Thème Commande à vitesse variable d’un moteur à courant

République Algérienne Démocratique et Populaire Ministère de l’Enseignement Supérieur et de la Recherche Scientifique

Université Larbi Ben M’hidi, Oum El-Bouaghi Faculté des Sciences et des Sciences Appliquées, Aïn Beïda

Département de Génie Electrique

Mémoire de fin d’études en vue de l’obtention du Diplôme de Master

Spécialité : Génie Electrique (GE)

Thème

Commande à vitesse variable d’un

moteur à courant continu

Soutenu le 22 juin 2017

Proposé et Dirigé par : Présenté par :

Melle Chiha Yamina Chaffai Fairouz

Année Universitaire : 2016/2017

Tout d’abord je remercie Allah le tout puissant qui m’a donné la volonté et la patience pour terminer ce travail.

Je tiens avant tout, à adresser mon très vif remerciement à Melle Chiha Yamina qui a accepté de m’encadrer et qui n’a jamais cesser de me diriger

par ses remarques et ses conseils.

Je remercie aussi, de manière générale, tous les membres du jury qui nous ont fait l’honneur de juger ce travail

Mes sentiments de reconnaissance et mes remerciements vont également à toute personne qui a participé de près ou de loin,

à la réalisation de ce travail.

Je remercie mes parents, mes collègues et mes amies pour leurs encouragements.

Et finalement un grand merci a tous ceux qui m'ont aidé de prés ou de loin pour accomplir ce travail.

Dédicace

Je dédie ce modeste travail

A ma très chère mère ;

A mon très cher père ;

A mes grands-parents ;

A mes chers frères « « Bachir Radhouane Mahdi » » ;

A mes chères sœurs « « Asma Chayma » » ;

A toute ma famille ;

A tous mes amis chacun son nom

Fairouz

Commande à vitesse variable d’un moteur à courant continue

Résumé

La commande de la vitesse d’un moteur à courant continu occupe une place de

choix dans diverses applications industrielles; dans ce mémoire on a présenté une

technique pour réaliser cette commande, qui est la modulation de largeur d’impulsion

(PWM). Pour cela on a choisi d’utiliser un circuit intégré (NE555). Ensuite on a utilisé un

étage de puissance constitué d’un hacheur pour le changement de sens de rotation du

moteur à courant continu.

Mots clé

Circuit intégré NE555, hacheur en pont, MLI.

Abstract

The speed control of a DC motor has a prominent place in various industrial

applications; in this paper we presented a technique for achieving this commande, whichis

the pulse width modulation (PWM).For this we chose to use integrated circuit NE555.

Then we use a power stage consisting of a choper for the change of direction of rotation of

the DC motor.

Keywords

Integrated circuit NE555, Bridge chopper, PWM.

Sommaire

INTRODUCTION GENERALE ………………………………………………………..1

Chapitre I : les multivibrateurs

1. Introduction…………………………………………………………………………3

2. Présentation du circuit intégré NE555 ……………………………………………..3

3. Modes de fonctionnement…………………………………………………………..5

3.1 Fonctionnement en mode astable ………………………………………………………6

3.2 Fonctionnement en mode monostable ………………………………………………….9

3.3 Fonctionnement en mode bistable…………………………………………………….11

4. Génération d'une MLI (PWM)…………………………………………………….........12

4.1 Principe de la commande MLI………………………………………………………...12

5. Conclusion………………………………………………………………………………13

Chapitre II : les hacheurs

1. Introduction…………………………………………………………….................14

2. Hacheurs…………………………………………………………………………..14

2.1 Transistor MOSFET……………………………………………………………....14

2.2 Structure du MOSFET……………………………………………..........................15

2.3 Principe de fonctionnement ………………………………………………………16

2.4 Analyse de fonctionnement d’un MOSFET……………………………………….17

3. Types de hacheurs ………………………………………...………………………18

3.1 Hacheurs non réversibles ………………………………………...………….18

3.1.1 Hacheur abaisseur ou série ……………………………………...…………18

3.1.2 Hacheur parallèle…………………………………...……………………….18

3.1.3 Hacheur élévateur-abaisseur ou parallèle-série………………………....19

3.2 Hacheurs réversibles ………………………………………………………………………….19

3.2.1Hacheurs deux quadrants ……………………………………………………20

3.2.1.a Hacheur série réversible en courant …………………………………….20

3.2.1.b Hacheur réversible en tension …………………………………………..21

3.2.2 Hacheurs quatre quadrants (réversible en tension et en courant) ……..21

3.2.3 Fonctionnement dans les 4 quadrants ………………………………………………23

4. Conclusion ……………………………………………………………………………..24

Chapitre III : la réalisation pratique

1. Introduction……………………………………………………………………………25

2. Interface de puissance ………………………………………………………………...25

2.1. Hacheur quatre quadrants…………………………………………………………25

2.1. a Schéma des différents quadrants…………………………………………………...26

2.2. Circuit d'isolation………………………………………………………………….28

3. Circuit de commande (montage délivrant le signal PWM)…………………………..30

4. Schéma du montage complet dans ISIS………………………………………………35

5. Réalisation du montage sur la plaque d’essai…………………………………………37

6. Réalisation du Circuit Imprimé ……………………..………………………………..38

6.1. Insolation de circuit ………………………………………………………..……..38

6.2. Révélation……………………………………………………………...………….39

6.3. Gravure …………………………………………………………..……………….40

6.4. Perçage…………………………………………..………………………………..41

6.5. Test du circuit imprimé ……………………………………..…………………..41

7. Le plaque final…………………………………………………..…………………….41

8. Conclusion…………………………………………..…………………………….…..42

CONCLUION GENERALE…………………………………………………………...43

BIBLIOGRAPHIE

ANNEXE

Introduction

générale

1

Introduction générale

La commande des machines électriques est l’une des applications des

convertisseurs statiques. Cette commande nécessite l’association d’une machine (à courant

continue, synchrone, asynchrone ou autre) dont le fonctionnement est à une vitesse

variable, à un convertisseur statique (redresseur, hacheur, gradateur, onduleur). L’apport

des convertisseurs statiques tel que la possibilité de fonctionner dans les quatre quadrants

des axes couple-vitesse (ou courant-tension).

La conversion DC/DC consiste à générer une tension ou un courant continu à partir d’une

source d’alimentation également continue. Le besoin de ce type de conversion est très

important dans la plupart des appareillages électriques et notamment dans l’alimentation de

circuits électroniques.

Ces structures, souvent désignées sous le nom de hacheurs reposant sur l’utilisation de

commutateurs de types « « Transistors » » commandés à l’ouverture et à la fermeture.

Les transistors MOS sont mieux adaptés pour l’utilisation d’un pont en H. Leur chute de

tension à leurs bornes est plus faible et leur commutation est plus rapide.

Il y a plusieurs façons de procéder pour varier la vitesse d'un moteur à courant

continu. On peut la faire modifier en variant la tension d'alimentation à ses bornes mais

dans ce cas une partie importante de l'énergie est consommée par le dispositif

d’alimentation. Pour cette raison, on préfère l'alimenter de façon discontinue avec un

hacheur et faire ainsi varier la tension moyenne à ses bornes. On parle alors de Modulation

par Largeur d'Impulsions (MLI), très utilisée dans le domaine de la variation de vitesse de

rotation d’un moteur à courant continu. Un signal MLI est un signal dont la période est

fixe, mais le rapport cyclique varie, la vitesse est donc proportionnelle au rapport cyclique.

Dans le présent projet on propose un montage permettant de commander un moteur

à courant continu, pour contrôler son sens de rotation et sa vitesse.

Pour mener à bien ce travail, la représentation du mémoire est structurée en une

introduction générale, trois chapitres et une conclusion, suivie d’annexe, et répartie comme

suit :

Le premier chapitre est consacré à l’étude théorique des multivibrateurs à base de

circuit intégré NE555, ainsi que le principe de génération d’un signal MLI.

Dans le deuxième chapitre, on représente l’étude théorique des hacheurs ainsi que

ses types et leur fonctionnement.

2

Le troisième chapitre est consacré à la réalisation pratique comportant le montage

de commande à base de NE555 ainsi que l’interface de puissance.

Enfin, dans la dernière partie, nous terminons par une conclusion générale sur cette

réalisation.

Chapitre 1

Les multivibrateurs

Chapitre 1 Les Multivibrateurs

3

1. Introduction

Les multivibrateurs sont des montages qui permettent de générer en sortie une tension

rectangulaire donc les niveaux hauts et bas sont plus ou moins stables. En fonction de cette

stabilité, on distingue :

Les multivibrateurs astables.

Les multivibrateurs monostables.

Les multivibrateurs bistables.

Les astables sont des autos-oscillateurs, car ils ne reçoivent aucune impulsion de

l’extérieur alors que les monostables et les bistables sont les oscillateurs de déclenchement.

Tout multivibrateur comporte obligatoirement les organes suivants :

Un élément actif (transistor, l’amplificateur opérationnel, les portes logiques …etc)

Un organe qui accumule de l’énergie (le condensateur)

Un organe qui dissipe de l’énergie (résistance)

En fonction de l’élément actif, on distingue les multivibrateurs à transistor, les

multivibrateurs à porte logiques et enfin les multivibrateurs à circuit intégré (NE555….)

Dans notre travail en va étudier le multivibrateur à circuit intégré NE555 ainsi que ces trois

modes de fonctionnement.

2. Présentation du circuit intégré NE555

Le NE555 est un circuit intégré utilisé pour la temporisation ou en mode multivibrateur. Le

NE555 a été créé en 1970 par Hans R. Camenzind et commercialisé en 1971 par Signetics.

Ce composant est toujours utilisé de nos jours en raison de sa facilité d'utilisation, son

faible coût et sa stabilité. Un milliard d'unités sont fabriquées par an.

Le NE555 peut fonctionner selon trois modes : monostable, astable ou bistable.

Le schéma fonctionnel du Temporisateur NE555 est représenté sur la figure ci-dessous.

(Fig.I.1)


4

Le circuit de minuterie NE555 se compose essentiellement de deux comparateurs,

d’une bascule, d’un transistor de décharge et d’un diviseur de tension résistif. La bascule

est un composant numérique, il s’agit d’un composant à deux états, c’est-à-dire que sa

sortie peut produire soit un niveau de tension haut (S de l’anglais Set), soit un niveau de

tension bas (remis à zéro, R de l’anglais reset). On peut changer l’état de la sortie à partir

de signaux appropriés à l’entrée.

