Systèmes et circuits de traitement numérique des … power delay profiles”, IEEE Trans. Vehicular Technology, Vol. 51, September 2002, pp. 978-988 Récepteur radio multistandard

Systèmes et circuits de traitement numérique

des signaux radio dans un contexte de

Séminaire de recherche

Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel1

des signaux radio dans un contexte de

radiocommunications multi-standard

Adel GhazelAdel Ghazel

Professeur à Sup’Com, Ditrecteur de l’UR CIRTA’COM

[email protected]

Rennes, 26 février 2009

Sommaire du séminaire

Présentation générale de l’UR CIRTA’COM

Récepteur radio multistandard à sous échantillonnage RF

Méthodologie de dimensionnement des récepteurs radio multistandard


Numérisation des signaux radio contrôlée par échantillonnage non uniforme

Circuits de filtrage de décimation et de sélection numérique des canaux

Prédistorteur numérique pour PA de transmetteurs 3G/4G

Objectifs des travaux sur la Cognitive Radio

Présentation générale de l’UR CIRTA’COM


CIRTA’COM

Chef de l’Unité de Recherche

Adel Ghazel

Équipe RALSYRRALSYR

Radio logicielle, Systèmes et technologies RF

ÉquipeALACEALACE

Algorithmes, logiciels et architectures de

Équipe NOSYRONOSYRO

Nouveaux systèmes & dispositifs pour les réseaux

Organisation de CIRTA’COMOrganisation de CIRTA’COM

15 enseignants chercheurs

15 Doctorants

31 étudiants de Mastère

61 chercheurs plein temps (2009)


technologies RF reconfigurables

Responsable: Chiheb Rebai

architectures de communication embarqués

Responsable: Fethi Tlili

dispositifs pour les réseaux tout-optiques

Responsable: Rihab Chatta


5 Doctorants



6 Doctorants



4 Doctorants


Compétences de l’équipe RALSYRCompétences de l’équipe RALSYR

Systèmes radio multi-standard et reconfigurables

Circuits RF intelligents

Numérisation des signaux radio

Filtre RF 1 LNA

Antenne

Filtre RF 2

ADC DSP

fe

Sélection des bandes RF Position des canaux

I

Q

Filtre IF

AGC

AGC

f'en90°

Filtre

décimateur

E&B1

E&B2

f'en

/MM

M

Commande numérique

Etage RF Etage IF Etage BB



Méthodologies de conception et de dimensionnement de

systèmes radio

Dispositifs RF/Hyperfréquences intégrés

Métamatériaux

Caractérisations Micro-ondes,…

Techniques de communication large bande

Caractérisation et modélisation du fading multi-trajets

Statistiques des modèles des canaux de propagation

Techniques de diversité et systèmes MIMO

Compétences de l’équipe ALACECompétences de l’équipe ALACE


Techniques de diversité et systèmes MIMO

Sécurité matérielle

Circuits numériques reconfigurables

Programmation temps réels

Co-Design matériel/logiciel (HW/SW)

Adéquation algorithme - architecture, …

Dispositifs Optiques et Optoélectroniques

Cristaux photoniques

Fibres de nouvelle génération

Utilisation des SOAs pour le traitement tout-optique

Compétences de l’équipe NOSYROCompétences de l’équipe NOSYRO


Utilisation des SOAs pour le traitement tout-optique

Systèmes de communications optiques et Réseaux d’accès

Systèmes d’accès multiples par répartition des codes optiques

Systèmes de multiplexage de tranche spectrale (SS-WDM)

Systèmes Radio sur Fibre (RoF)

Principaux résultats de recherchePrincipaux résultats de recherche

Articles de revues indexées 33

Articles de conférences avec comité de lecture 211

Brevets internationaux 3

18


Rapports techniques de R&D 18

Habilitations Universitaires 3

Doctorats soutenus 5

Mémoires de Mastère soutenus 50

Projets de collaboration 17

Résultats des 7 dernières années: 2002 à 2008

Partenaires universitaires étrangersPartenaires universitaires étrangers


Partenaires industrielsPartenaires industriels


Motivation et problématique de


Motivation et problématique de recherche

Multi-service

Exigences

� Large bande / Sélectivité

� Grande dynamique

� Programmabilité

� Haute intégration

� Faible Consommation

� Front-end RF analogique:

� DC offset

� Débalancement (G,φ)

� Rejection d’image

� Effets non linéaires

� Dynamique/rapidité des ADC

Contexte du travail de recherche

Contraintes technologiques

Motivation et contraintes de la reconfigurabilité RadioMotivation et contraintes de la reconfigurabilité Radio


3 G � UMTS� 2 Mbps

2.5 G� EDGE� 384 kbps

Multi-service radio

reconfigurable

� Dynamique/rapidité des ADC

� Capacité des processeurs

3.5 G

� HSDPA� 14 Mbps

� GSM� 9.4 kbps

2 G

4 G� 75 Mbps

Problématique de recherche viséeProblématique de recherche visée

Démodulateur

NumériqueLNA AudioDACADC

Systèmes numériques – à partir du début des années 90…

BPF

A/D DSPLNA ADC DSP

Architecture radio logicielle numérisation à l’antenne ?


Étage RF CAN/CNATraitement numérique

Bande de base

Large plage dynamique

Bonne résolution

Large bande

Intégrable

Reconfigurabilité

Complexité réduite

BPF

Principales publications de CIRTA’COM (Principales publications de CIRTA’COM (11//33))

1. C. Rebai, A. Ghazel, S. Boumaiza and F. Ghanouchi, “Optimized design of a digital I/Q demodulator suitable for adaptive predistortion of 3rd generation base station Pas”, Analog Integrated Circuits and Signal Processing Journal, Springer, Vol 55, N° 1, pp. 47-58, April 2008.

