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Generation de tres hautes tensions continues a

moyenne puissance.

Application proposee a un dispositif de

separation isotopique par laser,alimentation et

circuits auxiliaires.

Application proposee des 1997, alors a Drancy ,a

la production de carbone 13Dr. OLEG ERIC ANITOFF, ITAOSY, ANTANANARIVO, MADAGASCAR

Novembre 2013

Contents

1 Generation de tres hautes tensions 2

1.1 introduction . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21.2 generation de tres haute tension par oscillateur bloque . . . . . . 4

1.3 generateur THT a thyristor a charge resonnante . . . . . . . . . 71.4 demi pont de thyristors,pont de GTO . . . . . . . . . . . . . . . 11

1.4.1 pont de puissance,facteur de puissance . . . . . . . . . . . 141.4.2 controle de phase,regulation . . . . . . . . . . . . . . . . . 18

1.5 pont de transistors bipolaires de 3,7kW et driver 4A . . . . . . . 201.5.1 pont de transistors . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 201.5.2 driver . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25

1.6 bloc transformateur redresseur THT . . . . . . . . . . . . . . . . 251.6.1 calcul du transformateur THT . . . . . . . . . . . . . . . 251.6.2 redressement et filtrage . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27

1.7 alimentation filament et regulation de courant . . . . . . . . . . . 28

2 Application a lalimentation dun laser stabilise et circuits aux-

iliaires 292.1 introduction . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 292.2 alimentation primaire a correction du facteur de puissance . . . . 302.3 commande de pont de MOSFET ou dIGBT . . . . . . . . . . . . 322.4 alimentation et stabilisation dun laser a dioxyde de carbone a

tube scelle de 600Watts optiques . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35

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2.5 Mesure de lenergie impulsionnelle delivree par le laser . . . . . . 382.6 dispositif de separation isotopique:pilotage par microordinateur . 39

2.6.1 principe de la separation isotopique . . . . . . . . . . . . 392.6.2 commande par micro-ordinateur . . . . . . . . . . . . . . 40

2.7 Conclusion et aspects economiques . . . . . . . . . . . . . . . . . 412.7.1 Alimentation de tubes a rayons X . . . . . . . . . . . . . 412.7.2 production de carbone 13 . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42

1 Generation de tres hautes tensions

1.1 introduction

Men gave name to all the animals, in the beginning, in the beginning, longtime ago

De nombreuses applications a linstrumentation necessitent la mise en oeu-vre de tensions elevees.Alors que des tensions inferieures a 2000 Volts suffisent pour lalimentation desphotomultiplicateurs et par exemple la polarisation des electrodes dun spec-trometre de masse a separateur magnetique ou a temps de vol,des tensions de10 a 100 kilovolts sont necessaires pour les tubes a rayons X ou les lasers.Apres une description succinte de montages de faible puissance,on abordera icilobtention de tensions de 10 a 70 kilovolts,avec des puissances de 3-4 kW,appliqueesinitialement a lalimentation de tubes a rayons X pour la radiocristallogra-phie,puis a lalimentation de lasers.Plus particulierement,on decrit lalimentation dun laser a dioxyde de carbonedestine a la separation isotopique du carbone 13,ainsi que ses circuits auxili-aires,tels que stabilisation de mode,mesure de lenergie dimpulsion et diverses

commandes pour la photoionisation de gaz(freons)Ce rapport decrit lensemble des circuits electroniques dune installation deseparation isotopique hypothetique, non encore pro jetee. Notez que jai travaillede septembre 1999 a fevrier 2003 dans une autre entreprise specialisee dans laconception et la production de generateurs jusqua 100kilowatts et 160 kilovolts,

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ce qui fera lob jet dun rapport ulterieur.

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1.2 generation de tres haute tension par oscillateur bloqueLe petit generateur decrit(figure 1) fournit une puissance dune dizaine dewatts,ce qui convient pour la tension de postacceleration dun tube cathodique.

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Le transformateur est un transformateur THT de televiseur(noir et blanc),munidun primaire de 13 spires avec prise dix spires(n1 = 10; n2= 3).On a utilise ici

un transistor PNP au germanium AU110,monte avec collecteur a la masse poursimplifier le refroidissement,qui presente lavantage dune tension davalancheemetteur-base elevee(environ 40 volts,contre 5 volts pour un transistor au sili-cium).Le courant demetteur est ie,le courant base ib,le gain en courant .Pour sim-plifier,on neglige devant les tensions induites la tension de saturation collecteur-emetteur et la tension emetteur-base.Les tensions apparaissant sur les enroulements sont deduites de la loi de Fara-day:

rotE= B/t (1)

soit sous forme integrale(theoreme de Stokes)

E= /t = nsB/t= Li/t (2)

Dou:ib = n2/n1 1/rb E (3)

ie= E/L2 t +n2/n1 1/rb E (4)Le courant demetteur cesse de croitre au temps tel que:

ie = (+ 1)ib (5)

soit:=

n2/n1

L2/r

b (6)

Avec:= 50, n1= 10, n2= 3, L2 = 130H

,on trouve= 10s

Alors,le courant base ainsi que le courant emetteur sannulent,et il apparaitune pointe de tension de140V olts,soit environ 10 Volts par spire,ce qui produitune tension secondaire denviron 10 kilovolts,redressee par un doubleur de ten-sion.On remarquera que ce mode de fonctionnement serait destructif avec untransistor au silicium,dont la jonction emetteur-base entrerait en avalanche.Avec

un AU110,ce montage est parfaitement fiable,et a fonctionne trois ans en per-manence.Une puissance bien plus elevee peut etre transmise par un petit circuit en doubleU(dimensions typiques:s = 1, 6cm2;lf = 16cm;B = 0, 35Tesla).Ainsi,on verraau paragraphe suivant que la puissance transmise par un tel circuit sature,refroidi

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et isole par huile,atteint240W.Sans aller aussi loin,en adoptant un montage fly-back avec enroulement de recuperation,avec un MOSFET BU Z54 pilote par un

U C3844 a100kH z,une puissance denviron 100Watts peut etre obtenue(figure2).Ce montage a ete applique a la generation dozone pour la purification de leau

experimentalement, et une etude Doctorale est envisagee.

1.3 generateur THT a thyristor a charge resonnante

Ce type de generateur,capable dalimenter un laser a azote ou un petit tube arayons X,exploite la decharge par un thyristor rapide(qui pourrait etre remplacpar un transistor bipolaire ou MOSFET,mais le thyristor presente lavantagede bien supporter les surintensites dues a la saturation du transformateur)duncondensateur de puissance(a armatures metalliques,type HT72)dans le primairedun transformateur THT.Pour atteindre une tension secondaire de 15 ou 25kV,ilest necessaire,avec une tension aux bornes du condensateur de l ordre de 400Volts,de limiter le nombre de spires du primaire a 20 ou 30.