Le diviseur de tension résistif est utilisé pour ajuster les niveaux de tension des

comparateurs. Les trois résistances sont de même valeur. Par conséquent, le comparateur

supérieur a une tension de référence égale à 2/3Vcc, tandis que le comparateur inférieur

possède une tension de référence de 1/3Vcc. Les sorties des comparateurs contrôlent l’état

de sortie de la bascule.

La table suivante (Tab.1) présente les broches présentes sur la version simple dans un

boitier DIP. Les autres boitiers utilisent les mêmes noms de broches [1].

Fig. I.1 Description du NE555.


5

3. Modes de fonctionnement

Fig.I.2 Schéma interne du NE555.

Fig.I.3 Table de vérité de la bascule RS.

Tab.1.les broches du NE555


6

La NE555 est un circuit intégré de 8 broches, sa tension d'alimentation varie entre 4V et

16V.

La broche 8 est reliée à l'alimentation et la broche 1 est reliée à la masse. La broche 2 est

reliée à l'entrée inverseuse du comparateur A2, alors que l'entrée non inverseuse de A2

donne une tension de référence égale à 1/3VCC. Lorsque e+

1 > e-2 la tension VS passe au

niveau haut et la sortie de la bascule est mise à 1. Si e-2 > e

+2 la sortie du comparateur reste

au niveau bas. .

La broche 6 est reliée à l'entrée non inverseuse du comparateur A1 alors que l'entrée

inverseuse sert de tension de référence et on a 2/3VCC. Lorsque e+

1 > e-1, la sortie VR passe

au niveau haut et la bascule est remise à 0.

La broche 7 est reliée au collecteur d'un transistor commandé par la tension de sortie Qbarre

(Qbarre: Q barre) de la bascule RS. Pour Qbarre= 0, le transistor est bloqué et le circuit de

sortie du transistor est ouvert. Pour Qbarre=1 le transistor est saturé et le circuit de sortie se

comporte comme un court-circuit, c'est sur cette broche que sera raccordé les

condensateurs utilisés dans les applications du NE555. La broche 4 constitue la remise à 0

de la bascule. Elle a la priorité sur toutes les autres entrées. La broche 5 est souvent

inutilisée, la broche 3 est la sortie.

a. Fonctionnement en mode astable

Un astable ou horloge est un dispositif qui charge l'état spontanément sans qu'il soit

nécessaire de lui appliquer une impulsion de commande. Il délivre à sa sortie un signal

rectangulaire caractérisé par sa période T et son rapport cyclique α=T1/T

T1: durée du niveau haut.


7

Nous nous plaçons en régime établi (permanant), le condensateur subit une

succession de charge et de décharge évoluant entre VCC/3 et 2VCC/3. Lorsque Q =1 ;

Qbarre=0, le transistor est bloqué et le condensateur se charge jusqu'à la valeur de 2VCC/3 à

travers les résistances RA et RB. Lorsque la tension VC veut dépasser 2VCC/3, la sortie du

comparateur A1 passe à "1" et entraîne Q=0 et Qbarre=1, le transistor se sature et la broche

"7" sera mise à la masse. Le condensateur va se décharger à travers RB jusqu'à VCC/3.

Lorsque VC veut aller en décade VCC/3, le comparateur A2 passe à 1. Et fait basculer Q=1

et Qbarre=0 et le cycle recommence.

Charge du condensateur

Equation de la charge d'un condensateur :

Uc = Uo + ( V - Uo )( 1 - e -t/RC

)

Fig.I.4 Circuit NE555 en mode astable.

Fig.I.5 Forme d’onde de la tension sur le condensateur et la tension de sortie.


8

Au moment de la charge du condensateur Uo = 1/3 Vcc.

Uc = 1/3V + (V -1/3V) ( 1 - e -t/(R

A +R

B)C

)

La tension atteinte au bout du temps T1 est 2/3 V.

2/3 = 1/3 + 2/3(1 - e –T

1/(R

A + R

B)C

)

1/2 =1 - e –T

1/(R

A + R

B)C

e –T

1/(R

A+R

B)C

= 1/2

T1 = (RA+RB) C ln 2

T1 = 0.69 (RA+RB) C

Décharge du condensateur

Equation de la décharge d'un condensateur : Vc=0

Uc = Uo - Uo ( 1 - e -t/RC

)

Au moment de la décharge du condensateur Uo = 2/3 Vcc.

Uc = 2/3Vcc -2/3Vcc( 1 - e -t/R

BC )

La tension atteinte au bout du temps T2 est 1/3 Vcc.

1/3 = 2/3 - 2/3(1 - e –T

2/R

BC)

e –T

2/R

BC= 1/2

T2 = RB C ln 2

T2 =0.69RBC

La période totale de l'astable est :

𝑇1 = 0.7(𝑅𝐴 + 𝑅𝐵)𝐶 𝑒𝑡 𝑇2 = 0.7𝑅𝐵𝐶

𝑇 = 𝑇1 + 𝑇2 = 0.7(𝑅𝐴 + 2𝑅𝐵)𝐶


9

b. Fonctionnement en mode monostable

C'est un circuit ou montage qui possède deux états (un état stable et un état

instable), celui-ci étant à l'état stable une impulsion de commande ou de déclenchement le

fait passer à l'état instable. La durée T de cet état instable est indépendante de la forme et

de l'intensité de l'impulsion de commande mais dépend plutôt d'un réseau RC. Le

monostable réalise une fonction de temporisation utilisée chaque fois que l'on souhaite

déclencher un dispositif avec retardement. Suivant les montages ou les besoins de

temporisation, la temporisation peut aller de quelques micros secondes à quelques heures.

Fig.I.6 Circuit NE555 en mode monostable.


10

Qbarre= 0 T bloqué, C se charge.

Qbarre= 1 T saturé, C se décharge.

Etude de l'état stable : A t=t0, le condensateur C est complètement déchargé, VC=0,

Ve=VCC et S=0; R=0, le transistor étant saturé Qbarre=1 et Q=0

Etude de l'état instable : A t=t1 on applique une impulsion Ve=0v ; S=1 et R=0 ; Q=1 et

Qbarre=0. Le transistor se bloque, le condensateur se charge à travers R. Après la

disparition de l'impulsion à l'instant t=t2 on aura Ve=VCC ; S=0 R=0 d'où Q=1 et

Qbarre=0, le transistor reste bloqué. L'état instable va prendre fin lorsque VC=2VCC/3

Etude de récupération : A t=t3 on a VC est légèrement supérieure à 2VCC/3, R=1 et S=0

Q=0 et Qbarre=1, le transistor se sature et la patte 7 est mise à la masse, le condensateur

se retrouve en court-circuit et se décharge donc très rapidement et on se retrouve à l'état

initial.

Fig.I.7 Formes d’ondes de la tension de condensateur et de tension de sortie.


11

c. Fonctionnement en mode bistable

C'est un système qui possède deux états stables. On passe d'un état à l'autre par l'action

d'une impulsion de déclenchement.

La commutation du signal de sortie est obtenue en contrôlant les entrées de

déclenchement et réinitialisation du NE555, qui sont détenus "HIGH" par les deux

résistances R1 et R2. En prenant l'entrée de déclenchement (broche 2) "LOW",

l’interrupteur en position set, modifie l'état de sortie dans l'état "HIGH" et en prenant

l'entrée reset (broche 4) "LOW", l’interrupteur en position reset, change la sortie dans l'état

"LOW".

Le bistable à NE555 est stable dans les deux Etats, "HIGH" et "LOW". L'entrée de seuil

(broche 6) est connectée à la masse pour s'assurer qu'elle ne peut pas réinitialiser le circuit

bistable.

Fig.I.8 Circuit NE555 en mode bistable.

Fig.I.9 Forme d’onde de la tension de sortie.


12

4. Génération d'une MLI (PWM)

Pour faire varier la vitesse d'un moteur on peut faire varier la tension d'alimentation

à ses bornes mais dans ce cas une partie importante de l'énergie est consommée par le

dispositif d’alimentation, on préfère l'alimenter de façon discontinue avec un hacheur et

faire ainsi varier la tension moyenne à ses bornes. On parle alors de Modulation par

Largeur d'Impulsions (MLI), ou Pulse Width Modulation (PWM).

Une Modulation par Largeur d'Impulsion est un signal à période constante mais à rapport

cyclique réglable. La MLI (ou PWM) est utilisée dans la famille des variateurs de

fréquence : les cyclo convertisseurs, les onduleurs, les redresseurs et les hacheurs.

Son application dans les variateurs de vitesse de moteur à courant continu est très courante.

Le variateur de fréquence étant très utilisé dans l'industrie, l'étude des MLI devient très

importante [2].

a. Principe de la commande MLI

Le Principe de base de la Modulation de la Largeur d’impulsion MLI est fondé sur

le découpage d’une pleine onde rectangulaire. Ainsi, la tension de sortie est formée par une

succession de créneaux d’amplitude égale à la tension continue d’alimentation et de largeur

variable. La technique la plus répondue pour la production d’un signal MLI est de

comparer entre deux signaux : Le premier, appelé signal de référence, est un signal

continue et le second, appelé signal de la porteuse, définit la cadence de la commutation

des interrupteurs statiques du convertisseur. C’est un signal de haute fréquence par rapport

au signal de référence. L’intersection de ces signaux donne les instants de commutation des

interrupteurs.

Fig.I.10 génération du signal PWM.


13

Dans notre étude on a utilisé le NE555 en mode astable pour générer un signal

PWM pour la commande d’un moteur à courant continu.

5. Conclusion

Le circuit de minuterie NE555 est un circuit intégré d’une grande souplesse

d’emploi, utilisé dans de nombreuses applications. Dans ce chapitre, nous avons présentés

le NE555 et comment le configurer comme multivibrateur fonctionnant en mode astable,

monostable et bistable. En même temps, on a parlé de la stratégie de commande en

utilisant la modulation à largeur d'impulsion (MLI) ou Pulse Width Modulation (PWM).

Chapitre 2

Les hacheurs

Chapitre 2 Les hacheurs

14

1. Introduction

Le convertisseur continu-continu (DC-DC) est un convertisseur statique qui permet le

réglage du transfert d’énergie entre une source à courant continu et un récepteur à courant

continu.

Les convertisseurs DC–DC (hacheurs) réversibles, permettent l’inversion du courant ou de la

tension.

Nous nous intéressons aux convertisseurs DC-DC réversibles, qui sont très utilisés surtout dans

le domaine de la traction électrique à courant continu dans lequel il est possible de faire la

transition bidirectionnelle de l’énergie électrique, ainsi la récupération de cette dernière.