2. C. Rebai, M. Ben-Romdhane, P. Desgreys, P. Loumeau and A. Ghazel, “Pseudorandom signal sampler for relaxed design of multistandard Radio Receiver”, Microelectronics Journal, Elsevier, to appear in 2009.

3. R. Barrak, A. Ghazel, F. M. Ghannouchi, "Optimized Multistandard RF Subsampling Radio Receiver Design", Accepted for publication, IEEE Transactions On Wireless Communications, to appear in2009.


2009.

4. N. Youssef, Tsutomu Kawabata, “On the probability density functions of outage and inter-outage durations of the capacity of Rayleigh fading channels”, IEEE Trans. Wireless Communications, VOL. 8, NO. 1, January 2009.

5. B. H. Hogstad, M. Paetzold, N. Youssef, V. Kontorovich “Exact closed form expressions for the distribution, the level crossing rate, and the average duration of fades of the capacity of OSTBC-MIMO channels”, IEEE Trans. Vehicular Technology, to appear in 2009.

6. M. Paetzold, B. O. Hogstad, N. Youssef, “Modeling, Analysis, and Simulation of MIMO mobile-to-mobile fading channels”, IEEE Trans. Wireless Communications, Vol. 7, No: 2, pp. 510-520, February 2008


7. M. Helaoui, S. Boumaiza, F. M. Ghannouchi, A. B. Kouki, A. Ghazel, “A New Mode-Multiplexing LINC Architecture to Boost the Efficiency of WiMAX Up-Link Transmitters,” The IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 54, NO. 2, February 2007, pp. 248-253.

8. M. Helaoui, S. Boumaiza, A. Ghazel, F. M. Ghannouchi, “Power and Efficiency Enhancement of 3G Multi-carrier Amplifiers Using Digital Signal Processing with Experimental Validation,” The IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 54, iss. 4, April 2006, pp. 1396-1404.

9. M. Helaoui, S. Boumaiza, A. Ghazel and F. M. Ghannouchi, “On the RF/DSP Design-for-Efficiency °


of OFDM transmitters”, IEEE Trans. On Microwave Theory and Techniques, Vol 53, N°7, pp 2355-2361, July 2005

10. N. Youssef, W. El Bahri, M. Paetzold, S. EL Asmi, “On the crossing statistics of phase processes and random FM noise in Nakagami-q mobile fading channels”, IEEE Trans. Wireless Communications, Vol. 4, N0. 1, January 2005.

11. N. Youssef, C. X. Wang, M. Paetzold, ”A study on the second order statistics of Nakagami-Hoyt mobile fading channels”, IEEE Trans. Vehicular Technology, Vol. 54, N0. 4, July 2005

12. Ch. Rebai, D. Dallet and Ph. Marchegay, ‘‘Signal Generation Using Single Bit Sigma Delta Techniques’’, IEEE Transactions On Instrumentation and Measurement, Vol 53, N° 4, pp 1240-1244, August 2004


13. Ch. Rebai, D. Dallet and Ph. Marchegay, ‘‘Non Coherent Spectral Analysis of ADC Using Filter Bank’’, IEEE Transactions On Instrumentation and Measurement, Vol 53, N° 3, pp 652-660, June 2004

14. E. Boutillon, J-L. Danger, A. Ghazel, "Design of High Speed AWGN Communication channel Emulator”, Kluwer Journal for Analog circuits processing, Vol. 34, February 2003

15. A. Ghazel, L. Naviner, K. Grati, "Design of Dow-sampling Processors for Radio Communications”, Kluwer Journal for Analog Integrated Circuits and Signal Processing, Vol. 36, July-August 2003


Kluwer Journal for Analog Integrated Circuits and Signal Processing, Vol. 36, July-August 2003

16. S. El Asmi, N. Youssef, “Non linear algebraic identifiability and equalizability”, WSEAS Transactions, Vol. 2, Octobre 2003, pp. 283-289.

17. A. Ghazel, L. Naviner, K. Grati, "On Design and Implementation of a Decimation Filter for Multi-standards Wireless Transceivers”, IEEE Transactions on Wireless Communications, Vol. 1, No.4, October 2002

18. M. Paetzold, A. Szczepanski, N. Youssef,“Methods for modelling of specified and measured multipath power delay profiles”, IEEE Trans. Vehicular Technology, Vol. 51, September 2002, pp. 978-988

Récepteur radio multistandard


à sous échantillonnage RF

Conversion de fréquence analogique vs discrèteConversion de fréquence analogique vs discrète

90 o

ADC

AGC

LOLNARF filter

Antenna

LPF

I

DSP


A D C

A A F ilter

T & H

fs

R F F ilter 1 L N A R F F ilter 2 AG C

ADC

AGCLPF

Q

Avantages de la conversion de fréquence discrèteAvantages de la conversion de fréquence discrète

Limiter le traitement analogique du signal au LNA et aux filtres RF et IF.

Une seule voie de traitement analogique du signal reçu pour éviter le dé-balancement de gain et de phase des récepteurs à deux voies (I,Q).

Conversion RF à IF sans l’apparition du problème de DC-offset.

Traitement temps discret des signaux radio offrant la programmabilité qui permettra de supporter le traitement des signaux multistandard ainsi que l’implémentation des fonctionnalités de la radio Logicielle.


2÷

ADC

ADC

LO

DCS 1800

PCS 1900

WCDMA

GSM 900

DCS/GCS/GSM

DCS/GCS/GSM

WCDMA

WCDMA

1

1

Circuits à temps discret à capacité commuté offrant une meilleure précision que les circuits analogiques.

Utilisation de la technologie CMOS pour les circuits à temps discret permettra l’implémentation des circuits Radio avec une haute intégration, faible consommation et faible coût.

