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Circuits de puissance

EN-NAHLI Mohammed Formateur OFPPT / ISTA RI Fès Maroc

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RESUME DE THEORIE


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TABLE DES MATIERES

1. LES COMPOSANTS ELECTRONIQUES DE PUISSANCE .................................................................. 1

1.1. PARTICULARITES D’UN CIRCUIT DE PUISSANCE ........................................................................................ 1 1.2. NECESSITE DE LA COMMUTATION DANS LES CIRCUITS DE PUISSANCE ..................................................... 2 1.3. LES SEMIS-CONDUCTEURS DE PUISSANCE ................................................................................................ 2 1.4. LA DIODE DE PUISSANCE EN COMMUTATION ............................................................................................ 3

1.4.1. Caractéristiques de la commutation. ............................................................................................... 4 1.4.2. Les diodes rapides ........................................................................................................................... 5 1.4.3. Paramètres de la commutation d'une diode de puissance ............................................................... 6

1.5. LES TRANSISTORS BIPOLAIRES DE PUISSANCE .......................................................................................... 6 1.5.1. Rappel de la caractéristique statique du transistor NPN .............................................................. 7 1.5.2. modèle d’un transistor NPN en régime de commutation ............................................................. 7 1.5.3. Caractéristique de la commutation ................................................................................................ 7 1.5.4. Pertes dues à la commutation dans un transistor bipolaire .......................................................... 8 1.5.5. Circuits d’aide à la commutation ................................................................................................... 9

1.6. LES TRANSISTORS MOSFET .................................................................................................................. 11 1.6.1. Rappel sur les MOSFETs ............................................................................................................ 11 1.6.2. MOSFET à appauvrissement D-MOSFET ................................................................................. 11 1.6.3. MOSFET à enrichissement : E-MOSFET .................................................................................. 12 1.6.4. Le transistor MOSFET en commutation ..................................................................................... 13 1.6.5. Exemples de circuits de commande (DRIVE) ............................................................................. 15

1.7. TRANSISTOR BIPOLAIRE A GRILLE ISOLEE (INSULATED GATE BIPOLARTRANSISTOR - IGBT) ................ 17 1.8. PROTECTION DES TRANSISTORS MOSFET ET IGBT .............................................................................. 18

1.8.1. Protection contre les courts-circuits ............................................................................................ 18 1.8.2. Détection par mesure du courant ................................................................................................. 18 1.8.3. Circuits intégrés de commande .................................................................................................... 19

1.9. LES THYRISTORS ET LES TRIACS ............................................................................................................ 20 1.10. COMPARAISON DES INTERRUPTEURS COMMANDES ............................................................................ 20 EXERCICES ......................................................................................................................................................... 21

2. LES REGULATEURS LINEAIRES ........................................................................................................... 1

2.1. SYNOPTIQUE D'UN BLOC D'ALIMENTATION LINEAIRE ............................................................................... 1 2.2. QU’EST CE QUE LA REGULATION DE TENSION........................................................................................... 1 2.3. DEFINITIONS ET PRINCIPALES CARACTERISTIQUES. .................................................................................. 2 2.4. EXEMPLES DE MONTAGES ........................................................................................................................ 4

2.4.1. Régulateur de tension fixe ............................................................................................................. 4 2.4.2. Régulateur de tension variable ...................................................................................................... 5

2.4. LA PROTECTION EN COURANT .................................................................................................................. 6 2.4.3. Informations générales .................................................................................................................. 6 2.4.4. Courbes ........................................................................................................................................... 7 2.4.5. La protection en courant simple .................................................................................................... 8 2.4.6. La protection en courant à déléstage partiel ................................................................................ 9

2.5. REGULATEUR DE TENSION A BASE DU CIRCUIT µA723 ........................................................................... 10 2.5.1. Synoptique interne. ....................................................................................................................... 10 2.5.2. Montages pratiques ...................................................................................................................... 10 Exercices ....................................................................................................................................................... 14

3. LES ALIMENTATIONS A DECOUPAGE ................................................................................................ 1

3.1. INTRODUCTION ........................................................................................................................................ 1 3.2. INTERETS DES ALIMENTATIONS A DECOUPAGE ......................................................................................... 1

3.2.1. Alimentations linéaires issues du secteur ...................................................................................... 1 3.2.2. Alimentations à découpage issues du secteur ................................................................................ 1

3.3. INDUCTANCES ET TRANSFORMATEURS EN REGIME DE COMMUTATION ..................................................... 3 3.3.1. Inductance en régime impulsionnel .............................................................................................. 3 3.3.2. Transformateur en régime impulsionnel ....................................................................................... 3

3.4. FAMILLES DES ALIMENTATIONS A DECOUPAGE ISSUES DU SECTEUR ........................................................ 4 3.4.1. Alimentation Flyback : transfert direct ......................................................................................... 4 3.4.2. Alimentation Forward : transfert direct ........................................................................................ 4


4

3.4.3. Alimentation Push-Pull .................................................................................................................. 6 3.5. PRINCIPE ET FONCTIONNEMENT DETAILLE DE L’ALIMENTATION FLYBACK .............................................. 6 3.6. EXEMPLE DE CIRCUITS INTEGRES REGULATEUR A DECOUPAGE .............................................................. 10

3.6.1. Circuit TL494 ...................................................................................................................................... 10 3.6.2. Exemple de réalisation ........................................................................................................................ 13

EXERCICES ......................................................................................................................................................... 15

4. LE THYRISTOR .......................................................................................................................................... 1

4.1. MISE EN SITUATION ................................................................................................................................. 1 4.2. STRUCTURE D’UN THYRISTOR .................................................................................................................. 2 4.3. AMORÇAGE ET DESAMORÇAGE D’UN THYRISTOR..................................................................................... 2

4.3.1. Conditions de l'amorçage d'un thyristor ......................................................................................... 2 4.3.2. Conditions de désamorçage d'un thyristor ...................................................................................... 2

4.4. CARACTERISTIQUES D'UN THYRISTOR ...................................................................................................... 2 4.5. CAUSES POSSIBLES DE LA MISE EN CONDUCTION ..................................................................................... 4 4.6. PROCEDES D’AMORÇAGE D’UN THYRISTOR .............................................................................................. 6 4.7. PROCEDES DE DESAMORÇAGE D'UN THYRISTOR ....................................................................................... 6 4.8. ROLE DE LA RESISTANCE GACHETTE-CATHODE ........................................................................................ 8 4.9. PARAMETRES D’UN THYRISTOR................................................................................................................ 9 4.10. PROTECTION DES THYRISTORS. ............................................................................................................ 9

4.10.1. Introduction ..................................................................................................................................... 9 4.10.2. Protection contre l'amorçage Amorçage par du/dt ......................................................................... 9 4.10.3. Protection contre les di/dt ............................................................................................................. 12 4.10.4. Protection contre les courts-circuits ............................................................................................. 13 4.10.5. Protection contre les surtensions .................................................................................................. 13

4.11. FAMILLE DES THYRISTORS ................................................................................................................ 13 4.11.1. Les thyristors de puissance ............................................................................................................... 13 4.11.2. Les thyristors d’amorçage et de faible puissance ............................................................................. 14

5. LE TRIAC ..................................................................................................................................................... 1

5.1. MISE EN SITUATION ....................................................................................................................................... 1 5.2. PRINCIPE ....................................................................................................................................................... 1 5.3. CARACTERISTIQUE ........................................................................................................................................ 2 5.4. LES QUATRE 4 MODES D’AMORÇAGE D’UN TRIAC. ....................................................................................... 2 5.5. LE PHOTO-TRIAC ET L'OPTO-TRIAC ............................................................................................................... 3

6. LES CIRCUITS DE DECLENCHEMENT DES THYRISTORS ET DES TRIAC. .............................. 1

6.1. LE CONTROLE DE PUISSANCE AVEC LES THYRISTORS ET LES TRIACS............................................................. 1 6.1.1. Le contrôle de puissance par le contrôle de phase (contrôle de l'angle d'amorçage) .......................... 1 6.1.2. Le contrôle de puissance par cycle complet .......................................................................................... 3

6.2. LE TRANSISTOR UNI-JONCTION UJT OU TUJ ................................................................................................. 4 6.2.1. Structure ................................................................................................................................................ 4 6.2.2. caractéristique ...................................................................................................................................... 4 6.2.3. Générateur d'impulsions à base de l'UJT ............................................................................................. 5

6.3. LE DIAC ....................................................................................................................................................... 7 6.4. EXEMPLES DE MONTAGES PRATIQUES ......................................................................................................... 10

Montage 1 ..................................................................................................................................................... 10 Montage 2 ..................................................................................................................................................... 10 Montage 3 ..................................................................................................................................................... 10 Montage 4 ..................................................................................................................................................... 11 Montage 5 ..................................................................................................................................................... 11 Montage 6 ..................................................................................................................................................... 11

6.5. CIRCUIT INTEGRE TCA785 ......................................................................................................................... 11 6.5.1. Synoptique interne ............................................................................................................................... 12 6.5.2. Chronogrammes .................................................................................................................................. 12 6.5.3. Branchement deses sorties .................................................................................................................. 14 6.5.4. Exemples de montages ........................................................................................................................ 15

EXERCICES ......................................................................................................................................................... 19


5

Présentation

Ce cours contient 6 chapitres.

Le premier chapitre donne une description générale sur les semi-conducteurs de commutation

utilisés en électronique de puissance, les phénomènes qui accompagnent la commutation, les

pertes de puissance ainsi que les circuits de commande à utiliser pour ce type de composants

Le deuxième et le troisième chapitre traitent les deux techniques de la régulation de tension. A

savoir, les régulateurs linéaires et les régulateurs à découpage.

Le deuxième chapitre ne représente pas une application des semi-conducteurs de

commutation. Pourtant on constate encore une large utilisation de ce type de régulateurs qui

utilisent des circuits de puissance.

Par contre le troisième chapitre représente une application concrète du premier chapitre.

Dans les chapitres 4 et 5 on découvre deux composants de puissance à savoir le thyristor et le

Triac.

Nous recommandons une première lecture de ces deux chapitres pour comprendre le principe

de chacun des deux composants, et de passer au chapitre 6 qui donne des circuits

d’application puis revenir sur les chapitres 4 et 5 pour mieux comprendre les limites

d'utilisation et les protections à assurer pour le bon fonctionnement.


Les semi-conducteurs de commutation Page 1-1

1. LES COMPOSANTS ELECTRONIQUES DE PUISSANCE

1.1. Particularités d’un circuit de puissance

La figure ci-dessous montre La différence entre l’électronique de puissance et l’électronique

de traitement de signal.

Circuit électronique de

puissance

Circuit électronique de

traitement de signalEnergie électrique Energie électrique

Energ

ie

Signaux de

commande

Info

rmation

s

d'e

ntr

ée

Info

rmation

s

de

so

rtie

figure1-1.

Bien que les deux systèmes utilisent la même technologie « circuits électroniques » la

différence est la suivante :

Circuit électronique de puissance :

L’entrée est une énergie électrique sous la forme du courant continu ou alternatif. La sortie est

aussi une énergie électrique sous une autre forme. Le système a pour fonction la conversion

de la forme d’énergie (continu, alternatif, amplitude, fréquence, …..). Les signaux de

commande permettent d’agir sur un ou plusieurs paramètres de l'énergie électrique.

On distingue quatre types de convertisseurs dont les schémas de principe sont donnés sur la

figure ci dessous

LES QUATRE TYPES DE CONVERSION DE L'ENERGIE ELECTRIQUE

Convertisseur courant alternatif-courant continu :c'est la fonction "redresseur" ;

Convertisseur courant continu- courant continu : c'est la fonction "hacheur" ;

Convertisseur courant continu- courant alternatif : c'est la fonction "onduleur" ;

Convertisseur alternatif-alternatif :

C'est un gradateur lorsque seule la valeur efficace de la tension alternative est

modifiée.

Ou bien c'est un variateur de la fréquence.



Les applications sont très variées on cite comme exemple :

Les blocs d’alimentations des ordinateurs, téléviseurs, ….

Les fours à micro-ondes, appareils électroménagers …

Les alimentations des appareils électriques autonomes,

La commande des moteurs électriques avec vitesses variables.

Etc.

Dans ce type de systèmes, les courants et les tensions mises en jeu peuvent êtres de très

grandes amplitudes. Nous devons rechercher le meilleur rendement c’est à dire réduire les

pertes dans le circuit.

Circuit électronique de traitement du signal

Dans ce cas on s’intéresse au traitement de signaux d’entrées qui représentent des

informations, les signaux de sorties représentent eux aussi des informations après le

traitement.

Le traitement peut être de type analogique ou/et numérique (amplification, filtrage,

modulation, échantillonnage, calcul, mémorisation…).

L’énergie fournie sert pour l’alimentation "polarisation" des circuits électroniques utilisés

dans le système. Le but recherché est :

Avoir un traitement avec le meilleur rapport signal/bruit.

Réduire au minimum possible la puissance électrique nécessaire au fonctionnement

du circuit.

Les applications sont très variées on cite comme exemple :

Les équipement d'instrumentation industrielle, médicale,…

Les calculateurs numériques, Les ordinateurs, ..

Les équipements de télécommunication…

1.2. Nécessité de la commutation dans les circuits de puissance

Lorsque les opérations de conversion s'effectuent à forte puissance, elles doivent

obligatoirement l'être à très faibles pertes relatives, non seulement pour des raisons de

rendement mais surtout parce qu'il est exclu que les composants électroniques utilisés puissent

dissiper sans risque d’échauffement et de destruction un pourcentage non négligeable de la

puissance mise en jeu.

L’électronique de puissance est dans la plus part des cas une électronique de commutation.

Nous examinons ci-dessous le cas des transistors bipolaires.

En régime linéaire : il y’a en permanence une ddp VCE et un courant ICE et par la suite

une puissance dissipée permanente qui peut être excessive. (voir le cas des

alimentations linéaires).

En régime de commutation. à l’état bloqué (ICE=0) et à l’état saturé (VCE presque nul).

Donc une puissance moyenne VCE.ICE dissipée faible.

1.3. Les semis-conducteurs de puissance

Les semi-conducteurs de puissance actuels peuvent être classés en trois catégories :

Diodes. États fermé ou ouvert contrôlés par le circuit de puissance.

Thyristors et Triacs. Fermés par un signal de commande, mais doivent être ouvert par le

circuit de puissance.



Interrupteurs commandables à l'ouverture et à la fermeture. (Ouverts et fermés par un

signal de commande).

La catégorie des interrupteurs commandés inclut de nombreux types de composants :

Transistors Bipolaires à Jonctions (Bipolar Junction Transistors - BJT) ;

Transistors à effet de champ Metal-Oxyde-Semiconducteur (MOSFET) ;

Thyristors commandés à l'ouverture (Gate-Turn-Off Thyristors - GTO Thyristors) ;

Transistors bipolaires à grille isolée (Insulated Gate Bipolar Transistors - IGBT) ;

Thyristors MOS Commandés (MOS-Controlled Thyristors - MCTs).

Dans le cas où les semi-conducteurs de puissance peuvent être considérés comme des

interrupteurs parfaits, l'analyse du principe de fonctionnement des convertisseurs d’énergie est

évidemment grandement facilitée.

Dans la suite de ce chapitre, La présentation des caractéristiques des semi-conducteurs de

puissance usuels va nous permettre de déterminer dans quelles conditions et jusqu'à quel point

ceux-ci peuvent être considérés comme parfaits.