On calcule linductance du primaire grace au theoreme dAmpere:

rotH= j (7)

soit sous forme integrale:Hala+ Hflf =ni (8)

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ou Ha est le champ magnetique dans lentreferla la longueur de lentrefer

Hfle champ dans la ferritelfla longueur dune ligne de champ dans la ferrite

j la densite de courant et:

B = 0Ha= 0rHf (9)

avec B induction(en Tesla)dans le circuit magnetique et dans lentrefer(Bmax=0, 35 Tesla pour une ferrite,plus de 1 Tesla pour un circuit en fer amorphe ouen tole au silicium a grains orientes)0 = 4107

etr est la permeabilite magnetique,dependant de linduction.Soit avec la loi de Faraday(2),apres rearrangement:

L2= n2

s0/(la+lf/r) (10)

Pour un circuit en double U de section s = 1, 6cm2 et de longueurlf = 16cm,enmateriau 3C8(r = 2000aB= 0, 2T),on mesure:

N= 20spires: L2= 460H; L2,fuite= 100H

N= 30spires: L2 = 1100H; L2,fuite= 220H

ou linductance de fuite est mesuree ,au moyen dun pont MIC-4070D, avec sec-ondaire en court circuit.Le circuit est represente figure 3.On suppose que C4 est initialement charge etle thyristor bloque.C3 se charge a traversR1 + P1,qui sert a determiner la frequence damorcage du

thyristor,et donc la THT moyenne en sortie.Lorsque la tension aux bornes de C3atteint 32volts,le diac DB3(ou ST2)se declenche et amorce le thyristor rapide,quipeut etre un BT W30/800 ou equivalent(SKT16F10DS,TSD835, C149D etc...),samorceet entraine une decharge oscillante de C4 a travers le primaireL2 de TR1.A vide,le courant dans C4 a pour expression:

i= imaxsintexp(pt) (11)

avec= 1/

L2C4radian.s

1 (12)

etp =7000s1 (13)

p etant determine experimentalement.En charge,ce courant est dephase car le courant debite au secondaire est enphase avec la tension au primaire,et il faut aussi tenir compte de la saturationde L2.On y reviendra a propos de la determination de L1.Le courant imax estdetermine par la loi de conservation de lenergie:la tension dalimentation Eetant denviron300V olts(secteur 220V oltsredresse),C4 se charge a travers L1

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etC R5 souskE,avec 1, 3 k 1, 8(si le circuit etait parfaitement resonnant,onaurait k = 2).Dou:

L2i2max= k2E2C4 (14)

En utilisant les relations (2) et (10),i l vient,apres rearrangement:

Va+ Vf/r = k2E20C4/B

2

max (15)

ouVaest le volume de lentrefer etVfle volume du circuit ferrite Avec les valeursnumeriques presentes,on trouve Va+ Vf/r= 7, 310

7m3,ce qui conduirait a unentrefer de 4mm,ou a faire fonctionner le transformateur a saturation avec

r = 35

Cest cette derniere solution qui est utilisee,le transformateur etant refroidi etisole par huile (Univolt 84 ou Esso 51).

Il reste a determiner linductanceL1.Pendant la conduction du thyristor(puis dela diode antiparallele lorsque le courant change de signe),le courant traversantle condensateur est donne par lequation(11).Simultanement,linductanceL1 estsoumise a la tension E et le courant qui la traverse resulte de lintegration delequation (2):

i1 = Et/L1 (16)

Le courant total a travers le commutateur thyristor-diode est donc:

itotal = Et/L1+imaxsintexp(pt) (17)

Pour rebloquer le thyristor,il est necessaire queitotalsinverse pendant un tempssuperieur au temps de recouvrement tq du thyristor,de lordre de 15s(deux foismoins avec un TSD835). Cette equation est facilement resolue graphiquement:il

suffit que les abscisses de lintersection de la droite(16) avec la sinusoide amor-tie(11) soient espacees dun temps superieur a tq . Une bonne valeur de L1est 10mH.En fait,en fonctionnement,le courant itotal sannule avant ce qui estdetermine par lequation (17),car le courant debite au secondaire est en phaseavec la tension au primaire,et aussi L2 se saturant, en dbut de cycle est plusgrande que sa valeur a faible amplitude.On dispose donc dune bonne marge desecurite.Lintensite maximale dans L1 atteint:

i1,max = 2

L2C4 E/L1 (18)

Soit avec:

L1 = 10mH,L2 = 1, 1mH,C4= 0, 47F,E= 300V

i1,max = 4, 3A

Cette inductance,en raison de ses valeur et courant de saturation eleves,doitdonc comporter un circuit magnetique en tole avec entrefer,assez lourd et vo-lumineux.Elle limite la vitesse de recharge de C4,la frequence de resonance de

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L1 + L2 avecC4 etant de 2200Hz,et il nest guere possible de depasser une puis-sance de 250W.De plus,la frequence de resonnance de L1 avec C4 nest que de

7kHz,ce qui entraine une emission acoustique du transformateur. Un fonction-nement a frequence ultrasonore serait preferable.On verra au paragraphe suivant que dautres solutions permettent datteindreune puissance de 900W,voire 1,5kW,au prix de lutilisation dun plus grandnombre de thyristors.

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1.4 demi pont de thyristors,pont de GTO

On peut remplacer la self de charge resonnante L1

par un commutateur,thyristorou GTO(Gate Turn Off thyristor,cest a dire thyristor reblocable par com-mande).Dans le cas de lutilisation de thyristors rapides T SD835(figure 5),le dechenchementdu thyristor de charge et du thyristor de decharge necessite seulement une im-pulsion de 2V olts/200mA pendant quelques microsecondes,ce qui est aisementproduit par un multivibrateurN E555 suivi dun autre NE555 monte en monos-table,les transformateurs dimpulsion de commande pouvant etre de petite taille(tore9/6/3 en materiau 3E1 RTC par exemple) car lenergie de commande nest quedenviron 1 microjoule.En effet,en combinant les equations de Maxwell (1) et(7),on trouve la relation suivante entre le volume du tore Vfet les parametresde limpulsion:

Vf=Ei0r/B2 (19)

Soit avec une ferrite 3E1:Vf= 4mm

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LeT SD835 ayant un temps de reblocage de 7 s,le fonctionnement a frequenceultrasonore de 20 25kHz est aisement obtenu,et la puissance de sortie atteint900W.On a trouve experimentalement quun courant efficace nominal de 15A

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permettait une puissance de sortie de lordre de 1kWpour un montage en demi-

pont,et 1, 5kWavec un pont complet.Une puissance comparable est obtenue avec un demi-pont de GTOs 15A(BT V59/850),mais

la commande est plus compliquee.En effet,pour que la tension anode-cathode aletat passant soit la plus faible possible,un courant positif doit etre injecte a la

jonction interdigitee grille-cathode pendant toute la duree de conduction.Uneimpulsion negative de lordre de 1Asous10 Volts rebloque le GTO en 100ns.Ainsi,le schema de commande est plus complique(figure 6).Lenergie de com-mande est plus elevee,de lordre de 500 microjoules,et le volume du transfor-mateur de commande,selon lequation (19),doit etre choisi en consequence.Pourle GTO de charge,un transistorQ1 typeBD435,dont la base est commandee atravers une diode zener 10V olts Z1,fourni le courant positif pendant la dureede conduction,et simultanement,le condensateur C4 de 1 F se charge sous 10Volts.Lors de lalternance negative,Q2(BD677)applique la tension aux bornesdeC4entre cathode et grille,ce qui rebloque le GTO.En raison dune plus grandecomplexite,linconvenient dun tel montage est que en cas de destruction dunGTO,les transistors drivers risquent aussi detre detruits,ce qui accroit les coutset duree de reparation.Le generateur de commande(figure 7)doit etre capable de fournir une puis-sance de lordre de 15 Watts,ce qui necessite un montage plus complexe que

le declenchement par NE555 du demi-pont a thyristors T SD835.Une extension naturelle du demi-pont de GTOs est le passage au pont com-plet(figure8),capable de delivrer plus de 1, 5kW.La tension de sortie appliqueeau primaire du transformateur THT atteint 520 Volts crete a crete,et bien surle transformateur THT doit etre capable de transmettre au moins 1, 5kW.Son

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etude est reportee au paragraphe (xx).Dans ce montage qui se rapproche de lobjectif poursuivi(obtention dune haute

tension pouvant atteindre 50 ou 60 kVolts avec une puissance dau moins 2kWpour lalimentationdun tube a rayons X),des sorties de mesure courant(10mV/mA)et tension(200mV/kV)ont ete prevues pour la regulation.Le multiplicateur detension de puissance est un sextupleur utilisant des condensateurs C10 a C15 de2200pF/20kV sHTX(LCC serie verte,les oranges etant moins resistants aux in-tensites elevees en tete de multiplicateur)et des diodes rapides(400ns) BYX90GRTC.Ces diodes,capables de redreser 250mAeff sous 9kV,se sont averees par-faitement fiables et resistantes aux court-circuits en sortie,et ont ete gardeesmeme pour une puissance de sortie de 3, 7kW.Les resistances R5 a R9 sont des 200Megohms 2OkV de marque KOBRA,avecune stabilite de 80ppm/K,moins cheres ques les equivalents CADDOCK(quipresentent toutefois une derive plus faible,de 50ppm/K)

