification de courant de l'étage de sortie. Elle permettra aussi d'évaluer les limites en termes de dynamique d'entrée ou de sortie permettant de préserver les propriétés de cette amplification.

a) Amplification

Le CNA fournit un courant compris entre 0 et 1,25 mA. Ce courant doit être amplifié d'un facteur quatre par l'étage de sortie afin d'obtenir une dynamique en courant de 0 à 5 mA pour la stimulation. Nous allons estimer la précision de cette amplification et évaluer sa stabilité en fonction de la valeur du courant à amplifier.

La figure 4.12 donne le schéma de principe de la mesure de l'amplification effectuée à l'aide de l’analyseur de paramètres. Nous n'utilisons ici qu'une seule sortie en courant (K1). Les autres sorties sont mises à la masse pour minimiser les courants de fuite.


K4 K3 K2 K1

Vext

Mux_Out

Idac

0ut_on

Répartition

du

courant

de stimulation

Ic1

Vout = 4 V

Gnd

Vref (1.5 V à 2.7 V par pas de 0.3 V)

Gnd

A

Gnd

Gnd

Ie


K4 K3 K2 K1

Vext

Mux_Out

Idac

0ut_on

Répartition

du

courant

de stimulation

Ic1

Vout = 4 V

GndGnd

Vref (1.5 V à 2.7 V par pas de 0.3 V)

Gnd

A

Gnd

GndGndGnd

Ie

Figure 4.12 - Mesure de l'amplification de l'étage de sortie

Validations

- 151 -

La tension Vref (appliquée sur l’entrée Vext) sert à polariser les transistors grille commune de l’étage de sortie. La valeur de cette tension joue donc sur le niveau de saturation des transistors de sortie et donc sur la qualité de la recopie du courant. Le graphe de la figure 4.13 représente l’évolution du courant Ist mesuré sur la cathode K1 lorsque le courant d’entrée (Ie) varie de 10 µA à 1,25 mA. Ces mesures étant effectuées pour une tension de sortie fixe égale à 4 V et une tension de référence prenant successivement les valeurs 1,5 V, 1,8 V, 2,1 V et 2,7 V.

Figure 4.13 - Étage de sortie : fonction de transfert de courant pour différentes valeurs de Vref

Vref Ampl. NL en % PE 1,5 3,58 5,30% 1,8 3,89 2,80% 2,1 3,97 0,85% 2,4 3,98 0,50% 2,7 3,98 0,44%

Tableau 4.1 – Amplification et non-linéarité de l’étage de sortie

Le tableau 4.1 résume les valeurs d’amplification (obtenues par régression linéaire) et de non linéarité (maximum de la différence absolue entre la valeur de courant mesurée et la valeur attendue, divisé par le courant maximum, soit 5 mA). On voit donc qu’une tension de référence de 2 V permet d’avoir des caractéristiques de copie de courant tout à fait honorables.

Chapitre 4

- 152 -

b) Caractéristique de sortie

Pour mesurer la caractéristique courant-tension de sortie, nous nous plaçons à courant maximum en entrée (Ie = 1,25 mA) et nous mesurons le courant de sortie sur l’une des cathodes en fonction de la tension de sortie (Vout variant de 0 à 18 V). Comme on peut le voir sur la figure 4.14, l’étage de sortie fonctionne correctement à partir d’une tension Vout de 1 V. La pente de la partie « plate » de la courbe nous indique une résistance de sortie de 2,5 MΩ.

Figure 4.14 – Caractéristique de sortie (cathode K1)

Figure 4.15 - Caractéristique d'entrée de l'étage de sortie

c) Caractéristique d’entrée

La compatibilité de la caractéristique courant-tension d’entrée de l’étage de sortie avec la caractéristique courant-tension du CNA est un point important à vérifier pour minimiser l’erreur commise sur le courant de sortie. La caractéristique représentée sur la figure 4.15 a été obtenue pour un courant d’entrée Ie variant de 10µA à 1,25mA, tandis que la tension

Validations

- 153 -

d’alimentation était fixée à 4 V, la tension de référence Vref à 1,85 V et la tension Vout de sortie sur la cathode K1, à 4 V.

Pour Ie maximal, c'est-à-dire pour un courant de stimulation de 5 mA, on mesure une tension d’entrée égale à 1,48 V. Ceci est bien compatible avec la dynamique de sortie du CNA qui s’élève à 2,7 V lorsqu’il est alimenté sous 4 V.

II.1.2. Distribution du courant vers les cathodes

Le rôle de l’étage de sortie est de distribuer le courant de stimulation sur les quatre cathodes. Si l’on appelle IST le courant de stimulation et IKi le courant dans la cathode Ki, l’étage de sortie doit imposer la relation suivante :

