Manuscrit these AkueBoulingui V1.10 rectothesesups.ups-tlse.fr/771/1/Akue-Boulingui_Samuel.pdf · d'une unité de calcul numérique conséquente, de structures analogiques et de modules

TTHHÈÈSSEE

En vue de l'obtention du

DDOOCCTTOORRAATT DDEE LL’’UUNNIIVVEERRSSIITTÉÉ DDEE TTOOUULLOOUUSSEE

Délivré par l'Université Toulouse III - Paul Sabatier Discipline ou spécialité : Génie électrique

JURY Geneviève DUCHAMP (Professeur à l'Université de Bordeaux

Anne LOUIS (HDR à l'ESIGELEC, Rouen) Thierry PARRA (Professeur à l'Université Toulouse III - Paul Sabatier)

Stéphane BAFFREAU (Maître de conférence à l'IUT de Tarbes) John Shepherd (Invité, ingénieur Freescale, Toulouse)

Ecole doctorale : GEET Unité de recherche : LATTIS

Directeur(s) de Thèse : Stéphane BAFFREAU Rapporteurs : Geneviève DUCHAMP, Anne LOUIS

Présentée et soutenue par Samuel AKUE BOULINGUI Le 12 Novembre 2009

Titre : Etude du couplage électromagnétique entre circuits intégrés par émulation du perturbateur - Application en téléphonie 3G

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Résumé

On assiste à une intégration toujours plus poussée qui se traduit par le regroupement à l'intérieur d'un même boîtier, de puces complexes de nature très différente. La coexistence d'une unité de calcul numérique conséquente, de structures analogiques et de modules de moyenne puissance pose des contraintes de plus en plus sévères en termes de compatibilité électromagnétique. Il est donc nécessaire de s'assurer que la fonctionnalité intrinsèque de ces différentes puces soit garantie, et ce dès les phases de conception.

Ce manuscrit décrit une nouvelle approche qui consiste à émuler, à l'aide d'une sonde de champ proche spécifique, appelée SkateProbe, le comportement d’une puce perturbatrice. L’étape suivante a pour objectif d’analyser les risques d’interférence avec les composants victimes. Cette approche permet des investigations aisées sans nécessiter de carte de test CEM spécifique. Les détails de cette méthodologie sont précisés et sa mise en œuvre a été validée sur deux cas tests : une première fois sur un transistor de commutation utilisé dans les convertisseurs d’énergie, et une seconde fois sur un circuit intégré dédié à une plate-forme de téléphonie mobile 3G.

Mots clés : Compatibilité électromagnétique des composants, systèmes embarqués, champ proche,

émulation de l’émission en champ proche d’un circuit intégré, couplage puce à puce.

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Abstract

We are more and more attending to high integration. This is translated by the grouping inside the same package of complex different chips. The coexistence of a digital unit and power analogic structure involves more and more constraints in terms of electromagnetic compatibility (EMC). It is thus necessary to make sure that the intrinsic feature of these various chips is guaranteed at each design phase.

This manuscript describes in first step a new approach which consists in emulation, by using a specific near field probe, called SkateProbe, the behaviour of a disturbance integrated circuit. The aim of the following step is to analyze interferences risk between the SkateProbe and the victim components. This approach allows easy investigations without requiring of EMC test board. The details of this methodology are specified and its implementation was validated on two tests cases: first time on a power MOSFET transistor switch used in power converters, and second time on an integrated circuit dedicated to a 3G platform of mobile telephony.

Keywords : Electromagnetique compatibility of integrated circuits (EMC of ICs), Embedded system,

Near-field, Integrated circuit near-field emulation, Chip-to-chip coupling.

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La richesse et le pouvoir sont éphémères, seuls l’art et la science perdurent.

Tycho Brahé (1546 — 1601), astronome danois.

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Remerciements

Ce travail a été effectué au sein du groupe « Systèmes Embarqués Critiques » du Laboratoire Toulousain de Technologie et d’Ingénierie des Systèmes LATTIS) établi au département de génie électrique et informatique de l’INSA de Toulouse. Je voudrais commencer par remercier Danielle Fournier-Prunaret, directrice du LATTIS, ainsi que Jean Marie Dilhac et Colette Mercé, respectivement ancien et nouveau directeur de ce département, pour m’avoir accueilli durant ma thèse.

J’adresse mes sincères remerciements à Geneviève Duchamp et à Anne Louis qui ont accepté d’être rapporteurs de ce manuscrit de thèse. Je leur suis particulièrement reconnaissant de la qualité des conseils et des remarques concernant la correction du manuscrit. Je tiens aussi à remercier Thierry Parra et John Shepherd pour leur participation au jury et l’intérêt qu’ils ont porté à mes travaux de recherche.

Je souhaite témoigner toute ma reconnaissance à mon encadrant de thèse, Stéphane Baffreau pour le soutien et les conseils qu’il a su m’apporter durant mes trois années de thèse. Je voudrais lui adresser de chaleureux remerciements pour la confiance qu’il m’a accordée mais aussi pour la manière avec laquelle il a encadré mon travail. Je le remercie enfin pour l’effort de correction qu’il a apporté à ce mémoire.

Je remercie Etienne Sicard de m’avoir soutenu tout au long de ma thèse. Son apport technique, matériel et administratif m’ont été d’un grand secours.

Un grand merci à tout le personnel technique et administratif du département et du laboratoire pour leur aide et leur bonne humeur. Je tiens tout particulièrement à exprimer ma gratitude à Joëlle Breau et à Estelle Afrigan pour leur dévouement et à José Martin pour sa disponibilité et ses compétences techniques, qui m’ont été d’un grand secours.

De même, je remercie l’équipe de l’IUT de Tarbes avec laquelle j’ai travaillé de près ou de loin. Je remercie en particulier Jean-Luc Massol, directeur du département GEII l’IUT de Tarbes de m’avoir accueilli durant une année, Jean-Marc Dienot de m’avoir ouvert les portes du LabCEM de l’IUT de Tarbes, Emmanuel Laugt pour sa disponibilité et ses compétences techniques et Emmanuel Batista pour sa collaboration.

Je remercie toutes les personnes que j’ai rencontrées au cours de ces trois années de thèse et qui ont apportées leur pierre à l’édifice. Je pense en particulier à Sonia Ben Dhia et Alexandre Boyer pour l’intérêt qu’ils ont porté à mes travaux et pour leurs conseils, Bertrand Vrignon pour m’avoir permis d’accéder au scanner champ proche de Freescale, Nicolas Bouvier pour son apport matériel et logiciel et pour son expertise dans les plateformes mobiles, Jun Wu Tao pour m’avoir permis l’accès au banc de scan champ proche de l’ENSEEIHT.

Je voudrais exprimer toute ma gratitude à tous les anciens et actuels membres et thésards du LATTIS, en particulier à l’équipe CEM : Céline pour tous ses conseils et pour son aide technique et matérielle, Mohamed pour ses conseils, Amadou et Mickael pour leurs conseils, Binhong pour sa joie de vivre, et aussi Richard, Ali, Lahoussine, Rachid, Khalid et Christophe.

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Enfin, je souhaite remercier tous mes amis ainsi que ma famille pour leur soutien tout au long de cette thèse.

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Table des matières

RESUME ....................................................................................................................................... I

ABSTRACT ..................................................................................................................................II

REMERCIEMENTS ......................................................................................................................IV

TABLE DES MATIERES ...............................................................................................................VI

TABLE DES FIGURES ...................................................................................................................X

TABLE DES TABLEAUX............................................................................................................ XVI

INTRODUCTION GENERALE ........................................................................................................ 1

CHAPITRE I : LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE ............ 3

I.1. Introduction à la CEM ................................................................................................4

I.1.1. Contexte et problématique..................................................................................4 I.1.1.1. Émission et susceptibilité ...............................................................................4 I.1.1.2. Le schéma CEM « source/chemin de couplage/victime » ..............................5 I.1.1.3. La source de perturbation ..............................................................................6 I.1.1.4. La victime de la perturbation .........................................................................6

I.1.2. Approche de la CEM dans les systèmes embarqués...........................................6 I.2. Origines et conséquences des perturbations électromagnétiques ...............................8

I.2.1. Les principales sources de perturbations électromagnétiques ............................8 I.2.1.1. Les décharges électrostatiques.......................................................................8 I.2.1.2. Les communications hertziennes ....................................................................9 I.2.1.3. Les composants électroniques ........................................................................9 I.2.1.4. Autres sources de perturbations électromagnétiques...................................10

I.2.2. Conséquences d’une perturbation sur un circuit intégré ..................................10 I.2.2.1. Les différents modes de couplage.................................................................11 I.2.2.2. Mode de propagation de la perturbation .....................................................13 I.2.2.3. Effet de la perturbation ................................................................................15

I.3. Techniques de caractérisation de l’émission et de l’immunité des composants.......17

I.3.1. Techniques de caractérisation de l’émission des circuits intégrés ...................17 I.3.1.1. Méthodes de mesure conduite.......................................................................18 I.3.1.2. Méthodes de mesure rayonnée .....................................................................19

I.3.2. Méthode de mesure de l’immunité des circuits intégrés ..................................21 I.3.2.1. Méthodes de mesure conduites .....................................................................21 I.3.2.2. Méthodes de mesure rayonnées....................................................................22

I.4. Modélisation de l’émission et de l’immunité des circuits intégrés ..........................24

I.4.1. Intérêt d’un modèle CEM.................................................................................24 I.4.2. Standard de modélisation en CEM des composants.........................................26

I.4.2.1. Modèle IBIS ..................................................................................................26 I.4.2.2. Modèle LEECS .............................................................................................27 I.4.2.3. Modèle IMIC.................................................................................................27 I.4.2.4. Modèle ICEM ...............................................................................................28

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I.4.2.5. Modèle ICIM.................................................................................................31 I.5. Emission, immunité et couplage en champ proche des composants ........................32

I.5.1. Notion de champ proche...................................................................................32 I.5.2. Emission et immunité en champ proche des circuits intégrés ..........................35

I.5.2.1. Emission en champ proche des circuits intégrés..........................................35 I.5.2.2. Immunité en champ proche des circuits intégrés .........................................35

I.5.3. Couplage en champ proche des circuits intégrés..............................................36 I.5.4. Technique de mesure en champ proche............................................................37

I.5.4.1. Mesure de l’émission champ proche ............................................................37 I.5.4.2. Mesure de l’immunité champ proche ...........................................................38

I.6. Problèmes CEM dans l’intégration des composants ................................................38

I.6.1. L’intégration boîtier (SiP) ................................................................................39 I.6.2. Problèmes CEM dans les SiP ...........................................................................39 I.6.3. Problèmes CEM en téléphonie mobile .............................................................40 I.6.4. Le concept de la SkateProbe ............................................................................42

I.7. Conclusion................................................................................................................42

I.8. Références ................................................................................................................44

CHAPITRE II : REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE .. 49

II.1. Le banc de mesure champ proche.............................................................................50

II.1.1. Description du banc de mesure.........................................................................51 II.1.1.1. Mesure de l’émission champ proche ........................................................51 II.1.1.2. Mesure de l’immunité champ proche .......................................................54 II.1.1.3. Définition du plan du composant .............................................................56 II.1.1.4. Configuration de la mesure ......................................................................56

II.1.2. Les sondes de champ proche utilisées ..............................................................57 II.1.2.1. Sondes de champ magnétique – H............................................................57 II.1.2.2. Sondes de champ électrique – E ...............................................................57 II.1.2.3. Facteur de performance (PF)...................................................................58

II.2. Mesure d’immunité rayonnée en champ proche.......................................................59

II.2.1. Description de la mesure d’immunité en champ proche ..................................59 II.2.2. Description de sondes « standard » d’immunité champ proche .......................62

II.2.2.1. Calcul du champ rayonné par une sonde champ proche .........................62 II.2.2.2. Surface de rayonnement d’une boucle magnétique..................................63 II.2.2.3. Couplage entre la sonde et la victime ......................................................65

II.2.3. Caractéristiques d’une sonde en immunité.......................................................66 II.2.3.1. Répartition spatiale du champ..................................................................66 II.2.3.2. Champ magnétique rayonné.....................................................................67 II.2.3.3. Influence de l’impédance de la sonde sur ses performances ...................69

II.3. Sonde de champ proche proposée : la SkateProbe ...................................................71

II.3.1. Description .......................................................................................................71 II.3.2. Emission d’une ligne micro-ruban ...................................................................72

II.3.2.1. Champ électromagnétique émis par une piste..........................................72 II.3.2.2. Influence des caractéristiques de la ligne sur son émission.....................75 II.3.2.3. Modèle électromagnétique de la piste rayonnante...................................78

II.3.3. Exemple de SkateProbes Conçues ...................................................................78 II.3.3.1. La SkateProbe adaptée à une ligne micro ruban .....................................78 II.3.3.2. La SkateProbe adaptée à un circuit intégré .............................................82

II.4. Calibrage de sondes en immunité.............................................................................84

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II.4.1. Contexte............................................................................................................84 II.4.2. Méthode de calibrage........................................................................................85

II.4.2.1. Principe de calibrage d’une sonde en immunité ......................................85 II.4.2.2. Surface d’illumination de la sonde...........................................................86 II.4.2.3. Variation du champ en fonction de l’altitude...........................................87 II.4.2.4. Variation de champ en fonction de la fréquence......................................87

II.4.3. Illustration du calibrage avec une sonde...........................................................88 II.4.3.1. Exemple de la boucle magnétique ............................................................88 II.4.3.2. Exemple d’une SkateProbe.......................................................................89

II.5. Conclusion................................................................................................................89

II.6. Références ................................................................................................................90

CHAPITRE III : METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE .......................... 91

III.1. Etude du couplage puce à puce dans un système électronique.................................92

III.1.1. Quelques notions ..............................................................................................92 III.1.1.1. Notion de niveau d’émission relatif..........................................................92 III.1.1.2. coefficient d’interférence..........................................................................93

III.1.2. Etude du couplage entre deux circuits intégrés ................................................94 III.1.2.1. Mesure du couplage entre deux circuits intégrés.....................................94 III.1.2.2. Modélisation du couplage du couplage entre deux circuits intégrés .......96 III.1.2.3. limites de la mesure du couplage puce à puce .........................................96 III.1.2.4. Solution proposée : Emulation de l’émission de la source ......................97

III.1.3. Technique de l’émulation de l’émission rayonnée champ proche d’un circuit intégré 98

III.1.3.1. Concept d’émulation de l’émission d’un circuit intégré ..........................98 III.1.3.2. Emulation de l’émission d’un circuit intégré à partir d’une cartographie champ proche ...............................................................................................................99

III.2. Extraction des inductances de rayonnement à partir d’un scan champ proche......100

III.2.1. Méthode d’extraction des inductances de rayonnement.................................101 III.2.1.1. Objectifs..................................................................................................101 III.2.1.2. Détection d’extremums locaux d’une cartographie champ proche........102 III.2.1.3. Skeletonization d’un nuage de points .....................................................108 III.2.1.4. Extraction et validation des inductances de rayonnement .....................114

III.2.2. Conception et validation de la sonde..............................................................117 III.2.2.1. Validation des inductances de rayonnement à l’aide de ic-emc ............117 III.2.2.2. Modèle électromagnétique et fabrication de la sonde............................120

III.3. Méthodologie de l’étude du couplage entre deux circuits intégrés ........................123

III.3.1. Méthodologie..................................................................................................123 III.3.1.1. Mise en évidence du couplage................................................................124

III.3.2. Etude du couplage entre la SkateProbe et la victime .....................................125 III.3.2.1. Mesure du couplage entre la SkateProbe et la victime ..........................125 III.3.2.2. Modélisation du couplage SkateProbe/composant victime ....................126

III.3.3. Couplage réel entre la victime et le circuit intégré source .............................129 III.4. Conclusion..............................................................................................................129

III.5. Références ..............................................................................................................131

CHAPITRE IV : MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE

ENTRE CIRCUITS INTEGRES.................................................................................................... 133

IV.1. Emulation de l’émission rayonnée champ proche d’un commutateur ...............134

ix

IV.1.1. Description de l'étude .....................................................................................134 IV.1.1.1. Alimentation à découpage :....................................................................134 IV.1.1.2. Modes de conversion ..............................................................................135 IV.1.1.3. Pertes dans un interrupteur....................................................................136

IV.1.2. Emission parasite rayonnée d’un transistor en commutation .........................137 IV.1.2.1. Conception d’un commutateur de courant .............................................137 IV.1.2.2. Mesures conduites et rayonnées .............................................................141 IV.1.2.3. Modélisation de l’émission du transistor ...............................................144

IV.1.3. Emulation de l’émission du transistor en commutation .................................147 IV.1.3.1. Extraction des inductances de rayonnement ..........................................147 IV.1.3.2. Conception de la sonde émulatrice ........................................................149

IV.1.4. Conclusion sur l’étude ....................................................................................152 IV.2. Etude du couplage puce à puce d'une plateforme téléphonique 3G ...................152

IV.2.1. Contexte..........................................................................................................153 IV.2.2. Description d’une plateforme téléphonique ...................................................154

IV.2.2.1. La troisième génération mobile..............................................................154 IV.2.2.2. Identification de la victime et de l’agresseur .........................................155

IV.2.3. Etude de l’émission rayonnée champ proche du PA ......................................157 IV.2.3.1. Description de l’agresseur champ proche..............................................157 IV.2.3.2. Emission de l’agresseur .........................................................................159 IV.2.3.3. Emulation de l’émission en champ proche du PA..................................160

IV.2.4. Etude du couplage entre la PA_SkateProbe et le transceiver.........................165 IV.2.4.1. Rapprochement de la PA_SkateProbe et du composant victime............165 IV.2.4.2. Interprétation du phénomène mesuré .....................................................169

IV.2.5. Modélisation du couplage entre la PA_SkateProbe et le transceiver .............175 IV.2.5.1. Modélisation ICEM du transceiver ........................................................175 IV.2.5.2. Modélisation du rapprochement entre la PA_SkateProbe et le transceiver 182 IV.2.5.3. Validation du modèle de couplage entre la PA_SkateProbe et le transceiver 185

IV.2.6. Conclusions de l'étude ....................................................................................187 IV.3. Références ..........................................................................................................189

CONCLUSION GENERALE........................................................................................................ 192

LISTE DES PUBLICATIONS ...................................................................................................... 194

ANNEXES ................................................................................................................................ 196

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Table des figures

Figure III–1 : Description de l’évolution des terminaux mobiles. .............................................1 Figure I–1 : Illustration du schéma source/chemin de couplage/victime. ..................................5 Figure I–2 : Définition des marges d’émission et d’immunité en CEM. ...................................5 Figure I–3 : Exemple de systèmes embarqués............................................................................7 Figure I–4 : Schéma équivalent typique du corps humain pour une DES..................................8 Figure I–5 : Allure typique du courant d’une DES [IEC6108a].................................................9 Figure I–6 : Exemple d’équipement de communication hertzienne...........................................9 Figure I–7 : Illustration des modes de couplage entre deux appareils......................................11 Figure I–8 : Principe du couplage par impédance commune. ..................................................11 Figure I–9 : Principe du couplage capacitif..............................................................................12 Figure I–10 : Principe du couplage inductif. ............................................................................12 Figure I–11 : Principe du couplage par champ électromagnétique. .........................................13 Figure I–12 : Transmission d’un signal en mode différentiel (MD). .......................................14 Figure I–13 : Transmission d’un signal en mode commun (MC). ...........................................14 Figure I–14 : Exemple de marge dynamique d’une entrée logique CMOS rapide. .................15 Figure I–15 : Principe de perturbation d’une sortie numérique. ..............................................16 Figure I–16 : Schéma du thyristor parasite à l'origine du latchup............................................16 Figure I–17 : Superposition de deux signaux. ..........................................................................17 Figure I–18 : Détection de l’enveloppe d’un signal. ................................................................17 Figure I–19 : Description des techniques conduites utilisées pour la caractérisation de l’émission des composants. ......................................................................................................18 Figure I–20 : Description des techniques utilisées pour la caractérisation de l’émission rayonnée des composants. ........................................................................................................20 Figure I–21 : Description des techniques conduites utilisées pour la caractérisation de l’immunité des composants. .....................................................................................................22 Figure I–22 : Description des techniques rayonnées utilisées pour la caractérisation de l’immunité des composants. .....................................................................................................23 Figure I–23 : Stratégie de prise en compte de la CEM dans le flot de conception d’un CI [BEND06].................................................................................................................................25 Figure I–24 : Description du principe d’un macro-modèle. .....................................................25 Figure I–25 : Structure générale d’un modèle IBIS .................................................................26 Figure I–26 : Modèles LEECS-core et LEECS-IO ..................................................................27 Figure I–27 : Modèle IMIC selon le site officiel du JEITA .....................................................28 Figure I–28 : Description d’un modèle ICEM donné par ICEM-CE .......................................29 Figure I–29 : Structure « classique » d’un bloc ICEM [BOYE07c] ........................................30 Figure I–30 : Flot de conception d’un modèle ICEM [BENDN06] .........................................31 Figure I–31 : Description des zones de champ autour d’une source de rayonnement. ............33 Figure I–32 : Impédances des dipôles électrique et magnétique élémentaires en fonction de kr...................................................................................................................................................34 Figure I–33 : Variation des champs électrique et magnétique à proximité d’une source. .......35 Figure I–34 : Illustration de la mesure du couplage entre composants [BOYE07b]................36 Figure I–35 : Description de la mesure d’émission utilisant des sondes électroniques. ..........37 Figure I–36 : Description de la mesure d’immunité utilisant des sondes électroniques. .........38

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Figure I–37 : Exemples d’intégration de composant : empilement de puces (gauche) et intégration sur un plan (droite). ................................................................................................39 Figure I–38 : Module 2G en technologie RCP de Freescale. ...................................................41 Figure I–39 : Problèmes d’interférences électromagnétiques dans un étage radiofréquence...41 Figure II–1 : Description du bras et de ces axes de déplacement.............................................50 Figure II–2 : Ordre des tâches pour une mesure d’émission champ proche émission .............51 Figure II–3 : Description du banc de mesure champ proche utilisé en émission .....................51 Figure II–4 : Forme et positionnement des sondes champ proche pour la mesure de toutes les composantes du champ électromagnétique. .............................................................................52 Figure II–5 : Définition de l’altitude de mesure pour les sondes de champ magnétique. ........53 Figure II–6 : Description du composant sous test et définition des axes de mesure. ...............53 Figure II–7 : Exemple de cartographies champ proche magnétique mesurées ........................54 Figure II–8 : Description du banc de mesure champ proche utilisé en immunité. ...................54 Figure II–9 : Cartographie de la susceptibilité et seuil de susceptibilité en champ proche du circuit d’horloge du microcontrôleur HCS12X [BOYE07]. ....................................................55 Figure II–10 : Illustration de l’inclinaison d’un composant du au positionnement de la carte. On voit que la sonde n’est pas perpendiculaire au plan de la carte ..........................................56 Figure II–11 : Description de quelques sondes de champ magnétique. ...................................57 Figure II–12 : Description de sondes de champ électrique. .....................................................58 Figure II–13 : Principe de mesure d'immunité. ........................................................................59 Figure II–14 : Exemple de résultat d’une cartographie en champ proche d’immunité à une fréquence. .................................................................................................................................60 Figure II–15 : Exemple de courbe du seuil de susceptibilité en champ proche en un point. ...60 Figure II–16 : Description des étapes de mesure d’immunité champ proche avec une agression globale. .....................................................................................................................................61 Figure II–17 : Calcul du champ magnétique rayonné par une boucle......................................62 Figure II–18 : Calcul du champ électrique rayonné par un dipôle. ..........................................63 Figure II–19 : Simulation de la surface d’illumination en fonction de la taille de la boucle. ..64 Figure II–20 : Simulation à 1 GHz de la surface illuminée en fonction de l’altitude de la sonde...................................................................................................................................................65 Figure II–21 : Répartition spatiale du champ magnétique rayonné par une boucle à 1 GHz...66 Figure II–22 : Allure de la surface de rayonnement en fonction de l’altitude..........................67 Figure II–23 : Courbe du champ magnétique en fonction de l’altitude....................................68 Figure II–24 : Courbe du champ en fonction de la taille de la sonde.......................................68 Figure II–25 : Courbe du champ magnétique rayonné par la boucle en fonction de la fréquence. .................................................................................................................................69 Figure II–26 : Liaison entre un générateur de signal et une sonde champ proche. ..................69 Figure II–27 : Simulation du coefficient de réflexion d’une boucle magnétique de 1 mm de rayon. ........................................................................................................................................70 Figure II–28 : Calcul de la surface de deux boucles, circulaire (à gauche) et rectangulaire (à droite). ......................................................................................................................................71 Figure II–29. Calcul du champ magnétique généré par un dipôle élémentaire. .......................72 Figure II–30 : Calcul du champ généré dans une ligne micro-ruban. ......................................73 Figure II–31 : Emission en champ magnétique d’une ligne microstrip. ..................................73 Figure II–32 : Emission en champ magnétique de deux lignes microstrips voisines...............74 Figure II–33. Exemple de positionnement d’inductances à l’aide de ic-emc [IC-EMC]. ........74 Figure II–34 : Champ électrique émis par ligne micro-ruban. .................................................75 Figure II–35 : Emission en champ électrique de deux lignes microstrips voisines..................75 Figure II–36. Influence du plan de masse.................................................................................76 Figure II–37. Influence de la largeur des pistes........................................................................76 Figure II–38. Influence de la puissance fournie à la SkateProbe. ............................................77

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Figure II–39. Influence de l’altitude de la sonde par rapport à la piste lors de la mesure........77 Figure II–40 : Boucle magnétique et SkateProbe.....................................................................79 Figure II–41 : Champ rayonné à 1 mm par la sonde circulaire (à gauche) et par la SkateProbe (à droite). ..................................................................................................................................79 Figure II–42 : Définition du plan de calibration pour la mesure des caractéristiques de la sonde.........................................................................................................................................80 Figure II–43 : Comparaison du coefficient de réflexion (S11) simulé (gauche) et mesuré (droite) de la boucle et de la SkateProbe. ................................................................................80 Figure II–44 : Comparaison du coefficient de transmission (S12) simulé (gauche) et mesuré (droite) de la boucle et de la SkateProbe couplés à la ligne micro-ruban. ...............................81 Figure II–45 : Comparaison de l’impédance mesurée de la sonde circulaire et de la SkateProbe................................................................................................................................81 Figure II–46 : Boucle magnétique et SkateProbe.....................................................................82 Figure II–47 : Champ rayonné à 1 mm par la sonde circulaire (à gauche) et par la SkateProbe (à droite). ..................................................................................................................................83 Figure II–48 : Comparaison du coefficient de réflexion (S11) simulé de la boucle et de la SkateProbe................................................................................................................................83 Figure II–49 : Comparaison du coefficient de transmission (S12) mesuré de la boucle et de la SkateProbe couplés à la ligne micro-ruban. .............................................................................84 Figure II–50 : Représentation des données de calibrage d’une sonde en immunité.................86 Figure II–51 : Mesure de la surface d’illumination d’une sonde de champ proche. ................87 Figure II–52 : Cartographie de calibrage de la boucle magnétique..........................................88 Figure II–53 : Cartographie de calibrage de la SkateProbe adaptée à un circuit intégré. ........89 Figure III–1 : Principe de l’émission pondérée [BOYE07]......................................................93 Figure III–2 : Description d’une mesure de couplage entre deux composants. .......................95 Figure III–3 : Illustration des étapes de la mesure du couplage entre deux circuits intégrés...95 Figure III–4 : Flot de simulation de l’apparition de défaillance dûe au rapprochement entre 2 circuits [BOYE07a]. .................................................................................................................96 Figure III–5 : Couplage entre une SkateProbe et un circuit intégré victime. ...........................97 Figure III–6 : Illustration du concept d'émulation de l'émission parasite d'un circuit intégré..98 Figure III–7 : Exemples de positionnement d’inductances de rayonnement pour différentes formes d’émission. ...................................................................................................................99 Figure III–8 : Extraction des éléments rayonnants pour l’émulation de l’émission d’un circuit...................................................................................................................................................99 Figure III–9 : Exemple de traitement utilisant l’algorithme...................................................100 Figure III–10 : Interprétation des cartographies pour les composantes Hx ou Hy (à gauche) et Hz (à droite) pour l'extraction des inductances rayonnantes. .................................................102 Figure III–11 : Exemple d’histogrammes de deux cartographies mesurées...........................103 Figure III–12 : Détection d’extrémums locaux sur une cartographie champ proche. ............104 Figure III–13 : Détermination de la direction d’analyse à partir d’une cartographie champ proche. ....................................................................................................................................104 Figure III–14 : Choix de n suivant la direction d’analyse (d). ...............................................105 Figure III–15 : Exemples de calcul de dH pour deux valeurs de n. .......................................105 Figure III–16 : Illustration de l’influence de n et de dHth pour une mesure donnée. .............106 Figure III–17 : Principe de l’estimation de n..........................................................................107 Figure III–18 : Illustration de l’intérêt de l’estimation de dHth. .............................................108 Figure III–19. Un exemple de Skeletonization d’une image. .................................................109 Figure III–20 : Description schématique de l’algorithme d’Hilditch. ....................................109 Figure III–21 : Détermination de la numérotation et du sens de parcours des points au voisinage de P1.......................................................................................................................110 Figure III–22. Exemples de rangement de points autour du pixel P1. ....................................110

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Figure III–23 : Exemples de configuration qui ne vérifient pas la 'condition 1'. ...................111 Figure III–24 : Exemples de configuration qui vérifient la 'condition 2' ...............................112 Figure III–25 : Les configurations à gauche et au centre ne vérifient pas la 'condition 3' tandis que celle de droite la vérifie. ..................................................................................................112 Figure III–26 : Résultat de la 'condition 3' sur une ligne verticale. ........................................113 Figure III–27 : Les configurations à gauche et au centre ne vérifient pas la 'condition 4' tandis que celle de droite la vérifie. ..................................................................................................113 Figure III–28 : Illustration du passage de la cartographie champ proche à une image binaire................................................................................................................................................114 Figure III–29 : Skeletonization d’une image binaire obtenue à partir d’une cartographie mesurée. ..................................................................................................................................114 Figure III–30 : Variation du champ magnétique au-dessus d’une ligne.................................115 Figure III–31 : Exemple d’un nuage de points divisé en trois groupes. .................................115 Figure III–32 : Algorithme d’extraction des inductances de rayonnement. ...........................116 Figure III–33 : Algorithme d’optimisation d’une inductance de rayonnement......................117 Figure III–34 : Représentation sous ic-emc des inductances de rayonnement.......................118 Figure III–35 : Illustration de la simplification d’un modèle pour ic-emc.............................118 Figure III–36 : définition des altitudes des dipôles et de simulation sous ic-emc..................119 Figure III–37 : Influence des inductances verticale sur la répartition du champ. ..................119 Figure III–38 : Description des caractéristiques d’une cartographie......................................121 Figure III–39 : Illustration du décalage entre deux cartographies..........................................122 Figure III–40 : Comparaison de deux cartographies, calcul d’erreur par pixel......................122 Figure III–41 : Illustration de l’impact de l’utilisation d’un connecteur. ...............................123 Figure III–42 : Illustration de la méthodologie de l’étude du couplage entre deux circuits intégrés ...................................................................................................................................124 Figure III–43 : Illustration de la mesure de l’effet du couplage entre la SkateProbe et un circuit intégré. .........................................................................................................................126 Figure III–44 : Structure « classique » d’un bloc ICIM [BOY07a] .......................................127 Figure III–45 : Modèle général d’une sonde émulatrice de l’émission d’un composant. ......128 Figure III–46 : Exemple de modèle faisant intervenir des tronçons couplés .........................128 Figure III–47 : Modélisation du couplage entre une sonde émulatrice et un circuit intégré victime. ...................................................................................................................................129 Figure IV–1 : Principe de fonctionnement d'un convertisseur d’énergie – interrupteur fermé (gauche) et ouvert (droite). .....................................................................................................135 Figure IV–2 : Signaux de commutation non idéaux d’un interrupteur...................................136 Figure IV–3 : Courbe de susceptibilité en champ proche du microcontrôleur S12X.............137 Figure IV–4 : Caractéristiques en puissance et en fréquence de différents types d’interrupteurs de puissance. ..................................................................................................138 Figure IV–5 : Schéma électrique de SRK_2 ..........................................................................139 Figure IV–6 : Spectre du courant simulé traversant l’interrupteur de puissance. ..................139 Figure IV–7 : Les deux faces de la carte SRK_2 ...................................................................140 Figure IV–8 : Description du système de refroidissement du transistor. ...............................140 Figure IV–9 : Spectre du courant ITp mesuré traversant l’interrupteur de puissance. ............141 Figure IV–10 : Enveloppe du spectre de VDS, mesure et simulation......................................142 Figure IV–11 : Set-up de mesure de l’émission rayonnée à l’aide d’une cellule TEM..........142 Figure IV–12 : Mesure en cellule TEM du rayonnement parasite du transistor. ...................143 Figure IV–13 : Set-up de mesure de l’émission rayonnée champ proche du commutateur. ..144 Figure IV–14: Scan champ proche du composant IRLRU7821, définition des axes a), composante x b), y c), z d)......................................................................................................144 Figure IV–15 : Modèle global de la carte de test en prenant en compte l’effet parasite de tous les éléments. ...........................................................................................................................145

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Figure IV–16: Modèle ICEM simplifié de la carte de test. ....................................................146 Figure IV–17 : Comparaison entre la mesure et la simulation du model ICEM....................147 Figure IV–18 : positionnement des inductances en vue de simuler l’émission du circuit intégré.................................................................................................................................................148 Figure IV–19: Comparaison de la mesure et de simulation ic-emc NFS ...............................149 Figure IV–20 : Dessin de deux pistes: l’une avec variation de la largeur, l’autre avec une largeur constante.....................................................................................................................150 Figure IV–21 : Calcul de dX pour conserver la largeur des segments ...................................150 Figure IV–22 : Deux vues du modèle FEKO de la sonde SRK_2-SKP_1.............................151 Figure IV–23 : Alimentation de la SkateProbe ......................................................................151 Figure IV–24: Comparaison entre la mesure et la simulation de la FEKO de la SkateProbe.................................................................................................................................................152 Figure IV–25 : Evolution du téléphone mobile, de sa création à aujourd’hui........................153 Figure IV–26 : description de la plateforme utilisée ..............................................................155 Figure IV–27 : Schéma block de la plateforme utilisée .........................................................155 Figure IV–28 : Vue interne du PA : layout a) et brochage b). ...............................................158 Figure IV–29 : Schéma de principe du PA.............................................................................158 Figure IV–30 : Cartographie de l’émission rayonnée champ proche du PA..........................159 Figure IV–31 : Modèle ICEM de l’amplificateur de puissance sous ic-emc. ........................160 Figure IV–32 : Extraction des inductances de rayonnement pour chaque composante du champ mesurée. ......................................................................................................................161 Figure IV–33 : Comparaison entre la mesure et la simulation ic-emc. ..................................162 Figure IV–34 : Modèle électromagnétique de la PA_SkateProbe..........................................163 Figure IV–35 : Description de la PA_SkateProbe fabriquée..................................................163 Figure IV–36 : Comparaison entre la mesure de l’émission en champ proche du PA et celle de la PA_SkateProbe. ..................................................................................................................164 Figure IV–37 : Modèle de la PA_SkateProbe. .......................................................................165 Figure IV–38 : Vue interne du transceiver. ............................................................................166 Figure IV–39 : Procédure de mise en œuvre du test de sensibilité.........................................167 Figure IV–40 : Mesure du rapport signal sur bruit de la plateforme sans perturbation. ........167 Figure IV–41 : Visualisation d’un canal de réception à l’aide de l’outil de Freescale. .........168 Figure IV–42 : Protocole de mesure de rapprochement de la SkateProbe et du transceiver..168 Figure IV–43 : Courbes de la mesure du rapport signal sur bruit Sans perturbation, avec une perturbation à 1950MHz de 15 dBm et de 20 dBm................................................................169 Figure IV–44 : Observation des résultats de perturbation avec la SkateProbe ......................170 Figure IV–45 : Multiplication de deux signaux, de fréquence f1 et f2....................................170 Figure IV–46 : Observation des résultats pour le produit d’intermodulation.........................171 Figure IV–47 : Exemple de résultat d’un produit d'intermodulation d'ordre 3 ......................171 Figure IV–48 : Protocole de mesure pour le relevé de spectre au-dessus du transceiver.......172 Figure IV–49 : Spectre relevé à la position 2 au-dessus de la puce numérique. ....................172 Figure IV–50 : Spectre relevé à la position 1 au-dessus de la puce analogique.....................173 Figure IV–51 : relevé des fréquences du parasite en fonction de la fréquence de réception .173 Figure IV–52 : Positionnement et orientation de la PA_SkateProbe au dessus du transceiver.................................................................................................................................................174 Figure IV–53 : Protocole de mesures des paramètres S et Z de l’entrée différentielle UMTS du transceiver...............................................................................................................................176 Figure IV–54 : Mesure sous pointes du transceiver 3G de la plateforme. .............................176 Figure IV–55 : Mesure du module des impédances pour les deux entrées UMTS du transceiver...............................................................................................................................176 Figure IV–56 : Description des blocs du modèle du transceiver............................................177 Figure IV–57 : LC équivalents ...............................................................................................177

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Figure IV–58 : Chemin électrique des entrées UMTS du transceiver : de l’entrée du boîtier à la puce.....................................................................................................................................178 Figure IV–59 : Modèle des entrées UMTS du transceiver. ....................................................179 Figure IV–60 : Comparaison entre la mesure et la simulation de l’impédance des entrées du transceiver...............................................................................................................................180 Figure IV–61 : Comparaison entre la mesure et la simulation de l’impédance des entrées du transceiver...............................................................................................................................181 Figure IV–62 : Calcul du coefficient de réflexion différentiel à partir du modèle.................182 Figure IV–63 : Modèle électrique de la fonction parasite puce analogique sous ADS..........183 Figure IV–64 : Vues en trois dimensions du couplage entre le transceiver et la PA_SkateProbe.................................................................................................................................................184 Figure IV–65 : Amplitude des signaux à l’entrée du transceiver. ..........................................185 Figure IV–66 : Modèle complet du couplage entre le transceiver et la PA_SkatePrbe. ........186 Figure IV–67 : Simulation du mélange entre l’harmonique 9 du 26 MHz et la fréquence d’émission...............................................................................................................................187 Figure IV–68 : Simulation du produit d’intermodulation entre la fréquence parasite générée à la réception et la fréquence d’émission. .................................................................................187

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Table des tableaux

Tableau I–1. Caractéristiques des principales méthodes de mesure de l’émission des composants. ..............................................................................................................................20 Tableau I–2. Caractéristiques des principales méthodes de mesure de susceptibilité des composants. ..............................................................................................................................24 Tableau I–3 : Description des composants d’un bloc ICEM....................................................30 Tableau I–4 : Récapitulatif des standards de modélisation CEM.............................................32 Tableau IV–1 : Description des composants du modèle ICEM de la carte de test.................146 Tableau IV–2 : Coordonnées et longueur des inductances rayonnantes obtenue par la méthode 1 ..............................................................................................................................................148 Tableau IV–3 : Coordonnées et longueur des inductances rayonnantes obtenue par la méthode 2 ..............................................................................................................................................148 Tableau IV–4 : Description de technologies de communication en téléphonie mobile. ........154 Tableau IV–5 : Hypothèse sur les potentiels agresseurs et victimes de la plateforme...........156 Tableau IV–6 : Description des entrées et sorties du PA .......................................................159 Tableau IV–7 : coordonnées et longueur des inductances rayonnantes de l’amplificateur de puissance.................................................................................................................................162 Tableau IV–8 : Description des éléments du modèle de la PA_SkateProbe. .........................165 Tableau IV–9 : description des éléments parasites calculés du modèle du transceiver. ........179 Tableau IV–10 : description des éléments du modèle du transceiver. ...................................180 Tableau IV–11 : description des éléments parasites optimisés du modèle du transceiver. ....181 Tableau IV–12 : description des éléments parasites optimisés du modèle du transceiver. ....183 Tableau IV–13 : Evaluation du couplage entre la PA_SkateProbe et les éléments du boîtier du transceiver...............................................................................................................................184

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Introduction générale

Dès les années quatre vingt dix, le domaine des systèmes cellulaires et sans fil a connu une croissance phénoménale, au point de devenir le premier marché, en terme de volume de l’industrie des semi-conducteurs. Il semble donc évident qu’au fur et à mesure de l’évolution des protocoles de communications et des terminaux (téléphones, assistants personnels, ordinateurs portables…), les systèmes électroniques ont du être conçus selon une architecture unique. Cette architecture technologique s'est rapidement orientée vers un système configurable de chacun de ses blocs pour adapter son comportement aux spécifications des normes visées. Actuellement, les concepteurs se dirigent vers la recherche de solutions pour des architectures multistandards, c’est-à-dire des architectures fonctionnelles au moins pour deux standards à la fois. Ceci permet de réduire le coût et d’augmenter la flexibilité et l’utilité de ces terminaux [KLUG06], [VIDO05]. La Figure IV–1 décrit l’évolution des téléphones portables de 1985 à 2007. En vingt ans, un terminal mobile est passé d’un simple téléphone à un ordinateur de poche combiné à un téléphone, un appareil photo ou encore une caméra. Inversement, ces terminaux sont de plus en plus petits.

Figure IV–1 : Description de l’évolution des terminaux mobiles.

D’un autre coté, l’évolution des performances des cartes numériques rapides et mixtes pose des problèmes de rupture technologique : en 10 ans la fréquence d’horloge des cartes a été multipliée par dix, la densité des points connectés par cinq. S’ajoutent, pour des raisons de performance et d’intégration, une tendance à la mixité des fonctions analogiques et

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numériques, une évolution des composants dont les tensions d’alimentation diminuent et les courants de commutations augmentent… Ces évolutions technologiques amplifient la sensibilité des cartes aux perturbations électromagnétiques et rendent inévitables les problèmes d’intégrité du signal.

Les problèmes liés aux interférences radio sont apparus durant les années 30 avec le début des communications radio. Les premiers problèmes de Compatibilité Electromagnétique (CEM) sont donc apparus. Le comité international spécial des perturbations radioélectriques (CISPR) a été crée en 1933 afin de développer des techniques de mesure des interférences. Aujourd’hui, les systèmes électroniques sont soumis à d’importantes perturbations électromagnétiques. La grande quantité de ces perturbations est le résultat de différents facteurs. Parmi ces facteurs, on peut citer la grande densité d’intégration dans les systèmes électroniques avec de plus en plus de composants sur un même circuit : System In Package (SIP) ou System On Chip(SOC). L’augmentation des performances des circuits, avec des fréquences de travail de plus en plus élevées et des tensions d’alimentation de plus en plus basses, est également un autre contributeur.

La sensibilité aux perturbations électromagnétiques des circuits électroniques étant de plus en plus grande, des normes visant à limiter les émissions électromagnétiques des appareils ont été imposées aux Etats-Unis en 1979. La CEM se place donc dans ce cadre, elle vise à réduire l’émission et augmenter l’immunité de tout produit. De plus, de hauts niveaux de fiabilité sont requis afin de répondre à des profils de missions de plus en plus sévères combinés à des temps de production de plus en plus faibles. La CEM doit donc aussi prendre sa place au moment de la conception des circuits afin d’améliorer leur fiabilité, réduire les coûts et augmenter leur durée de vie.

L’enjeu du marché est à la réduction des coûts et des cycles de développement, avec l’assurance d’une qualité totale par rapport aux exigences des cahiers des charges. Les industriels ne peuvent plus se permettre d’éventuelles reprises de conception. Il faut en plus éviter des surprotections ou des surdimensionnements des équipements. La prise compte des problèmes liés aux interférences entre les systèmes devient donc nécessaire et ce, à tous les niveaux de la conception des cartes numériques rapides et mixtes.

Les travaux de recherche engagés dans cette thèse visent à simplifier l’identification et la caractérisation des interférences électromagnétiques entre systèmes électroniques. Ce manuscrit se décline en quatre chapitres.

Dans le premier chapitre, nous rappelons quelques définitions relatives à la CEM, aux sources de perturbations et aux couplages. Nous exposons ensuite un état de l'art des principaux standards de modélisation des circuits électroniques existants ainsi que les différentes méthodes de caractérisation de l’émission et de la susceptibilité des composants.

Dans le deuxième chapitre, nous décrivons le banc de mesure utilisé pour des caractérisations en champ proche d’émission et d’immunité de composant. Ensuite nous proposons une nouvelle architecture de sonde d’immunité champ proche. Enfin, nous présentons une technique permettant de calibrer les sondes champ proche pour l’immunité.

Le troisième chapitre est consacré à la méthodologie de l’émulation de l’émission rayonnée en champ proche d’un circuit intégré. Cette technique consiste en la fabrication d’une sonde dont l’émission rayonnée en champ proche est identique à celle du circuit intégré émulé.

Enfin le quatrième chapitre présente une application de l’émulation de l’émission d’un circuit intégré. La méthode est appliquée dans un premier temps sur un transistor en commutation. Elle est ensuite mise en œuvre sur un amplificateur de puissance RF pour une étude des problèmes d’interférences à l’intérieur d’une plateforme téléphonique.

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Chapitre I : La compatibilité électromagnétique et le champ proche

LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE

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Dans ce chapitre, on situe le cadre de notre étude dans le domaine de la Compatibilité électromagnétique (CEM). La première partie présente une introduction à la CEM. Dans la deuxième partie, nous nous intéressons à l’origine des émissions parasites et à leur impact sur les circuits intégrés. Dans la troisième partie, nous développons l’émission, l’immunité et le couplage électromagnétique en champ proche. Dans la dernière partie, nous décrivons les méthodes de modélisation de l’émission et de l’immunité des circuits intégrés.

I.1. Introduction à la CEM

Dans un premier temps, nous allons positionner le cadre de ces travaux. Nous présentons d’abord le contexte et la problématique liés à notre étude. Ensuite, nous discutons de l’approche de la compatibilité électromagnétique dans les systèmes embarqués.

I.1.1. Contexte et problématique Une perturbation électromagnétique peut être définie comme un phénomène

électromagnétique susceptible de créer des troubles de fonctionnement d'un dispositif, d'un appareil, ou d'un système électrique ou électronique. En outre, elle peut également affecter défavorablement la matière vivante ou inerte. L’exemple le plus courant est le four micro-onde, où la perturbation est volontaire. Une perturbation électromagnétique peut être provoquée par un bruit, un signal non désiré ou une modification du milieu de propagation lui-même.

La plupart des équipements électriques et électroniques génèrent des champs électromagnétiques perceptibles dans leur environnement. L'ensemble de ces champs crée une véritable pollution qui perturbe parfois le fonctionnement d'autres équipements. Ainsi, par exemple, il n’est pas autorisé d'utiliser un téléphone portable dans un avion car il émet un champ électromagnétique de forte puissance. Ce champ peut être une source de perturbation pour les systèmes radioélectriques d'aide au pilotage.

La compatibilité électromagnétique, désigne :

• les techniques permettant d'obtenir la compatibilité électronique d'un appareil ou d'une installation avec son environnement (règles de conception et de fabrication) ;

• les techniques permettant de vérifier cette compatibilité (simulation numérique, essais normalisés ou non).

I.1.1.1. Émission et susceptibilité

La compatibilité doit être assurée dans sa globalité. Nous devons donc définir deux types de phénomènes :

• Les émissions parasites ou perturbations désignent les signaux (volontaires ou non) dont la propagation est de nature à nuire au bon fonctionnement d’un appareil ou à la santé des êtres vivants situés au voisinage. Ces émissions parasites sont directement liées à l'activité des éléments électriques et/ou électroniques.

• La susceptibilité désigne un comportement d'un appareil ou d’un être vivant, en réponse à une contrainte externe, jugée incompatible avec une utilisation normale. Cette contrainte peut être volontaire ou non, naturelle ou artificielle. Lorsque la susceptibilité d’un circuit intégré est faible, cela signifie que son immunité est forte.


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I.1.1.2. Le schéma CEM « source/chemin de couplage/victime »

Le schéma « source/chemin de couplage/victime » est le schéma couramment utilisé en compatibilité électromagnétique. Il exprime le fait qu’une perturbation est considérée si elle est nuisible pour une victime et s’il existe un chemin de couplage par lequel cette perturbation peut passer de la source à la victime.

Qu'il s'agisse d'émission parasite ou de susceptibilité, ce schéma (Figure I–1) n’est applicable que s'il y a simultanément :

• une « source » de perturbation, à l’origine du signal parasite ;

• une « victime » de la perturbation, vulnérable à ce signal parasite ;

• et un chemin de couplage entre la source et la victime de la perturbation.

Chemin de couplage Source Victime

Figure I–1 : Illustration du schéma source/chemin de couplage/victime.

Si un de ces trois éléments est manquant, on considère qu’il n’existe aucun problème de compatibilité électromagnétique. La configuration du schéma « source, chemin de couplage et victime » dépend de l'échelle à laquelle on le regarde.

Pour assurer une bonne compatibilité entre les équipements, différents niveaux [ZAK01] et différentes marges ont été définis :

• niveau d'émission : C'est le niveau maximal de perturbation que doit émettre un matériel.

• Le niveau d’immunité : Il s'agit du niveau à partir duquel il y a dysfonctionnement d'un matériel ou d'un système.

• Le niveau de compatibilité : C'est le niveau maximal de perturbation auquel on peut s'attendre dans un environnement donné.

Niveau d’immunité

Niveau de compatibilité

Niveau d’émission

Marge d’immunité

Marge d’émission

Figure I–2 : Définition des marges d’émission et d’immunité en CEM.

La Figure I–2 illustre la définition des marges de sécurité en compatibilité électromagnétique. Le niveau d’émission de la source doit être inférieur au niveau de compatibilité. L’écart entre le niveau d’émission et le niveau de compatibilité défini la marge d’émission. Pour assurer une bonne compatibilité, le niveau d’immunité de la victime doit être supérieur au niveau de compatibilité. La différence entre le niveau d’immunité et le niveau de compatibilité donne la marge d’immunité.


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I.1.1.3. La source de perturbation

Une source de perturbation est l’élément à l’origine de n’importe quelle forme de signal non désiré. Un système perturbateur contient un élément à l’origine de cette perturbation. Cet élément peut lui aussi être considéré comme contenant un ou plusieurs élément(s) encore plus petit(s) à l’origine de cette perturbation. Ainsi, une source peut être décomposée en une autre source et un couplage : par exemple, l'émission d'un microcontrôleur est le résultat de la commutation de cellules logiques. Les métallisations de la puce ainsi que les pistes du boîtier ou du circuit imprimé servent d'antenne pour transformer les transitoires de courant dans chaque cellule individuelle en un champ électromagnétique.

I.1.1.4. La victime de la perturbation

Une victime peut aussi être décomposée en sous éléments. Cependant, son critère de susceptibilité varie également selon qu'on observe le circuit intégré ou le système global. Par exemple, pour un même récepteur téléphonique, on pourra se focaliser sur :

• la qualité du signal analogique, c’est un critère qui n’implique que l’antenne et les composants analogiques qui lui sont associés.

• la qualité du signal reçu par l’ensemble du système, cette condition est liée à l’antenne et aux autres composants de la chaîne de réception.

• la récupération de l’information transmise, cette condition peut être liée à l’ensemble de la réception. Mais elle peut aussi concerner uniquement la conversion analogique numérique ou encore le traitement numérique de l’information.

Afin de caractériser le comportement d'un appareil indépendamment des autres, les couplages sont nécessairement décomposés en deux sous couplage : source/environnement et environnement/victime, c'est pour cela que les normes font appel à différents type d'environnements : résidentiel et commercial léger ou industriel dans la plupart des cas.

I.1.2. Approche de la CEM dans les systèmes embarqués Un système embarqué peut être défini comme un système électronique et/ou informatique

autonome. Ses ressources disponibles sont généralement limitées. Cette limitation est souvent liée à sa taille limitée. Les systèmes embarqués font très souvent appel à l'informatique, et notamment aux systèmes temps réel.

Un système embarqué exécute des tâches prédéfinies et doit répondre à un cahier des charges contraignant. Ces tâches peuvent être d'ordre :

• de coût. Le prix de revient doit être le plus faible possible surtout s'il est produit en grande série.

• d'espace compté, ayant un espace mémoire limité de l'ordre de quelques Go maximum. Il convient de concevoir des systèmes embarqués qui répondent au besoin le plus juste pour éviter un surcoût.

• de puissance de calcul. Il convient d'avoir la puissance de calcul juste nécessaire pour répondre aux besoins et aux contraintes temporelles de la tâche prédéfinie. Ceci a pour objectif d'éviter un surcoût de l'appareil et de réduire sa consommation d'énergie.

• de consommation énergétique la plus faible possible, due à l'utilisation de batteries et/ou de panneaux solaires voire de pile à combustible pour certains prototypes.


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• temporel, c'est-à-dire que les temps d'exécution et l'échéance temporelle d’une tâche sont déterminés à l'avance (les délais sont connus ou bornés a priori). Cette dernière contrainte fait que généralement de tels systèmes ont des propriétés temps réel.

• de sécurité et de sûreté de fonctionnement. Car s'il arrive que certains de ces systèmes embarqués subissent une défaillance, ils peuvent mettre des vies humaines en danger, ou bien encore mettre en périls des investissements importants. Ils sont alors dits « critiques » et ne doivent jamais faillir. Par « jamais faillir », il faut comprendre toujours donner des résultats justes, pertinents et ce dans les délais attendus par les utilisateurs (machines et/ou humains) desdits résultats.

Automobile

Téléphone portable Avion

Figure I–3 : Exemple de systèmes embarqués.

Les systèmes embarqués sont la plupart du temps dans des machines qui doivent fonctionner en continu pendant de nombreuses années, sans erreurs et, dans certains cas, réparer eux même les erreurs quand elles arrivent. Les contraintes augmentent en fonction de l’importance des tâches à accomplir. En effet, les contraintes pour un avion ne sont pas les mêmes que pour un téléphone portable. Dans un avion, la sécurité des passagers ne doit jamais être menacée, elle a une priorité maximale. C'est pourquoi les équipements embarqués dans un train, un avion ou encore une automobile sont développés et testés avec plus d'attention que ceux d’un ordinateur ou d’un téléphone portable par exemple. C’est ainsi qu’entre en jeu la notion de fiabilité. La fiabilité doit être assurée aussi bien au niveau logiciel que matériel. Au niveau matériel, un des aspects qui doit être bien maîtrisé est le problème de compatibilité entre tous les éléments constituant le système et entre chacun des éléments du système et le milieu environnant.

Du point de vu de la CEM, un bon système embarqué ne doit pas déranger ces voisins et doit être capable de supporter du bruit de leur part, ou plus généralement de l'environnement. Un système embarqué est la plupart du temps mobile. De ce fait, il peut subir des agressions de plusieurs natures. Contrairement à un système fixe, on ne peut pas privilégier un type d’agression plus qu’un autre. Les bruits électromagnétiques et radioélectriques sont le résultat de tous les courants électriques induisant une multitude de champs et signaux parasites.

Nous nous intéressons en particulier aux problèmes de compatibilité électromagnétique des circuits intégrés. On s’intéresse à leur émission, à leur immunité et au couplage qui peut exister entre deux circuits intégrés. Dans un système embarqué, l’émission d’un circuit intégré ne doit pas être une source de perturbation ou de pollution pour un autre circuit intégré. Réciproquement, tout circuit intégré d’un système embarqué doit être capable de fonctionner correctement quelque soit l’émission des autres circuits. En somme, notre étude se rapporte à la compatibilité électromagnétique à l’intérieur d’un système embarqué. Il ne s’intéresse pas aux problèmes de compatibilité entre deux systèmes différents.


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I.2. Origines et conséquences des perturbations électromagnétiques

Les sources de perturbations combinées aux victimes de ces perturbations sont essentielles en compatibilité électromagnétique. En effet, une perturbation électromagnétique (EM) est générée en un endroit. Ensuite elle emprunte un chemin pour arriver à la victime. Enfin, la victime réagit ou non à cette perturbation. C’est la raison pour laquelle ont s’intéresse à l’origine des perturbations EM et leur effet sur les CIs. Cette partie se divise en deux sous parties. Dans un premier temps, elle présente les principales sources de perturbations. Dans un second temps, elle décrit l’effet de ces perturbations sur les circuits intégrés.