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1.4.1 pont de puissance,facteur de puissance

Alors que le montage du paragraphe 1.3 etait alimente directement sur secteurredresse non regule,afin davoir une bonne stabilisation de la tres haute tensionproduite,il est avantageux de disposer dune tension dalimentation continuereglable et avec une faible ondulation.Il est particulierement simple de faire appel a un redresseur commande a pontthyristors-diodes.Ainsi,le pont SEMIKRON SKB 33/08 redresse un courant ef-ficace de 33Amperes,et constitue un module facile a installer et a refroidir(parair,ou eventuellement par eau,qui est disponible avec un tube a rayons X ou unlaser de forte puissance).Dans un redresseur commande,on fait varier linstant douverture successive dechaque thyristor dans chaque quadrant damplitude decroissante(figure 9).Tantque lamplitude de la tension secteur est superieure a la tension de charge de labatterie de condensateurs en sortie(C1-C2-C3)(figure 10),un courant dintensite

elevee recharge ces condensateurs,qui fournissent le courant de sortie en sedechargeant pendant la duree de blocage des thyristors.Londulation est lieeau courant de sortie et a la capacite totale C par la conservation de la charge:

V /t= I /C (20)

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LinductanceL1,qui tend a maintenir le thyristor conducteur lorsque la tensionsecteur devient inferieure a la tension aux bornes de C,limite la surintensite et

augmente le temps de conduction des thyristors,ce qui est avantageux car:le courant efficace dans le thyristor croit,pour un courant moyen donne,lorsquela dure de conduction decroit(voir annexe 1),ce qui augmente les pertes et lescontraintes dans les condensateurs de puissance,dans lesquels lintensite maxi-male permise,qui decroit avec la temperature de service,doit etre respectee(delordre de 13,5A a 100Hz pour des FELSIC C O39 350/385Volts)le courant harmonique croit dans les memes conditions,augmentant la distorsiondu secteur et le courant efficace dalimentation.Mais une inductance de valeur trop grande est lourde,couteuse et tres encom-brante,et limite la valeur maximale de la tension redressee,aussi on a choisiexperimentalement une valeur de 1mH/30A,realisee sur tore de toles en fer-rosilicium.Dans ces conditions,le temps de conduction atteint 1,8 millisecon-des(pour une frequence secteur de 50Hz),pour une puissance de sortie maximalede 3700Watts sous une tension de 270 Volts(on a utilise comme charge pour lesessais un convecteur a huile 220Volts/3kW).Le facteur de puissance etant le rapport de la puissance moyenne a la puissanceapparente:

cos() =Pmoyenne/E I (21)on a mesure

cos() = 0, 57

Londulation a pleine puissance est,selon lequation (20),

Vcreteacrete = 12V olts

et le courant efficace dans chaque condensateur:

Ieff = 17tg()/3 = 7, 9Amperes

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On constate que le facteur de puissance dune telle alimentation conduit asurdimensionner le reseau monophase,qui doit pouvoir fournir 32A (sous 220Volts

efficaces)pour un courant de sortie de 17A(sous 270Volts continus).On etudiera plus loins une solution moderne a ce probleme,lutilisation duncorrecteur de facteur de puissance(Power Factor Corrector:PFC),assez facile arealiser avec les circuits integres disponibles sur le marche.

1.4.2 controle de phase,regulation

La carte de commande et regulation est representee figure 10.A partir dune ten-sion alternative de 2x15Volts redressee et filtree,un regulateurM C1468L(MN1)associea deux transistors Q1 et Q2 fournit les tensions stabilisees de15V olts,avecun courant maximum de 100mA.Le M C1468L(MOTOROLA) nest plus fab-rique,et sur une autre version de cette carte,on la remplace par un A723associe a un A741 pour la generation de la tension negative.

Le controle de phase des deux thyristors du pont de puissance est assure par unquadruple amplificateur operationnel a entrees Norton(courant) M C3401 MO-TOROLA(MN3).Les signaux produits sont representes figure 11.Le 15 Volts al-ternatif,couple par C23+R26 et C24+R27 a deux amplificateurs operationnelsest converti en signaux carres,puis en dents de scie par CR17+R30+C27 etCR18+R30+C26.Ces tensions en dents de scie sont appliquees aux entrees noninverseuses des deux autres amplificateurs operationnels,qui recoivent sur lesentrees inverseuses la tension de consigne par lintermediaire du potentiometrede symetrie P2,necessaire afin que les angles de conduction des deux thyristorssoient egaux.Une position manuelle permet le reglage de la tension de consigne par P1,pourles essais.Pour une tension de consigne variant entre 2,9 et 4,2 Volts,la tension de sortie dupont de thyristors varie de 270 a 0 Volts,soit un gain en tension G1 de -208.Lessorties de ces deux amplificateurs operationnels fonctionnant en comparateursde courant sont appliquees a deux transistors de commutation Q4 et Q5 quicommandent les thyristors par lintermediaire de deux petits transformateursde commandeI T248 de rapport 2/1.Une bascule RS realisee au moyen dun MC14000(MN2) napplique la tensiondalimentation de Q4 et Q5 par lintermediaire de Q3 que lorsque les tensionsdalimentation sont normales et la securite eau est fermee(afin que la charge,tubea rayons X ou laser,ne fonctionne pas sans refroidissement,ce qui la detruirait).Enfin,un amplificateur operationnel a grand gain G2(110dB)et a entree BifettypeAD542 ANALOG DEVICES(MN4),monte en integrateur,assure la regulationde tension,recevant sur son entree inverseuse la tension de controle THT(cest

a dire la THT divisee par 5000)et sur son entree non inverseuse une tensionde consigne variable de 0 a - 12Volts,stabilisee a 10 ppm/K par deux diodeszeners compensees en temperature 1N827A(Z1 et Z2).Cette consigne peut aussietre fournie par un convertisseur numerique/analogique(DAC),pour une com-mande de lalimentation par microordinateur.Un deuxieme AD542 commandeun voltmetre numerique sur le panneau avant.

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Le gain de letage pont/transformateur THT G3 etant de 222 en charge,le gainde la boucle dsservissement est:

G= G1 G2 G3/5000 = 2, 8.106

La precision de regulation de lalimentation est donc de lordre de 3.107.On remarquera que,la reference de tension ayant une stabilite de 10 ppm/K,lasource principale de derive thermique est le diviseur THT,dont la stabilite nestque de 80 ppm/K.