ADC

AA Filter

T&H

fs

RF Filter 1 LNA RF Filter 2 AGC

0 f uf l f c-f l-f u

B

Condition d’échantillonnage Passe Bande

Fréquence d’échantillonnage > femin

Condition d’anti-repliément Zones possibles pour fe

L’information utile peut être reconstituée du signal échantillonné passe bande si la fréquence d’échantillonnage est supérieure à femin

==B

fuentnavec

n

f2f u

mine

Echantillonnage d’un signal passe bandeEchantillonnage d’un signal passe bande


==−

≤≤B

fmmpour

m

ff

m

f ule

u int,...,11

22max

(m-1)fe

f l f

u-f -f

u l

mfe

-fl+(m-1)fe ≤ fl and -fu+mfe ≥ fu

Architectures RF samplingArchitectures RF sampling

Filtre RF LNA

E/BADC

Filtres passe-bandes

muticadenceDSP

Filtre passe-bande

temps discret

Filtre passe-bande

temps discret

Décimation Décimation

Multi-cadence filters based architecture

Muhammad et. alI, EEE Journal ofSolid-State Circuits, Dec. 2004.


Décimation Décimation

Filtre RF LNA

E/B

E/B

fe

fe'

Filtre

ARADC

Filtre

ARADC

Etage

DSP

Quadrature sampling based architecture

S. Yi-Ran, S. Signell, IEEE Int. Symposium on Circuits and Systems, May 2005

Sous échantillonnage d’un signal multiSous échantillonnage d’un signal multi--bandebande

Information utile répartie sur N bandes

Fréquence d'échantillonnage choisie de façon à ne pas avoir de repliement de spectre pour chaque bande

N1,i 0,/2B-f iIFi …=>

N1,i /2,f/2Bf eiIFi …=<+

−

=

impairestf

f2entsi

f

frestf

pairestf

f2entsi

f

frest

f

e

ci

e

cie

e

ci

e

ci

IFi


Signal avant sous échantillonnage Signal après sous échantillonnage

fe/2 fe/2 3fe/2

Echantillonnage

à fe f f

Signal 1 Signal 2 Signal 1

Signal 2

Récepteur multiRécepteur multi--standard à sous échantillonnage RFstandard à sous échantillonnage RF

ADC DSP

fs

I

Q

AGC

AGC

f 'sn90°

Decimation

Filter

T&H1

T&H2

f 'sn

/MM

M

Multiband

RF Filter 1

Wideband

LNA

Wideband

Antenna

Multiband

RF Filter 2 IF Filter


Tunning selected channels

RF Stage IF Stage BB Stage

Tunning RF bands

RF filter

……

0 0 0

Decimationfilter

fRF

Kfs/2 (K+1)f

s/2

IF filter

…

0 fIF f

s/2

fs

f'sn

Thèse Dr. Mme R. Barrak, SUP’COM, février 2007

Dimensionnement des étages de conversion RF à IFDimensionnement des étages de conversion RF à IF

1) Calcul de la fréquence intermédiaire fIFi La fréquence intermédiaire centrale de la bande de réception i est calculée à partir de l'équation suivante en considérant fci comme fréquence centrale de la bande i

=

−

=

=

impairestf

f2entKsi

f

frestf

pairestf

f2entKsi

f

frest

f

cii

cie

e

cii

e

ci

IFi


Ce critère d'optimisation permet de minimiser l'étalement des

spectres des signaux multistandard dans la bande [0 fe/2] après sous-échantillonnage.

Ceci limite la largeur de bande IF [min(fIF) max(fIF)] et la plage de synthèse de fréquence du signal horloge

−∑

=

N

1i

2e

iIF4

ffmin

=

− impairestf

entKsif

restfe

ie

e

2) Optimisation de la fréquence de sous-échantillonnage fe

Résultat d’optimisation de Résultat d’optimisation de ffee pour pour GSM/UMTS/GSM/UMTS/802802..1111gg

Upper constraint

fs/4

esulting IF Frequen

cy (Hz)

GSM

UMTS

802.11g

fsopt

−=

=

=),(,

),(,

2 scisIFi

sciIFi

s

ci

ffremffodd

ffremfeven

isf

ffixKif

N1,i0,/2B-f iIFi …=>

N1,i/2,f/2Bf eiIFi …=<+


Lower constraint

Sampling Frequency (Hz)

Re

Parameters GSM UMTS 802.11g

IF band (MHz) 163.2-198.2 115.4-175.4 114.6-198.1

Centered IF (MHz) 185.7 145.4 156.35

Signal type Original Mirrored Original

−∑

=

N

1i

2s

iIF4

ffmin

IF frequencies after subsamplingfs = 761.8 MHz

Dimensionnement des étages de conversion IF à B.B

f'en

90°

I

Q

xin

T’en

T’en

/4

Voie I

Voie Q

xoutI

xoutQ Signaux horloges


Q

Conversion en quadrature en bande de base par sous-échantillonnage

Pour récupérer les composantes I et Q en bande de base, f'en (=1/ T'en) est choisie un sous multiple impair de la fréquence IF du canal utile (fIFn). Pour éviter le repliement du canal utile d'indice n, f'en est choisie supérieure à la largeur du

canal (Bchn) ce qui implique une formulation de f'en par l’expression suivante:

==

chn

IFnIFnen

B

ffix...,,3,1m,

m

f'f

Filtre RF 1 LNA

Antenne

Filtre RF 2

ADC DSP

fe

Sélection des bandes RF Position des canaux

I

Q

Filtre IF

AGC

AGC

f'en90°

Filtre

décimateur

E&B1

E&B2

f'en

/MM

M

Commande numérique

Etage RF Etage IF Etage BB

Validation expérimentale du récepteur à Validation expérimentale du récepteur à soussous--échantillonnage RFéchantillonnage RF