∑=

=4

1iKiiST II α avec

⎭⎬⎫

⎩⎨⎧∈ 1,

43,

32,

21,

31,

41,0iα et 1

4

1

=∑=i

iα

1KI (mA) 2KI (mA) 3KI (mA) 4KI (mA) STI (mA) 1α 2α 3α 4α 0 0 0,181 0,177 0,358 0 0 0,505 0,495 0 0 0,367 0,357 0,724 0 0 0,506 0,494 0 0 0,736 0,712 1,449 0 0 0,508 0,492 0 0 2,637 2,741 5,378 0 0 0,490 0,510

moyenne 0 0 0,502 0,498 écart type 0,00% 0,00% 0,82% 0,82%

0,180 0,182 0 0 0,361 0,497 0,503 0 0 0,364 0,364 0 0 0,729 0,500 0,500 0 0 0,726 0,722 0 0 1,448 0,501 0,499 0 0 2,641 2,713 0 0 5,354 0,493 0,507 0 0

moyenne 0,498 0,502 0 0 écart type 0,36% 0,36% 0,00% 0,00%

0 0,181 0 0,173 0,354 0 0,512 0 0,488 0 0,742 0 0,707 1,449 0 0,512 0 0,488 0 1,486 0 1,415 2,901 0 0,512 0 0,488 0 2,760 0 2,601 5,361 0 0,515 0 0,485

moyenne 0 0,513 0 0,487 écart type 0,00% 0,15% 0,00% 0,15%

0,088 0,090 0,090 0,088 0,356 0,248 0,253 0,252 0,248 0,364 0,366 0,363 0,355 1,448 0,251 0,252 0,251 0,245 0,724 0,723 0,718 0,705 2,869 0,252 0,252 0,250 0,246 1,304 1,300 1,290 1,263 5,157 0,253 0,252 0,250 0,245

moyenne 0,251 0,252 0,251 0,246 écart type 0,23% 0,04% 0,09% 0,11%

Tableau 4.2 – Détermination des coefficients de répartition de courant

Chapitre 4

- 154 -

La caractérisation de l’étage de sortie peut donc consister à vérifier les valeurs des iα pour

différentes valeurs de courant. Le Tableau 4.2 ci-dessus illustre ce processus (résolution d’un système trivial de cinq équations à cinq inconnues) pour quatre répartitions (il y en a une quarantaine). Les courants de sortie sont mesurés pour une même tension de sortie (2 V dans cet exemple) et pour différentes valeurs du courant d’entrée.

On peut voir sur cet exemple que les valeurs obtenues sont relativement proches des valeurs théoriques et varient assez peu avec le courant de stimulation.

Ceci ne suffit cependant pas à rendre compte de toutes les caractéristiques de l’étage de sortie. En effet, les sorties K1 à K4 sont fonctionnellement assimilables à des générateurs de courant possédant une résistance interne (mesurée dans l’une des sections précédentes : 2,5 MΩ). De plus, ces générateurs interagissent. Pour modéliser cette interaction, on peut placer entre chaque paire de sorties un générateur de Norton. Le courant de court-circuit de ce générateur rend compte du déséquilibre de courant entre ces deux sorties et sa résistance interne modélise la dépendance de ce déséquilibre à la différence de potentiel entre les deux sorties.

Le schéma peut être complexe et ses paramètres sont à déterminer pour chacune des quarante configurations possibles de l’étage de sortie. De plus il reste à vérifier que ces paramètres ne dépendent pas trop du niveau de sortie.

Dans cette partie, nous nous bornerons à montrer comment ces paramètres peuvent être extraits pour une paire de sorties.

Figure 4.16 – Évolution de deux courants quand la ddp entre les électrodes n’est pas nulle.

Validations

- 155 -

Considérons les sorties K3 et K4. Soit DV la différence de potentiel entre ces deux sorties. L’étage de sortie a été programmé pour que ces deux sorties absorbent chacune la moitié du courant de stimulation.

La figure 4.16 illustre le résultat de la mesure. On y voit que les courants IC3 et IC4 diffèrent d’environ 150 µA quand DV est nul. De plus, quand DV varie de -4 à 4 V, la différence entre les courants IC3 et IC4 varie d’environ 20 µA. L’impédance inter électrode est donc de l’ordre de 400 kΩ, grandeur que l’on peut comparer aux 2,5 MΩ mesurés comme impédance de sortie sur les Ki.

II.2. Contrôle de la décharge

Pour cette partie, nous nous sommes contentés de vérifications qualitatives. La figure 4.17 montre l’allure du courant dans l’électrode (une seule cathode activée) pour un train d’impulsions alternant des stimulations d’amplitudes différentes. On y voit que l’amplitude du courant de décharge est bien liée à l’amplitude du courant de stimulation.

Figure 4.17 – Vérification qualitative du fonctionnement du bloc de contrôle de la décharge

II.3. Multiplexeur haute tension

Le rôle du multiplexeur haute tension est d’aiguiller l’une des hautes tensions issues de la pompe de charges vers l’anode de l’électrode de stimulation.

Lors des premiers tests, il ne nous a pas été possible de faire fonctionner ce multiplexeur de façon satisfaisante et nous avons dû le déconnecter.

En analysant le layout, nous avons trouvé, encore une fois, une erreur de câblage entre le décodeur logique de configuration et la commande du multiplexeur.

Chapitre 4

- 156 -

III. L’alimentation haute tension La pompe de charges constituant l’alimentation haute tension est représentée figure 4.18. Elle possède trois entrées « logiques » – Cde, Cde\ et Valid –, une entrée d’alimentation (dont une partie est cachée dans les buffers OB35P) – Vdd – et enfin cinq sorties « externes » – VHT2 à VHT6 – et trois sorties « internes » – Vcde, Vhtbis et Vmax – de haute tension.