I.2.1. Les principales sources de perturbations électromagnétiques Plusieurs perturbations sont d’origine naturelle (foudre, activité solaire, etc.). Cependant, la

majorité des perturbations est liée à l'activité humaine et résulte du fonctionnement des équipements construits [DUFF88]. Il existe plusieurs types de perturbations électromagnétiques, elles peuvent être permanentes ou transitoires. Une perturbation permanente existe tant que la source est en fonctionnement tandis qu’une perturbation transitoire est brève et peut présenter un caractère aléatoire. Dans cette partie, nous décrivons les principales sources de perturbations électromagnétiques.

I.2.1.1. Les décharges électrostatiques

La décharge électrostatique (DES) est un soudain et momentané passage de courant électrique entre deux objets possédant des potentiels électriques différents. Le terme est souvent utilisé en électronique et dans les autres industries lorsqu'on veut décrire des courants fugaces non-désirés pouvant endommager l'équipement électronique.

Il s'agit d'une source parasite naturelle, probablement la plus répandue. Si l'objet sur lequel il y a la décharge est fragile, les conséquences peuvent être irréversibles.

L’une des causes des DES est l’électricité statique. L’électricité statique est générée par la mise en contact de deux matériaux. Par exemple, marcher sur une moquette ou peigner des cheveux secs avec un peigne en plastique. La Figure I–4 montre le schéma équivalent du corps humain lors d’une décharge électrostatique.

1 kΩ

200 pF

10 kV

Figure I–4 : Schéma équivalent typique du corps humain pour une DES.

Le corps humain se modélise essentiellement par trois paramètres : sa capacité par rapport au plan de masse, sa tension de charge avant la DES et sa résistance. Pour une décharge électrostatique typique, ces paramètres sont estimés à : 200 pF, 10 kV et 1 kΩ [CHAR05]. La Figure I–5 donne l’allure du courant typique d’une décharge électrostatique.


9

Temps

Courant (A)

10

5

1 ns 200 ns

Figure I–5 : Allure typique du courant d’une DES [IEC6108a].

Son temps de montée est de l’ordre de 1 ns et atteint un pic de 10 A. La conséquence d’une telle décharge peut avoir d’énormes conséquences sur un équipement électronique qui y est soumis. Une DES peut conduire à la destruction d’un composant comme par exemple des entrées sorties d’un circuit intégré insuffisamment protégé.

I.2.1.2. Les communications hertziennes

Nous sommes entourés de nombreux émetteurs radioélectriques. Leur puissance moyenne d’émission est comprise entre quelques milliwatts et plusieurs mégawatts. Le champ électrique qu’elle engendre peut excéder 1 V/m localement.

Les communications hertziennes sont une source importante de parasites électromagnétiques. La plupart des systèmes communicants sans fil émettent et reçoivent des informations par voie hertzienne. Les bandes de fréquence mises en jeu sont aussi variées que les applications qui en font usage aujourd’hui. Exemple radar, téléphonie mobile, satellite, WiFi, WiMax, … Tous ces réseaux travaillent dans des bandes de fréquences très variées, allant de quelques centaines de mégahertz à plusieurs dizaines de gigahertz. La Figure I–6 montre quelques équipements de réseau de communications hertziennes.

antenne satellite

antennes wifi

antennes GSM

téléphone mobile

antenne radar

Figure I–6 : Exemple d’équipement de communication hertzienne.

Même si la plupart de ces réseaux sont volontaires et contrôlés, ils sont potentiellement des sources de perturbation.

I.2.1.3. Les composants électroniques

Les composants électroniques sont également des sources de perturbations électromagnétiques. Bien que leur niveau d’émission ne soit pas comparable à celui des sources précédemment énumérées, leur proximité avec d’autres composants en fait des


10

sources de parasites non négligeables. De plus, leur activité interne est toujours plus grande et les fréquences mises en jeu sont toujours plus hautes. Parmi les circuits intégrés, on peut citer en particulier les circuits numériques. Le type et les niveaux d’émission des circuits intégrés dépendent de leur activité interne et de la fonction qu’ils réalisent. Le niveau d’émission d’un circuit est étroitement lié aux pentes de tension dU/dt et aux pentes de courant dI/dt.

I.2.1.4. Autres sources de perturbations électromagnétiques

Il existe d’autres sources de perturbations électromagnétiques. Parmi elles, nous pouvons citer les charges inductives, la foudre ou encore l’impulsion électromagnétique d'origine nucléaire.

I.2.1.4.1 Les charges inductives

Les charges inductives sont nombreuses : relais, contacteurs, bobines, électrovannes, moteurs, transformateur, etc. Lorsqu’une telle charge est alimentée, de l’énergie magnétique est stockée dans la bobine. A l’ouverture du circuit, une surtension apparaît aux bornes de la bobine. Cela entraîne un rayonnement important du champ qui peut se coupler à d’autre équipement se trouvant au voisinage.

I.2.1.4.2 La foudre

La foudre est un phénomène naturel de décharge électrostatique disruptive. Elle se produit lorsque de l'électricité statique s'accumule entre des nuages et la terre. C’est une perturbation transitoire [DEGA90]. La différence de potentiel électrique entre les deux points peut aller jusqu'à 100 millions de volts et produit un plasma lors de la décharge, causant une expansion explosive de l'air par dégagement de chaleur. Elle est assimilable à un générateur de courant parfait pouvant atteindre plusieurs centaines de kilo ampères. Son temps de montée est de l’ordre 1 µs. Les fréquences résultantes sont inférieures au mégahertz.

I.2.1.4.3 L’impulsion électromagnétique d'origine nucléaire (IEMN)

L'impulsion électromagnétique d’origine nucléaire (IEMN) est l'un des effets des explosions nucléaires. C’est une impulsion de très forte amplitude et de courte durée. Son temps de montée est de quelques nanosecondes et elle peut atteindre une amplitude maximale de 50 kV/m pendant une durée inférieure à une microseconde. Elle contient des fréquences allant de 100 kHz à 10 MHz. Avec les niveaux de champ qu’elles produisent, les IEMN sont capables de brouiller des signaux ou endommager des systèmes électroniques et informatiques.

Dans la suite du chapitre, nous nous intéressons en particulier à l’émission des circuits intégrés.

I.2.2. Conséquences d’une perturbation sur un circuit intégré L’effet d’une perturbation EM sur un circuit intégré dépend de sa nature et de sont

amplitude. Des perturbations telles que la foudre ou l’IEMN conduisent le plus souvent à la destruction des équipements. D’autres perturbations peuvent simplement modifiées le comportement du composant. Ce document se rapporte plus à ce type de perturbation. Dans tous les cas, une perturbation emprunte chemin de couplage pour atteindre un composant. D’un mode de couplage à un autre, les effets d’une même perturbation sur un composant sont identiques. Dans cette partie, on décrit d’abord les différents modes de couplage et de propagation d’une perturbation, puis l’effet de cette dernière sur un circuit intégré.


11

I.2.2.1. Les différents modes de couplage

On appelle couplage le processus par lequel l'énergie du perturbateur atteint la victime. Chaque fois que l'on parle de courant, de tension ou de champ, on n'oubliera pas qu'il s'agit de grandeurs électriques variables dans le temps. Le schéma de la Figure I–7 illustre les modes de couplage couramment rencontrés : le couplage rayonné et le couplage conduit.

Appareil 1

Source de la perturbation

Couplage conduit

Couplage rayonné

Victime de la perturbation

Appareil 2

Figure I–7 : Illustration des modes de couplage entre deux appareils.

Une perturbation issue d’un appareil 1, considéré comme source de perturbation arrive à un appareil 2, considéré comme la victime de la perturbation en utilisant un mode conduit ou un mode rayonné. La résolution des équations de Maxwell [BERT84] est nécessaire afin de caractériser le couplage par rayonnement. Nous décrivons dans la suite les principaux modes de couplage d’une perturbation électromagnétique.

I.2.2.1.1 Les modes de couplage conduit

• le couplage par impédance commune

C’est un couplage de type conduit. Dans un couplage par impédance commune, le dispositif perturbateur possède une impédance commune avec la victime. Aux bornes de cette impédance commune se trouve une tension générée par le courant passant dans le perturbateur. La victime subie cette tension parasite car elle est aussi connectée à cette impédance. Exemple : deux appareils sont branchés sur le réseau 230V : le perturbateur qui génère des tensions parasites sur la tension du réseau ; une victime qui utilise la même tension du réseau récupère aussi les tensions parasites.

Dispositif

victime Dispositif

perturbateur Impédance commune

Figure I–8 : Principe du couplage par impédance commune.

La Figure I–9 illustre le principe du couplage par impédance commune entre deux dispositifs électriques, l’une étant la source de perturbation et l’autre la victime.

• le couplage capacitif

C’est un couplage de type conduit. Dans le cas d’un couplage capacitif, il existe sur le perturbateur une tension susceptible de produire des perturbations. Il existe aussi une capacité


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entre ce conducteur source et un autre, qui est la victime. Par cette capacité, de l'énergie électrique perturbatrice atteint la victime. On rencontre ce type de couplage dans le phénomène de diaphonie capacitive. Un conducteur appartenant au circuit perturbateur se trouve dans le même câble qu'un conducteur appartenant au circuit victime. Ces deux conducteurs étant proches, il existe une capacité entre eux, responsable du couplage. Le couplage est d'autant plus élevé que l'impédance du circuit victime est grande, du fait du pont diviseur de tension constitué de la capacité et de l'impédance de la victime.

Capacité de couplage

Conducteur source

Conducteur victime

Courant parasite

Figure I–9 : Principe du couplage capacitif.

La Figure I–9 illustre le principe du couplage capacitif entre deux conducteurs électriques. Une capacité de couplage parasite existe entre les deux conducteurs. La perturbation générée par l’un est transmise à l’autre par cette capacité.

• Le couplage inductif

C’est un couplage de type conduit. Dans le cas du couplage inductif, il existe dans le circuit perturbateur un courant susceptible de produire des perturbations. À proximité de ce circuit se trouve un circuit victime. Le courant du conducteur du circuit perturbateur produit autour de lui un champ magnétique. Ce champ magnétique induit un courant parasite dans le circuit victime. On rencontre ce type de couplage dans le phénomène de diaphonie inductive. Le conducteur du circuit perturbateur se trouve dans le même câble que le conducteur du circuit victime, et induit dans ce dernier une tension parasite [BAZZ04]. Plus l'impédance du circuit victime est faible, plus cette tension induit une énergie perturbatrice importante.

Mutuelle inductance

Circuit source

Circuit victime surface de boucle : A

I

Iind

Figure I–10 : Principe du couplage inductif.

La Figure I–10 illustre le principe du couplage inductif entre deux circuits électriques. La perturbation passe de l’un à l’autre par une mutuelle inductance.


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I.2.2.1.2 Les modes de couplage rayonné

• Le couplage par champ électrique

C’est un couplage de type rayonné en champ proche. Le couplage par champ électrique est aussi appelé couplage champ à fil. C'est un champ électrique incident qui va produire une perturbation sur une victime. Remarquons qu’il est de même nature que le couplage capacitif, puisque la capacité de couplage amène des lignes de champ sur la victime. La différence ici, c'est que le perturbateur est plus éloigné. Au lieu d'identifier le perturbateur lui-même, on identifie le champ électrique qui en est issu. Par exemple, le champ électrique impulsionnel issu d'une bougie d'allumage de moteur atteint l'antenne d'un récepteur autoradio.

• Le couplage par champ magnétique

C’est un couplage de type rayonné en champ proche. Il est aussi appelé couplage champ à boucle. Le champ magnétique issu du perturbateur traverse le circuit victime et induit dans celui-ci une tension parasite. Remarquons là aussi que ce couplage est de même nature que le couplage inductif. Au lieu d'identifier le perturbateur lui-même, on identifie le champ magnétique qu'il a généré comme étant la perturbation. On rencontre ce type de couplage lors d'un coup de foudre à proximité de la victime. La tension induite dans la boucle est donc importante du fait de la variation importante de l'intensité du courant, mais aussi de la rapidité de la montée de ce courant.

• Le couplage par champ électromagnétique

C’est un couplage de type rayonné en champ lointain. Souvent, un perturbateur émet à la fois du champ électrique et du champ magnétique. C'est l'ensemble de ces deux champs qui atteint la victime. Cependant, même si un perturbateur n'émet au départ qu'un champ électrique, les équations de Maxwell montrent qu'à une certaine distance de cette source, un champ magnétique apparaîtra aussi, pour former une onde plane électromagnétique. Il en est de même si le perturbateur n'émet au départ qu'un champ magnétique. A hautes fréquences, c’est le mode de couplage le lus courant.

Couplage champ à boucle Couplage champ à fil

Figure I–11 : Principe du couplage par champ électromagnétique.

La Figure I–11 illustre le principe du couplage par champ électromagnétique, dans un cas sur une boucle et dans l’autre sur un fil.

I.2.2.2. Mode de propagation de la perturbation

Lorsqu’une perturbation atteint un équipement, elle peut se propager suivant trois modes : le mode différentiel, le mode commun ou le mode antenne. Cette partie définit ces différents modes de propagation d’une perturbation électromagnétique.


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I.2.2.2.1 Mode différentiel

Considérons deux conducteurs reliés à un équipement électrique ou électronique. On dit qu'une tension est appliquée en mode symétrique (ou différentiel) à cet équipement si une tension est présente entre ces deux conducteurs. Par exemple, la tension d'alimentation du secteur est appliquée en mode différentiel. Ou bien encore la tension présente sur une paire de fils téléphoniques. Si on considère le câble constitué par l'ensemble des deux conducteurs, la somme algébrique des courants dans ce câble est nulle, puisqu'il y a un courant « aller » dans le premier conducteur, et un courant « retour » de même intensité, mais opposé, dans le second conducteur. Pour éviter les problèmes de CEM, il suffit que les deux conducteurs soient suffisamment proches, cela évite de créer une boucle de surface trop grande.

IMD

IMD Conducteur aller

Conducteur retour

UMD Equipement

Figure I–12 : Transmission d’un signal en mode différentiel (MD).

I.2.2.2.2 Mode commun

La propagation d'une perturbation en mode commun est considérée comme le principal problème de la CEM.

Considérons un câble constitué de plusieurs conducteurs, connecté à un équipement électrique ou électronique. Un champ électromagnétique extérieur induit un courant parasite dans l'ensemble des conducteurs de ce câble. Les courants induits sont en phase dans tous les conducteurs du câble. Il n'y a aucun conducteur de retour de ce courant dans le câble. Etant donné qu’un courant parcourt un circuit fermé. Le chemin de retour de ce courant risque d’être extérieur au câble, à savoir :

• d'autres câbles de l'appareil, s'ils en existent.

• un conducteur de « terre », s'il en existe.

• la capacité entre l'appareil et la « terre ».

Ce courant est dit « de mode commun ». Dans les systèmes complexes, on trouve souvent un plan de masse commun aux différents appareils. On peut dans ce cas réduire les perturbations de mode commun en maintenant les câbles d'entrée le plus près possible du plan de masse du système, afin de réduire la surface de la boucle de mode commun.

Equipement

IMC

IMC Conducteur aller

Conducteur retour

UMC IMC

Figure I–13 : Transmission d’un signal en mode commun (MC).


15

I.2.2.2.3 Mode antenne

Le mode de propagation antenne [WILL99] est principalement rencontré dans les systèmes de transport : par exemple un avion traversant un champ radar. Dans ce mode, tous les courants circulent dans le même sens, aussi bien les courants allers que retours. Ce mode ne génère pas de problèmes particuliers, excepté si ces courants sont transformés en courant de mode différentiel ou en courant de mode commun par des variations d’impédance de différents chemins de courant.

I.2.2.3. Effet de la perturbation

Dans le but d’étudier l’immunité des circuits intégrés vis-à-vis d’une perturbation électromagnétique, il est d’abord nécessaire de bien comprendre l’impact des perturbations sur les différents types de composants. Dans cette partie, nous nous intéressons aux conséquences des perturbations électromagnétiques sur un circuit intégré en fonctionnement. Les réactions des circuits numériques et analogiques diffèrent légèrement [SICA02]. D’abord nous nous intéressons aux circuits intégrés numériques et ensuite aux circuits analogiques.

I.2.2.3.1 Circuits numériques

Trois principales conséquences sont répertoriées sur l’impact d’une perturbation électromagnétique sur un circuit intégré numérique :

• Le problème de marge d’immunité en tension des entrées. Lorsque la tension d’alimentation diminue, ce qui correspond à la tendance actuelle, les seuils de commutation aussi diminuent et par conséquent les marges de bruit en entrée sont plus faibles voire nulles. Par conséquent, la perception d'une perturbation peut se traduire par une inversion du niveau de référence.

Durée de l’impulsion (ns)

Tension crête d’une impulsion (V)

0.3 1 3 10 30 0

0.5

1

1.5

2

2.5

Seuil typique

Basculement garanti

Non-basculement garanti 0.35

0.7

1.2

Figure I–14 : Exemple de marge dynamique d’une entrée logique CMOS rapide.

• Le problème d’immunité des sorties en courant. Du fait de sa faible impédance, la sortie d’un composant élémentaire peut être perturbée par l’injection d’un courant parasite d’une amplitude de l’ordre de dix milliampères. Cela peut se traduire par un changement d’état de cette sortie.


16

RS I

Signal perturbateur

Figure I–15 : Principe de perturbation d’une sortie numérique.

• Le Phénomène de latchup. Le phénomène décrit par A. Charoy [CHAR92] est bien connu. Il s’agit d’un type particulier de court-circuit pouvant se produire dans une puce. Il est dû à la mise en conduction involontaire d’une succession de jonction PNPN formant un thyristor parasite entre l’alimentation et la masse. C’est le déclenchement de ce thyristor qui court-circuite l’alimentation et la masse.

VDD

P

P' N

N'

VDD

Figure I–16 : Schéma du thyristor parasite à l'origine du latchup .

En fonction de sa puissance, une perturbation électromagnétique peut tout simplement entraîner la destruction d’un composant.

I.2.2.3.2 Circuit analogique

Dans un circuit intégré analogique, les conséquences d’une perturbation électromagnétiques ne sont pas les même lorsque cette perturbation est dans ou en dehors de la bande de fonctionnement de ce circuit. Une perturbation injectée dans la bande de fonctionnement d'un circuit est susceptible de créer un dysfonctionnement, même si sa puissance est faible. La perturbation se superpose au signal utile (Figure I–17). Cela se traduit par la création de tensions d’offset. Dans l’exemple d’un capteur de température, S. Baffreau montre que le traitement du système est erroné à cause des données en entrée [BAFF02]. On peut également mentionner la fluctuation du courant d’alimentation des composants [OHAR01]. Les convertisseurs numérique/analogique (analogique/numérique) par exemple y sont très sensibles. De même que certains amplificateurs opérationnels [BAUD98] [FIOR00].


17

Circuit analogique

Signal utile

Signal parasite

Signal de sortie

Figure I–17 : Superposition de deux signaux.

Lorsqu’une perturbation est en-dehors de la bande de fonctionnement du circuit intégré, il faut une puissance nettement plus élevée pour arriver à induire la même perturbation que si elle était dans la bande du circuit. Lorsque le signal de perturbation a une fréquence très grande devant la fréquence maximale du signal utile, il se produit un phénomène dit de détection d’enveloppe (Figure I–17).

Circuit analogique

Signal parasite modulé en amplitude

Signal de sortie

Figure I–18 : Détection de l’enveloppe d’un signal.

I.3. Techniques de caractérisation de l’émission et de l’im munité des composants

Dans cette partie, nous détaillons les techniques utilisées pour caractériser l’émission et l’immunité des circuits intégrés. Dans un premier temps, nous décrivons les méthodes conduites et rayonnées pour la caractérisation de l’émission. Ensuite, nous développons les méthodes conduites et rayonnées pour la caractérisation de l’immunité.

I.3.1. Techniques de caractérisation de l’émission des circuits intégrés

Il existe différentes techniques d’évaluation de l’émission d’un circuit intégré. Elles se divisent en deux groupes : les méthodes conduites et les méthodes rayonnées. La norme IEC 61967-1 [IEC6102a] décrit les conditions communes à toutes les méthodes conduites et rayonnées d'évaluation de l’émission d’un composant. Celles-ci incluent les états de mesure, l'équipement d'essai, l'installation d'essai générale et les méthodes de mesures. Une grande partie de cette norme couvre la description des bancs d'essais du circuit intégré. Lors du montage des manipulations, des cartes de test spécifiques sont exigées dans le but d’harmoniser les résultats de mesures entre différents utilisateurs.


18

I.3.1.1. Méthodes de mesure conduite

Parmi les méthodes de mesure d'émission conduite, nous pouvons citer la méthode 1 Ω-150 Ω, la méthode de la cage de Faraday et la méthode de la sonde magnétique. Chacune de ces méthodes est décrite dans cette partie.

I.3.1.1.1 Méthode 1 Ω-150 Ω

La norme IEC 61967-4 [IEC6106] définit une méthode pour caractériser les émissions électromagnétiques conduites dans un circuit intégré en mesurant le courant dans le fil de masse (par mesure de tension aux bornes d’une résistance 1 Ω). Cette méthode permet aussi de mesurer la tension sur les entrées/sorties du composant au moyen d'une résistance de 150 Ω. Elle est applicable de 1 MHz à 1 GHz. Elle permet la mesure de faibles émissions et son coût est modéré. En revanche, elle nécessite l’utilisation de composants passifs et présente un couplage capacitif important.

I.3.1.1.2 Méthode de la cage de Faraday (WBFC)

Cette méthode de mesure des émissions électromagnétiques conduites est définie par l’IEC sous la référence 61967-5 [IEC6103]. Elle permet de mesurer l’émission conduite en mode commun du câble connecté au CST qui doit être placé à l'intérieur du WBFC (WorkBench Faraday Cage). Les signaux de puissance injectés dans le CST sont filtrés et reliés aux bobines du mode commun. Le bruit conduit est mesuré aux endroits indiqués des composants décrits par la norme. Cette méthode est valable de 150 kHz à 1 GHz. Elle présente une bonne isolation du circuit sous test mais peut provoquer des résonances. De plus, le résultat obtenu avec cette méthode dépend du design du PCB.

I.3.1.1.3 Méthode de la sonde magnétique

Cette méthode permet de calculer les émissions conduites d'une broche du composant en utilisant une sonde de champ magnétique [IEC6108b]. Le dispositif de mesure est constitué d’une sonde de 20 mm de diamètre, comportant un écran électrostatique pour s’affranchir du champ électrique. Il balaye la surface du circuit afin de détecter les zones d’émission. Cette méthode, moins précise que les autres, a surtout pour but de localiser les parties les plus émissives du circuit afin d’aider les concepteurs. Cette technique permet de mesurer des signaux dont les fréquences sont comprises entre 1 MHz et 1 GHz. Du fait de son apparence, elle est souvent confondue avec celle de la cartographie champ proche qui est normalisée comme une méthode rayonnée.

La figure ci-dessous décrit les méthodes de mesure de l’émission conduite des circuits intégrés que nous avons citées plus haut.

1Ω/150Ω (IEC 61967-4) WBFC (IEC 61967-5)

Sonde de champ magnétique (IEC 61967-6)

Figure I–19 : Description des techniques conduites utilisées pour la caractérisation de l’émission des composants.


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I.3.1.2. Méthodes de mesure rayonnée

Parmi les méthodes de mesure d'émission rayonnée, nous pouvons citer la chambre à brassage de mode, la méthode de la cellule TEM, de la cellule GTEM, la IC-stripline et la méthode champ proche. Dans cette partie, nous décrivons les méthodes de mesure rayonnées.

I.3.1.2.1 Chambre à brassage de mode

La chambre est une cavité surdimensionnée par rapport à la longueur d'onde. La perturbation des modes propres de cette cavité conduit à un champ statistiquement homogène et isotrope dans l’enceinte de la chambre. Cette méthode de caractérisation est valide pour des fréquences supérieures à 100 MHz. Elle permet de faire des mesures en un minimum de temps. En chambre à brassage de modes, une puissance injectée modeste suffit à produire un champ important. Elle permet également de réaliser des mesures reproductibles.

I.3.1.2.2 Méthodes des cellules TEM et GTEM

La norme IEC 61967-2 [IEC6105a] indique comment mesurer les émissions rayonnées en utilisant une cellule TEM (Transverse ElectroMagnetic). Les mesures en cellule TEM reposent sur le principe d’une ligne de transmission constituée de deux plans de masse intercalés par un conducteur central appelé septum qui collecte le rayonnement du composant sous test. Au sein de cette cellule règne un champ électromagnétique uniforme. Sa propagation s’effectue selon un mode TEM, tant que la demi-longueur d’onde reste supérieure aux dimensions transversales de la cellule [RAMD04]. La carte comportant le composant sous test est de dimension 101 x 101 mm. A l’aide d’une cellule TEM, on peut caractériser des signaux dont la fréquence va de 1 MHz à 1 GHz.

La méthode de la cellule GTEM est une extension de la méthode de la cellule TEM pour une utilisation à plus hautes fréquences (jusqu'à 18GHz). La cellule est plus optimisée.

I.3.1.2.3 IC-Stripline

La méthode dite de la IC-Stripline est proposée par Korber [KORB07]. Elle permet d'effectuer la mesure d’émission des composants en mode rayonné. Cette méthode est une évolution d’une ligne micro ruban, issue de la directive 95/54/EC du secteur automobile appliquée aux circuits intégrés. La mise en œuvre de cette méthode est illustrée par la Figure I–20. La IC-Stripline est directement implémentée au-dessus du composant à tester. Ce dernier est monté sur une carte au format de la cellule TEM (101 x 101 mm). Cette technique permet de caractériser les signaux allant de 150 kHz à 3 GHz. Elle permet des injections avec des puissances injectées raisonnables et présente un encombrement très réduit.

I.3.1.2.4 Méthode de champ proche

La méthode de mesure champ proche [IEC6105b] permet de réaliser une mesure de l'émission électromagnétique rayonnée d'un circuit intégré en balayant sa surface. Elle est repose sur l’utilisation de sonde de champ proche. Afin de mesurer toutes les composantes du champ rayonné, il faut employer une grande variété de sondes, notamment des sondes de champ électrique et des sondes de champ magnétique. Le déplacement de la sonde est assuré par un bras motorisé comportant trois axes de translations x, y et z ainsi que deux rotations selon x et y afin de tracer avec précision et souplesse la cartographie complète du champ rayonné par le dispositif sous test. Cette méthode de mesure permet d’étudier l’activité interne d’un circuit intégré.

Des versions plus simples du banc de mesure de l’émission champ proche existent. Certaines comportent uniquement deux axes de translations.


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La figure ci-dessous décrit les méthodes de mesure rayonnées de l’émission des circuits intégrés que nous avons citées plus haut.

Chambre à brassage de mode

(IEC 61967-7) TEM cell (IEC 61967-2)

GTEM cell (IEC 61967-2) IC-Stripline (IEC 61967-8) Champ proche (IEC 61967-3)

Figure I–20 : Description des techniques utilisées pour la caractérisation de l’émission rayonnée des composants.

Pour mieux comparer les techniques de mesure de l'émission parasite des circuits intégrés, un tableau récapitulatif a été dressé (Tableau I–1)

Méthode Nature Fréquence Référence Avantage Inconvénient

1 Ω/150 Ω Conduit 1 MHz – 1 GHz

IEC 61967-4 - mesure de faibles

émissions - Coût modéré

- Utilisation de composants passifs - couplage capacitif

Cage de Faraday Conduit 150 kHz – 1

GHz IEC 61967-5 - Isolation du circuit sous tes

- Résonances possibles - Dépendance du design

du PCB

sonde magnétique Conduit 150 kHz – 1

GHz IEC 61967-6

- Localisation des sources de perturbation

- Faible couplage

Chambre à brassage de modes

Rayonné >100 MHz IEC 61967-7 New proposal

- Rapidité - Reproductibilité

- Champs importants pour des

puissances injectées modestes

- Fréq. > 100 MHz - Signaux pulsés non

utilisables - Peu représentatif des

champs ouverts

TEM Rayonné 1 MHz – 1 GHz

IEC 61967-2

- Coût faible - Espace réduit

- Puissance injectée modérée

- Faible couplage champ puce du fait du domaine

de fréquence

GTEM Rayonné 1 MHz – 18 GHz

-



- Faible couplage champ puce du fait de

l'éloignement et du non parallélisme entre la puce

et le septum

IC-Stripline Rayonné 150 kHz – 3 GHz

IEC 61967-8 New proposal


- Encombrement réduit

- Format de carte spécifique

Cartographie champ proche Rayonné 150 kHz – 1

GHz

IEC 61967-3 Spécifications

techniques

- Localisation des sources de perturbation

- Faible couplage

Tableau I–1. Caractéristiques des principales méthodes de mesure de l’émission des composants.


21

I.3.2. Méthode de mesure de l’immunité des circuits intégrés Comme pour la mesure de l’émission des circuits intégrés, les techniques de mesure de

susceptibilité des composants se rangent en deux grandes catégories : les méthodes conduites et les méthodes rayonnées. Les méthodes conduites présentent l’avantage de nécessiter peu de puissance injectée par rapport aux méthodes rayonnées pour induire la même perturbation. Cependant, elles sont limitées en fréquence. De plus, dans le cas des méthodes conduites, la perturbation est généralement injectée localement sur une broche du circuit. Les méthodes rayonnées permettent d’injecter la perturbation soit sur l’ensemble du circuit intégré, soit sur une zone bien déterminée. Elles permettent des mesures à des fréquences plus élevées. Dans les deux cas, la connaissance du chemin de propagation de la perturbation injectée reste difficile à maîtriser.

Pour évaluer l'immunité des circuits intégrés aux agressions électromagnétiques rayonnées et conduites, il existe également différentes normes IEC référencées sous le numéro 62132 [IEC6206a]. Dans la suite de cette partie, on décrit les différentes méthodes de mesure utilisées pour caractériser l’immunité des circuits intégrés.

I.3.2.1. Méthodes de mesure conduites

Différentes méthodes de caractérisation de l’immunité des circuits intégrés existent. Parmi celles-ci, nous pouvons citer la méthode Direct Power Injection (DPI), la méthode Bulk Current Injection (BCI) et la méthode de la cage de Faraday. Cette partie présente ces différentes méthodes.

I.3.2.1.1 Injection directe de puissance (DPI)

La norme IEC 62132-4 [IEC6206b] définit une méthode d’évaluation de l'immunité des circuits intégrés au champ électromagnétique. C’est une méthode conduite. En utilisant cette méthode, on injecte directement le signal de perturbation en utilisant un couplage capacitif. Le signal d’injection est de type sinusoïdal, sa fréquence varie de 150 kHz à 1 GHz. La fréquence du signal d’injection peut être étendue à 10 GHz. C’est une méthode simple et peu coûteuse.

I.3.2.1.2 Boucle d’injection de courant (BCI)

La norme IEC 62132-3 [IEC6207] décrit la méthode de mesure BCI. Cette méthode est utilisée pour évaluer l'immunité des composants aux champs électromagnétiques au moyen d'un couplage inductif. Pour réaliser cette mesure, une sonde de courant est insérée autour d'un câble, lui-même connecté aux broches du boîtier du composant sous test. Le signal perturbateur est injecté par la sonde et induit un courant parasite dans le câble puis le CST. Le signal agresseur est généralement un signal sinusoïdal dont la fréquence varie ente 10 KHz et 1 GHz.

I.3.2.1.3 La cage de Faraday (WBFC)

La norme IEC 62132-5 [IEC6205] est la méthode de mesure d’immunité des circuits intégrés utilisant la cage de Faraday. La WBFC (ou Workbench Faraday Cage) définit une méthode d’évaluation de l'immunité d'un composant aux perturbations électromagnétiques de mode commun. Cette méthode est proposée pour la bande de fréquence 150 KHz-1 GHz. Le dispositif sous test est placé à l’intérieur de la cage de Faraday. Le signal perturbateur est injecté vers le CST via une impédance de 150 Ω.

La figure ci-dessous illustre les méthodes de mesure d’immunité conduites des circuits intégrés que nous avons citées plus haut.


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DPI (IEC 62132-4) BCI (IEC 62132-3) WBFC (IEC 62132-5)

Figure I–21 : Description des techniques conduites utilisées pour la caractérisation de l’immunité des composants.

I.3.2.2. Méthodes de mesure rayonnées

Parmi les méthodes de caractérisation de l’immunité des circuits intégrés, nous pouvons citer les cellules TEM et GTEM, le Local Injection Horn Antenna (LIHA), la chambre à brassage de modes, la IC-Stripline et la cartographie champ proche. Ces méthodes sont décrites ci-dessous.

I.3.2.2.1 Cellule TEM et GTEM

La norme IEC 62132-2 [IEC6201] définit une manière de mesurer l'immunité rayonnée d'un circuit intégré. Pour tester un C.I en utilisant cette méthode, il faut monter le dispositif sous test sur le support dédié de la cellule, au-dessus ou au-dessous selon les différentes cellules TEM ou GTEM. Une source de signal est branchée sur une entrée de la cellule, l’autre entrée est chargée sur 50 Ω. La fréquence du signal de perturbation va de 1 MHz à 1 GHz. Ensuite, il s’agit de tester le composant dans au moins deux orientations pour assurer l'exposition complète au champ électrique produit.

La méthode de la cellule GTEM est une extension de la cellule TEM pour des signaux dont la fréquence va jusqu’à 18 GHz.

I.3.2.2.2 LIHA

La méthode de mesure LIHA [LAMO05] permet de générer une perturbation électromagnétique de très forte amplitude sur l’ensemble du composant sous test. Le composant sous test doit être implanté sur une carte spécifique permettant de connecter l'enveloppe extérieure du LIHA à la masse de la carte. C’est une méthode de caractérisation de l’immunité des circuits intégrés en cours de normalisation. Cette méthode est utilisable de 1 MHz à 10 GHz. Elle nécessite une puissance injectée modérée pour induire une perturbation. Par contre, elle oblige à connecter la cloche au plan de masse, entraînant une conception de carte spécifique.

I.3.2.2.3 Chambre à brassage de mode

La chambre à brassage de mode est une cavité surdimensionnée par rapport à la longueur d'onde. La perturbation des modes propres de cette cavité conduit à un champ statistiquement homogène et isotrope dans cette enceinte. C’est une méthode de caractérisation de l’immunité des circuits intégrés qui nécessite d'isoler le composant sous test d'une façon similaire à celle de la cellule TEM. Elle est valide lorsque la fréquence est supérieure à 100 MHz. Elle permet de faire des mesures reproductibles en peu de temps. Elle nécessite une puissance modeste pour une perturbation. Cependant, elle est peu représentative des champs ouverts.


23

I.3.2.2.4 IC-stripline

La IC-Stripline permet d'effectuer la mesure de susceptibilité des composants en mode rayonné. La IC-Stripline est directement implémentée au-dessus du composant à tester. La proximité entre la ligne et le composant permet d’injecter, plus facilement qu’avec une cellule TEM, la puissance dans le dispositif sous test. Sa fréquence d’utilisation va de 150 kHz à 3 GHz. La puissance du signal nécessaire pour induire une perturbation est modérée. Mais elle impose un format de carte spécifique.

I.3.2.2.5 Cartographie champ proche

La méthode en cours de normalisation sous la référence IEC 62132-9 [BOYE07] décrit la technique de caractérisation de l’immunité des circuits intégrés par cartographie champ proche. L’utilisation des sondes de champ proche permet de générer une perturbation électromagnétique en un point du composant sous test. Le déplacement de la sonde permet d’agresser localement l’ensemble du composant.

La figure ci-dessous présente les méthodes de mesure rayonnées d’immunité des circuits intégrés que nous avons citées plus haut.

Chambre à brassage de mode

(IEC 62132-7) GTEM cell (IEC 62132-2)

IC-Stripline (IEC 62132-8) LIHA (IEC 62132-6) Champ proche (IEC 62132-9)

Figure I–22 : Description des techniques rayonnées utilisées pour la caractérisation de l’immunité des composants.

Le tableau ci-dessous résume les caractéristiques des méthodes de mesure de susceptibilité des composants, de même que leurs avantages et inconvénients.


24

Méthode Nature Fréquence Référence Avantage Inconvénient

DPI Conduit 150 kHz – 1 GHz

IEC 62132-4 - Puissance d’injection

faible - Coût modéré

- Impédance variable en fonction de la capacité de

couplage

BCI Conduit 1 MHz – 1 MHz

IEC 62132-3 - Injection sur plusieurs broches

- Nécessite une cage de Faraday

- Limitation en fréquence - Forte puissance d’injection

nécessaire - Faible couplage du aux pertes

magnétiques Cage de Faraday - WBFC

Conduit 1 MHz – 1 GHz

IEC 62132-5 - Puissance d’injection

faible - Coût modéré

- Dépendance du design du PCB

TEM Rayonné 1 MHz – 1 GHz

IEC 62132-2



- Faible couplage champ puce du fait du domaine de

fréquence

GTEM Rayonné 1 MHz – 18 GHz

-



- Faible couplage champ puce du fait de l'éloignement et du

non parallélisme entre la puce et le septum

LIHA Rayonné en champ

proche

1 MHz – 10 GHz

IEC 62132-6 new proposal


- Nécessité de connecter la cloche au plan de masse

(design de carte spécifique)

Chambre à brassage de modes

Rayonné >100 MHz IEC 62132-7 new proposal

- Rapidité - Reproductibilité

- Champs importants pour des puissances injectées modestes

- Fréq. > 100 MHz - Signaux pulsés non utilisables - Peu représentatif des champs

ouverts

IC-stripline Rayonné 150 kHz – 3 GHz



- Encombrement réduit

- Format de carte spécifique

Sonde champ proche

Rayonné en champ

proche

150 kHz – 1 GHz


- Injection de la perturbation localisée

- Forte puissance d’injection nécessaire

Tableau I–2. Caractéristiques des principales méthodes de mesure de susceptibilité des composants.

I.4. Modélisation de l’émission et de l’immunité des circuits in tégrés

Dans cette partie, on s’intéresse à la modélisation du comportement CEM des circuits intégrés. Dans un premier temps on décrit l’intérêt d’un modèle CEM. Ensuite on présente les différents standards de modélisation des circuits intégrés.

I.4.1. Intérêt d’un modèle CEM Les contraintes CEM sont prises en comptes de plus en plus tôt dans les phases de

conception des circuits. En effet, dans les années 90, la validation CEM d’un circuit intégré ne se faisait qu’après fabrication, et uniquement par la mesure. Le non respect des critères CEM était la 3e cause de redesign. Afin de réduire le coût et le temps de conception, la prédiction du niveau de bruit généré par les CIs doit être intégrée dès les phases de conception. C’est ainsi que le développement de modèles de prédiction est devenu incontournable. Actuellement, les fabricants disposent d’outils et de flots de simulation permettant de prédire l’amplitude des commutations simultanées à partir d’informations sur le placement des blocs de la puce et des netlists au niveau transistor. Ces informations servent à estimer les appels de courant et les parasites introduits par les interconnexions [CHEN98] [CUI05] [AJAM03]. Il est ainsi possible de vérifier lors des phases de conception si les circuits respectent les marges


25

de bruit requises. La Figure I–23 compare un flot de conception sans prise en compte des aspects CEM lors des phases de design et un flot qui les prend en compte.

Validation CEM

CONCEPTION

Spécifications

Conception architec turale

FABRICATION

Version 1

Mesures CEM conformes?

NON OUI

+ 6 months + €€€€€€€€

Layout & placement routage

Version n Version n

Flot de simulation obsolète

Modèles

Règles de conception

CONCEPTION

Conception architecturale

Layout et placement routage

FABRICATION

Conforme à la CEM

Simulation CEM conforme?

OUI

NON

Spécifications


Outils Formations

Flot de simulation visé

Modèles


Figure I–23 : Stratégie de prise en compte de la CEM dans le flot de conception d’un CI [BEND06]

Cependant, l’émission électromagnétique ne concerne pas seulement les circuits intégrés, mais aussi le système complet qui peut englober plusieurs circuits. Certains domaines comme l’automobile et l’aéronautique sont soumis à des contraintes très strictes du point de vue CEM. Pour prendre en compte l’émission des circuits intégrés dans l’émission globale d’un système et tester l’effet de techniques de réduction du bruit, les équipementiers exigent des fondeurs des modèles d’émission conduit et rayonné de leurs composants. Pour cela, les fondeurs doivent effectuer un choix et fournir au client un modèle qui :

• respecte la confidentialité, interdisant l’emploi de modèles au niveau transistor, de schématiques complètes des circuits ;

• est rapide à simuler, ce qui oblige à réduire la complexité des modèles ;

• compatible avec les outils standards tels que SPICE et VHDL-AMS [PERD04].

Pour répondre à ce problème, une approche intéressante consiste à utiliser des modèles simplifiés qu’on appelle macro-modèles d’émission. Les paramètres de ce type de modèles sont obtenus lors des phases de simulation et peuvent être réajustés avec des mesures. La Figure I–24 illustre l’idée générale des macro-modèles.

Rp Lp

Cp

In Out

Macro -modèle fourni au client

Schéma complet de la fonction

Vue de la puce

Figure I–24 : Description du principe d’un macro-modèle.


26

Ils consistent à remplacer les netlists au niveau transistor décrivant les circuits par quelques éléments simples et le plus souvent passifs. Ces simplifications requièrent néanmoins certaines approximations.

Nous allons à présent décrire les standards de modélisation utilisés pour effectuer ce type de modélisation des composants aussi bien pour l’émission que pour l’immunité.

I.4.2. Standard de modélisation en CEM des composants La modélisation complète de la puce permet de réaliser avec tous les détails le modèle de

la puce. C’est le modèle le plus précis que l’on peut produire. Cependant, sa construction demande beaucoup de temps, et du fait de sa complexité, il est long à simuler. De plus, il contient toutes les informations de design de la puce. Ce modèle n’est donc pas un bon candidat pour la confidentialité. Pour y remédier, plusieurs standards ont été développés. Dans cette partie, nous allons détailler les avantages et les inconvénients de chacun d’eux.

I.4.2.1. Modèle IBIS

Le modèle IBIS (Input/output Buffer Information Specification) [IBIS01] a été à l’origine développé par INTEL dans les années 90. Il s’agit d’un modèle comportemental qui tient compte de l’effet des buffers d’entrée sortie (E/S) des circuits et des boîtiers sur l’allure du signal sans passer par un modèle de transistor [TEHR96]. La modélisation IBIS permet de donner une vision simplifiée mais suffisamment précise d’une E/S pour réaliser des simulations rapides d’intégrité de signal sans avoir à divulguer d'information sur la structure interne de l’E/S. La Figure I–25 décrit la structure du modèle IBIS d’une sortie.

Pullup

Pulldown

C_comp

R_pack L_pack

C_pack

Power Clamp

Ground Clamp

Schéma IBIS d’une sortie

Boîtier

Puce

Figure I–25 : Structure générale d’un modèle IBIS

L’E/S est représentée par deux transistors appelés Pullup et Pulldown, un étage de protection ESD composé de deux diodes appelées Power clamp (IPC) et Ground clamp (IGC), suivi par un modèle RLC représentant le boîtier. La description du modèle est contenue dans un fichier standard et formaté contenant les informations suivantes, obtenues par mesure ou simulation :

• Des informations générales sur le circuit.

• Le modèle électrique du boîtier.

• La liste des pins ou pin-out, ainsi que les modèles des composants rattachés à chaque pin.


27

• Les modèles des différents composants, décrits à l’aide de tables (par exemple, les caractéristiques I(V) des diodes de protection).

• Les tables décrivant les formes de tension liées aux transitions logiques (par exemple pour décrire la montée d’un signal de sortie).

Cependant, la modélisation IBIS ne permet de prendre en compte le bruit véhiculé sur les rails d’alimentation dû au bruit de commutation simultanée, puisqu’il n’intègre pas de modèles de rails d’alimentation. Par conséquent, le modèle IBIS est destiné uniquement aux simulations d’intégrité de signal. De plus, pour des simulations très hautes fréquences, il est nécessaire de disposer de modèles plus complexes que ceux fournis par IBIS. Néanmoins, IBIS reste un standard ouvert, qui intègre des données supplémentaires à chaque nouvelle version. On peut citer par exemple le fait que des appels à des sous-modèles ont été ajoutés au format IBIS, permettant d’attacher au fichier des modèles de circuits extérieurs.

I.4.2.2. Modèle LEECS

Le modèle LEECS (Linear Equivalent Circuit and Current-Source) est un macro-modèle destiné à la simulation de l’émission conduite et à la susceptibilité des circuits digitaux et des circuits imprimés (PCB). Comme son nom l’indique, ce modèle consiste en un circuit linéaire équivalent de type RLC ou Z(f) représentant l’impédance interne du circuit, et une source de courant équivalente, qui représente l’activité interne du circuit. Deux types de modèles LEECS ont été développés : le modèle LEECS-core [TAKA99] modélisant le bruit induit par l’activité du cœur digital d’un circuit, et le modèle LEECS-IO [OSAK03] modélisant le bruit généré par les entrées sorties. Ces modèles sont décrits uniquement dans le domaine fréquentiel. Même s’il n’est pas possible de réaliser de simulations temporelles, il est néanmoins possible de tester l’effet de capacité de découplage sur le spectre d’émission. La Figure I–26 décrit les structures du modèle LEECS.

Z_int

C_load

Schéma LEECS-core

CI + Boîtier

I_int

Z_out Z_p

Z_n

Z_int

Schéma LEECS-IO

Figure I–26 : Modèles LEECS-core et LEECS-IO

I.4.2.3. Modèle IMIC

Le modèle IMIC [JEIT01] (I/O Interface Model for Integrated Circuits) est défini par la JEITA (Japan Electronics and information Technologie industries associations) et publié en mars 2001. Il est censé remédier à certains inconvénients du modèle IBIS (Figure I–27). Les deux principaux compléments à ce dernier sont :

• La présence de réseaux RL dans les rails d’alimentation en série avec les transistors de sortie.


28

• La possibilité de définir des modèles de formes d’onde pour les commandes des transistors de sortie. Néanmoins, ces modèles sont uniquement exprimés sous forme PWL (Piece-Wise Linear) indépendamment de l’activité.

Boîtier

Signal Pin

Buffer

Buffer

Ground Pin

Signal Pin

Input Signal

Input Signal

CI

Figure I–27 : Modèle IMIC selon le site officiel du JEITA

Le principal avantage du modèle IMIC est la prise en compte de l’influence mutuelle des entrées/sorties et des rails d’alimentation. Cependant, l’influence directe de l’activité interne du circuit intégré sur les rails d’alimentation n’est toujours pas prise en compte. En effet, il n’offre aucun moyen de spécifier de générateurs de courant internes Cependant, bien souvent l'activité interne qui se trouve être la principale source de perturbations conduites sur une carte, en particulier au niveau de l'étendue spectrale.

I.4.2.4. Modèle ICEM

Le modèle ICEM (Integrated Circuit Emission Model) [ICEM06] est pour la première fois proposé par Chen Xi en 2000 [CHEN00]. Ce modèle est dédié à la simulation de l’émission conduite et rayonnée due à l’activité interne des circuits. Il peut également servir à l’analyse d’auto-susceptibilité ou d’immunité interne [CHEN00] [CALV03]. L’un des avantages du modèle ICEM est de représenter électriquement la façon dont se propage le bruit à travers ou en dehors du circuit. Il permet ainsi de simuler son comportement CEM global.

Pour établir le modèle, différentes données sont nécessaires. Elles peuvent être extraites directement du layout du circuit par le fondeur, obtenues par l'intermédiaire de mesures ou simulations, ou bien fournies par des fichiers de type IBIS. La Figure I–28 présente la structure d’un modèle ICEM.


29

Figure I–28 : Description d’un modèle ICEM donné par ICEM-CE

• External Terminal (ET) : cet élément permet de connecter les blocs du modèles avec l’environnement externe du C.I

• Internal Terminal (IT) : cet élément permet de connecter les autres blocs du modèle ICEM (PDN, IBC et IA) entre eux.

• Passive Distribution Network (PDN) : ce bloc décrit une structure d'impédance à travers un ou plusieurs plot.

• Internal Activity (IA) : ce bloc décrit l'activité du C.I en utilisant une source de courant ou de tension. Cette description peut être exprimée dans le domaine temporel ou fréquentiel.

• Inter-Block coupling (IBC) : ce bloc décrit le couplage entre deux alimentations.

A la base de l’architecture du modèle ICEM, on trouve le bloc ICEM. Chaque bloc ICEM représente l’activité d’un bloc du circuit. Chaque bloc ICEM est interconnecté à d’autres blocs par l’intermédiaire de chemin de couplage ou Inter Bloc Coupling (IBC), ou bien vers l’extérieur du circuit. Chaque bloc ICEM est composé de :

• L’activité interne ou internal activity (IA) : ce composant décrit l’activité interne du circuit en termes de courant. La norme ICEM n’impose pas de façon pour modéliser l’activité interne. On peut aussi bien la représenter par une source triangulaire que par une source du type PWL.

• Le réseau de distribution passif ou Passive Distribution Network (PDN) : ce composant représente l’impédance vue entre 2 terminaux, par exemple entre l’alimentation Vdd et la masse Vss. De même, son format est laissé libre par la norme ICEM. Il peut s’agir d’éléments passifs localisés, de boîtes « noires » contenant des paramètres S, ou d’éléments distribués comme des lignes de transmission. La façon de modéliser le PDN dépend de la fréquence limite de validité du modèle.


30

La Figure I–29 décrit le modèle électrique d’un bloc ICEM d’un circuit intégré. Ce modèle prend en compte l’influence de l’activité interne, les lignes d’alimentation internes et l’effet du boîtier. Ce modèle est valide jusqu’à quelques centaines de MHz. Pour le rendre valable à plus hautes fréquences, il est possible d’augmenter le nombre d’éléments localisés.

Rpck_Vdd RVdd LVdd Lpck_Vdd

RVss LVss Rpck_Vss Lpck_Vss

Cd Cb Ib

Vdd externe

Vss externe

Boîtier Réseau interne Source de bruit

M

Figure I–29 : Structure « classique » d’un bloc ICEM [BOYE07c]

Le Tableau I–3 décrit chaque élément composant ce modèle.

Composant Description

Ib Source de courant représentant la source de l’émission parasite. Sa forme peut se simplifier en une série de pulses triangulaires.

Cb Capacité de couplage locale du bloc. Elle représente la capacité équivalente du bloc.

LVdd, LVss Inductances séries des rails d’alimentation internes.

RVdd, RVss Résistances séries des rails d’alimentation internes.

Cd Capacité de découplage de la puce entre les rails Vdd et Vss.

Lpck_Vdd , Lpck_Vss Inductances séries ajoutées par le boîtier.

Rpck_Vdd , Rpck_Vss Résistances séries ajoutées par le boîtier.

M Inductance mutuelle entre les broches du boîtier.

Tableau I–3 : Description des composants d’un bloc ICEM

Pour établir le modèle ICEM, différentes données sont nécessaires. Elles peuvent être extraites directement du layout du circuit par le fondeur, ou obtenues par mesures ou simulations, ou encore extraites des fichiers type IBIS. La Figure I–30 décrit le flot permettant d’établir le modèle ICEM d’un circuit intégré. La conception du modèle ICEM peut se diviser en quatre parties :

• Le modèle de boîtier : un modèle électrique des broches du boîtier peut être déduit directement du fichier IBIS ou extrait de mesures (analyseur de réseau, réflectométrie) ou de simulation électromagnétique.

• Le modèle des E/S : en émission, on ne s’intéresse qu’aux E/S configurées en sortie. Le modèle ICEM réutilise le formalisme d’IBIS dans lequel une sortie est représentée par deux transistors équivalents de pull up et de pull down. Le dimensionnement et le modèle de ces deux transistors peuvent être déduits des caractéristiques I(V) données par IBIS ou obtenues en mesure.


31

• Le modèle du réseau d’alimentation : l’extraction d’un modèle précis du réseau d’alimentation interne du circuit peut se faire en simulation à condition de disposer d’informations concernant le routage du circuit. Il peut aussi être extrait par mesure de paramètres S entre les différentes broches d'alimentation du boîtier.

• Le modèle du cœur : il s’agit d’extraire la source de courant équivalente représentant l’activité interne et la capacité associée Cb. Ces paramètres peuvent être extraits d’une simulation du courant de cœur, mais il est nécessaire de disposer du layout ou de la netlist du circuit. Cependant, en mesurant le courant d’alimentation en externe du circuit, il est possible de construire un modèle de cœur.

Layout Taille buffer Extraction RLC Extraction Cd

Simulation i(t) Extraction Cb

Mesure Simulation

Extraction modèle IE/S max

Paramètres S RLC interne

Mesure Iext(t) i(t)

IBIS RLC boîtier Caractéristique IE/S(V)

Datasheet IE/S max Charge

Placements Connexions

Boîtier E/S Alimentation Cœur

Buffer équivalent Impédances

Impédances, Cd i(t), Cb

Sous -modèles

Informations nécessaires

Niveau de confidentialité

+

-

Modèle ICEM

Figure I–30 : Flot de conception d’un modèle ICEM [BENDN06]

La structure d’ICEM permet à la fois de faire de l’analyse de l’émission conduite et rayonnée. La structure du PDN permet la simulation de l’impédance du réseau d’alimentation interne et de faire apparaître les différentes résonances qui vont affecter le bruit conduit. Par contre, la prédiction de l’émission rayonnée nécessite de simuler le comportement électrique du circuit et le rayonnement électromagnétique du circuit associé à son activité. Pour la simulation de l’émission rayonnée, ICEM propose deux méthodologies différentes, sur lesquelles nous reviendrons dans le chapitre II consacré à la modélisation du rayonnement en champ proche des circuits intégrés.

I.4.2.5. Modèle ICIM

Comme le modèle LEECS, le modèle ICEM peut être étendu à l’analyse de la susceptibilité. De par son formalisme, ICEM autorise de réaliser des analyses d’auto-compatibilité, dans le cas où un bloc d’un circuit vient en agresser un autre [LEVA07]. Plusieurs propositions ont été imaginées pour développer un modèle basé sur ICEM et permettant de simuler la susceptibilité d’un circuit. Le nom donné à ce modèle est ICIM (Integrated Circuit Immunity Model). Dans [BAFF03], il est proposé de reprendre un modèle


32

ICEM, de supprimer la source de courant, devenue inutile pour la simulation d’immunité, et de la remplacer par une résistance de charge du cœur. Le critère de défaillance retenu est une variation de la tension aux bornes de la résistance de cœur. Cependant, les comparaisons mesure/simulation restent encore peu satisfaisantes pour valider cette approche. Une question que l’on est en droit de se poser au sujet de cette approche est comment elle va pouvoir modéliser le comportement du circuit stressé, par exemple l’apparition de surconsommations de courant ou l’apparition de jitter sur un signal d’horloge. Néanmoins, elle a l’avantage de réduire la complexité du modèle et de le ramener à quelques blocs essentiels.

Méthode Simulation Avantages Inconvénients

Puce complète Bruit du cœur, SSN Très précis, allocation

des capacités de découplage

Très complexe, Temps de simulation, Données

confidentielles

LEECS Emission et susceptibilité conduites

Simple, données non confidentielles

Limitation au domaine fréquentiel

IMIC Emission conduite et rayonnée


Limité à 1 GHz, pas très précis

ICEM Emission conduite et rayonnée


Limité à 1 GHz, Précision

ICIM Immunité conduite et rayonnée


Précision

IBIS Intégrité du signal

Complexité moyenne, Données non

confidentielles, modèle précis des E/S et du

boîtier

Limité à 1 GHz, ne tient pas compte des

alimentations des E/S

Tableau I–4 : Récapitulatif des standards de modélisation CEM.

Le tableau ci-dessus résume l’utilisation, les avantages et les inconvénients de chaque méthode de modélisation utilisée en CEM.

I.5. Emission, immunité et couplage en champ proche des composants

Cette partie s’intéresse à l’émission, à l’immunité et au couplage électromagnétique des circuits intégrés (CI) en champ proche. Elle se divise en quatre sous parties. Dans un premier temps nous introduisons la notion de champ proche. Nous présentons ensuite l’émission et l’immunité des CIs en champ proche. Puis nous discutons du couplage en champ proche entre les circuits intégrés. Enfin, nous décrivons la technique de mesure que nous utilisons pour caractériser l’émission et l’immunité des composants en champ proche.

I.5.1. Notion de champ proche Lors de l’étude du rayonnement d’une source électromagnétique, la notion de champ

rayonné est introduite. Lorsqu’on s’intéresse au rayonnement du champ électromagnétique, on distingue deux zones de champ : La zone de champ proche [BOLO01] et la zone de champ lointain (Figure I–31).


