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Antennes quasi-auto-complementaires pour terminaux

mobiles multi-standards

Cedric Requin

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Cedric Requin. Antennes quasi-auto-complementaires pour terminaux mobiles multi-standards.Autre. Universite Nice Sophia Antipolis, 2013. Francais. .

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UNIVERSITE DE NICE-SOPHIA ANTIPOLIS

ECOLE DOCTORALE STIC

SCIENCES ET TECHNOLOGIES DE LINFORMATION ET DE LA COMMUNICATION

T H E S E

pour lobtention du gradede

Docteur en Sciences

de lUniversitde Nice-Sophia Antipolis

Mention : Electronique

prsente et soutenue par

Cdric REQUIN

Antennes quasi-auto-complmentaires

pour terminaux mobiles multi-standards

Thse dirige par Georges KOSSIAVAS

soutenue le 18 dcembre 2013

Jury :

M. Ala Sharaiha Professeur, IETR, Rennes Rapporteur

M. Thierry Mondire Professeur, XLIM, Limoges Rapporteur

M. Xavier Bgaud Professeur, TELECOM Paritech Examinateur

M. Philippe Le Thuc Professeur, UNSA Examinateur

M. Georges Kossiavas Professeur, UNSA Examinateur

M. Robert Staraj Professeur, UNSA Examinateur

M. Chris Barratt Ingnieur, Insight SiP Invit

M. Dominique Nussbaum Ingnieur, EURECOM Invit

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Remerciements

Le travail prsent dans ce mmoire a t effectu au sein du Laboratoire d'Electronique,

Antennes et Tlcommunications (LEAT) de l'Universit de Nice-Sophia Antipolis.

Pour mavoir permis deffectuer la fois un stage de fin dtudes dans le cadre du

CREMANT et la fois daccomplir ce doctorat au LEAT, il mapparat vident de remercier

en priorit Monsieur Jean-Yves DAUVIGNAC, directeur du LEAT et Monsieur Christian

PICHOT, ancien Directeur de recherche au CNRS, ancien Directeur du laboratoire et co-

directeur du CREMANT.

A Monsieur Georges KOSSIAVAS, Professeur l'Universit de Nice-Sophia Antipolis qui a

t mon directeur de thse durant ces quatre annes, jadresse toute lexpression de ma

gratitude pour la confiance qu'il m'a accorde tout au long de ce travail. Sa bonne humeur et

son humour auront t des atouts pour moi pour finaliser ce projet de longue haleine.

J'exprime toute ma reconnaissance Monsieur Robert STARAJ Professeur et Matre de

Confrences l'Universit de Nice-Sophia Antipolis pour son rle de superviseur mrite de

cette thse. Le temps qu'il m'a accord et ses nombreux conseils mont t trs prcieux.

A Messieurs Ala SHARAIHA, Professeur l'Universit de Rennes et Thierry MONEDIERE,

Professeur l'Universit de Limoges, qui m'ont fait l'honneur d'examiner ce travail et

d'assurer la tche de rapporteur, je leur demande de croire lexpression de ma haute

considration.

Que Messieurs Philippe LE THUC, Professeur l'Universit de Nice-Sophia Antipolis et

Xavier BEGAUD, Professeur TELECOM ParisTech, soient assurs de ma reconnaissance

pour avoir accept dtre parmi les membres du jury.

Mes remerciements les plus sincres vont galement Monsieur Chris BARRATT, Ingnieur

chez Insight SiP et Monsieur Dominique NUSSBAUM Ingnieur chez EURECOM, devant

lesquels jaurai lhonneur de soutenir ma thse.

Je voudrais galement exprimer toute ma reconnaissance Messieurs Laurent BROCHIER,

Franck PERRET et Jean-Louis LE SONN pour laide technique quils mont prodigue,

Mesdames Martine BORRO et Marie-Hlne PROSILLICO, pour laide immense quellesmont apporte dans les tches administratives.

Concernant laspect technique qui a t pour ma thse essentiel, je ne voudrais pas oublier

dans mes remerciements lquipe de Orange Labs - La Turbie au sein de laquelle jai pu

voluer et apprendre

Mon cordial salut qui vaut tous les remerciements possibles va galement l'ensemble des

membres du Laboratoire, qu'ils soient Professeurs, Matres de Confrences, ATER,

doctorants ou stagiaires de Master.

Enfin, que mes parents, ma famille et mes amis trouvent ici la matrialisation de laffectionque je leur porte et que je leur dois depuis 30 ans ! Merci pour tout !

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Table des matires

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II.2. Application sur une antenne monople ______________________________________ 50

II.2.1. Outil de simulation ____________________________________________________________ 50

II.2.2. Principe de fonctionnement _____________________________________________________ 50

II.2.3. Gomtrie ___________________________________________________________________ 51

II.2.4. Etude du monople sur plan de masse infini _______________________________________ 52

II.2.4.1. Impdance dentre du monople simple sur PCB infini____________________________ 53II.2.4.2. Coefficient de rflexion du monople simple sur PCB infini _________________________ 53

II.2.4.3. Efficacit totale du monople simple sur PCB infini ________________________________ 54

II.2.4.4. Impdance dentre du monople AC sur PCB infini_______________________________ 54

II.2.4.5. Coefficient de rflexion du monople AC sur PCB infini _____________________________ 55

II.2.4.6. Efficacit totale et rayonne du monople AC sur PCB infini _________________________ 56

II.2.5. Etude du monople sur plan de masse fini _________________________________________ 57

II.2.5.1. Analyse du monople simpleCas (a) __________________________________________ 58

II.2.5.2. Analyse du monople AC - fente ferme sur PCB finiCas (b) _______________________ 60

II.2.5.3. Analyse du monople AC - fente dbouchant sur PCB finiCas (c) ___________________ 61

II.2.6. Etude de la non parfaite auto-complmentarit sur PCB fini ___________________________ 67

II.3. Conclusion ______________________________________________________________ 69

II.4. Rfrences ______________________________________________________________ 70

Chapitre III: Antennes IFA et IFA-AC ____________________________________________ 73

III.1. Antenne IFA ____________________________________________________________ 74

III.1.1. Gomtrie de lantenne IFA tudie ______________________________________________ 75

III.1.2. Etudes paramtriques sur lantenne IFA___________________________________________ 76

III.1.2.1. Distance entre le court-circuit et lalimentation___________________________________ 76

III.1.2.2. Largeur du court-circuit ______________________________________________________ 77

III.1.2.3. Largeur du brin au-dessus de lalimentation______________________________________ 78III.1.2.4. Largeur du brin rayonnant ____________________________________________________ 78

III.1.3. Caractristiques radiolectriques de lantenne IFA de rfrence________________________ 79

III.1.3.1. Impdance dentre de lantenne IFAsimple optimise ____________________________ 79

III.1.3.2. Coefficient de rflexion de lantenne IFA simple optimise__________________________ 80

III.1.3.3. Efficacit totale de lantenne IFA simple optimise________________________________ 80

III.1.3.4. Diagrammes de rayonnement de lantenne IFA simple optimise ____________________ 81

III.2. Antenne IFA Auto-Complmentaire (IFA-AC) __________________________________ 82

III.2.1. Techniques dalimentation______________________________________________________ 82

III.2.2. Excitation entre le brin dalimentation de lantenne IFA et les parties B et C relies - Cas (a) _ 83

III.2.3. Excitation entre le brin dalimentation de lantenne IFA et la partie C du PCB - Cas (b) ______ 88III.2.4. Excitation entre le brin dalimentation de lantenne IFA et la partie B du PCB - Cas (c) ______ 92

III.3. Conclusion ______________________________________________________________ 95

III.4. Rfrences ______________________________________________________________ 96

Chapitre IV: Antennes IFLA-AC : Antennes IFA-AC avec ajout dun lment en "L" AC____ 99

IV.1. Solutions antennaires ____________________________________________________ 100

IV.2. Intgration et optimisation de llment en "L"_______________________________ 102

IV.2.1. Rappel des techniques dalimentation____________________________________________ 103

IV.2.2. Emplacement de llment en "L" et rappel des rsultats de lantenne IFA-AC ___________ 104IV.2.3. Premire gomtrie __________________________________________________________ 105

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Table des matires

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Introduction

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Introduction

La tlphonie connat son taux de croissance le plus fort depuis dix ans. Dans ce secteur des

tlcommunications, les communications mobiles et sans fil reprsentent actuellement des

domaines extrmement porteurs.

Notre statut de citoyen du monde a induit des changements profonds dans nos habitudes et

notre consommation. Lapparition de nouvelles technologies (GSM, DCS, UMTS,) nous

permet dsormais de vivre et de travailler autrement. Communiquer de faon quasi

instantane, partager, changer des informations grand public ou confidentielles, personnelles

ou professionnelles dun bout lautre de la plante font partie de notre quotidien. Grce un

ensemble de services associs la tlphonie permettant la transmission et la gestion de

donnes tels les communiqus de presse et les mails, les rservations et les achats en ligne, les

transactions bancaires et le systme de golocalisation, la logistique dune grande partie de

notre vie tient dsormais dans notre main.

Voil pourquoi la tlphonie mobile doit sadapter la transformation de notre monde.

Ainsi, une nouvelle norme quatrime gnration 4G LTE (Long Term Evolution), drive

des normes 3G UMTS, comprenant de nombreuses amliorations portant sur le dbit de

transmission des donnes, est en cours de dploiement. Aujourdhui le rseau 4G est utilis

sur deux bandes de frquences, 800MHz et 2600MHz.

Il apparat incontournable de concevoir un systme de communication rpondant

lensemble des normes prsentes et des normes venir.