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1.5 pont de transistors bipolaires de 3,7kW et driver 4A

1.5.1 pont de transistors

Comme on la vu precedement,lemploi de semiconducteurs de puissance 15Apermet une puissance de sortie de 1,5kW avec un montage en pont.Lobjectifetant datteindre une puissance superieure a 3kW,des semiconducteurs 30Asontdonc necessaires.Dans cette gamme dintensite,les thyristors sont trop lents etdeviennent chers,et les GTO 30A annonces par RTC netaient pas disponibles.Restentles transistors bipolaires,MOSFET(Metal Oxyde Semiconductor Field EffectTransistor) et IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor).On examinera dansce chapitre lutilisation de transistors bipolaires classiques,qui sont commandesen courant(par opposition aux MOSFETs et IGBTs commandes en tension).Il est particulierement commode dutiliser des transistors montes en demi-pontisole(a 2500 Volts),equipes des diodes rapides de roue libre,en module facile acabler et dissipant 300 Watts,la resistance thermique jonctions-embase etant:

Rth= 0, 4K/W

.Plusieurs fabricants proposent de tels modules.Nous avons utilise les referencesSGS 30DB045 et 50DB045,supportant une tension collecteur-emetteur de 450Volts(doncsuperieure a la tension du secteur redresse a vide) et un courant collecteur re-spectif de 30 et 50 Amperes.Le schema du pont est represente figure 12.La commande de base necessite uncourant de 4 Amperes pendant la duree de conduction,avec un reseau condensateur-resistance-diode dont le role est de limiter le courant delivre aux bases,avec unepointe de courant fournie par deux condensateurs de 2,2 F en parallele,etdappliquer la tension de reblocage a travers une diode BY V28 50.Commeon le verra au paragraphe suivant,la commande de base est fournie par un cir-cuit integre de puissance L298 SGS,delivrant 2 fois 2 Amperes sous 11 Voltscrete a crete sur 4 sorties.On utilise donc un transformateur de commande derapport 2,bobine sur une ferrite ET D49 RTC.Cote entree,comme il y a deuxsorties du L298 a mettre en parallele,on a utilise des reseaux de condensateurselectrolytiques a faible resistance interne equipes de diodes pour combiner lesdeux courants primaires.Afin davoir un bon couplage et une faible inductancede fuite,on fait un enroulement hexafilaire en fil isole au teflon K Z05,avec deuxfois deux demi primaires connectes en serie.On remarquera que le driver est isole galvaniquement du pont de puissance,connecteau reseau.Ce pont est lui meme isole de la sortie THT,ou est prelevee la tensionde contrereaction.Deux reseaux resistance condensateur(C23 -R5 et C24-R6)limitent la vitesse de

croissance de la tension aux bornes des transistors de puissance,pour limiter lespertes dues a linductance de fuite du transformateur THT.Les transistors de puissance utilise ont un temps de montee et de descente surcharge resistive de lordre de 0,7 s,et un temps de stockage de 7,5 s.On nepeut donc guere choisir une frequence de fonctionnement autre que 20kHz,soitune demi-periode de 25 s.La duree du courant positif de base est 16,5s,pour

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laisser aux transistors le temps de se rebloquer.Une conduction simultanee destransistors dun demi-pont serait catastrophique(destruction du demi-pont).

Pour une puissance de sortie de 3, 7kW,sous une tension dalimentation de270Volts,le courant collecteur atteint 15A.La puissance dissipee en saturationest donc pour une tension de saturation VCEsat de 3 Volts:

Pdis/sat= 15 3 23/50 = 20, 7W attspartransistor

La puissance moyenne dissipee pour une commutation sur charge resistive est,apresune integration elementaire:

Pdis/com= 2 Vc Imax/6 tcommutation F (22)

soit:

Pdis/com= 2 270 15/6 0, 7.106

2.104

= 18, 9W attspartransistor

La puissance dissipe par demi-pont(2 transistors)est donc:

Pd= 2 (20, 7 + 18, 9) =80Watts

On peut refroidir par air,en utilisant un bloc refroidisseur ventile de resistancethermique 0,2K/W,mais nous avons prefe utiliser le refroidissement par eau,tousles semiconducteurs de puissance,en boitier isole,etant montes sur une embasede cuivre de 1cm depaisseur avec un canal de circulation deau.La puissance dis-sipee par le pont etant au maximum de 160W,si on estime la dissipation du pontde thyristors a 140W,la dissipation eventuelle desBU V47Ide lalimentation fil-ament etant negligeable,on peut estimer la temperature maximum dembase a60 degres.Pour une temperature maximum de leau de 40 degres(utilisation enAfrique dans un laboratoire ,bien quen fait ici, a Itaosy, on ne depasse guereles 35 degres),la chaleur specifique de leau etant:

Cv = 4, 18Joules/g/K

et la puissance totale dissipee:

Pd= 300Watts

on trouve,pour le debit deau

= Pd/(Cv T) =7, 5g/s= 450ml/minute (23)

En fait lelectronique est refroidie par leau de refroidissement du tube a rayonsX ou eventuellement du laser,et le debit est bien superieur.

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1.5.2 driver

Le driver de pont,represente figure 14,comporte un circuit integre a modula-tion de largeur dimpulsion(PWM:Pulse Width Modulation) T L495 (MN1)TEXAS,suivi dun driver de puissance L298 (MN2) SGS.La frequence doscillation est determinee par C2 etR2+P1,et reglee a 20kH z.P2effectue le reglage du temps mort,cest a dire le temps minimum dannulationde la tension de sortie a chaque demie alternance,pour eviter la conductionsimultanee des transistors de puissance.La duree maximum dimpulsion estreglee a 16,5 s,mais on a prevu un demarrage progressif a la mise sous ten-sion par Q1,ainsi quune possibilite de modulation alternative a travers C13 etC15(lexcursion etant limitee par CR14+CR15,pour essayer de reduire londulationde la THT due a londulation du redresseur commande a thyristor selon lequation(20).Le driver est alimente en tensions non stabilisees de +6V et12V,obtenues parredressement et filtrage des 5Vet 10Valternatifs dun transformateur auxiliaire

de 100V A.Les entrees de regulation de courant et de tension deM N1 ne sont pas utilisees,laregulation seffectuant par controle de phase du pont de thyristors(paragraphe1.5).MN2 est le driver de puissance a quatre voies conectees deux a deux en par-allele:il recoit sur ses entrees IN1 et IN2 dune part,et IN3 et IN4 dautrepart,les deux sorties de MN1 ramenees a un niveau TTL par un diviseurresistif.Un regulateur 7805(REG1) stabilise le 5V des etages dentree.Les qua-tres sorties,qui delivrent 2A a tour de role(4A simultanement)sont protegeesdes coupures inductives par des diodes de roue libreBAX18(500mAmoyen;2Acrete),qui donnent entiere satisfaction.Au niveau du pont,les sorties sont couplees deux a deux par les transformateursde commande de base.Ce circuit dissipe approximativement 11W,et doit etre

tres bien refroidi.On a utilise un radiateur profile de 3K/W,la dissipation max-imale duL298 etant de 25WToutes les pistes de sortie et dalimentation doivent etre renforcees,en raison dufort courant.Ce driver est monte sur une carte enfichable de 100x160mm,avec plan de masse.La frequence maximale dutilisation est 25kH zgaranti et 40kH ztypique.Toutefois,ona remarque que la tension de sortie se coupe momentanement 1s apres sondebut,ce qui est sans consequence compte tenu du temps de stockage des tran-sistors bipolaires.

1.6 bloc transformateur redresseur THT

1.6.1 calcul du transformateur THT

La relation (19),deduite des equations de Maxwell,a permis detablir lenergieEn stockee dans un milieu magnetique:

En= B.H.Vf (24)

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On se propose dutiliser le materiau K2004 de KASCHKE KG,analogue au 3C8de RTC,mais utilisable jusqua 100kH z.

On choisit la plus grande taille disponible,deux U de 100x57x25mm.Les parametresde ce circuit sont les suivants:

lf= 31cm

s= 6, 20cm2

Vf= 191cm3

La courbe induction-champ est representee figure 15.Pour une induction de 350mT,le champ est de 55A/m.Donc:

E350mTn = 15mJ

Si on veut aller jusqua la saturation,ce qui conduit a des pertes elevees,maisle transformateur est immerge dans une cuve dhuile qui peut etre refroidie pareau,pour un champ de 250A/m,linduction sature a 425mT.Alors:

Esat/425mTn = 81mJ

Le champ du au courant debite au secondaire compense le champ induit par lecourant primaire.Si est le rendement du transformateur(en premiere approxi-mation on prendra =0,95),alors la puissance transmise est:

Pt = En F /(1 ) (25)

Soit,a 350mT et 20kH z:P350mTt = 5800W

Si on augmente linduction ou la frequence,la puissance transmise augmente enpremiere approximation proportionnellement,mais les pertes augmentent beau-coup,ce qui reduit le rendement.A titre dexemple,on a propose la relation suivante entre les pertes specifiquesenW/kg,la frequence F et le champ B dans le materiau METGLAS de ALLIEDSIGNALS,mais il sagit de rubans de fer amorphe et non de ferrites:

Pspec= 6, 5 F1,51 B1,74Watts/kg (26)

On voit que cette taille de ferrite est suffisante,et on peut esperer une puissancetransmise de 10kW a 50kH z.Il reste a calculer le nombre de spires:i l resulte de lequation(2):

E/n = s F B (27)

Soit,avec le circuit choisi:

E/n = 8, 5V olt/spire

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Donc,pour une tension primaire de 270Volts,on utilisera un enroulement de32spires,et pour 380Volts,45spires.Le courant maximum etant de 15 A en haute

frequence,on utilisera du fil divise de section totale 3mm2(densite de courant5A/mm2).Pour un secondaire de 10000 Volts,on utilisera 1200 spires de 0, 1mm2(diametre0, 4mm).