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Zone de champ proche réactif

Zone de champ proche rayonnant

Zone de champ lointain

λ

3

1 62,0D

R =

λ

2

2 2D

R =R1

R2

Source de rayonnement

Figure I–31 : Description des zones de champ autour d’une source de rayonnement.

Quelle que soit l’approche, CEM, antenne ou bien encore optique, les phénomènes physiques mis en jeu sont communs. Nous ne détaillons ici que l’approche CEM car c’est elle qui est liée à notre étude.

En partant des différentes composantes du champ électromagnétique d’un dipôle et d’une boucle élémentaires [BALA97], nous nous apercevons que ces zones se caractérisent par l’impédance d’onde [CAPP01]. Le dipôle élémentaire est constitué d’un fil de longueur l et d’épaisseur nulle. La boucle élémentaire est de rayon a. Ces deux éléments ont des dimensions très petites devant la longueur d’onde λ. Ils sont parcourus par un courant uniforme I0 et sont placés dans le vide.

I.5.1.1.1 La zone de champ lointain

La région appelée zone de champ lointain est caractérisée par une distance r>>λ/2π où kr>>1. Où r est la distance en mètre entre la source et le point d’observation et k = 2π/λ est le nombre d’ondes en espace libre.

L’impédance d’onde s’exprime alors :

η==H

EZ Équation 1

Où :

|E| est l’amplitude du champ électrique en V/m ;

|H| est l’amplitude du champ magnétique en A/m.

η impédance du vide. 0

0

εµη = = 120π, soit 377 Ω.

La zone de champ lointain est introduite afin de simplifier la formulation des équations d’ondes. L’impédance d’onde y est égale à l’impédance caractéristique du vide. En champ lointain, l’onde formée par le couple champ électrique et champ magnétique est plane et transverse [WEST91]. Leurs amplitudes sont proportionnelles à |Z| et décroissent en 1/r. De plus, les champs E et H y sont orthogonaux.

I.5.1.1.2 La zone de champ proche

La zone de champ proche est caractérisée par une distance r << λ/2π où kr << 1.


34

Dans ce cas, l’impédance d’onde dépend de la source de rayonnement et s’obtient avec les équations 2 et 3 respectivement pour le dipôle électrique et magnétique [MORI07].

krH

EZ E

η== Équation 2

krH

EZ H η== Équation 3

Dans cette zone de champ proche, l’impédance caractéristique varie en 1/kr pour le dipôle électrique et en kr pour la boucle magnétique élémentaire. Pour la valeur de r=λ/2π, les impédances tendent vers l’impédance du vide η. Cette distance de λ/2π est communément utilisée en compatibilité électromagnétique pour définir la frontière entre la zone de champ proche et la zone de champ lointain.

La zone de champ proche entoure la source de rayonnement. Elle est caractérisée par le fait que le champ électrique et le champ magnétique sont indépendants l’un de l’autre. Nous représentons sur la Figure I–32 les modules des impédances caractéristiques du dipôle électrique élémentaire ZE, de la boucle magnétique élémentaire ZH et du vide η. Les asymptotes en kr et 1/kr des courbes d’impédance sont aussi représentées.

λ/2π

1/kr

kr

η

ZE

ZH

Zone de champ proche Zone de champ lointain

1 0.01 0.1 10 100 100

101

102

103

104

105

kr

Impé

danc

e (Ω

)

Zone de transition

Zone réactive

Zone de champ lointain

Figure I–32 : Impédances des dipôles électrique et magnétique élémentaires en fonction de kr.

Nous constatons que pour une valeur de kr proche de 1, c'est-à-dire r proche de λ/2π, il existe une zone de transition où les différents termes des champs électrique et magnétique ont le même ordre de grandeur. Ainsi, le modèle comportant une zone de champ proche et une zone de champ lointain avec une frontière située à λ/2π peut être affiné par un modèle comportant trois régions :

• la zone réactive où r<<λ/2π ;

• la zone de transition où r est proche de λ/2π ;

• la zone de champ lointain où r>>λ/2π.


35

I.5.2. Emission et immunité en champ proche des circuits intégrés On considère qu’on est en champ proche lorsque la distance qui sépare le circuit intégré du

point d’observation est très petite devant la longueur d’onde du signal considéré. Dans cette partie, nous décrivons l’émission des circuits intégrés, puis leur immunité.

I.5.2.1. Emission en champ proche des circuits intégrés

Tout circuit électronique en fonctionnement consomme du courant et présente des différences de potentielle en différents points qui le composent. D’une part, les variations de ces courants et différences de potentiel peuvent modifier l’état des alimentations et ainsi se manifester sur d’autres circuits intégrés utilisant les mêmes alimentations, c’est l’émission conduite. D’autre part, ces variations peuvent engendrer des champs électromagnétiques au voisinage de ce circuit intégré, c’est l’émission rayonnée. Cette émission est donc liée à l’activité interne du composant. Par conséquent, mesurer et quantifier cette émission permet de remonter à leur activité interne et dans certaines conditions de prédire son rayonnement en champ lointain [DARA03]. Ce genre de mesure met en évidence plusieurs faits :

• D’abord, en corrélant la mesure au circuit mesuré, on peut identifier les éléments électriques responsables des plus fortes émissions.

• Ensuite, l’émission de champ magnétique est principalement liée au passage d’un courant. Ainsi, la mesure du champ magnétique apporte une information sur la circulation des courants parasites.

• Enfin, le champ électrique permet de détecter les zones où de fortes variations de potentiel apparaissent. Il indique ainsi la répartition des charges électriques sur le circuit.

Contrairement au champ magnétique, la mesure du champ électrique apporte peu d’informations intéressantes concernant l’activité interne du circuit. De ce fait, ce manuscrit détaille plus les problèmes liés au champ magnétique produit par un circuit.

La caractérisation de l’émission en champ proche des circuits intégrés se fait en utilisant un scanner champ proche suivant la description faite sur le paragraphe I.5.4.1 du chapitre en cours. La modélisation du comportement rayonné en champ proche d’un circuit intégré peut se faire en utilisant le standard IMIC ou ICEM.

I.5.2.2. Immunité en champ proche des circuits intégrés

L’étude de l’immunité en champ proche d’un circuit intégré nécessite tout d’abord une maîtrise de la source de perturbation. En effet, si l’on s’intéresse aux champs électrique et magnétique produit par une sonde de champ proche, on s’aperçoit que sa décroissance est très forte lorsqu’on s’éloigne de la sonde (Figure I–33).

Figure I–33 : Variation des champs électrique et magnétique à proximité d’une source.


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Ensuite entre en jeu le couplage entre cette source de perturbation et le circuit intégré. Dans le cas où les lignes de champ présentent des directions privilégiées, il faut analyser toutes les situations afin de prévoir tous les cas possibles. Il faut noter que dans cette situation apparaît très clairement le schéma CEM source/couplage/victime, où la source de perturbation est la sonde d’injection, le chemin de couplage utilise le champ proche et la victime est le composant sous test.

La distance source/victime et l’orientation des lignes de champ permettent d’évaluer la part de l’agression qui arrive au circuit intégré sous test, c'est-à-dire de connaître le niveau d’agression. Le comportement de la victime dépend du niveau d’agression qu’elle subit. De façon analogue à l’émission, l’immunité en champ proche permet de localiser les zones sensibles d’un composant.

La caractérisation de la susceptibilité en champ proche des circuits intégrés se fait en utilisant un scanner champ proche suivant la description faite sur le paragraphe I.5.4.2 de ce chapitre. La modélisation de l’immunité rayonnée en champ proche d’un circuit intégré peut se faire en utilisant le standard ICIM.

I.5.3. Couplage en champ proche des circuits intégrés L’étude du couplage en champ proche des circuits intégrés correspond à la caractérisation

des interférences entre ces deux circuits lorsqu’ils sont proches l’un de l’autre. Dans cette situation, le rayonnement des signaux parasites reste un rayonnement champ proche.

Cette caractérisation peut se faire suivant deux approches différentes :

• Elle peut se faire en caractérisant l’émission du composant perturbateur d’une part et du composant victime d’autre part. Ainsi, on peut déduire les situations où peuvent apparaître les interférences et les mesurer.

• On peut simplement évaluer les pires cas, confronter les deux composants à ces situations et en conclure sur l’existence ou non des interférences.

Quelque soit l’approche choisie, on peut toujours noter l’apparition du schéma CEM source/couplage/victime. Dans ce cas, la source correspond au circuit intégré perturbateur. La Figure I–34 illustre la mesure du couplage entre circuits intégrés.

Microcontrôleur

CI Perturbateur

CI victime

Figure I–34 : Illustration de la mesure du couplage entre composants [BOYE07b].

Cette mesure permet de mettre en évidence les configurations à préconiser lors de l’intégration des deux circuits. Ou bien encore mettre au clair les situations qu’il faut surtout éviter.


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I.5.4. Technique de mesure en champ proche Il existe plusieurs techniques de mesure du champ électromagnétique en champ proche. Un

état de l’art sur ce sujet est fait par D. Baudry dans [BAUD05]. Nous nous intéressons uniquement à la technique utilisant les sondes électroniques car elle est la plus simple à mettre en œuvre.

La méthode de mesure directe par sonde électronique [GOA98] [NATI02] utilise une petite antenne ou sonde. Cette sonde est placée dans l’environnement proche du dispositif à caractériser et la cartographie du champ électromagnétique est obtenue en effectuant un balayage de la sonde à la surface du dispositif (Figure I–35) ou en déplaçant le dispositif sous la sonde.

I.5.4.1. Mesure de l’émission champ proche

Cette mesure permet la caractérisation du rayonnement électromagnétique en champ proche émis par un circuit intégré. Il s’agit de réaliser une cartographie de l’émission du composant sous test à une altitude donnée. Elle permet de localiser les sources de rayonnement, de connaître la répartition et la valeur du champ ainsi que les chemins de courants privilégiés. La technique de mesure utilisée est la cartographie champ proche ou near-field scan (NFS) [DEUT05]. Afin de caractériser cette émission, nous utilisons un scanner champ proche [HAEL96], [TANK06]. Le banc de mesure champ proche est décrit dans le chapitre 2. Cette technique repose sur l’utilisation de sondes de mesure à base de boucles magnétiques miniatures [KAND93] ou de dipôles électriques. La sonde est déplacée au dessus du circuit intégré pour connaître la valeur du champ en tout point de la surface à cartographier.

La détection du champ électromagnétique est effectuée en utilisant, par exemple, un détecteur à diode, un analyseur de spectre ou un analyseur de réseau. Les montages expérimentaux utilisant un analyseur de réseau permettent des mesures en amplitude et en phase. Pour cela, le premier port de l’analyseur est connecté à la sonde et le second est relié à l’alimentation du circuit testé. Les sondes sont connectées en utilisant des lignes de transmission telles que des câbles coaxiaux. Un amplificateur peut être utilisé afin d’améliorer la sensibilité du banc de mesure.

Composant sous test

Capteur de mesure Système de

positionnement de la sonde Sonde


Figure I–35 : Description de la mesure d’émission utilisant des sondes électroniques.

Différents types de sondes sont utilisées pour mesurer les composantes des champs électrique et magnétique (sonde coaxiale, dipôle, boucle, …). Ces capteurs vont convertir l’énergie électromagnétique locale rayonnée par le dispositif en une onde guidée par des câbles jusqu’au récepteur de mesure. Ces sondes ont pour principale caractéristique d’être de faibles dimensions par rapport à la longueur d’onde afin de limiter les perturbations induites et permettre une détection locale du champ électromagnétique avec une bonne résolution. Cette méthode de mesure présente l’avantage d’être transposable en milieu industriel.


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Cependant les nombreuses parties métalliques présentes au niveau de la sonde et des câbles de connexions viennent perturber le champ électromagnétique local entraînant un biais dans la mesure. De plus, la présence de lignes de transmission flexibles peut entraîner des problèmes de précision sur les amplitudes et les phases mesurées à hautes fréquences.

I.5.4.2. Mesure de l’immunité champ proche

Ce banc de mesure est réversible et peut également être utilisé pour caractériser l’immunité des circuits intégrés. Il est légèrement modifié en remplaçant le capteur de mesure par un générateur de perturbations électromagnétiques. De même que pour la détection, un système de positionnement permet de déplacer la sonde au dessus du composant et de perturber tout point du CST (Figure I–36).

Composant sous test

Générateur de perturbations

Système de positionnement

de la sonde Sonde

Analyse du comportement du composant Victime de la perturbation

Figure I–36 : Description de la mesure d’immunité utilisant des sondes électroniques.

Comme toute mesure d'immunité, cette caractérisation nécessite la définition d’un critère de susceptibilité. Ce critère dépend du composant à caractériser. L’analyse du comportement du circuit intégré sous test permet de connaître l'état de fonctionnement de ce dernier. Le champ magnétique perturbateur dépend des dimensions de la sonde. Afin d'augmenter la puissance injectée, un amplificateur de puissance peut être utilisé entre le générateur et la sonde.

I.6. Problèmes CEM dans l’intégration des composants

L'intégration sur une seule puce des circuits intégrés (SoC : System-on-Chip) continue de faire rêver les fondeurs de semi-conducteur. Depuis des dizaines d’années, c’est la tendance chez les constructeurs d'ordinateurs et les compagnies de communication à travers une lithographie plus fine, de meilleurs matériaux, des puces et des wafers plus larges. Une autre tendance concerne l’augmentation des fréquences d’horloges. C’était sans tenir compte du coût de développement et de production de ces systèmes. Aujourd’hui, les objectifs et les besoins du marché ne sont plus les mêmes. On penche de plus en plus vers le plus de fonctionnalités à moindre frais. Même les constructeurs d'ordinateur personnel offrent à des prix très attractifs des machines multitâches, capables d’exécuter sur un quart de l’écran un tableur, une édition photographique sur le deuxième quart, un film sur le troisième et une vidéoconférence sur le quatrième quart de l’écran. A cet effet, des marques comme Intel proposent par exemple des microprocesseurs comportant plusieurs cœurs [RAMA06]. Des systèmes portatifs tels que les téléphones mobiles ont généré de nouvelles demandes : traitement du signal, mémoire flash et communications sans fil dans un système qui tient dans une main et vendu à bas prix. Cela a nécessité une approche différente de l’intégration des composants. Cela a mené les industries à améliorer l’intégration. Pour répondre aux besoins


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du marché, une alternative moins coûteuse que les SoC a dû être proposée, il s’agit de l’intégration boîtier.

I.6.1. L’intégration boîtier (SiP) Pour répondre aux nouveaux besoins du marché grand public, la tendance est de regrouper

les puces électroniques dans un même boîtier afin de miniaturiser les composants et de gagner de la place sur le circuit imprimé. La technologie SiP (System-in-Package) a pour objectif d'intégrer plusieurs circuits intégrés, des composants passifs, des connecteurs et des antennes à l’intérieur d’un seul et même boîtier pour créer des sous-systèmes électroniques entièrement fonctionnels. A la différence des SoC qui s’appuient sur une seule technologie, les SiP peuvent renfermer différents semi-conducteurs de technologies différentes dans un seul boîtier. Ainsi, l’intérêt des SiP [LANK97] réside dans leur capacité intrinsèque à réduire les dimensions des sous-systèmes. Par ailleurs, les SiP ont comme autres avantages d’avoir un temps de fabrication plus court comparés aux SoC. Les SiP réduisent la complexité des cartes électroniques tout en améliorant leurs performances. Les premiers dispositifs présentant plusieurs puces dans un même boîtier sont les multichip modules (MCM). L’assemblage dans un MCM est en deux dimensions et similaire à un PCB miniature. Afin d’augmenter l’intégration et réduire les longueurs d’interconnexions, de nouvelles stratégies d’interconnexions verticales sont apparues, donnant naissance aux boîtiers en trois dimensions. Des puces nues où des boîtiers sont empilés les uns sur les autres. Une application typique consiste à empiler plusieurs mémoires les unes sur les autres. La Figure I–37 présente deux techniques d’intégration boîtier.

Figure I–37 : Exemples d’intégration de composant : empilement de puces (gauche) et intégration sur un plan (droite).

Face à l’augmentation des fréquences de fonctionnement et du nombre d’E/S des circuits intégrés (dû au nombre de plus en plus grand de puces dans le boîtier), les boîtiers devenaient une limite pour les performances affichées par les circuits. Les fabricants de boîtiers ont donc été obligés d’inventer de nouvelles techniques pour réduire le fossé entre les performances intrinsèques des circuits et celles des boîtiers. Les deux problèmes majeurs étaient le nombre de broches maximal et la réduction des parasites introduits par les interconnexions. Ainsi, de nouvelles techniques pour encapsuler les circuits ont émergé, telles que les Pin Grid Array (PGA), les Ball Grid Array (BGA), les techniques de flip-chips, les Chip Scale Package (CSP), etc… La taille des boîtiers a pu être considérablement réduite et le nombre de pins a pu augmenter tout en diminuant l’effet parasite du boîtier.

I.6.2. Problèmes CEM dans les SiP L’évolution des boîtiers et l’augmentation de l’intégration ont permis d’améliorer

l’intégrité des signaux, grâce à la réduction des délais de propagations, des désadaptations et du bruit induit par le boîtier lui même. Cependant, comme tout circuit électronique, les SiP doivent aussi répondre à un ensemble d’exigences en termes de compatibilité


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électromagnétique, que ce soit au niveau de l'émission électromagnétique ou de la susceptibilité aux agressions électromagnétiques [SUD04]. Plusieurs articles ont montré que le montage de systèmes électroniques au sein d’un même boîtier permettait des réductions jusqu’à 15 dB de l’émission conduite et rayonnée [LANK97] [LEE04]. Plusieurs raisons permettent d’expliquer cette amélioration générale. D’abord la diminution des longueurs d’interconnexions et des inductances parasites permet de réduire le bruit de commutation simultanée [ITO95]. De plus, en diminuant la capacité équivalente des interconnexions, il est possible de diminuer la capacité à fournir du courant des E/S, ce qui réduit le bruit qu’elles produisent sur les alimentations [SONG03]. L’utilisation de substrats divers permet soit de réduire les capacités parasites des interconnexions, soit de créer des composants passifs avec des facteurs de qualité très importants et ainsi de disposer de très bonnes capacités de découplage intégrées [CHAH98] [HOB01].

Cependant, même s’ils affichent de bonnes performances au niveau de la réduction de l’émission et du couplage substrat, les SIP restent des assemblages complexes présentant un grand nombre d’interconnexions, de vias et de plan de référence. Outre les problèmes de diaphonie, ce type de configuration accroît le couplage du bruit au niveau des interconnexions. Ainsi, dans [PARK06], les transitions que subissent les signaux au niveau des vias et des traversées de plan d’alimentation et de masse favorisent le couplage du bruit de commutation présent sur les plans d’alimentation sur les différents signaux qui les traversent. Le couplage de ce bruit favorise la création de jitter et réduit les marges de délais et de bruit. Ces routages et ces assemblages complexes rendent difficiles l’observation, mais surtout la simulation de l’émission, du couplage des interférences et de la susceptibilité des circuits. La prédiction et la résolution de ces problèmes requièrent l’emploi de méthodes capables de traiter cette complexité avec des temps raisonnables tout en conservant une précision suffisante.

Malheureusement, peu d'articles se sont penchés sur l’immunité aux interférences électromagnétiques des systèmes électroniques montés dans des SiP. Seule la diminution des interférences par couplage substrat par rapport à des implémentations dans des SoC est évoquée [SHEN02]. Ainsi, certains procédés de fabrications de SiP offrent la possibilité d’isoler les circuits à l’aide d’îlots enterrés [BRAN99]. Néanmoins, on peut supposer qu’en améliorant la qualité du découplage et en réduisant la longueur des interconnexions il est possible d’améliorer l’immunité des SiP aux perturbations externes.

I.6.3. Problèmes CEM en téléphonie mobile La téléphonie mobile est un domaine d’activité grand public. On n'y retrouve donc pas des

notions de sécurité, ni du point de vu des données, ni du point de vu des personnes. Cependant, les téléphones portables sont soumis à une série de normes qui définiront leur entrée dans le marché. Et pourtant, c’est un bon exemple de domaine où l’expression de l’évolution technologique a été la plus marquante. En effet, en moins de quinze ans, la téléphonie mobile a connu un développement sans précédent en devenant un secteur économique à part entière. Le nombre de terminaux mobiles dans le monde a connu une augmentation inégalée. Le seul territoire français compte plus de 51 millions d’utilisateurs.

L’évolution des appareils mobiles est toujours plus marquante. Les téléphones de troisième génération doivent non seulement supporter des taux de communication élevés, mais aussi supporter des applications comme le Bluetooth, le MP3, le GPS, un appareil photo/vidéo ou encore la télévision numérique. De plus, les systèmes 3G doivent être intégrés dans un appareil toujours plus petit, plus léger et de moindre coût. En un an, une diminution moyenne de 15 % du poids, de 15 % de la taille du PCB et de 20 % du coût a été observée, tandis que l'augmentation du volume d'unités est pratiquement de 50 % [WOOD99].


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Pour répondre à ces exigences, on a recours là aussi au SiP en regroupant les puces électroniques dans un même boîtier afin de miniaturiser les composants et de gagner de la place sur le circuit imprimé. L’annonce de Freescale de sa nouvelle technologie RCP (Redistributed Chip Packaging) [KESE07] en est un parfait exemple. Ce nouveau type de boîtier permet de réaliser un composant qui contient toute l'électronique d’un téléphone 2G dans un boîtier carré de 25 mm de côté (Figure I–38), remplaçant l’approche flip-chip conventionnel. Cela permet d’améliorer les performances du SiP. On s’aperçoit alors que le système de la Figure I–38 est à peine plus grand qu’une pièce de 50 centimes d’euro. Cependant cette forte intégration entraîne des contraintes CEM également plus fortes. La distance moyenne entre les circuits intégrés est de seulement quelques millimètres. De plus, dans chaque circuit il y a une intégration de plusieurs puces.

Figure I–38 : Module 2G en technologie RCP de Freescale.

Aujourd’hui, les constructeurs de téléphones portables réfléchissent sur de nouvelles techniques de conception afin de rendre ces systèmes fonctionnels et surtout fiables. C’est ainsi que des marques comme Nokia investissent dans la recherche afin de mettre en évidences les problèmes de couplages dans les boîtiers multi-puces [ILKK06]. Cela montre qu’il est impératif de prédire l’émission et la susceptibilité de chacune des puces constituant le SiP ou des circuits intégrés du système. Pour illustrer le genre de problèmes que l’on peut rencontrer en téléphonie mobile, on peut prendre l’exemple d’un étage front end radiofréquence d’un téléphone portable, décrit sur la Figure I–39.

Figure I–39 : Problèmes d’interférences électromagnétiques dans un étage radiofréquence.

Cet étage correspond à la partie analogique située entre l’antenne du téléphone et l’étage de traitement du signal à la fréquence intermédiaire. La tendance actuelle à l’intégration a conduit les fabricants de circuits radiofréquence à intégrer à l’intérieur du même circuit ou du même boîtier les étages d’émission, de réception, de modulation/démodulation et de traitement du signal. Or, ce type de module doit faire cohabiter des amplificateurs de


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puissance et des amplificateurs faible bruit, dont le fonctionnement peut être altéré par le couplage sur les interconnexions de la puissance rayonnée par l’amplificateur de puissance.

I.6.4. Le concept de la SkateProbe Un des objectifs communs de l’industrie électronique est d’optimiser l’intégration des

composants afin de réduire les coûts de fabrication. Il s’agit principalement de minimiser la taille des cartes électroniques, de diminuer le nombre de composants, d’intégrer sur la même puce ou à l’intérieur du même boîtier un grand nombre de fonctionnalités et de blocs différents. Cependant, confronté à la miniaturisation constante des circuits et à la réduction des marges de bruit qui en découle, les circuits deviennent de plus en plus sensibles aux agressions électromagnétiques. En outre, les fabricants de circuits et de systèmes électroniques sont soumis à des contraintes et à des normes CEM de plus en plus sévères.

La prise en compte des problèmes CEM dans les phases de design permet d'accroître les chances d’un produit de passer avec succès les phases de qualifications CEM et ainsi d’éviter des itérations supplémentaires qui peuvent valoir jusqu’à 10 % du prix de revient du produit. Ainsi, plusieurs études s’orientent vers l’investigation des couplages entre les puces à l’intérieur des SiP. Dans ces travaux, A. Boyer a proposé une méthodologie de prédiction des risques de couplage dans les systèmes en boîtier [BOYE07]. Dans cette méthodologie, la phase de mesure consiste à fabriquer deux cartes de test CEM : une carte comportant le circuit intégré victime et la seconde le circuit intégré perturbateur. L’émission de l’agresseur et l’immunité de la victime sont étudiées sur ces cartes avant de procéder à l’étude du couplage entre les deux circuits intégrés. Cela représente un temps de test et de validation importants, de même qu’un coût de développement élevé.

L’approche que nous proposons permet d’éviter la conception de la carte comportant l’agresseur. Mieux encore, si il s’agit d’un système existant, de le conserver sans aucune modification préalable. Il suffit d'émuler le comportement parasite du circuit intégré agresseur à l’aide d’une structure beaucoup plus simple et plus rapide à mettre en œuvre. Le comportement de la victime est étudié face à cette nouvelle perturbation dans les différentes configurations souhaitées. C’est ainsi que nous proposons de fabriquer une sonde de champ proche dont l’émission rayonnée en champ proche est identique à celle de l’agresseur. Cette sonde est appelée SkateProbe. Son architecture est flexible, et dépend de l’émission à reproduire. Cette sonde est valide lorsque la mesure de son émission champ proche coïncide avec celle du circuit intégré considéré comme source de perturbations. C’est le couplage entre cette sonde et le CI victime qui permet de remonter au couplage réel entre la source et la victime de la perturbation.

I.7. Conclusion

Dans cette partie, nous présentons une introduction générale à la compatibilité électromagnétique. Le but de la CEM est d’assurer une compatibilité entre les équipements et/ou composants d’un même environnement. Ainsi, dans un environnement donné, tous les éléments doivent respecter les marges définies. En effet, une perturbation électromagnétique peut avoir plusieurs origines. Lorsqu’elle est produite, une perturbation électromagnétique emprunte un chemin et se propage jusqu’à la victime. En fonction de son immunité, cette perturbation peut ne pas avoir d’effet sur la victime tout comme elle peut entraîner sa destruction. Plusieurs techniques permettent aujourd’hui de caractériser l’émission et l’immunité des équipements. Ces techniques peuvent être divisées en deux groupes : les


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techniques conduites et les techniques rayonnées. Le choix d’une technique dépend de l’objectif visé, du temps et du coût de leur mise en œuvre. Mieux encore, l’émission et l’immunité des composants doivent être prédites et prises en compte dans les phases de développent des circuits intégrés. On peut ainsi réduire leur coût de développement en validant le circuit du point de vue de la CEM avant sa fabrication. Ainsi, des techniques de modélisation permettant de prédire l’émission et l’immunité sont proposées. Elles présentent chacune des avantages et des inconvénients. Certaines privilégient la simplicité et la rapidité de traitement, d’autre la précision du contenu du modèle. Cependant, un modèle complet ne protège pas la confidentialité du composant du regard de la concurrence. Selon la précision souhaitée et le niveau de confidentialité voulu, on peut préférer une méthode à une autre ou encore combiner certaines méthodes entres elles.

Dans le cas particulier de l’intégration des composants, la prédiction de l’émission et de l’immunité des circuits intégrés permet de réaliser un gain de temps et d’argent en réduisant d’une part le nombre de prototypes et d'autre part en évitant ou en simplifiant les phases de mesures.

En téléphonie mobile, il est nécessaire de réduire au maximum le temps de développement d’une plateforme du fait de la concurrence. Plus la validation d’un produit est longue, plus son coût est important. Le besoin de caractériser et de prédire simplement et rapidement l’émission et l’immunité des composants se fait de plus en plus ressentir. La méthodologie du couplage puce-à-puce développée par A. Boyer est une réponse à ce besoin. En complément à cette méthodologie, nous proposons la SkateProbe dont le but est d'émuler la source de perturbation par une sonde équivalente. Cette technique rend plus simple et plus rapide l’étude du couplage entre deux circuits intégrés.


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49

Chapitre II : Réflexion sur de nouvelles sondes champ proche en immunité

REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE

50

Dans ce chapitre, on décrit dans un premier temps le banc de mesure champ proche développé à l’IUT de Tarbes. Ensuite, nous décrivons la mesure de l’immunité en champ proche d’un circuit intégré. Puis nous présentons la SkateProbe comme nouvelle sonde de mesure de l’immunité. Enfin, nous proposons une technique de calibrage de sondes en immunité.

II.1. Le banc de mesure champ proche

Le banc de mesure champ proche a pour application d’être un outil de diagnostic CEM, aussi bien en émission qu’en susceptibilité, pour des circuits imprimés et/ou circuits intégrés. Il doit pouvoir mesurer sélectivement les différentes composantes du champ électrique et du champ magnétique avec une bonne sensibilité et une bonne résolution spatiale.

Le déplacement de la sonde au-dessus du circuit sous test est assuré par un robot comportant trois axes de translation x, y et z (Figure II–1).

Axe y

Bras mobile

y x

z

Axe x

Axe z

Figure II–1 : Description du bras et de ces axes de déplacement.

Ce système est conçu par la société Newport qui fabrique des robots industriels. Des moteurs pas à pas assurent le déplacement pour les différents axes. La course utile est de 20 cm pour les axes x et y et de 30 cm pour l’axe z. La résolution mécanique du système est de 0.1 µm pour tous les axes. Sur chaque axe sont placés des détecteurs d’origine de type inductif permettant de revenir au zéro mécanique du robot ainsi que des détecteurs de limite également de type inductif, indiquant si un des axes dépasse la course autorisée. La course utile de ce bras offre la possibilité de cartographier des systèmes électroniques de 400 cm² de surface. Sa résolution mécanique de 0.1 µm offre la possibilité de cartographier avec précision une puce de 1 mm² de surface lorsque les sondes le permettent. Le contrôle des moteurs et la récupération des informations provenant des capteurs d’origine et de limite sont assurés par une unité de commande reliée à un ordinateur par liaison GPIB [GPIB04a], [GPIB04a]. Il existe des bras motorisés utilisés pour des bancs de mesures champ proche plus évolués comportant par exemple des axes de rotation [BAUD05], notre banc n’en n’est pas équipé.


51

II.1.1. Description du banc de mesure Le banc de mesure est constitué des bras motorisés et d’un boîtier de commande servant de

contrôleur de position.

II.1.1.1. Mesure de l’émission champ proche

La Figure II–2 décrit la procédure d’une mesure en champ proche. Elle est constituée de deux étapes principales : une première de configuration puis une seconde de mesure.

Mesure

Définition du plan du composant

Définition de la surface à scanner

Configuration de la mesure

Positionnement de la sonde en (x, y, z) Attente Lecture de données

et stockage

Passage au point suivant

Figure II–2 : Ordre des tâches pour une mesure d’émission champ proche émission

L'étape de configuration se décompose en trois parties. Ces trois étapes sont validées avant la mesure proprement dite : la définition du plan du circuit imprimé, la définition de la surface à cartographier et la configuration des appareils et des paramètres de mesure.

Ensuite, l'étape de la mesure se fait en déplaçant la sonde au dessus du CST. Pour chaque position, un temps d’attente permet de stabiliser la sonde et de régler les appareils avant de faire la lecture des données. On recommence cette étape jusqu'au dernier positionnement de mesure initialement défini.

Cette procédure est valable aussi bien pour une mesure d'émission que pour une mesure de susceptibilité. En effet, les différences entre ces deux types de mesures se situent lors de la configuration des appareils de mesure et lors de la lecture et le stockage des mesures elles-mêmes.

Analyseur de spectre

Fichier de configuration

Partie fixe

Partie mobile

Sonde de champ proche

Composant sous test

Fichiers résultat

Ordinateur de contrôle

Contrôleur de positionnement

Figure II–3 : Description du banc de mesure champ proche utilisé en émission


52

La Figure II–3 décrit le banc de mesure champ proche lorsqu’il est utilisé en émission. Pour la mesure d’émission, la sonde est connectée à un appareil qui sert à mesurer le niveau d’émission du composant sous test. Sur la Figure II–3, l’appareil de mesure donné en exemple est l’analyseur de spectre. Selon l'objectif visé, on peut utiliser un oscilloscope ou un autre appareil de mesure.

Le champ mesuré est formé de trois composantes magnétiques et de trois composantes électriques. Afin de connaître toutes les caractéristiques du champ électromagnétique, il faut mesurer toutes ses composantes. On se sert de boucles pour faire la mesure de champ magnétique et de dipôle pour faire la mesure du champ électrique. Ces sondes sont conçues de façon à privilégier la mesure d'une des composantes du champ magnétique ou électrique. C’est l’orientation de la boucle ou du dipôle qui permet de connaître l’orientation du champ. La Figure II–4 décrit la forme et la position des sondes pour la mesure des différentes composantes du champ. Avant d’être utilisées, ces sondes doivent être calibrées [LABU05].

Surface à mesurer dans le plan xy

y

z

x

Orientation de la boucle pour Hx

Orientation de la boucle pour Hy

Orientation de la boucle pour Hz

Orientation du dipôle pour Ez

Orientation du dipôle pour Ex

Orientation du dipôle pour Ey

Figure II–4 : Forme et positionnement des sondes champ proche pour la mesure de toutes les composantes du champ électromagnétique.

Pour réaliser cette mesure, on met le composant dans un mode de fonctionnement donné : fonctionnement nominal par exemple. On réalise des cartographies de son émission parasite rayonnée à une altitude donnée. Pour chaque mesure, la distance qui sépare la sonde de mesure du composant sous test doit être bien connue car la valeur du champ dépendant fortement de l’altitude. La cartographie complète de l’émission parasite d’un composant est constituée de six mesures. Chacune des mesures correspond aux composantes du champ magnétique H, et du champ électrique E. La mesure de l’émission parasite du composant peut être faite pour une ou plusieurs fréquences.

La sonde utilisée pour mesurer les composantes tangentielles (Hx et Hy) et la sonde utilisée pour mesurer la composante orthogonale (Hz) ont des formes différentes. Cette différence entraîne un décalage sur la position des zones actives de chacune de ces sondes. Pour compenser ce décalage, les sondes doivent être positionnées comme sur la Figure II–5.


53

Composant sous test

hR wt

hS

Sondes H x et Hy Sonde H z

y

z

x

Figure II–5 : Définition de l’altitude de mesure pour les sondes de champ magnétique.

Avec :

hR l’altitude réelle de balayage ;

wt le diamètre du fil utilisé pour réaliser la boucle ;

hS la distance entre l’extrémité de la boucle Hx et le boîtier de composant sous test.

Dans ce positionnement, hR est l’altitude réelle de la mesure pour les deux sondes. Cette altitude est simple à trouver pour la sonde Hz tandis que pour la sonde Hx, elle équivaut à un point qui se situe entre le centre de la boucle et l’extrémité inférieur du cercle intérieur de la boucle. Pour positionner la sonde Hx, on règle l’altitude hs qui correspond à la distance entre l’extrémité de la sonde et la surface du composant. Ensuite, en connaissant la position du point actif, on calcule l’altitude réelle de la mesure.

Pour illustrer une mesure de l’émission en champ proche d’un circuit intégré, considérons un transistor de commutation. Il s’agit d’un transistor monté sur une carte de test CEM. Le composant est isolé sur une face (Figure II–6). La patte « drain » est portée à 90° de la patte source. Cela permet d’exacerber le champ rayonné par l’ensemble.

z x

y

l

L Transistor de commutation

Surface de la mesure

G

S

D

Figure II–6 : Description du composant sous test et définition des axes de mesure.

La surface à cartographier est délimitée par la longueur L et la largeur l. La surface totale de la mesure est de 40*60 mm². Un point est mesuré tous les 2 mm. Le transistor commute une tension de 50 V sur une charge résistive de 7 Ohms – soit un courant de plus de l’ordre de 7 A – à la fréquence de 2 MHz. Les cartographies de la Figure II–7 sont obtenues en mesurant l’émission du transistor à la fréquence de 10 MHz.


54

Hx Hy Hz Champ H (dBA/m)

20 10 0 -20 -30 -40

Figure II–7 : Exemple de cartographies champ proche magnétique mesurées

Chaque cartographie correspond à une composante Hx, Hy et Hz du champ magnétique mesuré. Pour cette mesure, l’utilisation de deux sondes est nécessaire : une pour la mesure des composantes tangentielles du champ (Hx et Hy), l’autre pour la composante orthogonale Hz. Cette mesure permet de localiser les sources de rayonnement du champ magnétique. On constate que les zones de champ maximum, entouré sur les cartographies se trouvent au autour des pattes de puissance du transistor pour toutes les cartographies. Cette mesure permet de se rendre compte que le fait que c’est la connexion du drain et de la source sur la carte qui provoque une telle émission. Elle peut être améliorée en réduisant la longueur des connexions et en les laissant parallèle au lieu de 90°.

II.1.1.2. Mesure de l’immunité champ proche

En susceptibilité, la sonde de champ proche est utilisée pour injecter la perturbation sur le composant sous test (CST). Dans cette configuration (Figure II–8), un générateur de signal est branché à l'entrée d'un amplificateur de puissance. Ce dernier est connecté à la sonde d'injection champ proche. Le comportement du CST est observé tout au long de la mesure afin de noter les défaillances en fonction du niveau de champ injecté. L'ensemble du banc est géré à l’aide de l’ordinateur de contrôle. Dans cet exemple, l’analyse du contrôle du critère de susceptibilité se fait à l’aide d’un oscilloscope. Ce dernier est également contrôlé par ordinateur.

Fichier de configuration

Partie fixe

Partie mobile

Sonde d’injection champ proche Composant sous test

Fichiers résultat

Ordinateur de contrôle

Contrôleur de positionnement

Amplificateur

Synthéti seur de signal

Analyse du critère de susceptibilité

Figure II–8 : Description du banc de mesure champ proche utilisé en immunité.


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Pour illustrer une mesure d’immunité en champ proche d’un circuit intégré, considérons un microcontrôleur : le HCS12X. Il est monté sur une carte de test CEM. Le circuit intégré est isolé sur une face de la carte. L’agression globale d’un tel circuit intégré n’est pas intéressante pour l’investigation de son immunité. La méthode d’immunité en scan champ proche permet de réaliser des injections localisées sur un seul bloc du circuit intégré. Lorsque la résolution spatiale des sondes le permet, l’injection peut même se faire sur une broche dédiée à un bloc. Dans cet exemple, c’est le circuit d’horloge que nous agressons. Nous choisissons comme critères de susceptibilité une variation de plus de 10% de la période du signal d’horloge et un déclenchement des interruptions liées à la génération du circuit d’horloge.

La Figure II–9 donne un exemple de mesure de susceptibilité en champ proche du microcontrôleur HCS12X.

100 1000

50

48

46

44

42

40

38

Pinc (dBm)

Fréquence (MHz)

Pinc (dBm)

36 38 40 42 44 46

Figure II–9 : Cartographie de la susceptibilité et seuil de susceptibilité en champ proche du circuit d’horloge du microcontrôleur HCS12X [BOYE07].

Sur la Figure II–9 (gauche) est présentée la courbe du seuil de susceptibilité du microcontrôleur. Pour cette mesure, la sonde est positionnée en un point fixe au dessus du circuit d’horloge du microcontrôleur. La fréquence du signal du synthétiseur de signal varie de 100 MHz à 10 GHz. Pour chaque point de fréquence, la puissance de ce signal est variée de Pmin à Pmax = 50 dBm. Si une défaillance est observée avant Pmax, la puissance est enregistrée comme seuil de susceptibilité. Cette mesure permet de tracer la puissance incidente aux bornes de la sonde d’injection en fonction de la fréquence. La courbe résultante correspond au seuil de susceptibilité champ proche d’un bloc du microcontrôleur en fonction de la fréquence. Pour compléter cette mesure, il peut être intéressant de cartographier tout le circuit intégré afin de localiser toutes les zones sensibles à la perturbation allant par exemple de 400 à 520 MHz.

Sur la Figure II–9 (droite) est présentée la cartographie de la susceptibilité en champ proche du microcontrôleur. Pour effectuer cette mesure, la fréquence du synthétiseur de signal est fixée à 490 MHz. La sonde d’injection est déplacée dans la zone de scan (au dessus du composant) pour faire plusieurs points de mesure. Pour chaque position de la sonde, la puissance du signal d’injection est varie de Pmin à Pmax = 50 dBm. Si une défaillance est observée avant d’atteindre Pmax, la puissance en cours est relevée, c’est le seuil de susceptibilité. Ces données permettent de représenter sous forme de cartographie, le seuil de susceptibilité champ proche de l’ensemble du microcontrôleur à la fréquence de 490 MHz.

Ainsi, cette mesure permet de localiser une zone sensible du circuit intégré en effectuant une cartographie. De plus, en fixant la position de la sonde, on a caractérisé plus précisément

Fréquence = 450 MHz


56

le comportement de cette zone en fonction de l’amplitude et de la fréquence du signal de perturbation.

II.1.1.3. Définition du plan du composant

Généralement on souhaite réaliser la cartographie d’un composant à une altitude donnée constante. Pour cela, on place la carte sur laquelle se trouve le composant « horizontalement ». Lorsque le plan du composant est parallèle au plan de mesure, la mesure se fait à hauteur constante – cela sous-entend que l’altitude de la sonde par rapport au composant est constante. Dans le cas contraire, le déplacement en x et/ou en y entraîne une modification de la distance entre la sonde et le composant. Le problème est le même lorsque la carte elle-même n’est pas horizontale. La figure ci-dessous montre une sonde au dessus d’une carte légèrement inclinée. On s’aperçoit que plus la sonde se déplace vers la droite, plus la distance qui la sépare de la carte est grande. Cela entraîne une erreur sur le résultat de la mesure. Cette erreur est d’autant plus grande que l’on est proche de la source d’émission.

Figure II–10 : Illustration de l’inclinaison d’un composant du au positionnement de la carte. On voit que la sonde n’est pas perpendiculaire au plan de la carte

Cette erreur peut être corrigée par le programme si l’utilisateur le souhaite. C’est une étape importante de la configuration. Pour corriger l’inclinaison du composant, il faut enregistrer trois points distincts et non alignés. Un calcul permet d’obtenir l’équation du plan de la carte. Ce calcul permet le déplacement de la sonde non plus à une altitude constante mais dans un plan parallèle à celui de la carte qui comporte le composant. Cela permet de rester à la même distance du composant.

II.1.1.4. Configuration de la mesure

La configuration de la mesure concerne toutes étapes de la mesure et aussi les appareils qu’elle fait intervenir. Configurer la mesure consiste à définir l’altitude de la mesure, la surface à cartographier et le pas de chaque axe de déplacement. Ensuite, pour l’émission, on définit les fréquences auxquelles l’on souhaite faire la mesure. Avant de démarrer la mesure, il faut configurer l’analyseur de spectre en lui indiquant la RVW, le Span et l’unité de la mesure. Pour l’immunité, Il faut dans premier temps définir le type de mesure que l’on souhaite effectuer, à savoir avec ou sans déplacement de la sonde d’injection. Le générateur de signal doit être configuré sur le mode souhaité, signal harmonique ou modulé par exemple. L’unité de la puissance doit également être configurée afin de prévenir des erreurs. L’appareil qui sert pour l’analyse du critère de susceptibilité doit aussi bien entendu être programmé avant de démarrer la mesure. Il doit contenir les conditions de défaillances qui ont été choisies pour l’analyse.


57

II.1.2. Les sondes de champ proche utilisées Une sonde champ proche permet de capter le champ rayonné par un système électrique en

fonctionnement. Le caractère électrique ou magnétique de ce champ dépend respectivement de la variation de tension et des fluctuations de courant à l’intérieur de ce système. Une fois produit, le rayonnement du champ peut être privilégié dans une direction donnée de l’espace. Il est donc indispensable de bien choisir une sonde une mesure. Il existe deux types de sondes champ proche: les sondes de champ magnétique (champ H) et les sondes de champ électrique.

II.1.2.1. Sondes de champ magnétique – H

Généralement sous forme de boucle, les sondes de champ magnétique sont sensibles aux variations de courant.

Lorsqu’un champ magnétique traverse la boucle, une force électromotrice (fém.) induite apparaît à ses bornes. Cette fém. peut être mesurée à l’aide d’un oscilloscope ou d’un analyseur de spectre sous la forme d’une tension électrique. L’amplitude de cette tension dépend de la surface de la boucle et de l’amplitude du champ magnétique traversant la surface de la boucle. Pour une sonde donnée, il existe une relation entre la tension obtenue à ses bornes et la valeur de champ qui la traverse. Ces deux grandeurs sont liées par le facteur de performance.

Sonde coaxiale sans blindage

Sonde coaxiale avec blindage Sonde PCB

Figure II–11 : Description de quelques sondes de champ magnétique.

Plusieurs architectures peuvent être utilisées pour concevoir les sondes de champ proche (Figure II–11). Les sondes coaxiales peuvent être faites avec ou sans blindage. Sans blindage, la boucle peut être de petite dimension, en revanche elle présente un coefficient de couplage capacitif supérieur aux sondes avec blindage [AKUE05]. Cependant, les sondes avec blindage ne permettent d’avoir une bonne résolution spatiale à cause de la grande taille de leur boucle. On peut aussi utiliser un circuit imprimé pour fabriquer une sonde de champ magnétique.

II.1.2.2. Sondes de champ électrique – E

Généralement sous forme de dipôle, les sondes de champ électrique sont sensibles aux variations de tension. Lorsqu’elle est soumise à un champ électrique, une différence de potentiel apparait à ces bornes.


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Sonde coaxiale sans blindage

Sonde PCB

Figure II–12 : Description de sondes de champ électrique.

Les sondes de champ électrique peuvent être faites avec du câble coaxial ou sur circuit imprimé (Figure II–12). Plus le brin est long, plus la sonde est sensible. Inversement, plus le brin est court, meilleure est la résolution spatiale.

II.1.2.3. Facteur de performance (PF)

Le coefficient PF, appelé facteur de performance, caractérise l’aptitude de la sonde à capturer une composante du champ électromagnétique. Ce coefficient est indépendant de la structure rayonnante et de la position de la sonde au-dessus de la source de rayonnement. Il ne dépend que de la fréquence. Calibrer une sonde consiste à déterminer son facteur de performance en fonction de la fréquence, en s’assurant au préalable que les trois points suivants sont bien vérifiés :

• Le diamètre de la sonde est très petit devant la longueur d’onde du champ (la sonde est considérée comme récepteur ponctuel).

• La sonde ne capture qu’une composante du champ électromagnétique (uniquement le champ E, ou uniquement le champ H).

• La sonde ne perturbe pas le rayonnement de la source produisant le champ à mesurer.

La tension lue, le champ magnétique traversant la boucle et le PF sont liés par la relation suivante :

Pm(x, y, z, f)|dBm = H(x, y, z, f)|dBA/m + PF(f) (x, y, z, f) Équation 4

Où :

Pm est la puissance en dBm de la tension aux bornes de la sonde

H est le champ magnétique en dBA/m (ou E pour le champ électrique en dBV/m)

PF est le facteur de performance en fonction de la fréquence de sonde utilisée.

Avec le facteur de performance, il est simple de remonter au champ magnétique ou électrique mesuré par la sonde. A partir de la position de la sonde (altitude par rapport au composant, orientation de la boucle) et la connaissance que l’on a du circuit, on peut tirer de bonnes conclusions sur les sources de rayonnement et l’activité du composant mesuré.

Pour obtenir le facteur de performance d’une sonde, un calibrage de cette dernière est nécessaire.


59

II.2. Mesure d’immunité rayonnée en champ proche

Dans cette partie, nous décrivons plus en détail la mesure d’immunité en champ proche. Pour cela, nous décrivons d’abord la mesure d’immunité champ proche. Ensuite nous nous intéressons aux sondes couramment utilisées pour cette mesure. Enfin, nous détaillons les caractéristiques utiles pour le choix d’une sonde en immunité champ proche.

II.2.1. Description de la mesure d’immunité en champ proche Il y a deux aspects fondamentaux en mesure d’immunité champ proche :

• Le premier aspect consiste en la recherche du seuil de susceptibilité pour chaque fréquence de mesure. C’est de cette façon que la mesure d’immunité est faite en injection directe de puissance [IEC06]. Le protocole de mesure est décrit à la Figure II–13. On recherche pour chaque fréquence, la puissance à partir de laquelle le résultat fourni par le circuit intégré sous test est considéré comme défaillant. La première difficulté de cette mesure est de définir la condition la mieux adaptée à notre mesure et au circuit sous test

• Le second aspect est la recherche d’une zone sensible. Cela correspond au déplacement de la sonde au-dessus du circuit intégré et pour chaque position de la sonde, on fait une recherche de seuil de susceptibilité. Cela signifie que la procédure décrite au paragraphe précédent est répétée autant de fois qu'il y a de points sur la cartographie de mesure à réaliser. Ce qui en fait une mesure longue à réaliser. Au final, nous obtenons un graphique comme celui présenté à la Figure II–13 avec la courbe de susceptibilité.

Fréquence

Puissance Incidente

F0 F1 F2

Pmin

STOP! P=Pmax

STOP! faute

Pstep Seuil de susceptibilité

reset

reset

STOP! faute

Pmax

Figure II–13 : Principe de mesure d'immunité.

Lors de l’étude d’immunité champ proche d’un composant, il est nécessaire d’éclairer les points suivants :

• Pour une fréquence donnée, quelles sont les zones sensibles du circuit intégré ? C'est-à-dire une cartographie champ proche de l’immunité pour une fréquence fixe. Dans ce cas, le résultat de mesure correspond à une cartographie champ proche mais pour l’immunité du composant et non pas son émission. L’échelle des couleurs correspond à la puissance injectée ou au champ nécessaire pour générer une défaillance. A ce niveau, on n’a aucune information sur les autres fréquences d’agression (Figure II–14).


60

Puissance injectée

Zones sensibles

Circuit intégré sous test

Pmin

Pmax

Figure II–14 : Exemple de résultat d’une cartographie en champ proche d’immunité à une fréquence.

• Pour une zone donnée du circuit intégré, à quelles fréquences le circuit est-il sensible ? Et pour chacune des fréquences, quel est le seuil de susceptibilité ? A partir de quel niveau de puissance le circuit intégré est considéré comme sensible ? C'est-à-dire une recherche du seuil de susceptibilité comme décrit précédemment. Cette mesure ne donne pas d’information sur la susceptibilité de l’ensemble du composant, mais uniquement sur un point qui se trouve en dessous de la sonde. Le résultat de cette mesure correspond à une courbe de la puissance injectée en fonction de la fréquence (Figure II–15).

FréquenceF0 F1 F2

Pmin

Pmax

Puissance Incidente

Figure II–15 : Exemple de courbe du seuil de susceptibilité en champ proche en un point.

En somme, si l’on souhaite connaître dans son ensemble l’immunité rayonnée en champ d’un circuit intégré, il faut non seulement faire une cartographie de ce dernier, mais en plus, pour chaque position de la sonde, faire une recherche standard d’immunité. A moins de connaître avant la mesure les bandes de fréquences et les zones du circuit à investiguer. Cette mesure peut devenir très longue et délicate à interpréter.

Le temps total nécessaire pour cette mesure est estimé en multipliant la durée d’une mesure d’immunité champ proche par le nombre total de point nécessaire pour couvrir toute la surface du composant. Plus la sonde utilisée est ponctuelle, plus le temps de la mesure est grand. Sachant que pour chaque position de la sonde, la recherche du seuil de susceptibilité prend aussi beaucoup de temps. En effet, le temps mis dépend du pas de fréquence, c'est-à-dire du nombre de points en fréquence et du pas de puissance, à savoir le nombre de points nécessaires avant de détecter le seuil de susceptibilité ou le niveau maximal d'injection. La sonde magnétique généralement utilisée pour faire la mesure d’immunité en champ proche d’un composant est une boucle. Lorsqu’elle est de petite taille, elle est dite « ponctuelle ». Lorsqu’elle est de grande taille, on ne maîtrise pas précisément les lignes de champ.


61

Afin de réduire le temps nécessaire pour une mesure d’immunité en champ proche d’un composant, nous proposons de faire non plus une mesure d’immunité ponctuelle, mais une mesure d’immunité globale. Cette mesure permet de tracer la courbe du seuil de susceptibilité en champ proche de tout le circuit intégré. Elle ne permet donc pas de localiser les zones sensibles de ce circuit intégré, mais de faire une première investigation. Si par la suite, l’on souhaite localiser ces zones, il suffit de cartographier le circuit intégré avec une sonde ponctuelle aux fréquences sensibles. La Figure II–16 décrit les étapes d’une mesure d’immunité en champ proche lorsque l’on utilise une sonde qui rayonne le champ sur l’ensemble du circuit intégré.

Seuil de susceptibilité de

tout le composant

Localisation des zones sensibles uniquement aux fréquences sélectionnées

Cartographie Courbe

Seuil de susceptibilité d’une zone du composant

Courbe

Agression globale Agression localisée Agression localisée

Si nécessaire

Si nécessaire

Figure II–16 : Description des étapes de mesure d’immunité champ proche avec une agression globale.

La courbe obtenue en faisant une agression globale permet d’obtenir la somme des seuils de susceptibilité. Cette susceptibilité peut provenir d’un seul bloc, tout comme elle peut provenir de plusieurs blocs du circuit intégré. C’est la cartographie qui permettra de distinguer les zones entre elles. Il est important de noter que dans certains cas, la courbe obtenue avec une agression globale peut être suffisante. Et c’est seulement si cela est nécessaire que l’on peut s’intéresser aux deux autres étapes. En faisant une cartographie à des fréquences spécifiques et/ou en faisant une recherche du seuil de susceptibilité sur une zone spécifique. En somme, une seule mesure – équivalente à la recherche du seuil de susceptibilité en un point avec une sonde ponctuelle –suffit pour connaître l’immunité du composant. Cette mesure consiste à trouver le seuil de susceptibilité de tout le composant (non plus d’un point du composant) pour chacune des fréquences. Nous obtenons dans ce cas, une seule courbe d’immunité pour tout le circuit. En revanche, cette courbe ne donne aucune information sur la zone sensible du circuit, mais elle limite le champ d'investigation fréquentiel.

Pour cela, nous nous proposons de concevoir de nouvelles sondes. Le but de ces sondes est de produire du champ électrique ou magnétique constant sur une grande surface. La surface illuminée dépendant de la structure et des dimensions de la sonde. Il existe déjà des solutions qui permettent d’agresser un circuit intégré dans son intégralité :

• On peut citer la cellule TEM ou GTEM [IEC07]. La difficulté avec une cellule TEM est qu’elle impose une conception de carte de test spécifique 10 par 10 cm où le circuit intégré à agresser est isolé sur une face. De plus, l’agression dans une cellule TEM est rayonné champ lointain, tandis que nous proposons une agression en champ proche.


62

• On peut également citer le LIHA [LAMO05]. Cette sonde nécessite également la conception d’une carte de test spécifique car elle nécessite une connexion au plan de masse. De plus, elle n’est optimisée que pour l’agression en champ électrique et pour des fréquences supérieures à plusieurs centaines de Mégahertz. La méthode que nous proposons peut s’adapter à système électronique sans forcément nécessité de modifications préalables.

• Il y a plus récemment la IC-Stripline [KORB07] proposée par Körber. Cette fois encore, la conception d’une carte de test est nécessaire. Les spécifications de la carte de test sont bien entendu les mêmes que pour une cellule TEM.

Avant de décrire les sondes que nous proposons, il est important de s’intéresser à la sonde couramment utilisée afin d’en conserver les qualités et si possible, de les améliorer.

II.2.2. Description de sondes « standard » d’immunité champ proche

Nous allons à présent nous intéresser aux performances électromagnétiques des sondes champ proche couramment utilisées pour la mesure d’immunité. Il s’agit de la boucle magnétique et du dipôle électrique. Nous allons nous intéresser en particulier à la valeur et à la répartition spatiale du champ qu’elle rayonne. Nous nous intéresserons aussi à son couplage avec d’autres éléments électriques et à son impédance.