Paramètres GSM UMTS 802.11g

Bande analogique (GHz) 4.55

Signal maximal d'entrée 2 V crête-à-crête

Capacité d'échantillonnage (pF) 1

Fréquence de sous-échantillonnage (MHz) 761.8

Fréquences d'entrée (Hz) 925-960 2110-2170 2400-2483.5

Plage dynamique (dB) 96 83 75

SNRj (dB) 52.2 31.8 47.6

Gigue d'échantillonnage (ps) 0.41 1.9 0.27

Bruit de phase (dBc/Hz) -140 -127 -144

Entrée du récepteur (dBm)

F réquence (GH z) F réqu ence (GH z)

Entrée de l’E/B1 (dBm)

Sortie de l’E/B1 (dBm)

F réquence (GH z) F réquence (G Hz)

Entrée de l’E/B2 (dBm)

Sortie I/Q de l’E/B2 (dBm)

F réquence (GH z)

IQ

Méthodologie de dimensionnement


des récepteurs radio multistandard

Optimisation du choix de l’architecture de l’émetteur et du récepteur selon les ADC DSP

Analog Digital

Étage intermédiaireLNA

Objectif du dimensionnementObjectif du dimensionnement

MHz

5500

5000

4500

1000

2200

2100

2000

1900

60005470

5725

53505150

Band haute

Band basse

HIPERLAN

1800

900 960

925

915

890

voie montante

voie

descendante

GSM

DECT

voie montante

voie

descendante

UMTS

1980

1920

2110

2170

1880

Étude Étude des spécifications des standards radio


l’émetteur et du récepteur selon les exigences de conception et les spécifications des standards radio

BPF

DSPintermédiaire

Dimensionnement du système radio et validation par simulation

Spécifications des normes RadioSpécifications des normes Radio

Spécifications de l’émetteurBande montante

Largeur de bande

Largeur des canaux

Puissance d’émission

Masque du signal émisCritères de performances

BER


Spécifications du récepteurBande descendante

Largeur de bande

Largeur des canaux

Sensibilité et sélectivité

Puissance maximale

Profil des bloqueurs et des interférents

EVM

Backoff

SNR

Méthode de dimensionnementMéthode de dimensionnement

Facteur de bruit

Gain Dynamique Facteurs de linéarité

Spécifications du récepteur

Répartition de gain, de bruit et de linéarité entre les différents blocs du récepteur

Spécifications du Standard

Architecture du récepteurContraintes


Niveaux des bloqueurs

Gains max et min de l’AGC

Dynamique de l’ADC

Résolution de l’ADC

Gabarits des filtres

récepteur

Coefficient de suréchantillonnage ou souséchantillonnage

Fréquence d’échantionnage

Contraintes technologiques

Spécifications du récepteurSpécifications du récepteur

dBouttfResens SNRNPNF −−=Facteur de bruit

outfResensmaxr SNRPPDR +−=Dynamique du récepteur

maxfsana PPG −=Gain analogique

dBout

dBmtest

dBmin SNRPPIMR +−=Rejection d’intermodulation


IIP3dBm

indBmdBm

PIMR213IIP +=

Fréquence d’échantillonnageFréquence d’échantillonnage

Le choix de la fréquence d’échantillonnage dépend des contraintes technologiques

de conversion analogique numérique et de l’architecture de réception.

Architectures basées sur des mélangeurs :

• Le signal à l’entrée de l’échantillonneur peut être un signal en bande de base ou un signal à une fréquence intermédiaire faible, on peut alors le suréchantillonner.

• Le coefficient de sur échantillonnage M permet de déterminer la fréquence d’échantillonnage


fe=M.2fmax

1Kf2

fKf2 l

eu

−≤≤

pour K=1,.., Kmax=ent(fu/B)

−=

=

)2case()f,f(remff,odd

)1case()f,f(remf,evenis

2ff

fixifecsIF

ecIF

e

c

Architectures RF sampling :

• Utilisation du principe de sous échantillonnage pour la conversion de la fréquence à une fréquence intermédiaire ou directement en bande de base.

• Le coefficient de sous échantillonnage K permet de déterminer une estimation de la fréquence d’échantillonnage.

Gabarits des filtres RF

Filtre RF

Il sert à sélectionner la bande utile, atténuer les bloqueurs hors bande et les ramener au niveau des bloqueurs dans la bande utile.

Le gabarit du filtre, défini à partir des spécifications des normes radio, permet de faire la synthèse du type et


permet de faire la synthèse du type et de l’ordre du filtre.

Exemple:

Détermination du gabarit du filtre RF pour la norme DECT

Gabarits des filtres image

Filtre d’image

Pour les architectures à conversion de fréquence, un filtre de rejection d’image doit être placé avant le mélangeur avec un facteur de perte faible et une large atténuation.


Soit fLO la fréquence de l’oscillateur local et fRF la fréquence du signal utile.

Fréquence image : fIM=2fLO-fRF

Fréquence intermédiaire fIF=abs(fLO-fRF)

Si la puissance du signal image est supérieure à la puissance du signal utile.

Rejection d’image minimale : IR=Nb-PsensRéf

Le filtre image est un filtre passif externe ce qui pose également un problème d’intégrabilité du récepteur.

fRF

Gabarits des filtres ARGabarits des filtres ARFiltre anti-repliement

Le filtre anti-repliement placé avant le convertisseur analogique/numérique, filtre tous signaux qui risquent de se replier dans la bande de Nyquist de manière à garantir le SNR requis. La principale conséquence de ce phénomène de repliement est la dégradation de la dynamique du signal (DR) échantillonné.