Remarque : dans la figure 4.18, l’orientation des plots OB35P peut surprendre. Il faut se souvenir que les capacités sont externes au circuit. Les signaux Cde, Cde\ et Valid sont donc internes. Le fait que, pour la caractérisation, nous commandions ces signaux signifie donc qu’ils sont connectés à trois autres plots d’entrée, digitaux, qui ne sont pas représentés ici.

Cette pompe est utilisée en mode intermittent. Nous allons donc nous intéresser à son fonctionnement à vide, et plus précisément à sa charge à partir d’un état où toutes les capacités sont déchargées. Nous examinerons ensuite son comportement au moment de l’impulsion de stimulation, alors que ses signaux de commande sont arrêtés, puis après cette impulsion, lorsqu’on la remet en marche pour la recharger.

VDD

VHT2 VHT3

VHT4

VHT5

Valid

OB35P

OB35P

ctrlin outCTS

ctrlin outCTS

ctrlin outCTS

ctrlin outCTS

C8

ctrlin outCTS

Vmax

C7

VthbisVHT6

C6

Vcde

C1=2,2µF C2=2,2µF C3=2,2µF C4=2,2µF C5=2,2µF

OB35P

OB35P

Cde

Cde\

OB35P

OB35P

C9

C6=C8=100pF ; C7 = 100nF ; C9 = 11pF

T1

T2T3

T4

INV1 INV2

VDD

VHT2 VHT3

VHT4

VHT5

Valid

OB35P

OB35P

ctrlin outCTS

ctrlin outCTS

ctrlin outCTS

ctrlin outCTS

C8

ctrlin outCTS

Vmax

C7

VthbisVHT6

C6

Vcde


OB35P

OB35P

Cde

Cde\

OB35P

OB35P

C9

C6=C8=100pF ; C7 = 100nF ; C9 = 11pF

VDD

VHT2 VHT3

VHT4

VHT5

Valid

OB35P

OB35P

OB35P OB35P

OB35P OB35P





C8C8

ctrlin outCTS

Vmax

C7C7

VthbisVHT6

C6

Vcde

C6

Vcde


OB35P

OB35P

OB35P OB35P

OB35P OB35P

Cde

Cde\

OB35P

OB35P

OB35P OB35P

OB35P OB35P

C9C9

C6=C8=100pF ; C7 = 100nF ; C9 = 11pF

T1

T2T3

T4

INV1 INV2

Figure 4.18 - Schéma complet de la pompe de charges

III.1. Fonctionnement à vide

La figure 4.19 décrit le montage mis en œuvre pour caractériser la pompe. L’amplificateur d’instrumentation, large bande de gain 10, placé aux bornes du shunt de 1 Ω nous permet de mesurer le courant d’alimentation de la pompe (plots OB35P compris). Par ailleurs, nous avons accès aux points VHT2 à VHT6 pour des mesures de tension. Pour cette mesure, le signal

Validations

- 157 -

Valid reste à zéro et les signaux Cde et Cde\ sont deux signaux carrés de fréquence 5 kHz en opposition de phase. La tension d’alimentation est de 3,19 V.

VDD_Pump

CDE

CDE\C = 2,2µFC = 2,2µF

VTH(N-1)CTS

VTH(N)

Pompe de charge

Valid

VTH_6

C = 2,2µFBuf1

Buf2

Buf3

I_Pump R =1Ω

G=10 « I_pump »

Générateur de

Mots

HP 8081A

Gnd

Gnd

VTH_6

VDD_Pump

CDE


VTH(N-1)CTS

VTH(N)

Pompe de charge

Valid

VTH_6

C = 2,2µFBuf1

Buf2

Buf3

I_Pump R =1Ω

G=10 « I_pump »

Générateur de

Mots

HP 8081A

Générateur de

Mots

HP 8081A

GndGnd

GndGnd

VTH_6

Figure 4.19 - Montage de caractérisation de la pompe de charges à vide

Figure 4.20 - Charge de la pompe : évolutions de la tension de sortie et du courant d'alimentation.

La figure 4.20 représente les évolutions de la tension de sortie et du courant d’alimentation au cours de la charge de la pompe. On peut faire plusieurs remarques sur ce résultat. D’abord la décroissance rapide du courant d’alimentation dans la première phase de la charge (VHT6 < 70% de VHT6max). On constate ensuite que le courant d’alimentation croît en

Chapitre 4

- 158 -

amplitude, bien que sa valeur moyenne continue de décroitre. Il y a, dans cette partie, une déperdition importante d’énergie sans effet notable sur l’énergie stockée dans la pompe.

Du point de vue fonctionnel, on constate que la tension de sortie VHT6 atteint 16 V, ce qui est précisément cinq fois la tension d’alimentation, comme si la tension de seuil de la dernière diode était nulle. Nous n’avons pas d’explication sûre au sujet de ce phénomène. Tout au plus peut on évoquer la conduction en faible inversion du transistor T2 (figure 4.18) ou bien les mêmes phénomènes que ceux qui provoquent l’inversion du courant d’alimentation en fin de charge (Cf. figure 4.20).

Enfin, le temps de réponse à 5% de la valeur finale est de 180 ms environ. Ce temps de charge de la pompe peut sembler très long. Cependant, il ne correspond pas à un fonctionnement courant, mais à la recharge de la pompe après une longue période d’arrêt.