II.2.2.1. Calcul du champ rayonné par une sonde champ proche

Le champ magnétique émis par une boucle parcourue par un courant d’amplitude I s’obtient avec L’équation 5. Cette équation est valide lorsque le rayon de la boucle R est petit devant la distance OM qui sépare la boucle du point d’observation. On parle d’approximation du dipôle magnétique.

x

y

z

I

θ

O R

M

uφ

uθ

ur

r

))sin()cos(2(4

)(3

0θθθ

πµ

uur

mMB r

rrr+= (Équation 5)

Figure II–17 : Calcul du champ magnétique rayonné par une boucle.


63

Avec :

µ0 : perméabilité magnétique du vide à 4π.10-7 H/m.

r : distance en mètre entre le centre de la sonde et le point de calcul du champ électro-magnétique en M ;

rurOMr⋅=

m est le moment magnétique de la boucle de surface S et de vecteur normal nr

, nISmrr ⋅⋅= .

Le champ électrique émis par un monopôle élémentaire de moment dipolaire p avec

NPqp ⋅=r s’obtient en utilisant l’équation 6. Cette équation est valide lorsque la longueur du

dipôle NP est petite devant la distance OM qui sépare le dipôle du point d’observation. On parle d’approximation du dipôle électrique.

M

N P O x

θ r

))sin()cos(2(4

)(3

0θθθ

πεuu

r

pME r

rrr+= (Équation 6)

Figure II–18 : Calcul du champ électrique rayonné par un dipôle.

Avec :

r : distance entre la sonde et le point de calcul du champ électromagnétique en M ;

rurOMr⋅= ;

p : moment dipolaire NPqp ⋅=r

Cette équation permet d’évaluer le champ rayonné par une boucle en tout point de l’espace.

La valeur de ce champ et la direction des lignes de champ dépendent de la position de la boucle par rapport au point d’observation.

II.2.2.2. Surface de rayonnement d’une boucle magnétique

La puissance que la sonde est capable de rayonner dépend fortement de son impédance. En effet, lorsque l’impédance de la sonde est très différente de celle du générateur de signal, toute la puissance fournie à la sonde n’est pas rayonnée. Une partie est réfléchie et retournée au générateur. La Figure II–19 montre la simulation de la surface du champ magnétique produit par une boucle en fonction de sa taille. La simulation est menée pour la fréquence de 10 MHz et pour la fréquence de 1 GHz. Le point d’observation est à 1 mm de l’extrémité de la sonde. On considère que le champ est constant à l’intérieur d’une surface si l'écart maximum entre tous les points de cette zone ne dépasse pas 3dB. La surface d’illumination est définie comme étant la zone où le champ émis par la sonde est maximal.


64

0

2

4

6

8

0 2 4 6 8 10Rayon de la boucle (mm)

Sur

face

d'il

lum

inat

ion

(mm

²)Sondes usuelles

rxs *5.2)( =

Figure II–19 : Simulation de la surface d’illumination en fonction de la taille de la boucle.

On remarque que la surface d’illumination augmente avec la taille de la sonde. Cette courbe peut être approximée par la fonction :

rkrs *)( = (Équation 7)

Où r est le rayon en millimètre de la boucle et k une constante.

Il faut noter que la courbe de la surface d’illumination simulée obtenue à 10 MHz et celle à 1 GHz sont identiques. On en conclut que la surface d’illumination pour cette sonde ne dépend pas de la fréquence du signal qui la parcourt.

Les sondes champ proche que nous utilisons couramment ont un rayon allant de 0.5 à 2 mm. La courbe de la Figure II–19 montre que pour une sonde 0.5 mm de diamètre, la surface de rayonnement est supérieure à 2 mm². Dans certaines conditions, 2 mm² de surface peuvent être considérer comme ponctuelle. Mais avec la tendance actuelle de réduction de la taille des composants, on a besoin d’une sonde capable de produire du champ sur une surface plus petite afin de la considérer comme ponctuelle ou une surface plus grande si l'on souhaite illuminer en globalité un composant fortement intégré. Cela nous amène à nous intéresser à la variation de cette surface en fonction de la distance qui sépare le point d’observation de l’extrémité de la sonde. Sur la Figure II–20 est présentée la courbe simulée de la variation de la surface d’illumination d’une boucle magnétique en fonction de l’altitude d’observation. Cette courbe est obtenue avec une sonde de 1 mm de diamètre. L'altitude correspond à la distance entre l’extrémité de la sonde et le point d’observation.


65

0,001

0,01

0,1

1

10

100

1000

0 2 4 6 8 10Altitude (mm)

Sur

face

d'il

lum

inat

ion

(mm

²)

2*)( hkhs =

Figure II–20 : Simulation à 1 GHz de la surface illuminée en fonction de l’altitude de la sonde.

On constate que plus on est proche de la sonde, plus la surface de rayonnement est faible. Cette courbe peut être approximée par la fonction :

2*)( hkhs = (Équation 8)

On peut donc noter que pour être « ponctuelle », le point d’observation doit être très proche de la sonde. L’autre intérêt de se rapprocher de la sonde est le fait que le champ rayonné augment lorsque la distance diminue. On est donc sûr de produire de fortes perturbations en un point très précis du circuit intégré en ne consommant une puissance électrique relativement faible. Il faut noter qu’il existe une distance minimale possible. En effet, le boîtier et le diamètre du contour de la sonde constituent une limite à l’altitude qui sépare les éléments sensibles du boîtier à la partie active de la sonde.

A présent, on va s’intéresser à la transmission de la puissance proprement dite entre la sonde et les éléments sensibles.

II.2.2.3. Couplage entre la sonde et la victime

Nous avons vu précédemment comment évaluer le champ produit par une boucle magnétique et comment ce champ est réparti à une certaine distance de cette dernière. Il est important en plus de comprendre comment ce champ peut être capturé par un élément sensible. Pour simplifier, nous restons sur l’hypothèse d’une ligne microstrip adaptée 50 Ω. L’injection de puissance se fait par la sonde champ proche et l’élément sensible est la ligne.

Dans un premier temps, analysons chaque composante du champ rayonné par une boucle. Sur la Figure II–21 est montrée la simulation du champ rayonné par une boucle magnétique de 1 mm diamètre à une distance de 1 mm de son extrémité. La boucle est placée dans le plan yz et le champ est simulé dans le plan xy. La fréquence de simulation est de 1 GHz.


66

-16

Position de la sonde

x

y

z

Hx Hy Hz

Htotal

-30

1

dBA/m Ligne micro-ruban

Figure II–21 : Répartition spatiale du champ magnétique rayonné par une boucle à 1 GHz.

On constate que la répartition du champ rayonné par la boucle n’est pas la même pour toutes les composantes Hx, Hy et Hz. Par rapport à cette position de la boucle, la valeur du champ rayonné est la plus élevée pour les composantes Hx et Hz. Elle est très faible pour Hy. Une boucle placée dans le plan yz est couplée à la piste par la composante Hx. Une boucle placée dans le plan xz est couplée à la piste par la composante Hy. Enfin, une boucle placée dans le plan xy se couple mieux à la piste par la composante Hz. La seule analyse du champ total ne suffit pas à prévoir le couplage entre la sonde et un autre élément électrique. Il faut noter que si l’on est couplée à la sonde par la composante Hz, ce n’est pas par un point mais deux points. L’injection peut donc se faire à deux endroits sur le circuit intégré.

II.2.3. Caractéristiques d’une sonde en immunité L’utilisation d’une sonde champ proche en immunité nécessite la connaissance d’un

certain nombre d’informations la concernant. Parmi ces informations, on peut citer sa bande de fréquence utile, la répartition spatiale du champ qu’elle rayonne, la valeur du champ magnétique rayonnée et les composantes de ce champ. Les résultats présentés dans la suite sont issus de simulations électromagnétiques. Le logiciel utilisé est FEKO [FEKO].

II.2.3.1. Répartition spatiale du champ

Comme nous l’avons vu dans le paragraphe précédent, la répartition du champ dépend des dimensions de la sonde, de la distance à laquelle se trouve le point d’observation et de la composante considérée. C’est un critère important pour l’immunité. Si l’on souhaite prévoir une injection, il faut savoir où et comment le champ arrive sur les zones sensibles. Nous allons tout d’abord nous intéresser à l’allure spatiale du champ produit par une sonde. Nous nous appuyons toujours sur une boucle magnétique de 1 mm de diamètre. La sonde est placée dans le plan xz et l’observation se fait dans le plan xy. La Figure II–22 présente la répartition du champ magnétique total rayonné par une boucle pour différentes altitudes.


67

Htotal

h = 0.1 mm h = 0.5 mm h = 1 mm h = 10 mm

Position de la sonde

x

y

z

Figure II–22 : Allure de la surface de rayonnement en fonction de l’altitude.

On peut noter que pour le champ total, l’allure de la surface de rayonnement change avec l’altitude. Cependant, elle tend vers une ellipse orientée dans la même direction que la boucle lorsqu’on est très proche de la sonde. La surface d’illumination équivaut à un rectangle arrondi perpendiculaire à la direction de la sonde lorsque le point d’observation est éloigné de l’extrémité de la sonde. Cette surface est équivalente à un cercle lorsque la hauteur est du même ordre de grandeur que le diamètre de la sonde.

II.2.3.2. Champ magnétique rayonné

Cette fois, nous allons nous intéresser à la valeur proprement dite du champ produit par différentes sondes de champ proche.

Si on considère un circuit intégré comme victime de l’agression électromagnétique produite par une sonde de champ proche, le couplage se fait surtout au niveau des fils de bondings ou de piste rebouclés à la masse interne au circuit. Généralement, ces éléments présentent une boucle dans le plan xz ou yz. Ils sont donc généralement sensibles aux composantes tangentielles du champ magnétique, c'est-à-dire à Hx ou Hy. Nous conservons l’hypothèse de la boucle dans le plan yz. Sachant que le champ maximum de la composante Hy est très faible devant la composante Hx puisque la sonde est située très près du composant sous test, la suite de cette étude n’est menée que sur la composante Hx.

A partir de l’équation 5, on peut déduire la valeur du champ magnétique en dessous de la

boucle. C’est un cas particulier où θ = 90°. Dans ce cas on a : θπµ

ur

mMB

rr

30

4)( = . C’est la

situation où le champ maximum est rayonné dans la direction Hy, et nul dans les deux autres. A la Figure II–23 est présentée la variation du champ magnétique rayonné par une boucle magnétique de 1 mm de rayon pour une simulation à la fréquence de 1 GHz.


68

-50,00

-30,00

-10,00

10,00

30,00

50,00

0 2 4 6 8 10Altitude (mm)

Cha

mp

mag

nétiq

ue (d

BA

/m)

Figure II–23 : Courbe du champ magnétique en fonction de l’altitude.

On constate que le champ décroît très rapidement lorsque l’altitude augmente. Plus le composant sous test est proche de la sonde, plus l’agression électromagnétique produite par la sonde est forte au niveau du circuit intégré.

On s’est également intéressé à la variation du champ magnétique de la boucle par rapport à son rayon, ce résultat est représenté sur la courbe de la Figure II–24. Pour chaque point de cette courbe, le point d’observation est à 1 mm de l’extrémité de la boucle.

-20

-15

-10

-5

0

5

0 5 10 15 20Rayon de la boucle (mm)

Cha

mp

mag

nétiq

ue (d

BA

/m)

Figure II–24 : Courbe du champ en fonction de la taille de la sonde.

De même que pour l’altitude, on constate que la valeur du champ magnétique rayonné par la boucle diminue lorsque le rayon augmente. Cependant, on a vu que la surface d’illumination augment avec le rayon de la boucle. On en conclut qu'une injection ponctuelle permet une plus forte agression locale. Par exemple, localement, une sonde de 1 mm de rayon permet une injection de 5 dB supérieure à celle d’une sonde de 3 mm de rayon.

Nous avons remarqué que la surface d’illumination de la boucle ne dépend pas de la fréquence du signal de travail. Qu’en est-il de la valeur en un point fixe de ce champ ? La courbe de la Figure II–25 donne l’allure de la valeur du champ magnétique rayonné par une boucle de 1 mm de diamètre. Le point d’observation est fixe et se trouve à 1 mm en dessous de l’extrémité de la boucle.


69

-20,00

0,00

20,00

40,00

60,00

80,00

1 10 100 1000 10000Fréquence (MHz)

Cha

mp

H (

dBA

/m)

Figure II–25 : Courbe du champ magnétique rayonné par la boucle en fonction de la fréquence.

On constate que la valeur du champ rayonné décroît de 20 dB par décade. En d’autres termes, plus la fréquence du signal parcourant la sonde est élevée, plus le champ magnétique qu’elle rayonne est faible.

II.2.3.3. Influence de l’impédance de la sonde sur ses performances

Le champ magnétique est produit par les variations de courant à l’intérieur d’un conducteur électrique. C’est donc une grandeur qui dépend fortement du courant qui parcourt la sonde. De même que le champ électrique produit par une sonde dépend des variations de tension de la sonde. Généralement, la sonde est vue par le générateur comme une impédance équivalente (Figure II–26). Cette impédance n’est pas constante quelque soit la fréquence. Elle dépend des dimensions physiques de la sonde et varie en fonction de la fréquence.

Générateur de signal

Impédance Z(f) de la sonde

Adaptation 50 Ω

Câble coaxial adapté 50 Ω

Sonde champ proche

Figure II–26 : Liaison entre un générateur de signal et une sonde champ proche.

Il existe des problèmes liés à l’adaptation d’impédance. En effet, lorsqu’une onde passe d’un milieu A à un milieu B ayant respectivement une impédance ZA et ZB, elle est réfléchie. Cette réflexion peut être partielle ou totale. On établie un coefficient de réflexion ρ. Ce coefficient s’évalue grâce à la formule suivante :

BA

BA

ZZ

ZZ

+−=ρ (Équation 9)


70

La réflexion est nulle lorsque ρ = 0, c’est le cas lorsque ZA = ZB. La réflexion est totale lorsque ρ = 1. C’est le cas lorsque l’une des deux impédances vaut 0 ou l’infinie.

Considérons le cas de la Figure II–26, il n’y a aucune réflexion entre le générateur de signal et le câble coaxial. Il existe une adaptation d’impédance entre les deux. Cependant, l’impédance de la sonde est variable. Le coefficient de réflexion l’est donc aussi. Finalement, ρ dépend aussi de la fréquence. En d’autres termes, tout le signal fourni par le générateur est transmis au câble coaxial. Mais seulement une partie de ce signal est rayonnée par la sonde.

Une simulation ou une mesure des paramètres S permet de connaître la variation de ρ (ou S11) en fonction de la fréquence. La Figure II–27 montre un exemple de simulation du coefficient de réflexion d’une boucle magnétique de 1 mm de diamètre.

-2.5E-03

-2.0E-03

-1.5E-03

-1.0E-03

-5.0E-04

0.0E+00

5.0E-04

0.001 0.01 0.1 1 10 100 1000 10000

Fréquence (MHz)

Coe

ffici

ent d

e ré

flexi

on (d

B)

Figure II–27 : Simulation du coefficient de réflexion d’une boucle magnétique de 1 mm de rayon.

La réflexion du signal fourni par le générateur complique énormément les mesures d’injection en champ proche. Car d’après la courbe de la Figure II–27, on déduit que finalement très peu de puissance est rayonnée par la sonde car son coefficient de réflexion est très proche de 0 dB. Le coefficient de réflexion décroit fortement de 2 à 10 GHz, mais sa valeur reste supérieure à 0.01 dB. Cela explique pourquoi une injection en champ proche nécessite beaucoup de puissance pour induire une perturbation sur une victime.

L’impédance ne peut donc pas être négligée si l’on souhaite caractériser une sonde de champ proche, qu’elle soit magnétique ou électrique.

Cela nous permet de conclure en soulignant que l’utilisation d’une sonde de champ proche ne pose pas de grands problèmes lorsqu’elle est utilisée en émission. Du moment que le câble utilisé pour guider l’onde capturée est adapté à l'impédance d'entrée de l’appareil de mesure, tout le signal capté par la partie sensible et transmis au guide est absorbé par l’appareil de mesure. En revanche, lorsque l’on fait de l’injection, comme l’adaptation entre le guide et l’élément sensible (boucle, brin) n’est pas garantie, une grande partie de la puissance fournie à la sonde est réfléchie et retournée au générateur. La solution couramment utilisée consiste à mettre un coupleur à l’entrée de la sonde afin de connaître la puissance réellement injectée.

A présent, nous allons nous intéresser à un nouveau type de sondes : La SkateProbe. Le but étant de produire du champ sur une grande surface et non plus en un point.


71

II.3. Sonde de champ proche proposée : la SkateProbe

La mesure de l’immunité en champ proche dépend énormément des sondes d’injection. Nous avons mené une réflexion sur la manière dont une sonde champ proche injecte de la puissance à un circuit intégré. Cette réflexion vise à l’optimisation d’une mesure d’immunité en champ proche. Cette réflexion fait l’objet des deux dernières parties de ce chapitre. D’une part, nous décrivons de nouvelles architectures de sonde de champ électrique et de champ magnétique. D’autre part, nous proposons une technique de calibrage de sonde champ proche pour la mesure d’immunité.

Qu’elle soit électrique ou magnétique, les critères de sélection d’une sonde de champ proche en immunité reste les mêmes. L’objectif avec la SkateProbe est de conserver dans le pire des cas les qualités qu’une sonde standard. Dans le meilleur des cas, la SkateProbe doit avoir des qualités supérieures. Les sondes standard servent à produire une agression localement sur un circuit intégré. Le but visé avec une SkateProbe est de reproduire une agression électromagnétique sur l’ensemble d’un circuit intégré. Dans cette partie, nous comparerons à chaque fois la SkateProbe et une sonde standard.

II.3.1. Description Les SkateProbe données en exemple sont réalisées sur circuit imprimé double couche.

Afin de mener cette étude, nous comparons à chaque fois la SkateProbe à la boucle magnétique. Dans chaque exemple, les deux sondes ont la même la surface de boucle. La Figure II–28 montre le calcul de la surface de deux boucles différentes : l’une est circulaire et l’autre rectangulaire.

L Surface = l*L

r

Surface = π*r²

l

Figure II–28 : Calcul de la surface de deux boucles, circulaire (à gauche) et rectangulaire (à droite).

On peut noter que l’exemple de la Figure II–28 est relatif au champ magnétique. Une analogie existe pour le champ électrique mais elle n’est pas discutée dans ce manuscrit. L’intérêt de la SkateProbe est sa simplicité. Nous proposons une solution qui permet lors d’une étude de concevoir une sonde la mieux adaptée au cas d’étude en jouant sur quelques paramètres physiques, essentiellement les dimensions de la sonde. Il n’y a donc pas une SkateProbe, mais une technique de conception permettant de fabriquer soit même une sonde avec les caractéristiques souhaitées.

Pour être capable de contrôler le champ émis par une sonde de champ proche, il est indispensable de comprendre de quelle manière le champ rayonné par une piste se répartit autour de cette dernière.


72

II.3.2. Emission d’une ligne micro-ruban La ligne micro-ruban est un élément électrique standard et simple à mettre en œuvre. C’est

aussi l’élément de base d’une SkateProbe. Nous allons nous appuyer sur cette dernière pour comprendre de quelle manière les champs électrique et magnétique se répartissent autour d’un élément parcouru par un courant. Dans cette partie, on s’intéresse au champ électromagnétique émis par une piste. Ensuite à l’influence des caractéristiques de cette piste sur son émission. Enfin, on décrit le modèle électromagnétique d’une piste rayonnante.

II.3.2.1. Champ électromagnétique émis par une piste

Dans cette partie, on s’intéresse au champ émis par une piste. Pour cela, nous partirons du calcul du champ rayonné par un dipôle élémentaire et nous l’appliquerons à la piste.

II.3.2.1.1 Champ émis par un dipôle élémentaire

On cherche à déterminer le champ magnétique rayonné par un dipôle élémentaire. Dans le cas de la SkateProbe, ce dipôle correspond à une inductance rayonnante. Afin de connaître le rayonnement de ce dipôle dans l'espace, on se donne un repère sphérique (r, θ, φ), où la direction positive correspond à θ = 0. Un repérage dans l'espace du dipôle est présenté à la Figure II–29.

I0e jωt y

x

φ

r

θ

z

Eθ

Er

l

ϕH

Figure II–29. Calcul du champ magnétique généré par un dipôle élémentaire.

Le champ généré par un dipôle de courant élémentaire de longueur l (m), d’amplitude I0 (A) et de pulsation ω=2πf (rad/s) peut se calculer à l’aide des formulations suivantes : c (m/s) est la célérité de la lumière dans le vide. ηo est l’impédance d’onde dans le vide et vaut 377 Ω. βo est la constante de phase en m-1.

rjer

jr

IlH 0

022

0

200 11

sin4

2 βϕ ββ

θπβη −×

+××= (Équation 10)

rjr e

rj

r

IlE 0

330

220

200 11

cos4

2 β

ββθ

πβη −×

−××= (Équation 11)


73

rjer

jr

jr

IlE 0

3300

220

200 111

sin4

βθ βββ

θπ

βη −×

−+××= (Équation 12)

0=== θϕ HHE r

rrr (Équation 13)

II.3.2.1.2 Application à une ligne

Dans le cas d’une ligne micro-ruban de longueur infinie et parcourue par un courant d’amplitude I (Figure II–30), la loi de Biot et Savart nous donne au final l’expression du champ magnétique de l'équation 14:

0 (M)B

r

I

M

z

r

rur

θur

zur

Figure II–30 : Calcul du champ généré dans une ligne micro-ruban.

θπµ

ur

IMB

rr⋅

⋅⋅=

2)( 0

(Équation 14)

• Cas du champ magnétique

Le champ magnétique émis par une ligne micro-ruban présente des lignes de champ qui entourent la ligne (Figure II–31). Contrairement au champ électrique, que nous traiterons dans le paragraphe suivant, ces lignes de champ ne coupent jamais ni la ligne micro-ruban ni le plan de masse. Plus le chemin est court, plus l’intensité du champ est élevée. La zone de champ maximum se trouve au plus près de la ligne.

i

y

z

x

Plan de masse

Piste

Figure II–31 : Emission en champ magnétique d’une ligne microstrip .


74

Au-dessus et au centre de la piste, la composante Hx est toujours nulle. Au milieu et à la verticale de la piste, la composante Hy est maximale tandis que la composante Hz est nulle.

Lorsque deux lignes sont voisines, la position des minima et des maxima ne respecte plus les mêmes conditions que précédemment (Figure II–32). La composante Hy n’est plus minimale au dessus des lignes. De plus, l’écart entre les maxima de la composante Hy augmente avec l’altitude lorsque le sens du courant est inversé (Figure II–32 a.). Cet écart diminue avec l’altitude lorsque les deux lignes sont parcourues par des courants de même sens (Figure II–32 b.). Seule la composante Hx reste nulle au dessus des deux pistes.

2R

H

-I +I

y

z

x

2R

H

+I +I

y

z

x

Figure II–32 : Emission en champ magnétique de deux lignes microstrips voisines.

Pour les cartographies issues des composantes Hx et Hy, le champ capté au-dessus d’une inductance est un maximum local. En revanche pour la cartographie issue de la composante Hz, le champ capté au-dessus d’une inductance est un minimum local.

La Figure II–33 illustre le précédent propos. Les inductances L1 et L2 sont positionnées sur des maximums dans le cas de Hx. Elles sont positionnées sur des minimums dans le cas de Hz. Nous allons nous appuyer sur cette propriété du champ magnétique lors de l’interprétation d’une cartographie.

Hx Hz Max

Min

Figure II–33. Exemple de positionnement d’inductances à l’aide de ic-emc [IC-EMC].

• Cas du champ électrique

Maintenant que nous connaissons la forme du champ magnétique émis, nous allons nous intéresser à celle du champ électrique. Le champ électrique émis par une ligne micro-ruban présente des lignes de champ orientées de la ligne vers le plan de masse (Figure II–34). Ces lignes de champ sont toujours orthogonales à la ligne micro-ruban et au plan de masse. Plus le


75

chemin est court, plus l’intensité du champ est élevée. Par conséquent, la zone de champ maximum se trouve entre la ligne et le plan de masse.

y

z

x

i

Plan de masse

Piste

Figure II–34 : Champ électrique émis par ligne micro-ruban.

Au-dessus de la piste, la composante Ex est toujours nulle. Au-dessus et au milieu de la piste, la composante Ez est maximale tandis que les composantes Ex et Ey sont nulles.

Lorsque deux lignes sont voisines, la position des minima et des maxima ne respecte plus les mêmes conditions que précédemment (Figure II–35) et elle dépend du sens du courant de chaque ligne.

2R

E

-I +I

y

z

x

2R

E

+I +I

y

z

x

Figure II–35 : Emission en champ électrique de deux lignes microstrips voisines.

Lorsque le sens du courant est différent sur les pistes (Figure II–35 a.), les lignes de champ électrique relient les deux conducteurs et sont orthogonales à chacun d’entre eux. La composante Ex est maximale à égale distance des deux conducteurs, les autres composantes sont nulles. Lorsque le sens du courant est le même sur les pistes (Figure II–35 b.), les lignes de champ sont toujours orthogonales à chaque conducteur. En revanche, les lignes de champ ne relient plus les deux conducteurs. La composante EZ est maximale à égale distance des deux conducteurs, les autres composantes y sont nulles.

II.3.2.2. Influence des caractéristiques de la ligne sur son émission

Dans cette partie, nous décrivons l’influence des paramètres d’une piste sur son rayonnement champ proche.

II.3.2.2.1 Influence du plan de masse

Il est important de comprendre de quelle manière le plan de masse modifie les lignes de champ rayonnées par une ligne micro-ruban. Lorsque la technologie choisie le permet, on peut modifier la distance e qui sépare la piste du plan de masse. La Figure II–36 illustre l’influence du plan de masse sur le champ magnétique rayonné par la piste. Chaque courbe

a) b)


76

représente une simulation avec une épaisseur e différente. La courbe rouge représente la mesure. Les courbes ci-dessous sont obtenues en faisant varier la distance entre la piste et le plan de masse. La distance entre la sonde et la piste est constante et fixée à 1 mm.

-2 -1 0 1 2

-80

-70

-60

-50

-40

Plan de masse

e

x

Hx (dBA/m)

e=10 mm

e=2 mm

Mesure

e=100 mm

x (mm)

Figure II–36. Influence du plan de masse.

On constate que plus la piste est éloignée du plan de masse, plus les minimums locaux sont écartés. Lorsque la piste est « isolée, c'est-à-dire très loin du plan de masse, il n’existe plus de minimum locaux.

II.3.2.2.2 Influence de la largeur de la piste

Lors de la conception de la sonde, la largeur de la piste est un paramètre que l’on peut modifier afin de changer la répartition du champ autour de la piste. La Figure II–37 montre l’influence de la largeur de piste, notée w, sur le champ magnétique rayonné. Tant que cette largeur est inférieure ou égale à 1 mm, l’allure du champ autour de la piste ne change pas. Pour une largeur supérieure à 2 mm, l’allure du champ rayonné autour de la piste est modifiée : le lobe principal devient plus large et présente deux maximums et un minimum (w = 3mm). La valeur de w finale doit correspondre à la courbe qui ressemble le plus à la mesure (en pointillé sur la Figure II–37).

-80

-70

-60

-50

-40

-2 -1 0 1 2

w

Plan de masse

e

x

Hx (dBA/m)

w=2 mm

W≤1 mm Mesure

w=3 mm

x (mm)

Figure II–37. Influence de la largeur des pistes.

II.3.2.2.3 Influence du courant traversant la piste

Le courant qui traverse la piste permet de modifier la valeur du champ rayonné par la SkateProbe. Pour voir l’influence de ce paramètre, on fait varier l’intensité du générateur i0. Tous les autres paramètres sont fixes. La Figure II–38 montre l’influence de la puissance fournie à la SkateProbe. On remarque que la variation de la puissance ne change pas la


77

position des minimums et des maximums. Elle entraîne cependant une variation dans le même sens des valeurs du champ rayonné. Cette variation est conforme au résultat présenté à l'équation 14.

-95

-85

-75

-65

-55

-45

-2 -1 0 1 2

Hx (dBA/m) i0=100 mA

Mesure i0=10 mA

i0=1 mA 50 Ω i0

x

x (mm)

Figure II–38. Influence de la puissance fournie à la SkateProbe .

La valeur de la puissance fournie finale doit correspondre à la courbe qui ressemble le plus à la mesure (en pointillé sur la Figure II–38).

II.3.2.2.4 Influence de l’altitude de la mesure

L’altitude de la sonde est déterminante dans le résultat que l’on obtient à partir d’une cartographie champ proche. La position de la sonde modifie l’allure de la mesure. La Figure II–39 montre l’influence de l’altitude de la sonde sur la mesure de champ magnétique. Plus la distance entre la sonde de mesure et la piste est importante, plus le champ émis est faible et plus le lobe principal est large.

-105

-90

-75

-60

-45

-2 -1 0 1 2x displacement

h=1 mm h=2 mm h=3 mm

Emission mesurée

Hx (dBA/m)

h

x

e

Plan de masse

x (mm)

Figure II–39. Influence de l’altitude de la sonde par rapport à la piste lors de la mesure.

Il existe une valeur de h qui permet d’obtenir une simulation fidèle à la mesure (en pointillé sur la Figure II–39).

Tous ces paramètres doivent être croisés afin d’avoir la simulation la plus fidèle possible à la mesure. C’est l’ensemble de ces paramètres qui sert à la conception de la sonde avec un logiciel de simulation électromagnétique.


78

II.3.2.3. Modèle électromagnétique de la piste rayonnante

Après la réalisation schématique de la sonde, on s’intéresse à son impédance. En effet, la sonde est vue par le générateur de signal comme un dipôle dont l’impédance dépend fortement de la fréquence. Le simulateur électromagnétique permet de prévoir l’impédance de la sonde en fonction de la fréquence. Pour cela, les caractéristiques des matériaux qui sont utilisés pour la fabrication de la sonde doivent être communiquées au simulateur.

La simulation électromagnétique se fait en deux étapes : la première consiste à considérer que toutes les pistes ont la même largeur afin de faire une première caractérisation de la sonde. La seconde sert à optimiser la largeur de chaque piste si nécessaire : la prise en compte ou non de ces largeurs dépend de la précision souhaitée et de la complexité de l’émission à reproduire. Si la technologie utilisée pour la fabrication de la SkateProbe le permet, on peut également optimiser l’altitude qui sépare chaque piste du plan de masse.

II.3.2.3.1 Modèle électromagnétique infini

Le modèle électromagnétique infini est un modèle parfait dont l'objectif est de faire une simulation rapide. Il n’inclut aucun élément diélectrique fini. L’isolant et le plan de masse sont infinis. Seules les pistes rayonnantes ont leurs dimensions réelles.

Ce modèle présente le défaut de ne pas être fidèle à la réalité : il n’existe pas de plan de masse infini. Par conséquent, l’effet de bord dû au plan de masse modifie l’émission des lignes. Cependant, ce modèle permet déjà d’optimiser, en première approximation, la géométrie des pistes rayonnantes en un temps de simulation relativement court.

II.3.2.3.2 Modèle fini

Dans le modèle fini, le plan de masse et l’isolant sont considérés comme étant des éléments finis. Leurs dimensions correspondent à celles de l’isolant et du plan de masse de la sonde qu’on souhaite fabriquer. Sa simulation est plus longue, mais elle permet de reproduire plus fidèlement le comportement électromagnétique de la sonde que l’on va fabriquer. Lorsque le résultat du modèle fini coïncide avec celui du modèle infini, les dimensions de l’isolant et du plan de masse peuvent être négligées.

Enfin, suite à la simulation, nous validons la répartition du champ produit par la sonde. Nous vérifions aussi les valeurs maximales du champ et leurs positions. Les dimensions des éléments rayonnants de la sonde et leurs positions peuvent donc être différentes de ceux qui se trouvent à l’intérieur du circuit intégré, mais au final produire un rayonnement identique.

II.3.3. Exemple de SkateProbes Conçues

II.3.3.1. La SkateProbe adaptée à une ligne micro ruban

La première structure que nous proposons comme exemple est simplement une piste. Nous proposons une première sonde qui rayonne du champ le long d’une ligne. La longueur maximale de cette ligne dépend de la fréquence maximale que l’on souhaite atteindre. Elle dépend aussi des dimensions de la ligne à agresser. La sonde donnée en exemple a une longueur de 7.5 mm. La largeur de la piste est de 1 mm. La sonde est réalisée sur un circuit imprimé standard double face. L’isolant a une dimension de 10 x 5 mm. Nous allons comparer les résultats de simulation de la SkateProbe à ceux de la boucle magnétique. Pour cela, nous nous intéressons au champ magnétique rayonné par les deux sondes, à leurs paramètres S et à leur impédance.


79

Boucle magnétique SkateProbe

Type de boucle Circulaire Rectangulaire Surface boucle ~12 mm² ~12 mm² Type coaxial RG405 RG405 Longueur du câble ~8 mm ~8 mm Largeur de la piste - 1 mm Isolant Air (εr = 1) FR4 (εr = 4.7)

Figure II–40 : Boucle magnétique et SkateProbe .

La Figure II–40 décrit les caractéristiques de la SkateProbe et de la boucle magnétique. On peut noter que les deux sondes ont des boucles de même surface. De plus, les câbles coaxiaux sont identiques.

II.3.3.1.1 Le champ rayonné simulé

La simulation du champ rayonné est faite à une distance de 1 mm de l’extrémité de la sonde. On considère que le champ est constant tant que sa valeur n’est pas 3 dB en dessous de sa valeur maximale. Cette simulation est faite avec le logiciel de simulation électromagnétique FEKO.

L’observation du champ magnétique rayonné se fait sur une surface de 25 x 25 mm pour les deux sondes. Les surfaces de rayonnement obtenues sont représentées sur la Figure II–41.

25 dBA/m 0 dBA/m

Figure II–41 : Champ rayonné à 1 mm par la sonde circulaire (à gauche) et par la SkateProbe (à droite).

On remarque que la surface totale de rayonnement de la SkateProbe est 3 fois plus importante que celle de la boucle magnétique. De plus, la valeur maximale du champ émis est 5 dB plus élevée dans le cas de la SkateProbe.

II.3.3.1.2 Le coefficient de réflexion

La mesure et la simulation du coefficient de réflexion de la SkateProbe est comparé à celui de la boucle. Cette comparaison permet de caractériser la SkateProbe et de comparer la puissance qu’elle injecte sur une piste par rapport à une boucle. La Figure II–42 montre la définition du plan de calibration des deux sondes pour la mesure à l’analyseur de spectre.


80

Plan de calibration

Figure II–42 : Définition du plan de calibration pour la mesure des caractéristiques de la sonde.

Pour les deux sondes, le plan de calibration est défini de façon à ne caractériser que les boucles. L’influence des câbles associés aux sondes n’est pas prise en compte.

On peut noter (Figure II–42) que la connexion entre le câble et la SkateProbe est beaucoup plus complexe que celle de la boucle et fait intervenir un connecteur SMA. Les effets de cette connexion sont négligés dans la suite.

C’est le câble utilisé avec la SkateProbe qui sert à faire la calibration. Ce câble a été fabriqué de façon à ramener le plan de calibration à l’extrémité du câble utilisé pour la boucle. Pour ce faire, le câble est détaché de la SkateProbe et c’est à l’extrémité de ce câble que la calibration est faite. La mesure de la SkateProbe inclut ce câble, celle de la boucle l’exclut.

-2

-1,5

-1

-0,5

0

0,5

1

0,1 1 10 100 1000 10000Fréquence (MHz)

Am

plitu

de (

dB)

Sonde circulaire

SkateProbe 1x10

-2

-1,5

-1

-0,5

0

0,5

1

0,1 1 10 100 1000 10000Fréquence (MHz)

Am

plitu

de (

dB)

Sonde Circulaire

SkateProbe 1x10

Figure II–43 : Comparaison du coefficient de réflexion (S 11) simulé (gauche) et mesuré (droite) de la boucle et de la SkateProbe .

Pour la SkateProbe comme pour la boucle magnétique, le coefficient de réflexion est nul sur toute la bande de fréquence (Figure II–43). Le résultat de simulation montre que les deux sondes sont désadaptées. Ce qui correspond à nos prévisions puisque les sondes sont court-circuitées et par conséquent pas adaptées 50Ω.

II.3.3.1.3 Le coefficient de transmission

La mesure du coefficient de transmission est réalisée en couplant la sonde à une ligne micro-ruban située à 1 mm en-dessous du bas de la boucle. La ligne est terminée par une résistance 50 Ω en une extrémité. L’autre extrémité de la ligne est branchée sur le port 1 de l’analyseur vectoriel de réseau. La sonde est branchée sur le port 2 de l’analyseur vectoriel de réseau.


81

-95

-75

-55

-35

-15

0,1 1 10 100 1000 10000Fréquence (MHz)

Am

plitu

de (d

B)

Sonde Circulaire

SkateProbe 1x10

-110

-90

-70

-50

-30

0,1 1 10 100 1000 10000Fréquence (MHz)

Am

plitu

de (d

B)

Sonde circulaire

SkateProbe 1x10

Figure II–44 : Comparaison du coefficient de transmission (S 12) simulé (gauche) et mesuré (droite) de la boucle et de la SkateProbe couplés à la ligne micro-ruban.

En mesure, tout comme en simulation, on constate que le coefficient de transmission de la SkateProbe est environ 10 dB supérieur à celui de la boucle magnétique. Le couplage électromagnétique est donc plus important avec la SkateProbe.

II.3.3.1.4 L'impédance

La mesure de l’impédance de la SkateProbe est comparée à celle de la boucle. Cette mesure est faite en utilisant le VNA [VNA]. Le plan de calibration est défini de la même façon que sur la Figure II–42, c'est-à-dire que sa définition permet de caractériser uniquement l’impédance des boucles sans tenir compte du câble.

0,01

0,1

1

10

100

0,1 1 10 100 1000 10000Fréquence (MHz)

impé

danc

e (O

hms)

Sonde CirculaireSkateProbe

Figure II–45 : Comparaison de l’impédance mesurée de la sonde circulaire et de la SkateProbe .

Jusqu’à 2 GHz, les deux sondes ont une impédance qui croît avec la fréquence. A partir de 3 GHz, l’impédance de la boucle magnétique décroît tandis que celle de la SkateProbe croît toujours. Cependant, les deux sondes sont très désadaptées.


82

Nous venons de présenter les résultats de simulation et de mesure obtenus sur la boucle magnétique et sur la SkateProbe. Il apparaît que la SkateProbe présente un meilleur couplage avec une ligne micro ruban. De plus, le champ rayonné est réparti sur une surface plus importante. Ces caractéristiques font que la SkateProbe est une meilleure candidate pour faire des mesures d'immunité champ proche puisqu'elle répond mieux à nos attentes.

II.3.3.2. La SkateProbe adaptée à un circuit intégré

Deux architectures sont possibles pour des sondes de champ magnétique adaptées à l’agression d’un circuit intégré :

• La première architecture est de type plan. Cette structure, très simple, permet d’augmenter la surface d’illumination d’une SkateProbe. En revanche, il existe une variation du champ en fonction de sa largeur due à l’effet de peau. Cette limitation borne la fréquence d’utilisation de la sonde. De plus cette architecture entraine une augmentation du couplage électrique entre la sonde et le circuit intégré sous test.

• La seconde architecture est de type bobine. Elle évite d’être confronté au problème lié à l’effet de peau. Elle permet également de réduire le couplage électrique. En revanche, elle est plus compliquée à réaliser que la précédente. Sa largeur dépend du nombre de spires et de l’espacement entre ces spires. De plus, en fonction du nombre de spires, le chemin parcouru par le courant est plus long. Elle introduit donc d’autres problèmes liés cette fois-ci à la phase du signal qui la parcourt.

Dans ce paragraphe, nous présentons une SkateProbe dont l’architecture est de type plan. La sonde donnée en exemple ici diffère de la SkateProbe ligne uniquement par sa largeur de 5 mm.

Boucle magnétique SkateProbe

Type de boucle Circulaire Rectangulaire Surface boucle ~12 mm² ~12 mm² Type coaxial RG405 RG405 Longueur du câble ~8 mm ~8 mm Largeur de la piste - 5 mm Isolant Air (εr = 1) FR4 (εr = 4.7)

Figure II–46 : Boucle magnétique et SkateProbe .

La démarche suivie est semblable à celle que nous avons précédemment décrite. Pour les deux sondes, le plan de calibration est défini de façon à ne caractériser que les boucles. L’influence des câbles associés aux sondes n’est pas prise en compte.

II.3.3.2.1 Le champ rayonné simulé

La simulation du champ rayonné est faite à une distance de 1 mm de l’extrémité de la sonde. On considère que le champ est constant tant que sa valeur n’est pas 3 dB en dessous de sa valeur maximale.

L’observation du champ magnétique rayonné se fait sur une surface de 25 x 25 mm pour les deux sondes. Les surfaces de rayonnement obtenues sont représentées sur la Figure II–47.


83

25 dBA/m 0 dBA/m

Figure II–47 : Champ rayonné à 1 mm par la sonde circulaire (à gauche) et par la SkateProbe (à droite).

On remarque que la surface totale de rayonnement de la SkateProbe est 8 fois plus importante que celle de la boucle magnétique. De plus, la valeur maximale du champ émis est 5 dB plus élevée dans le cas de la SkateProbe.

II.3.3.2.2 Le coefficient de réflexion

Pour les deux sondes, le plan de calibration est défini de façon à caractériser uniquement les boucles. L’influence des câbles associés aux sondes est supprimée.

-2

-1,5

-1

-0,5

0

0,5

1

0,1 1 10 100 1000 10000Fréquence (MHz)

Am

plit

ude

(dB

)

Sonde Circulaire

SkateProbe 10x10

Figure II–48 : Comparaison du coefficient de réflexion (S 11) simulé de la boucle et de la SkateProbe .

La mesure du coefficient de réflexion (S11) des deux sondes est présentée à la Figure II–48. Les deux sondes ont des coefficients de réflexions identiques. Ils sont égaux à 0 dB jusqu’à 600 MHz. De 600 MHz à 3 GHz, ils varient autour de 0 dB. Cela décrit la désadaptation des deux sondes.

II.3.3.2.3 Le coefficient de transmission

La mesure du coefficient de transmission est réalisée en couplant la sonde à une ligne micro-ruban située à 1 mm en-dessous de la boucle. La ligne est terminée par une résistance 50 Ω en une extrémité. L’autre extrémité de la ligne est branchée sur le port 1 de l’analyseur vectoriel de réseau. La sonde est branchée sur le port 2 de l’analyseur vectoriel de réseau.


84

-85

-65

-45

-25

0,1 1 10 100 1000 10000Fréquence (MHz)

Am

plitu

de (d

B)

SkateProbe 10x10Sonde Circulaire

Figure II–49 : Comparaison du coefficient de transmission (S 12) mesuré de la boucle et de la SkateProbe couplés à la ligne micro-ruban.

La courbe de la Figure II–49 décrit la variation du coefficient de transmission (S12) mesuré pour les deux sondes. Les deux courbes ont la même allure. Jusqu’ à 800 MHz, les courbes varient de 20 dB par décade. De 800 MHz à 3 GHz, elles varient entre -35 et -20 dB. Sur toute la bande de fréquence, les deux courbes restent inférieures à -15 dB. Cependant le coefficient de transmission de la boucle magnétique est supérieur à celui de la SkateProbe.

Il est important de noter que cette SkateProbe n’est pas optimale pour une piste. Elle est optimisée pour un circuit intégré.

II.4. Calibrage de sondes en immunité

Dans cette partie, on s’intéresse au calibrage des sondes champ proche en immunité. Le but est de proposer une méthode permettant de passer de la puissance injectée dans la sonde à la valeur équivalente du champ quelque soit le point d’observation. Dans un premier temps, nous montrerons l’intérêt de calibrer les sondes en immunité. Ensuite nous décrirons la méthode de calibrage que nous proposons. Nous terminerons en montrant une illustration de cette méthode sur quelques sondes de mesure utilisée dans notre laboratoire.

II.4.1. Contexte Les mesures d’immunité des circuits intégrés en champ proche présentent de plus en plus

d’intérêts. Mais elles restent très longues et très fastidieuses à mettre en œuvre.

La notion de calibrage d’une sonde champ proche est bien connue dans le cas de la mesure de champ émis par une source électromagnétique quelconque. Elle se résume à la connaissance de son facteur de performance. Pour une fréquence donnée, le facteur de performance d’une sonde relie la tension aux bornes de la sonde à une valeur de champ. Dans le cas d’une sonde magnétique, le facteur de performance (PF) s’exprime de la façon suivante :

PF(f) = Pm(f)|dBm - H(f)|dBA/m Équation 15

Où Pm est la puissance mesurée sur la sonde et H le champ magnétique équivalent.


85

En immunité, le calibrage d’une sonde devient une notion beaucoup plus complexe. Elle doit contenir le maximum d’information nécessaire pour l’utilisateur. Son utilisation doit cependant rester simple.

Il n’existe actuellement aucun moyen permettant de connaître rapidement la valeur équivalente à une puissance injectée dans une sonde. Lorsque la sonde est utilisée pour injecter de la puissance, le champ équivalent dépend fortement du point d’observation. En d’autres termes, pour une fréquence donnée, la puissance injectée dans la sonde et le champ équivalent capturé en un point sont liés à plusieurs variables. C’est pour cela que nous proposons une méthode permettant de simplifier la mesure d’immunité en champ proche en calibrant la sonde.

Le calibrage d’une sonde en immunité doit contenir les informations suivantes :

• La surface d’illumination, qui indique à l’utilisateur s’il agresse un point du circuit intégré ou bien s’il agresse un bloc entier ou même plusieurs blocs du circuit ou bien encore si c’est tout le circuit intégré qu’il agresse ;

• La valeur et la direction du champ à l’intérieur de la surface illuminée qui permet à l’utilisateur de connaître le niveau de champ appliqué à son circuit intégré et de savoir dans quelle direction le couplage est favorisé;

• La variation du champ en fonction de l’altitude de la sonde qui offre à l’utilisateur une liberté sur le positionnement de la sonde par rapport à son circuit intégré victime ;

• La variation du champ en fonction de la fréquence qui permet à l’utilisateur de connaître le comportement de la sonde à différents points de fréquence, et donc de savoir convertir la puissance appliquée à la sonde en champ résultant.

II.4.2. Méthode de calibrage Dans cette partie, nous nous intéressons à la méthode de calibrage de sonde de champ

proche en immunité qu’on propose. Nous détaillerons en particulier la mesure de chacun des paramètres précédemment définis.

II.4.2.1. Principe de calibrage d’une sonde en immunité

Le calibrage d’une sonde en immunité vise à donner à l’utilisateur la valeur du champ perçu par le circuit intégré sous test lors d’une injection en champ proche. Cette valeur dépend de la configuration de la mesure. En fixant l’altitude de la sonde et la fréquence du signal d’injection, l’utilisateur obtient un coefficient de conversion équivalent au facteur de performance. De même, lorsqu’il agresse un circuit intégré, l’utilisateur doit savoir quelle zone du circuit soumise à la perturbation.

Les données de calibration doivent permettre à l’utilisateur de retrouver rapidement :

• La valeur du champ à l’altitude de la mesure ;

• L’orientation des lignes de champ dans la surface d’illumination ;

• La surface totale illuminée ;

• et l’allure de la surface illuminée.

Pour cela, nous proposons un diagramme de couleur sur deux dimensions (Figure II–50).


86

x

y

x

y

1 2 Zone

Form

e 1x1y1 2x2y2

Fréquence

Alti

tude

1x3y3 1x4y4

2x5y5

2x6y6

Cmax

Cmin

C2

C1

Coefficient a) b)

Figure II–50 : Représentation des données de calibrage d’une sonde en immunité.

Ce diagramme est composé de deux figures : Figure II–50 a) et Figure II–50 b). La Figure II–50 a) est une cartographie dont l’axe des abscisses représente la fréquence et l’axe des ordonnées correspond à l’altitude. Les couleurs de cette cartographie sont représentatives du niveau du facteur de calibrage. Chaque couple altitude et fréquence correspond à un coefficient. Additionné à la puissance du signal d’injection, ce coefficient permet d’obtenir la valeur du champ magnétique au niveau du composant. Tout le repère est quadrillé sur la base de la forme et de la taille de la surface d’illumination. Le nom de chaque cadre est donné sous la forme de nxiyi où n est le numéro associé de la zone. xi et yi sont respectivement la longueur et la largeur de la surface d'illumination.

Une autre partie des données de calibrage est présentée dans un tableau (Figure II–50 b)). Ces données correspondent à la forme et la taille de la surface d’illumination. Ces données complètent la valeur du coefficient en précisant sur quelle surface ce champ est appliqué. Ainsi, l’utilisateur sait de quelle manière il injecte le champ dans le circuit. x et y indique la longueur et la largeur de la surface. La valeur de x et y correspond aux xi yi donnés précédemment. Ces données sont obtenues en faisant différentes cartographies de l’émission de la sonde.

II.4.2.2. Surface d’illumination de la sonde

Etant donné que le calibrage d’une sonde en immunité inclus la répartition spatiale du champ qu’elle rayonne, il faut mesurer sa cartographie champ proche. Pour cela, on utilise un scanner champ proche [IEC05] pour mesurer l’émission en champ rayonné de la sonde à calibrer (Figure II–51).


87

Sonde de Champ H

y

x

z

Sonde d’injection fixe

Sonde de capture mobile

analyseur de spectre

Générateur de signal

Figure II–51 : Mesure de la surface d’illumination d’une sonde de champ proche.

En déplaçant une sonde de champ proche calibrée en réception [KRIS04] [LABU05] au dessus la sonde d’injection, on mesure la surface d’illumination de la sonde d’injection et la valeur du champ émis. On répète cette mesure à plusieurs altitudes. Afin de réduire le temps nécessaire au calibrage d’une sonde, le nombre de points de mesure de l’émission de la sonde à calibrer peut être limité au nombre strictement nécessaire pour connaître la répartition du champ rayonné. Dans l’exemple de la Figure II–51, on propose des matrices 5 par 5 points pour chaque altitude de mesure. Si ce nombre de points est insuffisant, il suffit d’élargir la zone à mesurer jusqu’à obtention d’un résultat satisfaisant.

Dans le paragraphe II.2.2.2 nous avons vu que la surface de rayonnement dépend de la distance entre le point d’observation et la sonde. Il faut donc fournir cette courbe à l’utilisateur afin qu’il puisse évaluer la dimension de cette surface.

De même, l’allure de la surface d’illumination dépend aussi de l’altitude. Lorsque cette allure est conservée dans le domaine d’utilisation de la sonde, une seule image suffit à l’utilisateur. Lorsqu’elle change dans le domaine d’utilisation de la sonde, il convient de toutes les répertorier et de les fournir à l’utilisateur en précisant à quelles conditions chacune d’elles correspond. Dans tous les cas, il est important de communiquer l’allure de la surface d’illumination à l’utilisateur car elle change en fonction du design (forme, taille, etc.) de la sonde utilisée.

II.4.2.3. Variation du champ en fonction de l’altitude

La valeur du champ rayonné par une sonde de champ proche dépend de la distance entre le point d’observation et la sonde. La caractérisation de la sonde peut se faire à une ou à plusieurs altitudes.

Sachant que plus la sonde est éloignée, plus il faut de puissance pour se coupler à victime, il n’est pas indispensable de caractériser la variation du champ en fonction de l’altitude de 0 à l’infini. De plus, dès que l’altitude devient du même ordre de grandeur que la longueur d’onde du signal qui parcourt la sonde, on n’est plus en champ proche. Pour une boucle considérée ponctuelle, la caractérisation peut se faire jusqu’à une distance de 1 mm entre l’extrémité de la sonde et l’élément sensible. Au delà de cette altitude, la surface d’illumination est bien trop importante.

II.4.2.4. Variation de champ en fonction de la fréquence

La valeur de champ rayonné par une sonde de champ proche dépend de la fréquence du signal qui la parcourt. Il existe une relation entre cette fréquence et la valeur du champ pour une puissance d’injection fixe. A fréquence fixe, une variation de la puissance d’injection


88

entraîne une variation de la valeur du champ de même valeur. On peut donc fournir à l’utilisateur une courbe de variation du champ en fonction de la fréquence pour une seule puissance. Nous proposons de fournir cette courbe pour la puissance d’injection de 0 dBm.

Nous proposons, dans le cas où la variation du champ en fonction de l’altitude et la variation du champ en fonction de la fréquence sont toutes les deux données, de les représenter dans le même graphique. Cela équivaut à une sorte d’abaque avec deux axes : un axe pour l’altitude du point d’observation, l’autre pour la fréquence du signal. L’utilisateur se repère par rapport à ces deux axes et obtient une valeur en dB qu’il additionne à la puissance de son signal d’injection pour obtenir la valeur équivalente du champ résultant à l’altitude et la fréquence choisies.

II.4.3. Illustration du calibrage avec une sonde Nous avons fait deux démonstrations de calibrage de sondes d’immunité. L’une avec une

boucle magnétique, l’autre avec une SkateProbe.

II.4.3.1. Exemple de la boucle magnétique

A l’aide d’une cartographie en champ proche de la boucle magnétique utilisée, on peut construire une cartographie du calibrage de cette sonde lorsqu’elle est utilisée en immunité. Toutes les mesures sont faites avec la puissance du signal source : 0 dBm. Pour chaque altitude de mesure, on fait varier la fréquence du signal de fmin, à fmax. Pour chaque fréquence, on fait une cartographie de la sonde d’immunité en utilisant une autre sonde de champ proche. Nos mesures ont été faites manuellement. Ainsi, nous avons limité le nombre de points de mesure. Uniquement trois altitudes ont été caractérisées, à savoir 100µm, 1 et 3 mm. Chaque cartographie ne comporte que des matrices de 5*5. Il est donc difficile d’en extraire les formes des surfaces d’illumination.

La cartographie de la Figure II–52 est le résultat obtenu avec une boucle magnétique.

3

1

0.1

0.01

1 10 100 1000 -100

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

Fréquence (MHz)

Altitude (mm) (dBm)

Figure II–52 : Cartographie de calibrage de la boucle magnétique.

On remarque bien que le signal capturé est très important très près de la boucle et à haute fréquence.


89

II.4.3.2. Exemple d’une SkateProbe

La cartographie de la Figure II–52 est le résultat obtenu avec une SkateProbe adaptée à l’agression d’un circuit intégré.

3

1

0.1

0.01

1 10 100 1000

Fréquence (MHz)

altitude (mm)

-100

-90

-80

-70

-60

(dBm)

Figure II–53 : Cartographie de calibrage de la SkateProbe adaptée à un circuit intégré.

On remarque que cette cartographie est semblable à celle de la boucle magnétique. Ici, le signal capturé augmente moins vite avec la fréquence et diminue mois vite avec l’altitude.

On remarque également que la valeur du champ magnétique capturé en un point est supérieure avec la boucle magnétique. Cette observation est normale car le champ est réparti sur une surface plus grande.

II.5. Conclusion

Notre travail se focalise sur l’étude de l’émission, de l’immunité et du couplage en champ proche des circuits intégrés. Dans le chapitre I, nous avons vu qu’il existe plusieurs méthodes de caractérisation de l’émission et de l’immunité des circuits intégrés. Nous avons montré l’intérêt du champ proche parmi toutes ces méthodes. Cela nous a amené à décrire plus précisément les moyens utilisés pour parvenir à caractériser correctement l’émission et l’immunité des composants. Le scanner champ proche est au centre de cette technique de mesure et est l'objet principal de ce chapitre. De plus, il est complété par l’utilisation de sondes de champ proche, pour la mesure du champ magnétique et du champ électrique. L’utilisation de ces sondes nécessite de définir correctement les conditions d’utilisation. Le champ capturé ou bien encore le champ rayonné par une sonde champ proche dépend de ces dimensions et de la fréquence du signal utile. Pour cela, avant d’être utilisée, une sonde doit être calibrée. En ce qui concerne particulièrement la mesure de l’immunité des composants, une caractérisation en champ proche est très longue et complexe. Une réflexion a été menée sur une optimisation de cette mesure. A cet effet, nous avons travaillé sur de nouvelles sondes d’immunité dont l’objectif est de produire du champ magnétique ou électrique constant sur une large surface. Ainsi, on peut caractériser en une mesure, l’immunité globale d’un circuit intégré à une agression champ proche. Nous avons nommé ces sondes SkateProbe.


90

II.6. Références

[AKUE05] S. Akue Boulingui, "Caractérisation et modélisation du couplage CEM sur structure intégrée hybride de puissance", rapport de master, Juin 2005.