Notez quon emploie, pour les alimentations de 20 a 100 kilowatts, une pairede ferrites 100x57x25 pour 4 kilowatts et 5 paires collees pour 20kilowatts, pourune tension de secondaire maximum de 10 kilovolts efficaces (limite disolement).

1.6.2 redressement et filtrage

Afin datteindre une tension de sortie maximale en charge de 60kV,on utilise unsextupleur de tension.Le courant redresse moyen maximum est 60mA:on utilisedes diodes BY X90G de RTC,qui ont les caracteristiques suivantes:

Iefficaceredresse = 250mA

Vrepetitiveinverse = 7kV

trecouvrement = 400ns

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En raison du temps mort,les diodes commutent a courant nul,donc il ny a pasde pertes dues au temps de recouvrement inverse.

La tension inverse etant de 20kV par branche,il faut mettre trois diodes enserie,lequilibrage capacitif etant assure par des pastilles de diametre 10mmsurle circuit imprime,pontees par du mastic silicone.Nous navons jamais observede defaillance dune diode,meme apres des arcs dans le connecteur de sortieTHT(pot federal,avec les connections du filament pour un tube a rayons X)oudes court-circuits de condensateurs.Les condensateurs doivent supporter une tension de service de 20kV,et surtoutun courant moyen de 360mAen tete de multiplicateur.Cest la tenue en courantqui est le parametre le plus critique.Les condensateurs ceramique LT X360 serie orange de LCC ne sont pas fi-ables,nous avons eu plusieurs court-circuits,entrainant la destruction dau moinsun demi pont de transistors. Les condensateurs LT X360 serie verte semblentplus fiables,et nous avons aussi essaye des condensateurs au polycarbonate aarmatures 4700pF 20kV type H T72,de EUROFARAD.Notons que SPRAGUE devait produire des condensateurs haute tension vitrifieset non frittes,qui auraient une tenue en puissance deux fois superieure.On pourrait aussi essayer des condensateurs pour lasers,30kVou 40kV,que pro-posent ATESYS(ETAT),MURATA,ERIE.Analysons les pertes dans le condensateur en tete de multiplicateur,pour uncourant sinusoidal de frequence F:

Pdissipee= ITHTeff /(2..F.C).tg() (28)

La tangente de langle de perte,pour les LCCLT X360,est inferieure a 3.102,eta une valeur typique de 6.103 a 60 degres.La puissance dissipee typique est doncde 8Wattsa 60 degres,ce qui est raisonnable avec le refroidissement par huile(la

cuve THT est emplie de 15 litres dhuile THT Univolt 84 ou Esso 51).Dailleursnous avons deduit des courbes publiees par LCC la relation suivante entre lecourant efficace et la frequence donnee de Hertzs pour un condensateur LCC de2200pF:

I= 8.103.F0,4 (29)

Ce qui donne un courant maximum de 420mA a 20kHz.On voit donc que descondensateurs de 2200pF sont juste suffisants,et on aurait une meilleure margede securite en travaillant a frequence plus elevee,ce qui est toutefois impossibleavec des transistors bipolaires.Enfin,la cuve comporte un transformateur dalimentation filament,avec un pri-maire de 32 spires,un secondaire de controle de 4 spires et un secondaire fila-ment de 4 spires isole a 100kV,et bobine sur un circuit de deux U 65/40/20en 3C8. Les connections sont ramenees a un connecteur etanche a lhuile a 12

contacts,supportant 8 Amperes par contact.

1.7 alimentation filament et regulation de courant

Pour alimenter le transformateur filament,dont la puissance ne depasse pas150Watts,on utilise un demi pont de transistors BU V47I(isoles),represente fig-

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ure 17.Le schema est tout a fait classique.On notera que les condensateurs C7etC8sont

a armatures,du type HT76,EUROFARAD.La puissance de commande de baseest faible,et les transformateurs T1 etT2 sont simplement bobines sur des toresde 23mmen 3E1.Ce demi pont est alimente sous 300V oltsnon regules(secteurredresse).Le driver est represente figure 18:il est semblable au driver du pont de transistorsde puissance,toutefois en raison de la faible puissance de sortie,lechauffement duradiateur deM N2 est bien moindre.La frequence de fonctionnement est regleea 25kH z.La seule particularite est la modulation de duree dimpulsion par comparaisondune tension de consigne variable entre 0 et 1 Volt,fournie par un potentiometre10 tours de 10k,a partir de la tension de reference de 5 Volts delivree parM N1,ala sortie courant(20mV/mA) du bloc THT.En ajustant la puissance appliquee au filament du tube a rayons X,on fixe lecourant demission.Ainsi,on realise simultanement les regulations en courant eten tension.Lalimentation finale est photographiee figure 19.

2 Application a lalimentation dun laser sta-

bilise et circuits auxiliaires

2.1 introduction

Le montage presente au chapitre precedent,destine a lalimentation de tubes arayons X ou de lasers non stabilises,presente une tension dondulation a pleinecharge denviron 102 et un facteur de puissance mediocre sur alimentationmonophasee.La separation isotopique necessite labsorption multiphotonique par un mode vi-brationnel precis dune molecule de composition isotopique bien determinee(ref1,2,3).Pour cela,le laser doit etre soigneusement stabilise sur un unique moderotationnel(ref 4),ce qui necessite une alimentation dune tres bonne stabilite encourant,et dune ondulation residuelle aussi faible que possible.Dautre part,les nouvelles normes europeennes de compatibilite electromagnetiqueconduisent a une limitation de la distorsion du secteur par reinjection dharmoniques,etil est aussi avantageux de ne pas surdimensionner l intensite maximale de laligne util isee,ce qui conduit a rechercher un facteur de puissance aussi proche delunite que possible.Les circuits modernes de correction du facteur de puissancepermettent datteindre 0, 99,par une technique de decoupage.Il existe plusieurs sortes de lasers a dioxyde de carbone,dont les puissances

peuvent depasser 100kW(ref 4). Pour les lasers multimodes a pression atmo-spherique,la tension dalimentation est de 20 a50kV.Pour des raisons de com-modite de realisation de linstallation pilote,nous avons choisi un laser bassepression(plus stable),de longueur de cavite 1m50,a tube scelle(pour ne pas con-sommer de gaz),fabrique par SCIENTIFIC LASER ENGINEERING SERVICES,stabiliseen frequence et en amplitude et accordable entre 9, 3 et 11 microns(nous avons

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besoins de longueurs donde de 9, 3 a 9, 7 microns).La tension dalimentation estde 11kVavec un courant de 250mAen mode pulse a une frequence de repetition

de 1kH z,la puissance optique moyenne etant de 600W,soit une energie de 600millijoules par impulsion.Une alimentation de 2750W sera donc necessaire,maisla tension netant que de 11kV,le redressement se fera par un pont de diodesBY X90G,et non par un multiplicateur de tension,ce qui ne necessite donc quunseul condensateur de filtrage de la THT.Par contre,il faut prevoir une tensiondamorcage de 35kV,qui sera fournie par decharge capacitive dans un petittransformateur en serie avec la THT.