Si le convertisseur fonctionne en sur-échantillonnage, le filtre anti-repliement est passe-bas avec un gabarit caractérisé par

atténuation minimale

NbAmax

Amin


atténuation minimale Amin=Nb-(Ptest-SNRout)

atténuation maximale Amax entre 0.01 dB et 3 dB

fréquence de coupure f c = B(1+30%)

(30% du aux variations des résistances et capacités en fonction de la température)

fréquence de rejection f R=fe - B

Gabarits des filtres AR en RFSGabarits des filtres AR en RFS

Si le convertisseur fonctionne fonctionne en sous-échantillonnage, le filtre anti-repliement est passe-bande avec un gabarit caractérisé par :

atténuation minimale Amin= Nb-(Ptest-SNRout)

atténuation maximale Amax entre 0.01 dB et 3 dB

fréquences de coupure fc1 = fl 30% fc2 = fu 30%

fréquences de rejection fR1=2kfe-fu et fR2=(2k+1)fe-fl± ±

b lo q u e u r

S p e c t r e à l ' e n t r é e d e l 'A D C

G a b a r i t d u F i l t r e a n t i - r e p l i e m e n tP

b lo q u e u r S ig n a l u t i l e

P u i s s a n c e


fm a x

f I F s i K e s t im p a i r

b l o q u e u r

f

0

S p e c t r e à l a s o r t i e d e l 'A D C

0

S N R o u t

P t e s t

P b lo c k e r

f m in

K f e / 2 ( K + 1 ) f e / 2K f e - f m in ( K + 1 ) f e - f m a xK f e - f m a x ( K + 1 ) f e - fm in

b lo q u e u r

f I F f e / 2 f e - f I F

f I F s i K e s t p a i r

f o m in f o m a xf c

P u i s s a n c e

f

Dimensionnement de l’AGCDimensionnement de l’AGC

Gain max: Le gain maximal de l’AGC doit être suffisamment élevé pour ramener le signal le plus faible à un niveau qui lui permet d’être traité par le convertisseur. Cependant, il est limité par le niveau du plus fort bloqueur après filtrage car l’existence d’un bloqueur peut saturer le convertisseur.

dBFAR

dBana

dBmb

dBmfs

dBmaxAGC AttGNPG +−−=


Gain min: Le récepteur doit fournir le gain minimal en présence du signal le plus fort pour ne pas saturer le convertisseur analogique numérique.

dBana

dBmmax

dBmfs

dBminAGC GPPG −−=

Dimensionnement du convertisseur A/NDimensionnement du convertisseur A/N

La dynamique du convertisseur est la différence entre le signal le plus élevé et le signal le moins élevé à l’entrée de celui-ci augmenté par le rapport signal à bruit minimal pour pouvoir démoduler le signal avec un BER exigé par la norme. Sans contrôle automatique de gain la dynamique du convertisseur est égale à la dynamique du récepteur.

Dynamique

outinADC SNRDRDR +=

Avec un AGC, la dynamique du convertisseur est réduite. L’AGC présente un gain minimal lorsqu’un signal fort est appliqué et un gain maximal lorsqu’un signal faible est appliqué.


lorsqu’un signal fort est appliqué et un gain maximal lorsqu’un signal faible est appliqué. La dynamique de l’ADC en présence d’un AGC est donnée par:

outmaxAGCanafResensminAGCanamaxADC SNR)GGP(GGPDR +++−++=

outmaxAGCminAGCin SNRGGDR +−+=

Si on choisit un convertisseur Sigma-Delta, la relation qui lie la dynamique du convertisseur DRCAN au facteur de suréchantillonnage M et à la résolution n est donnée par :

Résolution

1n2n2M1n2

23DR ++= πΣ∆

1. Définitions des modèles des étages de l’émetteur et du récepteur

2. Validation du dimensionnement

� Gain

� Bruit

� Linéarité

3. Génération des signaux selon les spécifications du standard

4. Performances de l’émetteur

Procédure de validation du dimensionnementProcédure de validation du dimensionnement


4. Performances de l’émetteur

� Problème de débalancement de gain et de phase

� Problème de linéarité de l’ampli de puissance

5. Performances du récepteur

� Problème de débalancement de gain et de phase

� Problème de rejection d’image

� Problème de l’échantillonneur bloqueur…

� Tests de sensibilité et de sélectivité en termes d’EVM et du BER.

Modélisation avec Agilent ADSModélisation avec Agilent ADS


Emetteur Récepteur

Résultats de validation du dimensionnementRésultats de validation du dimensionnement


Gain dB

NF dB

IIP3 dBm

P1dB dBm

Dimensionnement

Simulations



contrôlée par échantillonnage non uniforme

Analyseur spectral, Bilinskis, 2005 Correction du rapport cyclique, Bhatti, 2005

Travaux antérieurs basés sur le NUSTravaux antérieurs basés sur le NUS


Wojtiuk, 2000: Étude théorique de l’application du NUS pour les signaux radio� Détermination de la densité spectrale de puissance d’un signal échantillonné aléatoirement

� Étude de la reconstruction SVD

Objectifs des travaux de CIRTA’COM:

Théorie pour un signal déterministe

Etude système d’un récepteur multistandard

Validation Expérimentale

Étapes

� Détermination d’une distribution non uniforme

� Proposition d’une nouvelle architecture de réception radio

Objectifs

� Évaluer l’anti-repliement spectral

� Diminuer les contraintes sur le

Méthodologie d’étude et objectifsMéthodologie d’étude et objectifs


architecture de réception radio multistandard avec numérisation du signal contrôlé par un échantillonnage non uniforme

� Conception et validation expérimentale d’un générateur non uniforme

� Diminuer les contraintes sur le récepteur multistandard (AAF, ADC, AGC)

� Faisabilité, étude spectrale et mesure de puissance consommée

45

• échantillonnage non uniforme

– : Instants d’échantillonnage

– : Période d’échantillonnage moyenne

( ) ( ) ( )∑+∞

−∞=

−=k

ks tttxtx δ 1+< kk tt sk kTt ≠

sT

kt

Principe de l’échantillonnage non uniformePrincipe de l’échantillonnage non uniforme