Gnd

T = 2N22122

Gnd

Rb = 2,2KΩOut_On

Istim

P=2KΩ

R=220Ω

Gnd

D1 =1N4148

D2 =1N4148

D3 =1N4148

VDD_Pump

CDE


VTH(N-1)CTS

VTH(N)

Pompe de charge

Valid

VTH_6

Générateur d’impulsion de courant

C = 2,2µFBuf1

Buf2

Buf3

I_Pump R =1Ω

G=10 « I_pump »

Générateur de

Mots

HP 8081A

GndGnd

T = 2N22122

Gnd

Rb = 2,2KΩOut_On

Istim

P=2KΩ

R=220Ω

Gnd

D1 =1N4148

D2 =1N4148

D3 =1N4148

VDD_Pump

CDE


VTH(N-1)CTS

VTH(N)

Pompe de charge

Valid

VTH_6


C = 2,2µFBuf1

Buf2

Buf3

I_Pump R =1Ω

G=10 « I_pump »

Générateur de

Mots

HP 8081A

T = 2N22122

GndGnd

Rb = 2,2KΩOut_On

Istim

P=2KΩ

R=220Ω

GndGnd

D1 =1N4148

D2 =1N4148

D3 =1N4148

VDD_Pump

CDE


VTH(N-1)CTS

VTH(N)

Pompe de charge

Valid

VTH_6


C = 2,2µFBuf1

Buf2

Buf3

I_Pump R =1Ω

G=10 « I_pump »

Générateur de

Mots

HP 8081A

Générateur de

Mots

HP 8081A

Figure 4.21 – Montage de caractérisation de la pompe en charge

III.2. Fonctionnement durant la stimulation

Dans le paragraphe précédent nous avons pu vérifier le bon comportement de la pompe durant sa phase de charge. Maintenant, nous allons nous intéresser à son fonctionnement global durant les différentes phases de la stimulation.

Il nous faut considérer la décharge et la recharge de la pompe dans son utilisation prévue, c’est à dire lorsqu’elle alimente un générateur d’impulsion de courant. Pour se rapprocher du contexte d'utilisation de la pompe, nous avons ajouté un montage absorbant un courant de 5 mA (afin de simuler une stimulation à courant maximal) dans la dernière capacité de la

Validations

- 159 -

pompe, lorsque le signal Out_On est actif. Les formes des signaux de contrôle du montage et leurs effets sur VHT6 sont résumés sur les chronogrammes de la figure 4.22.

Figure 4.22 - Utilisation de la pompe en mode intermittent

Nous avons expérimenté deux configurations pour les trois signaux Valid, Cde\ et Cde au moment de l’arrêt du pompage :

- Mode A : Valid = 1 ; Cde\ = 0 ; Cde = 1

- Mode B : Valid = 1 ; Cde\ = 1 ; Cde = 1 (le cas de la figure 4.22)

La première correspond à un gel de l’état des deux signaux Cde et Cde\ puis à une recopie de Cde sur Valid, ce qui permet d’isoler la capacité C5 (on se réfère à la figure 4.18) en bloquant énergiquement le transistor T2. La deuxième configuration a été choisie pour essayer de disposer de tensions étagées de Vdd en Vdd à l’entrée du multiplexeur haute tension.

III.2.1. Comportement de la pompe en mode A

Pour évaluer l’énergie fournie par la pompe à sa charge lors de la stimulation et la comparer à l’énergie qu’elle absorbe ensuite pour retrouver son état de charge initial, nous avons mesuré, en régime périodique de stimulation (impulsions d’une milliseconde à la fréquence de 50 Hz) : 6HTV , la valeur moyenne de la tension de sortie pendant la durée de l’impulsion de

stimulation et ddI , la valeur moyenne du courant absorbé par la pompe (sur 20 ms).

En appelant stimI l’amplitude de l’impulsion de courant, et Vdd la tension d’alimentation,

l’énergie Wstim fournie par la pompe et l’énergie Wdd fournie à la pompe par l’alimentation, l’une et l’autre sur une période, sont données par :

Chapitre 4

- 160 -

3

36

102010

−

−

⋅==

dddddd

stimHTstim

IVWIVW

Les résultats de cette mesure sont résumés dans le tableau 4.3. On peut y voir que le rendement énergétique de la pompe ne dépasse pas 16%. De plus, on peut constater que la pompe en fonctionnement, sans fournir d’énergie à l’électrode, consomme environ 3 mW.

stimI (mA) 6HTV (V) ddI (mA) Wdd (µJ) Wstim (µJ) η (%)

0 19,4 0,95 60,6 0 0% 1 17,7 3,77 241 17,7 7% 2 17 4,74 303 34 11% 3 16,1 6,38 407 48,2 12% 4 15,8 6,8 434 63 15% 5 15,2 7,54 481 76 16%

Tableau 4.3 - Bilan énergétique de la pompe fonctionnant en mode A

III.2.2. Comportement de la pompe en mode B

Le Tableau 4.4 résume les résultats obtenus avec la pompe fonctionnant en mode B. On peut y constater une diminution du rendement, et une augmentation de la consommation de la pompe en l’absence de stimulation, consommation qui passe à environ 6 mW.

stimI (mA) 6HTV (V) ddI (mA) Wdd (µJ) Wstim (µJ) η (%)

0 19,2 1,83 116,754 0 0% 1 17,8 4 255,2 17,8 7% 2 17 5,57 355,366 34 10% 3 16,2 6,54 417,252 48,6 12% 4 15,4 7,57 482,966 61,6 13% 5 14,5 9,28 592,064 72,5 12%

Tableau 4.4 - Bilan énergétique de la pompe fonctionnant en mode B

Pour expliquer cette dégradation des performances, nous avons examiné les tensions présentes sur les sorties VHT3 à VHT6 au moment de l’arrêt des signaux de commande de la pompe.