1.4. La diode de puissance en commutation

Symbole

Modèles équivalents d'une diode de puissance

figure1-2. Modèles d'une diode

(a) modèle de la diode à l’état bloqué.

(b) Modèle de la diode à l’état passant tenant compte de la tension directe

(c) Modèle de la diode à l’état passant tenant compte de la tension directe et de la

résistance équivalente.

Lorsque la diode est polarisée en inverse (VAK<0), elle se comporte comme un circuit

ouvert. (Un courant de fuite négligeable circule en sens inverse). En fonctionnement

normal, la tension inverse ne doit pas atteindre la tension d'avalanche.

Lorsque la diode est polarisée en direct, elle commence à conduire à partir d'une faible

tension directe VF(Forward) de l'ordre de 0.6v à 1V(cas des diodes de puissance). La diode se

comporte alors comme un interrupteur fermé présentant une résistance équivalente très

faible (négligeable vis à vis des tensions généralement mises en jeu dans les circuits de

puissance).



Compte tenu du courant de fuite très faible circulant en inverse et de la faible tension de

polarisation VF en direct comparés aux courants et tensions mis en jeu dans les circuits pour

lesquels ces diodes sont utilisées, la caractéristique i-v de la diode peut être idéalisée comme

le montre la figure 1-4. Cette caractéristique idéalisée peut être utilisée pour analyser le

principe de fonctionnement de base des convertisseurs. Par contre, il est évident que cette

idéalisation ne doit pas être utilisée dans le cas d'une conception prenant en compte les

problèmes de dissipation thermique ou de chute de tension.

figure1-3. caractéristique idéalisée d'une diode

1.4.1. Caractéristiques de la commutation.

E2

E1R

VeD

DIODE

figure1-4.

La figure 1-5 montre l'exemple d'une diode en commutation.

La figure 1-6 donne l'allure de l'évolution de IAK et VAK lors de la commutation

IAK

VAK

t

t

t

tfr ts tt

E1

E2

VF

E1/R



figure1-5. : courbes de la commutation

A la commutation de l'état ouvert à l'état fermé, la diode peut être considérée comme un

interrupteur idéal car cette transition s'effectue rapidement vis à vis des phénomènes

transitoires relatifs aux circuits de puissance.

Par contre, lors de la commutation de l'état fermé à l'état ouvert, l'annulation du courant dans

la diode dure un temps trr=ts+tt (reverse-recovery time. en français temps de recouvrement)

comme indiqué sur la figure 1-6. Pendant ce temps un courant transitoire négatif traverse la

diode afin d'évacuer les charges en excès dans la jonction de celle-ci. Le courant de

recouvrement maximum IRM peut parfois induire des surtensions dans les circuits inductifs.

Les pertes de puissance Pertes à la conductions: la puissance dissipée dans la diode dépend de la tension direct, de la

résistance équivalente en série et de la valeur du courant qui la traverse.

Pertes à l’état bloqué : Comme le courant de fuite à l'état bloqué est très faible. Ainsi, les

pertes à l'état bloqué sont généralement négligeables devant les pertes à l'état passant.

Pertes dues à la commutation :

On remarque d’après la figure 1-6 que les pertes VAKxIAK sont importantes lors de la phase

du blocage, ces pertes augmentent si la fréquence de commutation augmente.

Dans la mesure où les pertes à la fermeture sont très faibles par rapport aux pertes à

l'ouverture, seules ces dernières sont généralement prises en compte pour le calcul des pertes

de commutation.

1.4.2. Les diodes rapides

Une diode rapide est une diode qui présente un phénomène de recouvrement réduit par

rapport à une diode ordinaire

On donne ci-dessous des exemples de diodes ordinaires et rapides

Diodes ordinaires

1N

4001

1N

4002

1N

4003

1N

4004

1N

4005

1N

4006

1N

4007

Tension inverse continue VR 50 100 200 400 600 800 1000 V

Tension inverse de pointe

répétitive

VRRM 50 100 200 400 600 800 1000 V

Courant direct de

surcharge accidentel

IFSM 30 30 30 30 30 30 30 A

Courant direct moyen I0 1 1 1 1 1 1 1 A

Courant inverse IR 5 à 50 µA µA

Temps de recouvrement

inverse

trr 30 µs

Diodes rapides

BYX61

50

BYX61

100

BYX61

200

BYX61

300

BYX61

400

Tension inverse continue VR 50 100 200 300 400 V

Tension inverse de pointe VRRM 50 100 200 300 400 V



répétitive

Courant direct de

surcharge accidentel

IFSM 150 150 150 150 150 A

Courant direct moyen I0 12 12 12 12 12 A

Courant inverse IR 3mA

Temps de recouvrement

inverse

trr 100ns

1.4.3. Paramètres de la commutation d'une diode de puissance

On cite ci-dessous certains paramètres fournis par les fabricants.

Courant moyen dans le sens direct : IF(AV).

Tenue en tension inverse : VRRM. Cette tension correspond à la limite de la tenue en

tension d'une diode polarisée en inverse avant l'apparition du phénomène d'avalanche

due à une ionisation par impact.

Temps de recouvrement trr. le temps de recouvrement permet une rapide estimation du

comportement de la diode face aux pertes de commutation.

Tension dans le sens direct : VF. elle est donnée pour un courant correspondant au

courant moyen IF(AV).

Tension inverse maximum impulsionnelle répétitif (VRRM : Reverse – Repetitive –

Maximum).

Tension inverse maximum impulsionnelle non répétitif (VRSM : Reverse – Single –

maximum).

Courant efficace permanent admissible IF(RMS). Cette valeur est définie de manière à ne

pas dépasser la température maximum de jonction TJMAX lorsque la diode est le siège

de pertes de conduction.

Courant maximum en régime non répétitif sinusoïdal IFSM..

Température maximale de jonction en fonctionnement Tjmax.

Température maximale de stockage Tstg.

Temps d'établissement (ou de recouvrement) direct tfr.

Temps de recouvrement inverse trr

Courant maximum inverse de recouvrement IRM.

1.5. Les transistors bipolaires de puissance

On rappel l’existence de deux structures de base pour les transistors bipolaires. Le transistor

NPN et le transistor PNP. La structure Darlington permet d'augmenter le gain en courant des

transistors de puissance.

B

E

C

NPN

C

Darlington

E

B

B

E

PNP

C

B

E

C

figure1-6. symboles des transistors bipolaires

Par la suite de ce paragraphe on discute le cas du transistor NPN, les mêmes résultats sont

obtenus pour la structure PNP en inversant le sens des tensions et des courants.



1.5.1. Rappel de la caractéristique statique du transistor NPN

figure1-7. Caractéristiques statiques d'un transistor NPN

1.5.2. modèle d’un transistor NPN en régime de commutation

Transistor bloqué Transistor saturé

figure1-8. Modèle simplifié d'un NPN en commutation

Pour garantir la saturation d’un transistor bipolaire il faut que le courant de base fourni

soit supérieur à la valeur limite de la saturation ( IBréel > IBsat)

En réalité un transistor bipolaire de puissance présente une tension VCE = 1à2v à l’état saturé.

1.5.3. Caractéristique de la commutation

La figure 1-10 montre un transistor en commutation commandé par la tension V2 supposée de

forme carrée. Le niveau haut commande la saturation (fermeture) et le niveau bas commande

le blocage (fermeture).

V2

R

Energie

TpuissanceRBCommande

V1

E

figure1-9. Transistor en commutation

Les courbes de la figure 1-11 montrent l'évolutions de IB , IC et VCE pendant la commutation.



le courant Ic met un temps ton pour atteindre

la saturation.

td :delay time = temps du retard

tr rise time = temps de croissance

Une puissance VCE*ICE est dissipée pendant tr

le courant de base est négatif pendant toff

(recouvrement de charges).

Ts : storage time = temps de stockage

Tf :fall time = temps de décroissance

Une puissance VCE*ICE est dissipée pendant tf

figure1-10. Courbes à la commutation

1.5.4. Pertes dues à la commutation dans un transistor bipolaire

Pour illustrer l'exemple d'une mauvaise commutation des transistors bipolaires nous allons

examiner l'exemple suivant.

R

V1

E

dio

de

ro

ue

lib

re

TpuissanceRB

L

Commande

V2

Energie

IC

VCE

2stauration

blocage1

figure1-11. Caractéristique IC en fonction de VCE: Cas d'une charge inductive

Etat du transistor Puissance dissipée dans le transistor (VCE.ICE)

Bloqué

ICE=0 ; VCE=V1

la puissance dissipée est nulle puisque ICE est nulle.

Saturé

ICE=0 ; VCE=VCEsat

La puissance dissipée en permanence dans le transistor est VCEsat .ICE

cette puissance est d’autant plus élevée que le courant est élevé.



commutation de

l'état bloqué à l'état

saturé

le courant ICE augmente lentement à cause de la bobine, par contre

VCE passe à zéro. La puissance dissipée dans le transistor est

quasiment négligeable. (chemin 1)

commutation de

l'état saturé à l'état

bloqué

la diode roue libre maintient la tension VCE à la valeur de la source

pendant un certain temps (démagétisation de la bobine), Alors que le

courant ICE met du retard pour s'annuler (à cause de toff). Un pic de

puissance (VCE.ICE) dissipée important est observé.

la puissance moyenne dissipée dans le transistor augmente avec la

fréquence de commutation du transistor

1.5.5. Circuits d’aide à la commutation

Le circuit ci-dessous permet de remédier au problème précédent.

Tp

R

L

C1

dio

de r

oue lib

re

RB

R2

Energie

V1

E

V2

Commande

D2

IC

VCE

stauration

blocage

figure1-12. Exemple de circuit d'aide à la commutation

Lorsque le transistor se bloque, la tension VCE augmente lentement à cause du condensateur et

de la diode D2. Le chemin parcouru par le couple (VCE, ICE) passe par la zone faible

puissance.

Les valeurs à choisir sont: R2 au voisinage de 100, C1 entre 1nF et 100nF.

1.5.4. Commande des transistors bipolaires de puissance

Le circuit de commande d'un transistor bipolaire de puissance doit assurer:

Une saturation rapide du transistor, le courant de base doit charger rapidement les

capacités des jonctions du transistor. Il faut une surintensité du courant de base au

début de la commande.

Un blocage rapide, le circuit de commande du blocage doit extraire les charges

stockées dans les jonctions (accélérer la création rapide de la zone de déplétion). Pour

y arriver on peut polariser négativement la base pendant la phase du blocage.

On donne ci-dessous deux exemples de circuits de commande.



RB

T2

R1

+VCC

C2

-Vee

C1

Tp

R2D2

T3

figure1-13.

circuit de commande pour les faibles

puissances

T2 injecte un courant de saturation

C2 accélère la saturation de Tp

T3 permet d'extraire les charges au blocage

R1 assure la polarisation pendant le blocage

RB

C2

-Vee

Tp

R1D4

R2

C1

D2

T2D3

L2

T3

+VCC

figure1-14.

circuit de commande pour les grandes

puissances

D4 et T3 accélèrent le blocage de Tp

L2 limite la décroissance de IB



1.6. Les transistors MOSFET

1.6.1. Rappel sur les MOSFETs

Se sont des Transistor à Effet de Champ à Métal Oxyde Semiconducteur (MOSFET : Metal

Oxyde Semiconductor Field Effect Transistor) dont on a isolé la grille du canal par une

couche de dioxyde de silicium (SiO2 ).

Les deux types fondamentaux de MOSFET sont:

les MOSFET à appauvrissement (Depletion) D-MOSFET,

Les MOSFET à enrichissement (Enhancement) E-MOSFET .

Dans chaque type de MOSFET, on peut distinguer:

Le MOSFET canal N (le courant provient du déplacement d'électrons).

Le MOSFET canal P (le courant provient du déplacement de trous).

1.6.2. MOSFET à appauvrissement D-MOSFET

Structure du MOS à appauvrissement canal N

figure1-15.

Si on applique une tension négative sur la grille par rapport au substrat, les électrons sont

repoussés et la conductivité du canal diminue.

Structure du MOS à appauvrissement canal P

figure1-16.

Si on applique une tension positive sur la grille par rapport au substrat, les trous sont

repoussés et la conductivité du canal diminue.



Les transistors MOS à appauvrissement sont passants sans tension de commande sur la grille

(NORMALLY ON), ils deviennent de moins en moins conducteurs au fur et à mesure que la

tension de commande augmente pour finalement se bloquer au delà d'une tension de blocage

VGSoff .( négative pour le canal N et positive pour le canal P).

1.6.3. MOSFET à enrichissement : E-MOSFET

Structure du MOS à enrichissement canal N

figure1-17.

En appliquant une tension positive sur la grille, on attire les électrons à l'interface isolant-

semiconducteur et on repousse les trous. A partir d'une certaine valeur : tension de seuil VTH

(Threshold Voltage), une couche d'inversion apparaît et le transistor devient de plus en plus

passant.

Structure du MOS à enrichissement canal P

figure1-18.

En appliquant une tension négative sur la grille par rapport au substrat, les électrons sont

repoussés et les trous minoritaires sont attirés. A partir d'une certaine valeur : tension de seuil

VTH (Threshold Voltage), une couche d'inversion apparaît et le transistor devient de plus en

plus passant.

Caractéristiques :



figure1-19. Caractéristiques de conduction des MOSFET

1.6.4. Le transistor MOSFET en commutation

A l’état bloqué le transistor se comporte comme un circuit ouvert.

A l’état saturé le transistor se comporte comme un circuit fermé de très faible

résistance.

Lors de la commutation ; bien que la grille est isolée, la présence des condensateurs

de fuites (voir figure 1-21) entre la grille et la source et entre la grille et le drain

nécessite que le circuit de commande assure la charge et la décharge rapide de ces

condensateurs lors des phases transitoires de commutation.



figure1-20.

modèle qui fait apparaître les capacités des jonction

La commande de l'état bloqué ou saturé d’un transistor MOSFET ne nécessite que

l’application d’une tension constante, le courant de la grille étant nul.

Par contre lors des phases de commutation, le circuit de commande peut être amené à délivrer

transitoirement des intensités élevées (jusqu’à plusieurs ampères); pendant de très courtes

durées (quelques 10 ns) pour assurer la charge et la décharge de sa capacité d’entrée. (voir

figure 1-22).

Ainsi, le choix et le câblage du circuit de commande doivent être étudiés et réalisés avec soin.

figure1-21. Exemple d'une commande d'un MOSFET

La figure 1-23 montre un exemple de l'évolution des tensions et des courant lors d'une phase

de la fermeture d’un MOSFET.



figure1-22. Caractéristiques de la commutation

On constate:

la nécessité d’un courant transitoire de la grille,

la présence d'un retard à la conduction.

Un PIC de puissance dissipée IDS.VDS pendant la phase de conduction.

Du même pendant la phase du blocage, il faut que le circuit de commande assure la décharge

des condensateurs équivalents des jonctions.

1.6.5. Exemples de circuits de commande (DRIVE)

(a) Commande simple (b) commande par six inverseurs

figure1-23.

Le circuit (b) présente l'avantage d'une commande de fermeture rapide puisque le courant

transitoire est fourni par six sorties logiques au lieu d'une seule.



(a) Drive avec push-pull bipolaire (b) Drive avec push-pull bipolaire

figure1-24.

figure1-25. Driver avec push-pull MOSFET

figure1-26. Commande avec isolation

Il existe des circuits intégrés spécialisées pour la commande des transistors MOSFET.