Dans ce cadre bien prcis des besoins de la tlphonie, lobjectif de notre laboratoire de

recherches consiste raliser une antenne aux dimensions rduites, conforme aux standards

actuels, capable de rpondre aux nouvelles exigences lies la 4G et dautoriser son

intgration dans larchitecture dun terminal mobile.

Optimiser les dimensions et les performances radiolectriques des antennes utilises dans le

domaine des liaisons sans fil (tlphonie mobile, RFID, communications WLAN, Wifi,

Bluetooth, communications de type ULB), concevoir des antennes multi ou large bande voire

ultra large bande, gnralement omnidirectionnelles en termes de rayonnement, demeure

lune des orientations principales fixes par notre laboratoire.

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Introduction

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Dans le cinquime et dernier chapitre, nous rappellerons diffrents concepts de diversit

(diversit spatiale, diversit de diagramme, diversit de polarisation). Ceux-ci permettant

damliorer le lien radio dans des environnements naturels et dinsister sur limportance de

lisolation entre lments rayonnants. Plusieurs configurations testes seront abordes.

La conclusion gnrale insistera sur lintrt du concept de miniaturisation des antennes et

soulignera les avantages de tous ces travaux aux rsultats et aux perspectives nombreuses.

Ce travail de thse, financ par la DGCIS (Direction Gnrale de la Comptitivit de

lIndustrie et des Services), sinscrit dans un projet intitulSYMPA (SYstMe sur Puce pour

la rAdio logicielle)relevant de la confidentialit la plus stricte.

Port par ST-Ericsson, coordonn par le partenaire acadmique Eurecom, un consortium

constitu de grandes entreprises (ST-Ericsson et Orange), de PME (3Roam, Insight SiP), et

dinstituts de recherches (Eurecom, Tlcom ParisTech et Universit de Nice-Sophia Antipolis

LEAT), ce projet SYMPA a pour finalit de raliser un prototype de modem reconfigurable

pour les terminaux mobiles. Ce modem comprendra un circuit SoC bande de base, un "System

In Package" intgrant le "SoC" ainsi quun Front-end RF et un systme antennaire.

Les dveloppements logiciels corollaires des dveloppements matriels faciliteront la

ralisation dun objet communicant complet, adapt un dploiement en grandeur nature,

conforme lusage industriel et commercial.

Dans le cadre de ce projet, les antennes seront abordes la fois du ct "terminal mobile"

(LEAT) et la fois du ct "station de base" (Orange). Les contraintes dans les deux cas,

hormis la bande passante, sont diffrentes. Une antenne large bande et multi-bandes sur petit

plan de masse (de taille 120mm x 60mm) sera conue pour couvrir les standards

LTE 800 (790 862MHz), GSM (880 960MHz), DCS (1710 1880MHz),PCS (1850 1990MHz), UMTS 2100 (1920 2170MHz), WLAN (2400 2484MHz) et

LTE 2600 (25002690MHz).

La miniaturisation et lintgration des nouvelles techniques confirmeront lintrt de notre

tude dans la ralisation dun outil indispensable, professionnel ou dagrment, adapt aux

conditions de vie interactives de notre monde moderne.

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Chapitre I : Les antennes et leurs paramtres fondamentaux

9

Chapitre I: Les antennes et leurs paramtres

fondamentaux

Chapitre I: Les antennes et leurs paramtres fondamentaux _________________________ 9

I.1. Dfinition dune antenne__________________________________________________ 10

I.2. Les caractristiques radiolectriques _________________________________________ 11

I.2.1. Limpdance dentre____________________________________________________________ 11

I.2.2. Le coefficient de rflexion _________________________________________________________ 12

I.2.3. Le rapport donde stationnaire_____________________________________________________ 12

I.2.4. La frquence de rsonance et la bande passante ______________________________________ 13

I.2.5. Les rgions du champ lectromagntique ____________________________________________ 13

I.2.6. Le diagramme de rayonnement, le gain et la directivit _________________________________ 14

I.2.7. Lefficacit de rayonnement et lefficacit totale dune antenne__________________________ 15

I.3. Antennes lmentaires pour la tlphonie mobile ______________________________ 16

I.3.1. Les antennes filaires _____________________________________________________________ 16

I.3.2. Les antennes patchs _____________________________________________________________ 19

I.4. Techniques de miniaturisation et dlargissement de la bande passante____________ 20

I.4.1. Introduction ____________________________________________________________________ 20

I.4.2. Caractristiques des antennes miniatures facteur de qualit ___________________________ 20

I.4.3. Techniques de miniaturisation _____________________________________________________ 22

I.4.3.1. Substrat haute permittivit __________________________________________________ 22I.4.3.2. Les mtamatriaux __________________________________________________________ 23

I.4.3.3. Ajout de court-circuit - antennes PIFA___________________________________________ 23

I.4.3.4. Repliement des lments ____________________________________________________ 26

I.4.3.5. Ajout de fentes dans llment rayonnant_______________________________________ 27

I.4.3.6. Utilisation de structures fractales ______________________________________________ 28

I.4.4. Cration de nouvelles rsonances et techniques dlargissement de bande_________________ 29

I.4.4.1. Ajout de fentes rayonnantes dans llment _____________________________________ 29

I.4.4.2. Insertion dlments parasites ________________________________________________ 30

I.5. Gnralits sur les antennes Ultra Large Bande (ULB) ___________________________ 31

I.5.1. Antennes indpendantes de la frquence ____________________________________________ 32

I.6. Conclusion ______________________________________________________________ 35

I.7. Rfrences ______________________________________________________________ 36

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Ceci est dmontr par le thorme de rciprocit de Lorentz [I.1] :

2

22

*

22

1

11

*

11

2

1212

.)(Re.)(Re4

.)(

)(

SS

S

e

r

dsnHEdsnHE

dsnHEEH

d

P

P

(I-1)

Avec:

Pret Peles puissances reues et mises

2121

,, EEetHH les champs lectromagntiques se rapportant respectivement

aux deux antennes

21

netn

les vecteurs unitaires des normales aux surfaces rayonnantes S1et S2

n

le vecteur unitaire normal la surface d'intgration S (S tant une surface

ferme quelconque entourant l'une des deux antennes)

I.2. Les caractristiques radiolectriques

Pour tablir les performances dune antenne, notamment ses caractristiques

radiolectriques, nous devons imprativement analyser divers paramtres essentiels.

I.2.1. Limpdancedentre

La chaine de transmission radiofrquence dune antenne dpend de son utilisation : mission

ou rception. Dans lun ou lautre cas, elle sera reprsente par une charge quivalente qui

rayonne les signaux lectromagntiques ou par un gnrateur qui modlise la puissance

collecte.

Dans les deux cas, et dun point de vue circuit, lantenne se caractrise par son impdance

dentre note ZAqui sera soit la charge, soit la rsistance interne du gnrateur quivalent.

Cette impdance se dfinit comme tant le rapport entre la tension et le courant aux bornes de

lantenne ou encore comme tant le rapport entre les composantes des champs lectriques et

magntiques aux accs de lantenne. Limpdance se prsente sous une forme complexe

compose dune partie relle RAet dune partie imaginaire XA.

AAA jXRZ (I-2)

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En pratique, il existe toujours une certaine dsadaptation. Plus le ROS est lev, moins

lantenne est adapte. Le ROS minimal traduisant une adaptation parfaite est gal 1. Un

ROS gal 3, correspondant un S11 de -6dB, est encore acceptable pour les applications

dans la tlphonie mobile. Un transfert de puissance maximale ne peut tre atteint que si

l'impdance de l'antenne est adapte celle du gnrateur.

I.2.4. La frquence de rsonance et la bande passante

La frquence de rsonance (fres)correspond idalement la frquence pour laquelle la partie

relle de limpdance dentre est maximale et sa partie imaginaire nulle.

La bande passante est, quant elle, dfinie partir de la frquence dadaptation (fadapt),

frquence o les minima du coefficient de rflexion S11sont atteints et la partie relle proche

de 50. La bande passante est le terme appropri pour exprimer la gamme de frquence o le

coefficient de rflexion assure les spcifications requises (exemple pour un S11

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O :

D est la plus grande dimension de la partie rayonnante de l'antenne

est la longueur d'onde:f

c

(I-8)

Analysons rapidement les diffrentes rgions :

Dans la zone de Rayleigh (champ proche), il y a change d'nergie ractive entre

l'antenne et le milieu extrieur. A courte distance (par rapport la longueur

d'onde), pour2

D2

r , la densit de puissance est quasi constante.

Dans la zone de Fresnel (champ proche actif), 2

D2D 22

r , la densit de

puissance est fluctuante, le champ ne varie pas encore en 1/r.

Dans la zone de Fraunhofer (champ lointain), grande distance par rapport la

longueur d'onde, les champs sont rayonns sous la forme d'une onde quasiment

plane. Dans cette zone,

22D

r , la densit de puissance dcrot en 1/r.

I.2.6. Le diagramme de rayonnement, le gain et la directivit

Le diagramme de rayonnement reprsente les variations de la puissance que rayonne

l'antenne dans les diffrentes directions de l'espace, Figure I-3.

F igure I -3: An tenne dans son repre et rayonnement d'une antenne directionnell e

Les reprsentations du diagramme de rayonnement se font gnralement dans deux plans

privilgis : dans le plan de la polarisation (ou plan E), plan contenant majoritairement le

champ lectrique, et dans le plan perpendiculaire (plan H). Ces diagrammes peuvent tre

reprsents soit en coordonnes cartsiennes, soit en coordonnes polaires. Le rayonnement,

traduisant les effets de diffraction de l'antenne, nous permet de caractriser le gain et la

directivit.