Figure 4.23 – Comportement des signaux VHT6, VHT5, VHT4 et VHT3 en modes A et B

Validations

- 161 -

La partie gauche de la figure 4.23 représente l’évolution des signaux VHT4 à VHT6 (de bas en haut) lorsque Valid = 1, Cde\ = 0 et Cde = 1 (Mode A). La partie droite de la figure représente l’évolution des signaux VHT3 à VHT6 (de bas en haut) lorsque Valid = 1, Cde\ = 1 et Cde = 1 (Mode B). On peut voir qu’il se produit, dans ce dernier cas, des égalisations de charges. Ces égalisations proviennent d’une mise en conduction des CTS lorsque la tension sur leur entrée « ctrl » devient trop basse. Lors de la remise en marche de la pompe, de l’énergie est dépensée pour recharger les capacités, mais, de plus, les capacités excessivement chargées se déchargent aussi dans l’alimentation, comme en témoigne le chronogramme de la figure 4.24 qui représente le courant absorbé par la pompe en mode B, après une phase de stimulation « à courant nul ».

Figure 4.24 - Évolution du courant d'alimentation en mode B

III.3. Conclusion

A l’usage, la pompe de charges s’avère être un dispositif dont le rendement, tant en puissance – si elle est utilisée en régime continu – qu’en énergie – en régime intermittent – est désespérément bas. De plus les solutions simples auxquelles nous avions pensé pour obtenir des tensions régulièrement étagées ont montré elles aussi leurs limites, certes à cause d’une mise en conduction intempestive des CTS.

Après les expérimentations menées ici, il nous reste deux voies pour essayer d’élaborer une alimentation haute tension possédant un bon rendement énergétique :

- Explorer les possibilités offertes par une charge seulement partielle de la pompe. En effet, nous avons vu figure 4.20 que le courant consommé par la pompe semble passer, au moins en ce qui concerne sa valeur crête, par un minimum quand la tension de sortie atteint environ 70% de sa valeur maximale.

- Utiliser un convertisseur à stockage inductif associé, là encore, à une gestion « intelligente » du transfert d’énergie.

Chapitre 4

- 162 -

C. Conclusion Les résultats obtenus lors de la caractérisation du circuit sont très contrastés. Certaines parties ne sont pas opérationnelles : le CNA et le multiplexeur haute tension en particulier. La pompe de charge fonctionne correctement, mais ne donne pas le rendement énergétique que nous en attendions. Enfin, le cœur du stimulateur, c'est-à-dire l’étage de sortie et le bloc de contrôle de la décharge donnent toute satisfaction.

En fait, nous avons beaucoup de chance ! Les éléments qui ne fonctionnent pas auraient été réellement bloquants si ce premier ASIC avait été fait pour être implantable. Ici, nous avons pu remplacer le CNA par un CNA 10 bits du commerce et nous passer du multiplexeur haute tension en utilisant une seule sortie de la pompe de charges.

Au final, nous disposons maintenant d’un stimulateur multipolaire qui nous a permis de faire plusieurs campagnes de mesure in vitro (électrode plongée dans une solution saline) et une campagne de mesure in vivo à l’Université d’Aalborg sur des lapins.

Les résultats de cette dernière campagne sont encore en cours de dépouillement.

Validations

- 163 -

A. Le banc de mesure ____________________________________________________ 141

B. Mesures électriques ___________________________________________________ 144

I. Convertisseur Numérique Analogique _________________________________________ 144 I.1. Validation fonctionnelle __________________________________________________________ 145 I.2. Linéarité ______________________________________________________________________ 146 I.3. Temps de réponse _______________________________________________________________ 147 I.4. Dynamique de sortie _____________________________________________________________ 147 I.5. Conclusion ____________________________________________________________________ 149

II. Étage de sortie ____________________________________________________________ 149 II.1. Bloc de répartition du courant de stimulation _________________________________________ 150

II.1.1. Recopie et amplification du courant d'entrée ______________________________________ 150 a) Amplification ____________________________________________________________ 150 b) Caractéristique de sortie ____________________________________________________ 152 c) Caractéristique d’entrée ____________________________________________________ 152

II.1.2. Distribution du courant vers les cathodes_________________________________________ 153 II.2. Contrôle de la décharge __________________________________________________________ 155 II.3. Multiplexeur haute tension _______________________________________________________ 155

III. L’alimentation haute tension________________________________________________ 156 III.1. Fonctionnement à vide __________________________________________________________ 156 III.2. Fonctionnement durant la stimulation ______________________________________________ 158

III.2.1. Comportement de la pompe en mode A _________________________________________ 159 III.2.2. Comportement de la pompe en mode B _________________________________________ 160