1.7. Transistor bipolaire à grille isolée (Insulated Gate BipolarTransistor

- IGBT)

Les transistors IGBT combinent les avantages du transistor bipolaire et du MOSFET :

- Bipolaire: faibles pertes en conduction mais temps de commutation élevée.

- MOSFET: temps de commutation faible mais pertes en conduction plus

élevées, augmentant avec VDS.

DOMAINE D’UTILISATION : UTILISE PRESQUE EXCLUSIVEMENT EN COMMUTATION DANS LES

DISPOSITIFS DE FORTE PUISSANCE.

Circuit équivalent symboles

figure1-27.

Le transistor est commandé par tension de la grille (entre la grille et l’émetteur), mais ses

caractéristiques de conduction sont celles d’un transistor bipolaire. Ceci permet un faible coût

énergétique du côté de la commande et des pertes de conduction très faibles.

L’IGBT s’avère donc comme le meilleur choix pour la moyenne et la forte puissances.

Exemple :Module IGBT 3300V 1200A Mitsubishi

figure1-28.

Qualités de l'IGBT

Impédance d'entrée élevée. Circuit de commande simple et bon marché.

Possibilité d'être enclenché et déclenché contrairement au thyristor.

Très grands courants IC. ( → 500 A)

VCESAT ≤ 3 V

Grande tension collecteur - émetteur (→ 1700V)

Commutation très rapide (→ 40ns)

Protégé contre les surintensités

Avantages de l'IGBT sur le transistor MOSFET

VCE plus élevé en mode bloqué

IC plus élevé en mode saturé

Prix plus bas



Pertes par effet Joule plus petites

Avantages de l'IGBT sur le transistor bipolaire

Plus rapide

Plus simple à commander

VCE plus élevé en mode bloqué

Applications de l'IGBT

Le transistor IGBT a été conçu pour travailler en mode tout ou rien (saturé ou bloqué) et les

Fabricants déconseillent son utilisation en amplificateur linéaire.

1.8. Protection des transistors MOSFET et IGBT

1.8.1. Protection contre les courts-circuits

Le court-circuit est un dysfonctionnement très contraignant pour les composants à semi-

conducteur de puissance, car il leur impose de supporter simultanément de fortes tensions et

de forts courants, d’avoir une aire de sécurité suffisante, et d’être capable de dissiper de façon

transitoire des énergies très élevées.

Il faut donc prévoir des circuits de protection.

Détection par mesure de la désaturation

figure1-29. principe de la détection par mesure du courant

Lors de cette phase de fonctionnement accidentel (charge court-circuitée), on retrouve une

tension élevée aux bornes de l’IGBT alors que, compte tenu de la tension appliquée sur

l’électrode de grille par le circuit de commande, en régime sans défaut, il devrait être passant

avec une très faible chute de tension à ses bornes.

Lorsque la tension VCE devient supérieure à Vref (par exemple en cas de court-circuit), la

diode de désaturation D se bloque, ce qui inhibe au bout d’un temps Tinhib le circuit de

commande et bloque le transistor. La tension Vref fixe le niveau de la tension VCE devant être

considéré comme excessif. La durée d’inhibition Tinhib du circuit de protection est nécessaire

pour assurer correctement les phases de mises en conduction (où l’on a également

simultanément une entrée de commande à un niveau logique haut et une tension VCE

significative).

1.8.2. Détection par mesure du courant



figure1-30. détection par miroir du courant

La mesure directe du courant à l’aide de capteurs spécifiques est rarement utilisée pour la

détection d’un régime de court-circuit, essentiellement à cause de leur prix et de leur

encombrement. En revanche, des transistors MOSFET et IGBT intégrant un miroir de courant

(une petite fraction des cellules isolées pour refléter l’allure du courant principal) sont

disponibles. Il faut ensuite relier la connexion « Sense » à une résistance pour avoir une image

tension du courant traversant le transistor. L’information issue de ce capteur intégré de

courant peut être mise à profit pour la détection d’un régime de court-circuit ou de

surintensité. On peut noter que certains transistors intègrent la résistance de sense avec

également l’électronique permettant la détection et la protection du transistor.

1.8.3. Circuits intégrés de commande

De nombreux circuits intégrés de commande sont également disponibles, ils comprennent

tous un étage de sortie se comportant comme une interface de puissance à transistors

bipolaires ou à transistors MOSFET capables de délivrer ou de laisser transiter les pics de

courant nécessaires à la charge et à la décharge de la grille lors des commutations. L’entrée

est généralement compatible avec des circuits logiques. Certains circuits intègrent également

la fonction de protection contre les régimes de court-circuit (généralement, il faut associer à

ces circuits une diode haute tension pour la détection de la désaturation, mais parfois elle est

déjà intégrée dans le circuit de commande qui se trouve alors spécifié en tension).



figure1-31.

1.9. Les thyristors et les Triacs

Ces deux composants seront traités en détail dans les chapitres 4 et 5.

1.10. Comparaison des interrupteurs commandés

On doit rester très prudent lorsque l'on désire comparer les différents interrupteurs présentés

dans les précédents paragraphes car de nombreuses propriétés rentrent en compte et les

caractéristiques de ces composants évoluent encore de façon rapide et importante. Néanmoins,

les observations qualitatives présentées dans le tableau, ci-après, peuvent être faites.

Composant Puissance d'utilisation Rapidité de commutation

BJT Moyen Moyen

MOSFET Faible Rapide

Thyristors

GTO

(voir plus loin)

Fort Lent

IGBT Moyen Plus rapide que BJT

L'utilisateur doit garder à l'esprit qu'en plus des améliorations apportées à ces divers

composants, d'autres composants entièrement nouveaux sont en cours d'étude. Les progrès

dans la technologie des semi-conducteurs conduiront sans aucun doute dans un avenir proche

vers des puissances d'utilisation supérieures, des temps de commutation plus brefs et des coûts

plus faibles.



Exercices

exercice#1. soit le circuit suivant

RB

dio

de r

oue lib

re

V1

E

V2

L

Energie

ColmmandeTpuissance

R

On donne R=20 ohm L=100mH V1=20v

Le gain en courant du transistor est de 20

La tension de saturation est VCE = 0.

La tension de commande V2 est 0v ou 5v.

1. Déterminer la valeur du courant de saturation de base IBsat.

2. Calculer alors la valeur de RB nécessaire à la saturation du transistor.

3. Représenter VCE(t) et IC(t) lorsque l’on commande la saturation du transistor (v2 passe de

0v à 5v).

4. que peut on dire de la puissance dissipée dans le transistor pendant la phase de la

fermeture.

exercice#2. Dans l’exercice précédent on prend comme courant de commande

IB=25mA.

1. Représenter VCE(t) et IC(t).

2. Calculer la puissance dissipée dans le transistor à l'état de saturation.

exercice#3. On suppose que l’inductance est parfaite (la résistance R est nulle). La

diode roue libre présente une tension à ces bornes de 0.6v lorsqu’il conduit. Le transistor se

bloque et se sature correctement.

1. Représenter la variation du courant IL(t) lorsque le transistor devient saturé.

2. Lorsque IC atteint la valeur 20A on bloque le transistor. Représenter la variation du

courant IL(t) dans ce cas.

3. Calculer le temps que met IL pour s’annuler lors de la phase du blocage du transistor.

4. Représenter dans ce cas la variation de la tension VCE(t).

exercice#4. On donne le circuit suivant.



RB

dio

de r

oue lib

re

V1

E

V2

L

Energie

ColmmandeTpuissance

15VDZ R

On suppose la bobine parfaite (R=0).

La roue libre se fait par une diode Zener en série avec la diode.

1. Représenter la variation du courant IL(t) lorsque le transistor devient saturé.

2. Lorsque IC atteint la valeur 20A on bloque le transistor. Représenter la variation du

courant IL(t) dans ce cas.

3. Calculer le temps que met IL pour s’annuler lors de la phase du blocage du transistor.

4. Représenter dans ce cas la variation de la tension VCE(t).

5. comparer les résultats par rapport à l'exercice 3.

exercice#5.

RB

V1

E

V2

Energie

ColmmandeTpuissance

DL

On donne T un transistor de puissance dont la gain en courant est de 10. L=1H

On commande la saturation du transistor avec un courant de base de 5A

1. Représenter IC(t) et VCE(t) lorsque le transistor est conducteur.

Lorsque le courant IC atteint la valeur 50A, IC ne peut pas augmenter le transistor tend à

devenir bloqué, Dans ce cas VCE augmente.

2. Justifier pourquoi le transistor tend vers le blocage.

3. Quelle alors la puissance dissipée dans le transistor si on suppose la résistance de

l’inductance nulle.

Conclure !


Les régulateurs Linéaires Page 2-1

2. LES REGULATEURS LINEAIRES

2.1. Synoptique d'un bloc d'alimentation linéaire

figure 2-1. Synoptique d'un bloc d'alimentation linéaire.

La tension du secteur est abaissée par le transformateur.

Un redresseur suivi d'un filtre fourni la tension VE continue mais qui n'est pas stable vis à

vis des variations de charges alimentées ou bien vis à vis des variations sur le réseau

(secteur ou ligne).

Un régulateur permet de maintenir la tension de sortie Vs constante même en présence des

variations de charge ou de ligne (secteur).

L'appellation linéaire vient du fait que l'élément régulateur est un transistor de puissance

qui travail en régime linéaire.

2.2. Qu’est ce que la régulation de tension

Le principe des régulateurs de tension est de maintenir une tension stable exempt d’influences

extérieures. Que ce soit une variation de la charge, une légère baisse dans la tension d’entrée

ou une hausse de température, la tension de sortie doit rester inchangée.

Quatre éléments de base sont nécessaires pour exécuter une excellente régulation:

Un élément de référence;

Un circuit de mesure d'un échantillon de la sortie;

Un comparateur - amplificateur d’erreur;

Un élément de contrôle.

ÉLÉMENT

DE CONTRÔLE

ÉL

ÉM

EN

T

D'É

CH

AN

TIL

LO

NN

AG

E

RÉ

FÉ

RE

NC

E

COMPARATEUR

VOLTAGE

D'ENTRÉE

VOLTAGE

DE SORTIE

RÉGULÉ

figure 2-2. : Schématique de base d'un régulateur linéaire



Élément de référence

Généralement c'est une diode Zener ou mieux encore, une tension de référence intégrée.

Puisqu’on utilise la tension d’entrée comme alimentation, il est préférable d’avoir un élément

de référence qui est stable.

Circuit de mesure "échantillon de la sortie"

Pour pouvoir stabiliser la tension de sortie vis-à-vis des perturbations, il faut mesurer les

changements possibles sur celle-ci et effectuer rapidement les correctifs.

Un diviseur de tension résistif est souvent utilisé pour refléter une image sur la sortie.

Élément de comparaison ou amplificateur d’erreur

Habituellement un amplificateur opérationnel est utilisé pour comparer l’échantillon de la

sortie à la tension de référence.

En fonction de l'écart (tension de référence- tension mesurée), le comparateur donne une

commande à l’élément terminal qui corrige et régularise la tension de sortie.

L’élément de contrôle ou élément terminal

Généralement c'est un transistor de puissance qui permet de laisser passer plus ou moins de

courant selon les besoins de la sortie et selon la commande du comparateur.

Si une variation se produit, le comparateur en prend note , la compare avec la tension de

référence et corrige en activant plus ou moins l’élément terminal dans le sens inverse de la

variation.

2.3. Définitions et principales caractéristiques.

Voici donc les principaux éléments à connaître pour les régulateurs de tension quelque soit

leur type.

RÉGULATEUR I O

UO

EI -

+

-

+

+ -

EI-U

O

figure 2-3. : Représentation schématique de tout régulateur

Ei La tension d’entrée: Généralement ondulée du fait qu’elle provient d’un circuit de

redressement et de filtrage. Il y a toujours une limite acceptable du ronflement en fonction de

l’application et du régulateur utilisé.

Uo(nl) tension de sortie à vide: Cette caractéristique permet de déterminer la valeur

de tension de sortie lorsque aucune charge n'est appliquée au régulateur. Les lettres (nl) tiré

de l’anglais “no load”.

Uo(fl) tension de sortie pleine charge: La vraie caractéristique de tension d’un régulateur

est donnée lorsque ce dernier est sous charge. Cette valeur de “pleine-charge” de l’anglais

“full load” est déterminée par les caractéristiques maximales du régulateur et est mesurée

lorsque la tension de sortie baisse légèrement en fonction du courant demandé.

Ei-Uo tension différentielle: permet de connaître les valeurs minimale et maximale

nécessaires au bon fonctionnement d’un régulateur.

Une tension différentielle trop faible empêcherait l’élément de régulation de fonctionner

normalement et il en résulterait l’apparition d’ondulation à la sortie. Généralement, une marge

de manoeuvre de 3V est nécessaire pour que l’élément de régulation puisse fonctionner.



Une tension différentielle trop élevée pourrait tout simplement faire chauffer ou sauter

l’élément de régulation. N’oubliez pas que les transistors de puissance ont une tension de

claquage de quarante à soixante volts.

Io Courant de sortie, de l’anglais “Iout”

Io(fl) Le courant en pleine-charge: c'est s le courant maximum que le régulateur peut

fournir avant que la tension de sortie soit trop basse. Il ne s’agit pas là du maximum de

courant avant la destruction du régulateur mais bien d’une limite d’opération normale. Si ce

courant est dépassé, la tension de sortie s’abaissera en dessous de la tension pleine-charge.

Io(sc) Cette caractéristique permet de déterminer le courant de court-circuit. Ce dernier est

déterminé en plaçant l’ampèremètre à la sortie de l’alimentation sous test. Attention, certaine

alimentation ne sont pas protégée contre les courts-circuits. Les lettres (sc) sont tirées du

terme anglais “short-circuit”.

Pd La puissance dissipée: elle est toujours approximée en fonction de la tension

différentielle présente aux bornes de l’élément de régulation et du courant y circulant.

RL Résistance de charge: :de l’anglais “Rload”

“Load regulation”

La régulation de charge permet de déterminer la variation de la tension de sortie

lorsque la charge est appliquée. Cette évaluation du régulateur permet de déterminer la pente

entre le point mort qu’est Uo(nl) et le point d’opération maximum qu’est Uo(fl), (voir).

Regulation dechargeUo nl Uo fl

Uo flx(%)

( ) ( )

( )

100

“Line regulation”

La caractéristique de régulation de ligne ou régulation d’entrée permet de juger du

pourcentage de variation de la sortie en fonction d’une variation à l’entrée pour un courant de

sortie constant. Un régulateur idéal donnera toujours la même tension de sortie peu importe la

tension à son entrée. Évidemment, les tensions différentielles minimale et maximale doivent

être respectées.

Regulationde ligneUsortie

Uentreex(%)

100

ro La résistance dynamique: permet d’évaluer la baisse de tension de sortie en fonction

des variations de courants. Plus elle est faible, meilleur est le régulateur.

Resis cedynamiquede sortieUsortie

Isortietan ( )



Io(sc)

Vo(nl) Vo(fl)

Io(fl)

Pente

due à Ro

5V

4V

3V

2V

1V

50mA30mA 70mA10mA

0V

figure 2-4. : Courbe caractéristiques d’un stabilisateur à Zener

2.4. Exemples de montages

2.4.1. Régulateur de tension fixe

Rf

Rin

R3

REF

EI

UORS

figure 2-5.

La tension de sortie est fonction du diviseur de tension Rf et Rin et de la valeur de la tension

de référence. Le comparateur tente de garder la tension de sortie stable en contrôlant la

conduction de l’élément terminal.