2.2 alimentation primaire a correction du facteur de puis-

sance

Le schema de notre prototype est presente figure 20.Il utilise un circuit de com-mande LT1249 de LINEAR TECHNOLOGY.Dautres circuits similaires sontdisponibles chez UNITRODE et SGS-THOMSON.Le principe consiste a hacher le courant redresse par un pont monophase aumoyen dun MOSFET de puissance,ici unIRF P C60LCde INTERNATIONALRECTIFIER,dont le courant drain continu maximum est 10Amperes a 100degres,pour une tension de claquage drain-source de 600Volts,suffisante car latension de sortie est de 380 Volts,en stockant l energie dans une inductanceL.La frequence de fonctionnement est fixe:

F= 100kH z

La duree de conduction est donc :

max= 10s

au temps de rebloquage du MOSFET et de charge du condensateur de sortiepres.SoitEin la tension aux bornes de linductance lorsque le MOSFET est conduc-teur:

Ein= E0./sint/

ou E0 est la tension crete du secteur(330 Volts).En appliquant la loi de Faraday(2),il vient:

Ein/imax= L/ (30)

Si est constant,on voit donc que la charge vue par le pont redresseur estresistive,donc le facteur de puissance est optimum. La puissance de sortie estproportionelle a lenergie stockee dans linductance et a la frequence de commu-tationF:

P =Li2maxF/2 (31)

Si lon se fixe un courant imax de 10 Amperes,compte tenu des limites duMOSFET et du circuit de commande,qui doit charger et decharger sa capacite

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dentree en un temps court vis a vis de la periode pour limiter les pertes decommutations,on peut calculer la valeur de linductance L pour une puissance

P donnee,1kWpar exemple:

L= 2P/Fi2max (32)

soitL= 200H

Cette inductance doit supporter un courant a saturation de 15 Amperes,avec unemarge de 0,33,ce qui permet de calculer le volume du circuit magnetique,lentreferet le nombre de spires.Lenergie maximale est de 45 millijoules,mais on napas besoins dun circuit aussi volumineux que selon lequation(24),car on peututiliser un entrefer. On se propose dutiliser un assemblage colle au cyanoacry-late de trois circuits en double E de 56mm en ma teriauH7C1 de TDK,qui est

disponible,et dont les parametres sont les suivants:

s= 7, 5cm2, lf= 12cm

En eliminant la entre les equations (8) et (10),il vient:

n2Bmaxs/L nimax+ lf(Bmax/0r Hf) = 0 (33)

Cette equation du second degre admet deux solutions,et on choisi celle qui donnele nombre de spires le plus eleve pour garder un nombre raisonnable de voltspar spire.On trouve:

n= 10spires

Il reste a calculer lentrefer:

la= n2s0/L lf/r (34)

soit:la = 0, 35mm

La diode de charge,qui commute dans le condensateur de sortie lenergie stockeedans linductance,est une diode rapide(trr = 73ns) a recouvrement progressiftypeH F A25P B60 INTERNATIONAL RECTIFIER.Remarquons quil existe un circuit PFC fonctionnant a frequence plus elevee(jusqua500kH z),le U C1855 UNITRODE,ce qui permet de reduire la valeur de linductanceL.Cependant,pour reduire les pertes dans le MOSFET(qui est un MOSFET tresrapide de marque APT)et dans la diode de charge,un circuit de commutationauxiliaire resonant a ete ajoute,ce qui complique beaucoup le montage.

LeLT1249 est alimente en 18V:la tension de demarrage est fournie pas un petitcircuit integre haute tension en boitier T O92,leLR745N3 SUPERTEX.

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2.3 commande de pont de MOSFET ou dIGBT

Les transistors MOSFET et IGBT sont des dispositifs commandes en tension.Ledriver na pas a fournir un courant continu eleve comme pour la commande duntransistor bipolaire,mais seulement une tension de lordre de 10 Volts(la tensionde claquage grille-source ou grille-emetteur est generalement de 20 Volts),avec

une pointe de courant elevee pendant la charge de la capacite dentree du dis-positif.Cette capacite se compose de la capacite de grille Cgs ou Cge,et de lacapacite de Miller,egale a la capacite de reaction Cgd ou Cgc multipliee par legain en tension,qui est ici de lordre de 40.Par exemple,pour un MOSFET 16A(a 25 degres) IRFPC60 de INTERNA-

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TIONAL RECTIFIER,on a:

Ctypgs = 3900pF, Ctypds = 98pF, soitCin=8000pF

Pour un IGBT 70A IFG4PC50F:

Ctypge = 4000pF, Ctypgc = 49pF, soitCin

=6000pF

Les temps de montee et descente pour une resistance de grille de 5,sont re-spectivement pour le MOSFET a 16A et lIGBT a 39A:

tIRFPC60montee=tIRFPC60descente =55ns

tIRG4PC50Fmontee =25ns, tIRG4PC50Fdescente =130ns

Le courant de charge etant lie au temps de commutation par:

i= Cin.V /tcommutation

le courant de charge deCinsera de 2, 4A pour le MOSFET et 4, 8A pour lIGBT.Le schema de notre carte de commande est represente figure 22:nous avonschoisi des drivers M IC4452 MICREL,capables de fournir un courant pointe de12A,ce qui permet la commande de deux IGBTs par driver,avec couplage partransformateur trifilaire sur circuit EC35,les sorties des drivers etant protegeespar deux diodes schottky P BY R745.La puissance dissipee par le driver est la puissance necessaire pour charger etdecharger cette capacite dentree,soit en comptant les deux transistors:

P = 4C.(V)2.F

Soit,a 20kHz:

P = 0, 144W

On est largement en dessous de la dissipation limite du MIC4452 en boitierT O220(12W).Loscillateur a modulation de duree dimpulsion est un T L495,comme aux para-graphes 1.6.2 et 1.8.Il comporte un reglage de frequence,de temps mort et une regulation en tensionou en courant.Avec un pont de MOSFETs 16A alimente en 380Volts,la puissance de sortiemaximale serait de lordre de 2kW.Pour atteindre une puissance plus elevee,ilserait interessant dutiliser un pont dIGBTs,qui commutent un courant pluseleve quun pont de MOSFETs a surface de silicium egale,lIGBT etant la com-binaison dun transistor bipolaire PNP de puissance commande par un MOS-

FET.Malheureusement,il ny a pas de moyen dassister lelimination de la chargestockee dans la jonction base-collecteur au rebloquage,ce qui entraine lexistencedun courant residuel(queue),entrainant des pertes elevees,de lordre de 5 mil-lijoules a 39A sous 480 Volts,dans le cas du IRG4PC50F.Pour cette raison,lafrequence maximum de commutation des IGBT est faible:5kH z sans assis-tance,et jusqua 20kHz en commutation resonnante.Toutefois,INTERNATIONAL

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RECTIFIER propose une nouvelle gamme dIGBTs,les IGBTs WARP Speed,quiseraient utilisables jusqua 150kHz. Avec notre I RG4P C50F,la resistance ther-

mique jonction-refroidisseur est de 0, 9degre/Watt,et la temperature de jonctionmaximale est 150 degres.On choisit une temperature de jonction maximale de120 degres,pour une temperature ambiante de 50 degres,ce qui conduit a unedissipation maximale de 80Watts.En analysant les donnees du constructeur,on trouve que la puissance dissipeependant la conduction est,a une temperature de jonction de 120 degres et pourune tension de commande de 15 Volts:

Psat= Vsat.I= I(0, 9 + 0, 015I) (35)

Dautre part,lenergie perdue en commutation est de 2 millijoules a 20 A,et4 millijoules a 40 A,ce qui conduit a lexpression ,empirique suivante reliantla puissance dissipee totale a lintensite I et la frequence F,pour un rapport

cyclique de 0,5:Pdiss= I(0, 45+ 0, 0075I+ 10

4F) (36)

Ce qui donne une intensite maximale de 25A pour une puissance dissipee de80Watts.On voit donc quun pont dIGBTs IRG4P C50Fconvient juste a lalimentationde notre laser,la frequence de fonctionnement restant de 20kHz.On a vu au para-graphe 1.7.2 que notre objectif etait de passer a une frequence de commutationde 50kH z pour ameliorer la fiabilite des condensateurs de bloc THT. Seule unenouvelle generation dIGBTs apportera une solution satisfaisante a ce probleme.