III.3. Conclusion ___________________________________________________________________ 161

C. Conclusion __________________________________________________________ 162

Conclusion générale


- 164 -

Le travail de thèse exposé dans le présent manuscrit s'inscrit dans le cadre d'un nouvel axe

de recherche du département microélectronique du LIRMM. Cet axe concerne le

développement d'une méthodologie de conception et de test pour les circuits intégrés

implantables. L'idée est de profiter de l'expertise du laboratoire dans le domaine de la

conception en vue du test des circuits et systèmes numériques, analogiques et mixtes, pour

appréhender les enjeux nouveaux de l'électronique intelligente implantable. Les performances

atteintes à l'heure actuelle par les techniques microélectroniques industrielles relancent

l'intérêt de la communauté médicale pour l'électronique implantable. La première de ces

performances concerne bien sûr l'intégrabilité. Pour ce qui est de l'électronique médicale, il

s'agit moins de l'augmentation faramineuse du nombre de transistors intégrés sur un circuit

numérique que de la possibilité maintenant offerte d'intégrer des transistors spécifiques pour

l'électronique analogique (et notamment les transistors haute tension) ou même d'intégrer un

certain nombre de composants passifs performants. La seconde amélioration importante

concerne la réduction drastique de la puissance consommée par les circuits : en quelques

années, on est passé d'une tension d'alimentation standard de 5 Volts à des tensions allant de 3


- 165 -

à 1,3 Volts. Il est bien évident que ce point est particulièrement critique pour les circuits

implantables dont on cherche impérativement à réduire au maximum la consommation. La

troisième amélioration importante concerne l'augmentation de la fréquence d'utilisation des

circuits. Cette amélioration est plus particulièrement intéressante pour ce qui concerne la

partie numérique du circuit implantable, qui supervise le fonctionnement d'ensemble du

circuit et gère la communication avec l'extérieur. En parallèle, les progrès technologiques

réalisés dans le domaine de la miniaturisation des piles et accumulateurs d'une part et de la

transmission d'énergie d'autre part laissent entrevoir des potentialités nouvelles pour la mise

en œuvre des circuits implantables. L'ensemble de ces facteurs conjoncturels favorables

explique le regain d'intérêt porté aujourd'hui à l'électronique implantable par la communauté

médicale.

La plupart des circuits intégrés implantables sont développés dans le cadre de la technique

médicale de la Stimulation Electrique Fonctionnelle (SEF) qui consiste à délivrer des

impulsions électriques pour exciter un muscle ou un nerf ou encore pour agir localement sur

une partie du système nerveux central. C'est dans ce domaine que se situe notre étude. En fait,

nous avons "profité" de l'opportunité de l'existence d'un projet plus large (DEMAR, projet

commun entre l'INRIA Sophia Antipolis, le LIRMM, UMR5506 de l'Université de

Montpellier II, le CNRS et l'Université de Montpellier I) pour appréhender de façon réaliste la

problématique de la conception d'un circuit SEF implantable. A travers la conception, la

réalisation, le test, la caractérisation et la mise en œuvre "in vivo" de ce circuit particulier

nous avons emmagasiné un certain nombre d'informations utiles et pensons avoir acquis

l'expérience nécessaire à l'élaboration d'une méthodologie plus générale de conception et de

conception en vue du test de circuits SEF implantables.

Le caractère "implantable" d'un circuit induit nombre de contraintes nouvelles pour un

concepteur habitué à développer des circuits analogiques utilisés dans des contextes plus

"classiques" : systèmes audio, vidéo, communication, etc. La contrainte majeure est, bien

entendu, la sécurité du patient. Pour ce qui concerne la partie électronique de la SEF

implantée, elle se traduit principalement par 2 règles impératives : la nécessité de l'annulation

des charges résiduelles en fin de processus de stimulation et la prévention de toute persistance

temporelle de courant continu. Il est donc nécessaire de prévoir, dès la conception, les

mécanismes qui permettent d'assurer de façon absolue le respect de ces règles. La seconde


- 166 -

contrainte concerne la fiabilité du circuit. L'acte d'implantation est une opération invasive et il

est bien évident que l'on cherchera le plus possible à éviter le remplacement d'un circuit

défectueux. Une troisième contrainte concerne l'adaptabilité. Contrairement au contexte

habituel des systèmes électroniques classiques, dans le domaine de l'électronique implantée,

on n'est pas totalement maître des caractéristiques finales des signaux qu'il faudra délivrer. En

effet, compte tenu des spécificités anatomique des patients, la connaissance a priori de la

localisation exacte des électrodes par rapport aux faisceaux nerveux à commander n'est pas

possible. Il faut donc prévoir, dès la conception, un certain degré d'adaptabilité, voire de

capacité d'apprentissage, pour la génération des signaux de stimulation.

C'est donc dans ce contexte d'électronique intelligente implantable que nous avons

développé un circuit intégré SEF ("implant") pour la restauration du mouvement de membres

paralysés. La partie essentielle et active de l'implant est le générateur de stimuli. L'objectif

principal de ce générateur est de pouvoir délivrer à l'électrode des trains d'impulsions de

courant à une fréquence voisine de 50 Hz, chaque impulsion ayant une durée inférieure ou

égale à 1ms et une amplitude ajustable entre 20 µA et 5 mA. La charge de ce générateur est

constituée par une impédance complexe qui correspond à la mise en série de la capacité de

sécurité avec l'impédance modélisant l'interfaçage entre électrode et nerf.