Si, pour une raison quelconque, la tension de sortie diminue,

La tension de l’échantillon à la broche inverseuse de l’amplificateur opérationnel diminue.

Une plus grande erreur par rapport à la référence apparaît.

Le comparateur -amplificateur permettra une plus grande conduction du transistor, VCE

diminue,

La tension de sortie U0 augmente de sorte à se stabiliser au niveau initial.

Cette boucle de régulation peut fonctionner si tous les composants sont à l’intérieur de leur

limite d’opération. En particulier le transistor doit fonctionner en régime linéaire.

Dans ce type de circuit ou le comprateur est à base d'un amplificateur opérationnel, l’analyse

quantitative reste simple. Dans le fonctionnement normal d’un régulateur, quel qu’il soit,

l’erreur devrait toujours être nulle. En prenant ceci en considération, la tension à la broche

inverseuse est toujours égale ou presque à la tension de référence.

0.)()( URFRin

RinVzVV

on a donc Vz

Rin

RfU ).1(0

Si un diviseur par 2 est utilisé pour échantillonner, la tension de sortie se retrouve deux fois

plus élevée que la tension de référence. Ainsi, pour réaliser un régulateur de +10V, il s’agit de

placer une référence de +5V et deux résistances de 10K. Pour un régulateur de +15V, Rf

serait de 10k et Rin de 5k. Une autre solution serait de monter la référence à +7.5V.

Les valeurs de résistances dans le circuit d’échantillon, sont choisies pour qu’un minimum de

courant circule dans cette branche. Des résistances trop élevées engendreraient du bruit. Pour

sa part, la valeur de R3 est déterminée selon la bonne marche de la tension de référence.

Faites attention: cette résistance est reliée à la tension d’entrée; dès lors, cette dernière dissipe

généralement une puissance élevée.

2.4.2. Régulateur de tension variable

Pour réaliser un régulateur à tension variable, Le premier réflexe est de remplacer Rf ou Rin

par un potentiomètre. Cette idée est intéressante mais n'est pas recommandable.

Un régulateur utilise généralement un amplificateur d’erreur; il est primordial de garder son

gain fixe afin que ce dernier ne tombe en oscillation lorsque le gain changera d’une valeur à

l’autre.

Pour varier la tension de sortie il s’agit de varier la tension de référence. La majorité des blocs

d’alimentation, utilise plutôt ce principe que celui du gain variable. la figure 2-6 montre un

exemple d’un tel circuit.



Déterminez: Uo min et max?

Ei :+25V, D1 :1N4733

R1 :470, R2 :330, R3 :500, P1 :5k, Rf :2k, Rin :1k

D1

VIN

Rf

P1 741 Q2

R1

RiR3

R2

Q1

Vout

figure 2-6. : Régulateur linéaire variable

1N4733 = Zener de 5.1V

Gain = 2000 / 1000 +1 = 3

Uout (max) = 5.1V * 3 = 15.3V

Uref (min) = 5.1V*500

5000+500

= 463 mV

Uout(min) = 463mV * 3 = 1.4V

Dans cet exemple, il faut faire attention puisque l’alimentation négative de l’amplificateur

opérationnel est au point commun. La plupart des sorties d’ampli-op ne peuvent descendre en

deçà de 2V lorsqu’elles sont montées dans cette configuration. Puisque Uout doit atteindre

+1.4V, il va sans dire que la tension de sortie de l’amplificateur est dangereusement près du

minimum acceptable. Il ne faut pas oublier la chute de 0.6V aux bornes Ube du transistor

faisant en sorte que la tension à la base de Q2 est d’environ +2V.

2.5. La protection en courant

2.5.1. Informations générales

Il faut protéger les régulateurs contre les surcharges de courant. Pour ce faire, il s’agit

uniquement de dévier, au moment de la surcharge, le courant de base du transistor de

puissance.

Afin de réaliser cet exploit, il faut placer une résistance en série avec la sortie qui

viendra lire le courant Io. Si la valeur devient trop élevée, la chute de potentiel

augmentera aux bornes de cette résistance déclenchant ainsi un transistor de déviation

(“bypass”). Ce transistor vole partiellement le courant de base de l’élément terminal,

produisant un manque d’alimentation diminuant ainsi la tension de sortie et, par le fait

même, protégeant le circuit.

Les courbes de la figure 2-7 et de la figure 2-8 représentent les deux types de

protections les plus utilisées. La première représente la protection simple ou à courant

constant, nommée ainsi par la simplicité de son montage. La seconde représente une

protection à délestage partiel. Celle-ci fait en sorte que le courant diminue avec un



dépassement de la charge maximale. L’adjectif «partiel» renvoie au processus suivant:

le courant en court-circuit n’est pas nul. Il existe un circuit à délestage complet mais il

est peu utilisé.

2.5.2. Courbes

La première courbe ci-dessous représente la sortie d’un régulateur à protection simple.

Le courant de court-circuit est légèrement plus élevé que le courant de pleine-charge.

ISC

VO

COURANT DE SORTIE

VO

LT

AG

E D

E S

OR

TIE

If l

figure 2-7. caractéristique d'une protection simple



La courbe ci-dessous représente un régulateur possédant une protection à délestage

partiel. Vous pouvez remarquer que le courant de court-circuit est plus faible que

le courant en pleine-charge.

ISC

VO

COURANT DE

CHARGE

VO

LT

AG

E D

E S

OR

TIE

IK

figure 2-8. caractéristique d'une protection à délestage partiel

Il est évident que, dans un circuit à protection simple, la puissance dissipée par

l’élément de régulation augmente en court-circuit. Intuitivement, nous pouvons croire

que lors d’une protection à délestage partiel, la puissance maximale dissipée se trouve

à pleine-charge. Il n'en est pas ainsi. Il est vrai qu’à pleine-charge le courant est

maximal, mais il faut voir que la tension différentielle est à son minimum puisque la

sortie est à son plus haut niveau. Lors d’un court-circuit, la tension différentielle est

élevée mais le courant est faible; il ne s’agit pas là du point de dissipation maximal. Le

milieu de la courbe présente le point le plus critique. C'est à cet endroit que le courant

et la tension se croisent pour faire supporter au régulateur le maximum de puissance.

2.5.3. La protection en courant simple

Formules pour protection en courant simple

Qp

Rsc

VoVinQ

1

figure 2-9. Protection simple

IflV

Rsc

0 6. Isc

V

Rsc

0 7. Rsc

V

Ifl

0 6.



2.5.4. La protection en courant à déléstage partiel

Formules pour la protection en courant à délestage partiel

Q1

Qp

RscVoVin

RxRy

figure 2-10. Protection à délestage partiel

IflV

Rsc

Vout V Ry

RscRx

0 65 065. ( . ) Isc

V

Rsc

Ry

Rx

0 651

.

Rsc

Vo

Isc Vo Ifl

( . )154 1 Ry Rx IscRsc ( . )154 1



2.6. Régulateur de tension à base du circuit µA723

Le régulateur intégré µA723 ( appelé aussi régulateur de précision ) permet de passer outre le

montage de pièces tels l’amplificateur opérationnel et la diode Zener qui est remplacée par

une référence interne plus stable de 7.15V

figure 2-11. Brochage du circuit A723

2.6.1. Synoptique interne.

figure 2-12. Synoptique interne µA723

Dans le même boîtier il est intégré:

Un comparateur qui compare la tension de la mesure IN- (broche 4) à celle de la référence

IN+ (broche 5).

Une tension de référence interne de 7.15v disponible sur la broche 6 (REF)

Un transistor de contrôle interne (collecteur à la broche 10 et l'émetteur à la broche 11) qui

doit être associé à un transistor externe en configuration Darlington pour amplifier la

valeur du courant de charge.

Un transistor interne pour servir à la limitation du courant (broches 2 et 3).

2.6.2. Montages pratiques

Montage1



figure 2-13. régulateur faible courant de charge

VI tension d'entrée supposée non régulée.

VIN+=7.15v (tension de référence interne)

Le comparateur interne doit maintenir VIN- =VIN+=7.15v

On adonc:

0.12

2V

RR

RVIN

; v

R

RV 15.7).

2

11(0

le rapport de R1 et R2 fixe la valeur de la tension de sortie

La résistance RSC permet la limitation du courant.

Montage2:

figure 2-14. Régulateur avec courant de charge amplifié.

R1 et R2 déterminent la valeur de la tension de sortie.



Le transistor 2N3997 forme un Darlington avec le transistor de contrôle interne ce qui permet

de fournir plus de courant de sortie.

Montage 3 : Bloc d'alimentation 5v (Banc d'essai EV)

figure 2-15.

Montage 4 : Bloc d'alimentation 2x (12v ou 15v) (Banc d'essai EV)



figure 2-16.



Exercices

exercice #1.

Si D1 est une diode Zener de 7.2 Volts, déterminez la tension de sortie.

Q1 fait partie de quel ensemble?

12V VOUT

Q1

Q2R3

R2

R1

7.2V

exercice #2.

Déterminez les valeurs des pièces non-définies pour avoir un Uo de 24 Volts.

Quelle est la puissance dissipée par le TIP32 si une charge de 100R est branchée à Uo?

Rf

Rin

R1

EI = -30V U

O

uA741

TIP32

1N4736

exercice #3.

Calculez Umaximale et Umininale de la sortie.

À quel valeur du courant de sortie la protection en courant commence son action si UBE de Q3

est de 700millivolts?

10k

5k 741Q2

2V5

470

3k3470

R2

Q1

Q3

2.21k

Vout

+30V



exercice #4.

Calculez Uout, Ilimite si: R1= 10R, R2= 5R, R3= 1K, R5= 300R et R4= 680R

723C723C723C

12 11

10

2

3

4

137

5

6

+18

V

EO

R1

R2

R3

C3

C2

C1 R4

R5

exercice #5.

Calculez Uout, Ifl, Isc.

723C723C723C

12 11

10

2

3

4

137

5

6

+18V

1000uF

1nF

5k1

2k2

47

2k7

22

4k7

Eout

exercice #6. Consulter les figures 2-15 et 2-16

On suppose que chacun des deux montages présente une panne (absence de la tension de

sortie)

Proposer une procédure à suivre pour faire la réparation.


Les régulateurs à découpage Page 3-1

3. LES ALIMENTATIONS A DECOUPAGE

3.1. Introduction

Les paragraphes 3.2 et 3.3 sont des paragraphes préliminaires permettant de mieux

comprendre l’intérêt des alimentations à découpage et de poser les bases pour l’étude de leur

fonctionnement abordé aux paragraphes 3.4 et 3.5.

3.2. Intérêts des alimentations à découpage

3.2.1. Alimentations linéaires issues du secteur

Principe

Le synoptique de la partie puissance des alimentations linéaires est indiqué ci dessous

figure 3-1. synoptique d'une alimentation linéaire

La dénomination « linéaire » pour le type d’alimentation décrite vient du fait que le transistor

de la figure fonctionne dans sa zone linéaire.

Points forts des alimentations linéaires

faciles à mettre en œuvre.

permettent d’obtenir des tensions très stables.

Stabilité sans trop de contraintes techniques.

très peu perturbatrices pour l’environnement électrique ou électronique.

Points faibles des alimentations linéaires

Le transformateur est lourd et volumineux car il fonctionne à 50Hz.

Le transistor « ballast » dissipe une puissance VCE.ICE. Il impose l’utilisation d’un

radiateur encombrant et nuit au rendement de l’alimentation.

3.2.2. Alimentations à découpage issues du secteur



Principe

figure 3-2. Synoptique d'une alimentation à découpage

Les éléments fondamentaux utilisés dans une alimentation à découpage sont :

Redresseur + Filtre directement connectés au réseau (secteur).

La tension filtrée (non régulée) est découpée à l'aide d'un interrupteur électronique

(transistor en commutation) qui s'ouvre et se ferme périodiquement à une fréquence

supérieure à 20 KHz.

Transformateur d’impulsion (isolation galvanique entre le réseau et l’utilisateur), piloté au

primaire par un l'interrupteur.

Le circuit de commande de l'interrupteur est un modulateur de l'impulsion en largeur

(PWM). La largeur de l'impulsion dépend de l'écart entre la tension de sortie effective et

celle désirée à la sortie de telle sorte à garder cette dernière constante.

Redresseur + Filtre en sortie.

Remarque importante:

Le choix de la fréquence de coupure supérieure à 20Khz est lié à deux impératives.

Une fréquence inférieure à 20 Khz correspond au spectre audible. Dans ce cas

l'alimentation sera pénible à l'oreille.

Plus la fréquence de découpage est grande, plus la capacité du condensateur de filtrage de

sortie pourra être choisie faible, plus la taille du transformateur sera réduite.

Points forts des alimentations à découpage

Le transformateur travaille à une fréquence très supérieure à celle du réseau 50Hz, il

est donc de dimension réduite.

Le transistor de puissance fonctionne en régime de commutation et présente des

pertes réduites. Donc Le dissipateur associé est de faibles dimensions, d’où un gain en

volume et en masse.

Le rendement de l’alimentation est supérieur à 80 % (contre 60 % maximum pour les

alimentations linéaires).

Il est possible de réaliser trois types de régulateurs à découpage (abaisseur de tension,

élévateur de tension, inverseur de tension).

Points faibles des alimentations à découpage

Elles sont moins simples à mettre en oeuvre que les alimentations linéaires.

Une ondulation résiduelle due au découpage subsiste en sortie. .

Elles sont perturbatrices pour l’environnement électrique et électronique ; les parasites

rayonnés sont importants à cause du découpage.



3.3. Inductances et transformateurs en régime de commutation

3.3.1. Inductance en régime impulsionnel

figure 3-3. Inductance en régime impulsionnel

Prenons une application numérique réaliste : E=20V ; L = 1 mH ; R = 0, 1.

On impose une intensité maximale égale à 20A (intensité admise par l’interrupteur).

La figure 3-4 montre l’évolution de i(t) lorsqu'on ferme l'interrupteur.

Courbe (RL): Montre l'évolution réelle qui tient compte de la résistance de la bobine.

Courbe (L) : Montre l'évolution lorsqu'on néglige la résistance de la bobine.

figure 3-4. courant dans la bobine

Pour i(t) < 20A admissible. Les deux courbes sont presque confondues. La courbe du courant

est presque linéaire. Le calcul montre que l'écart est inférieur à 5%.

La règle que l’on peut adopter pour la suite est la suivante :

On peut considérer une inductance parfaite lorsque le courant maximum admis (avant

l'ouverture de I) est atteint pour un temps très inférieur /10 (=L/R ).

3.3.2. Transformateur en régime impulsionnel

Le transformateur d'impulsion est utilisé dans les alimentations à découpage pour permettre

l'isolation galvanique entre le réseau et le circuit utilisateur.

Principe



figure 3-5. Principe de construction d'un transformateur d'impulsions

Le courant du primaire crée un flux du champ magnétique dans le noyau du transformateur.

Celui-ci canalise le flux pour atteindre l'enroulement secondaire.

Si on néglige les pertes du flux on peut écrire ' =.

Si le flux est variable une ddp apparaît aux bornes du secondaire.

3.4. Familles des alimentations à découpage issues du secteur

3.4.1. Alimentation Flyback : transfert direct

figure 3-6. Principe d’une alimentation à découpage type Flyback.

L'interrupteur I commandé par un oscillateur PWM (modulateur de largeur d'impulsions) se

ferme et s'ouvre périodiquement à haute fréquence.