2. Hacheurs

Un hacheur permet d’obtenir une tension unidirectionnelle de valeur moyenne réglable à

partir d’une source de tension continue. C’est un convertisseur continu-continu (tension Ve

continue - courant ie continu) dont le symbole est : (fig.II.1)

Un hacheur peut être réalisé à l’aide d’interrupteurs électroniques commandables à l’ouverture et

à la fermeture tels que les thyristors GTO ou les transistors bipolaires ou à effet de champ à grille

isolée (MOSFET) [3].

2.1. Transistor MOSFET

Un transistor à effet de champ (à grille) métal-oxyde est un type de transistor à effet de

champ; on utilise souvent le terme MOSFET (metal oxyde semiconductor field effect transistor).

Comme tous les transistors, le MOSFET module le courant qui le traverse à l'aide d'un signal

appliqué à son électrode d'entrée ou grille. Il trouve ses applications dans les circuits intégrés

numériques, en particulier avec la technologie CMOS, ainsi que dans l'électronique de puissance.

Ve Vs

ie is

Fig.II.1 Symbole d’un hacheur.


15

2.2. Structure du MOSFET

La figure ci-dessous montre la structure physique d'un transistor MOS de type canal N. Sur

un substrat en silicium de type P, on a diffusé deux zones de type N fortement dopées, appelées

source et drain. Une très fine couche (0,1μm) d'oxyde Si02, qui est un excellent isolant

électrique, est créée à la surface du substrat de manière à recouvrir la zone qui s'étend entre le

Drain et la Source. Sur cette couche isolante, on dépose une couche d'aluminium pour former

l'électrode de grille (Gate). Des contacts métalliques sont également prévus au niveau de la

Source, du Drain et du substrat (Body). On obtient donc un dispositif à 4 électrodes : Source,

Drain, Gate, Body.[4]

On remarque que le substrat de type P forme avec le drain et la source des jonctions PN qui

seront maintenues polarisées en inverse durant le fonctionnement normal. Pour ce faire, on relie

généralement la source au substrat, le drain étant toujours soumis à une tension positive par

rapport à la source.

Lorsqu'une tension positive par rapport à la Source est appliquée à la grille, un courant circule

latéralement du drain vers la source, à travers une région appelée canal.

Fig.II.2 Structure physique d'un transistor MOS

Canal N(a) vue en perspective; (b) coupe


16

2.3. Principe de fonctionnement du MOSFET

Lorsqu’aucune tension VGS n'est appliquée entre grille et source, alors qu'une tension VDS

positive est présente entre drain et source, la diode substrat (relié à la Source) - drain est

polarisée en inverse et aucun courant ne circule dans le circuit drain-source.

Appliquons une tension VGS positive entre grille et source. Le champ électrique créé par la

tension VGS repousse les porteurs majoritaires présents dans le substrat.

Ce dernier étant le type P, les porteurs majoritaires sont des trous. Il se forme alors sous la grille

une zone de déplétion, vide de porteurs libres (trous) mais peuplée d'atomes ionisés

négativement.

Parallèlement, la tension positive de grille attire dans le canal des électrons provenant de

la source et du drain (où ils sont majoritaires). Lorsqu'un nombre suffisant d'électrons est

accumulé à la surface du canal, sous la grille, une zone de type N est effectivement créée.

Un courant électrique s'établit alors à travers cette zone N induite, du drain vers la source. La

zone N induite forme un canal N qui donne son nom à ce type de MOSFET (on notera qu'un

MOSFET canal N est réalisé sur un substrat P. Inversement on peut réaliser des MOSFET’S

canal P à partir d'un substrat N).

Fig.II.3 Principe de fonctionnement du MOSFET à

enrichissement canal N


17

La valeur de la tension grille-source VGS correspondant à une accumulation suffisante

d'électrons pour créer un canal conducteur est appelée tension de seuil Vth (Threshold voltage).

La grille (GATE) et le substrat (relié à la source) forment un condensateur dont le diélectrique

est la couche d'oxyde.

La tension VGS appliquée provoque la charge de ce condensateur avec accumulation de

charges positives sur la grille et de charges opposées dans la zone d'inversion qui forme le canal.

C'est donc l'amplitude de cette tension VGS qui contrôle la conductivité du canal et donc le

courant qui y circule lorsqu'une tension positive est appliquée entre drain et source.

2.4. Analyse du fonctionnement d’un MOSFET

Du point de vue général, un MOSFET peut fonctionner en mode amplification (linéaire)

ou commutation (non linéaire). Pour le premier mode, le MOSFET est amorcé pour conduire à

un niveau de tension de commande minimale VGSmin (généralement autour de 5V). Au-delà de

cette valeur et jusqu’un seuil prédéterminé Vth (généralement entre 10V et 15V), le MOSFET

peut amplifier le courant de Drain Id en fonction linéaire de la tension de commande VGS. A

partir de la tension de seuil, le MOSFET se sature à un courant de Drain égale à celui de la

charge. Ce dernier mode de fonctionnement est le plus employé dans le domaine de

l’électronique de puissance. En effet, on fait commuter le MOSFET entre ces deux états

stationnaires ON et OFF.

3. Types de hacheurs

Nous distinguons deux types

3.1. Hacheurs non réversibles

Nous traitons dans cette partie des convertisseurs unidirectionnels en courant et en tension.

Cela implique que la fluence d’énergie ne peut se faire, au sein du convertisseur, que dans un

seul sens. [5]

Cela revient également à considérer :

Des sources de tension unidirectionnelles en courant, dont la tension qu’elles imposent ne

peut être que d’un seul signe.

Des sources de courant unidirectionnelles en tension, dont le courant qu’elles imposent ne

peut être que d’un seul signe.

Cela conduit à l’étude des convertisseurs DC-DC les plus simples qui puissent être. Dans ce

cadre, on distingue trois familles de hacheurs :


18

Hacheur série ou abaisseur (ou Buck),

Hacheur parallèle ou élévateur (ou Boost),

Hacheur série-parallèle ou abaisseur-élévateur (Buck–Boost).

3.1.1. Hacheur abaisseur ou série

Ce nom est lié au fait que la tension moyenne de sortie est inférieure à celle de l'entrée. Il

comporte un interrupteur à amorçage et à blocage commandés (transistor bipolaire, transistor

MOS ou IGBT, …) et un interrupteur à blocage et amorçage spontanés ou une diode (Fig.II.4).

Ce type de hacheur est considéré comme une liaison directe entre une source de tension

continue et un récepteur de courant continu.

3.1.2. Hacheur parallèle

Dans ce hacheur, la tension moyenne de sortie est supérieure à la tension d'entrée. Cette

structure nécessite un interrupteur commandé à l'amorçage et au blocage (transistor bipolaire,

MOS, IGBT, …) et une diode (Fig.II.5).

C’est un hacheur à stockage inductif qui peut être considéré comme une liaison directe entre une

source de courant continu et un récepteur de tension continue.

L’inductance permet de lisser le courant appelé de la source.

Fig.II.4 Schéma de principe d'un hacheur série.


19

3.1.3. Hacheur élévateur-abaisseur ou parallèle-série

Le dernier convertisseur de la famille des hacheurs non réversibles, le convertisseur

parallèle-série (Fig.II.6), également appelé élévateur-abaisseur pour son aptitude à fournir une

tension plus faible ou plus élevée que celle appliquée à son entrée, ceci dépend de la valeur du

rapport cyclique. De plus c’est un montage inverseur de tension et qui peut être considéré

comme une liaison indirecte entre deux sources de tension continue par l’intermédiaire d’une

source de courant continu (bobine).

3.2. Hacheurs réversibles

Les structures que nous venons de voir ne sont pas réversibles, ni en tension, ni en

courant. L'énergie va donc toujours de la source vers la charge. Il est possible de modifier ces

dispositifs pour inverser le sens de parcours de l'énergie. Ainsi, une source peut devenir une

Fig.II.6 Schéma de principe d'un hacheur parallèle série.

Fig.II.5 Schéma de principe d'un hacheur parallèle.


20

charge et inversement. Ce type de comportement se rencontre usuellement dans les systèmes

d’entrainement électriques. Ainsi, un moteur en sortie d'un hacheur représente une charge.

Cependant, si on veut réaliser un freinage, le moteur va devenir générateur, ce qui va entraîner

un renvoi d'énergie à la source. Il existe deux catégories de hacheurs réversibles[5] :

3.2.1. Hacheurs deux quadrants

a. Hacheur série réversible en courant

Dans ce système, le changement du sens de parcours de l'énergie est lié au changement de

signe du courant alors que la tension reste de signe constant.

Cette fois, la cellule est formée de deux composants. Le premier est un composant

commandé à l'amorçage et au blocage (transistor, IGBT, GTO, …) alors que le second est une

diode. Ils sont montés en antiparallèle (Fig.II.7).

Le courant dans la charge peut être positif ou négatif. Il n'y aura plus de phénomène de

conduction discontinue, dû à l'impossibilité, pour le courant, de changer de signe. Simplement,

suivant le sens du courant, l'un ou l'autre des composants assurera la conduction.

Nous allons reprendre la structure du hacheur série classique par des interrupteurs

réversibles en courant. Nous avons modifié la charge (inutile de demander à une résistance de se

transformer en génératrice, …) en prenant une machine à courant continu, qui peut, sous tension

constante, fonctionner en génératrice ou en moteur.

Fig.II.7 Schéma de principe d'un hacheur réversible en courant.


21

Ce type de hacheur est très employé pour l’entrainement d’une machine à courant continu dans

un sens de rotation avec freinage par récupération (domaine de la traction électrique à courant

continu).

b. Hacheur réversible en tension

La tension appliquée à la charge peut prendre les valeurs positives ou négatives, ce qui

permet (suivant la valeur du rapport cyclique) de donner une valeur moyenne de tension de sortie

positive ou négative. En revanche, le courant doit rester de signe constant dans la charge, car les

interrupteurs ne sont pas réversibles (Fig.II.8).

Ce type de hacheur est utilisé pour l’entrainement d’une machine à courant continu dans un sens

de rotation pour le fonctionnement en moteur avec freinage par récupération dans l’autre sens de

rotation, pour le fonctionnement en génératrice, c’est le cas des ascenseurs.

Les interrupteurs K1 et K2 sont commandés simultanément. De t = 0 à t = αT, ils sont fermés et

le reste de la période ils sont ouverts, c'est-à-dire nous avons deux phases :

Pour 0 ≤ t < αT : T1 et T2 fermés, D1 et D2 bloqués.

Pour αT≤ t< T: T1 et T2 sont ouverts, les deux diodes D1 et D2 doivent obligatoirement

être passantes, car on doit évacuer l'énergie magnétique emmagasinée dans l'inductance L.

Fig.II.8 Schéma de principe d'un hacheur réversible en tension.