[BAUD05] D. Baudry, "Conception, validation et exploitation d’un dispositif de mesure de champs électromagnétiques proches : Application CEM", thèse de l’université de Rouen, avril 2005.

[FEKO] FEKO, EM Software & Systems-S.A. (Pty) Ltd, website: www.feko.info.

[IEC05] IEC 61967-3: "Integrated Circuits, Measurement of Electromagnetic Emissions, 150 kHz to 1 GHz – Part 3: Measurement of Radiated Emissions – Surface Scan Method", Draft Technical Report, IEC, June 2005.

[IEC06] IEC 62132-4: "Integrated circuits – Measurement of electromagnetic immunity 150 kHz to 1 GHz – Part 4: Direct RF power injection method", Technical report, IEC, February 2006.

[IEC07] IEC 61967-2, "Integrated circuits - Measurement of electromagnetic emissions, 150 kHz to 1 GHz –Part 2: Measurement of radiated emissions, TEM-cell method and wideband TEM-cell method (150 kHz to 8 GHz)", Draft Technical Report, IEC, November 2007.

[KORB07] B. Körber, "IC-Stripline - A new proposal for susceptibility and emission testing of ICs", EMC COMPO, pp.125-129, Torino, 2007.

[KRIS04] Krishna Srinivasan, Hideki, Madhavan Swaminathan, Rao Tummala "Calibration of Near Field Measuments using Microstrip Line for Noise Predictions", 2004 Electronic Components and Technology Conference.

[LABU05] C. Labussière, A. Boyer, O. Pigaglio, J. W. Tao, E. Sicard, C. Lochot "Calibrage de sondes miniatures pour la caractérisation en champ proche du rayonnement des composants", XIV JMN 2005.

[LAMO05] E. Lamoureux, L. Saissi, C. Huet, E. Sicard, O. Maurice, "Proposal of a New Tool to Characterize Large ICs Immunity in High Frequencies", proceedings of the 2nd International Conference on Electromagnetic Near-Field Characterization & Imaging (ICONIC 2005), ISBN 84-95999-72-2, pp 359-364, Barcelona, June 2005.

[GPIB04a] IEC 60488-1, "Higher Performance Protocol for the Standard Digital Interface for Programmable Instrumentation - Part 1: General", 2004.

[GPIB04b] IEC 60488-2, "Standard digital interface for programmable instrumentation - Part 2: Codes, formats, protocols and common commands", 2004.

[BOYE07] A. Boyer, "Méthode de Prédiction de la Compatibilité Electromagnétique des Systèmes en Boîtier", thèse soutenue à l’INSA de Toulouse, 2007.

[VNA] Agilent HP-8753C, RF network analyzer, 300 kHz to 3 GHz.

91

Chapitre III : Méthodologie de conception de la SkateProbe

METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE

92

Dans ce chapitre, nous développons la méthodologie de conception de la SkateProbe. Dans un premier temps, nous allons justifier l’intérêt de cette sonde en introduisant l’étude du couplage puce à puce dans un système électronique. Ensuite nous décrirons la technique de l’émulation de l’émission d’un circuit intégré. Enfin, nous présentons la méthodologie de l’étude du couplage entre deux circuits intégré en faisant intervenir la SkateProbe.

III.1. Etude du couplage puce à puce dans un système électronique

Le couplage puce à puce permet d’étudier les conséquences du rapprochement entre deux puces. Elle peut aussi s’appliquer à deux circuits intégré. On s’intéresse à la configuration où les composants ou les puces sont empilés, créant ainsi le couplage maximal entre les broches des boîtiers. Ce rapprochement ressemble aux assemblages verticaux de boîtiers appelés package-on-package [YOSH05] [YOSH06]. Pour ne favoriser que la création d’un couplage mutuel, il convient d’isoler les boîtiers de tout autre source de bruit. Pour cela, la création de cartes spécifiques de test est préconisée. Chaque carte comportant un composant. Le circuit testé est isolé sur une face de la carte sur laquelle il est monté. Cela permet de réduire les interactions avec d’autres circuits et composants de la carte à l’aide de plan de masse. Afin d’éviter tout couplage conduit entre les deux circuits, leurs alimentations sont séparées. Un des besoins de cette étude est de prédire l’effet du placement des composants sur les interférences entre les circuits. Les travaux d’A. Boyer [BOYE07] ont servis à mettre en place cette méthodologie et à la valider en concevant un démonstrateur.

III.1.1. Quelques notions

III.1.1.1. Notion de niveau d’émission relatif

Lorsque le signal parasite produit par le circuit agresseur contient une seule harmonique, le problème est simple. Il suffit de comparer cette puissance au seuil de susceptibilité de la victime pour connaître les conséquences du rapprochement de cette dernière avec l’agresseur. Si son seuil de susceptibilité n’est pas connu, en faisant varier la puissance du signal de l’agresseur, ce seuil peut être déterminé.

En revanche, lorsque le signal parasite produit par le circuit agresseur contient plusieurs harmoniques, c’est la contribution de l’ensemble de ces harmoniques qui va agir sur le comportement de la victime. L’effet d’une harmonique sur le circuit victime va être d’autant plus sévère que le circuit est susceptible à la fréquence de cette harmonique. Ainsi, lorsqu’il est agresseur par deux harmoniques, si le circuit victime présente le même seuil de susceptibilité aux deux fréquences correspondantes, il se comporte comme s’il était agressé par une harmonique dont la puissance est égale à la somme des puissances des deux harmoniques. Si le seuil de susceptibilité n’est pas le même aux deux fréquences, la victime se comporte comme si l’ensemble de la puissance des deux harmoniques se rapporte sur l’harmonique la plus défavorable pour elle.

Pour connaître l’impact d’une harmonique du signal émis sur la victime, il faut comparer cette harmonique au seuil de susceptibilité, à la même fréquence que cette dernière. D’un point de vue mathématique, cela revient à pondérer le niveau d’émission par le seuil de susceptibilité. On définit donc le niveau d’émission pondéré Wn pour chaque harmonique n du signal émis (équation 16).


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n

nn S

EW =

(Équation 16)

Avec,

En : le niveau d’émission de l’harmonique n en W.

Sn : le seuil de susceptibilité à la fréquence de l’harmonique n en W.

Pour une harmonique donnée, plus le niveau d’émission pondéré est grand, plus cette harmonique aura un impact néfaste sur la victime. Si le niveau d’émission pondéré de l’harmonique est égal à 1, sa puissance est égale au seuil de susceptibilité de la victime. Alors l’application de cette harmonique seule induit théoriquement une défaillance. La Figure III–1 illustre le concept d’émission pondérée.

F1 F2 F3 fréquence

Niveau d’émission

Seuil de susceptibilité

F1 F2 F3 fréquence

Niveau pondéré

F1 F2 F3 fréquence

Emission pondérée


E1 E2

E3 W1

W2

W3

Figure III–1 : Principe de l’émission pondérée [BOYE07].

III.1.1.2. coefficient d’interférence

Supposons qu’on compare le seuil de susceptibilité du circuit victime avec le spectre d’émission du circuit agresseur et que ce dernier est composé de 3 harmoniques. D’après la Figure III–1, on s’aperçoit que l’harmonique E2 aura le plus d’impact sur la génération de défaillance du circuit même si ce n’est pas l’harmonique qui a l’amplitude la plus grande. En effet, c’est à la fréquence F2 que l’écart entre le spectre d’émission de l’agresseur et le seuil de susceptibilité de la victime est le plus faible. L’effet de l’harmonique E3 est quasiment négligeable, car à la fréquence F3, la victime présente une immunité maximale. Cet écart entre le spectre d’émission de l'agresseur et le seuil de susceptibilité de la victime apparaît clairement sur le spectre d’émission pondéré. Cette représentation graphique apporte un meilleur éclairage sur la génération d’une défaillance due à chacune des harmoniques composant le spectre d’émission du circuit agresseur.

Comme nous l’avons évoqué précédemment, il est nécessaire de considérer l’effet de toutes les harmoniques composant le signal émis et de les ajouter. Certes, les harmoniques ne sont pas des grandeurs scalaires puisqu’elles sont définies par une amplitude et une phase. Cependant, la phase n’est pas disponible lors d’une mesure à l’analyseur de spectre, ce qui rend impossible une addition correcte de chacune des harmoniques. On peut néanmoins estimer l’amplitude maximale que peut atteindre le signal résultant de la somme des contributions de chacune des harmoniques (Figure III–1, droite). L’amplitude maximale est ainsi bornée par la somme des amplitudes de toutes les harmoniques prépondérantes. Ainsi, la somme du niveau pondéré de chaque harmonique du spectre correspond au pire cas. Le résultat obtenu est appelé le coefficient d’interférence I et est défini par l’équation 17.


94

∑∑ ==n n

n

nn S

EWI

(Équation 17)

Ce coefficient est nommé coefficient d’interférence car il va nous renseigner sur l’apparition ou non d’une éventuelle défaillance. Si I est supérieur ou égal à 1, l’effet cumulé de toutes les harmoniques du spectre de l’agresseur induit théoriquement une défaillance.

III.1.2. Etude du couplage entre deux circuits intégrés L’étude du couplage entre deux circuits intégrés se fait suivant les cinq étapes suivantes :

1. Conception des cartes de test CEM : cette étape consiste à réaliser deux cartes de test, l’une comportant le circuit agresseur et l’autre la victime ;

2. Etude de la susceptibilité de la victime : cette étape permet d’obtenir la courbe d’immunité champ proche de la victime ;

3. Etude de l’émission de l’agresseur : cette étape sert à caractériser l’émission rayonnée en champ proche de la source de perturbation ;

4. Rapprochement des deux composants : cette étape permet d’évaluer l’impact du rapprochement des deux circuits intégrés ;

5. Modélisation du rapprochement. : cette étape est indispensable pour faire la prédiction lors de la conception.

Nous ne décrivons ici que les deux dernières étapes de cette étude, c'est-à-dire la mesure du couplage et sa modélisation.

III.1.2.1. Mesure du couplage entre deux circuits intégrés

La mesure du couplage entre deux circuits se fait en trois étapes :

• Mesure de l’émission rayonnée champ proche de l’agresseur ; Cette mesure est faite en déplaçant une sonde champ proche au dessus du composant. La sonde est branchée sur un analyseur de spectre ou un oscilloscope.

• Mesure de l’immunité champ proche de la victime ; Cette mesure est faite en déplaçant la sonde champ proche au dessus du composant. La sonde est alimentée par un générateur de signal. Elle sert de source d’agression électromagnétique. Le comportement du composant sous test est contrôlé par un oscilloscope par exemple.

• Mesure du couplage entre l’agresseur et la victime.

On suppose dans ce cas que l’émission et la susceptibilité de nos deux circuits sont mesurées.

Pour faire une mesure du couplage entre deux puces ou circuits intégrés, il faut contrôler leurs modes de fonctionnement, leurs positions et pouvoir s'assurer de leur bon fonctionnement (en particulier pour la victime).


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Circuit agresseur

Circuit victime

Système de positionnement

Consignes + mesures

Consignes

y

z

x

Figure III–2 : Description d’une mesure de couplage entre deux composants.

La Figure III–2 décrit le protocole de mesure de couplage entre deux circuits. Les consignes permettent de contrôler le mode de fonctionnement de chacun des circuits. Les mesures permettent de surveiller l’état de la victime. Grâce à un système de positionnement de carte, la position relative d'un circuit par rapport à l’autre est possible. Pour une altitude donnée, la position d’un circuit par rapport à l’autre se fait dans le plan xy.

Lors de cette mesure, les consignes son données à l’agresseur par une alimentation et/ou un générateur de signaux. Ces consignes peuvent également être données par un ordinateur lorsque le circuit agresseur le permet. Elles permettent de modifier le mode de fonctionnement de l’agresseur en contrôlant sa fréquence de fonctionnement et l’amplitude de son signal perturbateur. Le comportement du circuit intégré victime est contrôlé en permanence par un appareil de mesure. Un critère de susceptibilité permet à l’appareil de mesure de signaler un dysfonctionnement lorsqu’il survient. En lui programmant un gabarit, un oscilloscope permet de surveiller l’amplitude d’un signal, son déphasage ou encore ses shifts en fréquence. En fixant l’amplitude d’une fréquence, l’analyseur de spectre permet de surveiller le bruit dans une bande de fréquence spécifique. D’autres paramètres comme la position de l’agresseur par rapport à la victime peuvent être modifiés pendant la mesure afin d’investiguer l’ensemble des conditions. Chaque étape de cette mesure doit se faire à un moment spécifique. La Figure III–3 décrit l’ordre des étapes lors d’une mesure du couplage entre deux composants.

Initialisation de la mesure

Configuration de l’agresseur

Configuration du critère de susceptibilité

Enregistrement du résultat

Analyse de la victime

Figure III–3 : Illustration des étapes de la mesure du couplage entre deux circuits intégrés.

La première étape est l’initialisation de l’ensemble de la mesure. Ensuite, on configure le critère de susceptibilité de la victime. Puis on configure le mode de fonctionnement de l’agresseur. On analyse le comportement de la victime afin de comprendre l’effet de l’agresseur sur cette dernière. Enfin, on enregistre le résultat observé. Après enregistrement du résultat, on change la configuration ou la position de l’agresseur puis on refait les étapes suivantes. La mesure s’arrête lorsque toutes les conditions souhaitées ont été mesurées.


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III.1.2.2. Modélisation du couplage du couplage entre deux circuits intégrés

Le principe et les précautions à prendre pour comparer les niveaux d’émission de l’agresseur et de susceptibilité de la victime ont été exposés. La Figure III–4 décrit le flot de simulation proposé pour réaliser cette comparaison.

Champ rayonné en un point (x,y,z) (dBA/m)

Somme des niveaux d’émission pondéés

Vérification du critère d’interférence

Seuil de susceptibilité rayonnée (dBm)

Seuil de susceptibilité rayonnée (dBA/m)

Mesure de l’émission de l’agresseur

Modèle d’émission de

l’agresseur

Modèle de susceptibilité de

la victime

Mesure de susceptibilité de

la victime

Figure III–4 : Flot de simulation de l’apparition de défaillance dûe au rapprochement entre 2 circuits [BOYE07a].

Il est nécessaire de disposer soit d’un ensemble de cartographies de l’émission en champ proche, soit d’un modèle prédictif de l’émission champ proche de l’agresseur. Comme il est nécessaire de connaître le champ rayonné par l’agresseur en chaque point de la victime, il est plus simple de disposer d’un modèle prédictif. L’émission et la susceptibilité doivent être converties en champ pour être comparables. On calcule ensuite le spectre d’émission pondérée au seuil de susceptibilité, on somme ensuite les contributions des différentes harmoniques. Si le critère d’interférence est supérieur à 1, alors l'émission parasite de l’agresseur risque fortement d'être à l’origine d’une défaillance de la victime. Il est donc nécessaire de modifier le positionnement du circuit agresseur par rapport au circuit victime jusqu’à trouver un critère d’interférence inférieur à 1.

III.1.2.3. limites de la mesure du couplage puce à puce

La mesure du couplage entre deux circuits intégrés nécessite plusieurs étapes. Chacune de ces étapes présentent des avantages et des inconvénients. Cette technique permet de bien connaître l’émission et la susceptibilité des deux circuits intégrés avant de les coupler. Elle permet aussi de rapprocher les deux composants réels. Cependant, cette technique demande un temps de mis en œuvre relativement important et donc un coût financier associé grand. De plus il est nécessaire de maîtriser parfaitement la position de chaque circuit vis-à-vis de l’autre compte tenu de la taille des cartes de test. Les étapes nécessaires à la mesure du couplage puce à puce sont les suivantes :

1. Conception des cartes de test CEM : le principal inconvénient est essentiellement lié à la durée et au coût de développement de chaque carte de test ;

2. Etude de la susceptibilité de la victime : Cette étude nécessite un temps de mise en œuvre et de réalisation, elle aussi demande du temps. Cette étude peut être optimisée ou bien supprimée des étapes de la mesure ;


97

3. Etude de l’émission de l’agresseur : cette étape ne présente pas la possibilité d'être optimisée plus qu'elle ne l'est. Si l’on souhaite coupler directement les deux circuits intégrés, cette étape peut être supprimée.

4. Rapprochement des deux composants : pour une bonne mesure de couplage, la position de chaque composant par rapport à l’autre doit être parfaitement maîtrisée. Cependant, la taille des composants par rapport à la carte de test ne permet pas un bon contrôle de la position des deux composants. Cette mesure est très fastidieuse ;

5. Modélisation du rapprochement. : la modélisation du couplage entre la victime et l’agresseur ne nécessite pas d’optimisation, elle est bien maîtrisée. C’est une étape indispensable pour faire la prédiction lors de la conception.

III.1.2.4. Solution proposée : Emulation de l’émission de la source

Vu le contexte industriel où le temps de développement des systèmes électroniques se doit d'être de plus en plus court, la solution que nous proposons consiste à remplacer le circuit agresseur par une sonde champ proche, la SkateProbe. La spécificité de cette sonde est que son rayonnement coïncide avec celui du composant perturbateur. Nous réalisons ainsi l'émulation de son rayonnement champ proche. En étudiant le couplage entre la sonde et le circuit victime, on peut remonter facilement au couplage réel entre l’agresseur et la victime.

victime

Carte de test1

SkateProbe

Figure III–5 : Couplage entre une SkateProbe et un circuit intégré victime.

En utilisant cette technique, il n’est pas nécessaire de concevoir de carte de test CEM. Il suffit de caractériser l’émission champ proche de la source de perturbation directement sur le système. Ensuite, on émule son émission à l’aide d’une SkateProbe. Puis on étudie le couplage entre la SkateProbe et le composant victime. On en déduit enfin le couplage entre les composants source et victime de la perturbation. Finalement, seules quatre étapes sont nécessaires à la mise en œuvre de cette technique :

1. Caractérisation de l’émission de l’agresseur : cette mesure ne nécessite aucune carte de test, elle est directement réalisée sur le système ;

2. Emulation de l’émission de l’agresseur : cette étape, très rapide, ne fait intervenir que du traitement logiciel et des éléments passifs. La sonde est validée avant d’être fabriquée ;

3. Couplage entre la SkateProbe et la victime : il est beaucoup plus simple de positionner la SkateProbe par rapport à la victime. La maîtrise de ce positionnement permet une meilleure étude du couplage entre la sonde et la victime.

4. Déduction du couplage entre le circuit intégré source et la victime : c’est la première sous étape de la modélisation du couplage entre la source et la victime. Le type de couplage est évalué avec la sonde. Il est ensuite reporté entre l’agresseur réel et la victime.

Cette technique de mesure présente l’avantage d’éviter la fabrication de cartes de test. Elle réduit également le nombre d’étapes nécessaire pour mener à bien l’étude du couplage. En


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plus, elle simplifie l’évaluation du couplage avec la victime. Elle réduit considérablement le temps nécessaire à la caractérisation du couplage entre l’agresseur et la victime. Plus rapidement que le couplage puce à puce, cette méthode permet d’identifier les positions critiques de l’agresseur par rapport à la victime. Elle permet ainsi de réduire le nombre d’itérations lors de la conception d’un système électronique.

III.1.3. Technique de l’émulation de l’émission rayonnée champ proche d’un circuit intégré

La modélisation de l’agresseur permet la fabrication d’une sonde de champ magnétique ou de champ électrique. La répartition spatiale du champ rayonné par cette sonde est identique à celle du circuit intégré considéré comme agresseur. De façon simple, cette sonde ne comporte que des lignes de transmissions adaptées 50Ω. On peut ainsi s’affranchir du phénomène d’ondes stationnaires, et garantir une déformation minimale du signal injecté. L’excitation de la sonde s’effectue à l’aide d’un générateur de signal dont on peut contrôler la fréquence, la puissance et si possible la forme du signal. L'objectif est de reproduire le plus fidèlement possible le champ électromagnétique généré initialement par le circuit agresseur.

III.1.3.1. Concept d’émulation de l’émission d’un circuit intégré

Avant de s’intéresser à la technique de conception d’une SkateProbe, il est important de comprendre son concept. Dans cette partie, on présente simplement le concept de la SkateProbe. Sa méthode de conception est décrite dans la deuxième partie de ce paragraphe. La Figure III–6 présente deux exemples de mesure champ proche: l’une sur un circuit intégré (gauche), l’autre sur une piste (droite). Le circuit de gauche correspond au composant agresseur que l'on souhaite caractériser. La piste de droite représente la sonde émulatrice de ce même circuit intégré. Les deux mesures champ proche doivent être identiques, aussi bien pour toutes les composantes de champ que pour la bande de fréquence dans laquelle le circuit intégré rayonne de la puissance.

Sonde de champ H

50Ω

Agresseur SkateProbe

Figure III–6 : Illustration du concept d'émulation de l'émission parasite d'un circuit intégré.

Pour cela, nous procédons à l’interprétation de la mesure champ proche faite sur le circuit intégré. Selon la composante mesurée, nous utilisons certaines règles permettant de positionner les inductances responsables de rayonner le champ de la même façon que le circuit intégré. Le nombre et la forme de ces inductances dépendent de la complexité de l’émission à simuler.

Sur la Figure III–7, trois exemples différents montrent les résultats de positionnement d’inductances rayonnantes sur des cartographies champ proches. Dans cet exemple, faisant intervenir le champ magnétique, la position et la taille des inductances est optimisée pour que leur émission soit la même que celle qu’on émule.


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Port 1

Port 2

Port 1

Port 2

Port 1a

Port 2a

Port 2b

Port 1b

Cartographie du champ mesuré

Cartographie du champ émis par la SkateProbe

équivalente

1 Exemple 2 Exemple 3 Exemple

Figure III–7 : Exemples de positionnement d’inductances de rayonnement pour différentes formes d’émission.

Dans le premier exemple, il n’y a qu’un spot de champ émis, ce spot est rectiligne. L’inductance capable de rayonner du champ de façon identique est une ligne dont seules la longueur et l’orientation sont optimisées.

Dans le deuxième exemple, là encore, un seul spot est émis. Cependant, il présente deux directions différentes. L’émulation d’une telle émission se fait avec une inductance comportant deux segments. Dans ce cas, les deux segments forment un angle de 45 degrés.

Dans le troisième exemple, la répartition du champ est beaucoup plus complexe. On observe trois spots. On en déduit le nombre d’inductances de rayonnement et leurs positions comme illustré sur la Figure III–7.

Pour les deux premiers exemples, le nombre de ports nécessaires pour utiliser la sonde est de deux. Le troisième exemple en nécessite quatre.

III.1.3.2. Emulation de l’émission d’un circuit intégré à partir d’une cartographie champ proche

Derrière le concept de SkateProbe se cache l’idée d’émulation de l’émission champ proche d’un composant. Pour émuler une émission champ proche, on a besoin d’un circuit passif contenant un certain nombre de pistes (ou inductances) de rayonnement. Chacune de ces inductances est positionnée et alimentée de façon à ce que l’ensemble rayonne de la même manière que le composant à émuler. Nous avons développé un algorithme dans l’optique d’extraire automatiquement ces inductances de rayonnement à partir d’une cartographie champ proche mesurée ou simulée. L'objectif final est de faciliter la conception de la future SkateProbe. Cet algorithme est décrit sur le schéma de la Figure III–8.

Détection d’extrémums locaux

Extraction d’inductances Skeletonization Optimisation

Figure III–8 : Extraction des éléments rayonnants pour l’émulation de l’émission d’un circuit.


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L’extraction des éléments rayonnants comprend quatre étapes principales :

1. La détection d’extrémums locaux : cette étape met en valeur les zones de plus forte émission. Elle conduit à un nuage de points ;

2. La Skeletonization : cette étape donne un squelette du nuage de points précédemment obtenu ;

3. Extraction d’inductances : ici, on localise les extrémités de chaque inductance de rayonnement ;

4. Optimisation : C’est la phase où les inductances obtenues sont simulées. A chaque phase de simulation, une comparaison est faite avec la cartographie source. Tant que la corrélation entre la source et la simulation n’est pas satisfaisante, les dimensions de la SkateProbe sont modifiées.

La Figure III–9 illustre chacune des étapes de cet algorithme. Sur la Figure III–9-a, est présentée la cartographie à émuler. Il s’agit de la cartographie d’une composante tangentielle du champ magnétique. Les zones de fort champ sont claires et les zones de faible champ sont foncées. Sur les 3 autres cartographies, chaque point détecté ou calculé est représenté par un carré noir. Après détection des maximums, nous obtenons un ensemble de points comme le montre la Figure III–9-b. Par la suite, nous réalisons une skeletonization [ADMA04] du nuage de points obtenu (Figure III–9-c) afin de ne conserver qu'une tendance générale. Enfin, nous extrayons les inductances de rayonnement puis les validons en simulant à l’aide d’un logiciel d’électromagnétisme (Figure III–9-d).

Cartographie mesurée Détection d’extrémums

Skeletonisation Extraction d’inductances

b)

c)

Min

Max

a)

d)

Figure III–9 : Exemple de traitement utilisant l’algorithme.

Chaque inductance sera représentée par une piste lors de la conception de la SkateProbe. Cet algorithme permet ainsi d’obtenir les longueurs et les angles de ces pistes.

III.2. Extraction des inductances de rayonnement à partir d’un scan champ proche

Nous détaillons ici la méthode permettant, à partir des cartographies de champ magnétique mesurées ou simulées, de concevoir et d’optimiser une sonde, la SkateProbe, dont l’émission est similaire à celle du composant agresseur. Chaque mesure comprend trois fichiers qui


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correspondent chacun à une composante du champ. Les trois composantes sont Hx, Hy et Hz. Chacune des composantes contient une information sur le champ mesuré. Il faut donc analyser ces trois fichiers afin d’en obtenir le maximum d’informations. C’est ce que l’on appelle l’analyse des cartographies. Dans cette partie, nous allons d’abord nous intéresser à l’émission rayonnée en champ proche d’une ligne micro-ruban. Nous présenterons ensuite la méthode utilisée pour extraire les inductances de rayonnement à partir d’une cartographie champ proche. Nous détaillerons enfin la méthode de conception et de validation d’une SkateProbe.

III.2.1. Méthode d’extraction des inductances de rayonnement La conception d’une SkateProbe ne peut pas se faire sans connaître la disposition des

dipôles rayonnants. C’est à partir de la combinaison des champs rayonnés par ces dipôles que l’on peut reproduire une émission rayonnée champ proche. Dans cette partie, nous allons décrire chaque étape de l’extraction des inductances de rayonnement. Dans une première partie, nous allons décrire l’objectif de cette méthode. Ensuite, nous détaillerons la détection d’extrémums locaux. Puis on s’intéressera à la Skeletonization et nous terminerons par l’extraction des inductances de rayonnement.

III.2.1.1. Objectifs

Les cartographies sont analysées pour définir une structure à base d’un nombre restreint de pistes dont le diagramme de rayonnement va coïncider avec celui de l’agresseur. Le but étant d’émuler un comportement rayonné, il faut que le modèle de la sonde soit le plus simple possible. Plus le modèle sera complexe, plus le temps nécessaire à la simulation du modèle électromagnétique sera important. Il faut donc que le modèle de la sonde équivalente soit simple, c'est-à-dire qu’il contienne le moins de pistes possibles. En revanche, la limitation du nombre de piste entraîne une erreur plus grande entre l’émission du circuit intégré et la sonde qui l’émule. Il y a donc à chaque fois un compromis à faire entre la simplicité de la sonde émulatrice et la qualité du résultat souhaité.

L’analyse des cartographies peut se faire manuellement ou par logiciel. L’analyse manuelle d’une cartographie exige une bonne connaissance de l’électromagnétisme en général et du scan champ proche en particulier. Cependant, il faut beaucoup de temps pour extraire et valider la position de chaque inductance. De plus, le positionnement des inductances reste assez approximatif du fait que l'on effectue une analyse visuelle.

Pour améliorer la précision du positionnement des inductances de rayonnement, nous avons développé un algorithme. Cet algorithme est capable de lire et d’interpréter des cartographies champ proche. Au final, il indique à l’utilisateur la position des inductances de rayonnement.

L’analyse des composantes Hx et Hy ne se fait pas suivant les mêmes règles que celle de la composante Hz. Il faut donc dans un premier temps connaître la composante à analyser, puis choisir l’algorithme à appliquer. La Figure III–10 décrit les étapes de l’analyse d’une cartographie champ proche pour les composantes Hx ou Hy et pour la composante Hz.


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Détection des maximums locaux

Skeletonisation

Extraction des inductances

Optimisation

Déduction des inductances par

segment

Détection des minimums locaux

Skeletonisation

Extraction des inductances

Optimisation

Déduction des inductances par

segment

Hx ou Hy Hz

Figure III–10 : Interprétation des cartographies pour les composantes Hx ou Hy (à gauche) et Hz (à droite) pour l'extraction des inductances rayonnantes.

L’analyse de toutes les composantes se fait en 5 étapes : la détection d’extrémums locaux, la Skeletonization, l’extraction des inductances de rayonnement, l’optimisation des inductances et la déduction des inductances par segment. L’analyse de la cartographie Hx ou Hy diffère de l’analyse de la cartographie HZ à la première étape où pour l’une, on détecte les maximums et pour la seconde, on détecte les minimums.

III.2.1.2. Détection d’extremums locaux d’une cartographie champ proche

La première étape pour l’extraction des inductances de rayonnement est la détection d’extrémums à partir de la cartographie à interpréter. Lors de cette étape, plusieurs opérations sont réalisées à savoir : Estimation de la longueur unitaire n, l’estimation du seuil de puissance dHth, la détection d’extrémum et la réduction du nombre de points. Dans cette partie, nous allons décrire chacune de ces étapes.

III.2.1.2.1 Analyse de la cartographie et suppression du bruit

L’analyse de la cartographie de chaque composante nécessite un certain nombre de paramètres. De ce fait, quelque soit la composante à analyser, l’analyse de la cartographie permet d’extraire ces paramètres. Par conséquent, avant de procéder à l’interprétation de chaque composante du champ, une analyse de cette dernière est indispensable. C’est la première étape de l’interprétation d’une cartographie champ proche. Cette étape consiste à supprimer tous les points dont la puissance est inférieure à un seuil (Pth) défini par l’utilisateur. Elle permet de réduire considérablement le nombre de points sur lequel on doit effectuer l’analyse d’extraction d’inductance de rayonnement. Tous les points supprimés sont considérés comme étant du bruit. Plus Pth est faible, plus il y aura de points à analyser et plus la différence de puissance entre ces points sera importante. Moins il reste de points, plus l’analyse est rapide. On peut néanmoins estimer la valeur de Pth plutôt que laisser l’utilisateur le calculer. Cette estimation est très difficile. On ne peut pas se contenter des valeurs minimales et maximales d’une cartographie pour estimer Pth. Pour estimer Pth, il faut être en possession d’un maximum d’informations sur la cartographie à analyser.

Pour extraire des informations d’une cartographie, on peut la représenter sous forme d’histogramme. Un histogramme permet de compter le nombre de points par intervalle de valeur de champ. La Figure III–11 donne des exemples d’histogrammes.


103

-10

-5

0

5

10

15

-15 -10 -5 0 5 10 15 200

50

100

150

200

250

300

-45

-40

-35

-30

-25

-20

-15

-50 -40 -30 -20 -100

10

20

30

40

50

60

70

80

1

2

Cartographie du champ H mesuré Histogramme

dBA/m

dBA/m Champ H (dBA/m)

Champ H (dBA/m)

Figure III–11 : Exemple d’histogrammes de deux cartographies mesurées.

Sur l’axe des abscisses de chaque histogramme est représentée la valeur du champ magnétique de la cartographie associée en dBA/m. L’axe des ordonnées représente le nombre de points de la cartographie ayant la même valeur de champ. Ces histogrammes permettent de connaître la répartition de la puissance sur l’ensemble de la cartographie. Dans le premier exemple, on constate qu’il existe plus de points dont la puissance est comprise entre -15 et -5 dBA/m. Alors que de -5 à 17 dBm, il ya un étalement de points. Sur le deuxième exemple, l’histogramme ressemble plus à une gaussienne. Cependant, dans les deux exemples, le choix de Pth reste délicat. A partir de l’histogramme du premier exemple, on peut noter que la plage de champ est importante pour peu de points. C'est-à-dire que l’on peut réaliser un calcul rapide avec une faible perte d’informations. Dans ce cas, on peut fixer le seuil à -5 dBA/m, soit Pth = 22 dB. L’histogramme du second exemple lui oblige à choisir un seuil qui se trouve autour de son centre, c’est dire -30 dBA/m soit Pth=20 dB. Par logiciel, il n’est pas évident de faire une telle analyse. Pour cela, on doit en plus tenir compte de l’écart type et de la valeur moyenne de toute la cartographie. En effet, la comparaison entre l’écart type et valeur moyenne permet de savoir si la valeur du champ pour le plus grand nombre de points est supérieure ou inférieure au champ moyen.

III.2.1.2.2 La détection d’extremums locaux

La détection d’extremums est, à proprement parler, le début de l’interprétation d’une cartographie. Elle se fait dans le but de distinguer les points immédiatement au-dessus des inductances de tous les autres dont la puissance peut être comparable. Pour la réaliser, on va parcourir tous les points à analyser et les tester afin de savoir s’il s’agit ou non d’un maximum ou d’un minimum local. Le test est le suivant est décrit sur la Figure III–12.


104

1. pente à gauche du point

Si les deux pentes sont décroissantes,

le point est un maximum local

2. pente à droite du point

Si les deux pentes sont croissantes, le point est

un minimum local 3.

Figure III–12 : Détection d’extrémums locaux sur une cartographie champ proche.

La détection d’un extrémum local se fait en trois étapes : tout d’abord, on calcule la pente à gauche du point, ensuite on calcule sa pente à droite et enfin, on compare les deux pentes. Si les deux pentes sont décroissantes, le point est un maximum local. Si les deux pentes sont croissantes, le point est minimum local. Le calcul de la pente se fait suivant une direction d’analyse spécifique à chaque point. Il faut déterminer cette direction avant chaque analyse. Pour cela, considérons le point « P » à tester, il existe une « direction d’analyse » p'p" qui lui est adaptée. Pour la déterminer, on fait une rotation autour du point P et on recherche les points p' et p'' les plus éloignés et vérifiant les conditions suivantes :

• p', P et p'' sont alignés.

• |H(P)-H(p')| < a. Où H(p') et H(P) sont les valeurs du champ rayonné respectivement aux points p' et P. dHth représente l'estimation du seuil de puissance.

• |H(P)-H(p")| < a. Où H(p'') et H(P) sont les valeurs du champ rayonné respectivement aux points p'' et P.

Cela signifie que [p', p''] est le plus long segment passant par P. Et que le champ émit tout le long varie le moins possible. La valeur de a peut être fixée à 3 dB.

10 20 30 40 50

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50 -100

-90

-80

-70

-60

-50

p'' p'

P

direction

Champ H (dBA/m)

Figure III–13 : Détermination de la direction d’analyse à partir d’une cartographie champ proche.

La Figure III–13 présente la direction d'analyse déterminée pour le point P choisi. Dans cet exemple, il est évident qu’avec un autre angle entre cette droite et l’axe des abscisses, les points p' et p'' seraient moins éloignés.


105

Une fois que l’on a déterminé la droite de la direction d’analyse p'p", on peut tester le point P. Le test se fait de part et d'autre de P, perpendiculairement à la direction de p'p". On détermine les points P1 et P2 de part et d’autre de la droite p'p". Les points P1 et P2 sont à égale distance de P. Cette distance vaut n pixel(s) et est définie pour chaque analyse. La Figure III–14 montre deux choix de distance.

pente à gauche

pente à droite

pente à gauche

pente à droite

n = 1 n = 2

P P1

P2

P1

P2

P

(p'p") (p'p")

Figure III–14 : Choix de n suivant la direction d’analyse (d).

Le cas de gauche présente un calcul de pente pour les pixels voisins de P. Celui de droite illustre le cas où l'on a fait un saut d'un pixel. Pour une valeur donnée de n pixels, on choisi le seuil de la pente. Si n vaut 1, la variation du champ entre P et P1 ou P2 est faible (Figure III–15).

P

P1' P1

P2' P2

dHn1

dHn2

P

P1' P1

P2' P2

n = 1 n = 2

)H(P)-H(PdH n 11 = )H(P)-H(PdHn 22 =

dHn2

P

P1' P1

P2' P2

n = 2

Exemples des maxima Exemple d’un minimum

Figure III–15 : Exemples de calcul de dH pour deux valeurs de n.

Cet exemple montre le choix de n pour trois calculs différents. Dans le premier (gauche), n vaut 1 pour un calcul de maximum. Dans le deuxième (milieu), n vaut 2 pour le calcul d’un maximum. Dans le troisième, n vaut 2 pour le calcul d’un minimum. Qu’il s’agisse d’un minimum ou d’un maximum, la pente s’obtient de la même manière. Le choix de n est déterminant pour la détection d’un extrémum. C’est à l’utilisateur de fixer la valeur minimale de dH pour laquelle le point P est considéré comme un extrémum local. En effet, si dHmin vaut 0, les surfaces homogènes sont détectées.

La Figure III–16 permet de comparer le résultat obtenu pour différentes valeurs de n et de dHmin. L’exemple est une détection de maxima. On constate bien que le choix de n et de dHmin modifie considérablement le résultat obtenu. Dans cet exemple, on calcule la variation du champ pour n égal à 1, 2, 4 et 8. Pour chaque valeur de n, dHmin est respectivement limité à 0, 2, 5 et 10 dB. Pour une valeur de n donnée, lorsque dHth augmente, le nombre de maximums locaux détectés diminue et la forme générale du nuage de points change. Pour une valeur de


106

dHth donnée, lorsque n augmente, le nombre de maximas détectés augmente avec une forme générale qui change également. On peut par ailleurs noter qu’une faible valeur de dHmin entraine la détection de faibles pentes. Une forte valeur de dHmin n’entraine la détection que de fortes pentes.

dHmin (dB) 0 2 5 10

1

2

4

n

8

Figure III–16 : Illustration de l’influence de n et de dH th pour une mesure donnée.

En somme, le choix du couple (n, dHmin) peut entrainer la détection de trop ou de peu de points. Il est nécessaire de faire un compromis sur le choix de ce couple de valeurs afin d’obtenir le nombre minimum de points, sans perdre trop d'informations sur la forme. Le meilleur résultat de notre exemple est le couple (n=4, dHmin = 5). Il permet une détection d’un petit nombre de points et ces points suffisent pour détecter toutes les inductances. Pour une personne non expérimentée, le choix de ces paramètres est très délicat. De ce fait, il est préférable de les estimer par analyse de la cartographie à interpréter.

• Estimation de « n » :

La valeur de n est assimilée à la plus petite distance en pixel entre un maximum local et le minimum local le plus proche. La valeur de n est importante quelque soit la composante à analyser.


107

10 20 30 40 50

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50-100

-90

-80

-70

-60

-50

n A

A'

dBA/m

0 5 10 15 20 25 30 -75

-70

-65

-60

-55

-50

-45

A'A (pixel)

n = 6

12

3

4

5

6

dH = 29.5 dB

Figure III–17 : Principe de l’estimation de n.

La Figure III–17 illustre le principe du calcul de n sur une cartographie champ proche. C’est un exemple de composante tangentielle. Dans cet exemple, le maximum local choisit est le point où le champ est le plus élevé. On trouve n = 6. Notons que le calcul de n n’est pas lié à la direction d’analyse p'p" précédemment définie. La valeur de n est une sorte de « résolution électromagnétique » qui dépend de l’altitude de la mesure. Elle permet une analyse correcte de la cartographie sans se soucier de la résolution mécanique de la mesure.

On obtient la valeur de n en faisant une rotation autour du maximum local considéré. Pour chaque direction, on recherche le minimum local le plus proche. n correspond à la distance entre ce maximum et le minimum obtenu.

S’il existe plusieurs minimums locaux à égale distance du maximum, on n’en retient qu’un. On ne recherche pas la distance entre deux minimums locaux, un seul minimum local suffit. On se contente donc de la distance entre le maximum local choisi et le minimum local le plus proche. En effet, dans le cas d’une composante z du champ H, le rayonnement d’une inductance ne produit qu’un minimum local, au centre de cette inductance. On se contente donc de la distance entre le maximum local choisi et le minimum local le plus proche.

• Estimation de « dHth » :

dHth/n correspond à la pente minimale que l’on s’autorise lors du test d’un point afin de savoir s’il s’agit d’un minimum ou maximum local. La valeur de dHth est comprise entre 0 et dHth_max dans le cas d’un maximum. Dans l’exemple de la Figure III–17, dHth_max = 29.5 dB. Dans le cas d’un minimum, dHth est compris entre –dHth_max et 0. Une valeur raisonnable de dHth est de 2 à 5 fois plus faible que dHth_max La Figure III–18 illustre l’intérêt de déterminer une pente optimale.


108

-36.2

-35.4

-34.6

3.8 4 4.2 4.4 4.6

x (mm)

H (

dB

A/m

)

-52

-47

-42

4.8 5 5.2 5.4 5.6 5.8 6 6.2

x (mm)

H (d

BA

/m)

-52

-47

-42

-37

0 1 2 3 4 5 6 7 8

x (mm)

H (

dBA

/m)

x x'

Figure III–18 : Illustration de l’intérêt de l’estimation de dH th.

Cette figure montre une analyse d’une cartographie champ proche. C’est un exemple de composante orthogonale (Hz). A partir de la cartographie, on réalise une coupe xx'. En regardant cette coupe de près, on constate que sur la partie entourée en vert, il existe un minimum et un maximum local. Ce ne sont de réels extrémums locaux, ils sont dus au bruit de la mesure. Un mauvais choix de dHth entrainerait une détection de ces extrema. Tandis que sur la partie entourée en rouge, apparait un réel minimum local. Ce minimum se trouve à x = 5.4 mm. Cependant, la valeur du champ au point suivant, x = 5.6 mm varie de moins de 1 dB par rapport au minimum. Une mauvaise estimation de dHth peut compromettre la détection de ce minimum. Pour cet exemple, le nombre de points entre le maximum et le minimum est de 10 tandis que dHth_max = 17 dB. Une valeur correcte de dHth est de 5 dB.

III.2.1.3. Skeletonization d’un nuage de points

Dans cette partie, nous décrivons la technique utilisée pour réduire un nuage de points sans aucune perte d’information qu’il contient.

III.2.1.3.1 La Skeletonization :

La skeletonization [ADMA04] est une technique qui permet d’éteindre (donner la valeur '0') autant de pixels que possible sans affecter la forme générale de l’image. En d’autres termes, après extinction de tous les pixels possibles, l’image doit être reconnue (Figure III–19).


109

Image originale

Squelette de l’image Figure III–19. Un exemple de Skeletonization d’une image.

La skeletonization s’applique sur une image binaire, c'est-à-dire composée uniquement de pixels dont la valeur vaut soit « 1 », soit « 0 ». Avant d’appliquer une skeletonization à une cartographie, nous la convertissons d’abord en une image binaire Im_bin (constituée de pixels ayant soit la valeur '0', soit la valeur '1').

III.2.1.3.2 L’algorithme d’Hilditch :

La Figure III–20 décrit l’algorithme d’Hilditch. Au début de chaque test, on copie l’image à simplifier (Im_in) en une image de sortie (Im_out). Seule l’image de sortie est modifiée. On analyse tous les pixels de l’image de sortie un par un. Pour chaque pixel, on effectue un test pour savoir si sa valeur doit changer. Si oui, on inverse sa valeur, sinon, rien ne change. Lorsque le dernier pixel est testé, on compare l’image d’entrée et l’image de sortie. Si elles sont différentes, c'est-à-dire si au moins un pixel a changé de valeur, on recommence l’analyse en remplaçant l’image d’entrée par l’image de sortie. Lorsque les deux images sont identiques, Cela veut dire qu’il n’y a plus de pixel à changer, le test s’arrête. Afin de réduire le temps de traitement, nous n’analysons que les pixels dont la valeur est '1'.

Pixel suivant

Nouvelle valeur

Changer la valeur ?

Premier pixel

Oui

Non Dernier ?

Non

Im_in = Im_out ?

Fin

Im_in = Im_out

Oui

Oui

Non

Figure III–20 : Description schématique de l’algorithme d’Hilditch.

L’algorithme d’Hilditch est dit parallèle parce que tous les pixels sont analysés à chaque passe. De plus, la décision de changer ou non la valeur de chaque pixel ne dépend pas du changement des pixels voisins. Tous les pixels sont analysés lors d’une passe sans aucune modification de l’image. Si la valeur d’un pixel change, cela est reporté sur l’image de sortie et non sur l’image en cours de traitement. On dit que tous les pixels sont analysés en même


110

temps. Il est dit séquentiel car il faut plusieurs passes. L’algorithme s’arrête lorsqu’une passe n’a entraîné la modification d’aucun pixel.

Afin de valider le changement de valeur d’un pixel, nous allons regardons la valeur de tous les points qui l’entourent. Considérons les 8 points qui entourent un pixel P1. Rangeons les dans le sens anti-trigonométrique P2, P3, P4, P5, P6, P7, P8, P9, P2 comme l'illustre la Figure III–21.

P1

P9 P2 P3

P4

P5 P6 P7

P8

Figure III–21 : Détermination de la numérotation et du sens de parcours des points au voisinage de P1.

On veut savoir à quel moment il faut éteindre le pixel P1 ou encore savoir s’il s’agit d’un pixel du skeleton. Pour cela, nous allons analyser les points qui entourent le P1. Cette analyse permet de savoir si P1 est un point isolé, l’extrémité d’un nuage de point, …

Définissons deux fonctions permettant d’analyser les 8 points qui entourent P1. La première compte les points au niveau '1' qui entourent P1. La seconde examine le rangement de ces points. Les deux fonctions sont les suivantes :

Cmpt_1(P1) = nombre de points ayant la valeur '1' autour de P1.

Transit_01(P1) = nombre de passage de '0' à '1' suivant la séquence P2, P3, P4, P5, P6, P7, P8, P9, P2.

P1

P9 P2 P3

P4

P5 P6 P7

P8

Cmpt_1(P1) = 2, Transit_01(P1)=1

P1

P9 P2 P3

P4

P5 P6 P7

P8

Cmpt_1(P1) = 2, Transit_01(P1)=2

Figure III–22. Exemples de rangement de points autour du pixel P 1.

La Figure III–22 donne deux exemples d'agencement des points qui entourent P1. Dans le premier exemple, il y a deux points dont la valeur est '1' autour de P1, alors Cmpt_1 = 2. Il n’y a qu’une fois le passage de '0' à '1'. Il se fait du point P7 au point P8, donc Transit_01 = 1.

Dans le deuxième exemple, il y a deux points dont la valeur est '1' autour de P1, alors Cmpt_1 = 2. On observe deux fois le passage de '0' à '1', de P4 à P5 et de P8 à P9, donc Transit_01(P1) = 2.


111

A l’aide de ces deux fonctions, nous allons interpréter l’image binaire afin de la simplifier.

III.2.1.3.3 Conditions testées par l’algorithme

Il existe deux versions de l’algorithme d’Hilditch : l'une utilise une fenêtre de 4*4 pixels, l’autre une fenêtre de 3*3 pixels. C’est cette dernière que nous allons utiliser.

L’algorithme d’Hilditch consiste à analyser l’image plusieurs fois. A chaque analyse, il vérifie chaque pixel et décide de changer un pixel '1' en '0', ou de conserver sa valeur.

On décide de changer un pixel '1' en '0' si les quatre conditions suivantes sont vérifiées Pour un même pixel :

• 2 ≤ Cmpt_1(P1) ≤ 6 condition 1

• Transit_01(P1) = 1 condition 2

• P2.P4.P8 = 0 ou Transit_01(P2) ≠ 1 condition 3

• P2.P4.P6 = 0 ou Transit_01(P4) ≠ 1 condition 4

L’algorithme s’arrête lorsque aucun pixel n’est changé.

• Condition 1: 2 ≤ Cmpt_1(P1) ≤ 6

Cette condition est double : Cmpt_1(P1) doit être supérieure ou égale à 2 Cmpt_1(P1) doit être inférieure à ou égale à 6. La première condition évite l’extinction d’un point extrême et d’un point isolé. La seconde condition vérifie que le point est une extrémité. Le point P1 reste à 1 s’il ne vérifie pas l’une de ces deux conditions.

La Figure III–23 illustre la condition 1. Il s’agit de trois exemples permettant de mieux comprendre cette condition.

P1

P9 P2 P3

P4

P5 P6 P7

P8

Cmpt_1(P1)=0

P1 est isolé

P1

P9 P2 P3

P4

P5 P6 P7

P8

Cmpt_1(P1)=1

P1 est une extrémité

P1

P9 P2 P3

P4

P5 P6 P7

P8

Cmpt_1(P1)=7

P1 appartient au squelette

Figure III–23 : Exemples de configuration qui ne vérifient pas la 'condition 1'.

Dans le premier exemple, Cmpt_1(P1) =0, c'est-à-dire qu’il n’y a aucun pixel de valeur '1' autour de P1. Cela signifie que P1 est un point isolé.

Cmpt_1(P1) = 1 dans le deuxième exemple. Cela signifie que P1 est l’extrémité d’une liste de points, il ne peut donc pas être supprimé.

Enfin dans le troisième exemple, Cmpt_1(P1) = 7. Dans ce cas, la valeur du point ne peut pas changer. A ce niveau, on considère qu’il appartient au squelette.

• Condition 2: Transit_01(P1) = 1

Cette condition vérifie que P1 est une connexion entre au moins deux points. Si on considère les exemples de la Figure III–24, on comprend qu’il y a une connexion à travers P1.


112

Si la valeur du pixel P1 devient nulle, il y aura une déconnexion au point P1 et la forme générale ne sera plus conservée.

P1

P9 P2 P3

P4

P5 P6 P7

P8

Transit_01(P1)=2

Connexion entre 2 points

P1

P9 P2 P3

P4

P5 P6 P7

P8

Transit_01(P1)=2


P1

P9 P2 P3

P4

P5 P6 P7

P8


transit_01(P1)=3

Figure III–24 : Exemples de configuration qui vérifient la 'condition 2'

Les exemples ci-dessus illustrent le cas où P1 est connecté à au moins deux points différents. Dans le premier cas, P1 connecte P5 et P9. Dans le deuxième, il connecte P3 et P5. Dans le troisième, il connecte P4, P6 et P9.

• Condition 3: P2.P4.P8 = 0 ou Transit_01(P2) ≠ 1

Cette condition permet de s’assurer qu’une ligne verticale, large de deux pixels n’est pas supprimée. En effet, les seules conditions précédentes entraîneraient tout simplement une suppression d’une telle ligne. Cette condition permet de conserver des lignes verticales. Elle est illustrée sur la Figure III–25.

P12

P1

P9 P2 P3

P4

P5 P6 P7

P8

P10 P11

Trasit_01(P2) ≠ 1

P1

P9 P2 P3

P4

P5 P6 P7

P8

P2.P4.P8 = 0

P12

P1

P9 P2 P3

P4

P5 P6 P7

P8

P10 P11

P2.P4.P8 ≠ 0, Transit_01(P2) = 1

Figure III–25 : Les configurations à gauche et au centre ne vérifient pas la 'condition 3' tandis que celle de droite la vérifie.

La Figure III–26 décrit l'impact de la 'condition 3' sur un ensemble de points formant une ligne double.


113

Images simplifiées Image originale

Sans condition 3

Avec condition 3

Figure III–26 : Résultat de la 'condition 3' sur une ligne verticale.

Si la 'condition 3' est inexistante, une ligne verticale constituée de paires de pixels se perd complètement. En revanche, avec cette condition, elle est conservée.

• Condition 4: P2.P4.P6 = 0 ou Transit_01(P4) ≠ 1

Cette condition est analogue à la précédente mais son effet concerne les lignes doubles horizontales. En effet, les deux premières conditions entraîneraient tout simplement une suppression d’une telle ligne. Cette condition permet de conserver des lignes verticales. Cette condition est illustrée sur la figure ci-dessous.

P10

P12

P1

P9 P2 P3

P4 P8 P11

P6 P5 P7

Transit_01(P4) ≠ 1

P1

P9 P2 P3

P4

P5 P6 P7

P8

P2.P4.P6 = 0

P10

P12

P1

P9 P2 P3

P4 P8 P11

P6 P5 P7

P2.P4.P6 ≠ 0, Transit_01(P4) = 1

Figure III–27 : Les configurations à gauche et au centre ne vérifient pas la 'condition 4' tandis que celle de droite la vérifie.

III.2.1.3.4 Application à une cartographie champ proche

Afin d’appliquer la skeletonization à une cartographie champ proche, nous allons d’abord la convertir en image binaire. Pour cela, nous procédons comme suit :

6. nous donnons la valeur '0' à tous les pixels de la cartographie. 7. nous changeons à '1' tous les pixels correspondants aux maximums locaux

précédemment obtenus.


114

Cartographie avec les maximums locaux

Image binaire de la cartographie Cartographie mesurée

Figure III–28 : Illustration du passage de la cartographie champ proche à une image binaire

La Figure III–28 illustre le passage d’une cartographie mesurée à une image binaire. Image que l’on peut simplifier à l’aide de l’algorithme de skeletonization.

Afin de réduire le temps de traitement, nous n’analysons que les pixels dont la valeur vaut '1'. On considère donc qu’un pixel de valeur '0' conserve sa valeur quelque soit les conditions.

Image binaire de la cartographie mesurée

Image binaire skeletonisée

Figure III–29 : Skeletonization d’une image binaire obtenue à partir d’une cartographie mesurée.

La Figure III–29 montre un résultat de l’application de l’algorithme d’Hilditch sur une image binaire obtenue à partir d’une cartographie réellement mesurée.

Après cette étape, le nombre de points a déjà fortement diminué. Parmi les points restants, certains se trouvent sur le chemin des inductances de rayonnement. Une analyse va permettre de regrouper les points selon leur appartenance à une même inductance. Elle va également permettre d’éliminer les points qui n’appartiennent à aucune inductance.

III.2.1.4. Extraction et validation des inductances de rayonnement

Cette étape permet de regrouper des points selon leur appartenance à une même inductance. Pour cela, des critères décisionnels vont être nécessaires.


115

III.2.1.4.1 Propriété utilisée

A la même distance, d’une extrémité à l’autre d’une ligne parcourue par un courant i constant le long de cette ligne, le champ magnétique rayonné varie peu (Figure 38). C’est cette propriété que nous allons utilisée afin de grouper les points.

50Ω

I

Ligne iso champ

x

H

Figure III–30 : Variation du champ magnétique au-dessus d’une ligne.

III.2.1.4.2 Algorithme d’extraction d’une inductance

A partir du skeleton précédemment obtenu, l'on souhaite extraire les inductances de rayonnement. La Figure 39 présente l'algorithme que nous avons développé pour réaliser cette extraction. Pour cela, il suffit de sélectionner, sur le skeleton, le point pour lequel le champ mesuré est le plus élevé. Il faut ensuite trouver son plus proche voisin et regarder la différence d’amplitude du champ entre ce point et le maximum. Ensuite on trouve le plus proche voisin du nouveau point et on le compare à nouveau au maximum. L’extraction s’arrête lorsque tous les points sont testés.

Le plus proche voisin d’un pixel donné peut ne pas être collé à ce dernier. Le fait qu’il y ait une déconnexion de deux groupes de pixels ne suffit pas à conclure qu’ils n’appartiennent pas à la même inductance. La Figure III–31 donne un exemple de nuage de points contenant trois groupes de pixels. Si l’on considère le pixel P, son plus proche voisin est B.

P B

A

Figure III–31 : Exemple d’un nuage de points divisé en trois groupes.

Il faut dans tous les cas vérifier que P et B n’appartiennent pas à la même inductance. Pour cela, on vérifie les conditions suivantes :

• Si les deux points correspondent à deux pixels connectés, on fait simplement la différence de champ entre le maximum et le voisin obtenu.


116

• Si les deux points ne sont pas connectés, on analyse tous les points intermédiaires aux deux points, aucun d’entre eux ne doit être un extrémum local.

Liste de points p1, p2, …, pn

pm appartient à l’inductance Lk,

suppression de pm de la Liste

Point le plus proche de pm <pe>

H(pm)- H(pi) < dH ?

pe appartient à l’inductance Lk,

suppression de pi de la Liste

Liste vide ?

Inductance suivante k = k+1

FIN

Variation maximum du champ acceptée <dH>

oui

non

Point de champ maximum <pm>

Initialisation de l’analyse

pe trouvé ? non

oui

Pour tous les points pi appartenant au segment [pm, pe]

non

oui

Figure III–32 : Algorithme d’extraction des inductances de rayonnement.