On a deux cycles de fonctionnement:

I fermé: u1=VE; u2<0 la diode est bloquée, le transformateur se comporte

comme une inductance simple (primaire). Le courant i1 augmente, le primaire

emmagasine de l'énergie sous forme magnétique.

I ouvert: le courant i1 décroît d'une façon quasi- instantanée, les tensions u1 et u2

s'inversent. La diode D conduit et l'énergie magnétique emmagasinée pendant le cycle

précédent est restituée à travers le secondaire vers le circuit d'utilisation.

Les deux enroulements ne sont pas parcourus par du courant en même temps. Cette

caractéristique nécessite un circuit magnétique avec entrefer, le courant principal étant le

courant magnétisant.

3.4.2. Alimentation Forward : transfert direct



figure 3-7. Principe d’une alimentation à découpage Type Forward

Le transformateur est placé en série avec l’interrupteur statique I (transistor ou thyristor). La

diode roue libre D1 étant placée au secondaire du transformateur. Un troisième enroulement

(en série avec D3) est placé sur le noyau du transformateur. Il permet la démagnétisation du

transformateur après la phase de conduction de l’interrupteur I. La diode D3 permet de forcer

la démagnétisation par le troisième enroulement.

Lorsque l’interrupteur est passant, le primaire est soumis à la tension VE. Il s’en suit la

magnétisation du transformateur, et un transfert d’énergie de la source vers le filtre et la

charge, via le transformateur et la diode D1.

Lorsque l’interrupteur est bloqué. Il apparaît une phase de roue libre au niveau du secondaire

(continuité du courant dans l’inductance via la diode de roue libre), et une phase de

démagnétisation du transformateur par continuité du courant magnétisant à travers le

troisième enroulement. Il est nécessaire d’attendre la fin de la démagnétisation du

transformateur avant d’entrer à nouveau dans une phase de magnétisation et de transfert

d’énergie

L'étude détaillée donne

Remarque

Le principe de démagnétisation par un troisième enroulement n’est pas le seul possible. En

faible puissance, on peut trouver des montages ou l’énergie stockée dans le circuit magnétique

est dissipée, comme cela est réalisé pour les transformateurs d’impulsion



figure 3-8.

Avantages / Inconvénients:

Cette architecture s'adapte bien aux sorties basse tension fort courant car le filtrage de sortie

est aisé, pour des puissances d'environ 100 à 500W. Elle présente néanmoins des

inconvénients inhérents à la structure :

Présence de deux composants magnétiques

Nécessité de prévoir un système de démagnétisation du transformateur.

Mauvaise utilisation du circuit magnétique du transformateur, qui n’est utilisé avec un

flux qui ne change pas de signe.

3.4.3. Alimentation Push-Pull

figure 3-9. Principe d’une alimentation à découpage Type Push-Pull

Ce type d’alimentation à été conçu pour palier à un des inconvénients de l’alimentation

Forward, à savoir l’utilisation dans un seul quadrant magnétique du transformateur. (Flux de

même, sens).

Pour permettre l’utilisation dans deux quadrants du circuit magnétique (B>0 et B<0), il est

nécessaire de pouvoir magnétiser le transformateur sous une tension positive, puis sous une

tension négative. (La commande de la fermeture des interrupteurs I1 et I2 est alternée)

3.5. Principe et fonctionnement détaillé de l’alimentation Flyback

L'objectif est de déterminer l'expression de la tension de sortie Vs

Soit:

Ton :Temps pendant lequel l’interrupteur est fermé.

T :Période du signal de commande de l’interrupteur. constante

= Ton/ T le rapport cyclique variable par le circuit de commande.

Les hypothèses pour simplifier sont les suivantes :



VE=Cte (constante) ;

VS=Cte (On supposera que la constante de temps RC du filtre de sortie est très grande

devant la période de fonctionnement T de l’alimentation, nous assimilerons donc

tension de sortie à une constante).

Diode, transformateur et interrupteur parfaits.

figure 3-10.

L’interrupteur est fermé Pour 0 < t< Ton :

Le schéma électrique équivalent est donné sur la figure 3-11 pour cette phase de

fonctionnement.

figure 3-11.

On a :

e1= VE

EVn

ne

1

22 <0 (attention aux bornes homologues sur le transformateur)

UD (diode) = e2-Vs <0 la diode est donc bloquée Vs est nécessairement positive i2=0.

tL

Vi E .

1

1 (d'après dt

diLVE

11. ).

Le courant du primaire augmente, le flux dans le noyau augmente aussi.

La charge est alimentée par le condensateur de sortie (chargé pendant le cycle précédent)

à l'instant t=T=Ton on a :



TL

Vi E .

1

1 noté I1 valeur maximale

le flux est maximal à cet instant: Soit = M

2

1112

1ILW M L'énergie totale emmagasinée dans l'enroulement primaire

Pour t= T =Ton :

La continuité du flux dans le circuit magnétique entraîne la continuité des ampères tours au

niveau de l'un des deux enroulements. Le courant induit consécutif à la présence du flux ne

pouvant plus passer par l’enroulement 1 (interrupteur bloqué), il est forcé dans l’enroulement

2, entraînant la mise en conduction de la diode.

Pour t=T- TL

Vi E

1

1

Pour t=T+ i1=0 i2=I2max n2I2max =n1I1max =M

Pour T<t<T : l'interrupteur est ouvert

figure 3-12.

Le flux magnétique dans le noyau commence à diminuer.

e2 devient positive D conduit

dt

diLVs 2

2 .

max2

2

2 . IL

tVsi le courant i2 décroît.

Vsn

neVU ET .

2

11 (Attention aux bornes homologues)

La valeur moyenne de la tension aux bornes du primaire en régime permanent (ou du

secondaire) est nulle.

Valeur moyenne de e1=0

0)..(.0....)(2

1

0 2

1

0

1 VsTTn

nVTdtVs

n

ndtVdtte E

T T

T

E

T



EVn

nVs

1.

1

2

Graphe des courants et tensions ainsi que celui du flux

figure 3-13.

Remarque

Nous avons considéré les inductances parfaites. En pratique, une étude de conception

complète doit tenir compte de la résistance électrique des enroulements, des inductances dues

aux fuites électromagnétiques, de l’hystérésis du Circuit Magnétique (CM) et éventuellement

d’une légère saturation du CM. Cette remarque est également valable pour la diode et

l’interrupteur.

Régulation de la tension de sortie

L'expression EVn

nVs

1.

1

2 montre que la tension de sortie dépend du rapport cyclique .



Le circuit de commande de l'interrupteur est un oscillateur PWM (générateur d'impulsions

modulées en largeur).

Pour garantir la régulation de la tension de sortie, le circuit de commande PWM doit ajuster

au besoin la durée Ton avec T constante (c à d ajuster le rapport cyclique).

Choix du condensateur de filtrage à la sortie

C est calculé en fonction du taux d’ondulation maximum toléré en sortie Vs et du courant de

sortie (courant de charge).

En considérant une croissance et une décroissance de C linéaire en fonction du temps, ce qui

est réaliste pour de faibles ondulations, on a :

t

VsC

t

QIs

. Avec t= T

tVs

IsC

.. C

Avantages:

Peu de composants.

Un seul composant bobiné

Architecture économique pour les faibles puissances (<150W)

Inconvénients:

L’énergie étant stockée dans l’inductance couplée et dans le condensateur de sortie,

ceux-ci deviennent encombrants pour des puissances supérieures à 200 W, et

l’alimentation Flyback devient alors moins intéressante.

Risque de surtension lors du fonctionnement à vide : l’énergie stockée durant la phase

de magnétisation est alors transmise au condensateur durant la phase de

démagnétisation. Cette énergie est alors stockée par le condensateur qui voit sa tension

monter, et il y a alors risque de destruction.

3.6. Exemple de circuits intégrés régulateur à découpage

3.6.1. Circuit TL494

Le circuit intégré TL494 est un générateur de fréquence fixe à modulation de largeur

d'impulsions utilisé pour les alimentations à

découpage.

Il comprend:

Un oscillateur avec ou sans commande.

Un modulateur de largeur d'impulsions

deux amplificateurs d'erreur.

Une phase temps mort ajustable.

Deux transistors à collecteur ouvert.

Deux transistors de sorties pour une

commande simple ou une commande push-

pull.



Synoptique interne

figure 3-13. Synoptique interne du TL494

Chronogrammes

figure 3-14. chronogrammes

A la broche 5 on dispose d’un signal dent de scie, La fréquence d'oscillations est :

Ct

Rt1.1 c’est aussi la fréquence des impulsions de sorties

Ce qu'il faut retenir à partir des chronogrammes est:



La largeur de l'impulsion de sorties présentes aux émetteur des transistors Q1 et Q2

varie en fonction de la tension qui se présente sur la broche 3 (feedback).

Branchements

Circuit de contrôle du temps mort

figure 3-15.

Circuit de démarrage des oscillations

figure 3-16.

Amplificateurs d'erreur

Amplificateur non inverseur Amplificateur inverseur

figure 3-17.

Branchement des sorties



Branchement de sorties simples Branchement de sorties push-pull

figure 3-18.

3.6.2. Exemple de réalisation

figure 3-19.



figure 3-20.



Exercices

exercice#1.

+20V

TIP32C

500mH

C1 50/1W

100mA

+5V

R1R2

R3

R4

1N4936

D1

2N4401

TOFF

TON

T

+12V

0V

En se basant sur les fiches techniques des transistors.

1. Donner les valeurs pour R3 et R2 pour que les deux transistors fonctionnent en

commutation.

La tension de commande est supposée périodique de fréquence élevée.

Tension de commande égale 12v pendant Ton

Le circuit équivalent devient

LDEi C R

L

IL

IC

+

-

UO

+

-

uL

IO

2. Quel est l’état de la diode ?

3. Donner l’expression de la variation de IL(t) en fonction de Ei et de Uo.

4. en déduire la variation pendant Ton.

La tension de commande passe à 0v

Le circuit équivalent devient

LDE

iC

RL

IC

+

-

Uo

IO

CONSTANT+

-

uL

5. Pourquoi la diode devient conductrice immédiatement lorsque le transistor TIP passe

de l’état saturé à l’état bloqué.

6. Exprimer dans ce cas l’expression de la variation de IL(t) en fonction de Uo.

7. en déduire la variation pendant Toff.



En régime permanent le taux de croissance de IL est identique au taux de décroissance. Les

tensions Ei et Uo supposée constantes sur une période Ton+ Toff ( (Ton +Toff) très faible, Ei

et Uo subissent des faibles variation)

8. En déduire alors l’expression de Uo en fonction de Ei Ton et Toff.

exercice#2. on donne le circuit suivant

7805

GND

OUTIN

10V<Vin < 20V

149

8 C

+5V

1311

10 D

+5V

+

-

VO

5V

1A0.22F

22k 2k470k

22k

6800pF

33k

1k

3k3

270R

2W

2N2222

TIP32C

1N4936

4mH

T106-26-200T

6k8

20k

15k

100R

1/2W

47F+5V

L’amplificateur C et D sont à base du circuit LM339 (sortie à collecteur ouvert). Ils

fonctionnent tous les deux en régime comme des comparateurs.

Comparateur à hystérisis C

Si V9>V8 : le transistor de sortie à la broche 14 est bloqué . le condensateur 6800pF se

charge à travers la résistance 33k + 2K (on suppose le courant qui traverse 470K

négligeable).

1. Exprimer l’évolution de la tension V8.

2. Calculer la valeur de la tension V9 (on néglige le courant dans 470K).

Lorsque la tension V8 dépasse V9 le comparateur C bascule. La broche 14 devient branchée

sur GND.

3. Exprimer dans ce cas l’évolution de V8(t).

4. Calculer la valeur de V9 sans négliger le courant qui traverse 470 K

5. Dessiner alors la forme de V8=V11

6. Indiquer sur le graphique la valeur V11max et V11min.

In suppose V10 = (V11max+ V11min)/2

7. Dessiner sur le même graphique la courbe V10.

8. Dessiner sous le graphique précédent l’allure de V13 en respectant la synchronisation

dans le temps (n’oublier pas que D=LM339).

9. Indiquer alors les durées de conduction Ton et du blocage Toff du transistor TIP.

10. Donner l’expression de la tension de sortie (voir exercice1)

On suppose maintenant que V1 subit une variation suite à une perturbation de la charge ou de

ligne (diminue par exemple).

A partir de l’analyse des graphique dire :

11. Est-ce que Ton augmente ou bien diminue.



12. Est-ce que la période Ton +Toff varie ou bien reste presque constante.

13. Comment varie Uo suite à une la perturbation citée.

14. La tension Uo est elle régulée.

15. Quel est l’élément qui fixe la fréquence de découpage dans ce montage.

16. Donner le rôle du potentiomètre 20.

exercice#3. soit le circuit ci dessous

U1

T R 2

CV 5

Q 3

DIS 7

T HR 6

R

4

555

+5V

VO

A

43k

6k8

100R

1/2W

T50-26-125T

0.5mH1N4936

0.001F

3k9 5.1V

0.1F

47pF

AJUSTEMENT

DU 12.5V

10k

10k

AJUSTEMENT

DU 21V

1k

3k9

50F

100V

TIP

P2

P1

1N4148

Le principe de cette alimentation repose sur le circuit suivant

+5V

7.5mH

R1

TIP31C

C1

D1

RL

50mA

20V

+

-

+5V

0V

TON

TOFF

1. Donner le circuit équivalent pendant Ton

2. Donner l’expression de la variation du courant qui traverse l’inductance pendant Ton.

3. Donner la valeur de cette variation du courant après une durée Ton.

4. Donner le circuit équivalent pendant Toff.

5. Donner l’expression de la variation du courant Il pendant Toff

6. Donner la variation après une durée égale à Toff.



En régime permanent on aura le taux de croissance de IL égal au temps de décroissance.

7. En déduire alors l’expression de Uo.

On suppose que la diode 1N4148 dans la figure …est débranché (remplacée par un

circuit ouvert.

8. Dessiner la forme de la tension présente à la broche 3 du NE555 ( voir cours

traitement de signal). Indiquer les valeurs des temps et des niveaux de tension.

9. Calculer alors la valeur de la tension de sortie.

10. Justifier pourquoi on a choisi le condensateur de filtrage de la tension de sortie avec

une tension de service 100v.

La diode 1N4148 est remise à sa position le point A est sur GND on a la configuration

suivante.

R3 3.9K

Q1PNP BCE

R1

D2

DIODE

R2

Vers

condensateur

D1

5.1

Vo

11. Calculer la tension aux bornes de R1 et celle aux bornes de R2

12. Si V change la quelle des tensions change (celle de R1 ou celle de R2).

13. On suppose Vo augmente dire comment dans quel sens varie :

Le courant qui traverse R1

Le courant qui traverse R2

Le courant de base de Q1

Le courant collecteur de Q1

Ton

Toff

Et par la suite V0

14. Conclure

exercice#4.

Chercher les fiches techniques des deux circuits intégrés suivant,

Circuit TL497

Circuit SG3525

Donner un exemple de réalisation d’une alimentation à découpage pour chacune des deux

circuits.


Les Thyristors Page 4-1

4. LE THYRISTOR Le thyristor est un élément semi-conducteur assez similaire à la diode à jonction, utilisée pour

le redressement du courant alternatif. Comme la diode, il laisse passer le courant électrique

dans un seul sens, de l’anode (A) à la cathode (K). Cependant, le thyristor possède une

troisième électrode: la gâchette (G, en anglais gate).