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Le gain tient compte des performances lectriques de lantenne pour exprimer son

rayonnement. Il peut se dfinir comme le rapport de la densit de puissance rayonne par

lantenne sur la densit de puissance rayonne par une antenne isotrope de rfrence (antenne

qui rayonne uniformment dans toutes les directions) [I.3] [I.4]. Le gain (en dBi, il quantifie

le gain en dcibel par rapport lantenne isotrope)sexprime selon lexpression ci-dessous

o U(,) est la densit de puissance rayonne de lantenne et P in la puissance injecte dans

lantenne.

inP

UG

),(..4),(

(I-9)

La directivit d'une antenne dans une direction , est dfinie comme le rapport de

l'intensit de rayonnement dans cette direction sur l'intensit de rayonnement Pray d'une

antenne rayonnant la mme puissance dans toutes les directions.

rayP

UD

),(..4),(

(I-10)

I.2.7. Lefficacit de rayonnement et lefficacit totale dune antenne

L'efficacit totale d'une antenne tient compte des pertes ohmiques et dilectriques dues aux

matriaux utiliss et des pertes lies la dsadaptation. L'adaptation et l'efficacit derayonnement sont indissociables pour dterminer l'efficacit totale de lantenne.

L'efficacit de dsadaptation d,est directement relie au paramtre S11et est dfinie par :

2

111 Sd (I-11)

Lefficacit rayonne dune antenne ray, est le rapport entre la puissance rayonne et la

puissance accepte par lantenne.

acc

ray

rayP

P

(I-12)

Comme nous lavons vu prcdemment, lefficacit de rayonnement permet de relier le gain

intrinsque de lantenne sa directivit.

),(),( DG ray (I-13)

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Lefficacit totale totet le gain total Gtotdpendent donc des pertes dues la dsadaptation

de lantenne.

),()1(),()1( 2

11

2

11 DSGetS raytotraytot (I-14)

I.3. Antennes lmentaires pour la tlphonie mobile

Dans ce chapitre, nous prsenterons les structures de base utilises dans la tlphonie

mobile. Laugmentation du nombre des services proposs aujourdhui rend lgitime la

recherche et la ralisation dantennes trs large bande et multi-bandes. Elle rend aussi

incontournable la miniaturisation des mobiles et la rduction des cots de fabrication.

Cependant les antennes rgies par les lois de llectromagntisme ne peuvent bnficier des

mmes procds de miniaturisation et des mmes principes dvolution que ceux appliqus

dans la fabrication des transistors. Le gain et lefficacit atteindraient en effet vite leurs

limites thoriques.

Lavnement de la nouvelle norme 4G ncessite de fait de reconsidrer la conception et la

ralisation des antennes dans leur ensemble. Dans ce sens, nous prsenterons succinctement

les antennes filaires (lantenne diple servant trs souvent de rfrence), lantenne monople,

les antennes patchs et les antennes de faibles dimensions, chacune delles offrant des

caractristiques intressantes aussi bien sur lintgration dans le terminal mobile que sur les

performances large bande ou ultra large bande.

I.3.1. Les antennes filaires

Les antennes filaires, antennes de rfrence, sont les plus anciennes des antennes. La

dimension de ces conducteurs est faible par rapport la longueur d'onde.

Les densits de courant la surface de ces lments sont considres comme linaires. La

distribution du courant le long du fil est relative la dimension de la structure et la longueur

d'onde du signal. A partir de ce constat ont t labores les thories du diple demi-onde et

du monople quart-d'onde.

Lantenne diple (demi-onde) dont la longueur est sensiblement gale la moiti de la

longueur d'onde du signal mettre est un cas particulier. En effet, si nous considrons la

distribution du courant le long d'un diple de longueur d en fonction du rapport d/ , nousconstatons que l'intensit maximale du courant se retrouve dans ce cas-l (et pour ses

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I.4. Techniques de miniaturisation et dlargissement de la bande

passante

I.4.1. Introduction

Les antennes utilises pour la tlphonie mobile ont subi bien videment des transformations

pour sadapter aux ncessits du march. Comme nous lavons vu prcdemment, ces

amliorations ne cessent de se parfaire paralllement au dploiement des normes 2G ; 2,5G ;

3G et 4G.

Du fait de laccroissement des standards couvrir, les contraintes sur lencombrement des

antennes sont de plus en plus lourdes et les mthodes pour les minimiser de plus en plus

exigeantes pour conserver ou donner aux antennes une taille rduite.

Cet accroissement a eu pour corollaire la ralisation dantennes large bande et

multi-frquences. La bande attribue au LTE est de 61MHz pour la bande basse entre

[790 821MHz] et [832 862MHz] et de 140MHz pour la bande haute entre

[2500 2570MHz] et [2620 2690MHz]. Dans cette application, les antennes doivent tre

large bande et multi-bandes, et de rayonnements contrls. Lobjectif majeur tant de trouver

un compromis acceptable entre les performances (adaptation, rayonnement), lencombrement

et le cot. En effet, la rduction de la taille dune antenne se traduit par une adaptation

difficile et une baisse de lefficacit, une rduction importante de la bande passante et une

dgradation du diagramme de rayonnement.

I.4.2. Caractristiques des antennes miniaturesfacteur de qualit

A la diffrence des composants lectroniques, les performances dune antenne dpendent de

ses dimensions par rapport la longueur donde. Pour une application donne, plus lantenne

est petite, moins elle est efficace. En thorie, une antenne est dfinie comme lectriquement

petite si elle est contenue dans une sphre de rayon infrieur la distance /2 [I.6]. Comme

nous lavons voqu prcdemment, lors de la dfinition des diffrentes rgions du champ

lectromagntique, cette distance /2 correspond la transition entre le champ proche et le

champ lointain. En pratique, une antenne est qualifie de petite si ses dimensions sont

infrieures /4 [I.7].

Dans les annes 1940, Wheeler et Chu ont tabli, pour une antenne lectriquement petite,

une relation liant le facteur de qualit, caractrisant la sensibilit dune antenne la rception,

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la taille maximale de lantenne. Une antenne lectriquement petite a par dfinition un

coefficient de qualit lev et donc une bande passante troite (quelques %).

Dfinie et analyse par Wheeler [I.8]en 1947, une antenne est dite lectriquement petite si

elle est contenue dans une sphre de rayon a=1/k, o k est le nombre donde, (illustre sur laF igure I -8).

Fi gure I -8 : Reprsentation dune antenne lectr iquement petite

Le facteur de qualit d'une antenne est dfini par analogie avec celui dun systme linaire

la rsonance, o rest la pulsation :

dissipe

stocker

P

WQ

(I-15)

Wstocke est l'nergie moyenne stocke dans le systme et Pdissipe la puissance dissipe dans le

systme. Plusieurs auteurs ont propos d'autres expressions du facteur de qualit pour une

antenne lectriquement petite. Etudions cette approche ci-dessous.

Chu a t le premier auteur dterminer le coefficient de qualit d'une antenne

lectriquement petite dans le cas d'une antenne omnidirectionnelle [I.9]. L'antenne est

entoure d'une sphre de rayon a et les champs lectriques et magntiques sont exprims sous

forme de combinaisons d'ondes sphriques. Pour une antenne lectriquement petite (ka

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Il tablit la valeur du coefficient de qualit partir des expressions exactes des champs

lectromagntiques d'une antenne lectriquement petite pour un mode TM01 (c'est le cas idal

d'un diple court). Il obtient alors l'expression connue du facteur de qualit d'une antenne

lectriquement petite, polarise verticalement et omnidirectionnelle :

3).(

1

.

1

akakQ (I-17)

Etablir un compromis acceptable entre les rductions de taille et les performances pour les

antennes miniatures reste lvidence un dfi difficile relever. Rduire la taille des antennes

impacte directement la qualit dadaptation, la largeur de la bande passante et lefficacit de

rayonnement. Les raisons en sont quune forte intensit des champs lectromagntiques sur la

structure rayonnante suppose un fort coefficient de qualit et de fait une faible adaptation etune faible largeur de bande.

I.4.3. Techniques de miniaturisation

Modifier la forme et la structure des antennes influence le comportement des courants. Ces

modifications demeurent le moyen le plus efficace de rduction de la taille des antennes. En

effet, lallongement de la longueur lectrique et donc labaissement de la frquence de

rsonance du mode fondamental et des modes suprieurs de llment sont les consquences

rvles par cette technique.

Il existe nanmoins diffrentes techniques pour rsoudre le problme de lencombrement de

lantenne et aboutir des antennes de petites dimensions. Nous prsenterons ici les techniques

les plus courantes, comme :

lutilisation dun substrat forte permittivit

lutilisation des mtamatriaux

lajout de court-circuit entre llment rayonnant et leplan de masse le repliement de llment rayonnant

lajout de fentes dans les lments rayonnants

lutilisation de structures fractales

I.4.3.1. Substrat haute permi ttivit

Lutilisation de matriaux forte permittivit permet dallonger les longueurs lectriques. La

longueur donde dans un matriau de permittivit relative rest donne par lquation I-18o

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F igur e I -11 : Antenne PIF A - (a) avec languette court-cir cuit, (b) avec court-ci rcui t plan

Lorsque le court-circuit est positionn dans le coin du plateau rayonnant (a), le trajet des

courants est incurv. Il est plus long que dans le cas o le court-circuit est plan (b) et o la

trajectoire des courants seffectue de faon rectiligne. La frquence de rsonance

fondamentale des deux structures est diffrente. En effet avec un court-circuit de type

languette, nous avons une frquence de rsonance plus basse, pouvant se calculer par :

rayonnantplateauduhauteurH

rayonnantplateaudugeurlarW

rayonnantplateaudulongueurL

clritc

avecHWL

cfr :

)(4

(I-19)

Avec un court-circuit plan nous avons :

)(4 HLcfr

(I-20)

Lajout de courts-circuits cre des effets inductifs dpendant de ses dimensions. En

augmentant la partie imaginaire de limpdance dentre de lantenne puis en liminant

certains modes de cavit, ces effets ont un rel impact sur le fonctionnement de lantenne. La

frquence de rsonance varie en fonction du type de court-circuit utilis. Elle varie aussi en

fonction de sa distance par rapport lalimentation [I.16].