22

3.2.2. Hacheurs quatre quadrants (réversible en tension et en courant)

On reprend la structure du hacheur réversible en tension que nous venons de donner en

remplaçant les interrupteurs par des interrupteurs réversibles en courant. Dans ce cas, le courant

dans la charge peut changer de signe (Fig.II.9). Comme pour le hacheur simplement réversible

en courant, ce sera la diode ou le transistor qui sera passant, suivant le signe du courant dans

l'interrupteur.

Cette fois, la tension moyenne et le courant moyen de sortie peuvent être positifs ou

négatifs. Source et charge peuvent avoir leurs rôles inversés suivant le signe de ces grandeurs.

Ce type de hacheur est souvent employé pour l’entrainement d’une machine à courant continu

dans les deux sens de rotation avec freinage par récupération.

Pour un fonctionnement dans un quadrant donné, deux des quatre interrupteurs restent

toujours bloqués (même si on leur envoie des commandes d'amorçage), les deux autres

fonctionnent simultanément et sont ouverts et fermés ensemble et périodiquement. (la commande

des interrupteurs est de type complémentaire: T est la période de découpage du hacheur; et α son

rapport cyclique)

Nous faisons l'hypothèse d'un courant ininterrompu (courant dans la charge ne s'annule jamais),

les composants sont parfaits (quand un thyristor conduit, la tension à ses bornes est nulle).

Fig.II.9 Schéma de principe d'un hacheur réversible en tension.


23

3.2.3 Fonctionnement dans les 4 quadrants

T1 et T4 sont fermés, T2 et T3 sont ouverts Vs = E1 : le moteur tourne dans un sens

Si is > 0 alors le courant passe par T1 et T4 : fonctionnement dans Q1.

Si is < 0 alors le courant passe par D1 et D4 : fonctionnement dans Q2

T1 et T4 sont ouverts, T2 et T3 sont fermés Vs = - E1 : le moteur tourne dans l’autre sens

Si is < 0 alors le courant passe par T2 et T3 : fonctionnement dans Q3

Si is > 0 alors le courant passe par D2 et D3 : fonctionnement dans Q4

Les diodes sont appelées diodes de récupération, elles permettent la circulation du courant

lorsque l’interrupteur est commandé et que le courant est dans le sens opposé à celui de

l’interrupteur. Cette phase est appelée phase de récupération, elle correspond au freinage du

moteur (qui fonctionne à ce moment précis en génératrice) appelé «freinage par récupération».

Notons la présence obligatoire de la diode D dite de récupération : en effet, le moteur étant un

élément inductif par nature, le courant le traversant ne peut pas s’annuler brusquement (L.di/dt

ne peut pas tendre vers l’infini). Par ailleurs, ce découpage simple effectué par le signal PWM

permet de piloter le moteur que dans un seul sens de rotation : la tension moyenne à ses bornes

est toujours positive [7].

Fig.II.10 Fonctionnement dans les quatre quadrants.


24

4. Conclusion

Dans ce chapitre nous avons présenté l’un des composants de commutation de puissance

le plus utilisé dans l’électronique de puissance qui est le MOSFET.

Aussi nous avons présenté d’une manière générale les différents types de hacheurs, en particulier

les hacheurs réversibles et leurs avantages par rapport aux hacheurs non réversibles, ainsi que

leurs applications qui sont nombreuses pour la commande des machines à courant continu.

Chapitre 3

Réalisation pratique

Chapitre 3 La réalisation pratique

25

1. Introduction

Après l’étude théorique, nous passons maintenant à la réalisation pratique, il s’agit dans ce

travail, de la réalisation d’une carte de puissance pour la commande d’un moteur à courant

continu. Cette carte est constitué d’un convertisseur statique DC-DC, qui est dans notre

étude un hacheur quatre quadrants à base d’un transistor MOSFET, plus un étage

d’isolations constitué par des optocoupleurs et un montage délivrant un signal PWM pour

la commande de la variation de la vitesse du moteur à partir de l’étude théorique donnée

dans les chapitres précédents, on a pu simuler et vérifier le fonctionnement de notre

montage.

2. Interface de puissance

2.1. Hacheur quatre quadrants

Le hacheur quatre quadrants est composé de deux bras possédant chacun deux

transistors montés en antiparallèles avec des diodes, le tout compose un pont appelé pont

en H.(fig.III.1)

T1

IRF830

T2

IRF830

T3

IRF830

T4

IRF830

D11N4007

D21N4007

D31N4007

D41N4007

+88.8

kRPM

Vcc

Fig.III.1 Hacheur quatre quadrants.


26

Ce montage en pont joue, vis-à-vis de la machine à courant continu, le rôle d’une source de

tension variable réversible en tension et en courant. Il permet ainsi le fonctionnement dans

les quatre quadrants.

La diode de récupération évite les surtensions aux bornes du transistor, et donc le protège.

Les charges sont évacuées dans la diode. Nous pouvons définir quatre quadrants de

fonctionnement [8].

a. Schéma des différents quadrants

Quadrant Q1

Les quadrants 1 et 2 représentent la marche avant puisque la tension est positive.

Lorsque le courant est du même signe que la tension nous sommes dans le quadrant n°1en

fonctionnement moteur, cela représente la phase d'accélération. [9]

Quadrant Q2

Fig.III.2 Schéma du passage du courant dans le moteur pour le

quadrant 1.

Fig.III.3 Schéma du passage du courant dans le moteur pour le quadrant 2.


27

Inversement au quadrant 1, pour le quadrant 2 ou le courant et la tension sont de signes

opposés, il s'agit de la phase de freinage.

Quadrant Q3

Pour les quadrants 3 et 4, ils représentent la marche arrière du moteur à courant

continu, puisque la tension est négative. Les phases de fonctionnement restent les mêmes

Lorsque U et I sont négatifs, nous sommes dans le quadrant n°3, soit un fonctionnement

moteur donc cela représente la phase d'accélération.

Quadrant Q4

Lorsque U est négatif et I positif, nous sommes dans le quadrant n°4, soit un

fonctionnement en générateur et donc cela représente la phase de freinage.




28

Lorsque T1 et T4 sont fermés (saturés), le moteur tourne dans un sens (marche avant),

lorsque T2 et T3 sont fermés, le moteur va tourner dans l'autre sens (marche arrière) [10].

2.2. Circuit d'isolation

Un opto-coupleur est considéré comme un élément de transfert de signal dont l'entrée

et la sortie sont électriquement isolés l'une de l'autre par un couplage optique, la figure

suivante illustre le principe de fonctionnement d'un opto-coupleur :

Son rôle c’est l’isolation galvanique (pas de liaison électrique) entre la partie commande et

la partie puissance d’un système. Si un problème (surtension) apparaît sur la partie

puissance il ne se répercutera pas sur la partie commande (circuits numériques qui sont

fragiles).

On injecte un signal PWM à l’entrée, la LED s’allume, le phototransistor reçoit la lumière :

le phototransistor est saturé (interrupteur fermé) ceci implique que la grille reçoit la tension

aux bornes de la résistance R4.

Fig.III. 6 Principe de fonctionnement d’un opto-coupleur.

Fig.III.7 Fonctionnement de l’étage d’opto-coupleur.


29

En l’absence d’un signal PWM à l’entrée, la LED est éteinte, le phototransistor ne reçoit

pas de lumière, le phototransistor est bloqué (interrupteur ouvert) ceci implique que la

grille est liée à la masse.

Calcul de la tension de la grille du MOSFET (VG).

Pour : R4 = 10 KΩ, Ve = 3.4*2v = 6.8v, VG= 3.6*2v = 7.2v

Pour : R4 =2.2kΩ, VG=2.7*2v=5.4v

Fig.III.8 la tension d’entrée d’opto-coupleur.

Fig.III.9 la tension à la sortie de l’opto-coupleur.

Fig.III.10 la tension à la sortie de l’opto-coupleur.

0.2ms

2v

0.2ms

2v

0.2ms

2v


30

On remarque que : si la résistance R4 augmente, la tension à la sortie de l’opto-coupleur

augmente aussi (relation proportionnelle).

3. Circuit de commande (montage délivrant le signal PWM)

Les hacheurs, utilisent souvent dans leur circuit de commande des générateurs de

fréquence fixe et de rapport cyclique variable (Modulation de Largeur d’Impulsion ou

PWM (Pulse Width Modulation)). Dans le présent projet, le circuit de commande est

constitué par le circuit intégré NE555. Le NE555 est monté ci-dessous en générateur de

signaux rectangulaires de période T et de rapport cyclique α = ton/T.

Un signal PWM est un signal dont la période est fixe, mais le rapport cyclique varie. La

vitesse est proportionnelle au rapport cyclique. En d'autres termes, ton et toff varient tout en

conservant ton+toff=T=constante. La tension moyenne appliquée au moteur est

proportionnelle au rapport cyclique selon la formule:

𝑉𝑚𝑜𝑦 =𝑡𝑜𝑛

𝑇𝑉𝑐𝑐

D21N4007

D31N4007

D41N4007

D51N4007

BAT215V

Q1IRF830

Q2IRF830

Q3

IRF830

Q4

IRF830

R11k

R42.2k

R51k

R62.2k

6

5

4

1

2

U2

OPTOCOUPLER-NPN

+88.8

6

5

4

1

2

U3

OPTOCOUPLER-NPN

R7

220

R8

220

Marche avant

Marche arriere

Fig.III.11 Circuit de puissance.


31

La vitesse du moteur varie en fonction de cette tension moyenne

Le condensateur C2 est initialement déchargé (Vc = 0v), ce qui implique Vs = Vcc.

Puis le condensateur se charge à travers R2+αRV1 sous Vcc avec Vc(0)=0v, selon,

𝑉𝑐 = 𝑉𝑐𝑐(1 − 𝑒−𝑡/(𝑅2+𝛼𝑅𝑉1)𝐶), jusqu'à ce que Vc atteigne 2/3Vcc.

La sortie passe à l'état bas et le transistor devient passant; le condensateur se

décharge à travers (1-α)RV1+R3, selon 𝑉𝑐 = 2 3⁄ 𝑉𝑐𝑐𝑒−𝑡/(𝑅3+(1−𝛼)𝑅𝑉1)𝐶 jusqu'à ce que :

Vc = 1/3Vcc.

R4

DC7

Q3

GND

1VC

C8

TR2

TH6

CV5

U1

NE555

D1DIODE

RV1

47k

R24.7k

R34.7k

C218n

BAT110v

Signal de commande

Fig.III.12 Signal PWM.

Fig.III.13 Montage délivrant un signal PWM.