Anode Cathode

Gachette

figure 4-1. Symbole d'un thyristor

Le thyristor ne conduira que si la tension UAK est positive et un courant minimum et

positif est fourni à la gâchette.

4.1. Mise en situation

La figure 4-2 montre deux charges identiques. Une est commandée par la diode D, l'autre est

commandée par un thyristor Th.

RcVo

D

Es

Vo

Vo

t

moy

Vo moy = E max

RcVo

Th

Es

commande

Vo

t

Emoy=E max

( cos )2

1

figure 4-2. redressement par la diode et par le SCR

Avec un redressement par la diode, la charge est alimentée par une tension redressée

dont la valeur moyenne est constante.

Avec un redressement par le thyristor, la charge est alimentée par une tension dont la

valeur moyenne peut varier en fonction de ( étant le retard à la conduction du

thyristor. Il peut être contrôlé par le circuit de commande entre la valeur 0 et )

On pourrait résumer en disant que le thyristor est une diode commandée et plus précisément

une diode de redressement commandée. En anglais, il est désigné par l'acronyme SCR, pour

Silicon Controlled Rectifier (redresseur commandé au silicium).



4.2. Structure d’un thyristor

A

G

K

N

P

N

P

A

K

G

P

N

PP

N

N

A

K

G

CCBO

ICBO

C

E

BIB

IE

IC

(a) Structure (b) analogie 2 transistors (c) analogie faisant apparaître

les capacités de fuite

figure 4-3. Principe d'un SCR

4.3. Amorçage et désamorçage d’un thyristor

Amorçage = passage d'un thyristor de l'état bloqué à l'état de conduction.

Désamorçage = passage d'un thyristor de l'état de conduction à l'état bloqué.

4.3.1. Conditions de l'amorçage d'un thyristor

La tension de l'anode cathode est positive et suffisante VAK > 0

Le courant de gâchette (de G vers K) suffisant IG> IG(max) catalogue.

la notation Ig(max) indique la valeur maximale du courant (continu) de gâchette

nécessaire à l'amorçage de tous les thyristors d'une même référence. Ig(max) est donc

la valeur minimale à prendre en compte pour le dimensionnement de la résistance de

gâchette

lorsque le courant principal IAK est supérieur au courant d'accrochage Il (latching-

current). Le courant de gâchette peut être annulé, le thyristor reste en état de

conduction tant que la condition IAK > Il.

dans le cas où le thyristor pilote une charge fortement inductive, le courant principal

s'établit lentement, le courant de gâchette doit être maintenu pendant un temps

suffisant (impulsion longue)

4.3.2. Conditions de désamorçage d'un thyristor

Pour désamorcer un thyristor, il faut amener Le courant principal IAK à une valeur inférieur

au courant de maintien (IAK < Ih : holding current), pendant un temps supérieur au temps de

désamorçage tq fourni par la fabricant.

4.4. Caractéristiques d'un thyristor



IA

VA

+

-

IA

A

G

K

VA

PREMIER QUADRANT

TROISIÈME QUADRANT

ITM

VBR(R)

VTM

IBR(R)

IH

IBO

VB0

T= 25OC

IGO

= 0IG2

> IG1

> IG0

RÉGION DE

CONDUCTION

(ON-STATE)

IT

VT

RÉGION DE BLOCAGE

EN INVERSE

(REVERSE BLOCKING)

IR

VR

RÉGION DE BLOCAGE

EN DIRECT

(OFF-STATE)

ID

VD

SCR

K GA

figure 4-4. Courbe IA-UA du C106

En polarisation directe UAK >0

En absence d'un courant de gâchette. le thyristor ne conduit pas. Il est équivalent à un

circuit ouvert. Ceci est due à la présence d'une jonction polarisée en inverse. Mais si

l'on augmente UAK jusqu' à une valeur critique VBO (tension de retournement fournie

par le fabricant ). Le thyristor devient conducteur (la jonction polarisée en inverse

tombe à l'état de l'avalanche). En pratique la tension d'utilisation doit être inférieur à la

valeur de VB0.

Si un courant est fourni sur la gâchette ( de G vers K) le thyristor devient conducteur.

En polarisation inverse UAK<0

Le thyristor se comporte comme un circuit ouvert. (un courant de fuite négligeable circule

dans le sens inverse).

Mais si la tension inverse dépasse la valeur critique VBR(R) (fournie par le fabricant), le

thyristor conduit dans le sens inverse (avalanche) sans que la tension à ses bornes diminue. Il

y aura forcement la destruction du composant.

Les fabricants donnent les valeurs limites pour l'exploitation des thyristors. On cite comme

exemple le thyristor C106:

Caractéristiques du SCR C106:



Région de conduction: Région de blocage en inverse:

Courant direct max.: ITM=5amp.

Tension directe max.: UTM=1.7V

Courant de maintien: IH=5mA max.

Courant d’avalanche: I(BR)R 1mA

Tension d’avalanche: U(BR)R 100V

C106 A

200V

C106 B

300V

C106 C

400V

C106 D

Région de blocage en direct:

Courant de retournement: IBo 400A

Tension de retournement: UBo 100V

C106 A

200V

C106 B

300V

C106 C

400V

C106 D

Amorçage:

Courant d’amorçage: IGT=200A max.

Tension d’amorçage: UGT=1V max.

4.5. Causes possibles de la mise en conduction

4.3.3. Amorçage par la gâchette. (le plus utilisé)

figure 4-5. Principe de l’amorçage d’un thyristor

Le thyristor est polarisé en sens direct VAK positive

On applique une impulsion de courant sur la gâchette (base du transistor TR1)

Le transistor TR1 reçoit donc IG comme courant de base. De ce fait son courant de collecteur

passe à la valeur IG.1, (où 1 = gain en courant de TR1). Ce courant est à son tour injecté

dans la base de TR2, qui débite alors un courant IG. 1. 2 (où 2 = gain en courant de

TR2). Ce même courant IG..12 du collecteur de TR2 est réinjecté sur la base de TR1.



Deux cas doivent alors être considérés.

1°) Le produit 1 2 est plus petit que 1 : LE DISPOSITIF NE S'AMORCE PAS.

2°) Le produit1 2 est proche de l'unité : le processus de l'amplification se manifeste et le

thyristor passe à l'état conducteur.

Ces deux conditions (12 < 1 et 1 2 proche de 1) caractérisent l'état du thyristor en

fonction du courant.

Le gain d'un transistor au silicium croît en effet généralement avec le courant (plus

exactement le gain en courant croît avec le courant d'émetteur).

Avec un courant de gâchette faible, le produit1 2 est inférieur à 1. Le thyristor reste bloqué.

Avec un courant de gâchette de valeur plus élevée, c'est-à-dire avec une impulsion de

commande suffisante, les courants d'émetteurs sont assez élevés pour que 12 donne une

valeur tendant vers l'unité, c'est-à-dire1 2 -------> 1.

Dès que l'amorçage est réalisé, la réaction positive (le courant de collecteur de chaque

transistor étant appliqué sur les bases de l'autre transistor) fait conduire TR1 et TR2 à

la saturation. Ces deux composants se maintiennent dans cet état, même si le signal de

commande disparaît.

4.3.4. Amorçage par énergie lumineuse (utilisé pour les photothyristors) Il existe sur le marché des photo -thyristors appelés LASCR (Light Activated SCR) qui

s’amorcent par un flux lumineux dirigé vers la région de gâchette (base de Q2) à travers une

fenêtre incorporée au boîtier.

L’énergie des photons est convertie en paires électron-trou qui servent de courant de gâchette.

Ce type de thyristors assure une isolation électrique entre le circuit de commande et le circuit

de puissance.

4.3.5. Par tension d’avalanche (amorçage accidentel) Si la tension de l'anode augmente jusqu’à ce qu’un des deux transistors entre en avalanche

(conduction dans le sens inverse de la jonction polarisée en inverse). Le courant résultant sera

suffisant pour que 12 tendent vers 1 et que l’effet cumulatif d’amplification se réalise. Le

thyristor s'amorce.

Cet amorçage est indésirable.

4.3.6. Par variation de la tension VAK ( par dV/dt) (amorçage accidentel) Si UA augmente rapidement, la capacité totale de fuite C = CCBO1 + CCBO2 peut agir comme un

court-circuit entre les deux bases pour fournir un chemin de conduction facile à travers les

jonctions base- émetteur des deux transistors. (Voir figure 4-3 (c) )

i = (C V) / t : C = valeur de capacité de la jonction

V (delta V) = variation de la tension de l'anode par rapport à la cathode

t (delta t) = durée de la variation

Si le courant (i) atteint une certaine valeur suffisante, l'amorçage se produit.

En pratique, ce type d’amorçage, appelé « amorçage par du / dt », se produit au moment où on

commande le blocage du thyristor. À cet instant, IA s’annule de même que la tension de la

charge RL et UA augmente rapidement à la valeur de la tension d’alimentation.

On verra plus loin une méthode pour réduire le du/dt et empêcher cet amorçage indésirable

4.3.7. par augmentation de la température : (amorçage accidentel) le courant de fuite inverse d'un transistor au silicium, double approximativement tous les

14°C (lorsque la température croît).



Là encore, lorsque le courant de fuite est suffisant, le thyristor s'amorce.

4.6. Procédés d’amorçage d’un thyristor

D’une façon générale, la méthode d’amorçage des SCR consiste à faire en sorte que le

courant de gâchette IG devient supérieur au courant IGT (le courant d’amorçage garanti)

pendant un temps suffisant.

On peut y arriver par:

un courant continu de gâchette

un courant continu de la gâchette assure l'amorçage, mais il n'est pas nécessaire une fois le

thyristor est amorcé.

une impulsion de courant de gâchette

puisque le courant de la gâchette n'est pas nécessaire après l'amorçage d'un thyristor. On peut

donc fournir une impulsion du courant sur la gâchette. On réduit ainsi la puissance au niveau

du circuit de commande.

un train d’impulsions de courant de gâchette

Pour garantir l'amorçage et réduire la puissance au niveau du circuit de commande il est

recommandé de fournir un courant de gâchette sous la forme de train d'impulsions.

4.7. Procédés de désamorçage d'un thyristor

On a vu que la condition pour désamorcer un thyristor est de réduire le courant IAK à une

valeur inférieure au courant de maintien IH.

1. lorsque le thyristor fonctionne en redressement du courant alternatif, son blocage est

automatique puisque sa tension VAK devienne négative périodiquement.

2. Dans le cas d'un fonctionnement en courant continu (hacheur par exemple), il faut

recourir à des dispositifs de blocage (blocage forcé ou commutation forcée).

Commutation par interruption de courant. +15V

SW1

SW2

680R

3k3

1k

+15V

680R

3k3

1k

SW1

SW2

figure 4-6. exemple d’interruption forcée du courant IAK.

Commutation forcée.



IG

UCC

RL

RC

SW

UA U

SW

ONOFFSW

IG

OFF

USW

UA

VCC

R + RL

RVCC

RL + R

RL

VCC

= RC

= (R + RL)C

= RLC

Ut

t3

t2

t1

figure 4-7. exemple de commutation forcée

Une impulsion du courant IG permet l'amorçage du thyristor, celui ci devient conducteur, la

charge RL est alimentée par du courant continu. Le condensateur C est chargé à travers la

résistance R.

Pour désamorcer le SCR il suffit de fermer l'interrupteur SW2. Dans ce cas le condensateur

présente une différence de potentielle VAK négative aux bornes du thyristor.

Pour assurer le désamorçage du SCR, il faut que C maintienne le potentiel d’anode

négatif pendant un temps Tc au moins égal ou supérieur au Toff spécifié par le

manufacturier.

Si on applique les lois de charge des condensateurs on peut aboutir à la condition sur

le choix de la capacité suivant.

CToff

RL

ln 2

Comme le montre la figure 4-8 l’interrupteur SW peut être remplacé par des

interrupteurs électroniques comme un transistor ou un SCR.

Les formes d’onde du circuit (a : figure 4-8) sont identiques à celles du circuit de base

de la figure 4-7.

Pour le circuit (b) les formes d’onde sont celle qui acompagnent la figure 4-8.



VCC

RRL C

VCC

RL2

RL1 C

VA2VA1

IG1

IG2

VA1

VA2

VCC

VT

VCC

VT

- (VCC - 2

VT)

= RL1

C

= RL2

C

a) faible puissance b) forte puissance

figure 4-8.

4.8. Rôle de la résistance gâchette-cathode

Les manufacturiers recommandent presque toujours de placer une résistance RGK, entre la

gâchette et la cathode, pour simuler la résistance RS des SCR «Shorted Emitter».

Le rôle de cette résistance est de désensibiliser le SCR en dérivant une partie du courant du

collecteur du PNP interne autour de la jonction base-émetteur du NPN.

UGG

RG

RGK

figure 4-9.



4.9. Paramètres d’un thyristor

On donne ci-dessus les principaux paramètres fournis par les fabricants.

di/dt vitesse critique de croissance du courant IAK à l'état passant.

dv/dt vitesse critique de croissance de la tension VAK à l'état bloqué.

IGT courant d'amorçage par la gâchette

IH courant de maintien noté aussi par IL

I0 courant moyen à l'état passant

ITM courant de crête à l'état passant

IT RMS courant efficace à l'état passant

VDRM tension de pointe répétitive à l'état bloqué.

VGT tension de la gâchette à l'amorcage

VRM tension inverse crête

VRRM tension inverse de pointe répetitive.

VTM tension de cerête à l'état passant

tq temps de désamorçage par commutation

4.10. Protection des thyristors.

4.10.1. Introduction

Tout processus de commutation d’un thyristor comporte quatre phases:

L’amorçage (turn-on)

L’état conducteur (on state)

Le désamorçage (turn-off)

L’état bloqué (off state)

Lorsqu’un SCR conduit, les principales caractéristiques à considérer sont :

Le courant maximum It,

Le courant minimum ou courant de maintien IH.

La puissance dissipée PD.

Pour un SCR bloqué, il faut tenir compte principalement :

De la tension maximale qu’il peut supporter en direct, c’est la tension de

retournement ou « Breakover Voltage » UBo.

De la tension maximale qu’il peur supporter en inverse, c’est la tension

d’avalanche UBR (R).

Dans les pages qui suivent, nous porterons notre attention sur le comportement dynamique du

SCR à l’amorçage et au désamorçage. Nous discuterons du temps de fermeture Ton (turn-on-

time) et du phénomène de di/dt ainsi que du temps d’ouverture Toff (turn-off-time).

4.10.2. Protection contre l'amorçage Amorçage par du/dt

Référons-nous aux circuits des figures 4-10 et 4-3 (c).

Lorsque l’alimentation UL est appliquée sans qu’un courant de gâchette soit présent , le SCR

devrait demeurer bloqué. Toutefois, si le taux d’augmentation de la tension d’anode du/dt

excède une valeur critique (cas d’un échelon de tension UL). Le SCR s'amorce à cause des

courants de charge des capacités équivalentes "base-collecteur" des transistors.



+

UL

R1

+

-U

A

-U

G IG

IA

figure 4-10. amorçage par dv/dt

Pour éviter ce phénomène d’amorçage indésirable, il faut limiter le du/dt du SCR par un des

circuits RC comme il est indiqué sur la figure 4-11.

.