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2.4 alimentation et stabilisation dun laser a dioxyde de

carbone a tube scelle de 600Watts optiques

Le laser et ses circuits dalimentation et de commande sont representes figure23.Le laser,dont le tube scelle est refroidi par eau et comporte des fenetres alincidence de Brewster,comporte un miroir semireflechissant pour la sortie dufaisceau,un reseau daccord avec un moteur qui en assure la rotation,afin desaccorder sur un mode rotationnel precis,et une cellule de Pockels qui controlele coefficient de surtension de la cavite.Cette cellule doit etre commandee parun creneau de haute tension.Nous avons eu loccasion de realiser plusieurs generateurs de creneaux a transis-tors MOSFET.En particulier,un montage qui fournit des creneaux de 350Volts

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avec un temps de montee et de descente de 10 ns,construit pour le laser aelectrons libres du synchrotron ACO de la Faculte dOrsay,est represente figure

24.Ladaptation de ce montage est simple:on remplacera les V N O335N1 SU-PERTEX par des B U Z53 SIEMENS supportant 1000Volts,et le totem-pole deV N33AK SILICONIX par un M IC4420 MICREL(driver 6A/25ns).Dans cesconditions,la bascule JK qui fournit deux signaux en opposition de phase etdivise par deux la frequence de commande nest plus necessaire,et on pourraattaquer directement le M IC4420 par un signal carre a 1kH z.Le miroir totalement reflechissant qui ferme la cavite est monte sur trois actua-teurs piezoelectriques,par exemple PI,ce qui permet un asservissement du moderotationnel doscillation du laser.Pour cela,on exploite le passage par un mini-mum de limpedance du plasma lorsque le laser est centre sur un mode(ref 5):unetension de modulation fournie par un oscillateur sinusoidal a dephasage,equipedun MPSA13 est amplifiee jusqua 8 Volts eficaces et couplee par un trans-formateurT r3 en serie avec lalimentation du tube.On amplifie la tension a lafrequence de modulation et effectue une detection synchrone.Le schema du mon-tage utilise est represente figure 25.On remarquera un doubleur de frequenceoptionnel equipe dun T L082 TEXAS,qui permet de selectionner soit le fon-damental a 1kH z,soit lharmonique 2,et un dephaseur a trois etages equipede M P F102,qui permet damener le signal de reference exactement en phaseavec le signal detecte.Le detecteur synchrone proprement dit utilise un JFET2N4416 comme commutateur et un amplificateur operationnel a grand gainAD542 comme amplificateur integrateur,montage que nous utilisons couramenten spectroscopie infra-rouge.La sortie de lAD542 commande un amplificateurhaute tension(900Volts) equipe dunBU Z50A SIEMENS,qui controle les actu-ateurs piezoelectriques(charge purement capacitive).Un voltmetre de controle aete prevu.Ainsi,la longueur de la cavite est ajustee au nanometre pres,malgre

les fluctuations dindice de refraction du gaz et la dilatation thermique de lacavite,afin de rester accordee sur la longueur donde choisie.Le transformateurT r3,qui ne comporte que quelques spires,doit presenter un isolement primaire-secondaire dau moins 50kV,ce qui est aise a realiser avec une ferrite de trans-formateur THT de televiseur.On notera sur la figure 23 le circuit damorcage du tube laser qui doit fournir uneimpulsion de 35kV:il sagit dun montage a thyristor a decharge capacitive,quenous avons deja decrit dans un autre contexte(paragraphe 1.3).Enfin,on a represente le pont dIGBTs discute au paragraphe precedent,avecses diodes de roue libre du type HF A25P B60,notre transformateur THT depuissance,T r1,et un pont de diodes BY X90G,dont la sortie est filtree par ununique condensateur C de 4700pF/20kV.Une sortie courant(4V /A)est prevuepour lasservissement du driver de pont dIGBTs,ainsi quune sortie tension,reliee

a un voltmetre de controle et couplee capacitivement a lamplificateur de signalde gain 10(AD542).

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2.5 Mesure de lenergie impulsionnelle delivree par le laser

Lenergie dun photon de longueur donde 10 microns est:

E= h= hc/= 2.1020Joules = 0, 125eV

ou h est la constante de Planck, 6.621034Joules-secondesest la frequence du photonc est la vitesse de la lumiere, 3.108metres/secondeest la longueur dondee est la charge de lelectron, 1.61019 CoulombsA la temperature ambiante(300K),lenergie thermique vaut:

Et= kT = 0, 025eV

ou k est la constante de Boltzman, 1.381023Joule/degre.Lenergie du photon netant que 5 fois lenergie thermique,les detecteurs quan-tiques(InSb,HgCdTe) doivent etre refroidis a la temperature de lazote liquide,cequi est mal commode.De plus,ils sont chers.Les detecteurs pyroelectriques sontfragiles,car labsorption de lenergie se fait dans une mince couche.Une solution

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alternative est lexploitation de leffet photothermodielectrique,que nous avonsdecrit par ailleurs(ref 6),et dont nous avons brevete lapplication a la mesure de

lenergie dun laser impulsionnel(ref 7).Ce procede exploite la variation de permittivite dielectrique en haute frequence(vers10MHz) resultant de lechauffement dun dielectrique liquide.Le temps de mesureminimum de notre prototype est de 1,2s,ce qui pourrait etre reduit dun or-dre de grandeur.Le produit sensibilite*temps de mesure est de 1010secondes.En utilisant comme dielectrique absorbant une solution de micelles inversesdAerosol OT de rapport en eau 39,a temperature ambiante,lelevation de temperatureminimum detectable est de 104degres,limitee par le bruit de phase de loscillateur.Enestimant la chaleur specifique de labsorbant a 3Joules/g/degre,pour une massedabsorbant de 0, 1 grammes,la sensibilite est de 30 microjoules.Cette sensibiliteest bien suffisante,car lenergie impulsionelle de notre laser est de lordre de 1Joule.Le principe est le suivant:la variation de permittivite dielectrique de labsorbantentraine une variation de frequence de loscillateur,laquelle est multipliee par10368 par une chaine de multiplicateurs de frequence en classe C et de melangeurs(tripleconversion de frequence),et la variation de frequence amplifiee est mesuree parun frequencemetre 8 bits,commande par une horloge de synchronisation et reli eea une memoire de 512 octets.Dans notre montage original,le mot de 8 bitsenregistre en memoire etait converti en tension et applique a un enregistreuranalogique.Desormais,il est facile de lire cet octet au moyen dun microordina-teur equipe dune carte dinterface,telle que celle que nous decrivons au para-graphe suivant.Notre capteur denergie presente l avantage de ne comporter au-cune optoelectronique,et detre pratiquement indestructible.De plus,il peut etrerendu selectif en longueur donde par un choix approprie de labsorbant,par ex-emple une solution de colorant organique dans le nitrobenzene.

Notre montage est represente sur les figures 26 a 38.