32

La sortie passe à l'état haut et le transistor est bloqué; le condensateur se charge à

travers R2+αRV1sous Vcc selon 𝑉𝑐 = 𝑉𝑐𝑐(1 − 2 3⁄ 𝑒−𝑡/(𝑅2+𝛼𝑅𝑉1)𝐶)jusqu'à ce que Vc

atteigne 2/3 Vcc. La sortie passe alors à l'état bas et le transistor est passant. On retrouve

alors la situation précédente.

L’ajout d’une diode aux bornes du potentiomètre, permet de différencier le circuit de

charge de celui de décharge et permettra, en jouant sur le potentiomètre (RV1), d’ajuster le

rapport cyclique ‘α’ dans une large plage (quelques % à près de 100%). On observera que

l’on peut ainsi régler ce rapport cyclique sans modifier la période du signal rectangulaire

généré.

Le réglage du rapport cyclique α est effectué à travers le potentiomètre RV1

𝑡𝑜𝑛 = 0.7(𝑅2 + 𝛼𝑅𝑉1)𝐶 , 𝑡𝑜𝑓𝑓 = 0.7(𝑅3 + (1 − 𝛼)𝑅𝑉1)𝐶 , 𝑇 = 𝑡𝑜𝑛 + 𝑡𝑜𝑓𝑓

𝑇 = 0.7(𝑅2 + 𝑅3 + 𝑅𝑉1)C

Pour : C = 18nF R2=4.7kΩ R3=4.7kΩ RV1= 47kΩ

D’après la figure ci-dessus :

T(mesurée) = 4.6*0.2ms = 0.92ms

ton = 2.3*0.2ms =0.46ms

toff = 2.3*0.2ms =0.46ms

Le rapport cyclique : α = 0.5 = 50%.

0.2ms

2v

Fig. 14 signal de commande avec α = 50%


33

Calcul théorique :

𝑡𝑜𝑛 = 0.7(𝑅2 + 𝛼𝑅𝑉1)𝐶 = 0.7(𝑅2 + 𝑅𝑉2)𝐶

RV2= 20kΩ , RV3 = 20kΩ

ton =0.31ms

𝑇 = 0.7(𝑅2 + 𝑅3 + 𝑅𝑉1)𝐶

T = 0.62ms

α = ton/ T = 0.31 / 0.62 = 0.5= 50%

A la sortie, RV1 est au minimum :

ton = 1.6*0.2ms =0.32ms

toff = 3*0.2ms =0.6ms


Calcul théorique :

𝑡𝑜𝑛 = 0.7(𝑅2 + 𝛼𝑅𝑉1)𝐶 = 0.7(𝑅2 + 𝑅𝑉2)𝐶

RV2= 8kΩ , RV3 = 32kΩ

ton = 0.16ms;α = ton/ T = 0.16 / 0.62 = 0.26= 26%

VCC

GND

RV2

RV3

RV1

R2

R3

0.2ms

2v

Fig. 15 signal de commande avec α = 34%


34

A la sortie, RV1 est au maximum :

ton = 3.8*0.2ms =0.76ms

toff =0.8*0.2ms =0.16ms


Calcul théorique :

𝑡𝑜𝑛 = 0.7(𝑅2 + 𝛼𝑅𝑉1)𝐶 = 0.7(𝑅2 + 𝑅𝑉2)𝐶

RV2= 36kΩ , RV3 = 4kΩ

ton = 0.51ms

α = ton/ T = 0.51/ 0.62 = 0.82= 82%

En modifiant RV1, le rapport cyclique varie de 15 % à 85 % environ en passant par un

rapport de 50 %.

0.2ms

2v

2v

0.2ms

Fig. 16 signal de commande avec α = 82%.


35

4. Schéma du montage complet dans logiciel ISIS PROTEUS

R4

DC7

Q3

GN

D1

VC

C8

TR2

TH6

CV5

U1

NE555

D1DIODE

RV1

47k

R24.7k

R34.7k

C218n

BAT110v

D21N4007

D31N4007

D41N4007

D51N4007

BAT215V

T1

IRF830

T2IRF830

T3

IRF830

T4

IRF830

R11k

R42.2k

R51k

R62.2k

6

5

4

1

2

U2

OPTOCOUPLER-NPN

+88.8

6

5

4

1

2

U3

OPTOCOUPLER-NPN

R7

220

R8

220

SW2

SW-ROT-3

Fig.III.17 Circuits de commande et de puissance.


36

Le montage complet dans logiciel Aress

Après la finition du dessin, le schéma final du circuit réalise en 3D est :


37

Ensuite l’étape d’impression du typon puis le traitement de la plaque obtenue dans le

laboratoire de circuits imprimés, puis la soudure des composants sur la plaque ainsi

obtenue.

5. Réalisation du montage sur la plaque d’essai


38

6. Réalisation du Circuit Imprimé

Avant de passer à la réalisation du circuit imprimé, on va présenter d’abord la plaque du

circuit imprimé utilisée. C’est une plaque en verre époxy de couleur verte, recouverte

d’une mince pellicule de cuivre, cette dernière est aussi recouverte d’une couche de produit

chimique sensible aux ultraviolets appelée « résine ». Pour ne pas être exposée aux

rayonnements UV (Ultra-violet) naturels du soleil, cette couche est livrée avec un film

protecteur anti UV [11].

Après l’élaboration des typons, on passe à la réalisation des circuits imprimés.

On choisit les plaques d’époxy et on les découpe à la taille de typon à l’aide de la scie

circulaire.

6.1. Insolation de circuit

Cette étape sert à attaquer la résine par les rayonnements UV délivrés par

l’insoleuse, la procédure se fait comme suit :


39

On éteint la lumière au niveau du laboratoire, puis on découle le film protecteur.

On place le typon sur le verre de l’insoleuse de telle façon que le côté cuivré sur le

typon, en respectant l’orientation et on ferme le capot.

On allume l’insoleuse pendant 3 minutes, ce temps d’insolation est très important,

car si ce dernier est trop long, les rayons UV passeront à travers les zones noires du

typon.

6.2. Révélation

C’est l’étape qui suit l’étape de l’insolation. Le produit nécessaire pour cette

étape est un produit chimique assez dangereux, qui impose le port de gants.


40

Le révélateur sert à éliminer la résine attaquée par UV, et il ne reste que le cuivre et la

résine protégée par l’encre imprimé sur la carte lors de l’étape de l’insolation. On rince

soigneusement la plaque sous le robinet en frottant avec les doigts jusqu’à ce qu’elle ne

soit plus « grasse » au toucher.

6.3. Gravure

la gravure consiste à plonger le circuit dans un bain d’acide (perchlorure de

fer). Le cuivre mis à nu lors de la révélation sera éliminé. Seules les pistes protégées par la

résine resteront. La procédure de gravure se fait comme suit :

On plonge la plaque d’époxy dans le bain d’acide, la température du bain de la

solution doit être de 40° et pendant 20 minutes.

Lorsque tout le cuivre sera disparu, on sort le circuit puis on le rince sous le

robinet en frottant avec les doigts jusqu’à ce qu’elle ne soit plus « grasse » au toucher.

Pour retirer la résine et ainsi apparait les pistes de cuivres, on met le circuit à

nouveau dans l’insoleuse, la durée est de 2 minutes.


41

6.4. Perçage

L’opération de perçage est l’ultime étape dans la réalisation du circuit imprimé.

On a utilisé une perceuse manuelle, le foret utilisé est de diamètre 0.8mm.

6.5. Test du circuit imprimé

Nous avons utilisé un multimètre pour tester et vérifier.

7. Le plaque final


42

8. Conclusion

Dans ce chapitre nous avons réalisé une carte de puissance pour la commande d’un

moteur à courant continu ainsi que son circuit de commande. Cette réalisation nous a

permet de comprendre le fonctionnement d’un MOSFET, le hacheur quatre quadrants et

l’isolation par opto-coupleur.

Le principe de la PWM pour faire varier la vitesse d’un moteur à courant continu aussi, et

enfin calculer la tension de gâchette pour la mise en marche du MOSFET qui doit être

suffisamment élevé.

Conclusion

générale

43

Conclusion générale

L’objectif du projet est atteint, la carte électronique réalisée nous permet la

commande de vitesse du moteur à courant continu ainsi que le changement du sens de rotation

du moteur. Elle dispose de tout l’interfaçage de commande et de puissance nécessaire.

On a généré un signal rectangulaire à l’aide d’un circuit intégré NE555, et ceci

pour pouvoir réaliser la technique de la modulation de largeur d’impulsion (PWM). Cette

dernière nous permet de faire varier la vitesse du moteur.

Le changement du sens de rotation du moteur a été assuré par un convertisseur

statique qui est le hacheur, ce dernier est constitué de quatre transistors MOSFET montés en

pont.

Ce projet nous a permis de comprendre et d’appliquer de manière concrète nos

connaissances dans divers matières telles que l’électronique de puissance. Nous avons appris

à être autonome, car il fallait rechercher sur différentes sources de documentations, les

composants utiles ainsi que les solutions à nos problèmes.

Comme perspective pour ce travail nous proposons de remplacer le circuit de

commande par montage comportant un microcontrôleur ou harduino.

Bibliographie

Références bibliographiques

[1] Thomas L. Floyd

Electronique, composant et système d’application, 5e édition, REYNALD GOULET.

[2] Albert Paul Malvino

Principes d’électronique, 6e édition, DUNOD.

[3] G. Berthome

Les hacheurs, LycéeMireille GRENET – COMPIEGNE.

[4] J. Dunn, “Matching

MOSFET Drivers to MOSFETs”, Application Note, AN799, Microchip Technology

Incorporated, U.S.A. 2004.

[5] Université Joseph Fourier

Cours électronique de puissance, Conversion continu-continu : Hacheurs,

Alimentations à découpage, Convertisseurs à résonance. DUT GEII.

[6] Thierry LEQUEU

Cours d’électronique de puissance, IUT GEII, Mars 2005.

[7] R. Bausière, F. Labrique& G. Seguier

Les convertisseurs de l’électronique de puissance Vol. 3 : La conversion continu-

continu (2ème édition), Edition Lavoisier TEC & DOC, 1997

[8] Jacques Laroche

Electronique de puissance : Convertisseurs statiques,

[9] Chapitre 4 : Hacheurs

Énergie et convertisseurs d'énergie, Université de Savoie.

[10] A. Bougandoura

Etude sur la commande du hacheur quatre quadrants, Mémoire Master génie

électrique, Université Larbi Ben M’hidi d’Oum El-Bouaghi, 2013.

[11] N. Berkani & S. Louafi

Etude conception et réalisation d’un télémètre ultrasonore à base de microcontrôleur

pour la perception d’un robot mobile, Mémoire Master productique-robotique,

Université Larbi Ben M’hidi d’Oum El-Bouaghi, 2015.