• Anti-repliement spectral: condition de stationnarité

• Additive Random Sampling ARS

( ) ( )sk

kT

tptp1

== ∑+∞

−∞=

( ) ( )fXT

fXs

s

1=( ) ( ) ( )∑

+∞

−∞=

−==k

kNUS tttsts δ 288.0/0 << sTσ

n=0 n=1 n=3 n=2 n=1 n=0

Random Sampling

Time-Quantized Random Sampling

n Occurence of the quantized time in the samplig period

∆

Ts

kk tt −= +1τ ∆= nqτT

s

q

T=∆ ∆

+≤<∆

−2

1

2

1nn τ

TimeTime--Quantized Random Sampling TQQuantized Random Sampling TQ--RSRS

-50


TQ-RS description for qT=4

0 20 40 60 80 100 120 140-45

-40

-35

-30

-25

-20

-15

-10

fréquences (MHz)

dsp moyennée (dBm)

0 20 40 60 80 100 120 140-60

-50

-40

-30

-20

-10

fréquences (MHz)

dsp moyennée (dBm)

05.0/ =sTσ 288.0/ =sTσ

Analyse spectrale sur [0, qT.fs/2] (100 TQ-ARS) pour fs = 16.6 MHz, qT=16

Traitementnumérique

enbandedebase

ADC

CLK_US

(a ) Traitement uniforme en bande de base


enbandedebase

Mélangeurs

LNA

Multi- bande

Filtres RF

0°

90°

I

Q

Antenne

Multi- bande

Commutateur

RF

I

QADC

Etage RF

AAF

reprogrammable

AAF

reprogrammable

AGC

AGC Traitem

entnumérique

enbandedebase

Récepteur NUS multiRécepteur NUS multi--standardstandard



enbandedebase

Algorithmede

reconstruction

� Etage RF identique pour US et NUS

� Standards : GSM/UMTS/WiFi

� Architecture de réception homodyne/low-IF

� Homodyne � la réception multistandard

� Low-IF � standards à bande étroite

� AAF programmable

� En modifiant l’ordre de l’AAF

� En modifiant la bande passante de l’AAF

� AAF flexible

� Unique pour GSM/UMTS/WiFi

� Moins de complexité et de consommation

(a ) Traitement uniforme en bande de base

(b ) Traitement non uniforme en bande de base

Traitem

entnumérique

enbandedebase

ADC

CLK_ NUS

I

QADC

Etage RF

AAFFlexible

d’ordre fixe

AAFFlexible

d’ordre fixe

Algorithmede

reconstruction

Traitem

entnumérique

enbandedebase

Algorithmede

reconstruction

� Diminution de la fréquence d’échantillonnage

moyenne

� Utilisation d’une horloge non uniforme

� Diminution de la consommation dynamique de

l’ADC

� Reconstruction du signal NUS en un signal US

� Nécessité pour le traitement DSP en aval

� Vérification de la dynamique du signal

� Dynamique et fréquence d’échantillonnage élevées

� Nécessité d’un AGC dans la chaîne de traitement

US

� Diminution de la fréquence d’échantillonnage

moyenne dans la chaîne de traitement NUS

� Existence d’un ADC satisfaisant

� Elimination de l’AGC

� m=log2(qT)

� Compteur Gray pour réduire les glitches dans les phases générées

� LFSR : générateur pseudo-aléatoire

CLK

Compteur de Graymbits

Fonction CombinatoireqTPhases

Gm-1

q

G0G1...

fclkPhases non chevauchantesPseudorandom Signal Sampler

Générateur de signaux pseudoGénérateur de signaux pseudo--aléatoirealéatoire


� LFSR : générateur pseudo-aléatoire à distribution uniforme

p(x)=xm+xn+1 , 0 < n < m

� Multiplexeur : Choix de la phase selon la valeur du LFSR

� TQ-JRS uniforme

MUX qT :1LFSRm bits

L1

Lm -1

L0 Multiplexeur

PSSout

PSS

fclk

D

Q

i(k)

fclk=200 MHz

Ts

∆

Résultats de synthèse du PSS sur Stratix IIRésultats de synthèse du PSS sur Stratix II


Ti(k)

fclk=200 MHz

qT= 16

σ/Ts = 0.2703

∆

� Surface active : 470 (µm)²

� Fréquence de fonctionnement entre 1 MHz et 200 MHz

� Puissance Consommée: 1.45 µW à 290.4 µW

Réf fs (MHz) Surface Puissance dissipée Technologie

Résultats d’implémentation en technologie CMSO Résultats d’implémentation en technologie CMSO 6565nmnm


Artyukh

200553.546 185mm x 162 mm 8.25 W PCB (Printed Circuit Board)

Bhatti

2005N.C. 3264 (µm)² N.C. Objectif 130nm IBM Cu-11

Bhatti

2006N.C. 3350 (µm)² N.C. Objectif 130nm IBM Cu-11

Ozoguz

200543.7 N.C. 2.7 mW

Spice AMS SiGe 0.35µm BiCMOS

Ce travail

1 to 200 470 (µm)²1.45 µW à 1MHz

jusqu’à 290.4 µW à 200 MHzObjectif 65 nm digital CMOS

RS-232

USB

Blaster

Validation expérimentaleValidation expérimentale


0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6-180

-160

-140

-120

-100

-80

-60

-40

-20

0DSP du signal échantillonné reconstruit

DSP (dBm)

Fréquence(MHz)

y__US

y__PSS

Résumé des contributionsRésumé des contributions

Etude théorique

� Généralisation du théorème de l’anti-repliement spectral� Formulation analytique des densités spectrales d’énergie� Méthode de représentation spectrale

Nouvelle architecture de réception avec une

� AAF unique pour les standards GSM/UMTS/WiFi


réception avec une numérisation de signaux multistandard par NUS

GSM/UMTS/WiFi� Relaxation des contraintes sur l’ADC� Suppression de l’AGC

Conception du PSS

� Ni chevauchement ni glitches� Surface : (470µm)²� fs : 1 MHz � 200 MHz� Pcons(PSS) : 1.45 µW � 290.4 µW