A chaque fois qu’un point est validé comme appartenant à une inductance, il est supprimé de la liste initiale des points.

A la fin de cette étape, on n'a plus une, mais plusieurs listes de points. Chaque liste représente une unique inductance potentielle. Elles vont être analysées individuellement afin d’obtenir des segments.

III.2.1.4.3 Optimisation d’une inductance

A présent, nous allons analyser individuellement chaque liste de points, c'est-à-dire chaque inductance potentielle obtenue. Dans un premier temps, la position de chaque point est revue en fonction du champ des points voisins. Cette vérification est nécessaire car la Skeletonization ne garantie pas que les ponts retenus soit toujours positionnés sur l’extrémum. Pour cela, on définit une direction d’analyse à partir des deux points qui entourent le point à optimiser. Orthogonalement à cette direction, on recherche à gauche et à droite un point de plus forte puissance s’il s’agit de maximum ou de plus faible puissance s’il s’agit de minimum. Ce point doit être connecté au point à optimiser. S’il n’en existe aucun, sa position est conservée. S’il en existe un, ce nouveau point remplace l’ancien. S’il en existe deux, on fait la moyenne.

Une fois la position de chaque point confirmée, l’étape suivante permet de sélectionner les deux extrémités de l'inductance. Puis la liste de points est réduite en supprimant tous les points alignés et en ne conservant que les extrémités et les points d’inflexion. Lorsqu’une inductance est rectiligne, tous les points de la liste sont alignés. A la fin de cette étape, la liste peut ne contenir que deux points : les deux extrémités du dipôle. Il faut noter qu’une


117

« inductance » peut avoir plus de deux extrémités, c’est le cas d’un conducteur en étoile. La Figure III–33 décrit l’algorithme que nous utilisons pour optimiser et simplifier une inductance de rayonnement.

Liste de points d’une inductance : p1, p2, …, pn

Validation de la position des points

Suppression des points alignés

Enregistrement du point

FIN

oui

non

Recherche d’extrémité

Extrémité trouvé ?

Figure III–33 : Algorithme d’optimisation d’une inductance de rayonnement.

III.2.1.4.4 Somme vectorielle des composantes x, y et z

Jusqu’à présent, toutes les analyses ont été effectuées pour chaque composante du champ mesuré. Cela signifie que trois résultats différents sont obtenus, chacun de ces résultats comporte un nombre déterminé d’inductances. Une corrélation entre ces trois résultats s'impose. Les inductances finales s’obtiennent en effectuant une somme vectorielle de toutes les composantes. Un dipôle colinéaire à l’axe x n’apparaît pas sur la mesure de la composante Hy. De même pour un dipôle colinéaire à l’axe y sur la composante Hx. Un dipôle qui n’est ni colinéaire, ni orthogonal à l’axe x est visible sur la mesure de toutes les composantes.

Soit deux vecteurs )1,1( yxur

et )2,2( yxvr

, la somme vectorielle de ces deux vecteurs s’obtient en utilisant la formule suivante :

)21,21()2,2()1,1( yyxxwyxvyxu ++=+ rrr Équation 18

Une fois que les inductances sont obtenues avec toutes les composantes du champ, débute la phase d’optimisation de la position des inductances par superposition du résultat des trois composantes. Cette étape n’est pas détaillée dans ce manuscrit.

III.2.2. Conception et validation de la sonde Avant de concevoir la sonde, il faut s’assurer que les dipôles obtenus ont bien une émission

qui se rapproche de celle du circuit intégré à émuler. Pour cela, nous allons procéder en deux étapes. Tout d’abord, nous allons les simuler à l’aide du logiciel ic-emc [IC-EMC] afin d'avoir une première évaluation rapide. Puis, dès la validation de cette étape, nous allons les simuler à l’aide d’un logiciel de simulation électromagnétique qui nous permet de réaliser un modèle plus proche de la réalité. De plus, ce logiciel prend en compte les caractéristiques physiques de la technologie dans laquelle la sonde est fabriquée.

III.2.2.1. Validation des inductances de rayonnement à l’aide de ic-emc

Le logiciel ic-emc, développé à l’INSA de Toulouse, permet de simuler rapidement l’émission rayonnée de dipôles parcourus par des courants.


118

En attribuant des coordonnées géométriques aux dipôles rayonnants en trois dimensions, on les dessine au-dessus d’un plan de masse parfait. La largeur et l’épaisseur des dipôles ne sont pas prises en compte La Figure III–34 illustre le positionnement des inductances de rayonnement avec le logiciel ic-emc.

Figure III–34 : Représentation sous ic-emc des inductances de rayonnement.

On définit ensuite la fréquence et l’altitude auxquelles on souhaite simuler le rayonnement des dipôles rayonnants. Lors de la visualisation des résultats de simulation, il est possible de charger également la mesure champ proche du circuit intégré à émuler. Ce qui permet de faciliter la comparaison entre la simulation et la mesure. Ainsi, cette simulation nous permet de confirmer ou d'infirmer, en un minimum de temps, l'extraction des inductances.

III.2.2.1.1 Altitude des dipôles rayonnants

L’altitude des dipôles rayonnants par rapport au plan de masse est constante et identique pour tous les dipôles. Il n’est pas possible de positionner les dipôles sur des plans différents. Cette altitude est évaluée à partir des connaissances que l’on a du circuit intégré étudié. Elle représente l’altitude moyenne de tous les éléments rayonnants dans ce circuit. Les éléments rayonnants peuvent être des bondings, des pistes, des composants on-package, ou la puce… De plus, le matériau qui sépare les dipôles du plan de masse est considéré comme homogène et infini.

Modèle réel Modèle ic-emc Plan de masse

Isolant

Dipoles

Figure III–35 : Illustration de la simplification d’un modèle pour ic-emc.

Cette simulation ne permet donc pas d’obtenir de très grandes précisions. En réalité, chaque élément rayonnant peut se trouver à une altitude différente et être séparé de la masse par un matériau plus ou moins complexe.


119

III.2.2.1.2 Altitude de simulation

L’altitude de simulation est définie par rapport au plan de masse. Elle est égale à la distance équivalente qui sépare la sonde et le plan de masse lors de la mesure. Cette notion est illustrée sur le schéma de la Figure III–36.

Modèle ic-emc Plan de masse

hdip

Dipoles hscan

Sonde champ proche

Figure III–36 : définition des altitudes des dipôles et de simulation sous ic-emc.

Sur cette figure, hdip représente l’altitude des dipôles par rapport au plan de masse. Tandis que hscan représente l’altitude du point équivalent actif de la sonde par rapport à ce même plan de masse. Le plan de masse est à l’altitude la plus basse.

III.2.2.1.3 Influence des pistes de connexion à la masse sur l’émission des dipôles

L’analyse d’une cartographie champ proche nous a permis de positionner des inductances qui se trouvent dans un plan parallèle à celui de la mesure. Généralement, ce plan est lui-même parallèle au plan de masse. Ces inductances ne suffisent toujours pas à reproduire finement le rayonnement mesuré. Les pistes utilisées pour reboucler sur le plan de masse utilisées pour l’installation des connecteurs sont elles mêmes des éléments rayonnants. Le champ qu’elles rayonnent apporte une contribution non négligeable au champ global rayonné par l’ensemble des dipôles. La Figure III–37 illustre l’influence des inductances de connexion à la masse.

Modèle ic-emc

Simulation sans retour à la masse

Simulation avec retour à la masse

Dipôle du plan xy Dipôle vertical -21.1 dB -21.2 dB

Figure III–37 : Influence des inductances verticale sur la répartition du champ.

Les inductances verticales servent à relier les inductances de rayonnement du plan xy et le plan de masse. Cette liaison est pratiquement réalisée en plaçant des vias ou encore en plaçant un connecteur. En comparant les deux simulations champ proche de cette figure, on remarque que la répartition du champ change lorsqu’on ajoute les inductances verticales. Cependant, la valeur maximale du champ est quasiment la même dans les deux cas. Il faut tenir compte de ces inductances dès le début de la phase de simulation.


120

III.2.2.2. Modèle électromagnétique et fabrication de la sonde

La simulation des dipôles obtenus à l’aide d’un logiciel de simulation électromagnétique permet une validation plus précise du modèle de la sonde. Elle tient compte des caractéristiques non idéales des différents matériaux des éléments constituant la sonde. Parmi ces caractéristiques, la taille de sonde et du plan de masse peuvent être introduite, la permittivité et la complexité des isolants peuvent être considérées de même que les altitudes et la forme réelles de chaque inductance.

III.2.2.2.1 Choix de la technologie

Le modèle électromagnétique de la sonde à réaliser dépend fortement des caractéristiques physiques réelles des matériaux qui seront utilisés pour la fabriquer. Il est donc impératif de choisir la technologie dans laquelle la sonde sera fabriquée avant même de démarrer l’étape de simulation électromagnétique.

La technologie doit être choisie en fonction du résultat souhaité, c’est à dire des fréquences mises en jeu et de la puissance que devra supporter la sonde. Il est également nécessaire de prendre en compte la durée et le coût de réalisation de la sonde.

Si l’on choisit de fabriquer la sonde avec un circuit imprimé standard double face, il n’est pas possible de paramétrer l’épaisseur d’isolant qui sépare les deux couches de métal. Dans le logiciel de simulation FEKO [FEKO] cette épaisseur est fixe. Il existe toutefois sur le marché des circuits imprimés de différentes épaisseurs. De même la permittivité de l’isolant, la conductivité et l’épaisseur du cuivre sont fixes. Si on désire changer l’un de ces paramètres, il faut changer de type de circuit imprimé. Une fois que le circuit imprimé est choisi, la réalisation proprement dite de la sonde présente également ses contraintes. La plus forte étant la précision sur la largeur des pistes que l’on veut réaliser. Quelque soit la technologie choisie, des limites existent : en dessous d’une certaine largeur de pistes, la précision ne peut plus être garantie. Plus on prend connaissance de ces limites tôt, plus on gagne du temps.

Lorsque la technologie est choisie, la simulation électromagnétique de la sonde peut débuter. Elle se fait en deux étapes : le dessin puis la simulation. Chaque résultat de simulation doit être comparé à la mesure du composant afin d’être validé.

III.2.2.2.2 Dessin et simulation électromagnétique du modèle de la sonde

Le dessin de la sonde se fait en utilisant un ou plusieurs simulateurs. En effet, l’utilisation de plusieurs simulateurs permet d’obtenir rapidement les caractéristiques de la sonde à réaliser. Le but étant d’évaluer les caractéristiques de la sonde selon les contraintes qui sont fixées. Dans une situation où seule la répartition spatiale du champ doit être corrélée à celle du circuit intégré à émuler, seule une simulation de l’émission champ proche peut être faite. Cependant cette simulation doit se faire dans les mêmes conditions que pour la mesure. En particulier, il ne faut pas négliger l’impédance de la source et celles des appareils de mesure. Il ne faut pas non plus négliger l’effet des câbles qui sont utilisés, surtout si l’on travaille à plusieurs dizaines mégahertzs voire au-delà.

Il existe deux approches de modélisation de la sonde. La première correspond à la situation où le plan de masse peut être considéré comme étant infini. C’est le cas lorsque la taille de l’ensemble des dipôles rayonnants est très petite devant le plan de masse. La deuxième consiste à attribuer des dimensions finies au plan de masse. Concrètement, c’est la taille réelle que l’on donne au plan de masse de la sonde.

Dans tous les cas, le modèle doit s’approcher le plus possible du résultat final que l’on souhaite atteindre. Les conducteurs et les isolants doivent avoir les mêmes caractéristiques et


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la même géométrie que ceux de la technologie choisie. En plus, le modèle doit respecter les contraintes liées à la réalisation technique de la sonde.

Une fois le dessin de la sonde réalisé, le modèle électromagnétique de la sonde est prêt à être simulé. Le respect des contraintes technologiques et de réalisations techniques permet d’avoir un modèle proche de la réalité. A cela s’ajoute les exigences du simulateur que l’on utilise. Un modèle qui ne respecte pas les règles du simulateur peut être impossible à simuler. Dans certaines conditions, cela oblige l’utilisateur à faire des concessions. Les ports d’entrées/sorties du modèle doivent être correctement définis. Les signaux fournis en entrée et les charges doivent êtres bien connus.

III.2.2.2.3 Méthode de comparaison de deux cartographies

Une méthode de comparaison de cartographies est utile pour valider un résultat de simulation. Il faut en effet être capable d’estimer l’erreur que l’on fait, entre la mesure effectuée et la simulation, à chaque fois qu’une simulation est menée à son terme. En fonction de cette erreur, on choisit de modifier ou non certains paramètres de simulation. Dès que l’erreur devient acceptable, on arrête et on passe à la fabrication de la sonde.

Caractéristiques d’une cartographie :

En plus des valeurs de champ mesuré en chaque point de l’espace, une cartographie est caractérisée par (Figure III–38):

• sa surface, autrement dit par sa longueur x(mm) et sa largeur y(mm).

• le nombre de pixels nx et ny respectivement sur les axes x et y.

Il faut connaître toutes ces caractéristiques pour pouvoir comparer deux cartographies.

nx (pisels)

ny (pisels)

x_step

y_step

x (mm)

y (mm)

Figure III–38 : Description des caractéristiques d’une cartographie

Le pas de la mesure caractérise également une cartographie et il est facilement obtenu à partir de la surface et du nombre de points. Généralement, x_step et y_step sont identiques.

Comparaison de deux cartographies :

Pour comparer deux cartographies pixel par pixel, elles doivent avoir les mêmes caractéristiques. De plus, le repère d’origine de la cartographie doit être le même sur les deux. Lorsque le repère d’origine n’est pas au même endroit sur les deux cartographies, il en résulte un décalage des zones à comparer (Figure III–39).


122

image 2 image 3 image 1

Figure III–39 : Illustration du décalage entre deux cartographies

On calcule l’erreur pour chaque pixel suivant l’algorithme ci-dessous décrit à la Figure III–40. A chaque itération, on compare les pixels mesuré pmi et simulé psi. On calcul ensuite la différence de champ entre la mesure et la simulation. L’algorithme prend fin lorsque tous les points ont été analysés.

Cartographie mesurée pm1, pm2, …, pmn

Ei = H(Pmi)- H(Psi)

FIN

i = i+1

Initialisation de l’analyse <i=0>

i=n ? non

oui

Cartographie simulée ps1, ps2, …, psn

Liste des erreurs E1, E2, …, En

Figure III–40 : Comparaison de deux cartographies, calcul d’erreur par pixel

A la fin, on obtient l’erreur correspondant à chaque pixel. On peut calculer l’erreur globale si on le souhaite à partir de ce résultat ou présenter une cartographie de l’erreur.

Difficultés d’une telle comparaison :

Si les deux images ont les mêmes pas en x et en y, il est nécessaire de caler les zones à comparer afin d’avoir le même point de repère. Puis il faut supprimer les parties qui débordent sur chaque image.

Si les deux images ont des pas différents, il faut extrapoler celle qui a le plus petit pas pour qu’elles aient le même pas. Ensuite caler les zones à comparer afin d’avoir le même point de repère puis découper les parties qui débordent sur chaque image.

III.2.2.2.4 Fabrication de la sonde

Lorsque la simulation est valide, on peut envisager la fabrication proprement dite de la sonde.

Sur circuit imprimé, la sonde est fabriquée de façon standard. Il faut faire un routage en utilisant un logiciel de CAO, réaliser le typon et graver le circuit. Une difficulté majeure s’ajoute à toutes celles qui ont jusqu’à présent été rencontrées : elle est liée aux connecteurs utilisés. En effet, la taille des connecteurs n’est plus négligeable lorsque la sonde est de petite taille. Même si il en existe de différentes tailles, les connecteurs deviennent très vite une limite à la miniaturisation des sondes. Une solution simple consiste à connecter directement le


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câble coaxial sur la sonde (Figure III–41). Ainsi la seule limite à la réduction de la taille d’une sonde est le diamètre du câble.

Utilisation d’un connecteur

Connexion directe du câble coaxial

câble coaxial

Figure III–41 : Illustration de l’impact de l’utilisation d’un connecteur.

Enfin, la sonde doit être dimensionnée pour supporter la puissance maximale qui lui sera fournie. Elle ne doit pas chauffer sous cette puissance. Un échauffement important peut entrainer une destruction prématurée de la sonde.

III.3. Méthodologie de l’étude du couplage entre deux circuits intégrés

III.3.1. Méthodologie L’émulation de l’émission rayonnée en champ proche d’un circuit intégré trouve tout son

intérêt dans la simplification de l’étude du couplage puce à puce. Nous venons de décrire la méthode permettant d’émuler l’émission rayonnée en champ proche d’un circuit intégré. Cette émulation conduit à la conception d’une sonde de champ proche. Nous allons à présent coupler cette sonde à un autre circuit intégré victime. Dans cette partie, nous nous intéressons à l’étude du couplage entre une victime et la SkateProbe. Puis, nous discuterons de la modélisation de ce couplage.

La méthodologie de l’étude du couplage entre deux circuits intégrés que nous proposons se fait en 4 étapes :

1. Caractérisation et émulation de l’émission de la source de perturbation : cette étape permet de connaître l’émission champ proche du circuit source.

2. Conception de la SkateProbe équivalente : Cette étape permet de fabriquer une SkateProbe qui émule l’émission du circuit source.

3. Couplage entre la SkateProbe et la victime : ici, on mesure et on modélise le couplage entre la SkateProbe et la victime ;

4. Déduction du couplage entre la source et la victime : Cette étape permet d’évaluer ou de prédire le couplage réel entre le circuit intégré source et la victime.


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Caractérisation de l’émission de l’agresseur

Conception de la SkateProbe équivalente

Etude du couplage entre la SkateProbe et

la victime

CI victime

SkateProbe valide?

Oui

Non

Déduction du couplage entre la source réelle et la victime

Figure III–42 : Illustration de la méthodologie de l’étude du couplage entre deux circuits intégrés

Avant de commencer cette étude, il faut mettre en évidence des problèmes CEM. C'est-à-dire constater des phénomènes de couplage particulier et bien sûr commencer à émettre un certain nombre d’hypothèses. Tout cela aide à l’identification de la source et de la victime de la perturbation.

III.3.1.1. Mise en évidence du couplage

Pour pouvoir mettre en évidence un phénomène de couplage entre deux circuits intégrés, il faut avoir un moyen d’observer l’effet de l’un sur l’autre. C’est ainsi que dans une sous partie, nous allons décrire l’effet d’une perturbation électromagnétique sur un circuit intégré, puis nous allons définir concrètement l’immunité d’une victime, ensuite, nous décrirons l’émission d’un agresseur et enfin, nous présenterons la notion de couplage puce-à-puce.

III.3.1.1.1 Effet de la perturbation sur le système considéré

L’effet des perturbations électromagnétiques sur les circuits intégré est décrit en détail à la partie II.2.3 du premier chapitre. Lorsqu’ils sont soumis à une même perturbation électromagnétique, un circuit numérique et un circuit analogique n’ont la même réaction [SICA02].

Plus un circuit intégré est susceptible, c'est-à-dire plus son immunité est faible, plus il sera contraignant de l’utiliser sans risque de dysfonctionnement. Cette aptitude peut être connue en recherchant pour « toutes » les fréquences, la puissance nécessaire pour induire une modification du comportement de ce circuit intégré. Pour cela, il faut réaliser des tests dans lesquels « un critère de susceptibilité » sera défini.


125

• Critère de susceptibilité

La description de l’immunité d’un composant prend tout son sens lorsqu’il existe un critère de susceptibilité. En effet, l’énergie nécessaire pour modifier l’amplitude d’un signal n’est pas la même que celle qu’il faut pour modifier son amplitude. De même, le comportement d’un circuit intégré analogique n’est pas le même que celui d’un circuit intégré numérique. La définition du critère de susceptibilité est donc fondamentale lorsque l’on parle de l’immunité d’un circuit intégré. Comme exemple de critère de susceptibilité, nous pouvons citer : la limitation du jitter de plus ou moins 5 %, la variation d'amplitude du signal de plus ou moins 20 %, la conversion analogique numérique avec perte de N bits de poids faible, …

• Immunité du circuit intégré

Aujourd’hui, l’immunité des circuits intégrés est faite aussi bien en conduit qu’en rayonné. L’immunité conduite permet d’injecter la perturbation sur une ou plusieurs entrées du circuit intégré. Le chemin d’injection, bien que pas forcément maîtrisé, est connu. L’immunité rayonnée permet soit d’injecter la perturbation sur l’ensemble du circuit intégré, il n’y a pas de notion de chemin d’injection dans ce cas ; soit d’injecter la perturbation localement sur une zone du circuit intégré. Pour induire une même défaillance, il faut beaucoup plus de puissance incidente lors d’une injection de perturbation rayonnée que lors d’une injection conduite. Le choix du mode d’injection aura une incidence sur le choix du critère de susceptibilité.

III.3.1.1.2 Interprétation des phénomènes mis en évidence

Lors de la mesure du couplage entre deux circuits intégrés, deux situations peuvent se présenter : soit il n’y a jamais de dysfonctionnement du circuit intégré victime, soit il y a (ou il y a eu dans certaines conditions) un dysfonctionnement du circuit victime. Quelque soit l’issu, cette mesure doit être la plus précise possible. En effet, lorsqu’il n’y a aucune défaillance, la victime peut tout de même se rapprocher de son seuil de susceptibilité. Ce qui en fait un circuit plus susceptible. Cette mesure doit donc servir à bien connaître les marges de susceptibilité.

• Composant à l’origine de la faute

Lorsque les marges et/ou les seuils de susceptibilité sont connus, il faut être capable d’identifier le coupable. Ce dernier peut être n’importe lequel des deux composants. Si la victime est anormalement sensible, c’est elle qui doit être remise en cause. Si c’est le composant agresseur qui rayonne énormément de puissance, il faut être capable de s’en rendre compte. Il est également possible que les deux circuits intégrés soit complètement incompatibles tant sur les bandes de fréquences que sur les puissances mises en œuvre.

• Pire cas

Il est également possible que le couplage entre les deux circuits soit complètement défavorable à la victime. Dans ce cas, il est plus difficile de conclure sur le composant le plus à l’origine de cette situation. Le pire cas correspond à la situation où le comportement de la victime est le plus modifié en lui injectant le moins de perturbation possible.

III.3.2. Etude du couplage entre la SkateProbe et la victime

III.3.2.1. Mesure du couplage entre la SkateProbe et la victime

La mesure du couplage entre la SkateProbe et la victime se fait comme une mesure d’immunité en champ proche. La sonde d’injection champ proche est remplacée par la SkateProbe. La modification de la position et de l’orientation de la SkateProbe au dessus de la victime permettent de tracer une série de courbes du seuil de susceptibilité de la victime vis-à-


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vis de la perturbation de la SkateProbe. Lorsque la victime doit réaliser une fonction spécifique, cette mesure permet de trouver les positions de la SkateProbe pour lesquelles cette fonction n’est plus réalisée.

Test comp XXC120X

fréquence


Circuit intégré victime

SkateProbe

Figure III–43 : Illustration de la mesure de l’effet du couplage entre la SkateProbe et un circuit intégré.

La Figure III–43 illustre le principe de la mesure du couplage entre la SkateProbe et une victime. A chaque position de la SkateProbe correspond une courbe du seuil de susceptibilité en champ proche de la victime en fonction de la fréquence.

La mesure du couplage entre la SkateProbe et victime est utilisée pour valider le modèle ce couplage.

III.3.2.2. Modélisation du couplage SkateProbe/composant victime

La construction d’un modèle capable de simuler la mesure du couplage entre deux circuits intégrés est difficile mais nécessaire. Un bon modèle permet de se passer de la mesure tout en étant assuré de la qualité des résultats. Il permet de faire de la prédiction, et de gagner du temps. Les travaux d’Alexandre Boyer [BOYE07a] étaient axés sur ce thème.

III.3.2.2.1 Modélisation de la victime

Le modèle de la victime est un modèle d’immunité. Dans notre cas, c’est le modèle ICIM [ICIM1], [ICIM2]. Dans un premier temps, nous décrirons l’intérêt du modèle d’émission de la victime, ensuite nous détaillerons son modèle de susceptibilité.

• Intérêt du modèle d’émission de la victime

La modélisation de l’émission d’un circuit intégré bénéficie de beaucoup d’avance par rapport à celle de l’immunité. Beaucoup de travaux de recherche ont été menés sur ce sujet. Ce modèle peut servir de base pour la construction du modèle de susceptibilité. Par exemple, le modèle d’émission d’un circuit intégré couplé à une sonde champ proche comporte des éléments qui ne changent pas si on inverse le sens des choses. Pour une même position de la sonde, le couplage entre le circuit intégré et le réseau passif de ce circuit restent identiques. La différence étant que la puissance est fournie par la sonde et qu’une analyse des signaux se fait sur le composant victime.

On peut par conséquent débuter la construction d’un modèle d’immunité par la construction de son modèle ICEM car il est beaucoup plus simple à réaliser. Et par la suite, ce modèle est complété en lui ajoutant celui du critère de susceptibilité.

a) b)


127

• Modèle de susceptibilité de la victime

Le modèle de susceptibilité doit bien prendre en compte le critère de susceptibilité pour être fidèle à la réalité. Ce critère peut être interne ou externe au circuit intégré. Il peut par exemple s’agir d’observer la tension d’alimentation, le courant consommé par le circuit ou bien encore l’état d’une de ces sorties. Dans tous les cas, on va se fixer une limite en dessous ou au dessus de laquelle on considère que le fonctionnement du circuit est défaillant. Nous ne nous intéresserons pas aux conditions qui entraînent la destruction du composant.

La construction d’un modèle d’immunité commence par celle du modèle d’émission. Ce modèle est ensuite complété pour simuler le comportement immun de la victime. C’est le modèle final d’immunité qui est couplé à une source de perturbation à travers un chemin de couplage donné. Le chemin de couplage dépend du mode d’injection de la perturbation. Il doit en plus inclure l’analyse de la défaillance.


Analyse de la défaillance

Chemin de couplage Victime

Alimentations

Figure III–44 : Structure « classique » d’un bloc ICIM [BOY07a]

En définitive, le modèle du circuit intégré victime seul ne suffit pas à décrire son immunité. Car cette dernière dépend de la source de perturbation qui est le composant agresseur ou encore une sonde qui émule son émission. Elle dépend aussi du critère de susceptibilité qui va conditionner l’analyse de la défaillance.

III.3.2.2.2 Modélisation du couplage entre la victime et la sonde

Nous avons vu précédemment comment concevoir une sonde champ proche capable d’émuler l’émission d’un circuit intégré agresseur. L’étude du couplage entre cette sonde et la victime permet d’évaluer rapidement le couplage réel entre le circuit agresseur et le circuit victime. Nous allons dans cette partie proposer un modèle de couplage entre la sonde et le circuit victime. Ensuite nous en déduirons le couplage entre les deux circuits intégrés.

Le modèle final du couplage entre la sonde et le circuit intégré victime doit comporter le modèle d’émission de la sonde et le modèle d’immunité de la victime.

• Modèle de la SkateProbe

Le modèle d’émission de la sonde est obtenu soit par calcul, soit par simulation ou encore par la mesure. Le croisement de toutes les informations par chacune de ces techniques permet la validation du modèle final. Etant constitué de lignes de transmission, chaque ligne de la sonde est modélisée par une ou plusieurs cellules RLC. Tout autre élément servant soit à alimenter cette sonde, soit à la charger doit aussi être modélisé.


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Rp1 Rp2 Lp2 Lp1

Cp

Modèle du générateur de

signal

Modèle d’émission de la SkateProbe

Modèle de la charge

Figure III–45 : Modèle général d’une sonde émulatrice de l’émission d’un composant.

Le modèle de la SkateProbe est comparable à celui d’une ligne de transmission. C’est un modèle simple, il permet donc d’effectuer des simulations rapidement. Son couplage avec la victime permet de simuler l’effet du circuit intégré agresseur sur le circuit intégré victime.

Lorsque son architecture est plus complexe, le modèle de la SkateProbe doit être adapté pour modéliser fidèlement le comportement de la sonde. C’est le cas particulier d’une sonde dont certains segments sont couplés à d’autres. Dans ce cas, il faut évaluer individuellement le couplage entre chaque segment et ses segments voisins. La Figure III–46 décrit la modélisation d’une SkateProbe constituée de deux tronçons. Le couplage entre ces deux tronçons n’est pas négligeable.

T1

T2

RT1 RT2 LT2 LT1

CT1

Entrée

Modèle du tronçon T 1

Sortie

CT2 Modèle du tronçon T 1

Entrée

Sortie

K_LT1_LT2

Couplage entre les deux tronçons

Figure III–46 : Exemple de modèle faisant intervenir des tronçons couplés

• Modèle du couplage sonde/circuit victime

Le couplage entre la sonde et le circuit intégré victime peut être soit capacitif, soit inductif ou avoir une proportion de chacun d’eux. De ce fait, la construction du modèle de couplage se fait sur la base de l’évaluation de la mutuelle entre les éléments inductifs et la capacité équivalente entre les conducteurs en regard.


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Rpck_Vdd RVdd LVdd Lpck_Vdd

RVss LVss Rpck_Vss Lpck_Vss

Cd Cb Ib

Vdd externe

Vss externe

M1 M1

Modèle du générateur de

signal RF

Alimentations

Rp1 Rp2 Lp2 Lp1

Cp

Modèle d’émission de la sonde émulatrice

M Modèle de la charge

Modèle d’immunité du circuit intégré victime

Mc1 Mc2 Cx

Figure III–47 : Modélisation du couplage entre une sonde émulatrice et un circuit intégré victime.

Les éléments Mp1 et Mp2 résultent du couplage inductif qui existe entre la sonde et le composant. Cx résulte du couplage capacitif. Leurs valeurs dépendent de la position et de l’orientation de la sonde par rapport au circuit victime. Ici, le couplage a été représenté uniquement sur la branche Vss. Il existe aussi sur la branche Vdd. Par ailleurs, il peut être égal ou différent de celui de la branche Vss.

Même dans le cas où il existe du couplage entre les tronçons de la SkateProbe, le couplage entre chaque tronçon de la SkateProbe et le circuit intégré victime doit se faire individuellement.

III.3.3. Couplage réel entre la victime et le circuit intégré source Le couplage réel entre le circuit intégré agresseur et le circuit intégré victime est

directement déduit de celui obtenu avec la sonde émulatrice. Le mode et les coefficients de couplage sont proches de ceux qui ont été calculés avec la sonde si on positionne le composant agresseur comme on a positionné la SkateProbe.

III.4. Conclusion

L’intégration de plus en plus poussée des circuits a de nombreuses conséquences sur le comportement de ces derniers, en particulier du point de vue de la CEM. Pour y remédier, de nouvelles techniques d'investigation sont nécessaires pour prédire plus rapidement et plus fidèlement la conséquence de cette intégration sur chaque composant. A cet effet, nous proposons une méthodologie permettant de remplacer un agresseur par une sonde émulatrice appelé SkateProbe. A l’aide de cette sonde de champ proche, nous pouvons mesurer l’effet du


130

rapprochement entre la source et la victime de la perturbation. Nous avons procédé en trois étapes pour illustrer notre méthodologie. Tout d’abord, nous étudions l’émission du circuit intégré source de perturbation. Cette étude comprend la mesure, la modélisation et l’émulation de cette source. Ensuite, nous avons détaillé l’extraction des inductances de rayonnement à partir de l’émission rayonnée champ proche de la victime. L’extraction des inductances de rayonnement débute avec la description du rayonnement d’une ligne de transmission, suivi de l’extraction des inductances à partir d’une cartographie champ proche et s’achève par la description de la conception d’une SkateProbe. Enfin, nous décrivons la méthodologie de l’étude du couplage entre une SkateProbe et un circuit intégré victime. L’étude de ce couplage comprend la mesure et la modélisation. C’est à partir du modèle de couplage que l’on est capable de remonter au couplage réel entre le circuit intégré source et la victime de perturbation. On peut ainsi prédire les conséquences de l’intégration de deux circuits.


131

III.5. Références

[ADMA04] T. Admassie Aberra, "Topology Preserving Skeletonization of 2D and 3D Binary Images", M. S. Thesis, Technische Universität Kaiserslautern, November 2004.

[BAFF02] S. Baffreau, "Susceptibilité des microcontrôleurs aux agressions électromagnétiques", thèse soutenue à l’INSA de Toulouse, 11 décembre 2003.

[BAFF02] S. Baffreau, G. Motet, E. Sicard, "La protection des microcontrôleurs aux agressions électromagnétiques", CEM EXPO 2002, Paris (France), 2002.

[BAUD98] J. BAUDET, O. Druant, B. Demoulin, "effect of electromagnetic interference of high amplitude on FET-differential amplifier in the frequency range 100 MHz – 1 GHz", Internal symposium on electromagnetic compatibility EMC’98, Roma (Italy), pp. 213-218, 1998.

[BEND06] S. Bendhia, "De l’Intégrité de Signal à la Compatibilité Electromagnétique", habilitation à diriger des recherches, juillet 2006.

[BOYE07a] A. Boyer, " Méthode de Prédiction de la Compatibilité Electromagnétique des Systèmes en Boîtier", thèse soutenue à l’INSA de Toulouse, 2007.

[BOYE07b] A. Boyer, S. Akue Boulingui, S. Bendhia, E. Sicard, S. Baffreau "A Methodology for Predicting by Near Field Chip to Chip Coupling", EMC Compo 07 Torino, Nov 2007, Italy, pp. 301 – 306.

[BOYE07c] A. Boyer, S. Akue Boulingui, E. Sicard, S. Baffreau, "Méthodologie de Prédiction des Risques d’Interférences dans un Couplage Puce à Puce", 5èmes JFMMA & TELECOM 07, Fès, Maroc, 14 – 16 mars 2007.

[CALV03] S. Calvet, « Contribution à la Réduction de l’Emission Parasite des Micro-contrôleurs en CMOS sub-micronique », thèse présentée à l’INSA de Toulouse, mars 2003.

[CHEN00] C. Xi, "Contribution to Electromagnetic Emission Modeling and Characterization of CMOS Integrated Circuits", thèse présentée à l’INSA de Toulouse, novembre 2000.

[CHEN98] Howard H. Chen, J. Scott Neely, "Interconnect and Circuit Modeling Techniquesfor Full-Chip Power Supply Noise Analysis", IEEE Transactions on Components, Packaging, and Manufacturing Technology – part B, vol. 21, no. 3, August 1998.

[DELO96] Delorme N., Belleville M., Chilo J. "Inductance and capacitance analytic formulas for VLSI interconnects" Electronic letters, vol 32, n°11, pp 996-997, May 1996.


[FIORI00] F. Fiori, "Prediction of RF Interference effects in Smart Power Integrated Circuits", IEEE International symposium on EMC, pp. 321-324, 2000.

[ICEM04] IEC 62014-3, "Models of Integrated Circuits for MEI Behavioral Simulation", IEC standard, novembre 2004.


132

[ICIM1] IEC 62433-4 : (Planned) Conducted immunity modelling (ICIM-CE)

[ICIM2] IEC 62433-5 : (Planned) Radiated immunity modelling (ICIM-RE)

[IC-EMC] IC-EMC freeware en line sur www.ic-emc.org.

[IEC619a] IEC 61967-4 : Integrated circuits, measurement of electromagnetic emissions, 150 kHz to 1GHz, 1 Ohm/150 Ohm method.

[IEC619b] IEC 61967-3: Measurement of electromagnetic emissions, 150 kHz to 1GHz – surface scan method.

[IEC619c] IEC61967-6 : Integrated circuits - Measurement of electromagnetic emissions, 150 kHz to 1 GHz - Part 6: Measurement of conducted emissions - Magnetic probe method

[KIM02] Yong-Ju Kim, Jae-Kyung Wee, Young-Hee Kim, Seongsoo Lee, "Interconnection parameter extraction of printed circuit board by hybrid measurements of TDR and S-parameter", Electronics letters, vol. 38, issue 17, pp. 969- 970, Aug. 2002.

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[WADE91] B. C. Wadell, "Transmission line design handbook", Artech house, ISBN 0-89006-436-9, 1991.

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[YOSH06] A. Yoshida, J. Taniguchi, K. Murata, "A Study on Package Stacking for Package-on-Package (PoP)", ECTC2006 San Diego, California, 2006.

133

Chapitre IV : Mise en application de la SkateProbe : Etude du couplage entre

circuits intégrés

MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE : ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES

134

Ce chapitre est la mise en application directe de la méthodologie développée dans le chapitre 3. Deux cas d’études sont présentés dans ce chapitre. Dans la première partie, la méthodologie s’applique à un transistor en commutation utilisé comme source de perturbation en champ proche. Dans la deuxième partie, cette méthodologie est utilisée pour mettre en évidence des phénomènes d’interférence dans une plateforme téléphonique de troisième génération.

IV.1. Emulation de l’émission rayonnée champ proche d’un commutateur

Tout système embarqué est équipé d'un module d’alimentation pour être autonome. La batterie seule ne suffit pas à lui fournir convenablement cette alimentation. En effet, la puissance fournie par une alimentation varie en fonction de l’utilisation qu’on en fait. Cependant pour le système à alimenter, cette puissance ne doit pas varier au-delà de la tolérance de ces composants. Afin de fournir une alimentation stable à un système électronique, il est nécessaire d’utiliser un convertisseur d’énergie entre la batterie et le système. Le plus souvent, on utilise une alimentation à découpage. Au début, ces convertisseurs étaient réservés à des applications à forte puissance de l'ordre de plusieurs kilowatts. Aujourd’hui, on les trouve dans tous les systèmes embarqués où l’alimentation est un critère important. On en trouve aussi bien dans un téléphone portable que dans un ordinateur portable, une automobile, un train ou encore un avion. Plus le système à alimenter est de petite taille, plus ces commutateurs sont proches des autres composants. Cela augmente les couplages entre les composants du système compliquant ainsi sa validation. Dans cette partie, nous décrivons tout d’abord le contexte de l’étude. Ensuite nous exposons l’étude proprement dite de l’émission en champ proche du transistor. Enfin, nous abordons l’émulation de ce transistor.

IV.1.1. Description de l'étude Notre travail consiste à étudier les interférences entre un transistor en commutation et un

microcontrôleur en fonctionnement. Ces circuits intégrés sont fréquemment utilisés à l’intérieur d’un même système embarqué. Le premier permet de réguler l’alimentation, et le second de traiter des données. Le but de cette étude est de valider le concept de la SakateProbe sur l’émission rayonnée en champ proche d’un transistor en commutation. Elle se limite à la conception électromagnétique de la sonde et n’inclut pas sa fabrication.

IV.1.1.1. Alimentation à découpage :

Une alimentation à découpage est une alimentation électrique dont la régulation est assurée par un ou plusieurs composants électroniques, généralement des transistors de puissance, utilisés en commutation. Ce mode de fonctionnement s'oppose à celui des alimentations linéaires dans lesquelles le composant électronique est utilisé en mode linéaire. Les alimentations à découpage se sont fortement développées depuis les années 1980. Elles sont désormais utilisées dans tous les appareils électroniques grand public [MOHA02]. Elles offrent de nombreux avantages sur les alimentations linéaires : meilleur rendement dû à une moindre puissance dissipée ; réduction de la taille du transformateur grâce à l’élévation de la fréquence du signal dans ce dernier [BOUC93]. Les alimentations à découpage possèdent donc les qualités essentielles pour être intégrées dans un système embarqué. Cependant, elles génèrent un bruit relativement important, dû au signal rectangulaire riche en harmoniques à la


135

fréquence de découpage [AZAN00]. Les problèmes de régulation et de compatibilité électromagnétique sont par conséquent plus difficiles à maîtriser.

IV.1.1.2. Modes de conversion

Avant de mettre en œuvre un transistor en commutation, commençons par résumer les modes de conversion couramment utilisés. Il existe plusieurs modes de conversion d’énergie :

• la conversion alternatif-continu. Ces convertisseurs permettent de redresser un signal d’entrée de façon à le rendre continu.

• alternatif-alternatif. Dans un tel convertisseur, les signaux d’entrée et de sortie sont variables. Leur intérêt est de stabiliser l’amplitude et la fréquence du signal de sortie.

• continu-alternatif. A partir d’un signal continu en entrée, un convertisseur continu-alternatif produit un signal sinusoïdal à une fréquence donnée.

• continu-continu. Un convertisseur continu/continu est utilisé pour stabiliser une tension. La valeur de cette tension peut être élevée ou abaissée. En entrée comme en sortie, le signal est continu.

Dans les systèmes puisant leur énergie d’une batterie, à l’exemple d’un téléphone portable, c’est la conversion continu-continu qui est mise en œuvre. Ces convertisseurs sont appelés des hacheurs.

Le signal fourni par une batterie est continu. Cependant, sa valeur n’est pas fixe car lorsqu’elle s’épuise, une batterie peut fournir une tension dont la valeur diminue de moitié. L’utilisation d’un hacheur permet de maintenir constante la tension fournie au reste du système. Inversement, lorsque l’on a une batterie dont le signal continu est constant, on peut utiliser un hacheur pour produire une tension continue dont on peut modifier la valeur. C’est utile lorsque les besoins en énergie du système à alimenter change dans le temps.

Interrupteur fermé Interrupteur ouvert

IT

VT

IT

VT

Figure IV–1 : Principe de fonctionnement d'un convertisseur d’énergie – interrupteur fermé (gauche) et ouvert (droite).

Le rendement d’un tel convertisseur dépend fortement des pertes dans l’interrupteur lors de la commutation. Plus ces pertes sont faibles, plus le rendement du convertisseur est élevé.

Utiliser un transistor en commutation signifie l'utiliser comme un interrupteur. Seuls deux états importent : ouvert ou fermé. Lorsqu’un interrupteur est ouvert (Figure IV–1 - droite), la tension à ses bornes est maximale et le courant qui le traverse est nul. Inversement, lorsqu’il est fermé (Figure IV–1 - gauche), le courant qui le traverse est maximum et la tension à ces bornes est nulle. A la fermeture, pendant un temps très court, la tension aux bornes de l’interrupteur passe de Vmax à 0 tandis que le courant qui le traverse passe de 0 à Imax. A l’ouverture, c’est le courant qui s’annule et la tension qui passe de 0 à Vmax. Théoriquement, les interrupteurs de puissance ont donc un rendement de 100 %.


136

IV.1.1.3. Pertes dans un interrupteur

Les pertes dans un interrupteur sont nulles, si aucun courant n'est débité pour une tension donnée. Ou, inversement, si la tension est nulle lorsqu'un courant le traverse. Dans ces deux cas, les pertes dues à l'effet Joules sont nulles (Equation 19).

temps

VT ≠ 0, IT ≠ 0

VT ≠ 0, IT = Imax

IT(t)

VT(t)

VT = Vmax, IT = 0

Figure IV–2 : Signaux de commutation non idéaux d’un interrupteur.

PJoules(t) = VT(t).IT(t) (Équation 19)

IV.1.1.3.1 Pertes statiques

Les pertes statiques dépendent de la résistance parasite interne entre la source et le drain du transistor. Lorsque le transistor est passant, il se comporte comme une résistance. Il existe donc une tension à ces bornes qui est proportionnelle au courant qui le traverse. Sachant que le courant traversant l’interrupteur est maximum lorsqu’il est fermé, la puissance consommée n’est donc pas nulle. Sa consommation est d’autant plus importante que sa résistance est élevée. Ce sont les pertes statiques de l’interrupteur. La réduction de la valeur de cette résistance est de mieux en mieux maîtrisée. Par conséquent, ces pertes ne sont plus une grande source de dégradation du rendement des convertisseurs.

IV.1.1.3.2 Pertes à la commutation

A la commutation (ouverture ou fermeture du transistor) de l’interrupteur, le courant et la tension de l’interrupteur ne s'inversent pas instantanément (Figure IV–1). Il existe un temps d’établissement. Ce temps équivaut à la durée de la commutation. Cette durée n’est pas nécessairement la même à l’ouverture et la fermeture. Pendant cette phase, le courant et la tension sont non nuls. Cela signifie qu’il y a des pertes dans l’interrupteur. Plus le temps de commutation est grand, plus les pertes dans l’interrupteur sont grandes. Même si plusieurs techniques permettent une meilleure maîtrise des pertes de commutation [WATA06], ces pertes restent quand même les plus importantes dans un interrupteur de puissance. Pour réduire ces pertes, la commutation doit être la plus rapide possible. Ainsi, le temps durant lequel la tension aux bornes de l’interrupteur et le courant le traversant existent simultanément devient négligeable. Cependant, la réduction du temps de commutation génère des variations brutales de courant et de tension. Plus ces variations sont rapides, plus la bande de fréquence d'émissions de ces signaux est grande. Cela signifie que l'interrupteur devient plus perturbateur pour les autres composants présents dans son environnement proche.


137

IV.1.2. Emission parasite rayonnée d’un transistor en commutation Un transistor idéal en commutation se modélise comme un interrupteur parfait. Quelque

soit la tension ou le courant qu’il commute, il ne constitue aucune source de perturbation rayonnée. Pour être utilisé dans un circuit, il doit au minimum disposer de broches. Ce sont ces broches qui servent d’antennes et rayonnent les signaux traversant le transistor. Dans cette partie, nous décrivons la conception du commutateur réalisé. Puis nous présentons les mesures conduites et rayonnées réalisées. Enfin, nous exposons la modélisation de ce commutateur.

IV.1.2.1. Conception d’un commutateur de courant

La conception du commutateur de courant respecte un cahier des charges spécifique. Dans un premier paragraphe, nous présentons ce cahier des charges. Puis, nous nous intéressons à la simulation de la carte, pour finir par sa fabrication.

IV.1.2.1.1 Cahier des charges, choix du composant

L’objectif principal est d’étudier le couplage entre un microcontrôleur et un commutateur de puissance. Une telle configuration peut aisément se produire dans le cas d’un système embarqué. L’immunité du microcontrôleur est déjà connue de part les travaux préalables de [BOYE07a]. Il présente une forte susceptibilité dans la bande de fréquences allant de 3 à 30 MHz et autour de 1 GHz (Figure IV–3).

32

34

36

38

40

42

1 10 100 1000 10000fréquence (MHz)

ampl

itude

(dB

m)

Fréquence (MHz)

23

21

19

17

15

13

Am

plitu

de (

dBA

/m)

Figure IV–3 : Courbe de susceptibilité en champ proche du microcontrôleur S12X.

Nous faisons le choix d’agresser le microcontrôleur dans sa bande de susceptibilité basse. La mise en œuvre d’un transistor en commutation sert à créer un agresseur électromagnétique particulièrement entre 3 et 30 MHz. Habituellement, les transistors utilisés dans les convertisseurs d’énergie commutent à des fréquences de quelque centaines de kHz. L’utilisation d’un interrupteur classique ne répond donc pas à notre besoin. Nous devons nous intéresser à des interrupteurs plus rapides capables de commuter à quelques MHz. En effet, il doit être capable de rayonner un champ magnétique important, supérieur à 14 dBA/m de 3 à 30 MHz.

Le choix de l’interrupteur se fait à l’aide du graphique de la Figure IV–4. Il décrit les performances de différents types d’interrupteurs électroniques en fonction de leur tenue en puissance (courant, tension) et de la fréquence de commutation.


138

108

106

104

102

Puissance (W)

Thyristor

IGBT

MOSFET

107 106 105 103 102 101 104

Fréquence (Hz)

Figure IV–4 : Caractéristiques en puissance et en fréquence de différents types d’interrupteurs de puissance.

On constate que plus un interrupteur supporte de la puissance, plus il commute lentement. Les transistors MOSFET sont adéquats pour des commutations supérieures à 100 kHz [DEBO98]. Ils sont capables de supporter des puissances supérieures à 100 Watts en commutant à des fréquences de quelques mégahertz. Notre choix c’est donc porté sur un transistor MOSFET.

IV.1.2.1.2 Simulation électrique

Le circuit à réaliser est baptisé SRK_2 [AKUE07]. L’interrupteur de puissance utilisé est un transistor de type N-MOS dont la référence est : IRLR7821 [IRLR]. Il est capable de débiter jusqu’à 47 A de courant continu. Il peut atteindre des pics de courant de 260 A. Sa résistance interne est de 10 mΩ.

A l’allumage, il présente un retard de 11 ns et un temps de montée de 4,2 ns. A l’extinction, il a un retard de 10 ns et un temps de descente de 3,2 ns. Cela en fait un transistor capable de commuter théoriquement jusqu’à une fréquence de 35 MHz.


139

Vcc

Rch

Tcom

D

S

G

TPUISS

Rb

VDD

Rc

Vg

Etage de commande

Etage de puissance

ITc ITp

Figure IV–5 : Schéma électrique de SRK_2

Le schéma électrique de ce commutateur est présenté à la Figure IV–5.

Il est constitué de deux étages : l’étage de commande et l’étage de puissance. L’étage de commande comprend un transistor bipolaire NPN : le BSV52. Ce transistor est alimenté par une tension Vcc et commandé par un signal carré Vcom. Le courant traversant le transistor de commande est limité par la résistance Rc. La résistance Rc sert également à limiter le courant ITc L’étage de puissance comprend le transistor MOSFET de puissance et la résistance de charge Rch. Les modèles SPICE de ces deux circuits intégrés sont disponibles en annexe.

La Figure IV–6 présente le spectre du courant simulé qui traverse le transistor. La simulation est faite dans le domaine temporel et le spectre est obtenu en lui appliquant la FFT. Pour cette simulation, la fréquence de commutation est de 500 kHz. Cette simulation permet de valider le schéma électrique présenté à la Figure IV–5.

-70

-50

-30

-10

10

0,1 1 10 100 1000Fréquence (MHz)

Am

plitu

de (

dBA

)

Figure IV–6 : Spectre du courant simulé traversant l’interrupteur de puissance.

IV.1.2.1.3 Description de la carte de test

La carte est réalisée sur un circuit imprimé double face de 1.6 mm d’épaisseur. Ces deux faces sont présentées sur la Figure IV–7.


140

Interrupteur de puissance

Radiateur

Résistance de charge + radiateur

Signal de commande

Transistor de commande

Alimentation étage

commande

Alimentation étage

puissance

Figure IV–7 : Les deux faces de la carte SRK_2

L’interrupteur de puissance est isolé sur une face du circuit imprimé afin de faciliter l’étude CEM (Figure IV–7, a). Sur l’autre face du circuit, on retrouve tous les autres composants (Figure IV–7, b). Elle est au format 100*100 mm, permettant ainsi de faire des mesures en cellule TEM.

La résistance de charge est une résistance de puissance. Elle est fixée sur un radiateur qui permet de la refroidir. Elle a une valeur de 1 Ω et est capable de supporter une puissance de 100 watts.

Le transistor de puissance est implémenté sur un circuit imprimé dédié aux applications de puissance. C’est un circuit double face, l’une est en cuivre et est destinée à accueillir le transistor, l’autre est en aluminium et ne sert qu’à refroidir le transistor en fonctionnement. Cette carte spéciale est fixée sur le circuit imprimé 100*100mm grâce à quatre vis (Figure IV–7, gauche). De la pâte thermique assure une bonne conduction thermique entre les deux cartes (Figure IV–8).

isolant

pâte thermique aluminium

cuivre

circuit intégré

Figure IV–8 : Description du système de refroidissement du transistor.

La carte de test comprend trois entrées : le signal commande (Vcom), l’alimentation commande (Vcc) et l’alimentation puissance (Vdd) (Figure IV–7, droite).

Nous avons : Rb = 100 kΩ; Rc = 66 Ω;

Rch = 1 Ω

L’ensemble des mesures ont été réalisées avec les paramètres suivants :

Vcom : 10 V @ 10 MHz

a) b)


141

Vcc : 4 V

Vdd : 5 V

IV.1.2.2. Mesures conduites et rayonnées

Dans cette partie, nous présentons les résultats obtenus en mesure. Nous présentons d’abord les courbes de l’émission conduite, ensuite les courbes de l’émission rayonnée en cellule TEM et en champ proche.

IV.1.2.2.1 Mesure de l’émission conduite du commutateur

Cette mesure consiste à valider le bon fonctionnement du commutateur. Elle ne vise pas à mesurer l’émission parasite de ce composant. La mesure a été réalisée avec un oscilloscope. Le spectre du signal est obtenu en utilisant la transformation de Fourier intégrée de l’oscilloscope. C’est d’une manière similaire que le spectre est obtenu en simulation : on part du résultat temporel puis l’on effectue une transformation de Fourier pour obtenir le spectre final. Cela permet de faire les comparaisons dans des conditions semblables (Figure IV–9).

-60

-40

-20

0

20

0,1 1 10 100 1000frequency (MHz)

mag

nitu

de (

dBA

)

Fréquence (MHz)

Am

plitu

de (

dBA

)

Figure IV–9 : Spectre du courant I Tp mesuré traversant l’interrupteur de puissance.

La mesure du courant qui traverse le transistor (Figure IV–9) donne un spectre semblable à celui de la simulation. La mesure et la simulation diffèrent à la fréquence de 40 MHz où la mesure présente une résonance. Dans la suite, nous modifions le schéma du commutateur de façon à ce que la simulation soit identique à la mesure.

La commutation de l’interrupteur à 500 kHz présente l’intérêt de contenir plusieurs harmoniques. Elle permet donc de comparer la mesure et la simulation pour toutes les harmoniques contenues dans le signal. C'est-à-dire faire une comparaison large bande. En effet, si le signal traversant l’interrupteur ne contient qu’une harmonique, il faudrait à chaque fois changer sa fréquence pour valider le modèle dans une bande de fréquence donnée.


142

-80

-60

-40

-20

0

20

1 10 100 1000fréquence (MHz)

am

plit

ud

e (

dB

m)

MesureSimu sans LSimu avec L

Bruit de l’appareil de mesure

Figure IV–10 : Enveloppe du spectre de V DS, mesure et simulation

La Figure IV–10 présente l’amplitude aux bornes du transistor de puissance, VDS, en fonction de la fréquence. Cette mesure est comparée à deux simulations. La première simulation est faite sans tenir compte de l’inductance parasite de la résistance de charge (Figure IV–10 – Trait continu). La seconde simulation inclut l'inductance parasite de la résistance de charge (Figure IV–10 – Trait discontinu). On remarque que jusqu’à 20 MHz, les trois courbes ont la même allure. De 20 à 200 MHz, la simulation sans l’inductance parasite diffère des deux autres courbes on atteint les limites du modèle résistif de la charge. La simulation avec l’inductance parasite reproduit mieux le comportement du composant. Au-delà de 200 MHz, le bruit de l’oscilloscope entraine une forte différence avec la simulation.

IV.1.2.2.2 Mesure en cellule TEM

Une évaluation de l’émission rayonnée parasite du transistor de puissance est faite à l’aide d’une mesure en cellule TEM. Pour chaque mesure, la cellule TEM est branchée directement sur l’analyseur de spectre. Une charge de 50 Ω est branchée sur le deuxième port de la cellule TEM (Figure IV–11). Le repère permet de connaître l’orientation de la carte de test. Si l’orientation de la carte de test change, le résultat de la mesure peut être différent. Pour faire de bonnes mesures comparatives, l’orientation de la carte doit être maintenue.

50 Ω load

Carte sous test

Repère

Cellule TEM


Figure IV–11 : Set-up de mesure de l’émission rayonnée à l’aide d’une cellule TEM.

La Figure IV–12 présente deux spectres mesurés. La première mesure est réalisée en faisant commuter le transistor à la fréquence de 500 kHz (a), l’autre à 10 MHz (b). L’orientation du composant est la même pour les deux mesures.


143

-110

-100

-90

-80

-70

-60

0,1 1 10 100 1000Fréquence (MHz)

Am

plitu

de (

dBm

)

-100

-90

-80

-70

-60

-50

1 10 100 1000Fréquence (MHz)

Am

plitu

de (d

Bm

)

Figure IV–12 : Mesure en cellule TEM du rayonnement parasite du transistor.

On peut noter que l’émission mesurée en cellule TEM, pour une commutation à 10MHz, génère une amplitude du fondamental supérieure à -55 dBm. La mesure faite lorsque le transistor commute à 500 kHz permet de rendre compte de la résonance que le circuit présente à 40 MHz. Cette information est utile pour corréler la simulation du modèle ICEM de ce circuit à la mesure. De plus, l’émission est obtenue sur une bande de fréquences plus large allant de 500 kHz à 50 MHz. Cette bande inclue la bande de susceptibilité de la victime qui nous intéresse, c'est-à-dire de 1 à 30 MHz. La commutation à 10 MHz génère une perturbation de forte amplitude à 10 MHz uniquement. L’agression résultante est considérée comme étant harmonique. La commutation à 500 kHz génère quand à elle une agression large bande. Plusieurs harmoniques de la fréquence de commutation se retrouvent dans la bande de susceptibilité de la victime. Ces deux résultats de mesure montrent que l’on peut se servir de cette agresseur soit en commutant à 10 MHz, soit en commutant à plus basse fréquence, par exemple 500 kHz.