Annexe

IRF830, SiHF830www.vishay.com Vishay Siliconix

S16-0754-Rev. C, 02-May-16 1 Document Number: 91063For technical questions, contact: [email protected]

THIS DOCUMENT IS SUBJECT TO CHANGE WITHOUT NOTICE. THE PRODUCTS DESCRIBED HEREIN AND THIS DOCUMENTARE SUBJECT TO SPECIFIC DISCLAIMERS, SET FORTH AT www.vishay.com/doc?91000

Power MOSFETFEATURES• Dynamic dV/dt rating

• Repetitive avalanche rated

• Fast switching

• Ease of paralleling

• Simple drive requirements

• Material categorization: for definitions of compliance please see www.vishay.com/doc?99912

Note* This datasheet provides information about parts that are

RoHS-compliant and / or parts that are non-RoHS-compliant. Forexample, parts with lead (Pb) terminations are not RoHS-compliant.Please see the information / tables in this datasheet for details.

DESCRIPTIONThird generation power MOSFETs from Vishay provide the designer with the best combination of fast switching, ruggedized device design, low on-resistance and cost-effectiveness. The TO-220AB package is universally preferred for all commercial-industrial applications at power dissipation levels to approximately 50 W. The low thermal resistance and low package cost of the TO-220AB contribute to its wide acceptance throughout the industry.

Notesa. Repetitive rating; pulse width limited by maximum junction temperature (see fig. 11).b. VDD = 50 V, starting TJ = 25 °C, L = 24 mH, Rg = 25 , IAS = 4.5 A (see fig. 12).c. ISD 4.5 A, dI/dt 75 A/μs, VDD VDS, TJ 150 °C.d. 1.6 mm from case.

PRODUCT SUMMARYVDS (V) 500

RDS(on) () VGS = 10 V 1.5

Qg max. (nC) 38

Qgs (nC) 5.0

Qgd (nC) 22

Configuration Single

N-Channel MOSFET

G

D

S

TO-220AB

GD

S

Available

Available

ORDERING INFORMATIONPackage TO-220AB

Lead (Pb)-freeIRF830PbF

SiHF830-E3

SnPbIRF830

SiHF830

ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS (TC = 25 °C, unless otherwise noted)PARAMETER SYMBOL LIMIT UNIT

Drain-Source Voltage VDS 500V

Gate-Source Voltage VGS ± 20

Continuous Drain Current VGS at 10 VTC = 25 °C

ID4.5

ATC = 100 °C 2.9

Pulsed Drain Current a IDM 18

Linear Derating Factor 0.59 W/°C

Single Pulse Avalanche Energy b EAS 280 mJ

Repetitive Avalanche Current a IAR 4.5 A

Repetitive Avalanche Energy a EAR 7.4 mJ

Maximum Power Dissipation TC = 25 °C PD 74 W

Peak Diode Recovery dV/dt c dV/dt 3.5 V/ns

Operating Junction and Storage Temperature Range TJ, Tstg -55 to +150 °C

Soldering Recommendations (Peak temperature) d for 10 s 300

Mounting Torque 6-32 or M3 screw10 lbf · in

1.1 N · m

http://www.vishay.com




Notesa. Repetitive rating; pulse width limited by maximum junction temperature (see fig. 11).b. Pulse width 300 μs; duty cycle 2 %.

THERMAL RESISTANCE RATINGSPARAMETER SYMBOL TYP. MAX. UNIT

Maximum Junction-to-Ambient RthJA - 62

°C/WCase-to-Sink, Flat, Greased Surface RthCS 0.50 -

Maximum Junction-to-Case (Drain) RthJC - 1.7

SPECIFICATIONS (TJ = 25 °C, unless otherwise noted)PARAMETER SYMBOL TEST CONDITIONS MIN. TYP. MAX. UNIT

Static

Drain-Source Breakdown Voltage VDS VGS = 0 V, ID = 250 μA 500 - - V

VDS Temperature Coefficient VDS/TJ Reference to 25 °C, ID = 1 mA - 0.61 - V/°C

Gate-Source Threshold Voltage VGS(th) VDS = VGS, ID = 250 μA 2.0 - 4.0 V

Gate-Source Leakage IGSS VGS = ± 20 V - - ± 100 nA

Zero Gate Voltage Drain Current IDSS VDS = 500 V, VGS = 0 V - - 25

μA VDS = 400 V, VGS = 0 V, TJ = 125 °C - - 250

Drain-Source On-State Resistance RDS(on) VGS = 10 V ID = 2.7 A b - - 1.5

Forward Transconductance gfs VDS = 50 V, ID = 2.7 A b 2.5 - - S

Dynamic

Input Capacitance Ciss VGS = 0 V, VDS = 25 V,

f = 1.0 MHz, see fig. 5

- 610 -

pFOutput Capacitance Coss - 160 -

Reverse Transfer Capacitance Crss - 68 -

Total Gate Charge Qg

VGS = 10 V ID = 3.1 A, VDS = 400 V,see fig. 6 and 13 b

- - 38

nC Gate-Source Charge Qgs - - 5.0

Gate-Drain Charge Qgd - - 22

Turn-On Delay Time td(on)

VDD = 250 V, ID = 3.1 A Rg = 12 , RD = 79, see fig. 10 b

- 8.2 -

nsRise Time tr - 16 -

Turn-Off Delay Time td(off) - 42 -

Fall Time tf - 16 -

Internal Drain Inductance LD Between lead,6 mm (0.25") from package and center of die contact

- 4.5 -

nH

Internal Source Inductance LS - 7.5 -

Gate Input Resistance Rg f = 1 MHz, open drain 0.5 - 2.7

Drain-Source Body Diode Characteristics

Continuous Source-Drain Diode Current IS MOSFET symbolshowing the integral reversep - n junction diode

- - 4.5A

Pulsed Diode Forward Current a ISM - - 18

Body Diode Voltage VSD TJ = 25 °C, IS = 4.5 A, VGS = 0 V b - - 1.6 V

Body Diode Reverse Recovery Time trrTJ = 25 °C, IF = 3.1 A, dI/dt = 100 A/μs b

- 320 640 ns

Body Diode Reverse Recovery Charge Qrr - 1.0 2.0 μC

Forward Turn-On Time ton Intrinsic turn-on time is negligible (turn-on is dominated by LS and LD)

D

S

G

S

D

G





TYPICAL CHARACTERISTICS (25 °C, unless otherwise noted)

Fig. 1 - Typical Output Characteristics, TC = 25 °C

Fig. 2 - Typical Output Characteristics, TC = 150 °C

Fig. 3 - Typical Transfer Characteristics

Fig. 4 - Normalized On-Resistance vs. Temperature

Fig. 5 - Typical Capacitance vs. Drain-to-Source Voltage

Fig. 6 - Typical Gate Charge vs. Drain-to-Source Voltage

91063_01

101

100

10-1

100 101

VDS, Drain-to-Source Voltage (V)

Bottom

TopVGS

15 V10 V8.0 V7.0 V6.0 V5.5 V5.0 V4.5 V

20 µs Pulse WidthTC = 25 °C

I D, D

rain

Cur

rent

(A

)

4.5 V

91063_02

101

100

10-1

100 101


I D, D

rain

Cur

rent

(A

)

4.5 V

Bottom

TopVGS

15 V10 V8.0 V7.0 V6.0 V5.5 V5.0 V4.5 V

20 µs Pulse WidthTC = 150 °C

20 µs Pulse WidthVDS = 50 V

91063_03

101

100

10-1

I D, D

rain

Cur

rent

(A

)

VGS, Gate-to-Source Voltage (V)

5 6 7 8 9 104

25 °C

150 °C

ID = 3.1 AVGS = 10 V

91063_04

3.0

0.0

0.5

1.0

1.5

2.0

2.5

- 60 - 40 - 20 0 20 40 60 80 100 120 140 160

TJ, Junction Temperature (°C)

RD

S(o

n), D

rain

-to-

Sou

rce

On

Res

ista

nce

(Nor

mal

ized

)

91063_05

1500

1250

1000

750

0

250

500

100 101

Cap

acita

nce

(pF

)


Ciss

Crss

Coss

VGS = 0 V, f = 1 MHzCiss = Cgs + Cgd, Cds ShortedCrss = CgdCoss = Cds + Cgd

91063_06 QG, Total Gate Charge (nC)

VG

S, G

ate-

to-S

ourc

e V

olta

ge (

V)

20

16

12

8

0

4

0 8 40322416

ID = 3.1 A

VDS = 100 V

VDS = 250 V

For test circuitsee figure 13

VDS = 400 V





Fig. 7 - Typical Source-Drain Diode Forward Voltage

Fig. 8 - Maximum Safe Operating Area

Fig. 9 - Maximum Drain Current vs. Case Temperature

Fig. 10a - Switching Time Test Circuit

Fig. 10b - Switching Time Waveforms

Fig. 11 - Maximum Effective Transient Thermal Impedance, Junction-to-Case

91063_07

101

100

VSD, Source-to-Drain Voltage (V)

I SD, R

ever

se D

rain

Cur

rent

(A

)

0.4 1.21.00.80.6

25 °C

150 °C

VGS = 0 V

91063_08

10 µs

100 µs

1 ms

10 ms

Operation in this area limitedby RDS(on)


I D, D

rain

Cur

rent

(A

)

TC = 25 °CTJ = 150 °CSingle Pulse

10-2

102

0.1

2

5

0.12

5

1

2

5

10

2

5

2 51

2 510 2 5 102 2 5

103 2 5104

91063_09

I D, D

rain

Cur

rent

(A

)

TC, Case Temperature (°C)

0.0

1.0

2.0

3.0

4.0

5.0

25 1501251007550

Pulse width ≤ 1 µsDuty factor ≤ 0.1 %

RD

VGS

RG

D.U.T.

10 V

+-

VDS

VDD

VDS

90 %

10 %VGS

td(on) tr td(off) tf

10

91063_11

1

0.1

10-2

10-5 10-4 10-3 10-2 0.1 1 10

PDM

t1t2

t1, Rectangular Pulse Duration (S)

The

rmal

Res

pons

e (Z

thJC

)

Notes:1. Duty Factor, D = t1/t22. Peak Tj = PDM x ZthJC + TC

Single Pulse(Thermal Response)

0 - 0.5

0.2

0.10.05

0.020.01





Fig. 12a - Unclamped Inductive Test Circuit Fig. 12b - Unclamped Inductive Waveforms

Fig. 12c - Maximum Avalanche Energy vs. Drain Current

Fig. 13a - Basic Gate Charge Waveform Fig. 13b - Gate Charge Test Circuit

RG

IAS

0.01 Ωtp

D.U.T

LVDS

+

-VDD

A10 V

Vary tp to obtainrequired IAS

IAS

VDS

VDD

V(BR)DSS

tp

91063_12c

600

0

100

200

300

400

500

25 1501251007550

Starting TJ, Junction Temperature (°C)

EA

S, S

ingl

e P

ulse

Ene

rgy

(mJ)

Bottom

TopID

2.0 A2.8 A4.5 A

VDD = 50 V

QGS QGD

QG

VG

Charge

10 V

D.U.T.