Une version planaire des antennes PIFA appeles IFA (Inverted-F Antenna) sera tudie

dans le chapitre 2.

Les antennes PIFA ou IFA prsentes prcdemment minimisent les contraintes propres aux

objets communicants. Elles savrent tre une solution efficace pour rduire de moiti les

dimensions sans que lefficacit de rayonnement ou la bande passante soit trop dgrade. Ces

performances sont lorigine de leur utilisation dans les objets communicants [I.17] [I.18]

[I.19].

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Cependant, lorsque nous dsirons couvrir les basses frquences, lutilisation dune PIFA ou

dune IFA ne suffit plus.

I.4.3.4. Repliement des lments

Le repliement est galement une technique pour apporter des modifications la forme

originale de l'antenne. Ceci ayant pour objectif de rduire son encombrement. Deux

configurations sont reprsentes sur la FigureI-12[I.20]:

le chargement capacitif avec ajout dun lment vertical en bout dlment

rayonnant

le chargement capacitif avec repliement de llment

F igure I -12 : Chargement capacitif en bout dlment (a) avec ajout dun lment verti cal,

(b) par repliement

Une fois encore, le principe de rduction consiste perturber la trajectoire des courants

rduisant ainsi les frquences de rsonance. Non seulement le repliement du plateau

rayonnant rduit le volume de la structure mais il cre en plus un effet capacitif qui contribue

aussi la diminution des frquences de rsonance. Cet effet capacitif peut se contrler en

modifiant certains paramtres de lantenne comme le stipule lquationI-21.

h

SC

r

0 (I-21)

Avec :

0permittivit du vide = 8,85.10-12F.m-1

rpermittivit relative

S = aire des surfaces de mtal en regard lune de lautre

h = distance entre les deux plaques de mtal

Le fait daugmenter la distance entre les deux plaques de mtal et/ou daugmenter la surfacede mtal en regard lune de lautre, augmentera en parallle la valeur de la capacit et rduira

(a) (b)

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F igur e I-16 : (a) Str uctu re de Sierpinski applique un diple, (b) Structu re de Von Koch appl ique

une antenne patch

Ces structures permettent de rduire la taille des antennes de 20 40% et prsentent un

certain intrt en tlcommunications dans le cas d'applications large bande et multi-bandes.

Dans le sous-chapitre qui suit, nous aborderons les antennes ultra large bande. Nous

essaierons alors de conclure sur la possibilit de combiner les techniques utilises pour

amliorer la largeur de la bande passante et les techniques de miniaturisation dantennes dans

la tlphonie mobile.

I.4.4. Cration de nouvelles rsonances et techniques dlargissement debande

I.4.4.1. Ajout de fentes rayonnantes dans llment

Nous dfinissons le terme "fente rayonnante", lorsquune diffrence de potentiel adquateest obtenue entre les deux bords dune ouverture dcoupe dans une surface conductrice

mtallique [I.21].

Lorsque les courants circuleront sur llment rayonnant, linsertion dune fente

dbouchante ou non dbouchantepourra crer de nouvelles rsonances. Le choix de la forme

et de la longueur de ces fentes dtermineront les frquences de fonctionnement de lantenne et

les impdances dentre.

La frquence de rsonance dune fente dbouchanteest donne par la relation :

l

cfrD

4 (I-22)

La frquence de rsonance dune fente non dbouchante est donne par:

l

cfrND

2 (I-23)

avec l : la longueur de la fente

(a) (b)

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Le principal inconvnient de la fente non dbouchante se rvle tre son encombrement. En

effet, si nous souhaitons insrer une fente dans le but de la faire fonctionner en basse

frquence par exemple, il nous faudra disposer dune longueur consquente et donc dun

lment rayonnant de dimensions plus importantes. Une solution consistera insrer une fente

en forme de U [I.27],laquelle allongera la longueur de la fente.

Pour travailler la mme frquence, linsertion dune fente dbouchante permettra de crer

une nouvelle rsonance [I.28] et ceci avec une longueur deux fois plus petite quune fente non

dbouchante.

Lassociation de la rsonance de la fente avec la rsonance de llment mtallique

favoriserait ici llargissement de la bande passante.

I.4.4.2. Insertion dlments parasites

Augmenter la bande passante ou en crer de nouvelles est possible grce lajout dlments

parasites. En effet, cette mthode peut permettre de crer de nouvelles rsonances et de les

coupler au besoin entre elles, afin dlargir les bandes dj obtenues. Ainsi une antenne

constitue dun rsonateur aliment et dun ou plusieurs lments parasites (Figure I-17)

autorise la couverture dune large plage de frquences [I.29].

F igure I -17 : Antenne plusieurs lments parasites

Le coefficient de rflexion de lantenne donne en exemple, Figure I-17,est trac sur la

Figure I-18. Laddition des deux lments parasites 2 et 3 (lments en jaune sur la figure),

proximit du rsonateur aliment, facilite llargissement de la bande passante de lantenne

par couplage. Chacun de ces deux lments parasites cre une nouvelle rsonance couple

celle du rsonateur principal.

Llment parasite 4 coupl avec les lments prcdents (en orange sur la F igure I -17)

permetdecouvrir les frquences GSM ainsi que les frquences DCS, PCS et UMTS.

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Lintgration de ces diffrents lments parasites permet au final lobtention dune antenne

couvrant de multiples standards.

F igure I-18 : S11de lantenne

Dans ce paragraphe, nous venons de constater que les pavs rayonnants de type PIFA

peuvent tre utiliss galement comme lments parasites afin de crer de nouvelles

rsonances. Celles-ci autorisent la couverture de nouveaux standards soit en largissant les

bandes de fonctionnement existantes, soit en crant des bandes de frquences

supplmentaires. La matrise de lexcitation dun lment parasite par couplage

lectromagntique avec le rsonateur aliment autorise donc la ralisation des structuresmulti-bandes.

I.5. Gnralits sur les antennes Ultra Large Bande (ULB)

Nous allons dans cette partie, prsenter des types d'antennes ULB couramment utilises.

Nous aborderons succinctement les techniques utilises pour amliorer la largeur de la bande

passante afin de ne pas nous carter du sujet expos.

Ces antennes possdent de nombreux avantages tels quune bande passante beaucoup plus

large que les systmes large bande actuels. Un signal est dit ultra large bande si :

sa bande passante est au minimum de 500MHz ( -10dB)

sa bande passante relative est suprieure 0,2:

2,02

LH

LH

ff

ffBP (I-24)

O fHet fLdsignent respectivement les frquences limites basses et hautes.

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F igur e I -20 : Antennes log-priodiques

Une autre technique repose sur le principe de la spirale logarithmique planaire ou en

volume, (Figure I-21). Lalimentation de cette antenne se fait au milieu de la structure detelle sorte que les deux conducteurs sont en opposition de phase. Ainsi, plus la frquence est

basse, plus les parties de la spirale qui vont participer au rayonnement sont loignes de

l'alimentation et donc du centre de l'antenne. Inversement, plus la frquence est leve, plus

les parties participant au rayonnement se trouvent rapproches du centre de l'antenne. Ce

comportement, caractristique des antennes indpendantes de la frquence dmontre que le

centre de phase varie en fonction de la frquence.

F igur e I -21 : An tenne spirale logari thmique

Enfin la technique que nous avons retenue et applique sur les antennes miniatures pour

augmenter la largeur de la bande passante repose sur le principe des antennes auto-complmentaires, Figure I-22, [I.31].

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F igure I -22 : Antenne auto-complmentair e

Lantenne auto-complmentaire est dite indpendante de la frquence car son impdance

dentre varie trs peu (elle est quasi constante) et ses proprits de rayonnement sont

uniformes sur une large bande passante. Le principe introduit par Rumsey associ au principe

de lauto-complmentarit savre tre un bon compromis pour garantir les caractristiques

des antennes indpendantes de la frquence.

Lauto-complmentarit, introduite par Mushiake dans les annes 1940, rsulte du principe

de Babinet, principe formul en optiquepour ltude de la diffraction. Celui-ci affirme que le

rayonnement d'une fente peut tre le mme que celui d'un diple quivalent la fente. Ce

principe a t alors ramen aux antennes afin de calculer les impdances complmentaires.

Cest ainsi que Mushiake a dcouvert que le produit des impdances dentre dune antenne et

de son complmentaire, "lantenne magntique" tait une constante relle gale Z02/4 o Z0

est limpdanceintrinsque du vide. Limpdance dentre de lantenne auto-complmentaire

dduite de ce principe est gale Z0/2 = 60188,5.

Nous aurons ainsi pour objectif ltude de ce principe dans le second chapitre.

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[I.24] S. R. Best, "On the Performance Properties of the Koch Fractal and Other Bent Wire

Monopoles", IEEE Transactions on Antennas and Propagation, Vol. 51, No 6, pp.

1292-1300, June 2003.

[I.25] S. R. Best, "A Discussion on the Significance of Geometry in Determining theResonant Behavior of Fractal and Other Non-Euclidean Wire Antennas", IEEE

Antennas and Propagation Magazine, Vol. 45, No. 3, pp. 9-28, June 2003.

[I.26] C. Puente, J. Romeu, R. Pous, A. Cardama, On the behavior of the Sierpinski

multiband fractal antenna,. IEEE Trans. Antennas Propagation. Vol. 46, Apr. 1998.

pp. 517-524.