Le générateur de stimuli est un bloc analogique de conception originale qui comporte 3

étages : (i) l'étage d'alimentation haute tension, (ii) le CNA et (iii) l'étage de sortie. Compte

tenu des contraintes SEF spécifiées plus haut et des caractéristiques spécifiques des

impulsions à générer, il n'est pas possible de réutiliser des coeurs analogiques existants et

chacun des blocs du générateur de stimuli a donc fait l'objet d'une conception spécifique.

Le premier de ces blocs est l'étage d'alimentation haute tension. Le défi à relever est celui

de la génération directe sur silicium, à partir d'une alimentation de 3 V, de plusieurs niveaux

de tensions supérieurs allant jusqu'à 15 V, en prenant en compte les caractéristiques des

impulsions à générer, l'impédance de l'interface électrode-nerf et l'influence de la capacité de

sécurité imposée par les normes de sécurité. La solution proposée est principalement basée sur

le principe de la pompe de charge de Dickson à base de CTS (Charge Transfert Switch)

dynamiques. Ici, contrairement à la structure classique d'un CTS dynamique, nous avons

utilisé des transistors haute tension de la technologie CXZ, AMS 0,8 µm. Ces transistors sont


- 167 -

des DMOS à canal N ou P qui peuvent supporter des tensions importantes entre grille et

source (25V) et entre drain et source (55V). Une des originalité de notre structure est

l'utilisation directe des diodes intrinsèques drain-source à la place de transistors montés en

diode, profitant ainsi de la faible tension de seuil de ces diodes (0,51 V) et de l'absence de

l'effet de substrat. Enfin, la pompe de charge a été conçue pour un fonctionnement discontinu.

Le deuxième bloc qui constitue l'étage de génération de stimuli est le convertisseur

numérique analogique (CNA). Le rôle de ce CNA est de traduire le code numérique fourni par

la micromachine de commande et de délivrer à l'étage de sortie un courant de stimulation qui

soit programmable de 0 à 5 mA, par incrément de 20 µA, avec un temps d'établissement

inférieur à la microseconde. Compte tenu de ces spécifications peu exigeantes, à l'exception

d'une seule d'entre elles, les performances statiques et dynamiques du convertisseur ne seront

pas particulièrement critiques. L'exception concerne la monotonicité. En effet, toute non-

monotonicité entraînerait une inversion locale du gain du dispositif qui pourrait nuire à la

stabilité des boucles d'asservissement qui seront mises en place, par la suite, autour de ce

stimulateur afin d'assurer, par exemple, une station debout autonome pour un paraplégique.

Pour la conception de notre CNA nous avons opté pour une structure à sources unitaires qui

permet, par essence même, d'assurer la monotonicité intégrale. Une attention particulière a été

apportée à conception de la source de référence nécessaire au fonctionnement des sources

cascode unitaires. Une source de référence de tension originale avec dispositif de

démarrage/arrêt est ainsi proposée. Pour minimiser sa consommation, le CNA est muni d'un

système de mise en veille automatique.

Le troisième bloc qui compose l'étage de génération de stimuli est l'étage de sortie. Son

rôle consiste principalement à amplifier le courant issu du CNA pour générer le courant total

de stimulation et en assurer la distribution entre les diverses cathodes de l'électrode. Cette

configuration permet de maîtriser la répartition spatiale de ces courants de stimulation de

cathode au niveau du nerf lui-même. Pour réaliser cette fonction d'amplification et de division

nous avons proposé un montage à base de miroirs de courant cascode grande excursion. Pour

chacune des cathodes, la subdivision du transistor de sortie en 12 transistors élémentaires

permet de programmer le courant souhaité parmi un ensemble de 7 valeurs pré-programmées

en jouant sur la mise en conduction de ces transistors élémentaires. D'autre part, afin de

satisfaire la contrainte de suppression des charges résiduelles tout en respectant la règle


- 168 -

relative à l'absence de courant continu durable, nous avons conçu un dispositif original qui

permet la décharge passive de la capacité de sécurité à travers un circuit résistif. Le problème

n'est pas si simple qu'il pourrait paraître dans la mesure où il faut en même temps assurer le

respect du cahier des charges sur la génération des impulsions : limitation de l'amplitude de

l'impulsion inverse, limitation du temps de décharge. Notre solution propose la mise en œuvre

d'un réseau de transistors connectant successivement une résistance équivalente d'une valeur

de plus en plus faible pour diminuer la constante de temps de décharge sans induire de

dépassement pour la valeur maximale d'amplitude permise.

Dans le domaine de la conception analogique, la simulation électrique permet de vérifier

la faisabilité de la conception et de prévoir un certain nombre de comportements électriques.

Cependant, il est absolument nécessaire de passer par une phase de validation sur le circuit

intégré réel. Afin de valider l'ensemble des nouvelles structures que nous avons proposées

pour réaliser les trois fonctions du générateur de stimuli, nous avons réalisé un véhicule de

test dans la technologie 0,8µm CMOS haute tension (CXZ) de AMS. Sur ce véhicule de test,

le CNA et l'étage de sortie ont été dupliqués afin de pouvoir être caractérisés

indépendamment. La validation a été principalement réalisée in vitro à l'aide d'un banc de

mesure approprié. Un certain nombre de mesures ont pu également être réalisées in vivo.