ES

RL

R

C

D

ES

RL

R

C

(a) faibles et moyennes puissance (b) pour les grandes puissances RL très faible

figure 4-11. protection contre les du/dt

Lorsque la source Es présente une variation rapide (front raide). Le condensateur C se charge

à travers la résistance R et l'impédance RL de la ligne (pour le cas b la charge se fait à travers

RL et la diode D). La tension VAK évolue plus lentement (à peu prés comme aux bornes du

condensateur).

La résistance R intervient lors de l'amorçage commandé figure 4-11 (a) et limite aussi le

courant de décharge du condensateur dans le thyristor (limitation de di/dt).

Ce circuit présente aussi l'avantage d'un amorçage plus facile du thyristor lorsque la charge

est inductive (la bobine retarde l'augmentation du courant), la décharge du condensateur

permettant ainsi un établissement plus rapide du courant d'accrochage Il.

Pour évaluer la valeur de C, considérons que Es est une onde carrée idéale comme à la

figure4-12.

La pente de la forme d’onde de UA est exponentielle. Elle est à son maximum à t=0.

Pour que le SCR n’amorce pas par dv/dt, il faut que le dv/dt (max.) imposé par C soit

inférieur au dv/dt (critique) spécifiée par le manufacturier.



T

T

VA

ES

dv

dt

(MAX)

= RL*C

t = 0

figure 4-12. comportement du circuit de protection contre les du/dt

du

dt

du

dtcritique(max.) ( )

Or, le du/dt(max.) est proportionnel au courant initial de C à t=0 selon:

I initial Cdu

dt( ) (max.)

En combinant les deux expressions précédentes on obtient:

I in

C

du

dt

du

dtcrit

( .)(max.) ( .)

D’où l’on tire: CI in

du

dtcrit

( .)

( .)

CEs

Rdu

dtcritL

( .)

N’oublions pas que le manufacturier recommande toujours de désensibiliser le SCR avec une

résistance de gâchette RGK. Tel que décrit précédemment, le SCR peut supporter des dv/dt

beaucoup plus élevées.

Pour un C106 avec un RGK=1k, le du/dt critique possède une valeur typique de 8V/s.

Les valeurs usuelles pour la protection des thyristors à 50HZ sont:

Courant thyristor R en

220v

R en

380v

C en µF

1 à 3A 47 0.5W 68 1W 0.047µF

4 à 16A 47 0.5W 56 1W 0.1µF



25 à 50 A 47 0.5W 39 1W 0.22µF

63 à140 A 47 0.5W 27 1W 0.47µF

4.10.3. Protection contre les di/dt

On donne à la figure 4-13 l'évolution de la tension VAK et du courant IAK pendant le cycle

d'amorçage et pendant le cycle de désamorçage.

IG

t

t

t

t

t

VAK

IAK

VAK

IAK

td

tr

tgt

cycle d'amorçage

cycle de désamorcage

tr

trg

tq

figure 4-13. évolution de VAK et IAK lors de la commuation

A l’amorçage, on note une pointe de puissance que le SCR doit dissiper (VAK.IAK). Si le

thyristor contrôle des charges importantes et par le fait même des courants intenses, il peut se

produire une destruction du SCR par di/dt.

En effet si l’augmentation du courant d’anode di/dt atteint une valeur prohibitive avant que la

jonction ne se polarise uniformément (càd avant que VAK diminue) l’échauffement local

pourra être suffisant pour détruire le SCR, même si le calcul des puissances moyennes et

crêtes conduit à des résultats sécuritaires.



Deux solutions s’offrent pour éviter la destruction.

La première consiste à fournir la plus forte et la plus rapide impulsion de gâchette possible

tout en demeurant à l’intérieur des normes de puissance maximale de gâchette. De cette façon,

le temps nécessaire à l’établissement d’une polarisation uniforme sera diminué.

Il existe des composants d’amorçage capables de fournir de telles impulsions.

La deuxième solution consiste à brancher une inductance saturable en série avec la charge

pour bloquer momentanément le courant pendant l’établissement d’une polarisation uniforme

de la jonction de gâchette.

Dans le cas du C106, le di/dt doit toujours être maintenu à une valeur inférieure à 50A/s.

4.10.4. Protection contre les courts-circuits

Pour la protection contre les surintensités accidentelles causées par un court-circuit ou par

une fausse manoeuvre On utilise des fusibles ultra rapides ou de disjoncteurs choisis en

fonction de leur contrainte thermique I²t (A².s): I²t fusible < I² t thyristor.

Ils peuvent être placés soit :

dans la partie alternative du circuit ;

en série avec chaque thyristor ;

dans la partie continue du circuit.

4.10.5. Protection contre les surtensions

L’interruption brutale d’un courant traversant des circuits inductifs (moteur) est la cause

principale qui est à l’origine des surtensions. Les fabricants indiquent les valeurs limites à ne

pas dépasser.

Pour protéger les thyristors contre les surtensions, on a habituellement recours aux moyens

suivants:

surdimensionnement des thyristors ou dispositifs écrêteurs. On utilise habituellement

des thyristors ayant une tension inverse de crête supérieure à la tension inverse crête

appliquée. Le coefficient de surdimensionnement adoptée est d’environ 2.

On place en parallèle avec le thyristor:

Un thyrector (diode tête bêche au silicium)

Ou bien Un GeMov (métal oxyde varitor).

4.11. Famille des thyristors

On cite dans les paragraphes suivant la famille des thyristors

4.11.1. Les thyristors de puissance

Se sont Les thyristors dont le rôle est de contrôler l’apport de puissance dans une charge

quelconque on trouve le SCR, le LASCR, le LAS, le amplifying gate SCR, le GCS et le

TRIAC.

Le tableau ci-dessous montre le symbole de ces composants.

SYMBOLE NOM Description




A

GK

SCR (Silicon Controled

Rectifier)

Triode thyristor Reverse

blocking

Thyristor ordinaire

A

GK

LASCR (Light Activated SCR)

Triode thyristor Reverse

blocking

le LASCR peut être commandé autant

par un signal lumineux que par un signal

de gâchette

A

K

LAS (Light Activated Switch)

Diode thyristor Reverse

blocking

le LAS n’amorce que par un signal

lumineux

A

KG

Amplifying Gate SCR

Reverse blocking

il y a d’intégré un SCR de faible

puissance avec le SCR principal pour

donner une impulsion de gâchette si forte

et surtout si rapide à ce dernier qu’il

pourra admettre une augmentation très

vive de son courant d’anode.

A

EK

GCS (Gate Controled Switch)

ou GTO (Gate Turn off Switch)

Reverse blocking

Le GCS est un SCR qui peut être

désamorcé par un signal de

gâchette négatif. Pour que ce

SCR bloque, on n’a qu’à

appliquer un signal de contrôle

négatif pour faire sortir le courant

par la gâchette. Le principe est

simple mais difficilement

applicable dans les circuits où les

puissances mises en jeu sont

considérables.

MT1

G

MT2

TRIAC

Bidirectional Triode thyristor

C'est un thyristor bidirectionnel qui peut

s'amorcer autant en direct qu’en inverse

(sera traité dans le chapitre suivant)

4.11.2. Les thyristors d’amorçage et de faible puissance

Le tableau ci-dessous présente les autres membres de la famille des thyristors qui

servent principalement à l’amorçage des thyristors et des triacs de puissance.




E

B2

B1

TUJ

(Transistor Unijonction)

TUJC

Transistor Unijonction

Complémentaire

A

K

Diode Shockley ou à quatre

couches.

La diode Shockley: SCR sans

gâchette qui amorce par

tension d’avalanche

seulement.

AG

K

PUT

Programmable Unijonction

Transistor

Le PUT: SCR à gâchette

d’anode qui, avec deux

résistances externes se

comporte comme un TUJ.

A

G1

G2

K

SCS

Silicon Controled Switch

SCS: SCR de faible

puissance à deux

gâchettes.

A

K

G

SUS

Silicon Unilateral Switch

SUS: SCR à gâchette

d’anode dont la tension

d’avalanche est diminuée

et régularisée par une

diode zener.

DIAC (NPN type)

ST2

DIAC PNPN: Triac sans


une tension d’avalanche

seulement.

DIAC

Bidirectional Diode Thyristor

DIAC PNPN: Triac sans


une tension d’avalanche

seulement.




Les Triacs Page 5-1

5. LE TRIAC

5.1. Mise en situation

Le triac (TRIode for Alternative Current) est un semi-conducteur de puissance conçu pour

fonctionner comme un interrupteur bidirectionnel commandé par une gâchette sur un réseau

alternatif.

CHARGE

CONTRÔLEE

i

+

-

+

-

+ -UL

ANGLE

D'AMORÇAGE

ANGLE DE

CONDUCTION

Upo

Up

TENSION AUX

BORNES DU SCR UAK

TENSION AUX

BORNES DE LA

CHARGE UL

figure 5-1. charge commandée par un Triac

On constate bien que la valeur efficace de la tension aux bornes de la charge est une fonction

de l’angle d’amorçage. Celle-ci varie entre 0% de Ei et 100% de Ei.

5.2. Principe

figure 5-2. Principe et symboles d’un Triac

On peut assimiler un Triac à 2 thyristors en antiparallèle + un élément auxiliaire qui aiguille

le courant de gâchette vers les deux thyristors.

Les bornes autres que la gâchette sont plutôt appelées Anode 1 et Anode2 ou bien MT1 et

MT2.


Les Triacs Page 5-2

5.3. Caractéristique

figure 5-3. caractéristique courant/tension d’un Triac

En absence d’un courant de gâchette le Triac est équivalent à un circuit ouvert. Mai si la

tension à ses bornes dépassa la valeur VB0 le triac devient conducteur. On parle d’un

amorçage par tension de retournement.

Dans la pratique la tension de service ne doit pas atteindre cette valeur.

Lorsqu’un courant de gâchette (positif ou négatif) est fourni le triac conduit dans le sens

imposé par la polarité de la tension à ses bornes. On distingue quatre modes d’amorçage.

5.4. Les quatre 4 Modes d’amorçage d’un Triac.


Les Triacs Page 5-3

figure 5-4. les quatre modes d’amorçage d’un Triac

Ce sont les modes I et III qui sont les plus utilisés (cas de notre système).

Remarque:

Comme dans le cas des thyristors, les Triac doivent être protégés:

Contre les courts-circuits par des fusibles ultra-rapides.

Contre les variations brusques de la tension aux bornes par l'emplacement d'un

circuit RC en parallèle.

Contre l'échauffement pour les triacs de puissance par installation d'un

radiateur.

5.5. Le photo-Triac et l'opto-Triac

Le photo-Triac est tout simplement un Triac commandé par la lumière. Il est principalement

utilisé dans la commande des Triac pour assurer une isolation entre le circuit de commande et

le circuit de puissance.

Principe:


Les Triacs Page 5-4

figure 5-5.

Dans le même boîtier il est intégré une diode lumineuse et un photo-triac. Pour amorcer le

Triac il suffit de fournir un courant du côté de la Led.

Ce dispositif présente aussi l'avantage d'une commande par une Logique TTL ou CMOS avec

une isolation aux environ de 7500v.

Exemples de circuits.

MOC 3010/3020/3021/3022/3023

figure 5-6.

L'opto-Triac (MOC2010 par exemple) permet de commander la fermeture du Triac de

puissance branché avec la charge.

Le Triac s'amorce dés que l'opto-Triac est commandé. (broche 2 sur niveau bas). C'est le type

de circuit qu'il faut exploiter dans le cas d'un contrôle de puissance par angle d'amorçage.

MOC 3031/3032/3033/3041/3042/3043

figure 5-7.

Ce composant est un opto-Triac muni d'une circuiterie de détection de passage par zéro de la

tension alternative commandée.

Lorsque on met la broche 2 sur GND. L'opto Triac ne va s'amorcer qu'à l'instant du prochain

passage par zéro de la tension d'alimentation de puissance. Et par la suite le Triac de

puissance ne peut conduire qu'au début de chaque cycle.


Les Triacs Page 5-5

Evidement ce circuit ne peut être exploité que pour une commande par cycle complet (voir

plus loin).


Les Triacs Page 5-6


Les circuits de déclenchement Page 6-1

6. LES CIRCUITS DE DECLENCHEMENT DES THYRISTORS

ET DES TRIAC. Les thyristors et les Triacs sont utilisés pour contrôler la puissance électrique fournie à une

charge. Pour y arriver ces composants nécessitent des circuits de commande qui leur

fourniront les courants de gâchette à des instants bien particuliers.

Les circuits de commandes peuvent être réalisés par des circuits à composants discrets, par

une combinaison de circuits analogiques et numériques ou à base de circuits spéciaux.

Quelque soit le type de circuits de commande utilisé, deux méthodes sont utilisées pour le

contrôle de la puissance.

6.1. Le contrôle de puissance avec les thyristors et les Triacs

6.1.1. Le contrôle de puissance par le contrôle de phase (contrôle de l'angle

d'amorçage)

Le contrôle de phase est une technique qui permet de contrôler la puissance fournie à la

charge en alimentant cette dernière en courant alternatif pendant une fraction ajustable du

cycle de la tension de l'alimentation.

Le principe repose sur la méthode suivant:

Détection de passage par zéro de la tension alternative source d’énergie.

Elaboration d'un retard variable qui débute à l'instant de détection de passage par zéro.

Génération du courant sur la /les gâchettes sous forme impulsionnelle ou continu à la

fin du retard.

EXEMPLES Redressement en demi onde

CHARGE

CONTRÔLEE

i

+

-

+

-U

AK

+ -UL I

L= I

AK

ANGLE

D'AMORÇAGE

ANGLE DE

CONDUCTION

Upo

Up

TENSION AUX

BORNES DU SCR UAK

TENSION AUX

BORNES DE LA

CHARGE UL

a)

figure 6-1. Principe du redressement simple alternance avec un SCR

Lorsque Ei est négative (Alternance négative du secteur), le thyristor est bloqué, le courant

qui traverse la charge est nul.

Lorsque Ei est positive (Alternance positive), le thyristor est toujours bloqué tant que le

circuit de contrôle n'a pas fourni un courant de gâchette.

Après un retard le circuit de contrôle donne l'ordre de conduction du thyristor, celui-ci

devient équivalent à un interrupteur fermé. La charge est donc alimentée pendant le reste de la

demi période (angle de conduction ).

Si vari alors le temps de conduction vari et par la suite la valeur moyenne du courant de

charge vari.



Redressement /Gradateur

CHARGE

+ -UL

CHA RGE

D C

CONTRÔLE

figure 6-2. Principe du redressement double alternance avec un SCR

Ici le circuit de contrôle fourni une impulsion de gâchette retardée à chaque alternance.

Si la charge est placée avant le redresseur à diodes, la charge est parcourue par un courant

alternatif dont la valeur efficace est contrôlée par l’angle d’amorçage. (voir figure 6-5)

Si la charge est placée en série avec le SCR celle si est traversée par un courant continu dont

la valeur moyenne est aussi controlée par l’angle d’amorçage.

Gradateur

CHARGE

CONTRÔLEE

i

+

-

+

-

+ -UL

CHARGE

CONTRÔLEE

i

+

-

+

-U

AK

+ -U

vL

CONTRÔLE

(a) (b)

figure 6-3. Principe d’un Gradateur à Triac ou à thyristor

CHARGE

CONTRÔLE

Ei

+

-

+ -

+

-U

AK

figure 6-4. Principe d’un Gradateur à thyristor et diodes

Dans le circuit de la figure 6-3 (b) la commande des thyristors nécessite l’isolation des deux

circuits de commande des deux thyristors.

Le principe de la figure 6-4 montre comment s’en passer du problème d’isolation des deux

circuits de commande.