[I.27] K. F. Lee, K. M. Luk, K. F. Tong, S. M. Shum, T. Hunynh, R. Q. Lee, Experimental

and simulation studies of the coaxially fed U-slot rectangular patch antenna, IEE

Proceedings on Microwaves, Antennas and Propagation, Vol. 144, n5, pp. 354- 358,

October 1997

[I.28] M. Martinez-Vazquez, M. Geissler, D. Heberling, A. Martinez-Gonzalez, D. Sanchez-

Hernandez, Compact dual-band antenna for mobile handsets, Microwave and

Optical Technology Letters, Vol. 32, n2, pp. 87-88, January 2002

[I.29] P. Ciais, R. Staraj, G. Kossiavas, C. Luxey, "Design of an Internal Quad-Band antenna

For Mobile Phones", Microwave and Wireless Components Letters, IEEE,vol. 14, Issue

4, pp. 148-150, April 2004.

[I.30] O. Picon, L. Cirio, C. Ripoll, Les antennes, Thorie, conception et application,Sept

2009.

[I.31] H. Booker, Slot aerials and their relation to complementary wire aerials (babinets

principle), Electrical Engineers - Part III,A : Radiolocation, Journal of the Institution

of, vol. 93, no. 4, pp. 620626, 1946.

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Chapitre II : Thorie et principes des antennes auto-complmentaires

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Lantenne est un dispositif de transformation de lnergie guide en nergie rayonne dont le

principe repose sur le phnomne de diffraction. A laide des lois fondamentales de la

physique et de loptique, nous tenterons dexpliciter dans ce chapitre le phnomne large

bande des antennes auto-complmentaires. A partir dexemples de structures rayonnantes,

nous analyserons ce principe de base lorigine de lobtention dune grande largeur de bande.

Les lments rayonnants utiliss ici appartiennent deux catgories principales : les diples

et les fentes. Ces deux familles ne sont pas indpendantes. Elles sont troitement lies par le

principe de Babinet, principe sur lequel reposera tout au long de cette thse la particularit des

antennes auto-complmentaires.

Certaines caractristiques fondamentales dune antenne ou dun systme rayonnant seront

prsentes dans cette partie. Nous introduirons pour cela la notion de "systme rayonnant",

lequel correspond lassociation de lantenne et du plan de masse [II.1]. En effet, le plan de

masse (ou chssis) peut tre aussi, selon la frquence utilise, un lment plus ou moins

rayonnant, de taille plus ou moins grande. Nous tudierons alors linfluence des dimensions

de ce dernier sur le comportement mme des structures dites auto-complmentaires.

II.1.Principes mis en uvre

II.1.1. Principe de Babinet

Certaines antennes utilisent plusieurs principes dlargissement de bande passante parmi

lesquels un principe fondamental, le principe de Babinet.

Le principe de ce physicien franais, nonc en 1870 dans le domaine de loptique,

dmontre que le rsultat de laddition dun champ Eouvobtenu derrire un cran perc dune

ouverture et du champ E obtenu derrire une structure complmentaire est un champ

correspondant celui du champE0en espace libre en labsence dcran.

EEEouv

0

(II-1)

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En pratique, condition dinverser les plans E et H, la fente a le mme diagramme de

rayonnement que le diple lmentaire. Suivant l'orientation de la fente, le champ rayonn

peut tre polaris verticalement ou horizontalement.

Nous pouvons ainsi dduire le diagramme de rayonnement dune antenne fente demi-onde,ralise dans un plan conducteur infini. La Figure II-4compare, dans les plans verticaux et

horizontaux, les champs lectrique et magntique rayonns par cette fente et par le diple

complmentaire.

F igure I I -4 : Di agramme de rayonnement quivalence diple - fente

La relation principale entre la fente et le diple complmentaire rsultant du principe de

Babinet peut snoncer comme suit[II.3]:

Toute fente pratique dans un plan de masse aura le mme comportement en

termes de rayonnement que le diple complmentaire ceci prs que les champs

E et H seront inverss.

Cela revient dire que le champ lectrique rayonn par une fente est polaris

orthogonalement au champ lectrique rayonn par le diple complmentaire. Cette proprit

entrane une consquence importante : linverse du diple, le diagramme de rayonnement de

la fente est omnidirectionnel dans le plan E et directif dans le plan H.

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Cependant, en utilisant la gnralisation de Booker, nous pouvons tablir les deux relations

suivantes :

21

)(

2

)()(

1

)(1122

kH

Eetk

H

E

dlHkdlEetdlHkdlE

D

F

F

D

cdC

D

cdC

F

abC

F

abC

D

(II-12)

Ce qui entrane :

3771200

0

02

021

Z

H

EcarZ

HH

EEkk

DF

FD (II-13)

Donc daprs (II-12),

22

22

21

21

k

I

Vet

k

I

V

Ik

VetIk

V

D

F

F

D

DFFD

(II-14)

Do le produit entre ces deux relations:

44

22

2

021

21

ZkkZZ

kk

I

V

I

V

DF

D

F

F

D

(II-15)

Ainsi, limpdance dentre de lantenne auto-complmentaire peut tre dduite de ce

principe. Elle est gale :

188602

377

2

120

2

0

ZZZ

DF (II-16)

Nous avons ainsi dmontr la relation qui relie les impdances dentre dun diple et dune

fente limpdance caractristique dans le vide.

II.1.4. Techniques pour amliorer la bande passante sur structure finie

Gnralement, les antennes auto-complmentaires sont dfinies comme des lments

travaillant sur des structures infinies impdance constante de 188.

Pour amliorer la bande passante sur des structures finies, la premire solution consiste

ajouter une rsistance de charge RLde Z0/2 = 188 attache au point dalimentation [II.8].

Les tudes tentent prouver quune antenne symtrie axiale avec une structure finie peutaussi avoir une impdance constante si une charge dadaptation de 188 est applique sur le

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II.2.4.3. Ef fi cacittotale du monople simple sur PCB infi ni

Nous visualisons sur la Figure II-13lefficacit totale de lantenne monople simple.

F igur e II -13 : E ff icacittotale du monople simple sur PCB inf in i

Le monople prsente une efficacit totale suprieure 70%, l o ladaptation est lameilleure. Lefficacit rayonne na pas t trace, car constante et suprieure 90% sur

toutes les bandes de frquences.

Pour finaliser notre tude, nous avons rendu le monople auto-complmentaire et de fait

analys son comportement pour diffrentes valeurs de RLlorsque RN=50et RN=188.

1ercas, pour RL=0 (court-circuit)

2imecas, pour RL=188

3imecas, pour RL= (circuit ouvert)

Pour chacun de ces trois cas, nous analyserons limpdance dentre, le coefficient de

rflexion et lefficacit totale et rayonne de lantenne.

II.2.4.4. Impdance dentre du monople AC sur PCB infini

Nous visualisons sur la Figure II-14limpdance dentre de lantenne monople ACavec

des charges RLrespectivement gales linfini, 188 et 0.

Le premier constat que nous pouvons faire concerne le cas o RL=188, Figure II-14-a,

pour lequel la partie relle de limpdance dentre est quasi constante 188 et la partie

imaginaire quasi nulle.

Pour les deux autres cas (RL=0 et RL=), Figures II-14-b-c, limpdance dentre de

lantenne est davantage perturbe en dbut (0,7 - 0,9GHz)et en milieu de bande (1,93GHz),

atteignant des pics de rsonance avec une partie relle voisine de 450.

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Nous constatons galement une certaine antisymtrie dans les parties relles et imaginaires

observes dans ces 2 cas RL=0 et RL=(maximum de la partie relle quand RL=0 est gal au

minimum de la partie relle quand RL=).

Fi gure I I -14 : Impdance dentre du monople ACsur PCB infi ni (a) RL=188, (b) RL=0,(c) RL=

Si nous comparons ces rsultats avec ceux de lantenne monople simple, Figure II-11,

lorsque RL=, le comportement est lgrement modifi et reste similaire ou presque celui

du monople simple. En effet, les niveaux de la partie relle sont un peu plus haut aux

frquences dadaptation, cest dire F=1,15GHz et F=3,5GHz.

Si lauto-complmentarit apporte plus de stabilit lantenne lorsque RL=188, lorsque

RL=0, elle perturbe totalement son comportement.

II.2.4.5. Coeff icient de rflexion du monople AC sur PCB inf ini

Nous visualisons sur la Figure II-15le coefficient de rflexion de lantenne monople AC.

Immdiatement, nous constatons que le comportement ultra large bande concerne le cas o

RN=188 et RL=188, Figure II-15-b. Cela se traduit par un coefficient de rflexion

maximum de -16dB sur toutes les bandes de frquences ltude.

(a) (b)

(c)

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Dans les deux autres cas (RL=0 et RL=) et dans le cas o RN=188, nous constatons

galement un comportement trs large bande avec nanmoins une diffrence notable constate

S11=-6dB lors de la remonte du coefficient de rflexion entre 2 et 3GHz.

Lorsque RN=50 et pour RL=188, Figure II-15-a, le monople nest pas adapt sur toutesles bandes de frquences. Pour RL=0, lantenne est adapte la frquence de F=1,9GHz pour

un niveau dadaptation de -17dB.

Enfin pour RL=, lantenne reste adapte quasiment aux frquences de lantenne monople

simple, Figure II-12, avec cependant une bande passante moins large.

F igur e II -15 : Coeffi cient de rfl exion du monople AC sur PCB i nf in i - (a) RN=50 et (b) RN=188

Si nous comparons ces rsultats aux rsultats obtenus lors de ltude de lantenne monople

simple,Figure II-12, nous pouvons affirmer que lauto-complmentarit apporte ici une nette

amlioration lorsque RN=188.