3 mA

VGS

VDS

IG ID

0.3 µF0.2 µF

50 kΩ

12 V

Current regulator

Current sampling resistors

Same type as D.U.T.

+

-





Fig. 14 - For N-ChannelVishay Siliconix maintains worldwide manufacturing capability. Products may be manufactured at one of several qualified locations. Reliability data for Silicon Technology and Package Reliability represent a composite of all qualified locations. For related documents such as package/tape drawings, part marking, and reliability data, see www.vishay.com/ppg?91063.

P.W.Period

dI/dt

Diode recoverydV/dt

Ripple ≤ 5 %

Body diode forward drop

Re-appliedvoltage

Reverserecoverycurrent

Body diode forwardcurrent

VGS = 10 Va

ISD

Driver gate drive

D.U.T. lSD waveform

D.U.T. VDS waveform

Inductor current

D = P.W.Period

+

-

+

+

+-

-

-

Peak Diode Recovery dV/dt Test Circuit

VDD

• dV/dt controlled by Rg

• Driver same type as D.U.T.• ISD controlled by duty factor “D”• D.U.T. - device under test

D.U.T.Circuit layout considerations

• Low stray inductance• Ground plane• Low leakage inductance

current transformer

Rg

Notea. VGS = 5 V for logic level devices

VDD


Package Informationwww.vishay.com Vishay Siliconix

Revison: 14-Dec-15 1 Document Number: 66542For technical questions, contact: [email protected]


TO-220-1

Note• M* = 0.052 inches to 0.064 inches (dimension including

protrusion), heatsink hole for HVM

M*

321

L

L(1)

D

H(1

)

Q

Ø P

A

F

J(1)

b(1)

e(1)

e

E

bC

DIM.MILLIMETERS INCHES

MIN. MAX. MIN. MAX.

A 4.24 4.65 0.167 0.183

b 0.69 1.02 0.027 0.040

b(1) 1.14 1.78 0.045 0.070

c 0.36 0.61 0.014 0.024

D 14.33 15.85 0.564 0.624

E 9.96 10.52 0.392 0.414

e 2.41 2.67 0.095 0.105

e(1) 4.88 5.28 0.192 0.208

F 1.14 1.40 0.045 0.055

H(1) 6.10 6.71 0.240 0.264

J(1) 2.41 2.92 0.095 0.115

L 13.36 14.40 0.526 0.567

L(1) 3.33 4.04 0.131 0.159

Ø P 3.53 3.94 0.139 0.155

Q 2.54 3.00 0.100 0.118

ECN: X15-0364-Rev. C, 14-Dec-15DWG: 6031

Package Picture

ASE Xi’an

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January 2012 Doc ID 2182 Rev 6 1/20

20

NE555SA555 - SE555

General-purpose single bipolar timers

Features■ Low turn-off time

■ Maximum operating frequency greater than 500 kHz

■ Timing from microseconds to hours

■ Operates in both astable and monostable modes

■ Output can source or sink up to 200 mA

■ Adjustable duty cycle

■ TTL compatible

■ Temperature stability of 0.005% per °C

DescriptionThe NE555, SA555, and SE555 monolithic timing circuits are highly stable controllers capable of producing accurate time delays or oscillation. In the time delay mode of operation, the time is precisely controlled by one external resistor and capacitor. For a stable operation as an oscillator, the free running frequency and the duty cycle are both accurately controlled with two external resistors and one capacitor.

The circuit may be triggered and reset on falling waveforms, and the output structure can source or sink up to 200 mA.

1

2

3 6

7

8

4 5

NDIP8

(Plastic package)

DSO8

(Plastic micropackage)

1 - GND2 - Trigger3 - Output4 - Reset

5 - Control voltage6 - Threshold7 - Discharge8 - VCC

Pin connections(top view)

www.st.com

http://www.st.com

Schematic diagrams NE555 - SA555 - SE555

2/20 Doc ID 2182 Rev 6

1 Schematic diagrams

Figure 1. Block diagram

Figure 2. Schematic diagram

THRESHOLD

COMP

5kΩ

5kΩ

5kΩ

TRIGGER

R

FLIP-FLOP

S

Q

DISCHARGE

OUT

INHIBIT/

RESET

RESET

COMP

S

+

CONTROL VOLTAGE

VCC

NE555 - SA555 - SE555 Absolute maximum ratings and operating conditions

Doc ID 2182 Rev 6 3/20

2 Absolute maximum ratings and operating conditions

Table 1. Absolute maximum ratings

Symbol Parameter Value Unit

VCC Supply voltage 18 V

IOUT Output current (sink & source) ±225 mA

Rthja

Thermal resistance junction to ambient(1)

DIP8SO-8

1. Short-circuits can cause excessive heating. These values are typical.

85125

°C/W

Rthjc

Thermal resistance junction to case(1)

DIP8SO-8

4140

°C/W

ESD

Human body model (HBM)(2)

2. Human body model: a 100 pF capacitor is charged to the specified voltage, then discharged through a 1.5 kΩ resistor between two pins of the device. This is done for all couples of connected pin combinations while the other pins are floating.

1000

VMachine model (MM)(3)

3. Machine model: a 200 pF capacitor is charged to the specified voltage, then discharged directly between two pins of the device with no external series resistor (internal resistor < 5 Ω). This is done for all couples of connected pin combinations while the other pins are floating.

100

Charged device model (CDM)(4)

4. Charged device model: all pins and the package are charged together to the specified voltage and then discharged directly to the ground through only one pin. This is done for all pins.

1500

Latch-up immunity 200 mA

TLEAD Lead temperature (soldering 10 seconds) 260 °C

Tj Junction temperature 150 °C

Tstg Storage temperature range -65 to 150 °C

Table 2. Operating conditions

Symbol Parameter Value Unit

VCC

Supply voltage

NE555SA555SE555

4.5 to 164.5 to 164.5 to 18

V

Vth, Vtrig,

Vcl, VresetMaximum input voltage VCC V

IOUT Output current (sink and source) ±200 mA

Toper

Operating free air temperature range

NE555SA555SE555

0 to 70-40 to 105-55 to 125

°C

Electrical characteristics NE555 - SA555 - SE555

4/20 Doc ID 2182 Rev 6

3 Electrical characteristics

Table 3. Tamb = +25° C, VCC = +5 V to +15 V (unless otherwise specified)

Symbol ParameterSE555 NE555 - SA555

UnitMin. Typ. Max. Min. Typ. Max.

ICC

Supply current (RL = ∝)

Low state VCC = +5 VVCC = +15 V

High state VCC = +5 V

310

2

512

310

2

615

mA

Timing error (monostable)(RA = 2 kΩ to 100 kΩ, C = 0.1 μF)

Initial accuracy (1)

Drift with temperatureDrift with supply voltage

0.530

0.05

21000.2

1500.1

3

0.5

%ppm/°C

%/V

Timing error (astable)(RA, RB = 1 kΩ to 100 kΩ, C = 0.1 μF, VCC= +15 V)

Initial accuracy (1)

Drift with temperatureDrift with supply voltage

1.590

0.15

2.251500.3

%ppm/°C

%/V

VCL

Control voltage levelVCC = +15 VVCC = +5 V

9.62.9

103.33

10.43.8

92.6

103.33

114

V

Vth

Threshold voltage

VCC = +15 VVCC = +5 V

9.42.7

103.33

10.64

8.82.4

103.33

11.24.2

V

Ith Threshold current (2) 0.1 0.25 0.1 0.25 µA

Vtrig

Trigger voltageVCC = +15 VVCC = +5 V

4.81.45

51.67

5.21.9

4.51.1

51.67

5.62.2

V

Itrig Trigger current (Vtrig = 0 V) 0.5 0.9 0.5 2.0 µA

Vreset Reset voltage (3) 0.4 0.7 1 0.4 0.7 1 V

Ireset

Reset currentVreset = +0.4 VVreset = 0 V

0.10.4

0.41

0.10.4

0.41.5

mA

VOL

Low level output voltage

VCC = +15 VIO(sink) = 10 mAIO(sink) = 50 mAIO(sink) = 100 mAIO(sink) = 200 mA

VCC = +5 V IO(sink) = 8 mAIO(sink) = 5 mA

0.10.42

2.50.1

0.05

0.150.52.2

0.250.2

0.10.42

2.50.3

0.25

0.250.752.5

0.40.35

V

NE555 - SA555 - SE555 Electrical characteristics

Doc ID 2182 Rev 6 5/20

VOH

High level output voltage

VCC = +15 VIO(sink) = 200 mAIO(sink) = 100 mA

VCC = +5 V IO(sink) = 100 mA133

12.513.33.3

12.75

2.75

12.513.33.3

V

Idis(off)Discharge pin leakage current(output high) Vdis = 10 V

20 100 20 100 nA

Vdis(sat)

Discharge pin saturation voltage(output low) (4)

VCC = +15V, Idis = 15 mAVCC = +5V, Idis = 4.5 mA

18080

480200

18080

480200

mV

trtf

Output rise timeOutput fall time

100100

200200

100100

300300

ns

toff Turn off time (5) (Vreset = VCC) 0.5 0.5 µs

1. Tested at VCC = +5 V and VCC = +15 V.

2. This will determine the maximum value of RA + RB for 15 V operation. The maximum total (RA + RB) is 20 MΩ for +15 V operation and 3.5 MΩ for +5 V operation.

3. Specified with trigger input high.

4. No protection against excessive pin 7 current is necessary, providing the package dissipation rating is not exceeded.

5. Time measured from a positive pulse (from 0 V to 0.8 x VCC) on the threshold pin to the transition from high to low on the output pin. Trigger is tied to threshold.

Table 3. Tamb = +25° C, VCC = +5 V to +15 V (unless otherwise specified) (continued)

Symbol ParameterSE555 NE555 - SA555

UnitMin. Typ. Max. Min. Typ. Max.