Ptate-forme de test� Diminution de Pcons(ADC)� ADC pipeline inapproprié pour le NUS

Circuits de filtrage de décimation et


de sélection numérique des canaux à faible consommation

modulateurSigma-Delta

canal désirébruit hors bande

bruit de quantification Discrétisation et

quantification des signaux

Spectre à l’antennede réception

Principe de la sélection numérique des canaux


Filtrenumérique

décimateur

bruit résiduel

0 fe/2 fe

fe

fe/2

reçus

Élimination des canaux adjacents et du bruit de

quantification

Décimation du signal

Topologie de l’architecture Radio

Spécifications du standard Radio

Caractéristiques du transmetteur, ∆f, Pin, Pout, NF, CNR, SNR, …

Profils des interférents et des bloqueurs

Architecture RF

Paramètres de l’étage RF

Paramètres du CAN

Stratégie de synthèse en Radio numériqueStratégie de synthèse en Radio numérique


Contraintes de synthèse

Résolution de filtrage

Capacité de calcul

Consommation de puissance

Surface occupée

Caractéristiques du canal radio

Dynamique du signal

Structure de filtrage

Gabarit des filtres

Types des filtres numériques

Architecture du circuit de filtrage

f

fDN sa

sp ∆≈ ∞ ).,( δδ

Bande de transition étroite

Fréquence d’échantillonnage élevée

Structure du filtre numérique de sélection de canalStructure du filtre numérique de sélection de canal

pδ

Amplitude

f


M

NfMPS sa=⟩⟨

Structure en cascade optimisée

0 fp fSfsa/2 f

Sδ

Ordre élevé!

Complexité élevée !

11èreère structure de filtrage de sélection de canalstructure de filtrage de sélection de canal

Sigma-Deltamodulator

CombFilter

FIR Half-band filter

FIR channelselectorM 2 2

Sigma-Deltamodulator

CombFilter

FIR Half-band filter

IIR channelselectorM 2 2

(a)

(b)

-20

0

20Reference and quantized half-band response

0

20Reference and quantized FIR response


0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9-120

-100

-80

-60

-40

-20

Normalized Frequency

dB

Filter : ReferenceFilter : Quantized

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9-100

-80

-60

-40

-20


dB


0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9

-20

-15

-10

-5

0

5


dB

Reference and quantized IIR filter response


Optimisation des opérateurs de filtrageOptimisation des opérateurs de filtrage

x3

x2

x1

x0

x3

x2

x1

D1

D2

Look

up table

h0

h1

h3

+ / -

<<

<<1

<<5

x1

x2

x3

z-1 z-1 z-1 z-1 z-1 z-1z-1 z-1

z-1 z-1 z-1 z-1 z-1 z-1 z-1z-1

z-1 z-1 z-1 z-1 z-1 z-1 z-1

z-1

<<3


x0

x3

x2

x1

x0

D3

REG

<<6

<<3

<<2

-

-

-

-

<<1

<<5y

Architecture à base de la technique d’arithmétique

distribuéeArchitecture à base de la technique de

partage d’éléments communs

Processeur de filtrage de décimation à faible consommationProcesseur de filtrage de décimation à faible consommation

2

1z1

1

− − ( )221 −− z

3

12 z1

1

+ −a


0 1 2 3

x 104

-200

-150

-100

-50

0SD output

Frequency (Khz)

SNR=17.75 dB

db

0 20 40 60 80 100 120

-80

-60

-40

-20

0

Second stage output

Frequency (Khz)

SNR=26.96 dB

db

Prédistorteur numérique pour PA de


transmetteurs 3G/4G

Cellular base station transmitter block diagram

Problématique de l’ampli de puissanceProblématique de l’ampli de puissance


• Power amplifier distortions• Nonlinearities effects on system performances

PA nonlinearities:Magnitude distorsion (AM/AM)

Phase distorsion(AM/PM)

Intermodulation (IMD)

Vo(t)Vi(t)

Distorsions de l’ampli de puissanceDistorsions de l’ampli de puissance


( ) ( )( )ttAvi 21 coscos ωω += ...3

3

2

210 ++++= iiio vcvcvccv

g(.)V

o(t)Vi(t)

( ) ( )( ) ( )( ) ( )( )tvjg

iaiietvgtvgg φ==.

12 ωω −

212 ωω −

12ω

2ω

122 ωω −

22ω

21 ωω +13ω 23ω

122 ωω +212 ωω +

1ω2ω1ω

Principe DPD: Digital PredistorsionPrincipe DPD: Digital Predistorsion

-34 -32 -30 -28 -26 -24 -22-36 -20

54

55

56

57

53

58

Gain (dB)

Pin (dBm)

Gain compression

-34 -32 -30 -28 -26 -24 -22-36 -20

54

55

56

57

53

58

Gain (dB)

Pin (dBm)

Gain compression

Courbe AM/AMde l'amplificateur

-8 -6 -4 -2 0 2 4-10 6

-105

-100

-95

-110

-90

Phase (deg)

Pin (dBm)

AM/PM

-8 -6 -4 -2 0 2 4-10 6

-105

-100

-95

-110

-90

Phase (deg)

Pin (dBm)

AM/PM

Courbe AM/AMdu prédistordeurCourbe AM/PM

de l’amplificateur

Courbe AM/PMdu prédistordeur


Architecture numérique du DPDArchitecture numérique du DPD

3 2

Ip , Q pD ig ita l

m o d u la t io n

I_ D A C

D A C 2 X 1 6 b its 1 G s p s

S P I

4

F P G A IO U T 1 _N

Q _ D A C

IO U T 1 _ P3 2

1 6

1 6IO U T 2 _N

IO U T 2 _ P

to D S P

V IN +

V IN -

M o d c o n tro l

1 2

P AA D C 1 2 b it 2 1 0 M s p s

A D CY f

I/Q

M o n ito r in g (A F E , A D C , D A C )