Lorsque RN=50, nous retrouvons un comportement pratiquement identique lantenne

monople simple lorsque RL=. Lauto-complmentarit napporte aucune vritable

amlioration.

II.2.4.6. Efficacittotale et rayonne du monople AC sur PCB infini

Nous visualisons sur la Figure II-16 lefficacit totale et rayonne de lantenne monople

AC.

Lorsque RL=188, linfluence de la rsistance de charge impacte de faon remarquable

lefficacit rayonne de lantenne, laquelle chute de 50% et plus F=2,5GHz, Figure II-16-a.

Dans les cas ou RL=0 et RL=, Figures II-16-b-c, le monople a un rendement suprieur

au rendement du monople quand celui-ci est en prsence de la rsistance de charge de 188.

Lefficacit rayonne, quant elle, est suprieure 95% sur toute la bande dans ces deux cas.

(a) (b)

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F igur e I I -16 : Ef fi cacitdu monople AC sur PCB in fi ni (a) RL=188, (b) RL=0,(c) RL=

Si nous comparons ces rsultats avec ceux de lantenne monople simple, Figure II-13(et si

nous faisons abstraction du cas o RL=188), lefficacit rayonne reste toujours proche de

100%.

Lorsque RL=188, lauto-complmentarit napporte pas damlioration sur lefficacit

totale de lantenne. Pour les deux autres cas et pour RN=188, en revanche, lefficacit sen

trouve amliore.

En pratique, quand le plan de masse est fini, les performances sont beaucoup plus limites

que lorsque celui-ci possde des dimensions suprieures. Voil pourquoi, il nous faut tudier

le monople AC dans les plans de masse diffrents.

II.2.5. Etude du monople sur plan de masse fini

Le plan de masse est dterminant dans la comprhension des problmes poss par

lintgration des antennes dans les objets communicants de la tlphonie mobile. En effet et

en pratique, il est une vidence : la finitude du plan de masse rduit autant le fonctionnement

que les performances de telles antennes. Si ces dernires sont dites quasi-auto-

complmentaires (QAC) (elles ne sont vritablement et totalement AC que sur un plan de

masse infini), nous continuerons, pour simplifier nos exposs, les qualifier dAC sur PCBfini.

(a) (b)

(c)

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Il convient alors danalyser limpact de cette limitation sur les performances escomptes

pour les antennes AC afin dy apporter ventuellement des solutions.

Pour ce faire, nous expliciterons les trois cas illustrs sur la Figure II-17:

(a) Le monople simple

(b) Le monople AC avec lalimentation entre llment rayonnant et les deux

parties du PCB

(c) Le monople AC avec lalimentation entre llment rayonnant et lune des

deux parties du PCB

F igur e II -17 : Di ffrentes conf igur ations : (a) monople simple, (b) monople AC sans rsistance de charge,

(c) monople AC avec rsistance de charge

Nous allons, pour ltude du monople simple, analyser le comportement de son impdance

dentre, de son coefficient de rflexion ainsi que de son efficacit.

II.2.5.1. Analyse du monople simpleCas (a)

Impdance dentre du monople simple sur PCB finiCas (a)

Nous visualisons sur la Figure II-18limpdance dentre de lantenne monople simple.

Si nous observons le lieu dimpdance, nousremarquons que lantenne prsente trois modes

de fonctionnement (obtenus pour une partie imaginaire nulle), le premier 1,31GHz, le

deuxime 2,15GHz et le troisime 3,34GHz, les parties relles se situant respectivement

au niveau de 50, 383et 70.

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Fi gure I I -18 : Impdance dentre du monople simplesur PCB fi ni

Ici le monople simple sur PCB fini dispose dune partie relle et dune partie imaginaire

diffrentes de celles obtenues pour un PCB infini, Figure II-11, avec des diffrences surtout

localises en basse frquence, entre 0,9 et 1,4GHz. Le plan de masse fini a donc un impact surle comportement du monople simple, avec une participation plus importante au rayonnement

de lantenne.

En effet, pour une longueur de 120mm du PCB ajoute une longueur de monople de

60mm correspond une frquence de fonctionnement :

monoplePCBlongueurl

lumireladeclritcavecGHz

l

cfr 833,0

2 (II-18)

Coeff icient de rflexion du monople simple sur PCB fini Cas (a)

Nous visualisons sur la Figure II-19 le coefficient de rflexion de lantenne monople

simple.

F igure I I -19 : Coeff ici ent de rflexion du monople simple sur PCB f in i

Si nous tablissons une tude comparative entre le plan de masse infini, Figure II-12, et

fini, nous remarquons une influence positive du plan de masse fini sur ladaptation du

monople simple, quand bien mme ce mme plan de masse est loriginede la rduction de

moiti de la bande passante en basse frquence. Sur PCB infini, nous avions 600MHz de

infl uence du PCB fi ni

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Nous analyserons, pour chaque cas, le comportement de son impdance dentre, son

coefficient de rflexion ainsi que son efficacit.

Impdance dentre du monople ACsur PCB fini Cas (c)

Sur la Figure II-22 nous observons limpdance dentre du monople AC pour les

diffrentes valeurs de RL.

Fi gure I I -22 : Impdance dentre du monople ACsur PCB fi ni (a) RL=188, (b) RL=0,(c) RL=

Dans les trois cas, nous observons que la perturbation apparat en basse frquence. Lors de

ltude prcdente, Figures II-14, sur PCB infini, nous mettions en vidence des

comportements antisymtriques des parties relles et imaginaires (maximum de la partie

relle quand RL=0 est gal au minimum de la partie relle quand RL=) lors des situations o

seulement RL=0 et RL=. En revanche, lors de cette tude sur PCB fini, Figures II-22, nous

attestons de la prsence duneperturbation dans les deux situations (RL=0 et RL=). Mais ici,

elle est galement prsente dans le cas o RL=188.

infl uence du PCB fi ni

(a) (b)

(c)

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Coeff icient de rflexion du monople AC sur PCB f ini Cas (c)

Sur la Figure II-23 nous observons le coefficient de rflexion du monople AC pour les

diffrentes valeurs de RNet RL.

F igure I I -23 : Coeff icient de rflexion de lantenne ACsur PCB f ini - (a) RN=50 et (b) RN=188

Dans le cas o RL=188et RN=50, lantenne AC peine sadapter du fait dune

impdance nettement suprieure 50 sur toute la bande. Ce comportement est

peine meilleur ici comparativement au comportement sur le PCB de taille infinie,

Figure II-15-a. Son niveau dadaptation F=1,31GHz est de -8dB alors quil est

perturb sur le plan de masse de taille infinie.

Lorsque RN=188, nous constatons un comportement trs large bande du monople

AC. En effet, nous avons une bande passante trs large (de 1,2GHz > 4GHz),

suprieure 2,8GHz de bande S11 < -6dB. Si nous comparons avec la

Figure II-15-b, la finitude du plan de masse influence grandement ladaptation et la

bande passante en basse frquence, comme il a t dit prcdemment.

Dans le cas o RL=0, pour RN=50, lantenne AC possde sa frquence de

fonctionnement F=1,85GHz et son niveau dadaptation est suprieur au niveau

quil atteint sur PCB infini, Figure II-15-a.Pour RN=188, lantenne AC devient trs large bande partir de la frquence

F=2,8GHz. Le plan de masse fini impacte de faon consquente la bande passante.

Dans le cas o RL= et lorsque RN=50, nous observons trois pics dadaptation

(mais niveaux dadaptation faibles et bande passante troite) aux frquences o

limpdance de lantenne AC se stabilise 100.

(a) (b)

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Pour RN=188, nous avons un comportement trs large bande de lantenne AC

partir de 1,35GHz. Ici, comme dans les cas prcdents, le PCB a un impact

consquent sur la bande passante en basse frquence.

Nous constatons, aprs cette tude, que le plan de masse joue un rle important dans lecomportement large bande du monople AC, notamment en basse frquence et lorsque

RL=188.

Ef fi cacitdu monople AC sur PCB f ini Cas (c)

Sur la Figure II-24nous observons lefficacit du monople AC pour les diffrentes valeurs

de RL.

F igur e I I -24 : Ef fi cacitdu monople AC sur PCB f in i (a) RL=188, (b) R

L=0,(c) R

L=

Dans le cas o RL=188, comme nous le constatons sur la Figure II-24-a, les

efficacits (rayonne et totale)sont dgrades, notamment sur une partie de la bande

2,3GHz. Cela confirme sa relation la perte de puissance de sortie de lantenne.

Si nous comparons nos rsultats avec ceux obtenus sur PCB infini, Figure II-16-a,

nous pouvons remarquer une similitude dans lefficacit rayonne en mme temps

quun comportement lgrement dgrad de lefficacit totale en basse frquence.

(a) (b)

(c)

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Dans le cas o RL=0, Figure II-24-b, lefficacit totale de lantenne est dgrade

en bande basse, phnomne incombant la finitude du PCB. Ce phnomne est

dailleursbeaucoup moins prsent sur la Figure II-16-b, l o le PCB est infini.

Dans le cas o RL=, nous constatons le mme phnomne en bande basse. Si nous

comparons lefficacit des structures rayonnantes, Figure II-16-c, la chute de

lefficacit est relative la taille finie du PCB.

Pour nous rendre compte du comportement du monople AC, nous analyserons comme

prcdemment, lors de ltude du monople simple, la distribution des courants la surface

du monople AC (partie mtallique + fente) pour quatre frquences : F=0,75GHz,

F=1,31GHz, F=1,85GHz et F=3,34GHz.

La Figure II-25 reprsente les distributions des courants de surface en fonction des

diffrentes valeurs de la rsistance de charge. Ici, et dans tous les cas, lalimentation est en

contact avec le monople et la fente. La condition dauto-complmentarit est assure, la

fente et le monople rayonnent certaines frquences, ce qui suppose un comportement large

bande.