D'une façon générale, on peut dire que l'ensemble des caractéristiques prévues a été vérifié.

Un certain nombre de défauts secondaires ont été identifiés et seront corrigés dans les

versions ultérieures.

Le travail de recherche correspondant à ce sujet de thèse a, pour partie, consisté à faire

une investigation complète des problèmes liés à la conception d'implants microélectroniques à

travers une expérience "en vraie grandeur". Le fait d'avoir à appréhender, sur un prototype

réel, toutes les étapes de spécification, conception, simulation, réalisation, validation in vitro,

validation in vivo, nous a permis de mesurer pleinement la spécificité du domaine de

l'électronique médicale implantée. Pour ce qui concerne la conception de circuits intégrés

implantables, le laboratoire a maintenant acquis une certaine expertise pour le développement

de méthodologies dédiées à la conception et à la conception en vue du test de circuits

implantables, en prenant en charge les contraintes spécifiques du domaine : sécurité, fiabilité,

adaptabilité. Dans les années à venir, le champ d'application des implants SEF est amené à se

développer de façon importante compte tenu des exigences naturelles de "confort de vie" des


- 169 -

personnes handicapées et des personnes âgées (aide à la motricité, aide à l'audition, contrôle

des troubles urinaires vésico-sphinctériens, traitement de la maladie de Parkinson, etc.). D'une

façon plus générale, les progrès réalisés dans le domaine de l'intégration devront

s'accompagner de progrès importants dans le domaine de la transmission d'énergie et de la

communication avec la centrale de commande externe. Notamment, la prise en compte

complète de la sécurité et de la fiabilité nécessitera une analyse globale au niveau système

englobant à la fois le micromachine de commande, le système et le protocole de transmission

des données et l'implant intelligent.


- 170 -

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Autres Références durant la thèse

Conférences internationales

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M. ROBERT, F.G. MORAES.

"Current Mask Generation: A New Hardware Countermeasure for Masking

Signatures of Cryptographic Cores"

In: IFIP VLSI SoC - International Conference on Very Large Scale

Integration, 2005, Perth, 2005.

[Mes05b] D. MESQUITA, J.D TECHER, L. TORRES, G. SASSATELLI, G. CAMBON,

M. ROBERT, F.G. MORAES

"Current Mask Generation: A Transistor Level Security Against DPA Attacks"

In: IEEE/ACM 18th SYMPOSIUM ON INTEGRATED CIRCUITS AND

SYSTEMS DESIGN, 2005, Florianópolis, 2005.

[Mes05c] D. MESQUITA, J.D TECHER, L. TORRES, G. SASSATELLI, G. CAMBON,

M. ROBERT, F.G. MORAES

"A New Hardware Countermeasure for Masking Power Signatures"

In: Reconfigurable Communication-Centric SoCs, 2005, Montpellier, 2005.

Résumé : Un grand nombre de dysfonctionnements au sein du système nerveux ne peuvent être résolus par des solutions thérapeutiques classiques. Pour faire face à ce problème, on a recours à une solution technologique appelée Stimulation Electrique Fonctionnelle (SEF). De façon générale, la SEF consiste à utiliser le courant électrique pour restaurer une fonction chez le patient. Les domaines d’applications de la stimulation électrique fonctionnelle sont vastes. On peut, par exemple, s’intéresser au traitement de la maladie de Parkinson, à la restauration de fonctions motrices chez les blessés médullaires, etc. Après une brève introduction à la Stimulation Electrique Fonctionnelle, nous passons à la définition des caractéristiques idéales d’un stimulateur pour la SEF. Plusieurs points sont abordés, tels que les techniques de stimulations sélectives ainsi que les contraintes liées aux applications médicales (Biocompatibilité, Fiabilité, Sécurité de fonctionnement, …). L’analyse de ces caractéristiques nous a permis d’élaborer un cahier des charges pour la conception d’un stimulateur implantable dédié à la SEF. Un stimulateur implantable est constitué d’une partie de contrôle (Numérique) dédiée à l’intelligence du système et d’une partie Active (Analogique) qui fourni des impulsions de courant électrique aux nerfs via des électrodes neurales. Nous proposons la conception d’un ASIC assurant la partie Active de l’implant et comprenant un étage de sortie, un convertisseur numérique-analogique et un convertisseur de tension DC/DC. La partie Active est conçue pour piloter une électrode multipolaire (une anode et quatre cathodes). Un premier circuit constituant un véhicule de test a été réalisé en technologie CMOS AMS CXZ 0.8µm. Il a permis de valider et de caractériser la partie Active ainsi que les différents blocs qui la composent. Mots Clés : Simulation Electrique Fonctionnelle, circuit intégré analogue et mixte, convertisseur DC/DC, convertisseur numérique/analogique.

Documents

UNIVERSITE MONTPELLIER II SCIENCES ET TECHNIQUES DU ... · rédaction de mon rapport et de veiller au bon déroulement de ma thèse. Je tiens également remercier Monsieur Régis