IV.1.2.2.3 Mesure en champ proche

La mesure du rayonnement champ proche du commutateur se fait en utilisant un scanner champ proche. Le principe d’un tel scanner est décrit en première partie du deuxième chapitre. La sonde utilisée est une sonde de champ magnétique. Elle est directement connectée à l’analyseur de spectre (Figure IV–13). La distance qui sépare l’extrémité de la sonde et la surface du composant est de 100 µm. La cartographie à 100 µm permet d’une part de valider la précision du banc de mesure et d’autre part d’évaluer le champ au plus près du composant.

a) b)


144

Sonde de champ magnétique


Carte de test

Figure IV–13 : Set-up de mesure de l’émission rayonnée champ proche du commutateur.

La surface totale mesurée est de 26 * 28 mm, avec un pas de résolution de 100 µm. La fréquence de commutation du transistor est de 5 MHz tandis que la mesure est faite à 10 MHz. En commutant à 10 MHz, les pertes dans le transistor sont tellement élevées que sa destruction est accélérée. En effet, la mesure de l’émission en champ proche est très longue comparée à la mesure en cellule TEM. A titre de comparaison, quelques minutes suffisent à mettre le commutateur en fonctionnement et relever son spectre d’émission en utilisant une cellule TEM. Il faut compter plusieurs heures pour cartographier l’ensemble du composant. La mesure de toutes les composantes du champ est présentée à la Figure IV–14.

c) d) b)

x

y

z

a) Drain

Gachette Source

Champ H (dBA/m)

32 -35

Figure IV–14: Scan champ proche du composant IRLRU7821, définition des axes a), composante x b), y c), z d).

Chacune des composantes du champ H mesurée présente un ou plusieurs maximum(s) autour de la source du transistor. La composante x du champ montre que l’essentiel du courant qui traverse l’interrupteur passe par le drain et la source. Cette observation est confirmée par la composante z du champ qui présente un chemin de valeur minimum.

IV.1.2.3. Modélisation de l’émission du transistor

A présent, nous allons développer un modèle ICEM afin de simuler l’émission rayonnée en champ proche du commutateur.

IV.1.2.3.1 Modèle ICEM du commutateur

Dans un premier temps, il convient de considérer tous les éléments électriques de la carte de test dans la construction du modèle. Dans ce cas, l’étage de commande et l’étage de puissance apparaissent dans ce modèle. Il s’agit du modèle global de la carte de test. Ce modèle permet de reproduire fidèlement le comportement obtenu en mesure. Ce modèle est


145

présenté sur la Figure IV–15. Il est obtenu en ajoutant au schéma électrique de la carte de test les éléments parasites calculés ou simulés.

N_2

N_1

N_3

irlru7821

Egcom

N_3

N_2

N_1

BSV52

Eg

Rgcom

50 Ohm

Rc

Rb

Rch1 Ohm

L_Rch

Lr1C_line1

Cp1

Le

L_line1

Rg1

Lr2L_line2C_line2

AlimPuiss

Rg_P

Lp2

Cd

L_P

C_line3

C_P

Lp1

R_probe1

R_probe2

L_probe1

L_probe2

C_probe1

C_probe2

L_line3

Lr3Power part

Driver part

Figure IV–15 : Modèle global de la carte de test en prenant en compte l’effet parasite de tous les éléments.

Chaque broche est un conducteur électrique. Tout conducteur contient une résistance, une inductance et une capacité parasites. Ces éléments parasites modifient les signaux produits par l’interrupteur. Afin de lui être fidèle, le modèle électrique équivalent de la carte doit donc contenir de ces éléments.

Pour construire le modèle ICEM de la carte de test, nous simplifions son modèle global. L’intérêt de cette simplification est de réaliser des simulations plus rapides et de pouvoir protéger le contenu du schéma, c'est-à-dire le garder confidentiel. Pour cela, nous remplaçons la fonction "interrupteur" du transistor avec sa commande par une source de courant IT en parallèle avec une capacité CT et une diode DT. Le tout en série avec une inductance LT. La figure ci-dessous représente le modèle ICEM obtenu.


146

Rch

L_Rch

CT DT

LT

VDD

IT

Résistance de charge

Modèle du transistor de puissance

Figure IV–16: Modèle ICEM simplifié de la carte de test.

Les composants utilisés pour ce modèle sont décrits dans le Tableau IV–4.

Elément Composant Description Rch Valeur de la résistance de la charge. Résistance de

charge L_Rch Inductance parasite de la résistance de charge. IT Source de courant représentant la source de l’émission parasite. CT Capacité parasite du transistor de puissance. DT Diode de contre réaction du commutateur.

Transistor de commutation

LT Inductance parasite dû aux broches du transistor

Tableau IV–1 : Description des composants du modèle ICEM de la carte de test.

La résistance de charge est modélisée par une résistance idéale Rch en série avec une inductance parasite L_Rch. Dans notre cas, les éléments parasites de la carte ont un impact mineur sur le résultat de simulation, c'est pourquoi ils n'apparaissent pas sur le modèle électrique. Nous pouvons noter que le modèle simplifié comprend uniquement 6 composants tandis que le modèle global en comprend plusieurs dizaines. Même si la simulation du modèle global ne dure que quelques secondes, elle met dix fois plus de temps que celle du modèle simplifié.

Dans la partie qui suit, on compare les résultats obtenus avec les deux modèles à celui de la mesure.

IV.1.2.3.2 Comparaison entre la mesure et la simulation

La courbe de la Figure IV–17 montre la comparaison entre la mesure et la simulation, en mode conduit, du courant IDS. Le spectre de la mesure est obtenu avec un oscilloscope numérique. Chaque spectre de simulation est obtenu en faisant la transformé de Fourier des résultats d’une simulation transitoire.


147

-45

-25

-5

15

1 10Fréquence (MHz)

Am

plitu

de (

dBA

)

Mesure

Modèle global

Modèle simplifié

100

Figure IV–17 : Comparaison entre la mesure et la simulation du model ICEM

On constate qu’il y a une très bonne corrélation entre la mesure et les deux simulations du courant traversant le transistor. Le modèle global n’apporte pas plus de précision que le modèle ICEM en attendant, il est plus long à simuler. C’est le modèle simplifié que nous allons utiliser afin de simuler l’émission champ proche rayonné de l’interrupteur de puissance.

IV.1.3. Emulation de l’émission du transistor en commutation Après validation du modèle ICEM du commutateur, nous allons à présent analyser sa

cartographie en champ proche pour simuler son émission rayonnée. Pour cela, nous extrayons dans un premier temps les inductances de rayonnement associées à cette émission. Ensuite nous passons à la conception de la sonde.

IV.1.3.1. Extraction des inductances de rayonnement

Cette partie traite de l’extraction des inductances de rayonnement du transistor de commutation. Une fois que ces inductances sont obtenues, elles sont validées par simulation avec ic-emc [IC-EMC].

IV.1.3.1.1 Extraction des inductances de rayonnement

Afin de simuler l’émission rayonnée du circuit intégré, nous allons positionner les inductances rayonnantes dans l’espace. Le positionnement des inductances se fait à partir de la mesure champ proche et de la connaissance que l’on a du circuit intégré. La Figure IV–18 décrit le positionnement des inductances pour faire une simulation de l’émission champ proche du transistor de puissance. Cette figure présente deux méthodes de positionnement. Le positionnement de gauche est obtenu par analyse visuelle de la mesure de l’émission champ proche relativement au positionnement du composant. Le positionnement de droite provient de l'algorithme d’extraction des inductances de rayonnement précédemment décrit à la deuxième partie du chapitre III.


148

Lr1 Lm1

Lr3 Lr2 Lm2

Lr3 Lr1

Lr2

Lm1

Lm2 Vue de dessus

Vue de côté Lr1 Lr2 Lr3

Lr3

Lr1 Lr2

Lm1

Lm2 Lm3 Lm4

Lm1 Lm2 Lm3 Lm4

Méthod e 1 Méthod e 2

Figure IV–18 : positionnement des inductances en vue de simuler l’émission du circuit intégré.

La méthode 1 donne un positionnement qui comprend 3 inductances horizontales : Lr1, Lr2 et Lr3. Elle donne également 2 inductances verticales : Lm1 et Lm2. Les coordonnées et la longueur chacune de ces inductances sont données dans le Tableau IV–2.

Cordonnées Inductance Longueur (mm) A(x, y) B(x, y)

Lm1 0.8 16; 25.5 16; 25.5 Lr1 6.5 16; 25.5 16; 19 Lr2 5.8 16; 19 13; 14 Lr3 11 13; 14 13; 3 Lm2 0.8 13; 3 13; 3

Tableau IV–2 : Coordonnées et longueur des inductances rayonnantes obtenue par la méthode 1

La disposition du modèle 2 comprend 7 inductances : 3 inductances horizontales et 4 inductances verticales. Les coordonnées et la longueur de chacune de ces inductances sont données dans le Tableau IV–3.

Cordonnées Inductance Longueur (mm) A(x, y) B(x, y)

Lm1 0.8 16; 25.5 16; 25.5 Lr1 6.5 16; 25.5 16; 19 Lr2 5.8 16; 19 13; 14 Lm2 0.8 13; 14 13; 14 Lm3 0.8 13; 8 13; 8 Lr3 3 13; 14 13; 3 Lm4 0.8 13; 3 13; 3

Tableau IV–3 : Coordonnées et longueur des inductances rayonnantes obtenue par la méthode 2

Ces inductances sont ensuite dessinées dans le logiciel ic-emc à partir duquel l’émission du circuit intégré est simulée. Ces inductances ne modifient pas le comportement électrique du circuit. Elles servent uniquement à la simulation du rayonnement champ proche. Elles peuvent être introduites dans ic-emc avec des valeurs très négligeables.


149

IV.1.3.1.2 Simulation de l’émission champ proche avec ic-emc

La comparaison entre la mesure et la simulation du rayonnement champ proche du transistor est présentée à la Figure IV–19.

Hx Hy Hz S

imul

atio

n m

odèl

e 2

M

esur

e

Sim

ulat

ion

m

odèl

e 1

32 dBA/m

32

-35

Champ H (dBA/m)

Figure IV–19: Comparaison de la mesure et de simulation ic-emc NFS

On constate une très bonne corrélation entre la mesure et la simulation de l’émission rayonnée du circuit intégré. L'échelle des couleurs est la même pour toutes les cartographies. L’émission du modèle 2 présente une meilleure corrélation avec la mesure. En fonction de la tolérance que l’on s’accorde, l’un ou l’autre des deux modèles peut convenir. Dans notre cas, nous nous servons du modèle 2, qui est plus précis, pour concevoir la sonde émulatrice.

A présent, nous allons exploiter ce résultat afin de concevoir une sonde champ proche, capable de reproduire le rayonnement champ proche de ce composant dans la même bande de fréquences.

IV.1.3.2. Conception de la sonde émulatrice

A partir du modèle de rayonnement réalisé précédemment, nous allons concevoir une sonde sur circuit imprimé. A l’aide de cette sonde, nous allons émuler l’émission rayonnée parasite du transistor IRLR7821.

IV.1.3.2.1 Modèle de la sonde à l’aide de FEKO

La conception de la sonde commence par la simulation électromagnétique. Les simulations électromagnétiques sont faites avec le logiciel FEKO [FEKO].

Le logiciel FEKO ne permet pas de tracer un segment et lui donner l’épaisseur que l’on souhaite. On est obligé de définir les points correspondant aux extrémités du segment à


150

dessiner. Cette technique complique énormément le dessin lorsqu’on doit connecter plusieurs segments ayant un angle différent entre eux. La figure ci-dessous décrit le type d’erreur qu’on peut avoir lorsqu’on fait un dessin sous FEKO.

dXdXdXdX

aaaa

bbbb

aaaa

aaaa

Piste 1Piste 1Piste 1Piste 1 Piste 2Piste 2Piste 2Piste 2

x2x2x2x2

x1x1x1x1

0

xxxx

yyyy

Figure IV–20 : Dessin de deux pistes: l’une avec variation de la largeur, l’autre avec une largeur constante

Pour la piste 1, tous les segments n’ont pas la même épaisseur. En effet, l’épaisseur de chaque segment dépend de son angle avec les axes x et y. Pour la seconde piste, la connaissance de "dX" permet d’avoir la même épaisseur pour tous les segments. Le calcul suivant aide à obtenir "dX", et donc les coordonnées de toutes les extrémités d’une piste en fonction de son angle avec les axes x et y.

ddddXXXX α

α β

a

a

XXXX1111

YYYY1111 α

β = α/2 tan( α ) = X1/Y1 dX = a * tan( β ) dX = a * tan( arctan(X1/Y1 )/2 )

Figure IV–21 : Calcul de dX pour conserver la largeur des segments

La différence entre les deux côtés s'exprime sous la forme :

=2

arctan

tan* 1

1

Y

X

adX Équation 20


151

Le circuit imprimé choisi a un isolant de type FR4 de 0.8 mm d’épaisseur. Pour tous les modèles réalisés, la largeur des lignes est 1.4 mm. Il est indispensable d’avoir la même largeur de ligne. Cela permet d’avoir la même impédance caractéristique sur n’importe quel tronçon de la piste.

Figure IV–22 : Deux vues du modèle FEKO de la sonde SRK_2-SKP_1

Pour cette étude, l’adaptation de l’impédance de la piste n’est pas indispensable. En effet, nous travaillons à quelques dizaines de mégahertz. Le signal traversant le composant a des harmoniques jusqu’à la fréquence de 100 MHz. La longueur de la sonde, inférieure à 2 cm est négligeable devant la longueur d’onde correspondante. En revanche, l'adaptation d'impédance devient primordiale lorsque l’on travaille à des fréquences supérieures à un gigahertz.


Les simulations ci-dessous ont été obtenues avec une source RF adaptée 50 Ohm branchée d’un côté de la sonde. De l’autre côté, une charge 50 Ohms a été connectée. La Figure IV–23 décrit le branchement de la SkateProbe correspondante. La sonde est terminée par une résistance de 50 Ω.

Charge 50 Ω

Générateur de signal adapté 50 Ω

SkateProbe

Plan de masse

Figure IV–23 : Alimentation de la SkateProbe

La Figure IV–24 montre la comparaison entre la mesure réalisée sur le composant et la simulation électromagnétique de l’émission en champ proche du modèle du commutateur.


152

Hx Hy Hz

Sim

ulat

ion

FE

KO

M

esur

e

Figure IV–24: Comparaison entre la mesure et la simulation de la FEKO de la SkateProbe .

Cette simulation est obtenue à partir d’un modèle électromagnétique sous FEKO. Ce modèle prend en compte les caractéristiques réelles de chaque matériau. Il permet donc de valider l’architecture de la SkateProbe et le choix des matériaux de fabrication.

IV.1.4. Conclusion sur l’étude Pour émuler le rayonnement champ proche d’un circuit intégré, il est nécessaire

d’interpréter les cartographies de l’émission de ce composant. Ces cartographies peuvent être mesurée ou simulées. L’interprétation de chaque composant du champ permet d’en extraire des informations spécifiques. La combinaison de ces informations permet de construire un modèle de sonde champ proche dont l’émission est similaire à celle du composant à émuler.

Dans cette partie, nous avons fait l’application de cette méthode sur un transistor utilisé en commutation. Tout d’abord la construction du modèle ICEM du circuit a permis modéliser finement le comportement du transistor. Elle a permis d’obtenir un modèle très simple et très précis. A partir des cartographies de l’émission champ proche de ce transistor, nous avons conçu une SkateProbe dont la simulation de l’émission électromagnétique est fidèle à celle du composant réel. Cette étude permet de valider le concept de la SkateProbe en tant qu’émulateur de l’émission rayonnée champ d’un circuit intégré.

IV.2. Etude du couplage puce à puce d'une plateforme téléphonique 3G

Dans cette partie, nous allons étudier les problèmes d’interférences électromagnétiques d'une plateforme téléphonique de troisième génération. Pour cette étude, nous avons choisi un amplificateur de puissance comme source de perturbation électromagnétique. La victime de cette agression est un transceiver. Dans un premier temps, nous présentons le contexte de notre étude. Ensuite nous décrivons la plateforme. Puis nous présentons l’étude de l’émission


153

rayonnée en champ proche de l’amplificateur de puissance. Après quoi on étudie les interférences qui peuvent exister entre l’agresseur et la victime. Enfin, nous modélisons les phénomènes d’interférences mesurés.

IV.2.1. Contexte L'utilisation du téléphone mobile a connu une augmentation brutale dans les années 1990.

C’est devenu un phénomène de société. D'abord réservé à une élite sociale pour une utilisation professionnelle, il s'est répandu jusqu'à devenir le moyen de communication privilégié d'un grand nombre de personnes.

A l’instar d’un couteau suisse, le téléphone mobile tient dans une poche et recouvre une multitude de fonctions liées au nomadisme : de simple téléphone à l'origine, il permet désormais d'envoyer des messages (Figure IV–25). Il remplace de plus en plus l’ordinateur de poche, ou même l'appareil photo. Il semble que la voie tracée par la plupart des constructeurs soit une convergence des technologies et des concepts vers un seul appareil multimédia. Ainsi, les téléphones mobiles se sont vu ajouter, ces dernières années, des fonctions agenda, lecteur multimédia, appareil photo numérique et autres chronomètre ou dictaphone. Des modèles faisant office de caméscope numérique ou de console de jeu 3D mobile sont également disponibles depuis 2006.

1980 2009

Figure IV–25 : Evolution du téléphone mobile, de sa création à aujourd’hui.

En parallèle, les réseaux de communication mobile aussi s’adaptent à cette évolution. Ils supportent de plus en plus d’utilisateurs et proposent des débits toujours plus élevés. L’ampleur est telle que les opérateurs proposent des forfaits internet adaptés à une utilisation sur un ordinateur portable.

La complexité des téléphones complique leur validation ainsi que leur évolution. Les techniques actuellement utilisées pour améliorer ou pour déboguer ces systèmes électroniques nécessitent l’utilisation d’un produit fini. Après la résolution d’un problème constaté, la fabrication d’un nouveau prototype est lancée. Compte tenu des nombreux phénomènes d’interférence qu’on peut y rencontrer, la prédiction de ces phénomènes est plus que nécessaire. Un état de l’art sur les interférences dans les systèmes sans fil est fait par K. Slattery [SLAT08].


154

IV.2.2. Description d’une plateforme téléphonique Dans cette partie, nous allons décrire la plateforme téléphonique que nous avons utilisée

afin d’en comprendre les principales fonctions. Il s’agit d’une plateforme de troisième génération (3G) conçue par Freescale.

IV.2.2.1. La troisième génération mobile

Ici, nous décrivons brièvement la norme UMTS associée à la téléphonie de troisième génération. Nous présentons également la technologie 3G et les services qui lui sont associés.

IV.2.2.1.1 La norme UMTS

L'Universal Mobile Telecommunications System (UMTS) est l'une des normes de téléphonie mobile de troisième génération européenne. Elle est basée sur la technologie W-CDMA et parfois appelée 3G. Elle permet d’atteindre des débits de l’ordre de 2 Mbps (Tableau IV–4). A titre de comparaison, l’ADSL ne dépasse pas 10 Mbps à quelques centaines de mètre du répétiteur. L’ADSL2+ va jusqu’à 24 Mbps.

Standard Génération Description Débit A 120 km/h

GSM 2G Permet le transfert de voix ou de données numériques de faible volume.

9,6 kpbs 9,6 kpbs

GPRS 2.5G Permet le transfert de voix ou de données numériques de volume modéré.

21,4-171,2 kpbs 48 kpbs

EDGE 2.75G Permet le transfert simultané de voix et de données numériques.

43,2-345,6 kbps 171 kbps

UMTS 3G Permet le transfert simultané de voix et de données numériques à haut débit.

0.144-2 Mbps 384 kbps

Tableau IV–4 : Description de technologies de communication en téléphonie mobile.

Les fréquences allouées pour l'UMTS sont 1920-1980 MHz en émission et 2110-2170 MHz en réception.

IV.2.2.1.2 Technologie 3G –WCDMA

Évolution de la technologie CDMA, le W-CDMA (Wideband Code Division Multiple Access Evaluation), le multiplexage par code large bande, est une technologie utilisée pour la téléphonie mobile de troisième génération. Elle est dite à étalement de spectre, alors que l'accès multiple pour le GSM se fait par une combinaison de division temporelle TDMA et de division fréquentielle FDMA. Grâce au CDMA, plusieurs utilisateurs peuvent émettre à la même fréquence en même temps sans aucune perturbation. Ils sont séparés par des codes spécifiques.

IV.2.2.1.3 Applications et services

Grâce à sa vitesse accrue de transmission de données, l'UMTS ouvre la porte à des applications et services nouveaux. L'UMTS permet en particulier de transférer dans des temps relativement courts des contenus multimédia tels que les images, les sons et la vidéo. Les nouveaux services concernent surtout l'aspect vidéo : Visiophonie, MMS Vidéo, Vidéo à la demande, Télévision.

Les grandes lignes de la téléphonie mobile 3G étant décrites, nous allons maintenant nous intéresser à la plateforme qui a fait l'objet de notre étude.


155

IV.2.2.2. Identification de la victime et de l’agresseur

La première étape de notre étude consiste à identifier, au sein de la plateforme téléphonique, une victime et un agresseur potentiels. Dans un premier temps, nous décrivons la plateforme. Ensuite, on identifie les composants pouvant entrer en interférence.

IV.2.2.2.1 Description de la plateforme Freescale 3G

Notre étude a été menée sur une plateforme téléphonique de Freescale Semiconductor. En plus de la 2G et de la 3G, elle intègre d’autres fonctions de communication à savoir, le GPS, le WI-FI et le Bluetooth. Globalement, elle peut être divisée en trois grands groupes de fonctions : radiofréquence, numérique et gestion des alimentations (Figure IV–26).

Etages radio -fréquence Partie

numérique

Gestion de l’alimentation

Mémoire Processeur Transceiver 3G PA 3G

LNA 3G

PAs 2G

Transceiver 2G

Figure IV–26 : description de la plateforme utilisée

La Figure IV–27 présente le schéma bloc de la plateforme que nous avons utilisée. Les modules interconnectés reposent sur des fonctions électroniques qui mettent en œuvre des modules numériques rapides et des modules analogiques radiofréquence.

MXC Processor (Bande de base)

Transceiver

3G

SAW

LNA

PA 3G

Duplexer

Gestion de l’alimentation

SAW

Figure IV–27 : Schéma block de la plateforme utilisée

Le transceiver réalise la fonction de conversion du signal numérique à émettre en signal analogique RF qui est ensuite amplifié par le PA (Power Amplifier) et transmis à l’antenne. De même, le signal reçu à l’antenne est amplifié par le LNA (Low Noise Amplifier). Il est ensuite converti en signal numérique et transmis au processeur. Avant d’être transmis au transceiver, tous les signaux RF sont filtrés par les SAW (Surface Acoustic Wave). L’énergie électrique nécessaire à chaque bloc est fournie par la gestion de l’alimentation.


156

Nous commençons par émettre des hypothèses sur les modules qui seraient potentiellement générateur de bruit parasite et ceux qui seraient plutôt des modules sensibles. En effet, nous ne pouvons pas étudier en détail toute la plateforme du fait de sa très grande complexité. Par ailleurs, une telle étude serait trop longue et trop coûteuse pour un produit comme un téléphone portable. Le but de cette étude est de valider une méthodologie qui simplifiera l’étude sur une plateforme complète.

IV.2.2.2.2 Identification des sources et victimes

Le Tableau IV–5 donne les principales hypothèses CEM de chaque module de la plateforme en listant pourquoi ces modules sont agresseurs ou victimes.

Modules de la plateforme Agresseur Victime

Amplificateur de puissance (PA) Fréquences de fonctionnement

0.8, 0.9, 1.8, 1.9 GHz Gabarit d’émission strict

Processeur (bande de base) Emissions large bande

10 MHz-5 GHz entrées/sorties rapides

Systèmes d’horloge Mémoires

Transceiver E/S rapides

Fréquences intermédiaires

Etage de haute sensibilité (mélangeurs)

Amplificateur faible bruit

Gestion des alimentations Horloges basse fréquence Audio analogique

Tension de référence

Tableau IV–5 : Hypothèse sur les potentiels agresseurs et victimes de la plateforme

Comme exemple d’interférences, l’amplificateur émet une puissance maximale de 24 dBm dans une bande de 5 MHz de large. Les normes très strictes interdisent d’émettre en dehors de cette bande. De ce fait, le PA est une victime potentielle tout en étant agresseur. Autre exemple, le processeur de traitement de données travaille avec des horloges dont les fronts sont raides. Leurs spectres d’émission sont donc très large bande. De même, un défaut sur ces horloges entraîne une erreur sur le traitement ou une modification des données en cours de traitement. Par ailleurs, les convertisseurs de puissance utilisés pour la gestion de l’alimentation sont aussi large bande. Ce qui en fait une source de perturbation. Les tensions de référence de ces convertisseurs présentent une forte sensibilité pouvant déstabiliser le convertisseur si elles sont modifiées. Pour sa part, le transceiver sert d’interface entre la partie numérique et la partie analogique. Il est en charge de l’émission et de la réception de toutes les communications. En 3G, l’émission et la réception se font simultanément. Cela peut être critique dans certaines conditions. En effet, un téléphone peut se retrouver très loin de la station de base avec laquelle il communique. Dans cette situation, l’amplitude du signal 3G reçu par le téléphone est très faible, de l’ordre de -110 dBm. Tandis que le signal émis par ce même téléphone est maximal et peut atteindre les 27 dBm. C’est pour cela que nous choisissons le PA comme agresseur et le transceiver comme victime de la perturbation. Dans la suite, nous étudions les interférences qui existent entre le PA et le transceiver.

Toutes ces parties sont dépendantes les unes des autres. Des moyens existent pour rendre le système fonctionnel. Ces moyens interviennent après la fabrication du produit. Leur utilisation n’a pas pour but d’améliorer la conception du produit mais tout simplement de le rendre fonctionnel. Ces techniques nécessitent plusieurs cycles de conception du produit. A chaque itération, il peut toujours exister des interférences dont l’impact peut entraîner des dysfonctionnements du système. La prise en compte des phénomènes d’interférence pendant


157

les phases de conception permet d’une part de prévenir certains défauts et d’autre part de réduire le nombre de cycle de conception.

IV.2.3. Etude de l’émission rayonnée champ proche du PA Dans cette partie, nous allons nous intéresser à l’amplificateur de puissance 3G en tant

qu’agresseur électromagnétique champ proche. Pour cela, nous allons décrire, puis étudier son émission rayonnée en champ proche avant de terminer par l’émulation de son émission.

IV.2.3.1. Description de l’agresseur champ proche

Comme vu précédemment, le choix de l’agresseur électromagnétique s’est porté sur l’amplificateur de puissance 3G de la plateforme. Il s’agit d’un amplificateur conçu par Freescale Semiconductor [MMM60]. Ce composant est capable de délivrer une puissance allant jusqu’à 27 dBm. La puissance de sortie maximale de ce PA et les fréquences mises en jeu en font un agresseur potentiel. La puissance et la fréquence délivrées par le PA sont contrôlées par le transceiver. Compte tenu des normes très strictes que doivent passer les téléphones portables, cette chaîne doit être parfaitement maîtrisée. Si malencontreusement le PA entrait en interférence avec le transceiver, la précision des signaux délivrés par le PA ne serait plus garantie. De plus, la chaîne de réception, dont les signaux sont de très faibles valeurs peut également présenter une faiblesse devant les fortes puissances délivrées par le PA. En perturbant le transceiver, c’est donc le comportement des deux chaînes, d’émission et de réception qui peut être modifié.

Dans cette partie, nous allons étudier l’émission rayonnée champ proche du PA. Puis nous concevrons un émulateur capable de reproduire celle-ci.

IV.2.3.1.1 Description du PA

La référence du PA est MMM6032. Il intègre un amplificateur et un détecteur de puissance. Il fonctionne dans la bande 1920-1980 MHz. Son détecteur interne permet de mesurer avec précision sa puissance de sortie.

Il est conçu en technologie InGaP (indium gallium phosphide) HBT (Heterojunction Bipolar Transistor) et contient 2 étages d’amplification. Son entrée et sa sortie sont single-ended, adaptées 50 Ω.

Les principales caractéristiques du MMM6032 sont les suivantes :

- InGaP HBT, 2 étages d’amplification

- bande UMTS : 1920 - 1980 MHz

- Alimentation : de 3.2 à 4.5V

- Linéarité:

o ACLR [@5 MHz] = -34dBc max.

o ACLR [@10 MHz] = -44dBc max.

- Rendement : 42%

- Détecteur de puissance on-chip : de 0 dBm à la puissance maximale de sortie

- 3GPP Class 3, au moins 24 dBm à l’antenne

- dimensions (L × l × h) : 4 × 4 × 1.2 mm

- tension de référence : 2.775V


158

- Boîtier LGA

Sur la Figure IV–28 apparaissent deux vues descriptives du PA : une vue du Layout (Figure IV–28 a) et une description du brochage (Figure IV–28 b). On peut noter que le PA est constitué de deux puces et de composants discrets. L’ensemble des pins entoure le plan de masse.

Puce 2

Puce 1

U1

U2

a) b)

Figure IV–28 : Vue interne du PA : layout a) et brochage b).

Le schéma de principe de l’amplificateur de puissance est représenté sur la Figure IV–29. Cet amplificateur peut être schématisé en trois principaux blocs : le bloc de contrôle par lequel l’ensemble des commandes sont générées ; le bloc PA qui sert à l’amplification proprement dite du signal RF et le bloc de détecteur qui sert à connaître l’état de l’amplificateur.

Contrôle

PA

Détecteur

RFin

Ven

Vref

Vcont

Vcc1

Vdet Vdet_ref

Vcc2

RFout

Figure IV–29 : Schéma de principe du PA

Le signal utile est fourni au PA par l’entrée RFin et le signal amplifié est délivré à la sortie RFout. L’étage de commande est alimenté par Vcc1 et l’étage de puissance par Vcc2. Ven active ou désactive l’amplificateur et le détecteur. Vdet et Vdet_ref sont des sorties du détecteur. Le signal Vcont contrôle la linéarité du PA. Lorsque Vcont = 2.0 V, l’amplificateur


159

présente un mauvais rendement, tandis que sa linéarité est très bonne. Lorsque Vcont = 0 V, le PA a un meilleur rendement mais sa linéarité est très mauvaise. Ce signal permet de faire un compromis entre le rendement et la linéarité du PA. La description des entrées/sorties du PA est consignée dans le tableau ci-dessous.

Section Signal Description Pad(s)

RFIN RF TX Input, DC Blocked 5 E/S RF

POUT Sortie RF 13, 14

VDET Tension de sortie du détecteur 18 Détecteur RF

VDET_REF Tension de référence du détecteur 17

VCC2 Alimentation (Batterie) du dernier étage 10, 11

VCC2 Alimentation (Batterie) étage de

commande 6, 7 Alimentation

VREF Alimentation (Régulée) 20

VEN Activation/désactivation du PA et

détecteur 1

VCONT Contrôle analogique de la polarisation 3 Contrôle

N/C Non connecté 2, 19

Masse GND Gnd 4, 8, 9, 12, 15, 16, 21

Tableau IV–6 : Description des entrées et sorties du PA

Dans la partie qui suit, nous étudions l’émission rayonnée en champ proche de l’amplificateur de puissance.

IV.2.3.2. Emission de l’agresseur

La mesure de l'émission champ proche se fait à l’aide d'un scanner champ proche. Dans notre cas, la surface totale de mesure est de : 48.84 mm² (6.6 x 7.4 mm) et l’extrémité de la sonde est placée à 2 mm au-dessus du boîtier du PA. Le pas de la mesure sur les axes x et y est de 0.2 mm. Pour cette mesure, le signal de sortie du PA a une puissance de 22 dBm à 1950 MHz. La cartographie aurait pu être faite à une plus petite altitude. Le choix de l’altitude repose sur le fait que si le PA peut parasiter le transceiver à 2 mm, son effet sera plus grand à plus faible altitude.

dBA/m -15 -28 -40 -53 -65

Hx Hy Hz

Figure IV–30 : Cartographie de l’émission rayonnée champ proche du PA.


160

La Figure IV–30 présente les cartographies champ proche mesurées des trois composantes du champ émis par l'amplificateur de puissance. Le carré noir représente le contour du boîtier de l’amplificateur. On peut constater que le PA rayonne du champ magnétique dans les trois directions de l’espace et qu’il émet jusqu’à -15 dBA/m dans notre configuration. La tension induite par un champ magnétique aux bornes d’une boucle se calcule à l’aide de l’équation suivante :

SHjVin ⋅⋅⋅⋅= 00 ωµ Équation 21

Où : Vin est la tension induite aux bornes de la boucle (Volts)

S est la surface de cette boucle (m²)

ω est la pulsation et vaut fréquence⋅π2 (rad/s)

µ0 est la perméabilité magnétique du vide et vaut 7104 −⋅π (H/m)

H0 le Champ magnétique moyen sur toute la surface de la boucle (A/m)

Sur une boucle de 1 mm², ce champ maximum rayonné par le PA à 2 mm peut induire une tension de 3 mV environ. Sachant que 1 mm² est l’ordre de grandeur des surfaces de boucle à l’intérieur d’un circuit intégré, cela signifie qu’un circuit intégré placé à moins de 2 mm du PA peut subir des variations de tension de l’ordre de 3 mV sur ses interconnexions. Une telle variation est énorme et fait penser que le PA peut parasiter un autre circuit intégré placé à 2 mm.

IV.2.3.3. Emulation de l’émission en champ proche du PA

Le but de cette partie est la fabrication d’une sonde champ proche dont l’émission rayonnée coïncide avec celle de l’amplificateur de puissance. Cette sonde est baptisée PA_SkateProbe. Dans un premier temps, nous construisons un modèle ICEM de ce PA. Après validation de ce modèle, nous commençons la conception de sa sonde émulatrice.

IV.2.3.3.1 Modèle d’émission du PA

Après avoir mesuré l'émission rayonnée en champ proche du PA, nous continuons notre étude par la construction de son modèle d’émission. Nous utilisons pour cela le logiciel ic-emc. Ce modèle est présenté à la Figure IV–31.

Figure IV–31 : Modèle ICEM de l’amplificateur de puissance sous ic-emc.


161

Ce modèle comprend deux sources de courant. La première, I_Pre_ampli, simule le signal avant amplification. La seconde, I_PA correspond au signal après amplification. Toutes les inductances rayonnantes que l’on considère se trouvent après l’amplificateur car c’est à ce niveau que la puissance du signal est la plus importante.

IV.2.3.3.2 Extraction des inductances de rayonnement

La Figure IV–32 montre le résultat obtenu en faisant une extraction sur chaque composante mesurée. Cette extraction a été réalisée en utilisant la méthode décrite au chapitre III paragraphe III.2.

Lx1

Ly1 Ly2

Lz1 Lz2

Lx1

Ly2

Ly1

L2

L2 L1

Hx Hy Hz

Figure IV–32 : Extraction des inductances de rayonnement pour chaque composante du champ mesurée.

La mesure de la composante Hx permet de définir uniquement une inductance. En revanche, les deux autres mesures permettent d'obtenir deux inductances. Lorsqu’on compare ces différents résultats entre eux, seules deux dipôles coïncident : il s’agit de Ly1 et de Lz1. Le dipôle L1 correspondant est validé. En faisant une transformation avec Lx1 et Ly2 (Equation 23), on obtient un dipôle qui est identiques à Lz2. On valide ainsi le second dipôle. Finalement, on obtient deux dipôles voisins de ceux que l’on a extraits de la mesure de Hz.

111 2

1

2

1zy LLLrr

+= (Équation 22)

2212 2

1

2

1

2

1zyx LLLLrrr

+

+= (Équation 23)

Pour compléter cette extraction, on utilise des dipôles de connexion vers le plan de masse. Ces inductances sont placées aux deux extrémités de la sonde. L’ensemble des quatre inductances obtenues est répertorié dans le Tableau IV–7.


162

Cordonnées Inductance Valeur (nH) Longueur (mm)

A(x, y) B(x, y) Lm1 0.8 0; 4.4 0; 4.4 L1 2.6 0; 4.4 2.2; 5.8 L2 4 2.2; 5.8 5.4; 3.4 Lm2 0.8 5.4; 3.4 5.4; 3.4

Tableau IV–7 : coordonnées et longueur des inductances rayonnantes de l’amplificateur de puissance.

Ces inductances seront dans un premier temps validées à l’aide du logiciel ic-emc avec le modèle électrique équivalent de l’amplificateur. Elles seront ensuite simulées avec un simulateur électromagnétique avant de passer à la fabrication.

IV.2.3.3.3 Validation des inductances de rayonnement avec ic-emc

Plusieurs inductances sont nécessaires pour la simulation de l’émission en champ proche du PA. On en a trouvées quatre. Afin de simuler cette émission à partir du modèle ICEM du PA, il nous suffit de diviser l’inductance de rayonnement L_r en quatre inductances de plus faible valeur. La Figure IV–33 présente la comparaison entre la mesure de l’émission en champ proche du PA et la simulation du modèle ICEM à l’aide de ic-emc. L'échelle des couleurs est la même pour la mesure et la simulation.

L1 L2

L1 L2

L1 L2

dBA/m -15 -31 -52 -74 -90

Hx Hy Hz

Mes

ure

PA

Sim

ulat

ion

PA

_Ska

teP

robe

Figure IV–33 : Comparaison entre la mesure et la simulation ic-emc .

On constate qu’il existe une très bonne corrélation entre la mesure et la simulation. Cette comparaison vaut aussi bien pour la répartition que pour les niveaux maxima de champ émis. Cette simulation permet de valider la position et la dimension de chaque dipôle rayonnant.


163

Ce résultat permet de commencer la conception de sonde émulatrice. Pour cela, nous effectuons tout d’abord des simulations électromagnétiques afin de confirmer ce résultat.

IV.2.3.3.4 Simulation électromagnétique de la PA_SkateProbe

La longueur totale de la ligne obtenue avec toutes les inductances est de 8.2 mm. Cette sonde est prévue d’être utilisée autour de 2 GHz. La longueur d’onde à 2 GHz est de 150 mm, c'est-à-dire très grande devant la longueur maximale de la sonde. De ce fait, elle n’est pas sujette à des problèmes d’adaptation d’impédance. Il suffit que l’impédance de la source et celle de la charge soit la même. On peut donc se permettre de négliger la longueur des pistes. Le modèle électromagnétique de la sonde, dessiné à l’aide du logiciel FEKO, est présenté à la Figure IV–34.

Vue de dessus Vue de dessous

Câble coaxial

Figure IV–34 : Modèle électromagnétique de la PA_SkateProbe .

Ce modèle inclut le câble coaxial par lequel le signal est fourni à la sonde. Il comprend également les quatre inductances de rayonnement. La simulation de ce modèle a permis de confirmer le résultat obtenu avec ic-emc.

IV.2.3.3.5 Fabrication et validation de le PA_SkateProbe

La PA_SkateProbe est fabriquée en utilisant du PCB de 0.8 mm d’épaisseur. Ces caractéristiques sont identique à celles décrites lors de la simulation du modèle électromagnétique. La Figure IV–35 illustre la PA_SkateProbe après fabrication.

Charge 50 Ω

11 mm

14 mm

Figure IV–35 : Description de la PA_SkateProbe fabriquée.

Après fabrication de la sonde, une mesure de son émission en champ proche est faite. Cette mesure est ensuite comparée à la mesure de l’émission du PA. La comparaison entre les deux mesures est présentée à la Figure IV–36.


164

-52

-46

-40

-34

-28

-22

-16

H (

dBA

/m)

dBA/m -15 -28 -40 -53 -65

Hx Hy Hz M

esur

e ch

amp

proc

he

de la

PA

_Ska

teP

robe

PA_SkateProbe

PA

10 dB

A

A'

A

A'

A

A'

x (mm) 0 6

Com

para

ison

des

m

esur

es le

long

de

AA

’

Figure IV–36 : Comparaison entre la mesure de l’émission en champ proche du PA et celle de la PA_SkateProbe.

Figure IV–36 présente sur sa partie supérieure la mesure de la cartographie de l’émission en champ proche de la PA_SkateProbe. On peut noter que la répartition et la valeur du champ émis corrèle bien avec la mesure du PA. La partie inférieure de la figure présente des coupes le long de la diagonale AA’. On constate que pour chaque composante du champ, la mesure et la simulation ont la même allure, surtout lorsque le niveau de champ émis est important. Ces coupes permettent de bien montrer que les deux mesures corrèlent très bien.

IV.2.3.3.6 Modèle ICEM de la PA_SkateProbe

Il est indispensable d’avoir un modèle électrique de la PA_SkateProbe. Ce modèle permet de pouvoir simuler le comportement de sonde émulatrice. C’est la PA_SkateProbe qui va être rapprochée du circuit intégré victime. Lors de la modélisation de ce rapprochement, c’est le modèle de cette sonde qui est utilisé et non celui du PA. Le modèle du PA est utilisé seulement après validation du modèle du rapprochement entre la sonde et le transceiver. L’utilisation de la sonde permet de simplifier l’étude du couplage et de gagner du temps. Le remplacement du modèle de la sonde par celui du PA permet de prédire le couplage rayonné champ proche pouvant exister entre les deux composants. En modifiant quelques paramètres de ce modèle, on pourra simuler différentes configurations avant de les tester par la mesure.

Afin de modéliser la sonde, on calcul les éléments électriques équivalents. On peut également extraire ces éléments à partir du modèle électromagnétique. Du fait que la sonde est réalisée à partir d’une simple piste rayonnante, son modèle équivaut à une inductance série et capacité parallèle. La Figure IV–37 décrit le modèle électrique de la PA_SkateProbe.


165

Rch

LSKP1

CSKP Rg

Vg

Modèle de la piste rayonnante Modèle du

générateur de signal Modèle de la

charge LSKP2

Figure IV–37 : Modèle de la PA_SkateProbe .

A l’entrée est branché un générateur de signal avec sa résistance série 50 Ω. En sortie se trouve la charge 50 Ω. La valeur totale de l’inductance de cette sonde est de 1.5 nH. On en déduit LSKP1 et LSKP2 qui valent chacune 750 pH. La capacité CSKP vaut 0.6 pF. Les éléments parasites sont obtenus par calcul. Leur description est donnée dans le Tableau IV–8.

Composant Description LSKP1 Demi-valeur de l’inductance équivalente de la PA_SkateProbe. LSKP2 Demi-valeur de l’inductance équivalente de la PA_SkateProbe. CSKP Capacité équivalente de la PA_SkateProbe. Rch Résistance de la charge (50 Ω) Rg Résistance interne du générateur de signal (50 Ω) Vg Générateur de signal RF (source de tension)

Tableau IV–8 : Description des éléments du modèle de la PA_SkateProbe .

Ceci nous amène à nous intéresser à l’impact de la PA_SkateProbe sur le comportement du transceiver.

IV.2.4. Etude du couplage entre la PA_SkateProbe et le transceiver Dans cette partie, on s’intéresse à l’effet que peut avoir le rapprochement du transceiver et

du PA. Cela permet de mettre en évidence les interférences entre le PA et le transceiver. Puis nous modélisons ce comportement en différentes étapes qui font intervenir chaque circuit intégré mis en jeu.

IV.2.4.1. Rapprochement de la PA_SkateProbe et du composant victime

On décrit ici l’étape du rapprochement entre le PA_SkateProbe et le transceiver. Pour cela, nous faisons d’abord une description du transceiver considéré. Ensuite, nous présentons les phénomènes de couplage mis en évidence.

IV.2.4.1.1 Description générale du transceiver

Pour servir d’interface entre la partie numérique et la partie analogique radiofréquence, le transceiver réalise des fonctions de modulation et de démodulation des signaux. Il contient des oscillateurs locaux (LO : Local Oscillator) réglés aux fréquences d’émission et de réception.

Le circuit intégré victime est le transceiver 3G de la plateforme que nous avons utilisée. Ce circuit est supposé sensible car il doit émettre et recevoir des signaux radio fréquence simultanément. De plus, les signaux qu’il doit être capable de recevoir sont de très faible puissance, au minimum -107.6 dBm.


166

Ce transceiver est fabriqué par Freescale Semiconductor. C’est un Multi Chip Module (MCM) avec un substrat à haute densité d’intégration (HDI). Il intègre deux puces. L’une en charge des fonctions analogiques et l’autre des fonctions numériques. Les deux puces sont montées l’une à coté de l’autre comme le montre la Figure IV–38. En dehors des deux puces, plusieurs composants discrets sont intégrés dans ce boîtier. Le boitier de ce transceiver est de type LGA (Land Grid Array) et possède 165 broches espacées de 1 mm. La différence avec un BGA (Ball Grid Array) est que l’on remplace les billes par des pistes de métal afin de pouvoir gagner de la hauteur pour l’intégration dans les systèmes.

Puce analogique Puce numérique

Figure IV–38 : Vue interne du transceiver.

IV.2.4.1.2 Mise en évidence du couplage

Afin de mettre en évidence les phénomènes de couplage en champ proche entre le transceiver et l’amplificateur de puissance, nous utilisons la sonde PA_SkateProbe que nous avons fabriquée. Nous avons montré que cette sonde a un rayonnement en champ proche qui coïncide avec celui du PA. Le champ reçu par le transceiver lorsqu’il est en face de la sonde est équivalent à celui que le transceiver aurait reçu s’il était en face du PA lui-même. Cela présente un double avantage : les perturbations conduites sont inexistantes et le temps nécessaire à la conception d’une sonde est négligeable devant celui qu’il faut pour concevoir une carte de test comportant le PA.

• Description

Cette étude de couplage présente des similitudes avec celle d’immunité d’un composant. Cependant, la complexité du système et les fréquences mises en jeu sont spécifiques. Toujours dans un souci de gain de temps, nous avons adapté nos analyses aux outils déjà existants. Ainsi, notre critère de susceptibilité repose sur le test de sensibilité de la norme 3GPP [3GPP07] relative à la caractérisation de la réception d’une plateforme. Une plateforme doit être capable de recevoir un signal d’amplitude -106.7 dBm sur toute la bande de réception, même si l’amplificateur de puissance fonctionne. Cela se matérialise par une mesure du rapport signal sur bruit (RSB) pour chaque fréquence de réception. Ces caractérisations sont fréquemment faites par les développeurs de plateformes de téléphonie mobile. Nous considérons qu’il y a un dysfonctionnement de la plateforme lorsque le rapport signal sur bruit est inférieur à celui autorisé par la norme, à savoir, -7.7 dB.

La première mesure que nous effectuons est la mesure de sensibilité de la plateforme sans aucune perturbation. Cette mesure nous donne une courbe de référence (Figure IV–39). Le test se déroule comme suit :


167

• Un générateur est branché à l’antenne de la plateforme. Il délivre un signal harmonique de -106.7 dBm d’amplitude. Le signal utile n’est pas modulé car cela ne permettrait pas de l’isoler du bruit. Il couvrirait toute la bande.

• On mesure ensuite le rapport signal sur bruit de ce signal sur une bande 3.84MHz de large autour de la fréquence utile.

Cette analyse est assistée par un ordinateur de contrôle. Cette mesure est automatisée et contrôlée par un programme LabVIEW, fourni par Freescale.

0 1 MHz

Porteuse

Fréquence

Puissance

Bruit

f0 f0+1 MHz

-106.7 dBm

Fréquence

Puissance

0

Générateur de signaux

Plateforme

Acquisition du RSB Critère de susceptibilité RSB < -7.7 dB

Figure IV–39 : Procédure de mise en œuvre du test de sensibilité

La courbe de référence obtenue est une variation du RSB du signal reçu en fonction de la fréquence de réception. La fréquence de réception va de 2110 à 2170 MHz. La courbe obtenue est supérieure à -7.7 dB quelle que soit la fréquence de réception (Figure IV–40).

-8,5

-7,5

-6,5

-5,5

-4,5

2110 2120 2130 2140 2150 2160 2170

fréquence (MHz)

RS

B (d

B)

objectif

SNR de référence

Figure IV–40 : Mesure du rapport signal sur bruit de la plateforme sans perturbation.

Le même programme nous permet de visualiser le spectre du signal reçu (Figure IV–41). Sur les graphiques, le '0' MHz correspond à la fréquence de réception. L’amplitude du spectre n’est pas absolue. Elle est correcte pour effectuer des comparaisons.


168

Signal utile

Largeur du canal : 5 MHz

Bruit dans le canal

-6000 -4000 -2000 0 2000 4000 6000

103

90

80

70

60

50

40

30

20

10

0

-6.8

Fréquence (MHz)

Figure IV–41 : Visualisation d’un canal de réception à l’aide de l’outil de Freescale .

• Mesure du rapprochement

Pour étudier le rapprochement entre la SkateProbe et le transceiver nous réalisons la manipulation décrite à la Figure IV–42. La PA_SkateProbe est placée en un point fixe à 2 mm au-dessus du transceiver. Nous injectons un signal de fréquence et de puissance fixes. Ensuite, nous faisons un test de sensibilité de la plateforme. Après obtention de la courbe du RSB pour toute la bande de réception, on augmente la puissance du signal de la PA_SkateProbe, et on recommence le test de sensibilité. On considère que la plateforme est perturbée lorsque la courbe du RSB obtenue devient inférieure à -7.7 dB pour au moins une fréquence de réception.

PA_SkateProbe Signal perturbateur, fréquence

d’émission du PA Transceiver

Amplificateur de puissance

Acquisition du RSB , Critère de susceptibilité : RSB > -7.7 dB

Signal utile fréquence de réception

Figure IV–42 : Protocole de mesure de rapprochement de la SkateProbe et du transceiver

Pour chaque position de la PA_SkateProbe, l’analyse des interférences entre le transceiver et la PA_SkateProbe se fait en 3 étapes :

1. Réglage de la fréquence du signal perturbateur ; 2. Réglage de la puissance du signal perturbateur ; 3. Analyse du RSB dans toute la bande de réception.

Le résultat pour chaque point de mesure n’est donc pas une simple validation de la défaillance. Le résultat pour chaque point est une courbe de variation du RSB qui peut présenter une défaillance à une seule ou à plusieurs fréquences. La mesure est fastidieuse et aboutit à une quantité importante de données. Toute une mesure donne un réseau de courbes de RSB en fonction de la fréquence de réception. La mesure doit être optimisée. Cela peut se


169

faire en réduisant le nombre de points de mesure par sélection de fréquences et en restant à puissance maximale.

• Résultats de mesure

La Figure IV–43 montre trois courbes de mesure du RSB. La courbe de référence, en trait continu, est obtenue sans signal perturbateur. Elle est toujours supérieure à l’objectif (en traits discontinus). Lorsqu’on applique un signal d’amplitude supérieure à 15 dBm sur la PA_SkateProbe, le RSB n’est plus supérieur à -7.7 dB sur toute la bande. Il est particulièrement très faible entre 2114 et 2117 MHz.

-26

-21

-16

-11

-6

2110 2120 2130 2140 2150 2160 2170frequency (MHz)

SN

R (

dB)

Objectif Avec un signal de 15 dBm à l’entrée de la SkateProbe

Courbe de référence

Fréquence (MHz)

Avec un signal de 20 dBm à l’entrée de la SkateProbe

Figure IV–43 : Courbes de la mesure du rapport signal sur bruit Sans perturbation, avec une perturbation à 1950MHz de 15 dBm et de 20 dBm.

Avec 20 dBm en entrée de la sonde, de 2110 à 2123 MHz, le RSB est inférieur à -7.7 dB. Notons que la courbe de référence présente naturellement une faiblesse dans cette bande de fréquence. De 2146 à 2154 MHz, il est à la limite autorisée par la norme. Il est dégradé jusqu’à atteindre une valeur minimale de -26 dB. Lorsque la fréquence de perturbation change, la fréquence à laquelle le RSB se dégrade change aussi, mais pas de la même façon.

Ces mesures permettent de mettre en évidence un phénomène d’interférence entre le transceiver et l’amplificateur RF. Cependant, elles ne permettent pas de l’expliquer. Malgré les bandes de fréquences différentes et les moyens mis en œuvres, la chaîne d’émission entre en interférence avec la chaîne de réception au point de dégrader la qualité de la réception. Ce phénomène est l'objet des paragraphes qui vont suivre.

IV.2.4.2. Interprétation du phénomène mesuré

IV.2.4.2.1 Hypothèses

Pour expliquer le phénomène observé, nous allons analyser le signal reçu lorsque le RSB est dégradé. Pour cela, nous fixons la fréquence de réception à 2160 MHz. En choisissant cette fréquence, on évite la bande de fréquence où la plateforme est naturellement faible, à savoir, de 2110 à 2120 MHz. A fréquence de réception fixe, on fait varier la fréquence de perturbation. On relève ensuite les fréquences de perturbation pour lesquelles le RSB est fortement diminué. Chacune de ces fréquences est à nouveau appliquée à la sonde de façon à


170

analyser le signal reçu par la plateforme. On constate que lorsqu’une puissance suffisante est appliquée à la sonde, une raie parasite apparaît dans la bande de réception. Pour s’assurer que le parasite observé est bien du au signal qui traverse la sonde, nous faisons varier légèrement sa fréquence tout en surveillant la raie parasite.

Perturbateur à 1928 MHz Perturbateur à 1927 MHz Perturbateur à 1926 MHz

101

80

60

40

20

0.7 -6000 -4000 -2000 0 2000 4000 6000

101

80

60

40

20

0.7 -6000 -4000 -2000 0 2000 4000 6000

101

80

60

40

20

0.7-6000 -4000 -2000 0 2000 4000 6000

Signal utile à 2159 MHz

Perturbateur transposé dans

la bande Rx

Figure IV–44 : Observation des résultats de perturbation avec la SkateProbe

La Figure IV–44 illustre le résultat obtenu lorsque la fréquence du signal de perturbation est de 1927 MHz. Sur les graphiques, le '0' correspond à 2160 MHz (fréquence de réception). Le signal utile est à 2159 MHz. Lorsqu’on fait varier cette fréquence de plus ou moins 1 MHz, on observe que le signal parasite varie lui aussi de 1 MHz dans le même sens. C’est donc bien la sonde qui perturbe la réception. Une perturbation à 1926 MHz génère un parasite à 2160 MHz, le 1927 génère 2161 et 1928 génère le 2162 MHz. A chaque fois, la différence entre le signal de perturbation et le signal parasite transposé dans la bande de réception est de 234 MHz, ce qui correspond à l’harmonique 9 du 26 MHz. 26 MHz est la fréquence d’horloge principale l’ensemble de la plateforme. La transformation capable de justifier une addition de deux fréquences est la multiplication de deux signaux (Figure IV–45).

f2-f1 f1 f2 f2+f1

Figure IV–45 : Multiplication de deux signaux, de fréquence f 1 et f 2.

Dans notre cas, on a f1 = 234 MHz et f2 = 1926. On obtient f1+f2 = 2160 MHz.

Le même phénomène est observé lorsque la perturbation est à 1979 MHz. 1927 et 1979 sont espacés de 52 MHz, soit deux fois 26 MHz. Dans ce cas, la perturbation et le parasite transposé dans la bande de réception diffèrent de 182 MHz. Il s’agit de l’harmonique 7 du 26 MHz.

La Figure IV–46 illustre le résultat obtenu lorsque la fréquence du signal de perturbation est de 1944 MHz. La réception se fait toujours à la fréquence fixe de 2160 MHz et le signal utile à 2159 MHz. Sur les graphiques, le '0' correspond à 2160 MHz. On constate qu’il y a bien une raie parasite dans le canal. Sur la figure, on peut noter que lorsque le signal perturbateur passe de 1944 à 1943 MHz, le signal transposé passe de 2160 à 2162 MHz. Et lorsque le


171

perturbateur passe de 1944 à 1945 MHz, le signal transposé passe de 2160 à 2158 MHz. En d’autres termes, une variation de plus ou moins 1 MHz du signal de perturbation entraîne une variation du parasite de plus ou moins 2 MHz.