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Fi gure I I -25 : Distribution des courants de lantenne monople ACsur PCB fi ni

A lissue de cette tude, nous pouvons conclure que la rsistance de charge de 188

influence grandement la bande passante du monople AC. Nous avons constat dans le mme

temps une dgradation de lefficacit rayonne en basse frquence et en milieu de bande.

Ltude sans rsistance de charge (circuit ouvert RL=), a galement dmontr un

comportement large bande de lantenne, comportement au niveau duquel lefficacit est

beaucoup moins perturbe.

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II.4.Rfrences

[II.1] P. Vainikainen, J. Ollikainen, O. Kikevas, I. Kelander, Resonator-based analysis of

the combination of mobile handset antenna and chassis, IEEE Trans. AntennasPropag., vol. 50, no. 10, pp. 1433-1444, Oct. 2002.

[II.2] H.G Booker, Slot Aerials and Their Relation to Complementary Wire Aerials, JIEE

(Lond.), 93, pt. IIIA, no. 4, 1946.

[II.3] S. Drabowitch, C. Ancona Antennes 2. Applications, Masson, 1978.

[II.4] Yasuto Mushiake, Self-Complementary Antennas, IEEE Antennas and Propagation

Magazine, Vol. 34, No. 6, December 1992.

[II.5] Yasuto Mushiake, Creation of The Novel Technologies For Antennas in Japan With

Particular Emphasis on Self-Complementary Antennas, Proceedings of ISAP04,

Sendai, JAPAN.

[II.6] Yasuto Mushiake, A Report on Japanese Development of Antennas: From the Yagi -

Uda Antenna to Self-Complementary Antennas, IEEE Antennas and Propagation

Magazine, Vol. 46, No. 4, August 2004.

[II.7] Yasuto Mushiake, Self-Complementary Antennas: Principle of Self-Complementarity

for Constant Impedance, IEEE Antennas and Propagation Magazine, Vol. 38, No. 4,

August 1996.

[II.8] T. Ishizone, Y. Mushiake, A Self-Complementary Antenna Composed Of Unipole

and Notch Antennas, Antennas and Propagation Society International Symposium,

1977.

[II.9] Pu Xu, Kyohei Fujimoto, Shiming Lin, Performance of Quasi-Self-ComplementaryAntenna Using a Monopole and a Slot, Antennas and Propagation Society

International Symposium, IEEE, Vol. 2, pp. 464-467, 2002

[II.10] Pu Xu, Kyohei Fujimoto, Shiming Lin, Monopole-slot Antenna Having

Complementary Structure Constituted on a conducting Box,ISAP-i02, pp. 247-250,

2002, Japan.

[II.11] Pu Xu, Kyohei Fujimoto, L-Shaped Self-complementary Antenna, Antennas and

Propagation Society International Symposium, IEEE, Vol. 3, pp. 95-98, June 2003.

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Chapitre III : Antennes IFA et IFA-AC

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Chapitre III: Antennes IFA et IFA-AC

Chapitre III: Antennes IFA et IFA-AC ____________________________________________ 73

III.1. Antenne IFA ____________________________________________________________ 74

III.1.1. Gomtrie de lantenne IFA tudie ______________________________________________ 75

III.1.2. Etudes paramtriques sur lantenne IFA___________________________________________ 76

III.1.2.1. Distance entre le court-circuit et lalimentation ___________________________________ 76

III.1.2.2. Largeur du court-circuit ______________________________________________________ 77

III.1.2.3. Largeur du brin au-dessus de lalimentation______________________________________ 78

III.1.2.4. Largeur du brin rayonnant ____________________________________________________ 78

III.1.3. Caractristiques radiolectriques de lantenne IFA de rfrence________________________ 79

III.1.3.1. Impdance dentre de lantenne IFA simple optimise ____________________________ 79

III.1.3.2. Coefficient de rflexion de lantenne IFA simple optimise__________________________ 80III.1.3.3. Efficacit totale de lantenne IFA simple optimise________________________________ 80

III.1.3.4. Diagrammes de rayonnement de lantenne IFA simple optimise ____________________ 81

III.2. Antenne IFA Auto-Complmentaire (IFA-AC) __________________________________ 82

III.2.1. Techniques dalimentation______________________________________________________ 82

III.2.2. Excitation entre le brin dalimentation de lantenne IFA et les parties B et C relies - Cas (a) _ 83

III.2.3. Excitation entre le brin dalimentation de lantenne IFA et la partie C du PCB - Cas (b) ______ 88

III.2.4. Excitation entre le brin dalimentation de lantenne IFA et la partie B du PCB - Cas (c) ______ 92

III.3. Conclusion ______________________________________________________________ 95

III.4. Rfrences ______________________________________________________________ 96

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Aprs ltude du monople dans le chapitre 2, nous consacrerons ce chapitre celle de

lantenne IFAauto-complmentaire sur un plan de masse de taille 120 x 60mm, destine

couvrir les standards DCS (1710 1880MHz), PCS (1850 1990MHz) et

UMTS 2100 (19202170MHz), WLAN (24002484MHz)et LTE 2600 (25002690MHz).

Dans ce chapitre, nous essaierons notamment de valider lapport de lauto-complmentarit

sur une antenne IFA, de dimensions optimises, en gardant lesprit les limites apportes par

un plan de masse fini. Pour cela, nous analyserons les performances de lantenne IFA -AC

sans lajout toutefois dune rsistance de charge responsable, quant elle, dune diminution

significative de lefficacit rayonne [III.1]. Nous insisterons galement sur le mode

dexcitation de ces structures auto-complmentaires car, comme nous le verrons, il reste

dterminant en ce quil modifie certaines proprits et le principe mme du fonctionnement de

lantenne IFA.

Pour cela, deux prototypes seront mis lpreuve. Le premier ralis sur une plaque de

mtal, le deuxime imprim sur du substrat de type FR-4 (poxy). Les rsultats de ce dernier

seront reports en Annexe 1.

III.1.Antenne IFA

Nous ne reviendrons pas en dtail sur le fonctionnement dune antenne IFA, celui-ci a t

voqu prcdemment. Nous soulignerons nanmoins les aspects indispensables sa

comprhension.

Comme le montre la Figure III-1, les antennes IFA [III.2]sont une variante de lantennemonople dont le brin rayonnant a t repli de faon tre parallle au plan de masse [III.3],

[III.4]. En rduisant sa hauteur, cette technique produit un effet capacitif sur limpdance

dentre de lantenne. Pour compenser cet effet, un court-circuit entre le rsonateur et le plan

de masse du monople repli a t ajout. Lemplacement relatif de lalimentation par rapport

au court-circuit va permettre dadapter lantenne la valeur souhaite de 50 [III.3].

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F igur e I I I -2 : (a) An tenne IFA ini tiale, (b) antenne IFA optimi se

Les dimensions initiales ont t choisies pour avoir une frquence de travail (formule III-1)

gale 1,59GHz, cest--dire proche de la frquence minimale couvrir en bande haute.

mmH

mmLavecGHz

HL

cfr

9

38:59,1

)(4 (III-2)

La longueur L et la hauteur H retenues sont respectivement de 38 et de 9mm.

Des solutions existent dj permettant de couvrir les standards DCS/PCS et UMTS [III.10]

[III.11]. Mais les raisons qui ont motiv ici le passage de lantenne IFA lantenne optimise

sappuient sur les rsultats intressants obtenus aprs des tudes paramtriques

indispensables, [III.12], comme nous le constatons sur les figures ci-dessus et comme

lattesteront les simulations ci-dessous.

III.1.2. Etudes paramtriques sur lantenne IFA

Les paramtres abords seront les suivants :

(1) la distance entre le court-circuit et lalimentation

(2) la largeur du court-circuit

(3) la largeur du brin au-dessus de lalimentation

(4) la largeur du brin rayonnant

Pour les expliciter, nous avons choisi de visualiser les parties relles de limpdance dentreainsi que les coefficients de rflexion. La partie relle de limpdance dentre ne peut

expliquer elle seule le rsultat au niveau de ladaptation mais suffira dans cette tude.

III.1.2.1. Distance entr e le cour t-circuit et lalimentation

Nous visualisons sur la Figure II-3lvolution de limpdance dentre et du coefficient de

rflexion de lantenne IFA simple, en fonction de la distance, entre le court-circuit et

lalimentation.

(a) (b)

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F igure I I I -3 : E tude sur la distance court-cir cuitalimentation (1-a-b)

Lorsque lalimentation est proche du court-circuit, lantenne IFA travaille la frquence de

1,56GHz, (courbe rouge). Nous appellerons cette frquence, frquence du mode fondamental

de lantenne.

Augmenter la distance entre le court-circuit et lalimentation dcale la frquence

dadaptation vers les hautes frquences tout en largissant la bande passante. Pour une

distance de 15,5mm, lantenne couvre ici les bandes WLAN et LTE 2600. Cette distance sera

conserve tout au long de ltude (courbe jaune).

III.1.2.2. Largeur du cour t-cir cuit

Nous visualisons sur la Figure II-4lvolution dela partie relle de limpdance dentre et

du coefficient de rflexion de lantenne IFA simple en fonction de la largeur du court-circuit.

F igure I I I -4 : Etude sur l a largeur du court-circuit (2-a-b)

Laugmentation de la largeur du court-circuit a pour consquence la rduction sensible de la

bande passante. Ainsi, de la mme manire que nous avons retenu une distance de 15,5mm,

nous conserverons ds prsent une largeur de 1mm du court-circuit, valeur pour laquelle la

bande passante sera la plus large.