Electrical characteristics NE555 - SA555 - SE555

6/20 Doc ID 2182 Rev 6

Figure 3. Minimum pulse width required for triggering

Figure 4. Supply current versus supply voltage

Figure 5. Delay time versus temperature Figure 6. Low output voltage versus output sink current

Figure 7. Low output voltage versus output sink current

Figure 8. Low output voltage versus output sink current

NE555 - SA555 - SE555 Electrical characteristics

Doc ID 2182 Rev 6 7/20

Figure 9. High output voltage drop versus output

Figure 10. Delay time versus supply voltage

Figure 11. Propagation delay versus voltage level of trigger value

Application information NE555 - SA555 - SE555

8/20 Doc ID 2182 Rev 6

4 Application information

4.1 Monostable operationIn the monostable mode, the timer generates a single pulse. As shown in Figure 12, the external capacitor is initially held discharged by a transistor inside the timer.

Figure 12. Typical schematics in monostable operation

The circuit triggers on a negative-going input signal when the level reaches 1/3 VCC. Once triggered, the circuit remains in this state until the set time has elapsed, even if it is triggered again during this interval. The duration of the output HIGH state is given by t = 1.1 R1C1 and is easily determined by Figure 14.

Note that because the charge rate and the threshold level of the comparator are both directly proportional to supply voltage, the timing interval is independent of supply. Applying a negative pulse simultaneously to the reset terminal (pin 4) and the trigger terminal (pin 2) during the timing cycle discharges the external capacitor and causes the cycle to start over. The timing cycle now starts on the positive edge of the reset pulse. During the time the reset pulse is applied, the output is driven to its LOW state.

When a negative trigger pulse is applied to pin 2, the flip-flop is set, releasing the short-circuit across the external capacitor and driving the output HIGH. The voltage across the capacitor increases exponentially with the time constant t = R1C1. When the voltage across the capacitor equals 2/3 VCC, the comparator resets the flip-flop which then discharges the capacitor rapidly and drives the output to its LOW state.

Figure 13 shows the actual waveforms generated in this mode of operation.

When Reset is not used, it should be tied high to avoid any possibility of unwanted triggering.

Reset

Trigger

Output

R1

C1

Control Voltage

0.01μF

NE555

= 5 to 15VVCC

4

2

3

1

5

6

7

8

NE555 - SA555 - SE555 Application information

Doc ID 2182 Rev 6 9/20

Figure 13. Waveforms in monostable operation

Figure 14. Pulse duration versus R1C1

4.2 Astable operationWhen the circuit is connected as shown in Figure 15 (pins 2 and 6 connected) it triggers itself and free runs as a multi-vibrator. The external capacitor charges through R1 and R2 and discharges through R2 only. Thus the duty cycle can be set accurately by adjusting the ratio of these two resistors.

In the astable mode of operation, C1 charges and discharges between 1/3 VCC and 2/3 VCC. As in the triggered mode, the charge and discharge times and, therefore, frequency are independent of the supply voltage.

CAPACITOR VOLTAGE = 2.0V/div

t = 0.1 ms / div

INPUT = 2.0V/div

OUTPUT VOLTAGE = 5.0V/div

R1 = 9.1kΩ, C1 = 0.01μF, R = 1kΩL

C(μF)10

1.0

0.1

0.01

0.00110 100 1.0 10 100 10 (t )dμs μs ms ms ms s

10MΩ1M

Ω100kΩ10

kΩR1= 1

kΩ


10/20 Doc ID 2182 Rev 6

Figure 15. Typical schematics in astable operation

Figure 16 shows the actual waveforms generated in this mode of operation.

The charge time (output HIGH) is given by:

t1 = 0.693 (R1 + R2) C1

and the discharge time (output LOW) by:

t2 = 0.693 (R2) C1

Thus the total period T is given by:

T = t1 + t2 = 0.693 (R1 + 2R2) C1

The frequency of oscillation is then:

It can easily be found from Figure 17.

The duty cycle is given by:

Output 3

4 8

7

5

1

R1

C12

6

R2

ControlVoltage

NE555

VCC = 5 to 15V

0.01μF

f = 1T--- 1.44

R1 2R2+( )C1---------------------------------------=

t1t1 t2+( )

--------------------- R1 R2+( )R1 2 R2•+( )

------------------------------------ 1 R2R1 R2+( )

---------------------------–= =


Doc ID 2182 Rev 6 11/20

Figure 16. Waveforms in astable operation

Figure 17. Free running frequency versus R1, R2 and C1

t = 0.5 ms / div

OUTPUT VOLTAGE = 5.0V/div

CAPACITOR VOLTAGE = 1.0V/div

R1 = R2 = 4.8kΩ, C1= 0.1μF, R = 1kΩL

C(μF)10

1.0

0.1

0.01

0.0010.1 1 10 100 1k 10k f (Hz)o

1MΩ

R1 + R2 = 10MΩ

100kΩ

10kΩ

1kΩ


12/20 Doc ID 2182 Rev 6

4.3 Pulse width modulatorWhen the timer is connected in the monostable mode and triggered with a continuous pulse train, the output pulse width can be modulated by a signal applied to pin 5. Figure 18 shows the circuit.

Figure 18. Pulse width modulator

4.4 Linear rampWhen the pull-up resistor, RA, in the monostable circuit is replaced by a constant current source, a linear ramp is generated. Figure 19 shows a circuit configuration that will perform this function.

Figure 19. Linear ramp

Trigger

Output

R

C

NE555

2

4

3

1

5

6

7

ModulationInput

8

A

VCC

Trigger

Output

C

NE555

2

4

3

1

5

6

7

8

E

VCC

0.01μFR2

R1R

2N4250or equiv.


Doc ID 2182 Rev 6 13/20

Figure 20 shows the waveforms generator by the linear ramp.

The time interval is given by:

Figure 20. Linear ramp

4.5 50% duty cycle oscillatorFor a 50% duty cycle, the resistors RA and RB can be connected as in Figure 21. The time period for the output high is the same as for astable operation (see Section 4.2 on page 9):

t1 = 0.693 RA C

For the output low it is

Thus the frequency of oscillation is:

T = (2/3 Vcc RE (R1+R2) CR1 Vcc - VBE (R1+R2)---------------------------------------------------------------- VBE = 0.6V

VCC = 5 V

Time: 20 µs/DIVR1 + 47 kΩR2 = 100 kΩRE = 2.7 kΩC = 0.01 µF

Top trace: input 3 V/DIV

Middle trace: output 5 V/DIVBottom trace: output 5 V/DIV

Bottom trace: capacitor voltage 1 V/DIV

t2 [(R. RB)/(RA+RB)].C.Ln RB 2RA–2RB RA–---------------------------=

f 1t1 t2+-----------------=


14/20 Doc ID 2182 Rev 6

Figure 21. 50% duty cycle oscillator

Note that this circuit will not oscillate if RB is greater than 1/2 RA because the junction of RA and RB cannot bring pin 2 down to 1/3 VCC and trigger the lower comparator.

4.6 Additional informationAdequate power supply bypassing is necessary to protect associated circuitry. The minimum recommended is 0.1 µF in parallel with 1 µF electrolytic.

Out

RA

C

NE555

2

4

3

1

5

6

7

8

VCC

51kΩ

RB

22kΩ

0.01μF

VCC

0.01μF

NE555 - SA555 - SE555 Package information

Doc ID 2182 Rev 6 15/20

5 Package information

In order to meet environmental requirements, ST offers these devices in different grades of ECOPACK® packages, depending on their level of environmental compliance. ECOPACK® specifications, grade definitions and product status are available at: www.st.com. ECOPACK® is an ST trademark.

http://www.st.com

Package information NE555 - SA555 - SE555

16/20 Doc ID 2182 Rev 6

5.1 DIP8 package information

Figure 22. DIP8 package mechanical drawing

Table 4. DIP8 package mechanical data

Ref.

Dimensions

Millimeters Inches

Min. Typ. Max. Min. Typ. Max.

A 5.33 0.210

A1 0.38 0.015

A2 2.92 3.30 4.95 0.115 0.130 0.195

b 0.36 0.46 0.56 0.014 0.018 0.022

b2 1.14 1.52 1.78 0.045 0.060 0.070

c 0.20 0.25 0.36 0.008 0.010 0.014

D 9.02 9.27 10.16 0.355 0.365 0.400

E 7.62 7.87 8.26 0.300 0.310 0.325

E1 6.10 6.35 7.11 0.240 0.250 0.280

e 2.54 0.100

eA 7.62 0.300

eB 10.92 0.430

L 2.92 3.30 3.81 0.115 0.130 0.150

NE555 - SA555 - SE555 Package information

Doc ID 2182 Rev 6 17/20

5.2 SO-8 package information

Figure 23. SO-8 package mechanical drawing

Table 5. SO-8 package mechanical data

Ref.

Dimensions

Millimeters Inches

Min. Typ. Max. Min. Typ. Max.

A 1.75 0.069

A1 0.10 0.25 0.004 0.010

A2 1.25 0.049

b 0.28 0.48 0.011 0.019

c 0.17 0.23 0.007 0.010

D 4.80 4.90 5.00 0.189 0.193 0.197

E 5.80 6.00 6.20 0.228 0.236 0.244

E1 3.80 3.90 4.00 0.150 0.154 0.157

e 1.27 0.050

h 0.25 0.50 0.010 0.020

L 0.40 1.27 0.016 0.050

L1 1.04 0.040

k 0 8° 1° 8°

ccc 0.10 0.004

Ordering information NE555 - SA555 - SE555

18/20 Doc ID 2182 Rev 6

6 Ordering information

Table 6. Order codes

Part number Temperature range Package Packing Marking

NE555N0 °C, +70 °C

DIP8 Tube NE555N

NE555D(1)/DT

1. Not recommended for new design. Contact local ST sales office for availability.

SO-8 Tube(1) or tape & reel NE555

SA555N-40 °C, +105 °C

DIP8 Tube SA555N

SA555D(1)/DT SO-8 Tube(1) or tape & reel SA555

SE555N-55 °C, + 125 °C

DIP8 Tube SE555N

SE555D(1)/DT SO-8 Tube(1) or tape & reel SE555

NE555 - SA555 - SE555 Revision history

Doc ID 2182 Rev 6 19/20

7 Revision history

Table 7. Document revision history

Date Revision Changes

01-Jun-2003 1 Initial release.

2004-2006 2-3 Internal revisions

15-Mar-2007 4Expanded order code table.

Template update.

06-Nov-2008 5

Added IOUT value in Table 1: Absolute maximum ratings and Table 2: Operating conditions.

Added ESD tolerance, latch-up tolerance, Rthja and RthjcinTable 1: Absolute maximum ratings.

04-Jan-2012 6

Modified duty cycle equation in Section 4.2: Astable operation.Updated ECOPACK® text in Section 5: Package information.

Added footnote 1 to Table 6: Order codes as shipping method in tubes is not recommended for new design.

NE555 - SA555 - SE555

20/20 Doc ID 2182 Rev 6

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