101

80

60

40

20

3 -6000 -4000 -2000 0 2000 4000 6000

101

80

60

40

20

-3 -6000 -4000 -2000 0 2000 4000 6000

101

80

60

40

20

1 -6000 -4000 -2000 0 2000 4000 6000

Perturbateur à 1945 MHz Perturbateur à 1944 MHz Perturbateur à 1943 MHz

Perturbation transpose dans

la bande Rx

Signal utile

Figure IV–46 : Observation des résultats pour le produit d’intermodulation

Le parasite résultant se comporte comme s’il était généré par le double de la fréquence de perturbation. Une transformation qui expliquerait la multiplication par deux d’un signal est le produit d’intermodulation d’ordre 3. Un produit d’intermodulation d’ordre trois peut être la multiplication par 3 de la fréquence f0 d’un signal (Figure IV–47 a.) lorsqu’il fait intervenir une seule harmonique. Il peut aussi être le double de la fréquence f1 d’un signal retranché de la fréquence f2 d’un autre signal lorsqu’il fait intervenir deux harmoniques (Figure IV–47 b.).

f0 3f0 2f1-f2 f1 f2 2f2-f1

a. b.

Figure IV–47 : Exemple de résultat d’un produit d'intermodulation d'ordre 3

Dans notre cas, il ne s’agit pas d’une multiplication par trois du 1944 MHz. On suppose que cette transformation fait intervenir au moins deux harmoniques. C’est le cas la Figure IV–47 b. où une des fréquences est multipliée par deux. Sachant que la fréquence parasite induite (2160 MHz) est supérieure à la fréquence source (1944 MHz), on en déduit que l’opération à l’origine de cette transformation n’est pas 2f1-f2 (car inférieure à f1 et à f2), mais 2f2-f1. Il apparait que f2 = 1944 MHz. On en déduit f1 :

21602 12 =− ff

21601944221602 21 −×=−=⇒ ff

17281 =⇒ f

On obtient f1 = 1728 MHz. En somme, nous supposons qu’il se produit un produit d’intermodulation d’ordre 3 entre la fréquence de perturbation 1944 MHz et une fréquence non encore identifiée de 1728 MHz.


172

IV.2.4.2.2 Identification des fréquences critiques

Pour valider nos hypothèses, il faut dans premier temps montrer que les fréquences de 1928 MHz et les deux harmoniques 7 et 9 du 26 MHz existent bien à l’intérieur du transceiver. Ensuite il faut identifier la fonction ou les fonctions responsable(s) de ces transformations.

Pour cela, nous relevons le spectre rayonné au-dessus du transceiver en utilisant une sonde de champ magnétique. Pour cela, nous plaçons la sonde de champ magnétique à un point fixe au-dessus du transceiver. La sonde est branchée à un analyseur de spectre. Cette mesure est faite alors que la plateforme est en mode réception du signal.

Transceiver

numérique

Puce analogique Positions de

la sonde Hz


transceiver

x

y

z

Figure IV–48 : Protocole de mesure pour le relevé de spectre au-dessus du transceiver.

Le protocole de mesure est décrit sur la Figure IV–48. Nous avons effectué un relevé spectral au-dessus de la puce analogique, un autre au-dessus de la puce numérique. A chaque fois, la position de la sonde est optimisée dans le plan xy pour capturer le champ maximum à la fréquence souhaitée. L’altitude de la sonde reste fixée à 2 mm au dessus du boîtier du transceiver. Nous définissons deux positions de la sonde, la position 1 correspond à sa position au dessus de la puce analogique et la position 2 au dessus de la puce numérique.

-90

-80

-70

-60

-50

-40

10 100 1000 10000fréquence (MHz)

am

plitu

de

(dB

A/m

)

-70

-65

-60

-55

-50

-45

150 200 250fréquence (MHz)

182 MHz 234 MHz

Figure IV–49 : Spectre relevé à la position 2 au-dessus de la puce numérique.

La Figure IV–49 est le spectre que nous avons relevé au-dessus de la puce numérique lorsque la plateforme est en mode réception à la fréquence de 2160 MHz. C’est le spectre rayonné du transceiver de 10 MHz à 3 GHz. Ce spectre contient énormément de bruit dû aux horloges numériques. On constate bien l’existence des harmoniques 7 et 9 du 26 MHz dans le spectre relevé au-dessus de la puce numérique du transceiver.


173

-100

-90

-80

-70

-60

-50

10 100 1000 10000frequency (MHz)

Am

plitu

de (d

BA

/m)

1728 MHz

Figure IV–50 : Spectre relevé à la position 1 au-dessus de la puce analogique.

La Figure IV–50 est le spectre relevé au-dessus du transceiver lorsque la plateforme est en mode réception à la fréquence de 2160 MHz. On note tout d’abord que ce spectre ne ressemble pas à celui obtenu au-dessus de la puce numérique. Il contient moins de raies d’émission. Sur ce spectre, on peut identifier aisément la fréquence de 1728 MHz.

La présence des harmoniques du 26 MHz parait évidente lorsque l’on sait que les fronts montant et descendant de ce signal sont très raides. En revanche, la présence du 1728 MHz est moins évidente. Les harmoniques du 26 MHz sont présentes dans le spectre même lorsque la plateforme est en standby. Le 1728 MHz n’existe que lorsque la plateforme effectue une réception.

Nous avons fait plusieurs mesures en faisant varier la fréquence de réception de la plateforme et nous avons remarqué que la fréquence parasite n’était pas fixée à 1728 MHz. La courbe de la Figure IV–51 est obtenue en effectuant un relevé de la fréquence parasite en fonction de la fréquence de réception de la plateforme.

1680

1690

1700

1710

1720

1730

1740

2110 2130 2150 2170Fréquence de réception (MHz)

Fré

quen

ce d

u si

gnal

par

asite

(M

Hz)

Figure IV–51 : relevé des fréquences du parasite en fonction de la fréquence de réception


174

On constate que la fréquence du parasite est proportionnelle à la fréquence de réception de la plateforme. La fréquence du parasite est 1.25 fois plus faible que la fréquence de réception. Lorsque la fréquence de réception de la plateforme varie de 5 MHz, la fréquence du parasite varie de 4 MHz. Cette fréquence parasite est créée par une partie du circuit qui est liée à la fonction de réception.

Ces mesures nous permettent de mettre en évidence les interférences qui peuvent exister entre l’amplificateur de puissance 3G de la plateforme et le transceiver qui lui est associé. Elles permettent également de bâtir quelques hypothèses.

Pour aller plus loin, nous allons modéliser le comportement du transceiver dans un premier temps, puis son couplage avec la PA_SkateProbe fabriquée pour l’étude des interférences.

IV.2.4.2.3 Identification des zones sensibles

Le but de cette mesure est d’identifier les positions les plus défavorables de la PA_SkateProbe par rapport au transceiver. Elle inclut le positionnement dans le plan xy de la sonde et son orientation autour de l’axe z.

Le positionnement de la PA_SkateProbe consiste tout d’abord à modifier ses coordonnées x et y. Ensuite pour chaque couple de coordonnées (x, y), différentes orientations de la sonde sont testées au dessus du transceiver. Les coordonnées x et y permettent d’identifier une zone sensible du transceiver. Elles permettent par exemple de savoir si une puce est plus sensible que l’autre. La rotation de la sonde autour de l’axe z permet de changer les directions des lignes de champ au dessus d’une même zone. Ainsi, on peut savoir si au même endroit, à la même altitude, l’orientation de la sonde a une importance.

La Figure IV–52 illustre différentes configurations de la sonde au dessus du transceiver. L’orientation de la sonde entre la première et la deuxième ligne diffère de 90 degrés. Sur chaque colonne, les cordonnées xy de la sonde diffèrent.

Puce numérique

Puce analogique

transceiver

x

y

z

PA_SkateProbe

Puce numérique

Puce analogique

transceiver

Puce numérique

Puce analogique

transceiver

Puce numérique

Puce analogique

transceiver

Puce numérique

Puce analogique

transceiver

Puce numérique

Puce analogique

transceiver

Puce numérique

Puce analogique

transceiver

Puce numérique

Puce analogique

transceiver

Figure IV–52 : Positionnement et orientation de la PA_SkateProbe au dessus du transceiver.

Pour chaque position et pour chaque orientation de la sonde, un test de sensibilité est réalisé afin d’en mesurer l’effet sur le transceiver. Grâce à cette mesure, nous somme parvenu


175

à identifier une zone du transceiver sensible au champ rayonné par le PA. En conséquence, nous avons enregistré deux situations : la situation la plus défavorable et la situation la plus favorable respectivement entourée et encadrée sur la Figure IV–52.

On peut ainsi donner une première recommandation. Proche des entrées UMTS, les signaux rayonnés par l’amplificateur de puissance deviennent une source de parasite non négligeable pour la transceiver à partir de 15 dBm.

Pour aller plus loin, il faut comprendre de quelle manière la PA_SkateProbe et transceiver sont couplés afin de pouvoir le prédire et même le réduire. C’est le but de la partie suivante.

IV.2.5. Modélisation du couplage entre la PA_SkateProbe et le transceiver

IV.2.5.1. Modélisation ICEM du transceiver

La difficulté d’une telle modélisation est la fréquence de fonctionnement des circuits et tous les signaux mis en jeu. En effet, on a montré que de hautes et basses fréquences sont mises en jeu simultanément. C’est le cas des harmoniques du 26 MHz et de 1944 MHz. De plus, l’on souhaite analyser la bande de réception qui est autour de 2 GHz avec une précision de l’ordre du mégahertz. Cette précision est indispensable pour distinguer une raie parasite du signal utile dans un canal qui ne fait que 5 MHz. Cela signifie qu’il faut faire une simulation suffisamment longue pour distinguer deux raies voisines (nettement supérieure à 1 µs – théorème de Shannon [SHAN49]). En même temps, cette simulation doit être suffisamment précise pour observer des fréquences élevées (nettement inférieure à 1 ns).

IV.2.5.1.1 Mesure de l’impédance d’entrée Z(f) du transceiver

Le boîtier du transceiver est un LGA avec des écarts de 1 mm entre les broches. Nous disposons de composants non montés. Il est possible de caractériser l’impédance du composant en faisant une mesure sous pointe. Il faut des sondes dont l’écartement entre les pointes est de 1 mm.

La mesure est faite à l’aide d’un analyseur vectoriel de réseau dont la fréquence maximale est de 3 GHz [VNA]. Nous mesurons l’impédance et les paramètres S sur les entrées différentielles UMTS. L’étage RF est alimenté pendant la mesure. Pour faire des mesures de paramètres S et Z en mode différentiel, en utilisant le protocole décrit à la Figure IV–53, nous faisons une mesure classique de paramètres S. Puis nous extrayons le coefficient de réflexion différentiel à l’aide de la formulation suivante :

( )( ) ( )( )( )( ) ( )( )222111122221

1222211112222111

1112

21112

SSSSSS

SSSSSSSSd +−−+−−−

−+−−+−−−=Γ Équation 24

De plus, notre but étant de valider un modèle CEM, nous n’avons pas l’utilité d’extraire les paramètres S mixtes qui caractérisent le mode différentiel (Sddij), le mode commun (Sccij), la conversion du mode différentiel vers le mode commun (Scdij) et la conversion du mode commun vers le mode différentiel (Sdcij). Nous ne souhaitons pas caractériser précisément les entrées de notre composant c’est pour cela qu’une mesure simple de paramètres S suffit pour valider notre modèle.


176

Analyseur de réseau

Port 1

Port 2

DUT

1

2

V1

V2

Vd Γd

Figure IV–53 : Protocole de mesures des paramètres S et Z de l’entrée différentielle UMTS du transceiver.

La Figure IV–54 décrit la mesure de paramètres S réalisée sur le transceiver. Deux fils électriques servent à alimenter le composant. Pour garantir la qualité des mesures et les rendre reproductibles, le composant et les fils électriques sont fixés sur un même support. Les mesures sont réalisées au moyen de pointe. L’utilisation de telles pointes permet de minimiser les erreurs de mesure des paramètres S.

transceiver

Alimentation

Pointe GND Pointe signal

Figure IV–54 : Mesure sous pointes du transceiver 3G de la plateforme.

Sur la Figure IV–55 apparaît le résultat de la mesure des paramètres S du transceiver. Il s’agit de la variation de l’impédance de chacune des entrées UMTS du transceiver.

100 1000

10

100

1000

Am

plitu

de (O

hms)

Fréquence (MHz)

Entrée IN -

Entrée IN+

Bande de Fréquences

utiles

Figure IV–55 : Mesure du module des impédances pour les deux entrées UMTS du transceiver


177

On constate que les deux entrées n’ont pas exactement la même impédance, en particulier dans la bande de fréquence utile. Les deux entrées ont des impédances voisines de 50 Ohms et diffèrent de d’une dizaine d’Ohms l’une de l’autre.

IV.2.5.1.2 Analyse du circuit de réception

Notre modèle doit prendre en compte tout le chemin passif allant des l’entrées du composant à l’entrée de la puce. L’entrée de la puce est modélisée par une capacité équivalente. Dans un premier temps, nous analysons le circuit électrique du composant lui même. Cela permet d’identifier, s’il y en a, des composants discrets montés dans le boîtier. Ensuite, on inclut les éléments parasites du boîtier. Ces éléments parasites sont principalement dus aux pistes, bondings ou bien encore aux interconnections des composants discrets.

Modèle des composants du boitier. Ce circuit permet d’adapter l’impédance.

Modèle d’entrée

de la puce

Modèle des éléments parasites du boîtier

L92 4.4 nH

C14 0.7 pF

L92 4.4 nH

Entrées Rx au niveau du boîtier

Figure IV–56 : Description des blocs du modèle du transceiver

Les éléments parasites sont obtenus par calcul ou par simulation. Des logiciels comme Q3D extractor permettent de déterminer par simulation les valeurs de capacité et inductance parasites d’un conducteur électrique. Ces éléments sont ensuite optimisés lors de simulation électrique pour avoir une meilleure corrélation entre la mesure et la simulation.

Fréquence de résonance (Hz)

Capacités de la puce

Valeurs usuelles de capacités discrets et de

capacités de bondings boîtier

10f 100f 1p 10p 100p 1n 10n 100n

100G

10G

1G

100

10M

1M

Capacité C (Farad)

Valeurs usuelles des inductances discrètes et de bonding des puces

LCf res π2

1=

1nH

0.1nH

100nH 10nH

(6pF,3nH)

(5pF,6nH)

Figure IV–57 : LC équivalents


178

Sur la Figure IV–57 apparaît un réseau de courbes permettant d’accorder un circuit résonant LC. A l’aide de ce réseau, l’évaluation des éléments du modèle du transceiver est simplifiée. Le calcul d’une capacité (respectivement inductance) entraîne facilement l’estimation de l’inductance (respectivement capacité). Ou bien encore, le résultat de calcul d’une inductance et d’une capacité est rapidement vérifié car les courbes d’impédance du transceiver présente des résonances qu’il faut reproduire.

Le calcul des capacités, résistances et inductances parasites des pistes des entrées UMTS été faite en utilisant les équations de Delorme [DELO96]. Pour y arriver, il faut bien connaître la position et les dimensions de chaque piste. Dans notre cas, le schéma des entrées UMTS est présenté à la Figure IV–58 depuis l’entrée du boîtier jusqu’à l’entré de la puce.

L93

L92

C14

Empreinte composants discrets : 0603 métrique (O.6*0.3 mm)

L_pP1 (l=2.5mm, w=75um)

L_bond_INM (l=1mm, r=25um)

L_pP2 (l=1.3mm, w=75um)

L_pM2 (l=1.2 mm w=75um)

L_pM1 (l=1.8mm, w=75um)

Pin Rx IN - Pin Rx IN+

L_bond_INP (l=1mm, r=25um)

PUCE

k_LpP_LpM = 10%

Figure IV–58 : Chemin électrique des entrées UMTS du transceiver : de l’entrée du boîtier à la puce.

Les valeurs des résistances sont données pour une fréquence voisine de 2 GHz. A cette fréquence l’effet de peau n’est plus négligeable. Cette valeur tient compte de l’effet de peau. La Figure IV–58 illustre un schéma du layout utilisé pour extraire les valeurs des éléments parasites. Les éléments L_pM sont les éléments parasites de l’entrée MOINS UMTS. Les éléments L_pP sont ceux de l’entrée PLUS. Chaque morceau de piste contient une résistance, une capacité et une inductance parasite. C’est à partir des dimensions physiques de chaque piste que nous calculons la valeur de ses éléments RLC parasites. Pour chaque piste, l’ensemble de ces valeurs est consigné dans le Tableau IV–9. La proximité entre les deux entrées nous amène à calculer le couplage entre les deux. Ce couplage set appelé k_LpP_LpM et est évalué à 10%. C’est un couplage interne au transceiver.

La taille de la puce et l’ensemble des fonctions se trouvant à l’entrée UMTS nous permettent d’évaluer la capacité d’entrée de la puce à C_chip = 1 pF.


179

élément Longueur l (mm)

Largeur w (mm)

inductance (nH)

Capacité (pF)

Résistance (Ohms)

L_bond_INP 1 0.025 1.5 - L_pM1 1.8 0.075 0.9 0.2 L_pM2 1.1 0.075 0.6

0.18

0.1 L_bond_INM 1.1 0.025 1.7 - L_pP1 2.5 0.075 1.3 0.3 L_pP2 1.2 0.075 0.7

0.21

0.1 C_chip - - - 1 - Pin_Rx 1 1 0.1 0.25 0.005

Tableau IV–9 : description des éléments parasites calculés du modèle du transceiver.

IV.2.5.1.3 Simulation de l’impédance d’entrée Z(f)

Maintenant que nous avons calculé les valeurs des éléments parasites, nous construisons un modèle des entrées UMTS du transceiver à l’aide du logiciel ADS [ADS] (Figure IV–59). Nous reportons ensuite les valeurs calculées sur ce modèle afin de simuler le comportement observé. Sur ce modèle, la résistance des fils de bonding est négligée, compte tenu de leurs valeurs très faibles (Tableau IV–9). La capacité de l’ensemble de toutes les pistes et bonding est ramené à une capacité équivalente pour simplifier le modèle, C_pINM pour la capacité parasite de l’entrée MOINS et C_pINP pour l’entrée PLUS.

C

C_PinM

C=0.5 pF

C

C_PinP

C=0.5 pF

Term

Term2

Z=50 Ohm

Num=2

Term

Term1

Z=50 Ohm

Num=1

R

R_pINP1

R=RpP1 Ohm

L

L_pINP1

L=LpP1 nH

R

R_pINM1

R=RpM1 Ohm

L

L_pINM1

L=LpM1 nH

C

C_pINP

C=CpP pF

C

C14

C

C_pINM

C=CpM pF

L

L92

L

L93

L

L_bond_INP

L=LbondP nH

R

R_pINP2

R=RpP2 Ohm

L

L_pINP2

L=LpP2 nH

L

L_bond_INM

L=LbondM nH

R

R_pINM2

R=RpM2 Ohm

L

L_pINM2

L=LpM2 nH

C

C_comp_INP

C=CpkgP pF

C

C_comp_INM

C=CpkgM pF

Composants discrets du boitier

Eléments parasites

k_LpP_LpM

Figure IV–59 : Modèle des entrées UMTS du transceiver.

Les composants discrets L92, L93 et C14 ont des valeurs bien connues. Ces valeurs sont les suivantes :

L92 = L93 = 4.4 nH, C14 = 0.7 pF.


180

Composant Description C_PInM, CpINM Capacités parasites équivalentes des pistes de l’entrée Moins C_PInP, CpINP Capacités parasites équivalentes des pistes de l’entrée Plus L_pINM1, LpINM2 Inductances parasites équivalentes des pistes de l’entrée Moins L_pINP1, LpINP2 Inductances parasites équivalentes des pistes de l’entrée Plus R_pINM1, RpINM2 Résistances parasites équivalentes des pistes de l’entrée Moins R_pINP1, RpINP2 Résistances parasites équivalentes des pistes de l’entrée Plus Lbond_INM Inductance parasite du bonding de l’entrée Moins vers la puce Lbond_INP Inductance parasite du bonding de l’entrée Plus vers la puce C14 Capacité discrète dans le boîtier L92 Inductance discrète dans le boîtier de l’entrée Moins L93 Inductance discrète dans le boîtier de l’entrée Plus C_comp_INM Capacité d’entrée de la puce analogique, entrée Moins C_comp_INP Capacité d’entrée de la puce analogique, entrée Plus k_LpP_LpM Valeur du couplage inductif parasite entre les deux entrées

Tableau IV–10 : description des éléments du modèle du transceiver.

La Figure IV–60 montre la comparaison entre la mesure et la simulation de l’impédance en fonction de la fréquence, Z(f), de l’entrée IN- (a) et de l’entrée IN+ (b).

100 1000

1

10

100

1000

Am

plitu

de (

Ohm

s)

Fréquence (MHz)100 1000

1

10

100

1000

Am

plitu

de (

Ohm

s)

Fréquence (MHz)

Simulation avec les inductances calculées

Mesure

Simulation avec les inductances optimisées

Simulation avec les inductances calculées

Mesure

Simulation avec les inductances optimisées

Figure IV–60 : Comparaison entre la mesure et la simulation de l’impédance des entrées du transceiver

Deux simulations sont comparées à la mesure. L’une correspond au modèle dont les valeurs des inductances sont directement issues du calcul des éléments parasites. L’autre simulation correspond au modèle où les valeurs des inductances parasites ont été optimisées.

On remarque que le modèle issu du calcul présente une seule résonance identique à la mesure. Elle ne corrèle pas très bien avec la mesure. En revanche, le modèle optimisé présente le même comportement que le transceiver. Les résonances s’obtiennent aux mêmes fréquences, autour de 1800, 2300 et 2550 et 2850 MHz. Cependant, l’impédance à ces fréquences n’est pas la même en mesure et en simulation. Cela s’explique par un comportement résistif des entrées du transceiver Cette résistance doit être considérée en simulation. Les valeurs de résistance parasites calculées ne suffisent pas à expliquer ce comportement.

Par manque d’informations, nous ne pouvons pas modéliser avec précision les inductances discrètes montées dans le boîtier. Cependant, nous savons qu’elles peuvent être modélisées par une inductance parfaite en série avec une résistance. Afin d’améliorer le modèle, nous allons modifier la valeur de cette résistance jusqu’à avoir une bonne corrélation entre la

a) b)


181

mesure et la simulation. Nous en déduisons ensuite l’ordre de grandeur de la résistance parasite des inductances boîtier.

A l’aide de l’outil "TUNE" d’ADS, il est possible de faire une analyse paramétrique en temps réel d’un certain nombre de variables. Cet outil permet en effet de modifier la valeur d’une variable et de voir en temps réel la conséquence.

Les valeurs obtenues sont données dans le Tableau IV–11.

Elément Inductance (nH) Capacité (pF) Résistance (Ohms) L_bond_INM 1.4 - L_pM1 0.9 0.2 L_pM2 0.6

0.3

0.1 L_bond_INP 2 - L_pP1 1.2 0.3 L_pP2 0.7

0.5

0.1 C_chip - 1 - Pin_Rx 0.1 0.25 -

Tableau IV–11 : description des éléments parasites optimisés du modèle du transceiver.

La Figure IV–61 montre la comparaison entre la mesure et la simulation du modèle final de l’impédance des entrées UMTS du transceiver.

100 1000

10

100

1000

Am

plitu

de (

Ohm

s)

Fréquence (MHz)

100 1000

10

100

1000

Am

plitu

de (

Ohm

s)

Fréquence (MHz)

Figure IV–61 : Comparaison entre la mesure et la simulation de l’impédance des entrées du transceiver

On constate qu’il y a une très bonne corrélation entre la mesure de l’impédance du transceiver et la simulation du modèle final. Sur toute la bande de fréquence de mesure, la différence entre la mesure et la simulation ne diffère pas de plus de 3 dB. Dans la bande de fréquence de réception du transceiver, cette différence est inférieure à 1 dB. De même, à partir de la simulation, un calcul est fait pour évaluer le coefficient de réflexion différentiel de ces deux entrées. La courbe correspondante est présentée à la Figure IV–62.

a) b)


182

100 1000-8

-6

-4

-2

0

Am

plitu

de (

dB)

Fréquence (MHz)

Figure IV–62 : Calcul du coefficient de réflexion différentiel à partir du modèle.

On constate que le coefficient de réflexion différentiel est minimal autour de 2.1 GHz. C’est autour de cette fréquence que se trouve la bande de réception. Cette courbe montre bien que ce modèle décrit très bien le comportement du transceiver.

IV.2.5.2. Modélisation du rapprochement entre la PA_SkateProbe et le transceiver

La PA_SkateProbe émule le comportement rayonné en champ proche du PA 3G. Nous allons à présent modéliser les interférences entre cette sonde et le transceiver.

IV.2.5.2.1 Proposition d’un modèle d’immunité du transceiver

A l’intérieur du transceiver, ces signaux sont transformés par un mixeur. Du fait de l’utilisation de transistors dans le mixer, des phénomènes non linéaires peuvent être observés. C’est ce que nous allons à présent simuler.

Il existe plusieurs façons différentes de modéliser les non linéarités se produisant dans le transceiver :

• On peut utiliser un amplificateur RF utilisé en saturation ; déjà plus couramment utilisé dans la conception des mixers, l’utilisation du transistor est déjà plus justifiée que celle d’une diode. En revanche, il doit faire partie d’un circuit dont le fonctionnement est adapté pour les fréquences auxquelles nous travaillons. Cela s’apparente à de la conception de circuits RF. Il est donc bien plus compliqué d’utiliser un transistor.

• On peut utiliser un mixer non idéal, capable de reproduire les produits d’intermodulation ; Le problème posé par l’utilisation d’un mixer est le fait que c’est un composant très complexe. Dans notre étude, on cherche à modéliser le comportement d’un circuit intégré en utilisant des composants simples, un mixer en modifie la logique.

• Ou bien encore, on peut, plus simplement, modéliser ces produits en utilisant des équations mathématiques ; Ce type de modèle s’apparente à une boîte noire, à l’intérieur de laquelle la fonction est imitée sans pour autant être relié à la physique du circuit intégré. Mais il reste simple et très facile à mettre en œuvre.

• Enfin, on peut utiliser une diode que nous saturons afin de pouvoir écrêter les signaux ; c’est un modèle simple, il ne comporte qu’un composant. Cependant, il est difficile de justifier l’utilisation d’une simple diode pour expliquer les phénomènes observés, aussi


183

bien la multiplication que le produit d’intermodulation. Il existe tout de même une structure de mélangeur à base de diode.

Ces modèles nous permettent de modéliser les mélanges de fréquences, y compris le produit d’intermodulation d’ordre 3.

Le but de ce modèle n’est pas de simuler le comportement "réel" du transceiver, mais sa réaction face à une agression électromagnétique. Il peut donc être considéré comme une boîte noire.

C’est le modèle à base de diode que nous avons choisi de développer. Il est présenté à la Figure IV–63. Nous choisissons ce modèle car il est très simple et ne nécessite pas de composant plus compliqué que la diode. De plus une diode standard permet de rendre ce modèle valide. Ce modèle simule le comportement parasite, c'est-à-dire le comportement parasite du transceiver. Il permet de reproduire à la fois les multiplications et les intermodulations observées pendant la mesure. Les signaux parasites internes au transceiver sont modélisés par la source V_Para. Avec cette source, il est possible produire plusieurs harmoniques aux fréquences souhaitées.

VoutR

Rch

R=50 Ohm

P_nTone

V_Para

Freq[3]=f3

Freq[2]=f2

Freq[1]=f1

Port

Chip_INP

Num=1C

C_compINP

C=1.0 pF

PIN_diode

D_NL

V_DC

V_polar

L

L_FC

C_F

Figure IV–63 : Modèle électrique de la fonction parasite puce analogique sous ADS.

Composant Description C_comp_INP Capacité d’entré de la puce

L_F Inductance de filtrage C_F Capacité de filtrage

D_NL Diode de non linéarité Rch Résistance de charge

V_Para Générateur de signaux parasites internes à la puce V_polar Tension de polarisation de la diode D_NL

Tableau IV–12 : description des éléments parasites optimisés du modèle du transceiver.

Cette figure présente le modèle d’une entrée. Le modèle de l’autre entrée est identique à celui-ci. Ce modèle comporte une capacité boîtier, un générateur de signal qui va simuler tous les signaux parasites internes au transceiver. Il comporte un générateur de tension continue qui sert à polariser la diode. Les inductances et capacités de ce modèle permettent d’adapter l’impédance de chaque entrée. Une simulation des paramètres S permet de montrer que l’impédance de chaque entrée du transceiver présente toujours une bonne corrélation par rapport à la mesure.

Pour réaliser la simulation de notre modèle non linéaire en mode transitoire, le temps nécessaire pour une analyse est supérieur à une heure. La même analyse ne prend que quelques secondes en balance harmonique (HB). Cette analyse n’est pas n’ont plus possible


184

en utilisant l’analyse AC car elle fait intervenir des non linéarités. Finalement, nous optons pour une analyse de balance harmonique pour simuler notre modèle.

IV.2.5.2.2 Evaluation du couplage entre le transceiver et la PA_SkateProbe.

Nous évaluons ici le couplage électromagnétique existant entre la PA_SkateProbe et le transceiver. Il n’est pas nécessaire d’inclure tous les éléments électriques du transceiver dans l’évaluation de ce couplage. Le déplacement et l’orientation de la sonde au dessus du transceiver a permis d’identifier une zone sensible et une orientation défavorable de la sonde. Ce résultat permet de restreindre le champ d’investigation. L’évaluation du couplage se fait au cas par cas entre chaque piste/bonding de la zone considéré et la PA_SkateProbe. Parmi ces pistes et bondings, certains sont privilégiés car leur orientation permet un meilleur couplage. Ici également, ce sont les formulations de Delorme qui sont utilisée pour le calcule. L’évaluation du couplage est faite pour deux orientations de la PA_SkateProbe (Figure IV–64).

Transceiver

Puce analogique

PA_SkateProbe

L92 L93

C14

Configuration 1

Transceiver

Puce analogique

PA_SkateProbe

L92 L93

C14

Configuration 2

Figure IV–64 : Vues en trois dimensions du couplage entre le transceiver et la PA_SkateProbe .

Les résultats du calcul sont consignés dans le Tableau IV–13. Ils incluent le couplage capacitif et inductif de chaque piste et chaque bonding avec la PA_SkateProbe.

Configuration 1 Configuration 2 k (inductif) C (F) k (inductif) C (F)

Piste_INP 0.01 10-15 10-5 10-15

Piste_INM 0.01 10-15 10-5 10-15

Bonding_INP 0.1 10-13 10-3 10-14

Bonding_INM 0.1 10-13 10-3 10-14

Tableau IV–13 : Evaluation du couplage entre la PA_SkateProbe et les éléments du boîtier du transceiver.

Pour la configuration la plus défavorable, la mutuelle entre la sonde et le transceiver est évaluée à k = 0.1. La capacité de couplage est évaluée à Ccoupling = 0.1 pF.

Pour simuler le comportement du transceiver vis-à-vis de l’agression de la PA_SkateProbe, le modèle passif des entrées du transceiver précédemment construit n’est pas suffisant. Il est nécessaire de le compléter avec un modèle moins simple de la puce analogique.

Cette étude montre qu’il existe essentiellement du couplage magnétique entre les bondings de la puce analogique du transceiver et la PA_SkateProbe. Il existe également un couplage


185

électrique entre la puce analogique elle-même et la sonde. On en déduit une inductance mutuelle entre la sonde et le transceiver de même qu’une capacité de couplage. Ces éléments sont reportés sur le modèle regroupant à la fois la PA_SkateProbe et le transceiver.

IV.2.5.3. Validation du modèle de couplage entre la PA_SkateProbe et le transceiver

IV.2.5.3.1 Simulation électrique du couplage entre la PA_SkateProbe et le transceiver

Nous couplons les perturbations injectées par la SkateProbe sur les inductances qui modélisent les bondings. Pour évaluer le facteur de couplage nous utilisons le logiciel de simulation électromagnétique FEKO.

Dans la configuration de la mesure, le signal utile à l’entrée du transceiver a une puissance de -91.7 dBm (Figure IV–65).

LNA +15 dB

Transceiver

Putile = -106.7 dBm

Antenne

Putile = -91.7 dBm

PSKP = -30 dBm

Figure IV–65 : Amplitude des signaux à l’entrée du transceiver.

Le générateur du signal utile de notre modèle a donc une amplitude de -91.7 dBm. L’amplitude du générateur de signal du modèle de la SkateProbe est identique à la mesure, c'est-à-dire 20 dBm. L’amplitude de chaque signal parasite interne au transceiver est difficile à connaitre. Elle est fixée approximativement à partir du résultat de la simulation. Le modèle du couplage entre la PA_SkateProbe et le transceiver est présenté à la Figure IV–66. Ce modèle permet d’analyser les interférences induites dans la bande de réception et d’en déduire une dégradation du rapport signal sur bruit de la plateforme téléphonique.


186

L92C14

R_chM

R=50 Ohm

R_chP

R=50 Ohm

R_SKP_ch

PcM

Num=2

PcP

Num=1

C_SKPL_SKP2

V_SML

Freq=f_agression GHz

L_SKP1

Pc1

Num=1

Pc2

Num=2

CcPCcM

VpolP

Vdc=Vpolar V

D_NL_MVpolM

Vdc=Vpolar V

VparaM

Freq[3]=f7_26 MHz

Freq[2]=f9_26 MHzFreq[1]=f_parasite GHz

C_pINM

C_pINPVut_PFreq=f_utile_pi GHz

Vut_M

Freq=f_utile GHz

Cf_P

Cf_MLf_M

Lf_P

VparaP

Freq[3]=f7_26 MHz

Freq[2]=f9_26 MHzFreq[1]=f_parasite GHz

D_NL_P

CC_PinP

C=0.5 pF

C

C_PinM

C=0.5 pF

L93 L_bond_INP

L_bond_INM

R_pINP2

R_pINM2

L_pINP2

L_pINM2

C_comp_INP

C_comp_INM

R_pINP1L_pINP1

R_pINM1L_pINM1

Modèle de la PA_SkateProbe

Modèle de la puce du transceiver

Modèle du boîtier du transceiver

Couplage capacitif

K_LSKP2-LbondM

K_LSKP1-LbondP

Figure IV–66 : Modèle complet du couplage entre le transceiver et la PA_SkatePrbe .

Ce modèle comprend :

• le modèle complet du transceiver, c'est-à-dire son réseau passif et le modèle non linéaire de la puce et ces sources de parasites internes.

• Le modèle de la PA_SkatePRobe couplé au modèle du transceiver par les capacités CcP et CcM et à travers les constantes K_LSKP1-LbondP et K_LSKP2-LbondM qui relient les inductances de la sonde aux bondings considérés du transceiver.

Ce modèle est simulé sous ADS en utilisant la balance harmonique.


Pour être comparable à la mesure, la simulation suit la même procédure, à savoir :

• On fixe la fréquence et l’amplitude du signal de la PA_SkateProbe.

• On varie la fréquence du signal utile de 2110 à 2170 MHz.

• Pour chaque fréquence du signal utile, on regarde dans la bande de 3.84 MHz autour de la fréquence de réception (rappelons que la réception est 1 MHz supérieure au signal utile).

• Si une raie autre que celle du signal utile est observée dans cette bande, elle est considérée comme parasite.

Nous présentons ici deux cas de figure qui permettent montrer que la simulation reproduit bien le comportement mesuré (Figure IV–67 et Figure IV–68). Comme le montre la figure ci-dessous, on constate que lorsque la fréquence du signal de la PA_SkateProbe varie de 1926 à 1927 MHz, la raie parasite varie aussi de 2160 à 2161 MHz. A chaque fois, le parasite et le perturbateur diffèrent de 234 MHz, soit l’harmonique 9 du 26 MHz. Cela correspond bien au phénomène de multiplication mesuré. Nous avons vérifié qu’elle existe aussi avec l’harmonique 7 du 26 MHz lorsque la perturbation est à 1979 MHz.


187

2.156 2.158 2.160 2.162 2.1642.154 2.166

-188

-168

-148

-128

-208

-108

freq, GHz

dBm(Vout)

2.156 2.158 2.160 2.162 2.1642.154 2.166

-188

-168

-148

-128

-208

-108

freq, GHz

dBm(Vout)

Fréquence PA_SkateProbe = 1926 MHz Fréquence PA_SkateProbe = 1927 MHz

Signal utile

Raie parasite

Figure IV–67 : Simulation du mélange entre l’harmonique 9 du 26 MHz et la fréquence d’émission.

De même, la figure ci-dessous montre que lorsque le perturbateur varie de 1943 à 1944 MHz, la raie parasite varie de 2158 à 2160 MHz. C'est-à-dire qu’une variation de 1 MHz du perturbateur entraine une variation du parasite de 2 MHz dans la bande de réception. La fréquence de la raie parasite correspond bien au produit d’intermodulation entre 1728 MHz et la fréquence de perturbation. Ceci correspond au produit d’intermodulation observé en mesure.

2.156 2.158 2.160 2.162 2.1642.154 2.166

-188

-168

-148

-128

-208

-108

freq, GHz

dBm(Vout)

2.156 2.158 2.160 2.162 2.1642.154 2.166

-188

-168

-148

-128

-208

-108

freq, GHz

dBm(Vout)

Fréquence PA_SkateProbe = 1943 MHz Fréquence PA_SkateProbe = 1944 MHz

Signal utile

Raie parasite

Figure IV–68 : Simulation du produit d’intermodulation entre la fréquence parasite générée à la réception et la fréquence d’émission.

Avec cet exemple, on a pu simuler le comportement non linéaire du transceiver vis-à-vis de la perturbation du signal rayonné par le PA. Le comportement du PA est émulé par une sonde de champ proche appelé PA_SkateProbe.

IV.2.6. Conclusions de l'étude Dans ce chapitre, nous faisons une application de la méthodologie du couplage entre deux

circuits intégrés sur une plateforme téléphonique 3G. Par hypothèse, l’amplificateur de puissance a été choisi comme agresseur et le transceiver comme victime. L’étude de l’émission rayonnée champ proche du PA a permis la conception d’une SkateProbe avec succès. Cette SkateProbe a été utilisée pour agresser le transceiver. La mesure de


188

rapprochement a montré que malgré les précautions prises, l’amplificateur et le transceiver peuvent entrer en interférence. Le déplacement de la SkateProbe et son orientation ont permis d’identifier les positions à proscrire. Cela constitue une première règle de conception.

La deuxième phase est la modélisation du phénomène mesuré. La modélisation du couplage permet de le simuler. Le modèle des entrées UMTS réalisé présente une très bonne corrélation avec la mesure. Il doit être étendu à un modèle d’immunité afin de simuler les phénomènes d’interférences mesurés. Lorsque le modèle est validé, on peut s’affranchir de la mesure et tester d’autres situations en simulation. La validation de ce modèle conduit aussi à la déduction du couplage réel existant entre le PA et le transceiver et par la même occasion prédire les conséquences du couplage entre ces circuits.

Afin de déduire un modèle de couplage entre l’amplificateur de puissance lui-même et le transceiver, il est nécessaire d’évaluer le couplage qui existe entre ces deux circuits intégrés lorsqu’on les met dans une configuration donnée. L’évaluation de ce couplage peut se faire par calcul ou par simulation électromagnétique. Dans le modèle comportemental électrique, ce couplage équivaut à définir une capacité et/ou à une inductance mutuelle entre le modèle de la source et le modèle de victime de la perturbation.


189

IV.3. Références

[3GPP07] 3GPP TS 34.121-1 V7.5.0, 2007-06, pp. 130-150, www.3gpp.org.

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[BOYE07b] A. Boyer, S. Benhia, and E. Sicard, "Characterization of electromagnetic susceptibility of integrated circuits using near-field scan", Electronic Letters, vol. 43, no. 1, pp. 15–16, 2007.

[CAST06] D. Castagnet, A. Meresse, and G. Duchamp, "Characterization of a near-field probe for IC cartography", EMC Europe 2006 Symposium, Barcelona, Spain, Sept 2006.

[DEBO98] G. Deboy, M. März, J. Stengl, H. Strack, J. Tihanyi, and H. Weber, "A new generation of high voltage MOSFET’s breaks the limit line of silicon", in Tech. Dig. IEDM’98, San Francisco, CA, 1998, pp. 683–685.


[ICEM06] IEC 62433-2, "EMC of integrated circuits for EMI behavioural simulation – ICEM-CE, ICEM conducted emission model", IEC standard, 2006.

[IC-EMC] IC-EMC freeware en line sur www.ic-emc.org.

[IEC61967] IEC 61967-3: Measurement of electromagnetic emissions, 150 kHz to 1GHz – surface scan method.

[IEC62132] IEC 62132-9: Measurement of electromagnetic immunity, 150 kHz to 1GHz – Near Field Scan Immunity Method.

[IRL7821] International Rectifier, Hexfet power MOSFET, ref. : IRLR7821, website: www.irf.com.

[KESE08] B. Keser, C. Amrine, T. Duong, S. Hayes, G. Leal, W. Lytle, D. Mitchell, R. Wenzel, "Advanced Packaging: The Redistributed Chip Package", IEEE Transactions on Advanced Packaging, Vol. 31, No. 1, pp. 39-43, Feb. 2008.


190

[LAFON05] F. Lafon, F. De-Daran, and J. Dupois, "Near-field immunity cartography method to characterize IC to fields radiated by an ESD", presented at the ICONIC, UPC, Barcelona, Spain, Jun. 8–10, 2005.

[LANK97] M. Lankford, K. Davis, K. Slattery, R. Newberry, "Investigation of design and Performance of MCM including EMC", International Conference on Multichip Modules, 1997.

[MMM06] MMM6007 W-CDMA Transceiver Module, document n°: MMM6007/D, rev. 2.4, 2006, internal Freescale.

[MMM60] MMM6031, W-CDMA Power Amplifier Module, Document Number: MMM6031/D, internal Freescale.

[MOHA02] N. Mohan, T. M. Undeland, W. P. Robbins, "Power Electronics: Converters, Applications and Design", 3rd ed., John Wiley & Sons Inc, ISBN : 9780471226932, October 2002.

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[VNA] Agilent HP-8753C, RF network analyzer, 300 kHz to 3 GHz.

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[DELO96] Delorme N., Belleville M., Chilo J. "Inductance and capacitance analytic formulas for VLSI interconnects" Electronic letters, vol 32, n°11, pp 996-997, May 1996.

192

Conclusion générale

Les travaux présentés tout au long de ce manuscrit sont consacrés à une méthodologie de l’étude du couplage électromagnétique entre circuits intégrés. Pour cela, nous utilisons la technique de l’émulation de l’émission rayonnée en champ proche d’un circuit intégré ou d’une autre source de perturbation électromagnétique champ proche. Dans cette technique, la source de perturbation champ proche est remplacée par une sonde équivalente. Cette sonde est ensuite utilisée pour perturber le circuit intégré victime. Le couplage entre la source réelle de perturbation et la victime est déduit du résultat obtenu avec la sonde.

Dans le premier chapitre de ce document, nous rappelons quelques définitions relatives à la CEM, des sources de perturbations et de couplages. Nous exposons ensuite un état de l'art des principaux standards de modélisation des circuits électroniques existants ainsi que les différentes méthodes de caractérisation de l’émission et de la susceptibilité des composants.

Dans le deuxième chapitre, nous décrivons le banc de mesure utilisé pour caractériser l’émission et l’immunité en champ proche des circuits intégrés. Ensuite nous développons de nouvelles sondes d’immunité champ proche. L’intérêt de ces sondes est de produire du champ sur une large surface et ainsi être capable d’agresser l’ensemble d’un circuit. Enfin, nous présentons une technique permettant de calibrer les sondes champ proche pour l’immunité. En effet, l’étude de l’immunité en champ proche étant de plus en plus courante, le besoin d’avoir des sondes calibrées est grandissant.

Le troisième chapitre est consacré à la méthodologie de l’émulation de l’émission rayonnée en champ proche d’un circuit intégré. Cette technique consiste en la fabrication d’une sonde nommée SkateProbe dont l’émission rayonnée en champ proche est identique à celle du circuit intégré. Dans ce chapitre, nous décrivons l’algorithme utilisé pour interpréter des cartographies champ proche, ensuite nous décrivons la méthodologie proposée qui permet d’étudier les interférences entre deux systèmes électroniques.

Enfin dans le quatrième chapitre, nous faisons une mise en application de l’émulation de l’émission champ proche d’un circuit intégré. Elle est appliquée dans un premier temps sur un transistor en commutation. Elle est ensuite appliquée à un amplificateur de puissance RF pour une étude des problèmes d’interférences à l’intérieur d’une plateforme téléphonique 3G. Cette méthodologie conduit à la modélisation du couplage entre un circuit intégré agresseur et une victime. Elle vise à prédire les conséquences de ce couplage. Dans les deux cas, l’analyse des cartographies champ proche mesurées des composant ont permis de concevoir des sondes spécifiques qui ont été validées. Ces deux exemples permettent de valider non seulement le concept de la SkateProbe mais encore d'évaluer la faisabilité d'intégrer les deux composants dans un même boîtier dans l'optique d'une prochaine génération de composant.

Ce manuscrit se focalise essentiellement sur le champ magnétique. Cependant, les problèmes liés au champ électrique sont aussi à prendre en compte. L’application de cette méthodologie sur le champ électrique compléterait ces travaux. Sans oublier qu’un circuit intégré rayonne simultanément du champ électrique et du champ magnétique. C'est-à-dire que les deux composantes du champ, magnétique et électrique, doivent être caractérisées pour le circuit intégré.

193

Un important travail reste également à faire sur le calibrage des sondes de champ proche en immunité. En effet, le concept de calibrage de sonde champ proche en immunité est encore nouveau et est très difficile à percevoir. La détermination des paramètres définissant une sonde d’immunité doit être mieux clarifiée. Plusieurs de ces paramètres sont liés à l’environnement de la sonde.

194

Liste des publications

A. Boyer, S. Akue-boulingui, E. Sicard, S. Baffreau, "Méthodologie de prédiction des risques d’interférences dans un couplage puce à puce", TELECOM 07, Fès, March 2007, Maroc.

E. Sicard, S. Baffreau, S. Akue Boulingui, A. Boyer "System-In-Package Integration of Third-Generation Mobile Phones : Some EMC Challenges", IEEE Workshop 2EMC, Rouen, Octobre 2007, France.

S. Akue Boulingui, S. Baffreau, "Near field scan method used to evaluate the parasitic emission of embedded power electronic device ", IEEE Workshop 2EMC, Rouen, Octobre 2007, France.

S. Baffreau, S. Akue Boulingui, "Temperature impact on microcontroller immunity", IEEE Workshop 2EMC, Rouen, Octobre 2007

A.Boyer, S. Akue Boulingui, S. Bendhia, E. Sicard, S. Baffreau "A Methodology for Predicting by Near Field Chip to Chip Coupling", EMC Compo 07 Torino, Nov 2007, Italy, pp. 301 - 306

S. Akue Boulingui, S. Baffreau, "Near field scan method used to evaluate the parasitic emission of transportation power electronic device", EMC Compo 07 Torino, Nov 2007, Italy

S. Akue Boulingui, S. Baffreau, "Conception d'une nouvelle sonde pour l'étude de l'immunité champ proche de circuits intégrés", CEM'08, Paris, Mai 2008, France.

K. Assalaou, L. Bouhouch, E. Sicard, S. Akue Boulingui, A. Boyer, A. Moudden, S. Vilminot, G. Pourroy, "Modélisation du rayonnement en champ proche d une strip-line recouverte ou non de films de Permalloy ou de ferrite", CEM08 Paris, France, Mai 2008.

S. Akue Boulingui, "Emulation de l'émission rayonnée champ proche d'un Circuit Intégré", Journée de l'école doctorale GEET, 2009, Toulouse, France.

Céline Dupoux, Samuel Akue Boulingui, Etienne Sicard, Stéphane Baffreau, Nicolas Bouvier, "Measurement and Simulation of Electromagnetic Interference in 3G Mobile Components", Telecom09, 2009, Agadir, Maroc.

S. Akue Boulingui, C. Dupoux, S. Baffreau, E. Sicard, N. Bouvier, B. Vrignon, "An Innovative Methodology for Evaluating Multi-Chip EMC in Advanced 3G Mobile Platforms", IEEE Symposium on EMC, 2009, Austin, US.

195

C. Dupoux, S. Akue Boulingui, E. Sicard, S. Baffreau, N. Bouvier, "Measurement and Simulation of Electromagnetic Interference in 3G Mobile Components", EMC Compo, November 2009, Toulouse, France.

196

Annexes

ANNEXE A : CALCUL ANALYTIQUE DES ELEMENTS PARASITES

Fig. 1 : Fil rond au dessus d’un plan de masse.

⋅=

r

hC

2ln

2 00

επ

⋅=r

hL

2ln

2

00 π

µ

Conducteur piste imprimée au dessus d’un plan de masse :

Fig. 2 : Ligne microstrip au dessus d’un plan de masse.

( )

+

+⋅⋅=

h

w

w

hC r

4

8ln

100

εεπ

+⋅=h

w

w

hL

4

8ln

2

00 π

µ

h t

w t << w

h

r

r << h

ANNEXE B : ACLR (ACPR) : DEFINITION

Produit d’intermodulation De nombreux signaux indésirables sont produits par la non-linéarité des composants. Les

signaux d'intermodulation font partie de ceux là. Ils sont négligeables lorsque le composant

fonctionne en linéaire mais deviennent très vite gênants lorsque l'on est proche de la saturation.

Si un quadripôle est attaqué par 2 signaux de fréquences respectives F1 et F2, on verra apparaître

en sortie des signaux d'intermodulation en plus des raies harmoniques. Ces derniers sont

caractérisés par leur ordre (qui correspond à la somme des fréquences composant le produit). Les

fréquences de ces raies sont définies de la manière suivante :

p.F1 ± m.F2 avec ordre = n = p + m

Le spectre du signal de sortie du quadripôle est le suivant : (On se limitera à l’ordre 3 car

l’amplitude des raies d’ordre supérieur est négligeable).

Fig. 3 : Spectre du signal de sortie d’un quadripôle.

Les raies d’intermodulation d’ordre 3 sont caractérisées par le fait qu’elles ont des fréquences

proches des fondamentales.

ACPR Le spectre d’un signal UMTS est large bande (en d’autre termes, il contient plusieurs raies

regroupées). En traversant un système non linéaire, les différentes raies qui composent ce signal se

mélangent (produits d’intermodulations dus à la non-linéarité du système) et créent un canal plus

large bande qui entoure le signal d’entrée. Le canal créé est de plus faible amplitude.

Système non linéaire

Fréquence Fréquence

Am

plitu

de

Am

plit

ude

Spectre du signal d’entrée Spectre du signal d e sortie

Fig. 4 : Description de la génération de l’ACPR

L’ACPR : Adjacent Canal Power Ratio est défini comme étant le rapport entre la puissance du

canal adjacent créé et la puissance du signal utile.

ANNEXE C : MESURES DE RECEPTION : NORME 3GPP

Paramètres 3GPP à valider en réception Afin de tester ses plateformes cellulaires, Freescale a développé un outil logiciel de validation

nommé PHI (Platform Hardware Integrated). Ce dernier se décompose en deux éléments :

• L’Embedded, codé en C, correspond au code embarqué dans le processeur (circuit Baseband)

de la plateforme.

• Le Host, développé en LabVIEW, assure l’interface graphique présentée à l’utilisateur.

Le Host et l’Embedded communiquent ensemble. PHI est séparé en deux grandes familles : la

Bande de base et la RF. Le schéma suivant présente son architecture :

Fig. 5 : Fonctionnalités de PHI

A chacune des fonctionnalités testées par PHI correspond un certain nombre de VI Labview,

l’ensemble constitue un livrable fourni aux clients. Afin de valider les performances radio (telles

que les conditions spécifiées dans la documentation 3GPP), diverses VI Labview ont été

développées. Ci-dessous nous allons nous intéresser aux spécifications de réception large bande

(RXWB) et aux outils développés afin d’assurer leur validation. Pour l’ensemble des tests 3GPP, la

norme impose comme critère de validité, un taux d’erreur binaire (TEB) inférieur à 10-3

. Or dans le

cas de PHI il nous est impossible de travailler avec des signaux modulés, nous prendrons donc

comme critère équivalent (dans le cadre d’un signal non modulé) un rapport signal sur bruit (RSB)

supérieur à -7.7dB. Nous présenterons également la procédure mise en œuvre pour réaliser ces

mesures.

Sensibilité de référence La sensibilité correspond au niveau minimum pouvant être détectée en absence de toute

interférence autre que le bruit thermique. Dans le cas de l’UMTS (bande I1), ce niveau est fixé à -

106.7dBm.

1 Bande d’émission : 1920 – 1980 MHz, bande de réception : 2110 – 2170 MHz.

Procédure de test

Pour effectuer cette mesure, on injecte un signal CW à l’antenne de puissance de -106.7dBm. On

récupère les données I-Q numérisées en bout de chaîne (en bande de base), et on détermine le SNR

de ce signal sur une bande de 3.84MHz autour de la fréquence du signal injecté. On considère que

le signal est détecté lorsque SNR ≥ -7.7 dB. Cette procédure est décrite à la Fig. 6.

Fig. 6 : Procédure mise en œuvre pour le test de sensibilité

Réjection des canaux adjacents – sélectivité

Descriptif du test

Le spectre d’un signal modulé n’est pas entièrement contenu dans un canal. La sélectivité est la

capacité du récepteur à démoduler un signal en présence d’un signal dans un canal adjacent. On

définit l’Adjacent Channel Selectivity (ACS) comme le rapport entre le canal souhaité et le canal

adjacent. L’interférence due aux canaux adjacents ne doit pas perturber la liaison dans les

conditions décrites dans le tableau ci-dessous.

Cas 1 Cas 2 Signal Interférent (WCDMA) Signal Interférent (WCDMA) Bandes

Niveau Freq.Offset Niveau Niveau Freq.Offset Niveau

Paramètres

I -92.7dBm +/-5MHz -52dBm -65.7dBm +/-5MHz -25dBm BER≤10-3

TABLE I : Paramètres du test de sélectivité

Procédure de test

Pour valider cette caractéristique, on introduit deux générateurs : un premier qui simulera le

signal utile dans le canal et un second l’interférent dans le canal adjacent (à +/-5 MHz du signal

utile). La puissance du signal utile est de -92.7 dBm et -52 dBm pour l’interférent. L’objectif est de

vérifier que la présence d’un signal de forte puissance dans un canal adjacent n’a aucun impact sur

la démodulation du signal désiré. Pour se faire, nous mesurerons le rapport signal sur bruit à la

liaison RF/basebande (BB), il doit être supérieur à -7.7dB dans le canal du signal utile toujours sur

3.84MHz.

Fig. 7 : Procédure mise en œuvre pour le test d’ACS

Signaux de blocage

Descriptif du test

Des interférences de niveaux élevés réduisent le gain que peut fournir le circuit à des signaux

utiles de faible puissance. Ceci est dû au caractère « compressif » de la plupart des circuits. En effet,

le signal de sortie sature lorsque le niveau du signal en entrée est trop élevé. Ainsi, le gain des

signaux faibles est inversement proportionnel à la puissance de ces interférences, « désensibilisant »

le système et « bloquant » le signal. La norme spécifie plusieurs signaux de blocage ou bloqueurs,

ils sont situés aussi bien à l’intérieur qu’à l’extérieur de la bande de réception. Leurs niveaux et

leurs positions par rapport au canal souhaité sont indiqués sur la figure ci-dessous dans le cas de

l’UMTS. Le signal utile est quant à lui 3dB au-dessus du niveau de sensibilité.

Fig. 8 : Profil des bloqueurs UMTS

Procédure de test

Pour valider cette caractéristique, on introduit deux générateurs : un pour le signal utile et l’autre

l’interférent. Dans le cas de l’UMTS, la puissance de l’interférent est fixée conformément à la

Fig. 8. L’objectif est de vérifier que la présence d’un signal parasite n’a aucun impact sur la

démodulation du signal désiré et que les filtres présentent un gabarit de filtrage satisfaisant. Pour se

faire, nous mesurerons le rapport signal sur bruit à la liaison RF/BB (il doit être supérieur à -7.7dB).

Documents

Manuscrit these AkueBoulingui V1.10 rectothesesups.ups-tlse.fr/771/1/Akue-Boulingui_Samuel.pdf · d'une unité de calcul numérique conséquente, de structures analogiques et de modules