(1-a) (1-b)

(2-a) (2-b)

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III.1.2.3. Largeur du brin au-dessus de lalimentation

Nous visualisons sur la Figure II-5lvolution de la partie relle de limpdance dentre et

du coefficient de rflexion de lantenne IFA simple en fonction de la largeur du brin

dalimentation.

F igur e I I I -5 : Etude sur l a largeur du brin au-dessus de lalimentation (3-a-b)

La variation de la largeur du brin de 1 4mm favorise le dplacement de ladaptation vers

des frquences plus hautes et permet dans le mme temps llargissement de la bande

passante. Les rsultats sont optimaux quand la largeur du brin atteint 4mm. Il faudra

nanmoins pouvoir recaler ladaptation vers les basses frquences pour couvrir une majorit

de standards.

III.1.2.4. Largeur du brin rayonnant

Nous visualisons sur la Figure II-6lvolution de la partie relle de limpdance dentre et

du coefficient de rflexion de lantenne IFA simple en fonction de la largeur du brin

rayonnant.

F igure II I -6 : Etude sur l a largeur du bri n rayonnant (4-a-b)

En augmentant cette largeur, nous dcalons ladaptation vers les basses frquences et

(3-a)

(4-a)

(3-b)

(4-b)

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conservons une grande bande passante. Retenons ici deux rsultats importants :

si la largeur est de 4mm (courbe noire), lantenne couvre les bandes WLAN et

LTE 2600.

si la largeur est de 8mm (courbe bleue), lantenne couvre la totalit des bandes DCS,

PCS et UMTS.

Grce ces rsultats, nous avons pu optimiser les caractristiques de lantenne IFA, laquelle

a t ralise avec une largeur du brin rayonnant de 4mm pour devenir notre antenne de

rfrence.

III.1.3. Caractristiques radiolectriques de lantenne IFA de rfrence

En ce qui concerne lantenne IFA ainsi optimise, nous analyserons lecomportement de son

impdance dentre, de son coefficient de rflexion, de son efficacit totale ainsi que le

comportement des diagrammes de rayonnement.

III.1.3.1.Impdance dentrede lantenne IFA simple optimise

Nous visualisons sur la Figure III-7limpdance dentre de lantenne sur un plan de masse

de taille finie et de taille infinie afin de montrer les limites de lauto-complmentarit.

Figure I II -7 : Impdance dentrede lantenne IFA simpleopt imise(a) sur PCB infi ni, (b) sur PCB f ini

Nous constatons dans les deux cas un mme mode de fonctionnement de lantenne IFA en

basse frquence vers 1,5GHz. Par contre, la frquence de rsonance, apparaissant

F=2,17GHz, est quant elle clairement due la finitude du plan de masse (environ 3 fois le

premier mode pouvant tre gnr par le plan de masse). Entre 1,9 et 2,7GHz, cette

impdance dentre possde une partie relle quasi-constante comprise entre 50 et 100

pour une partie imaginaire variant autour de 0.

(a) (b)

inf luence du

PCB fini

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III.1.3.2. Coeff icient de rflexion de lantenne IFA simple optimise

Nous visualisons sur la Figure III-8le coefficient de rflexion de lantenne IFA.

Figure I II -8 : S11de lantenne IFA simpleoptimise pour une lar geur du br in r ayonnant=4mm

Un trs bon accord obtenu entre simulation et mesure est observe. Notre antenne prsente

un fonctionnement large bande (1,09GHz de bande passante) et couvre les standards WLAN

et LTE 2600 ainsi quune grande partie des standards DCS/PCS et UMTS.

III.1.3.3. Efficacittotal e de lantenne IFA simple optimise

Les rsultats en efficacit de lantenne IFA sont reprsents sur la Figure III-9.

Lefficacit a t value en chambre Satimo, au centre Orange Labs - La Turbie.

Figure I II -9 : Efficacit de lantenne IFAsimple opt imise

Un assez bon accord est obtenu entre les allures en simulation et mesure. Lefficacit totale

reste suprieure 55% dans les bandes de frquences couvertes pour un S11< -6dB.

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Lefficacit rayonne, non trace ici, reste suprieure 90% sur toutes les bandes de

frquences.

III.1.3.4. Diagrammes de rayonnement de lantenne IFA simple optimise

La Figure III-10 prsente les diagrammes de rayonnement en gain simuls et mesurs de

l'antenne dans les deux plans orthogonaux, x-y et y-z, aux frquences de 1900 et 2550MHz

(cf. orientation de lantenne sur la Figure II I -9). Ces diagrammes sont omnidirectionnels.

F igure I I I -10 : Di agrammes de rayonnement en gain de lantenne IFA simpl e 1900 et 2550MH z

Les valeurs maximales des gains mesures sont respectivement de :

-0,2dBi =150 dans le plan (x-y) et 0,5dBi =100 dans le plan (y-z) 1900MHz

0,3dBi =15 dans le plan (x-y) et 3,2dBi =30 dans le plan (y-z) 2550MHz

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Les rsultats obtenus sont reprsents sur la Figure III-14.

Fi gure I I I -14 : (a) S11, (b) impdance dentre de lantenne IFA-AC avec une largeur du br in gale 4mm

et (c) 8mmCas (a)

La largeur de 4mm du brin IFA conduit de meilleurs rsultats pour notre antenne dans le

cas dune recherche dadaptation 50, car elle est ici adapte sur une grande partie des cinq

bandes (DSC, PCS, UMTS, WLAN et LTE 2600). Par rapport lantenne IFA simple,

Figure III-7, les deux structures permettent dobtenir des parties relles et imaginaires

beaucoup plus stables. Elles disposent dune frquence dadaptation supplmentaire

3,2GHz. Ces effets traduisent laspect large bande et multi-bandes des structures auto-

complmentaires quand bien mme la condition AC ne semble pas entirement satisfaite.

Lobservation des courants de surface au niveau des structures non AC et AC Figure III-15,

permet dattester de la participation de la fente au fonctionnement de lantenne.

F igur e II I -15 : D istribu tion des courants de sur face des antennes non AC et AC F=3,2GHzCas (a)

(a)

(b) (c)

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La complmentarit de la partie mtallique et de la fente est mise en vidence au niveau des

courants de surface. Nous continuerons donc ltude avec une largeur de 4mm du brin

rayonnant.

Impdance dentre de lantenne IFA-AC - Cas (a)

Pour mettre en vidence ce concept, nous avons dcid de comparer les impdances

dentres de lantenne IFA-AC sur plan de masse de taille infinie et de taille finie.

Les rsultats sont reprsents sur la Figure III-16.

Figure I II -16 : Impdance dentrede lantenne IFA-AC Cas (a)(a) sur PCB infi ni, (b) sur PCB fi ni

Limpdance dentre commence tre stable lorsque F=1,7GHz. Pour une partie

imaginaire variant autour de 0, la partie relle est comprise entre 100 et 200. Commenous lavions dj constat dans le cas du monople sur plan de masse fini, la limitation de

celuici influence ici aussi grandement le comportement de lantenne en basse frquence

[III.3], notamment avec lapparition dune rsonance supplmentaire aux environs de

2,1GHz.

Si nous comparons nos rsultats avec ceux de limpdance dentre de lantenne IFA simple,

Figure III-7, nous constatons ici le mme comportement en basse frquence ainsi quune

meilleure stabilit au-del de F=1,75GHz.

Coefficient de rflexion de lantenne I FA-AC - Cas (a)

Les rsultats du coefficient de rflexion, obtenus par rapport des valeurs de normalisation

RN=50 et RN=188, sont reprsents sur la Figure III-17.

(a) (b)

inf luence du

PCB fini

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Dans ce cas aussi la largeur de 4mm du brin IFA conduit de meilleurs rsultats pour notre

antenne pour une adaptation traditionnelle 50. Nanmoins, par rapport au cas prcdent,

Figure III-14, lantenne est moins bien adapte et possde un S11gal -4dB la frquence

de F=3,2GHz.

Pour essayer de comprendre cette dsadaptation, lobservation des courants de surface au

niveau des deux structures AC (cas (a) et cas (b)), Figure III-21, nous permettra de rvler

leurs comportements aussi bien autour de llment mtallique que de la fente.

F igur e I I I -21 : Di stri bution des courants de sur face F=3,2GHzCas (a) et Cas (b)

Etant donn le mode dalimentation choisi, la partie Bdu plan de masse supporte une faible

concentration des courants et par voie de consquence rayonne moins dnergie la frquence

F=3,2GHz.

Nous continuerons donc ltude avec une largeur de 4mm du brin rayonnant.

Impdance dentre de lantenne IFA-AC - Cas (b)

Mme si dans le cas du monople AC nous avions constat une perte significative de

lefficacit rayonne, suite lajout dune charge de 188 au point dalimentation, il convient

toutefois ici de mettre en vidence cette tude sur une antenne IFA-AC.

Pour cela nous avons compar les diffrents cas :

Lorsque RL=, sur PCB infini et fini

Lorsque RL=188, sur PCB infini et fini

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Coefficient de rflexion de lantenne IFA-AC - Cas (b)

Les rsultats du coefficient de rflexion de lantenne IFA-AC sont reprsents sur la

Figure III-24.

Figure I II -24 : S11de lantenne IFA ACcas (b) lorsque : (a) RN=RL=188sur PCB fi ni et infini,

(b) lorsque RL=sur PCB fini

Lorsque RL=, Figure III-24-b, nous constatons une meilleure adaptation pour lantenne

mesure. Celle-ci prsente un fonctionnement large bande (1GHz de bande partir de

1,8GHz)et assure la couverture des bandes WLAN et LTE 2600.

A noter que lorsque RN = RL=188, Figure III-24-a, lantenne un comportement trs

large bande et possde une bande passante suprieure 2,6GHz, quelle que soit la taille du

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