2.6 dispositif de separation isotopique:pilotage par micro-

ordinateur

2.6.1 principe de la separation isotopique

La plupart des freons peuvent etre photolyses selectivement en fonction de leurteneur isotopique par absorption dune vingtaine de photons de longueur dondecomprise entre 9,3 et 10,6 microns.La teneur naturelle du carbone(surtout com-pose disotope 12)en isotope 13 est 1110ppm.Il est possible de lenrichir en iso-tope 13 jusqua une teneur de 0,30-0,50 en une seule etape,et a 0,97 en deuxetapes,alors que les methodes habituelles de distil lation fractionnee de CO ouCH4,ou dechange chimique necessitent plusieurs centaines doperations.Lundes freons les plus interessants est le difluoromonochloromethane:

C13F2HCl + nh C13F2+HCl

Le radical difluorocarbene se dimerise ensuite en tetrafluoroethane,ou peut saditionnera de lacide iodhydrique pour former du difluoroiodomethane enrichi en carbone

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13.Dans ce dernier cas,il est possible de bruler le difluoroiodomethane contenantdu carbone 12,indesirable,par irradiation a 9,3 microns:

2C13F2 C132 F4

ou:CF2+ HI CF2HI

Un avantage du difluorochloromethane est quon peut operer a une pressionelevee,de 100 torrs,alors quavec dautres freons,tels que le trifluorobromomethane,laselectivite isotopique disparait des une pression de 1 torr.La longueur donde daccord du laser doit etre la raie P(20) a 10,59 microns,ouP(14) a 9,50 microns.Avec notre laser de 600 Watts,la production de carbone13 serait de 10 grammes par jour.Le schema de linstallation est represente figure 39.Le faisceau laser est ren-

voye par un miroir de cuivre concave et focalise par une lentille en fluorure debaryum de longueur focale 1m50 dans la cuve de photolyse,qui est un tube enpyrex de 1m de longueur ,ferme par deux fenetres en fluorure de baryum etmuni dune tubulure de remplissage.Le faisceau attenue est mesure par notrecapteur photothermodielectrique.Lelectrovanne V1 ferme la cuve de photol-yse,lelectrovanneV2controle larrivee de freon,un manometre a sortie analogiquecontrolant la pression de remplissage de la cuve.Il faut appliquer 15000 impul-sions laser,ce qui dure 15 secondes.Ensuite,le contenu de la cuve est transferre aumoyen dun pompe a vide vers le piege a azote liquide,ferme par les electrovannesV3 etV4.Il faut surveiller le niveau dazote liquide,par exemple au moyen dune

jauge de niveau utilisant la variation dune resistance en carbone agglomere com-mandant,par une cinquieme electrovanne le remplissage.Le tetrafluoroethyleneenrichi en carbone 13 est separe regulierement par distillation fractionnee et

on en mesure la purete isotopique au moyen dun spectrometre de masse aseparateur quadrupolaire,simple et economique.On peut ensuite effectuer un sec-ond enrichissement,puis le convertir en dioxyde de carbone par passage sur deloxyde cuivrique chauffe a 700 degres,puis en carbonate alcalin solide,stockableet livrable.Le changement de longueur donde du laser est effectue par rotation du reseauau moyen dun moteur pas a pas a quetre phases,qui peut etre commande parun port de 4 bits,par lintermediaire dun driverL298.Il faut prevoir un codeuroptique pour verifier la position du reseau,ce qui necessite encore un port de 8bits.

2.6.2 commande par micro-ordinateur

Les controles et asservissement a effectuer etant peu nombreux et a cadencepeu elevee(une vitesse de 9600 bauds suffit),nous avons etudie la mise en oeuvrede circuits dinterface simples.Parmi les circuits dinterface utilisables sur PC,lecircuit dinterface parallele(PIA) 8255 fournit 3 ports de 8 bits configurables enentree ou en sortie(ref 9,10).Le AY3 1015(ref 8)est un circuit dinterface serie,qui comporte un port de 8

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bits en entree et un autre en sortie.Ces circuits integres simples,meme munis de convertisseurs numerique-analogique

et analogique-numerique,sont insuffisants pour notre application.Nous avons utilise un microcontroleur preprogramme du commerce,leADS232,prevupour etre utilise sur le port serieRS232 avec un circuit dinterfaceM AX232 deMAXIM,comporte 3 ports de 8 bits configurables en entree ou en sortie,unesortie a rapport cyclique programmable(PWM) et une liaison serie avec unconvertisseur analogique-numerique 8 bits a 11 entrees,le M C145041 de MO-TOROLA.Le schema est represente figure 40.Nous avons ajoute une alimen-tation 5 Volts,24 diodes electroluminescentes sur chaque entree-sortie et 11amplificateurs de gain 10 equipes de T L082 sur les entrees analogiques.Les troisports PA,PB,PC sont utilises pour:a)la lecture du capteur denergie photothermodielectrique(8 bits)b)la commande des quatre electrovannes,par lintermediaire doptotriacs et detriacs(4 bits)c)la commande du moteur pas a pas a 4 phases soit directement par un driverL298,soit par lintermediaire dun microcontrolleur specialise CY512 de CY-BERNETIC MICROSYSTEM(4 bits)d)la lecture du codeur optique(8 bits)Les entrees analogiques sont utilisees pour les autres fonctions:d)la lecture de pression sur le manometree)la lecture de la jauge de niveau dazote liquidef)le controle du debit deaug)les controles des tension et courant de lalimentation du laser.Ce montage simple et economique est suffisament rapide pour notre applica-tion,et sa commande ne necessite quun petit programme en Basic.

2.7 Conclusion et aspects economiquesNotre etude,apres des etapes intermediaires,conduit essentiellement a deux pro-duits commercialisables:un generateur haute tension de 3kWdestine a lalimentationdes tubes a rayons X,et un carbonate alcalin enrichi en carbone 13,utilise commetraceur isotopique non radioactif en recherche et en medecine.Nous allons decrireles perspectives commerciales de ces deux produits.

2.7.1 Alimentation de tubes a rayons X

Le prix de vente dun tel generateur est de 60KF.Il est utilise pour la ra-diocrystallograpie,aussi bien en recherche fondamentale que dans lindustrie,etles prestations de service dune installation utilisee en analyse industrielle sontde lordre de 2000F/jour.Le marche actuel est de 20 a 30 appareils par an,et une equipe composee duntechnicien et dun cableur,revenant a 30KF/mois,peut en produire deux parsemaine.Pour une production de 25 appareils,le montant des ventes seleveraitdonc a 1, 5MF/an,et l equipe de production serait utilisee 3 mois par an,pourun prix de revient de 90KF,le cout de production des generateurs etant de

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600KF.Le revenu dune telle ligne de produit serait donc de 700KF/an.Ilfaut toutefois prevoir la maintenance des generateurs,particulierement onereuse

sils sont livres a letranger,dou l importance de poursuivre les etudes de fia-bilite,dont on a vu les limites au paragraphe 1.7.1.

2.7.2 production de carbone 13

Le carbone 13 est utilise comme traceur isotopique pour les applications suiv-antes(ref 3):a)recherche fondamentale en chimie organique,etude de structures moleculaires:moleculesmarquees pour la resonance magnetique nucleaire et les spectroscopies vibrationnelles(infra-rouge et Raman)b)etude fondamentale des circuits de metabolisme et de loxydation des sub-strats biologiquesc)tests respiratoires non invasifs pour la recherche metabolique et le diagnos-

tic.On fait absorber des aliments enrichis en carbone 13 au patient,et le dioxydede carbone expire est collecte et mesure.Le marche potentiel pour cette applica-tion est considerable:800 millions de dollars aux USA pour 5 millions de patientspar and)cinetique des acides amines,metabolisme des acides grase)effet de la pollution atmospherique et du changement climatique global sur lacomposition des plantes.Le prix du marche est stabilise a 300F/gramme,la consommation annuelle actuelleetant de lordre de 50kg,et pourrait atteindre 300kg en lan 2000.Notre installation pilote peut produire 3kg par an,soit une valeur de 900KF.Lecout dexploitation est essentiellement lie a la fiabilite du laser,qui est lequipementle plus onereux.Les circuits electroniques etant entierement realises par nousmeme,a partir de montages deja experimentes en laboratoire,devraient etre fi-ables et faciles a entretenir.Il ny a aucun frais de maintenance sur la vente dunproduit chimique,et le nombre de manipulations a effectuer est tres reduit,lefonctionnement de linstallation etant automatique.On peut compter sur un ren-dement de lordre de 500KFpar an.

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