ANGLE

D'AMORÇAGE

ANGLE DE

CONDUCTION

Upo

Up

TENSION AUX

BORNES DU SCR UAK

TENSION AUX

BORNES DE LA

CHARGE UL

figure 6-5. forme d’ondes aux bornes d’une charge commandée par un gradateur.

6.1.2. Le contrôle de puissance par cycle complet

Dans les circuits de contrôle de phase (contrôle de la lumière, redressement

contrôlé,....), l’augmentation très rapide de courant à l’amorçage du SCR produit du

bruit parasite à haute fréquence.

Ces parasites se propageant sur les lignes de distribution et affectent les équipements

qui sont raccordés sur la même ligne.

Les effets de ces parasites peuvent être réduits par la simple addition d’un filtre

antiparasite. Mais Lorsque la puissance commandée par le thyristor augmente, la

dissipation de puissance dans le filtre devient importante.

Il a été prouvé expérimentalement que lorsque le thyristor s'amorce avant que la

tension d’alimentation n’atteigne environ 5 volts, les parasites générés sont de

beaucoup plus faibles que dans le cas d’un circuit de contrôle de phase avec filtre

antiparasite.

La commande par cycle complet repose sur le principe suivant.

On commande l'amorçage du thyristor (ou Triac) au début de chaque cycle de la

tension secteur et pour un nombre de cycle consécutifs (soit N nombre de cycles

actifs), puis on arrête la commande de thyristor pendant M cycles du secteur.(voir la

figure 6-6)



PUISSANC

E

PLUS

ÉLEVÉE

PUISSANC

E

PLUS

FAIBLE

CHARGETHYRISTOR

ET

CONTRÔLE

L

Cvi

100H

0.1F 400V

figure 6-6. principe de la commande par cycle complet

Pour contrôler la puissance fournie à la charge, il suffit tout simplement garder N+M

constante et faire varier N. La puissance augmente si le nombre de cycles actifs

augmente.

Cette méthode n'est pratique que pour certaines charges particulières tel que les

résistances chauffantes des fours (la température ne peut pas varier pendant un temps

qui correspond à quelques cycles inactifs).

6.2. Le transistor uni-jonction UJT ou TUJ

6.2.1. Structure

B2

B1

E

B2

B1

E

B2

B1

E

R2

R1

figure 6-7. structure d'un transistor unijonction

6.2.2. caractéristique

Si une tension EBB est appliquée entre les points B2 (+) et B1, la diode est bloquée tant que

la tension de l'émetteur est inférieure à la valeur UP = EBB + UD (dite tension de pique)

Où 21

1

RR

R

. est le rapport intrinsèque du TUJ et UD0.5V est la chute de tension aux

bornes de la jonction d’émetteur.

Dès que la tension de l'émetteur dépasse la valeur UP la jonction conduit la valeur de la

résistance R1 diminue (celle-ci se comporte comme une résistance négative. Càd lorsque le

courant qui la traverse augmente, la chute de tension à ces bornes diminue)



Une fois la tension de l'émetteur atteint la valeur de la tension de vallée, la résistance R1 se

comporte alors comme une résistance positive et sa valeur augmente.

IE

UE

IEB1(SAT)

UEB1(SAT)

IV

Uv

IP

VP

RÉGION

DE

SATURATION

RÉGION

DE

RÉSISTANCE

NÉGATIVE

RÉGION

DE

BLOCAGE

figure 6-8. caractéristique d'un transistor unijonction

6.2.3. Générateur d'impulsions à base de l'UJT

EBB

= +20V

+

-

UE

UB1

+

-

RB2

RB1

R

C

0.2F

2N2646

VU

VU

mAIv

AIp

V

D

5.1

5.0

4.)(min

5.)(max

69.0

figure 6-9. Montage oscillateur à base d'un UJT



UE

UB1

t

t

UOB1

UV

UP

+14.3V

+1.5V

figure 6-10. formes d'ondes d'un oscillateur à UJT

Lorsque la tension de l'émetteur est faible, la diode interne est bloquée, le condensateur C se

charge à travers la résistance R. l'allure de UE étant exponentielle.

Une fois la tension UE dépasse la valeur de pique UP = EBB + UD la diode conduit, la

résistance interne R1 du transistor devient très faible (voir caractéristique). Le condensateur se

décharge très rapidement à travers R1 en série avec RB1(souvent choisie faible).

La décharge instantanée du condensateur fait apparaître une impulsion de tension aux bornes

de RB1. c'est cette impulsion qui servira à l'amorçage d'un thyristor ou d'un Triac.

Calcule de la période des oscillations T

Si on néglige le temps de la décharge du condensateur par rapport au temps de charge on peut

écrire: la période des oscillations= la durée de charge

Equation de la charge du C:

BeAtUE CR

t

..)(

Avec A et B des constantes déterminées par la valeur initiale et la valeur finale

t=0 A+B= Vv

T= B= EBB On tire A= Vv-EBB

Pour t= T on a:

BeATUE CR

T

..)( = UpEeEVv BBCR

T

BB

.).(

UP = EBB + UD

Si on néglige UD et Vv on obtient:

)1

1(..

LnCRT

La constante du temps R.C permet de fixer la fréquence des oscillations.



6.3. Le DIAC

(DIode Alternating Current, en anglais)

Il existe un triac sans gâchette appelé le DIAC il est s'amorce uniquement par le

dépassement de la tension VBO (VBO≈ ±30V).

Son rôle essentiel est de servir au déclenchement d'un triac.

Symbole:

OU

figure 6-11.

Caractéristique:

figure 6-12.

Le DIAC ne conduit pas le courant (à l'exception d'un courant de fuite négligeable) tant que sa

tension nominale n'est pas atteinte. Cette tension (V = VB0 breakover voltage, en anglais) se

situe, suivant le modèle, vers 32 ou 40 V. Lorsque cette tension est atteinte, il se produit un

phénomène de conduction en avalanche et la tension de seuil du composant chute aux

alentours de 5 V (VC valeur typique). Le courant qui traverse le DIAC est alors suffisant pour

déclencher un triac.

Générateur d'impulsions à base de l'UJT



VCC

R1

ST2

R2

20RC1

0.1F

Us

figure 6-13. Générateur d'impulsions à base d'un DIAC

figure 6-14. formes d'ondes

UBo=30V typ. Vc=20v IBo=200A max. Vcc=50v

Note: UBo ne dépend pas de Vcc

C se charge à travers R1. Dès que la tension atteint 32 V, le DIAC conduit, C est déchargé

partiellement et rapidement (R2 faible).

Lorsque la tension atteint la valeur VC=20v Le DIAC se bloque et C reprend sa charge

jusqu'à 32 V. La période dépend de R et de C.

Note: Rarement utilisé comme oscillateur à relaxation avec polarisation continue. Il est plutôt utilisé

dans les circuits d’amorçage par contrôle de phase avec 240VCA au lieu de VCC comme le

montre l'exemple ci-dessous.

figure 6-15. exemple de générateur d'impulsions synchronisées sur le secteur.



Exemple de montage de déclenchement des triacs dans les variateurs de puissance.

R2100

CHARGE

R1

5K

RL

220 VAC

QTRIAC

C22µF

Q2

VCA

figure 6-16.

figure 6-17. formes d'ondes

Pour une utilisation du triac en gradateur, on recourt souvent à un réseau RC, le cas échéant

associé à un diac, diode bidirectionnelle permettant d'obtenir un déphasage encore plus

important. On fait varier l'intensité dans la charge par l'intermédiaire de la résistance variable.

Deux points importants: dans le cas d'une charge inductive (moteur...), il est nécessaire de

rajouter un circuit de protection du triac, en branchant en parallèle une résistance et un

condensateur, et un circuit d'antiparasitage, comportant une self accompagnée ou non de

condensateurs. De plus, dès que la puissance dépasse 100 W, le triac doit être équipé d'un

dissipateur (radiateur).

Enfin, il ne faut jamais oublier que le triac est directement relié au secteur et qu'il convient par

conséquent de prendre à cet égard toutes les précautions utiles, à commencer par une parfaite

isolation du montage.



6.4. Exemples de montages pratiques

Montage 1

C0.1µF

THSCR

CHARGE

RL

VCA

R5R

R3470

R2

50K

R41K

C0.1µF

THSCR

CHARGE

RL

VCA

R5R

R3470

R2

50K

R41K

+-

~ ~

Pont

(a) (b)

figure 6-18. Amorçage SCR par un circuit déphaseur

Le montage (a) est un redresseur simple alternance celui de (b) est double alternance.

Pendant l'alternance négative le thyristor est bloqué.

Pendant l'alternance positive la diode D2 conduit, le diviseur de tension (R2,R3,R4)

détermine la tension de la gâchette, celle-ci augmente avec l'augmentation de VCA.

L'angle d'amorçage est celui compris entre le début de l'alternance positive et celui ou la

tension UGT atteint la valeur UG qui produit l'amorçage. Celui-ci dépende de R2.

Si R2 augmente jusqu'à ce que UG devienne insuffisante pour amorcer le thyristor, l'amorçage

n'aura pas lieu. Comme UG atteint une valeur crête au milieu de l'alternance, l'angle

d'amorçage maximal du thyristor est de 90°.

Le circuit RC en parallèle avec le thyristor sert pour la protection contre du/dt.

Montage 2

R3470

C11µF

R5R

RLD1

CHARGE

R41K

VCA

THSCR

C0.1µF

D2

R2

50K

R1120

+-

~ ~

Pont

R3470

C11µF

R5R

RLD1

CHARGE

R41K

VCA

THSCR

C0.1µF

D2

R2

50K

R1120

figure 6-19. Amorçage SCR par un circuit déphaseur (version2)

Ces circuit permettent d'obtenir un angle d'amorçage supérieur à 90° en effet:

Pendant l'alternance négative de VCA le condensateur C1 se charge jusqu'à sa valeur crête

négative via R1 et D1.

Au cours de l'alternance positive suivante de VCA le condensateur se charge via les

résistances R2 et R3 (D bloquée) jusqu'à ce que la tension à ses bornes devienne suffisante

pour amorcer Le thyristor. L'angle de conduction peut être réglé par R2 entre 0° et 180°.

Montage 3



R2

50K

R1120

C0.1µF

D1

R4100

VCA

THSCR

CHARGE

R3470

C11µF

R5R

Q1

UJT N

RLR61.5K

R2

50K

+-

~ ~

Pont

R1120

C0.1µF

D1

R4100

VCA

THSCR

CHARGE

R3470

C11µF

R5R

Q1

UJT N

RLR61.5K

(a) charge à CC (b) charge à CA

figure 6-20. Amorçage SCR par Transistor unijonction

L'angle d'amorçage dépend de la constante du temps du circuit déphaseur R2,R3,C1. celui-ci

est ajustable par la résistance R2.

Le transistor unijonction fournit les impulsions à la gâchette.

Montage 4

VCA

R1

5K

R3

10

QTRIAC

D

CHARGE

C22µF

R2100

RL

R3

10

C22µF

CHARGE

VCA

D2

D1QTRIAC

R2100

RL

R1

5K

(a) réglage pendant une alternance (b) réglage pour 2 alternances

figure 6-21. Amorçage du TRIAC par un circuit déphaseur

Montage 5

Montage 6

6.5. Circuit intégré TCA785

Le TCA785 est un circuit de commande par déphasage utilisé pour l'amorçage des Triacs et

des thyristors.

Le circuit génère des impulsions de commandes des gâchettes avec un angle d'amorçage

variable entre 0° et 180°.



6.5.1. Synoptique interne

le circuit contient:

Un circuit de détection de passage par zéro de l'entrée VSYNC.

Un miroir du courant dont la valeur est ajustée par R9. le condensateur C10 se charge à

courant constant (V10 Est donc linéaire).

Un transistor interne qui décharge la capacité C10 à chaque passage par zéro de VSYNC

Un comparateur qui compare les tensions présentes sur les broches 10 et 11.

Une logique pour générer les signaux de sortie. Celle-ci peut être validée ou inhibée par le

niveau sur la broche 6.

Une tension stable disponible sur la broche 8.

6.5.2. Chronogrammes



figure 6-22.

On remarque:

La présence d'une rampe sur la broche 10 celle-ci est synchronisée la tension de la broche 5.

Le niveau de tension sur la broche 11 détermine le retard des impulsions générées par

rapport au passage par zéro.

Si la broche 12 est à l'état haut on trouve ceci:

broche 15: impulsion positive courte lors de l'alternance positive.

broche 14: impulsion positive courte lors de l'alternance négative.

Si la broche 12 est reliée sur GND on trouve ceci:

broche 15: impulsion positive allongée jusqu'à la fin de l'alternance lors de l'alternance

positive.

broche 14: impulsion positive allongée jusqu'à la fin de l'alternance lors de l'alternance

négative.



Sur les broches 2 et 4 on trouve des impulsions négatives associées respectivement aux

alternances positives et négatives. Elles sont du courte durée si la broche 13 est à l'état haut ou

bien allongées jusqu'à la fin de l'alternance si la broche 13 est reliée à GND.

Sur les broches 3 et 7 on trouve les formes indiquées sur le chronogramme

6.5.3. Branchement deses sorties

figure 6-23. sorties à collecteur ouvert.

figure 6-24. sorties Totem-pole.



6.5.4. Exemples de montages

figure 6-25.

le circuit ci-dessus permet la commande d'un Triac ayant moins de 50mA de courant de

gâchette.

Le circuit est alimenté directement à partir du secteur (sans transformateur) par le biais de la

résistance 4.7K et de la diode 1N4005. La régulation est assurée par la diode Zener (circuit

à faible puissance).

Sur la broche 5 on trouve une tension tantôt positive tantôt négative synchronisée sur le

secteur.

Le potentiomètre 100K ajuste la pente de la rampe et par la suite la valeur crête de la

rampe.

Le potentiomètre 10K sert pour ajuster le retard à l'amorçage.

Le triac est commandé d'une façon alternée par la broche 14 et 15, il conduit donc dans les

deux sens mais avec un retard par rapport au passage par zéro du secteur.



figure 6-26.

Gradateur pour une charges de grande puissance (15KW)

Deux thyristors anti-parallèles remplacent le TRIAC, les thyristors sont amorcées à travers

des transformateurs d'impulsions.



figure 6-27.

figure 6-28.





Exercices exercice #1.

Données:

Considérez que l’amorçage du SCR se produit pour

UC=UGt+Ub1.65v.

Question:

a) quel est le rôle de la résistance variable R=100K.

b) Tracez les formes d’onde de UA, UL, UC pour un

angle d'amorçage de 30°

exercice #2.

Données:

=0.58

Ip=5A (max.)

Iv=3mA (min.)

Vv=1.5v

VD=0.56v

Question:

On considère Vi alternative sinusoidale 50Hz 48v, calculer:

a) la tension Vp Pique de l'UJT.

b) Rt(min.), Rt(max.) pour assurer une oscillation.

c) Calculez l’angle d’amorçage pour Rt=150k.

d) Tracez les formes d’onde Ei, Uz, UC, UA et UL suite à la question c).

e) Calculez la puissance dissipée par la charge à l’aide de l’angle d’amorçage que

vous avez calculé en c).

f) Calculez Rt si l’angle d’amorçage est égal à 135.

10k

0.039F1k

1N4004

C106

100k

UL

-+

UC

-

+

UA

-

+E

i

-

+

vL

+ -

vZ

+

-

vC

+

-

vA

+

-

0.022F100R

RT

vi

+

-

10V

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