L in k _ p o r t

L 0

D P D

A lg o r ith m

D S P

L U T

U p d a tin g


S D R A M

S h a re d d a ta b u s

M o d c o n tro l

4

to D S P

to D S P

L U T U p d a te

Q

F IR ta p s

IF la s h (4 M b y te )

D S P B o o t

6 4@ 1 2 8 M H z

4

P F

(A F E , A D C , D A C )

S h a re d a d re s s b u s

3 23 2

6 4

6 43 26 43 2

IP implantées sur FPGAIP implantées sur FPGAI/Q


Validation expérimentale du DPDValidation expérimentale du DPD--PAPA--BTS BTS 33G/G/44GG

Interface GPIB

Générateur de signaux

2

3

4

5

6

7

8

8 10 12 14 16 18 20

non linearized

linearized

EV

M (

%)

Backoff (dB)

Amplificateur de puissance


-100

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

-20

2130 2135 2140 2145 2150

entrée

non-linéarisé

pré-distorsion sans mémoire

DS

P (

dB

m)

Fréquence (MHz)

-100

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

-20

2120 2130 2140 2150 2160

entrée

pré-distorsion sans mémoire

prédistorsion multi-branche

DS

P (

dB

m)

Fréquence (MHz)

Analyseur de spectres

Analyseur de signaux vectorielAnalyse du signal

Objectifs des travaux sur


la Cognitive Radio

Objectifs des travaux de la thèse de Mlle Ines Eleuch

– Étude de l’état de l’art:

• Radio opportuniste (détecteurs du spectre);

• Architecture radio cognitive proposées dans la littérature;

• Techniques d’intelligence artificielle et leur utilisation en traitement du signal.

– Proposition d’une architecture du cerveau cognitif comportant des modules de:

• Perception autonome de l’environnement RF;

• Raisonnement et prise de décision du mode de transmission (bande RF, modulation,

11èreère Thèse: Architecture Radio Cognitive utilisant des Thèse: Architecture Radio Cognitive utilisant des techniques d’intelligence algorithmiquetechniques d’intelligence algorithmique


• Raisonnement et prise de décision du mode de transmission (bande RF, modulation, codage, technique d’accès) selon les informations récupérées de la base des connaissances (état RF, état de l’équipement, exigence en terme de la qualité de service);

• Apprentissage par induction à partir des résultats des interactions passées (incrémentation de la base des connaissance).

– Développement d’un système d’exploitation embarqué dédié aux traitements radio cognitifs et offrant des API pour

• le traitement du signal en bande de base;

• La décision;

• l’incrémentation de la base des connaissances (apprentissage).

– Évaluation des performances par simulation et tests expérimentaux

Objectifs des travaux de la thèse de Mlle Salma Bourbia

– Étude approfondie du concept de la Radio Cognitive, des premières solutions technologiques proposées

– Étude et définition des techniques et des circuits de détection des paramètres observables d’un réseau ou d’un nœud Radio

– Proposition de nouveaux algorithmes de pilotage actif des facteurs de l’environnement radio

– Conception niveau système radio et co-design hardware / software des étages

22èmeème Thèse: CoThèse: Co--design hardware / software d’un système radio design hardware / software d’un système radio logicielle pour la radio cognitive logicielle pour la radio cognitive


– Conception niveau système radio et co-design hardware / software des étages numériques pour l’implémentation de la radio cognitive

– Simulations et implémentation

• Implémentation hardware

– Optimisation des opérateurs arithmétiques

– Réduction de la puissance de consommation

• Implémentation software

– Techniques d’intelligence et de reconfigurabilité

– Optimisation du fonctionnement embarqué en temps réel

Étude des approches de perception de l’environnement RF dans un contexte multistandard

Environment RF(Electromagnétique, matériel, réseaux, utilisateur)

Travail en coursTravail en cours


Perception Decision

Base Connaissance

Apprentissage

Optimisation

Cerveau Cognitif

• Détection et classification des signaux modulés, basées sur la théorie de la détection et la modélisation cyclostationnaire

• Travaux en cours d’étude:– AV Dandawate, GB Giannakis " Statistical tests for presence of cyclostationarity " IEEE trans on signal processing Vol 42 No 9, 1994.

– P. MARCHAND, "Détection et reconnaissance de modulations numériques à l’aide des statistiques cycliques d’ordre supérieur ", thèse de doctorat, INPG, 1998.

– M. GHOZZI, “Détection cyclostationnaire des bandes de fréquences Libres,” thèse de doctorat, Université de Rennes I, 2008.

Étude des techniques utilisées dans la perception Étude des techniques utilisées dans la perception du spectre du spectre


thèse de doctorat, Université de Rennes I, 2008.– R. Weber, C. Faye, détecteur temps réel de signaux cyclostationnaires, principe et implémentation, 6ème colloque GRETSI, 1997.

• Détection et classification des signaux modulés, basées sur les réseaux de neurones

• Travail en cours d’étude:– Bin Le, Thomas W.Rondeau, David Maldonado, and Charles W.Bostian "Modulation identification using neural networks for cognitive radios " , SDR Forum , 2005.

• Problématique soulevée !Complexité de calcul� Traitement temps réel ???

Merci pour votre attention


Merci pour votre attention

CIRTACOM

SUP’COM, Cité Technologique des Communications 2088 El Ghazala, Ariana, TunisieTél. +216 71 857 000, Fax. +216 71 856 829 www.supcom.rnu.tnContact: [email protected]

Documents

Systèmes et circuits de traitement numérique des … power delay profiles”, IEEE Trans. Vehicular Technology, Vol. 51, September 2002, pp. 978-988 Récepteur radio multistandard